JPS5814138B2 - ギヤクヘンカンキセイギヨホウシキ - Google Patents
ギヤクヘンカンキセイギヨホウシキInfo
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流送電における逆変換器の制御方式に関する
ものである。
ものである。
なお順変換器は定電流制御機能をもっているものとする
。
。
直流送電における逆変換器の制御方式としては変換器の
消費する無効電力を出来るだけ小さくするために転流余
裕角を最小限度に保ついわゆる定余裕角制御方式がとら
れている。
消費する無効電力を出来るだけ小さくするために転流余
裕角を最小限度に保ついわゆる定余裕角制御方式がとら
れている。
この場合の変換器直流側端子電圧Ｖｄ（以下直流電圧と
いう）および変換器の力率ｃｏｓφは良く知られるよう
に次式で表わされる。
いう）および変換器の力率ｃｏｓφは良く知られるよう
に次式で表わされる。
ここで、Ｅ２は変圧器２次無負荷電圧、δは余裕角、Ｘ
は変圧器の１相あたりのりアクタンス、Ｉｄは直流電流
、Ｕは重なり角である。
は変圧器の１相あたりのりアクタンス、Ｉｄは直流電流
、Ｕは重なり角である。
（１）式からわかるように余裕角を一定に保つと直流電
流の変化に対して直流電圧は一定とならず、直流電流が
小さくなると、直流電圧が高くなる。
流の変化に対して直流電圧は一定とならず、直流電流が
小さくなると、直流電圧が高くなる。
その変化巾は定格直流電圧の１０％程度である。
したがって、一般には、直流電圧を基準値と比較して変
圧器のタップを制御することにより、直流電圧を一定に
保つ制御が行なわれている。
圧器のタップを制御することにより、直流電圧を一定に
保つ制御が行なわれている。
しかしながら、このような制御方式にはつぎのような欠
点がある。
点がある。
すなわち、直流電流最小の領域で運転している場合、直
流電圧を押えるために、タップ制御により変圧器２次電
圧を１０係程度下げてある。
流電圧を押えるために、タップ制御により変圧器２次電
圧を１０係程度下げてある。
この状態から変換器出力を定格値まで取ろうとして直流
電流を増加させ定格値としても、直流電圧が１０％程度
低下しているため、定格電力の９０％程度の電力しか取
れないことになる。
電流を増加させ定格値としても、直流電圧が１０％程度
低下しているため、定格電力の９０％程度の電力しか取
れないことになる。
変圧器タップにより電圧を上げてやれば、定格電力取れ
るようになるが、それには通常数分の時間を要する。
るようになるが、それには通常数分の時間を要する。
また、余裕角一定とすると、直流電流が小さくなるほど
、変換器の交流側のｋＶＡがほぼ比例して小さくなる上
に、重なり角Ｕが小さくなるため（２）式からわかるよ
うに力率が良くなってゆくから、変換器の消費する無効
電力は急速に小さくなる。
、変換器の交流側のｋＶＡがほぼ比例して小さくなる上
に、重なり角Ｕが小さくなるため（２）式からわかるよ
うに力率が良くなってゆくから、変換器の消費する無効
電力は急速に小さくなる。
したがって、変換器の直流電力増減に伴なう無効電力の
変化が大きく、交流電圧の変化が大きくなる。
変化が大きく、交流電圧の変化が大きくなる。
これは特に交流系の短絡容量が小さい場合に問題となる
。
。
本発明は以上のような欠点を除く制御方式を提供するも
のである。
のである。
第１図に本発明の実施例を示す。
図において１は交流系統を示す。
２は変圧器、３はサイリスクブリッジ（３相全波ブリッ
ジ）、４は直流リアクトルである。
ジ）、４は直流リアクトルである。
５は交流端子電圧を測定するための電圧変成器、６は直
流電流を測定するための直流電流変成器である。
流電流を測定するための直流電流変成器である。
７は変圧郵のタップ制御回路、８は直流電圧制御回路、
９は交流電圧急変検出回路、１０はパルス移相器である
。
９は交流電圧急変検出回路、１０はパルス移相器である
。
先ず、本回路の基本動作を説明し、つぎに第２図〜第６
図によってその動作を詳しく説明する。
図によってその動作を詳しく説明する。
タップ制御回路７は、交流系統の電圧が変化しても変圧
器２次無負荷電圧が常に一定となるようにタップを制御
する。
器２次無負荷電圧が常に一定となるようにタップを制御
する。
したがって、直流電圧制御回路は定常的には直流電流の
値のみを入力とし、直流電流が変化しても、直流電圧が
一定となるように、パルス移相器１０に適当な電圧を与
えて、サイリスクブリッジの制御進み角を制御する。
値のみを入力とし、直流電流が変化しても、直流電圧が
一定となるように、パルス移相器１０に適当な電圧を与
えて、サイリスクブリッジの制御進み角を制御する。
電圧急変検出回路９は、交流系で短絡や地絡故障が発生
した場合のように、タップが追随できないような速度で
交流電圧が低下した場合に、逆変換器の転流失敗を避け
るための制御回路であるが、定常時は動作しない回路で
ある。
した場合のように、タップが追随できないような速度で
交流電圧が低下した場合に、逆変換器の転流失敗を避け
るための制御回路であるが、定常時は動作しない回路で
ある。
そのくわしい説明は後に第２図および第５図，第６図を
用いて行なう。
用いて行なう。
以上の説明からわかるように本発明によれば、変圧器２
次電圧は直流電流が小さい場合でも、定格電流を流す場
合と同じ値に保たれるから、例えば変換電力が定格の１
０係で運転している状態から直ちに１００％の電力をと
ることが可能である。
次電圧は直流電流が小さい場合でも、定格電流を流す場
合と同じ値に保たれるから、例えば変換電力が定格の１
０係で運転している状態から直ちに１００％の電力をと
ることが可能である。
また、直流電流が変化しても直流電圧が一定であるから
、力率は一定となり、直流電流が小さくなった時にいた
ずらに変換器の消費無効電力を小さくすることはない。
、力率は一定となり、直流電流が小さくなった時にいた
ずらに変換器の消費無効電力を小さくすることはない。
直流電圧を一定とするとき、力率一定となるのはよく知
られているように（１）式が別の形ではつぎの（３）式
で表わされるから、（３）式と（２）式を比較すれば明
らかとなる。
られているように（１）式が別の形ではつぎの（３）式
で表わされるから、（３）式と（２）式を比較すれば明
らかとなる。
以下、第２図〜第６図により、実施例について更に詳細
に説明する。
に説明する。
第２図は、第１図の直流電圧制御回路８の具体回路例を
示すものである。
示すものである。
第３図，第４図は、その動作を説明するための図面であ
る。
る。
第２図で、Ａ１， Ａ２ ？ Ａ３は演算増巾器である
。
。
ＡＨ ，Ａ２の出力Ｅ０１，ＥＯ２は、直流電流の測定
値Ｉｄ（電圧に変換してあるものとする。
値Ｉｄ（電圧に変換してあるものとする。
）とバイアス電圧をＲ１〜Ｒ８の抵抗器によって決まる
利得を掛けて加算したもので、 である。
利得を掛けて加算したもので、 である。
ここで、ｋ１＝Ｒ７／Ｒ１，ｋ１′＝Ｒ７／Ｒ８
Ｒ Ｒ２，Ｋ２−一，Ｋ２′＝」である。
Ｒ Ｒ２，Ｋ２−一，Ｋ２′＝」である。
Ｒ３ Ｒ４
抵抗器Ｒ９、ダイオードＤＢ ｔ Ｄ２はＥＯＩ ｔ
ＥＯ２のうち低い方の電圧を選択するための回路である
。
ＥＯ２のうち低い方の電圧を選択するための回路である
。
したがってその出力はＥｃ１はＥ。
ｌ ｊ ＥＯ２のうち低い方の電圧となる。
すなわち直流電流ＩｄとＥ ｃ １の関係は第３図に示
すようになる。
すようになる。
端子２４から入ってくる第１図の電圧急変検出回路の出
力が零のときには、Ｅｃｌは演算増巾器Ａ３によって極
性変換されてＥｃ’となり、パルス移相器１０の制御電
圧となる。
力が零のときには、Ｅｃｌは演算増巾器Ａ３によって極
性変換されてＥｃ’となり、パルス移相器１０の制御電
圧となる。
いま、ＲＩＯ ”’ Ｒｌ３とすれば、Ｅｃ−−Ｅｃ１
である。
である。
パルス移相器１０の特性は第２図中に示すようにＥｃと
制御角αが直線的に比例するものとする。
制御角αが直線的に比例するものとする。
したがって、直流電流Ｉｄと制御角αの関係もまた第３
図と同じ形となる。
図と同じ形となる。
バイアス電圧ｋｌ ＶＢｌ． ｙ ｋ２ ＶＢ２ ｙ利
得ｋ１′，ｋ２′の決め方については、次に第４図を用
いて説明する。
得ｋ１′，ｋ２′の決め方については、次に第４図を用
いて説明する。
第４図は、（３）式およびつぎに示すよく知られた式（
（６）式）を用いて計算した結果を示すものである。
（６）式）を用いて計算した結果を示すものである。
図中で、曲線ａは、変圧器２次電圧Ｅ２一定として、■
ｄが変化したときに、直流電圧Ｖｄを一定に保つために
選ぶべき制御角αの値を示している。
ｄが変化したときに、直流電圧Ｖｄを一定に保つために
選ぶべき制御角αの値を示している。
曲線ｂは同じくＥ２一定として、Ｉｄが変化しても、余
裕角δを一定に保つための制御角αの値を示す。
裕角δを一定に保つための制御角αの値を示す。
また、曲線Ｃは曲線ａに沿って制御した場合の余裕角δ
の値を示す。
の値を示す。
曲線ｄは曲線ｂに沿って制御した場合の余裕角δを示す
が、これは当然一定値となっている。
が、これは当然一定値となっている。
本発明の目的を達成するためには、曲線ａに沿った制御
を行なえば良い。
を行なえば良い。
定常運転中はこれだけの制御で十分であるが、図からわ
かるように、何等かの理由で直流電流が定格値以上に増
加すると余裕角が規定値δ。
かるように、何等かの理由で直流電流が定格値以上に増
加すると余裕角が規定値δ。
よりも小となり、転流失敗の危険があるから、このよう
な場合には、曲線ｂに沿った制御を行ない必要な余裕角
を確保しなければならない。
な場合には、曲線ｂに沿った制御を行ない必要な余裕角
を確保しなければならない。
したがって直流電流が定格値よりも小さい場合は曲線ａ
，定格値よりも大きい場合は曲線ｂに沿った制御を行な
えば、常に安定した制御が可能となる。
，定格値よりも大きい場合は曲線ｂに沿った制御を行な
えば、常に安定した制御が可能となる。
図からわかるように、曲線ａ，ｂは上記領域では直線に
極めて近いから、第２図の折線近似回路によって上記の
制御を実現できる（４） ， （５）式に示したｋｌ
ＶＢＩ ， ｋ２ＶＢ２ ， ｋ１’ ， ｋ２’の値
は具体例について第４図のような曲線を計算すれば容易
に決定できる。
極めて近いから、第２図の折線近似回路によって上記の
制御を実現できる（４） ， （５）式に示したｋｌ
ＶＢＩ ， ｋ２ＶＢ２ ， ｋ１’ ， ｋ２’の値
は具体例について第４図のような曲線を計算すれば容易
に決定できる。
第５図は、変圧器２次の無負荷電圧を一定とするタップ
制御回路の実施例を示すものである。
制御回路の実施例を示すものである。
変換器動作中には、転流中に変圧器２次端子間が短絡さ
れ電圧零となるため、変圧器２次側の無負荷電圧を測定
することはできない。
れ電圧零となるため、変圧器２次側の無負荷電圧を測定
することはできない。
第５図の実施例はタップ位置表示用の接点を用いて、タ
ップ位置によって異なる基準電圧を作り、一次側の電圧
をこの基準電圧と比較することによりタップ上げ下げの
指令を出す方法を示すものである。
ップ位置によって異なる基準電圧を作り、一次側の電圧
をこの基準電圧と比較することによりタップ上げ下げの
指令を出す方法を示すものである。
同図中で、δ１，δ２，……δｎはタップ位置を示すス
イッチで、タップ位置に応じてどれか一つが閉じている
ものとする。
イッチで、タップ位置に応じてどれか一つが閉じている
ものとする。
これらのスイッチの片端子には負極性の基準直流電圧−
Ｖｃｃが与えられて居り、他の端子はそれぞれ値の異な
る抵抗器Ｒ１， Ｒ２，……Ｒｎを介して、直流増巾器
Ａｌの入力端子に接続されている。
Ｖｃｃが与えられて居り、他の端子はそれぞれ値の異な
る抵抗器Ｒ１， Ｒ２，……Ｒｎを介して、直流増巾器
Ａｌの入力端子に接続されている。
また抵抗器Ｒ。はスイッチを介さずにＡ１の入力端子に
−Ｖｃｃを加えるものである。
−Ｖｃｃを加えるものである。
Ａ１の他の入力端子は抵抗器Ｒｇで接地されている。
Ａ１の出力は抵抗器Ｒｆ１によって入力端子にフィード
バックされているから、Ａ１の出力Ｅｓは となる。
バックされているから、Ａ１の出力Ｅｓは となる。
ここでＲ１は閉じているタツプｉに相尚するスイッチに
直列接続された抵抗値である。
直列接続された抵抗値である。
したがってＥｓは同図ｂに示すようになるが、タップ位
置ｉにおける変圧器二次電圧■２と一次電圧Ｖ１の比を
Ｎｉ＝Ｖ２／Ｖ１とし、Ｅｓ−Ｎｉ＝規定値となるよう
にＥｓを選べば二次電圧を一定とするための一次電圧の
基準値が得られたことになる。
置ｉにおける変圧器二次電圧■２と一次電圧Ｖ１の比を
Ｎｉ＝Ｖ２／Ｖ１とし、Ｅｓ−Ｎｉ＝規定値となるよう
にＥｓを選べば二次電圧を一定とするための一次電圧の
基準値が得られたことになる。
したがって、第５図に示すように変圧器一次側の交流電
圧Ｅａを整流し、抵抗器ＲａとコンデンサＣａにより平
滑した電圧ＥａとＥｓをレベル比較器ＬＤにより、比較
し、ＥａがＥｓよりも犬であれば、変圧器タップ上げ指
令を出す。
圧Ｅａを整流し、抵抗器ＲａとコンデンサＣａにより平
滑した電圧ＥａとＥｓをレベル比較器ＬＤにより、比較
し、ＥａがＥｓよりも犬であれば、変圧器タップ上げ指
令を出す。
タップ位置が上ってくるとＮｉが小となってくるためＥ
ｓが段々に大きくなり、ＥｓとＥａが等しくなるところ
でタップは停止する。
ｓが段々に大きくなり、ＥｓとＥａが等しくなるところ
でタップは停止する。
Ｅａ＜Ｅｓの場合は逆にタップ下げ指令が与えられるこ
とになる。
とになる。
以上のように、第５図の回路によれば、変圧器２次の無
負荷電圧を一定に保つ制御が可能である。
負荷電圧を一定に保つ制御が可能である。
第２図，第５図の回路を組み合せることによって、当初
に述べた本発明の目的は定常時においては完全に達成で
きる。
に述べた本発明の目的は定常時においては完全に達成で
きる。
しかしながら、交流系統で故障が発生した場合のように
交流電圧が急変するような場合にはタップが応動できな
いから、伺等かの特別の処置が必要となる。
交流電圧が急変するような場合にはタップが応動できな
いから、伺等かの特別の処置が必要となる。
そのための回路が第２図の点線で囲んだ部分２６及び第
５図の点線で囲んだ部分９である。
５図の点線で囲んだ部分９である。
第５図においてＲａＣａは比較的小さな値としてあるか
ら、交流電圧Ｅａの急変に極く短い時間のうちに追随す
る。
ら、交流電圧Ｅａの急変に極く短い時間のうちに追随す
る。
その時点のＥｓとＥａの差△Ｖを差動増巾器Ａ２により
求め、割算回路ＤＶにより△ｖ／Ｅｓを求める。
求め、割算回路ＤＶにより△ｖ／Ｅｓを求める。
△ｖ／Ｅｓは規定値からの交流電圧の偏差を規定値（定
格二次電圧を出すための一次電圧）ベースで表わしたも
のである。
格二次電圧を出すための一次電圧）ベースで表わしたも
のである。
通常の電圧変動範囲が狭い場合には、Ｅｓはほとんど変
化しないから、割算回路ＤＶを省略し、△Ｖをそのまま
出力としても良い。
化しないから、割算回路ＤＶを省略し、△Ｖをそのまま
出力としても良い。
このようにして導出した偏差を端子４０を第２図の端子
２４に接続することによって、第２図の回路に入力とし
て与え、位相制御を行なうこの場合の制御方式を第６図
によって説明する。
２４に接続することによって、第２図の回路に入力とし
て与え、位相制御を行なうこの場合の制御方式を第６図
によって説明する。
第６図の曲線１は、直流電流は一定とし交流電圧が変化
した場合に余裕角δを一定に保つためには点弧位相αを
どのように変化させれば良いかを（６）式によって計算
したものである。
した場合に余裕角δを一定に保つためには点弧位相αを
どのように変化させれば良いかを（６）式によって計算
したものである。
同図は△Ｖ／Ｅｓの偏差に対して△αだけ点弧位相を変
化させれば良いことを示している。
化させれば良いことを示している。
このような制御を行なうことにより交流電圧が変化して
も必要な余裕角δを確保した安定な運転が可能である。
も必要な余裕角δを確保した安定な運転が可能である。
交流電圧が規定値よりも上昇した場合には上記曲線１に
よる制御を行なっていると、直流電圧は定格値よりも上
昇する。
よる制御を行なっていると、直流電圧は定格値よりも上
昇する。
直流側の機器の耐圧に十分な余裕がある場合には、それ
でも良いが、一般には過電圧は好ましくないから位相制
御により、直流電圧が定格値以上にならないように押え
ることが望ましい。
でも良いが、一般には過電圧は好ましくないから位相制
御により、直流電圧が定格値以上にならないように押え
ることが望ましい。
第６図の曲線２は直流電流は一定とし、交流電圧が変化
しても直流電圧を一定とするための制御角αを（１）式
および（６）式から計算した結果を示している。
しても直流電圧を一定とするための制御角αを（１）式
および（６）式から計算した結果を示している。
以上要約すると、交流電圧が規定値よりも低下した場合
は、曲線１に沿った制御を行なって必要な余裕角δを確
保し交流電圧が規定値より上昇した場合は曲線２に沿っ
た制御を行なって、直流電圧上昇による絶縁破壊を防ぐ
。
は、曲線１に沿った制御を行なって必要な余裕角δを確
保し交流電圧が規定値より上昇した場合は曲線２に沿っ
た制御を行なって、直流電圧上昇による絶縁破壊を防ぐ
。
第２図の２６によって示した回路を用いれば、上記１，
２の曲線を同じく第６図中に示した直線１’，２’によ
ってそれぞれ近似した制御が可能である。
２の曲線を同じく第６図中に示した直線１’，２’によ
ってそれぞれ近似した制御が可能である。
折線近似を用いれば更に精度の良い制御が可能であるが
、ここでは、簡単のために、上記の直線近似による制御
回路について説明する。
、ここでは、簡単のために、上記の直線近似による制御
回路について説明する。
交流電圧Ｅａが規準値Ｅｓよりも低くなると、△Ｖ／Ｅ
ｓは負の電圧として出てくるから、２６のダイオードＤ
３が導通し、Ｒｌ３〜Ｒｌｌで決る比率でパルス移相器
１０の制御電圧Ｅｃを低下させαを小さくする。
ｓは負の電圧として出てくるから、２６のダイオードＤ
３が導通し、Ｒｌ３〜Ｒｌｌで決る比率でパルス移相器
１０の制御電圧Ｅｃを低下させαを小さくする。
Ｒ１３〜Ｒｌｌは第６図の直線１′に合せて決定する。
つぎに、Ｅａが上昇してＥｓよりも犬となった場合は２
６のＡ４の出力が負の電圧となり、Ｄ４が導通してＥｃ
を低下させる。
６のＡ４の出力が負の電圧となり、Ｄ４が導通してＥｃ
を低下させる。
その傾斜は第６図の直線２′に合せて決定されるが、抵
抗器Ｒｌ５ ｆ Ｒ１７ ｊ Ｒｌ２ ｊ Ｒｌ３を選
ぶことにより実現できる。
抗器Ｒｌ５ ｆ Ｒ１７ ｊ Ｒｌ２ ｊ Ｒｌ３を選
ぶことにより実現できる。
以上の説明から明らかなように、第１図の制御回路によ
れば、定常時、過渡時も含めて冒頭に述べた本発明の主
旨を完全に実現できる。
れば、定常時、過渡時も含めて冒頭に述べた本発明の主
旨を完全に実現できる。
なお、以上の説明は、逆変換器側の直流電圧を一定とす
る方式について述べているが、全く同じ回路を用いて順
変換器側の直流電圧を一定とする制御も可能である。
る方式について述べているが、全く同じ回路を用いて順
変換器側の直流電圧を一定とする制御も可能である。
そのためには、第３図に示した制御曲線の傾斜を決める
際に（３）式の右辺に直流線路による電圧降下分Ｒ１Ｉ
ｄを加算して、第４図と同様の計算を行ない回路定数の
決定を行なえば良い。
際に（３）式の右辺に直流線路による電圧降下分Ｒ１Ｉ
ｄを加算して、第４図と同様の計算を行ない回路定数の
決定を行なえば良い。
以上の説明では、直流電流の大きさに応じて直流電圧を
一定にする領域と定余裕角制御とする領域を設け、その
境界を定格直流電流として説明したが、この境界は転流
失敗をしない範囲で任意の値に選ぶことが可能であり、
その効果も期待できる。
一定にする領域と定余裕角制御とする領域を設け、その
境界を定格直流電流として説明したが、この境界は転流
失敗をしない範囲で任意の値に選ぶことが可能であり、
その効果も期待できる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の直流電圧制御回路の一例を示す接続図、第３図、
第４図はこれを説明する特性図、第５図はタップ制御回
路の一例を説明する回路図、第６図は直流電圧急変検出
回路を説明する特性図である。 符号の説明、１……交流系統、２……変圧器、３……サ
イリスタブリツジ、４……直流リアクトル、５……電圧
変成器、６……直流電流変成器、７……タップ制御回路
、８……直流電圧制御回路、９……交流電圧急変検出回
路、１０……パルス移相器。
１図の直流電圧制御回路の一例を示す接続図、第３図、
第４図はこれを説明する特性図、第５図はタップ制御回
路の一例を説明する回路図、第６図は直流電圧急変検出
回路を説明する特性図である。 符号の説明、１……交流系統、２……変圧器、３……サ
イリスタブリツジ、４……直流リアクトル、５……電圧
変成器、６……直流電流変成器、７……タップ制御回路
、８……直流電圧制御回路、９……交流電圧急変検出回
路、１０……パルス移相器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 変圧器の無負荷２次電圧が一定となるように変圧器
タップを調整する回路および直流電流の大きさに応じて
制御角を調整する回路を備え、直流電流が規定値以下の
ときは直流電圧を一定とするように制御し、直流電流が
規定値以上のときは余裕角を一定とするように制御する
ことを特徴とする逆変換器制御方式。 ２ 変圧器のタップ位置によって異なる基準電圧を作る
回路、変圧器１次の交流電圧を整流して直流電圧に変換
する回路、上記２つの電圧を比較し変圧器タップ上げ指
令、下げ指令を出す回路を備え、変換器運転中も変圧器
２次の無負荷電圧を一定に保つことを特徴とする第１項
記載の逆変換器制御方式。 ３ 第２項において、基準電圧、直流電圧の２つの電圧
の差を導出する回路、上記差電圧が正、負となったとき
にそれぞれ規定の比率で逆変換器のパルス移相器の制御
電圧を変化させる回路を備え、交流電圧が基準値よりも
低下した場合は必要な余裕角が保たれるように制御し、
交流電圧が基準値よりも大きくなつ 場合は直流電圧が
一定となるように制御することを特徴とする逆変換器制
御方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP47080866A JPS5814138B2 (ja) | 1972-08-12 | 1972-08-12 | ギヤクヘンカンキセイギヨホウシキ |
| GB3742373A GB1440368A (en) | 1972-08-12 | 1973-08-07 | Converter control system |
| US386561A US3886433A (en) | 1972-08-12 | 1973-08-08 | Converter control system with tapped transformer providing constant no-load secondary voltage |
| SE7310912A SE389432B (sv) | 1972-08-12 | 1973-08-09 | Anordning for reglering av en vexelriktare |
| SU731952230A SU608490A3 (ru) | 1972-08-12 | 1973-08-10 | Способ управлени преобразовател ми |
| DE2340669A DE2340669C3 (de) | 1972-08-12 | 1973-08-10 | Anordnung zur Regelung eines Wechselrichters und eines auf dessen Wechselstromseite angeordneten Stufentransformators in einer Anlage zur Leistungsübertragung zwischen Wechselstromnetzen durch Gleichstrom |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP47080866A JPS5814138B2 (ja) | 1972-08-12 | 1972-08-12 | ギヤクヘンカンキセイギヨホウシキ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS4937127A JPS4937127A (ja) | 1974-04-06 |
| JPS5814138B2 true JPS5814138B2 (ja) | 1983-03-17 |
Family
ID=13730250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP47080866A Expired JPS5814138B2 (ja) | 1972-08-12 | 1972-08-12 | ギヤクヘンカンキセイギヨホウシキ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3886433A (ja) |
| JP (1) | JPS5814138B2 (ja) |
| DE (1) | DE2340669C3 (ja) |
| GB (1) | GB1440368A (ja) |
| SE (1) | SE389432B (ja) |
| SU (1) | SU608490A3 (ja) |
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| US3970918A (en) * | 1975-01-13 | 1976-07-20 | Edward Cooper | High speed, step-switching AC line voltage regulator with half-cycle step response |
| JPS54118528A (en) * | 1978-03-06 | 1979-09-14 | Hitachi Ltd | Pulse width modulation inverter |
| JPS55147920A (en) * | 1979-05-04 | 1980-11-18 | Hitachi Ltd | Dc transmission device operation control system |
| JPS59149747A (ja) * | 1983-02-10 | 1984-08-27 | 株式会社東芝 | 系統連系インバ−タの運転方式 |
| BG38680A1 (en) * | 1984-08-03 | 1986-02-14 | Stajjkov | Control device for electric moving composition with alternating current |
| US5687067A (en) * | 1995-05-30 | 1997-11-11 | Philips Electronics North America Corporation | Low noise controller for pulse width modulated converters |
| US9041378B1 (en) * | 2014-07-17 | 2015-05-26 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic maneuvering configuration for multiple control modes in a unified servo system |
| US9831768B2 (en) | 2014-07-17 | 2017-11-28 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic maneuvering configuration for multiple control modes in a unified servo system |
| CN104600733B (zh) * | 2014-12-23 | 2017-02-22 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 换相控制方法及换相控制装置 |
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| US9979285B1 (en) | 2017-10-17 | 2018-05-22 | Crane Electronics, Inc. | Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters |
| US10425080B1 (en) | 2018-11-06 | 2019-09-24 | Crane Electronics, Inc. | Magnetic peak current mode control for radiation tolerant active driven synchronous power converters |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE893080C (de) * | 1943-12-09 | 1953-10-12 | Siemens Ag | Gleichstromhochspannungskraftuebertragungsanlage |
| DE1413455C3 (de) * | 1962-03-20 | 1980-09-18 | Asea Ab, Vaesteraas (Schweden) | Regelanordnung für eine Hochspannungsgleichstromübertragungsanlage |
| GB1170247A (en) * | 1966-05-06 | 1969-11-12 | English Electric Co Ltd | Improvements in Static Invertor Control Circuits |
| US3499165A (en) * | 1967-06-22 | 1970-03-03 | Asea Ab | Transmission system for high voltage direct current |
| DE1588067B1 (de) * | 1967-08-05 | 1971-01-28 | Bbc Brown Boveri & Cie | Regelungseinrichtung einer Hochspannungs-Gleichstrom-UEbertragungsanlage fuer den Mehrpunktnetzbetrieb |
| DE1962042A1 (de) * | 1969-12-11 | 1971-06-16 | Bbc Brown Boveri & Cie | Verfahren zur Regelung des Leistungsfaktors oder der Spannung in einem Drehstromnetz mittels einer Hochspannungs-Gleichstrom-Kurzkupplung |
| JPS4839713B1 (ja) * | 1970-08-31 | 1973-11-26 | ||
| DE2109763C3 (de) * | 1971-02-25 | 1980-10-09 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Einrichtung zur Spannungsregelung in Stromrichterstattonen einer Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragungsanlage |
-
1972
- 1972-08-12 JP JP47080866A patent/JPS5814138B2/ja not_active Expired
-
1973
- 1973-08-07 GB GB3742373A patent/GB1440368A/en not_active Expired
- 1973-08-08 US US386561A patent/US3886433A/en not_active Expired - Lifetime
- 1973-08-09 SE SE7310912A patent/SE389432B/xx unknown
- 1973-08-10 DE DE2340669A patent/DE2340669C3/de not_active Expired
- 1973-08-10 SU SU731952230A patent/SU608490A3/ru active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2340669A1 (de) | 1974-02-28 |
| DE2340669C3 (de) | 1983-11-03 |
| US3886433A (en) | 1975-05-27 |
| SE389432B (sv) | 1976-11-01 |
| SU608490A3 (ru) | 1978-05-25 |
| JPS4937127A (ja) | 1974-04-06 |
| GB1440368A (en) | 1976-06-23 |
| DE2340669B2 (de) | 1976-03-25 |
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