JPS581349A - Fm stereophonic demodulator - Google Patents
Fm stereophonic demodulatorInfo
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- JPS581349A JPS581349A JP9992081A JP9992081A JPS581349A JP S581349 A JPS581349 A JP S581349A JP 9992081 A JP9992081 A JP 9992081A JP 9992081 A JP9992081 A JP 9992081A JP S581349 A JPS581349 A JP S581349A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an FM stereo demodulation device, and more particularly to an FM stereo demodulation device that multiplies a subcarrier signal and a composite signal when demodulating a subsignal.
ＦＭステレオ信号の復調に際して３８ ＫＨ２の矩形状
サブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチン
グして左右チャンネル信号を分離するようにした回路方
式がある。第１図はかかる復調方式のブロック図であり
、ＦＭ−ＩＰ（中間周波）信号はＦＭＭ波器１によりコ
ンポジット信号に変換され、不要成分を除去するＬＰＦ
（ローパスフィルタ）２を介してスイッチング回路３に
印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９ＩＧ（ｚ
のパイロット信号をＰＬＬ （フェイズロックドループ
）回路４において抽出し、このパイロット信号に位相同
期した３８１Ｇ′Ｉｚの矩形波サブキャリヤ信号が、先
のスイッチング回路３のスイッチング信号として用いら
れている。このスイッチング出力からオーディオ成分で
ある左右チャンネル信号が夫々分離導出されるもので、
そのためにＬＰＦ ５及び６が設けられている。There is a circuit system that separates left and right channel signals by switching a composite signal using a 38 KH2 rectangular subcarrier signal when demodulating an FM stereo signal. FIG. 1 is a block diagram of such a demodulation method, in which an FM-IP (intermediate frequency) signal is converted into a composite signal by an FMM waveformer 1, and an LPF removes unnecessary components.
It is applied to the switching circuit 3 via the (low-pass filter) 2. 19IG (z
A pilot signal of 381 G'Iz is extracted in a PLL (phase locked loop) circuit 4, and a 381 G'Iz rectangular wave subcarrier signal phase-synchronized with this pilot signal is used as a switching signal of the switching circuit 3. The left and right channel signals, which are audio components, are separated and derived from this switching output.
For this purpose, LPFs 5 and 6 are provided.
ここで、スイッチング信号である３８１Ｇ（ｚのサブキ
ャリヤ信号は第２口内に示す如き矩形波であるために、
これをフーリエ級数に展開すると、４ ′ ４
４
Ｆ （ｔ） ＝、血ω８ｔ＋π自３ω８ｔ＋π−５ω８
ｔ＋・・・・・・（１）
と表わされる。ここに吻はサブキャリヤ信号の角周波数
である。このように、Ｆ （ｔ）の周波数スペクトラム
は第２図（ロ）に示す如（３８ＫＨ２の基本波の他に、
１１４ＫＨ２，１９０ＫＨｚ、 −等の奇数次高調波を
含んでいることになる。Here, since the subcarrier signal of 381G (z) which is the switching signal is a rectangular wave as shown in the second port,
Expanding this into a Fourier series, we get 4 ′ 4
4 F (t) =, blood ω8t+πself3ω8t+π−5ω8
It is expressed as t+...(1). Here, rost is the angular frequency of the subcarrier signal. In this way, the frequency spectrum of F (t) is as shown in Figure 2 (b) (in addition to the fundamental wave of 38KH2,
This means that it includes odd harmonics such as 114KH2, 190KHz, -, etc.
かかる周波数スペクトラムを有するスイッチング信号Ｆ
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングす′れば、両
信号の乗算がなされることになるが、出力部のＬＰＦ
５及び６の通過帯域をθ〜１５ＫＨ２，とすれば、この
乗算によりステレオ出力に現われる検波器出力は第２図
（Ｃ）の如（なる。つまりメイン信号（０〜１５ＫＨ２
）とサブ信号（３８±１５ＫＨ２）の他に１１４±１５
ＫＨ２，１９０±１５ＫＨ２，−・・にある信号（雑音
や近接妨害波等）も復調されて出方される。A switching signal F having such a frequency spectrum
If the FM detection output is switched by (t), both signals will be multiplied, but the output section LPF
If the passband of 5 and 6 is θ~15KH2, then the detector output appearing in the stereo output by this multiplication will be as shown in Figure 2(C).In other words, the main signal (0~15KH2)
) and sub signal (38±15KH2), 114±15
Signals (noise, nearby interference waves, etc.) at KH2, 190±15KH2, . . . are also demodulated and output.
かかる欠点を防ぐために、ＦＭ検波器１の出力に、第２
図０に示すように１１４ＫＨ２，１９０ＫＨ２，・・・
付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じる。In order to prevent such drawbacks, the output of the FM detector 1 has a second
As shown in Figure 0, 114KH2, 190KH2,...
It becomes necessary to add an LPF with a large amount of attenuation nearby.
しかし、１１４ ＫＨ２はコンポジット信号成分に接近
しているために、このＬＰＦにより第２図［相］に示す
如くコンポジット信号の遅延特性が平坦でなくなったり
、振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出力
の歪やセパレーション特性が悪化することになる。However, since 114 KH2 is close to the composite signal component, this LPF causes the delay characteristics of the composite signal to become uneven, as shown in Figure 2 [Phase], and the amplitude characteristics to become uneven, making stereo demodulation difficult. This results in deterioration of output distortion and separation characteristics.
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好なステレ
オ復調装置を提供することである。An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks and provide a stereo demodulation device with good characteristics.
本発明によるＰＭステレオ復調装置は、ＦＭ検波出力に
含まれるステレオパイロット信号と同期した正弦波状の
サブキャリヤ信号を発生する手段と、高周波のパルス信
号を正弦波サブキャリヤ信号によりパルス幅変調したパ
ルス列信号を発生する変調手段と、このパルス列信号と
ＦＭ検波出力との乗算をなす手段とを含み、この乗算出
力から左右チャンネル信号を分離導出するようにしたこ
とを特徴とする。The PM stereo demodulator according to the present invention includes means for generating a sinusoidal subcarrier signal synchronized with a stereo pilot signal included in an FM detection output, and a pulse train signal obtained by pulse width modulating a high frequency pulse signal with a sinusoidal subcarrier signal. The present invention is characterized in that it includes modulation means for generating a pulse train signal, and means for multiplying this pulse train signal by an FM detection output, and left and right channel signals are separately derived from the multiplication output.
以下に図面を用いて本発明を説明する。The present invention will be explained below using the drawings.
第３図は本発明の詳細な説明するブロック図であり、Ｐ
Ｍ検波器ｌによる検波出力はＬＰＦ ２を介して乗算器
３の入力となる。検波出力はまた３８ＫＨ２の正弦波状
サブキャリヤを発１生ずるサブキャリヤ信号発生器７に
入力されて、パイロット信号に同期した正弦波の３８
ＫＨ２信号が発生される。この３８ＫＨ２のサブキャリ
ヤ信号を入力とするＰＷＭ（パルス幅変調）回路８が設
けられており、略５００ ＫＨｚ以上の高周波のクロッ
クパルス信号が当該正弦波サブキャリヤ信号によりパル
ス変調されてＰＷＭ信号となる。このＰＷＭ信号出力が
乗算器３の抽入力となり、ＦＭ検波出力と乗算される。FIG. 3 is a block diagram illustrating the present invention in detail;
The detection output from the M detector l becomes an input to the multiplier 3 via the LPF 2. The detection output is also input to a subcarrier signal generator 7 which generates a 38KH2 sinusoidal subcarrier, which generates a 38KH2 sinusoidal subcarrier synchronized with the pilot signal.
A KH2 signal is generated. A PWM (pulse width modulation) circuit 8 which receives this 38 KH2 subcarrier signal as input is provided, and a high frequency clock pulse signal of approximately 500 KHz or more is pulse-modulated by the sine wave subcarrier signal to become a PWM signal. . This PWM signal output becomes the extraction input of the multiplier 3, and is multiplied by the FM detection output.
この乗算出力のオーディオ成分がＬＰＦｓ、６により夫
々導出されて左右チャンネル信号に分離復調されること
になる。The audio components of this multiplication output are derived by the LPFs, 6, respectively, and are separated and demodulated into left and right channel signals.
第４図（Ａ）＋（ト）は第３図の回路の動作及び特性を
示す図であり、先ず囚は３８ ＫＨ２の正弦波サブキャ
リヤ信号波形であり、（Ｂ）はこのサブキャリヤ信号に
よりパルス変調されたＰＷＭパルス列信号波形である。4(A)+(G) are diagrams showing the operation and characteristics of the circuit in FIG. This is a pulse-modulated PWM pulse train signal waveform.
このＰＷＭ波の周波数スペクトラムを考えると、変調波
であるサブキャリヤ信号の周波数である３８ ＫＨｚ成
分を有し、またその他にＰＷＭ波のキャリヤ周波数付近
及びその奇数次高調波付近における変調度に応じた分布
となるが、これらａｓＫＨ２成分以外の周波数成分はＰ
ＷＭ波のキャリヤを約５００ＫＨ２以上の高周波に選定
すれば、図（ｑのようになる０
従って、ＦＭ検波出力のうち乗算によるステレオ復調出
力に現れるのは、メイン信号（０〜１５ＫＨ２）とサブ
信号（２３〜５３ ＫＨ２）と、更にはＰＶＩＦＭ波の
キャリヤ周波数付近及びその奇数倍の周波数付近の妨害
波や雑音に限られることになり、よって復調出力の周波
数スペクトラムは０の如くなる。Considering the frequency spectrum of this PWM wave, it has a 38 KHz component, which is the frequency of the subcarrier signal that is the modulated wave, and also has a component of 38 KHz, which is the frequency of the subcarrier signal that is the modulated wave, and also has a component of 38 KHz, which is the frequency of the subcarrier signal that is the modulated wave, and also has a component of 38 KHz, which corresponds to the modulation degree near the carrier frequency of the PWM wave and its odd harmonics. However, the frequency components other than these asKH2 components are P
If the carrier of the WM wave is selected to be a high frequency of about 500KH2 or more, it will be as shown in Figure (q). Therefore, among the FM detection output, what appears in the stereo demodulation output by multiplication is the main signal (0 to 15KH2) and the sub signal. (23 to 53 KH2), and is further limited to interference waves and noise near the carrier frequency of the PVIFM wave and odd multiples thereof, and therefore the frequency spectrum of the demodulated output becomes 0.
その結果、ＬＰＦ ２の特性は高周波のＰＷＭ波のキャ
リヤ周波数付近から上を速断すればよいから、（ト）に
示すように高域まで平坦なＬＰＦ特性とすることができ
ミその遅延特性も［Ｆ］に示す如く平坦とすることが可
能となる。従って、ＦＭ検波出力は振幅と遅延が平坦な
状態で復調されることになり、歪やセパレーションの悪
化がなくなる。また、ＦＭ検波器１の出力の周波数特性
が高域まで伸びていない場合には、ＬＰＦ ２は省略可
能となる。As a result, since the characteristics of the LPF 2 need only be cut quickly from around the carrier frequency of the high-frequency PWM wave to above, the LPF characteristics can be flat to the high frequency range as shown in (g), and the delay characteristics can also be changed to [ It becomes possible to make it flat as shown in [F]. Therefore, the FM detection output is demodulated with flat amplitude and delay, eliminating deterioration of distortion and separation. Furthermore, if the frequency characteristics of the output of the FM detector 1 do not extend to high frequencies, the LPF 2 can be omitted.
第３図の回路ブロックにおける復調原理を簡単に数式を
用いて説明する。いま、左右チャンネル信号をＬ（ｔ）
、 Ｒ（ｔ）とすると、メ、イン及びサブ信号はそれ
ぞれＭ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）、 ５（ｔ）＝Ｌ（
ｔ）−Ｒ（ｔ）と表わされる。従って、サブキャリヤ信
号を―ωｓｔとするとＦＭ検波出力であるコンポジット
信号Ｃ（ｔ）は、
Ｃ（＋’） ＝ Ｍ（’） ＋ Ｓ （ｔ）＊ ａｌＢ
’ −（２）となる。尚、パイロット信号
成分は簡略化のため省略している。そしてＰＷＭ波の主
成分は幽ωｓｔであるからＰＷＭ回路８の出力は直流分
を考慮して、■±―ω８ｔとすれば、乗算器３の１対の
出方は、ｖＬ（ｔ）＝ （−＋血ｗ、ｔ ） −Ｃ（ｔ
） ・（３）ｉ＋ａ（ｔ）＝ （＊ｍＢｔ ）
・Ｃ（ｔ） ・・・（４）となる。従って、（２
）、 （３）式を変形整理すれば、ｔｌＬ（ｔ）＝ −
ｊ （Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））土中（ｔ）＋Ｍ（ｔ）漬
ａＪＢ ｔｌ ・・・（５）
一−、−５（ｔ）邸２ω８ｔ
υｕ（ｔ）＝ 丁（Ｍ（ｔ） ５（ｔ）） ＋ （ＴＳ
（ｔ） Ｍ（ｔ））＊ａ＋８ｔ＋７８（ｔ）（２）２ω
、１ ・・・（６）となる。これらｕＬ（ｔ
）及びａｍ（りをＬＰＦ ５及び６を夫夫通すことによ
りオーディオ成分のみが導出されるから、各ＬＰＦ５．
６の出力ｖＬ’（ｔＬ ｖＨ’（ｔ）は、ｖＬ（ｔ）
＝−（Ｍ（ｔ）＋８（ｔ）） ＝ Ｌ（ｔ） −
（７）ｕＲ’＜ｔ＞＝−（Ｍ（ｔ）−８（ｔ））＝Ｒ（
ｔ） −（８）となって、左右チャ／ネル信号が
分離復調されることになる。The demodulation principle in the circuit block of FIG. 3 will be briefly explained using mathematical expressions. Now, the left and right channel signals are L(t)
, R(t), the main, in and sub signals are respectively M(t)=L(t)+R(t), 5(t)=L(
t)-R(t). Therefore, if the subcarrier signal is -ωst, the composite signal C(t) which is the FM detection output is: C(+') = M(') + S(t)*alB
'-(2). Note that the pilot signal component is omitted for simplification. Since the main component of the PWM wave is ωst, the output of the PWM circuit 8 is assumed to be ±−ω8t considering the DC component, then the output of the pair of multipliers 3 is vL(t)=( −+Blood w, t ) −C(t
) ・(3) i+a(t)= (*mBt)
・C(t) ...(4). Therefore, (2
), by rearranging equation (3), tlL(t)= −
j (M(t)+5(t)) Dochu(t)+M(t)ZukeaJB tl...(5) 1-,-5(t)Residence2ω8t υu(t)=Ding(M(t) ) 5(t)) + (TS
(t) M(t))*a+8t+78(t)(2)2ω
, 1...(6). These uL(t
) and am(ri) since only the audio component is derived by passing it through LPFs 5 and 6, each LPF 5.
6's output vL'(tL vH'(t) is vL(t)
=-(M(t)+8(t)) = L(t)-
(7) uR'<t>=-(M(t)-8(t))=R(
t) - (8), and the left and right channel/channel signals are separated and demodulated.
第５図は本発明に用いる乗算器３の一実施例であり、ダ
ブルバランス型の差動回路構成であって、１対の差動ト
ランジスタＴ、、、 Ｔｒ、の両ベース間にＦＭ検波
出力であ為コンポジット信号を印加している。抵抗Ｒ，
，Ｒ？は両トラン゛ジスタのエミッタ抵抗であり、抵抗
馬は共通エミッタ抵抗であってマトリックス回路を構成
する。抵抗Ｒ１，Ｒ，によりベースバイアスｖ１が両ト
ランジスタに印加されている。FIG. 5 shows an embodiment of the multiplier 3 used in the present invention, which has a double-balanced differential circuit configuration, and has an FM detection output between the bases of a pair of differential transistors T, ..., Tr. A composite signal is applied. Resistance R,
,R? is the emitter resistance of both transistors, and the resistor is a common emitter resistance, forming a matrix circuit. A base bias v1 is applied to both transistors by resistors R1, R,.
トランジスタＴ□、のコレクタ出力を電流源とする差動
トランジスタＴ、、、 Ｔｒ、が設けられており、ま
たトランジスタＴ０のコレクタ出力を電流源とする差動
トランジスタＴ、、、 Ｔ、、、が設けられている。そ
してトランジスタＴｒ、とＴｒ、゛のベースに正相のＰ
ＷＭ波が、またトランジスタＴｆ４とＴｏのベースに逆
相のＰＷＭ波がそれぞれ印加されており、これらトラン
ジスタのベースバイ、アス■、が抵抗Ｒ８゜Ｒ，により
各ベースに印加されている。トランジスタＴ７．と’ｒ
ｙｓのコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ８に接続されてこ
の抵抗鳥から左チャンネル信号が得られ、トランジスタ
Ｔ７．とＴｒ。のコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ０に接
続されてこの抵抗Ｒ，から右チャンネル信号が得られる
。Differential transistors T, ..., Tr, whose current source is the collector output of the transistor T□, are provided, and differential transistors T, ..., T,, whose current source is the collector output of the transistor T0, are provided. It is provided. And the positive phase P at the bases of transistors Tr and Tr,
A WM wave and a PWM wave of opposite phase are applied to the bases of the transistors Tf4 and To, respectively, and the base bias and ass (2) of these transistors are applied to each base by a resistor R8°R. Transistor T7. and'r
The collector of T7.ys is connected to a common collector resistor R8 from which the left channel signal is obtained. and Tr. The collector of R is connected to a common collector resistor R0, from which the right channel signal is obtained.
いま、トランジスタＴｒ！のエミッタ電圧をｋとすると
、トランジスタＴ□のエミッタ電圧はＶＥ＋Ｃ（ｔ）と
なる。従って、両トランジスタＴ、、 、 Ｔｒ。Now the transistor Tr! Let k be the emitter voltage of the transistor T□, then the emitter voltage of the transistor T□ becomes VE+C(t). Therefore, both transistors T, , Tr.
のコレクタ電流ＩＣ＋ （ｔ）、 ■ａｔ（’）は、
となる。尚、Ｒ，、＝ Ｒ，＝ Ｒ，としている。そし
て、スイッチングのためのＰＷＭ波は高周波成分を省略
す丁であり、ＰＰＭ波の変調度により定まる定数）、抵
抗Ｒａ＝ Ｒｅ１／ｃ流れる電流のうちオーディオ成分
ＩＬ（ｔ） ＃ ＩＲ（ｔ）は、
Ｉｔ、（ｔ）＝πＴ「］ζ１Ｇ（Ｒｏ・”−十警・棒ｔ
）十丁（鳥＋２Ｒ，）・８（ｔ））・・・（１１）ＩＲ
（ｔ）＝ 、 （Ｒｏ萄＋’４（ｔ）Ｒ，＋ｚＲ
０，Ｒ，，２
２（”ｏ ＋ ２ ＲＳ ）・８（ｔ））・・（１２）
となる。ここで、Ｒｏ ＝２ＡＲ５／（Ｉ Ａ ）と
すれば、 −Ａ
ＩＬ（’） −（２Ｖｖ、＋Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））
”（１３）４Ｂ。The collector current IC+ (t), ■at(') is,
becomes. Note that R,,=R,=R,. The PWM wave for switching is a constant that is determined by the modulation degree of the PPM wave, excluding high frequency components, and the audio component IL(t) # IR(t) of the flowing current is , It, (t) = πT "] ζ1G (Ro・"-ten police・bo t
) Jucho (bird + 2R,)・8(t))...(11)IR
(t)= , (Ro 萄+'4(t)R, +zR
0,R,,2 2("o + 2 RS)・8(t))...(12)
becomes. Here, if Ro = 2AR5/(I A ), -A IL(') -(2Vv, +M(t)+5(t))
”(13)4B.
Ｉｎ（ｔ）＝ユ（２ＶＥ十即）−８（ｔ））４Ｒ，・・
（１４）
となって、左右チャンネル出力が得られることになる。In (t) = Yu (2VE 10 instant) - 8 (t)) 4R,...
(14) Thus, left and right channel outputs can be obtained.
第６図は第３図における３８ＫＨｚサブキャリヤ信号発
生器７の具体例の回路ブロック図であり、パイロット信
号は位相比較器１０に入力され、分局器１１から７７）
１９ＫＨｚ矩形波と位相比較される。この比較出力はＬ
ＰＰ １２とＤＣアンカ３とを介してＶＣＯ（電圧制御
発振器）１４へ入力される。ＶＣＯ１４は７６ＫＨ２で
発振しており、分周器１５により３ｓＫＨ２でデユーテ
ィが５０％の矩形波となる。従来のステレオ復調用のＰ
ＬＬ回路では、この分局器１５の出力をスイッチング信
号としていたが１本発明では、これをＬＰＦ １６によ
り３８Ｋ）１ｚの正弦波信号とし、これをＰＷＭ回路８
へ印加して用いると共に、リミッタ１７で再び３８ Ｋ
Ｈ２の矩形波に変換して分局器１１へ入力している。こ
うすることにより、１９ＫＨ２，めノ（イロット信号と
同期した正弦波サブキャリヤ信号が得られることになる
。FIG. 6 is a circuit block diagram of a specific example of the 38 KHz subcarrier signal generator 7 in FIG.
The phase is compared with a 19KHz square wave. This comparison output is L
It is input to a VCO (voltage controlled oscillator) 14 via the PP 12 and the DC anchor 3. The VCO 14 oscillates at 76KH2, and the frequency divider 15 generates a rectangular wave with a duty of 50% at 3sKH2. P for conventional stereo demodulation
In the LL circuit, the output of this branching device 15 was used as a switching signal, but in the present invention, this is converted into a 38K)1z sine wave signal by the LPF 16, and this is converted into a sine wave signal of 38K)1z by the PWM circuit 8.
The limiter 17 applies the voltage to 38 K again.
The signal is converted into an H2 rectangular wave and input to the branching unit 11. By doing this, a sine wave subcarrier signal synchronized with the 19KH2, Meno(Ilot) signal is obtained.
第７図は第３図におけるＰＷＭ回路８の具体例を示す回
路ブロック図であり、サブキャリヤ信号を１入力とする
加算器１８の個入力にはのこぎり波発生器１９の出力が
印加されている。５００ＫＨｚ以上の高周波のクロック
六ルスによりのこぎり波が得られ、この出力が加算器１
Ｂにおいヤサブキャリャに重畳されて比較器２０へ印加
される。この比較器２０において例えば零レベル比較が
なされることによりＰＷＭ信号が得られる。FIG. 7 is a circuit block diagram showing a specific example of the PWM circuit 8 in FIG. 3, in which the output of the sawtooth wave generator 19 is applied to each input of an adder 18 which receives a subcarrier signal as one input. . A sawtooth wave is obtained by using a high frequency clock of 500 KHz or higher, and this output is sent to adder 1.
The signal in B is superimposed on the subcarrier and applied to the comparator 20. For example, a zero level comparison is performed in this comparator 20 to obtain a PWM signal.
第８図四〜口は第７図の回路の各動作波形図であり、囚
はサブキャリヤ信号、＠は高周波クロックパルス、 （
Ｃ）はのこぎり波、０は加算器１Ｂの出力。Figure 8-4 are each operation waveform diagram of the circuit in Figure 7, where the symbol is the subcarrier signal, @ is the high-frequency clock pulse, (
C) is a sawtooth wave, 0 is the output of adder 1B.
（ト）はＰＷＭ信号を夫々示している。第７図の構成の
他に、正弦波サブキャリヤとのこぎり波とを直接レベル
比較してもＰＷＭ波が得られるものである。(G) shows PWM signals, respectively. In addition to the configuration shown in FIG. 7, a PWM wave can also be obtained by directly comparing the levels of a sine wave subcarrier and a sawtooth wave.
このように、本発明によればコンポジット信号周波数域
に近い不要周波数成分を有しないスイッチング信号を用
いて乗算を行ってステレオ復調をなす方式であるから、
雑音や妨害の影響を受けることがなく、またコンボジフ
ト信号成分に対して悪影響を与えるＬＰＦを用いること
がないので特性の良い高品質のステレオ復調が可能とな
る。As described above, according to the present invention, since the system performs stereo demodulation by performing multiplication using a switching signal that does not have unnecessary frequency components close to the composite signal frequency range,
Since it is not affected by noise or interference, and it does not use an LPF that adversely affects the composite signal component, it is possible to perform high-quality stereo demodulation with good characteristics.
第１図は従来のＦＭステレオ復調装置のブロック図、第
２図は第１図の装置の動作特性を説明する図、第３図は
本発明の原理を示すブロック図、第４図は第３図の回路
ブロックの動作特性を説明する図、第５図は第３図の乗
算器の回路例を示す図、第６図は第３図のサブキャリヤ
信号発生器のブロック図、第７図は第３図のＰＷＭ回路
のブロック図、第８図は第７図の回路の動作波形図であ
る。
主要部分の符号の説明
１・・・ＦＭ検波器 ３・・・乗算器７・・・３
８ＫＨｚサブキャリヤ発生器８・・・ＰＷＭ回路
出願人 パイオニア株式会社
代理人 弁理士 藤村元 彦FIG. 1 is a block diagram of a conventional FM stereo demodulation device, FIG. 2 is a diagram explaining the operating characteristics of the device in FIG. 1, FIG. 3 is a block diagram showing the principle of the present invention, and FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the circuit of the multiplier in FIG. 3, FIG. 6 is a block diagram of the subcarrier signal generator in FIG. 3, and FIG. FIG. 3 is a block diagram of the PWM circuit, and FIG. 8 is an operating waveform diagram of the circuit of FIG. 7. Explanation of symbols of main parts 1... FM detector 3... Multiplier 7... 3
8KHz subcarrier generator 8...PWM circuit Applicant Pioneer Co., Ltd. Agent Patent attorney Motohiko Fujimura
Claims (1)
リヤ信号を発生する手段と、高周波のパルス信号を前記
正弦波状のサブキャリヤ信号によりパルス幅変調したパ
ルス列信号を発生する変調手段と、前記パルス列信号と
前記ＦＭ検検出出力の乗算をなす乗算手段とを含み、こ
の乗算出力から左右チャンネル信号を分離導出するよう
にしたことを特徴とするＦＭステレオ復調装置。means for generating a sinusoidal subcarrier signal synchronized with a stereo pilot signal; modulation means for generating a pulse train signal by pulse width modulating a high frequency pulse signal with the sinusoidal subcarrier signal; and the pulse train signal and the FM. 1. An FM stereo demodulator comprising: a multiplier for multiplying detection outputs, and left and right channel signals are separated and derived from the multiplication outputs.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992081A JPS581349A (en) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Fm stereophonic demodulator |
| US06/392,130 US4497063A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992081A JPS581349A (en) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Fm stereophonic demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581349A true JPS581349A (en) | 1983-01-06 |
| JPS6342453B2 JPS6342453B2 (en) | 1988-08-23 |
Family
ID=14260204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992081A Granted JPS581349A (en) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Fm stereophonic demodulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581349A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5966239A (en) * | 1982-10-08 | 1984-04-14 | Trio Kenwood Corp | Stereophonic demodulating circuit |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992081A patent/JPS581349A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5966239A (en) * | 1982-10-08 | 1984-04-14 | Trio Kenwood Corp | Stereophonic demodulating circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6342453B2 (en) | 1988-08-23 |
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