JPS5810690B2 - Denjiri Yuryokei - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は商用電源周波数よりも低い周波数で励振され
る電磁流量計に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an electromagnetic flowmeter that is excited at a frequency lower than the commercial power frequency.

電磁流量計においては簡便に大きい電力が得られる点か
ら励振電源として商用電源がよく使用されているが、渦
電流による零点の不安定性を低減させるために商用電源
周波数よりも更に低い周波数で励振することが提案され
ている。In electromagnetic flowmeters, commercial power is often used as the excitation power source because it is easy to obtain large amounts of power, but in order to reduce the instability of the zero point caused by eddy currents, the excitation frequency is lower than the commercial power frequency. It is proposed that.

このような低い周波数による励振を行なうには直流電源
により低周波発振器を動作させ、その出力を電力増幅し
て流量計の励磁コイルへ供給すればよい。In order to perform excitation at such a low frequency, a low frequency oscillator may be operated by a DC power supply, and its output may be power amplified and supplied to the excitation coil of the flowmeter.

このようにすれば正弦波励振が可能であるが、被測定管
路の口径が大きくなると、大きな励振電力を必要とし、
これに伴って直流電源、増幅器が大形になり実用的でな
い。In this way, sine wave excitation is possible, but as the diameter of the pipe to be measured increases, large excitation power is required.
As a result, the DC power supply and amplifier become large and impractical.

定電流回路を低周波でスイッチングして矩形波定電流を
励磁コイルへ供給することも提案されている。It has also been proposed to switch a constant current circuit at low frequency to supply a rectangular wave constant current to the excitation coil.

この場合も定電流回路が複雑になり、特に大口径のもの
には実現困難であり、また矩形波のため高調波成分を多
く含み、流量信号中に含まれる電磁誘導成分を除く回路
が複雑になる。In this case as well, the constant current circuit becomes complicated, which is difficult to implement especially for large-diameter ones, and since the wave is a rectangular wave, it contains many harmonic components, making the circuit to remove the electromagnetic induction component contained in the flow signal complicated. Become.

更に商用電源を整流したま１の電圧をスイッチングして
励磁コイルへ供給する方式も考えられるが、これも励振
波が矩形波になるため、上述と同様に高調波成分を多く
含む問題が生じる。Furthermore, a method can be considered in which the voltage obtained by rectifying the commercial power supply is switched and supplied to the excitation coil, but since the excitation wave is also a rectangular wave, this also causes the problem of containing many harmonic components as described above.

又電源の変動成分を除去するために従来においては励磁
電流に比例した信号を放出し、これにより電極間に誘起
された出力信号を割算回路で割算して上記変動分を除去
していた。In addition, in order to remove the fluctuation component of the power supply, in the past, a signal proportional to the excitation current was emitted, and the output signal induced between the electrodes was divided by a divider circuit to remove the fluctuation component. .

この割算回路は比較的複雑な構成となり、しかも精度の
高いものが得難かった。This division circuit had a relatively complicated structure, and it was difficult to obtain one with high accuracy.

この発明の目的は比較的簡単な構成で大口径電磁流量計
にも適し、且つ高調波成分が少ない低周波励振を可能と
し、しかも割算回路を設けることなく電源の変動を除去
した電磁流量計を提供することにある。The purpose of this invention is to provide an electromagnetic flowmeter that has a relatively simple configuration, is suitable for large-diameter electromagnetic flowmeters, enables low-frequency excitation with few harmonic components, and eliminates power fluctuations without providing a divider circuit. Our goal is to provide the following.

この発明によれば励磁コイルと電源との間にスイッチ要
素が挿入され、このスイッチ要素は商用電源周波数より
も高い周波数で制御され、しかもその制御のチューティ
比は商用電源周波数よりも低い周波数で漸次変化される
。According to this invention, a switch element is inserted between the excitation coil and the power supply, and this switch element is controlled at a frequency higher than the commercial power supply frequency, and the tute ratio of the control gradually decreases at a frequency lower than the commercial power supply frequency. be changed.

このようにして高速度でスイッチするためスイッチ要素
として大電力用のものを必要とせず、例えば商用電力を
全波整流した出力をスイッチングして供給でき電力増幅
器は不用であり、そのスイッチのデユーティ比が低周波
で変調されているため、低周波励振が行なわれる。In this way, high-speed switching eliminates the need for high-power switching elements; for example, the output of full-wave rectification of commercial power can be switched and supplied, eliminating the need for a power amplifier and reducing the duty ratio of the switch. is modulated at a low frequency, resulting in low frequency excitation.

そのデユーティ比は漸次変化されるため高調波成分が少
ないものとなる。Since the duty ratio is gradually changed, harmonic components are reduced.

更に励磁電流に比例した出力を検出し、これによって励
磁電流を変化させてこれが一定に保たれるようにする。Furthermore, an output proportional to the excitation current is detected, and the excitation current is thereby varied so that it remains constant.

この場合電源出力をスイッチングして励磁電流として励
磁コイルに供給しているため、そのスイッチング制御系
に対して励磁電流の変動に応じた制御をする事が比較的
容易に行なうことができ、高価で複雑な割算回路を必要
としない。In this case, the power supply output is switched and supplied as excitation current to the excitation coil, so it is relatively easy to control the switching control system according to fluctuations in the excitation current, and it is not expensive. Does not require complicated division circuits.

次に図面を参照してこの発明による電磁流量計の一例を
説明しよう。Next, an example of an electromagnetic flowmeter according to the present invention will be explained with reference to the drawings.

第１図において１は被測定流体が通されるパイプを示し
、パイプ１の内面の管軸に対称な個所に一対の電極２及
び３が配され、これ等電極２，３間に誘起された信号は
増幅器４へ供給される。In Fig. 1, 1 indicates a pipe through which the fluid to be measured passes, and a pair of electrodes 2 and 3 are arranged on the inner surface of the pipe 1 at locations symmetrical to the pipe axis, and the induced voltage between the electrodes 2 and 3 is The signal is fed to an amplifier 4.

これ等電極２，３の配列方向及びパイプ１の管軸の両者
に対して直角な磁界をパイプ１内に生じるための励磁コ
イル５及び６がパイプ１を挾んで互に対向して設けられ
る。Excitation coils 5 and 6 are provided facing each other with the pipe 1 in between to generate a magnetic field within the pipe 1 that is perpendicular to both the arrangement direction of the electrodes 2 and 3 and the tube axis of the pipe 1.

励磁コイル５及び６と電源７との間にスイッチ要素８が
挿入される。A switch element 8 is inserted between the excitation coils 5 and 6 and the power source 7.

電源７として例えば商用電源９の電力を整流回路１０に
て全波整流したものが使用される。As the power source 7, for example, a power source obtained by full-wave rectification of power from a commercial power source 9 by a rectifier circuit 10 is used.

この整流回路１０の出力側の一端はスイッチ用トランジ
スタ８のコレクタに接続され、トランジスタ８のエミッ
タは基準電位点に接続される。One end of the output side of the rectifier circuit 10 is connected to the collector of the switching transistor 8, and the emitter of the transistor 8 is connected to a reference potential point.

励磁コイル５の一端は励磁電流の変動分検出用抵抗器１
２を通じて基準電位点に接続され、他端はコイル６の一
端に接続される。One end of the excitation coil 5 is connected to a resistor 1 for detecting fluctuations in the excitation current.
2 is connected to a reference potential point, and the other end is connected to one end of the coil 6.

コイル６の他端は整流回路１０の出力側の他端に接続さ
れる。The other end of the coil 6 is connected to the other end of the output side of the rectifier circuit 10.

スイッチ用トランジスタ８は商用電源周波数より１０倍
以上高い周波数、例えは３ＫＨｚでオン、オフ制御され
る。The switching transistor 8 is controlled on and off at a frequency ten times or more higher than the commercial power supply frequency, for example, 3 KHz.

又このトランジスタ８のオン、オフのデユーティ比が商
用電源周波数より低い周波数例えば５０Ｈｚの１／４〜
１／８で漸次変化される。Also, the on/off duty ratio of this transistor 8 is lower than the commercial power frequency, for example, 1/4 to 50Hz.
It is gradually changed by 1/8.

このため例えばウィンブリッジ１４と演算増幅器１５と
によりなる数Ｈｚ〜２０Ｈｚ程度の低周波数の正弦波発
振回路１６が設けられる。For this purpose, for example, a sine wave oscillation circuit 16 with a low frequency of about several Hz to 20 Hz, which is composed of a Winbridge 14 and an operational amplifier 15, is provided.

この発振回路１６の発振出力は演算増幅器１７よりなる
バッファ回路１８を通じてパルス幅変調回路１９に供給
される。The oscillation output of this oscillation circuit 16 is supplied to a pulse width modulation circuit 19 through a buffer circuit 18 comprising an operational amplifier 17.

パルス幅変調回路１９はパルス発振器２０からのパルス
が供給され、このパルスの幅がバッファ回路１８からの
低周波信号に比例したパルスとして出力する。The pulse width modulation circuit 19 is supplied with pulses from the pulse oscillator 20 and outputs the pulses as pulses whose width is proportional to the low frequency signal from the buffer circuit 18 .

このパルス幅変調回路１９及びパルス発生回路２０はそ
れぞれ半導体集積回路として市販されているものを使用
する事ができる。As the pulse width modulation circuit 19 and the pulse generation circuit 20, commercially available semiconductor integrated circuits can be used.

低周波発生器１６の出力正弦波が例えば第２図Ａに示す
ような状態の時、パルス発生器２０からのパルスはこの
第２図Ａの正弦波信号によりパルス幅変調を受けて、パ
ルス幅変調回路１９の出力は第２図Ｂに示すように正弦
波の瞬時最大値においてデユーティ比が最大になり、瞬
時０レベルにおいてデユーティ比が１／２になり、瞬時
最小値においてチューティ比が最小になる。When the output sine wave of the low frequency generator 16 is in a state as shown in FIG. 2A, for example, the pulse from the pulse generator 20 is subjected to pulse width modulation by the sine wave signal of FIG. 2A, and the pulse width is changed. As shown in FIG. 2B, the output of the modulation circuit 19 has a maximum duty ratio at the instantaneous maximum value of the sine wave, a duty ratio of 1/2 at the instantaneous 0 level, and a minimum duty ratio at the instantaneous minimum value. Become.

このパルス幅変調出力はスイッチングトランジスタ８の
ペースに与えられ、このパルス幅変調信号によってトラ
ンジスタ８がオン、オフ制御される。This pulse width modulation output is applied to the switching transistor 8, and the transistor 8 is controlled to be turned on or off by this pulse width modulation signal.

パルス幅変調出力パルスのオンの区間、即ち高レベルの
区間においてトランジスタ８が導通して整流回路１０か
ら励磁コイル５，６に対して電流が供給され、パルスの
オフ区間、即ち低レベルの間はコイル５，６の直列回路
の両端に接続されたダイオード２２を通じてコイル５，
６内に蓄えられたエネルギーが、それまでのコイル５，
６に流れた電流と同一方向の一定電流を保持するように
電流が流れる。During the ON period of the pulse width modulated output pulse, that is, the high level period, the transistor 8 conducts, and current is supplied from the rectifier circuit 10 to the excitation coils 5 and 6, and during the pulse OFF period, that is, the low level. The coils 5 and 6 are connected through a diode 22 connected to both ends of the series circuit of the coils 5 and 6.
The energy stored in coil 6 is transferred to coil 5,
A current flows to maintain a constant current in the same direction as the current flowing through 6.

整流回路１０の出力は例えば第２図Ｃに示す波形となり
、トランジスタ８のスイッチング周波数は励磁電源９の
周波数より十分高く、このスイッチングのチューティ比
が発振回路１６の低周波正弦波で変化するため励磁コイ
ル５゜６に流れる電流波形は第２図１）に示すように第
２図Ａの低周波正弦波と同期した低周波の脈流にスイッ
チング周波数のリップルが重畳したようなものになる。The output of the rectifier circuit 10 has a waveform as shown in FIG. The current waveform flowing through the coil 5.6 is as shown in FIG. 2 (1), in which a switching frequency ripple is superimposed on a low frequency pulsating current synchronized with the low frequency sine wave of FIG. 2A.

このリップル分は励磁コイル５，６のインダクタンスに
より十分小さくなり、平滑しない全波整流の電源７でも
正弦波の低周波で励磁コイル５，６を励振する事ができ
る。This ripple component is sufficiently reduced by the inductance of the excitation coils 5 and 6, and even a non-smoothing full-wave rectification power source 7 can excite the excitation coils 5 and 6 with a low frequency of a sine wave.

更に励磁コイル５，６を流れる電流の変化が検出される
。Furthermore, changes in the current flowing through the excitation coils 5, 6 are detected.

このため回路２４において励磁コイル５．６の電流に応
じた検出出力を全波整流すると共に基準信号と比較する
。Therefore, in the circuit 24, the detection output corresponding to the current of the excitation coil 5.6 is full-wave rectified and compared with a reference signal.

即ち抵抗器１２及び励磁コイル５の接続点よりの励磁電
流に応じた検出出力はコンデンサ２５を通じて演算増幅
器２６、ダイオード２７．２８、抵抗器２９，３０，３
１゜３２よりなる全波整流回路に供給される。That is, the detection output corresponding to the excitation current from the connection point between the resistor 12 and the excitation coil 5 is transmitted through the capacitor 25 to the operational amplifier 26, the diodes 27, 28, and the resistors 29, 30, 3.
It is supplied to a full wave rectifier circuit consisting of 1°32.

ここで抵抗器２９．３０の抵抗値をＲ１、抵抗器３１の
抵抗値を２Ｒ２、抵抗器３２の抵抗値及び抵抗器３３の
抵抗値をそれぞれＲ２とすると、入力が正の時は増幅器
２６の出力点は負となりダイオード２８が導通してダイ
オード２７は不導通となる。Here, if the resistance value of the resistor 29.30 is R1, the resistance value of the resistor 31 is 2R2, the resistance value of the resistor 32, and the resistance value of the resistor 33 are R2, then when the input is positive, the amplifier 26 The output point becomes negative, diode 28 becomes conductive, and diode 27 becomes non-conductive.

又入力電圧をＵとすると、抵抗器３１を通じて比較平滑
用演算増幅器３５へ供給される信号は抵抗器３１を通じ
て行なわれるのみであり、その値はＲ１／２Ｒ２×Ｕと
なる。Further, assuming that the input voltage is U, the signal supplied to the comparison smoothing operational amplifier 35 through the resistor 31 is only transmitted through the resistor 31, and its value is R1/2R2×U.

一方入力が負の場合は増幅器２６の出力が正となりダイ
オード２７が導通し、増幅器２６の利得は１であるから
この増幅器２６を通じて比較増幅器３５へ供給される値
は−Ｒ１／Ｒ２Ｕとなる。On the other hand, when the input is negative, the output of the amplifier 26 becomes positive, the diode 27 becomes conductive, and since the gain of the amplifier 26 is 1, the value supplied to the comparison amplifier 35 through the amplifier 26 becomes -R1/R2U.

また負の入力は抵抗器３１を通じて増幅器３５へ供給さ
れ、その値はＲ１／２Ｒｕとなり、これ等両者が加算さ
れてＲ１／２Ｒ２Ｕとなる。Further, the negative input is supplied to the amplifier 35 through the resistor 31, and its value becomes R1/2Ru, and these two are added to become R1/2R2U.

結局全波整流が行なわれたことになる。In the end, full-wave rectification was performed.

この整流出力と端子３６から抵抗器３３を通じる基準信
号とが比較されてその偏差に応じた信号が増幅器３５で
平滑されて得られる。This rectified output is compared with a reference signal passed through the resistor 33 from the terminal 36, and a signal corresponding to the deviation is smoothed by the amplifier 35 and obtained.

この偏差出力により励磁コイル５，６を流れる電流が一
定に保持されるように制御される。This deviation output controls the current flowing through the excitation coils 5 and 6 to be kept constant.

例えば回路２４の偏差出力は制御回路４２のダイオード
３８を通じて基準電位点に流され、このダイオード３８
の両端はコンデンサ３９を通じて抵抗器４０に印加され
、この抵抗器４０に得られた信号は抵抗値４１を通じて
低周波発振器１６の演算増幅器１５に供給される。For example, the deviation output of the circuit 24 is passed through the diode 38 of the control circuit 42 to the reference potential point, and the diode 38
is applied to a resistor 40 through a capacitor 39, and the signal obtained at this resistor 40 is supplied to the operational amplifier 15 of the low frequency oscillator 16 through a resistor 41.

よって励磁電流に応じた信号と基準値との偏差に応じて
ダイオード３８に流される電流が変化し、これに伴なっ
てタイオード３８の導通抵抗が変化してウィーンブリッ
ジ１４及び演算増幅器１５よりなる低周波発振器１６の
発振振幅が制御される。Therefore, the current flowing through the diode 38 changes depending on the deviation between the signal corresponding to the excitation current and the reference value, and accordingly, the conduction resistance of the diode 38 changes, and the low voltage formed by the Wien bridge 14 and the operational amplifier 15 changes. The oscillation amplitude of the frequency oscillator 16 is controlled.

従ってこの端子３６からの基準値によって定まる一定の
値の励磁電流がコイル５，６に流れる事になる。Therefore, an excitation current of a constant value determined by the reference value from this terminal 36 flows through the coils 5 and 6.

つまり電源その他の変動があっても常に励磁コイルを流
れる電流が一定に保持され、従って電極２及び３間に誘
起される電圧はパイプ１内の流速にのみ比例した値とな
り、この誘起電圧を割算回路で割算を行なって補正する
必要はない。In other words, even if there are fluctuations in the power supply or other factors, the current flowing through the exciting coil is always kept constant, and therefore the voltage induced between electrodes 2 and 3 is proportional only to the flow velocity in pipe 1, and this induced voltage can be divided into There is no need to perform division and correction using an arithmetic circuit.

上述においては励磁コイル５，６に流れる電流の変動を
回路２４で検出したが、例えは第３図に示すように低周
波発振器１６の出力をバッファ回路１８を通じて偏差増
幅回路４３へ供給すると共に回路２４へ供給し、回路２
４において低周波発振回路１６の出力の変動を検出し、
この検出出力にて制御回路４２にて制御し、この出力に
より発振回路１６の振幅を制御するループ４４を構成し
、このループ４４より一定振幅の低周波基準信号を得て
、これを偏差増幅回路４３に供給する。In the above, the circuit 24 detects fluctuations in the current flowing through the excitation coils 5 and 6, but for example, as shown in FIG. 24, circuit 2
4 detects fluctuations in the output of the low frequency oscillation circuit 16,
This detection output is controlled by a control circuit 42, and this output forms a loop 44 that controls the amplitude of the oscillation circuit 16. A low frequency reference signal of constant amplitude is obtained from this loop 44, and this is applied to the deviation amplification circuit. 43.

この偏差増幅回路４３において励磁コイル５，６を流れ
る電流の偏差を検出するため、抵抗器１２及びコイル５
の接続点の出力がコンデンサ４５及び抵抗器４６を通じ
て増幅回路４３へ供給され、この低周波の成分の変動部
分が除去される。In order to detect the deviation of the current flowing through the excitation coils 5 and 6 in this deviation amplification circuit 43, the resistor 12 and the coil 5
The output of the connection point is supplied to the amplifier circuit 43 through a capacitor 45 and a resistor 46, and the fluctuating portion of this low frequency component is removed.

即ち抵抗器１２及びコイル５の接続点の出力が増幅回路
４３に負帰還される。That is, the output of the connection point between the resistor 12 and the coil 5 is negatively fed back to the amplifier circuit 43.

この偏差増幅回路４３の出力がパルス幅変調回路１９に
供給される。The output of this deviation amplification circuit 43 is supplied to the pulse width modulation circuit 19.

その他は第１図の場合と同様である。The rest is the same as in the case of FIG.

この場合はループ４４の低周波基準信号に対し常に一定
の振幅になるような動作が行なわれる。In this case, an operation is performed such that the low frequency reference signal of the loop 44 always has a constant amplitude.

低周波発生器１６としては第４図に示すように矩形波発
振器４７の出力をその基本周波を通す帯域濾波器４８を
通じて正弦波信号を得る事もできる。As the low frequency generator 16, as shown in FIG. 4, a sine wave signal can also be obtained by passing the output of a rectangular wave oscillator 47 through a bandpass filter 48 that passes its fundamental frequency.

或いは第５図に示すように矩形波発振器４７の出力をリ
ミッタ４９によって一定振幅とした後帯域濾波器４８を
通せば一定振幅の正弦波信号が得られる。Alternatively, as shown in FIG. 5, if the output of the rectangular wave oscillator 47 is set to a constant amplitude by a limiter 49 and then passed through a bandpass filter 48, a sine wave signal of constant amplitude can be obtained.

このようにすれば第３図のループ４４に対応するものが
比較的簡単な構成で得られる。In this way, a loop corresponding to the loop 44 in FIG. 3 can be obtained with a relatively simple configuration.

低周波の矩形波を得るには第６図に示すように商用電源
７の出力を波形整形回路５０にて矩形波にし、これを分
周回路５１にて分周すればよく、この出力を第４図又は
第５図の回路に供給することもできる。To obtain a low frequency rectangular wave, as shown in FIG. It is also possible to supply the circuit of FIG. 4 or FIG. 5.

又第７図に示すようにパルス幅変調回路１９の出力を発
光ダイオード５２に供給し、これよりの光をフォトトラ
ンジスタ５３にて受光し、この所謂フォトカプラー５４
を使用して電源７の出力をスイッチング制御する事もで
きる。Further, as shown in FIG. 7, the output of the pulse width modulation circuit 19 is supplied to a light emitting diode 52, and the light from this is received by a phototransistor 53, which is connected to a so-called photocoupler 54.
It is also possible to control the switching of the output of the power supply 7 using the .

このようにして駆動回路と電源７側とを電気的に絶縁す
る事ができる。In this way, the drive circuit and the power supply 7 side can be electrically isolated.

スイッチング要素としてはトランジスタ８のみならず例
えば第８図に示すようにサイリスク５６を使用し交流電
源９を整流する事なくサイリスタ５６に印加して整流作
用も兼ねさせる事もできる。As a switching element, in addition to the transistor 8, for example, as shown in FIG. 8, a thyristor 56 can be used, and the alternating current power source 9 can be applied to the thyristor 56 without being rectified, so that it can also have a rectifying effect.

又この場合フォトカプラ５４の受光側としてフォトサイ
リスクを使用している。Further, in this case, a photocysilisk is used as the light receiving side of the photocoupler 54.

このフォトサイリスクのトリガ位相の差によって流通信
が変化して励磁コイル５，６には低周波で振幅が変化す
る連続した電流が得られる。The current communication changes due to the difference in the trigger phase of the photothyrisk, and a continuous current whose amplitude changes at a low frequency is obtained in the excitation coils 5 and 6.

又パルス幅変調回路１９及びパルス発生器２０の代わり
に第９図に示すように発振器１６の出力を演算増幅器６
０に、抵抗器５９を通じて供給し、これに正帰還用の抵
抗器６１を接続すると共に直列の負帰還抵抗器６２，６
３を接続し、更に抵抗器６２．６３の接続点をコンデン
サ６４を通じて基準電位点に接続する。Also, instead of the pulse width modulation circuit 19 and the pulse generator 20, the output of the oscillator 16 is connected to the operational amplifier 6 as shown in FIG.
0 through a resistor 59, to which a positive feedback resistor 61 is connected, and negative feedback resistors 62, 6 are connected in series.
3 is connected, and the connection point of the resistors 62 and 63 is further connected to the reference potential point through the capacitor 64.

抵抗器５９，６１による分圧比で決まる正帰還と、コン
デンサ６４による一時遅れ要素を含む抵抗器６２．６３
による負帰還とによってこれ等帰還の定数を選定する事
によって増幅器６０の反転周波数及びデユーティを調整
すると共に低周波発生器１６からの低周波信号の瞬時振
幅に比例して増幅器６０の出力の反転が繰返されてデユ
ーティ比が変化するものが得られる。Resistors 62 and 63 including positive feedback determined by the voltage division ratio by resistors 59 and 61 and a temporary delay element by capacitor 64
By selecting these feedback constants, the inversion frequency and duty of the amplifier 60 can be adjusted, and the output of the amplifier 60 can be inverted in proportion to the instantaneous amplitude of the low frequency signal from the low frequency generator 16. By repeating the process, a variable duty ratio is obtained.

低周波発生回路１６としては第１図に示したもののみな
らず位相シフト型の発振回路でも良い。The low frequency generation circuit 16 is not limited to the one shown in FIG. 1, but may also be a phase shift type oscillation circuit.

この低周波発生回路１６の振幅を制御する回路４２のダ
イオード３８の代わりにＡＧＣ回路などで使用されてい
るトランジスタ或いは電界効果型トランジスタなどの抵
抗値を制御して行なうものを使用する事もできる。Instead of the diode 38 of the circuit 42 that controls the amplitude of the low frequency generating circuit 16, a transistor used in an AGC circuit or a field effect transistor, which controls the resistance value, may be used.

更に励磁コイル５，６を流れる電流の成分の検出として
は上述において抵抗器１２を用いたが、この代わりに電
流変成器を用いても良い、或いは励磁電流を直接検出す
る事なく励磁コイル５，６によって発生する磁界を別の
ピックアップコイル、その他ホール素子などの磁電変換
素子などで検出しても良い。Furthermore, although the resistor 12 is used in the above description to detect the components of the current flowing through the excitation coils 5 and 6, a current transformer may be used instead, or the excitation coils 5 and 6 can be detected without directly detecting the excitation current. The magnetic field generated by 6 may be detected by another pickup coil or other magnetoelectric transducer such as a Hall element.

更にチューティ比の変化は正弦波ではなく例えば三角波
でも漸次変化するものであれば励磁コイル５，６に流れ
る電流は矩形波であるよりも高調波成分の少ないものに
なる。Furthermore, if the change in the tutee ratio is not a sine wave but a triangular wave, for example, but changes gradually, the current flowing through the exciting coils 5 and 6 will have fewer harmonic components than if it were a rectangular wave.

電源７として多相交流を使用すれば励磁電流のリップル
分は一層減少する。If a polyphase alternating current is used as the power source 7, the ripple of the excitation current will be further reduced.

以上述べたようにこの発明電磁流量計によれば商用電源
周波数よりも低い周波数で励磁コイル５゜６を励振する
事ができ、尚電流の影響の少ないものが得られる。As described above, according to the electromagnetic flowmeter of the present invention, the excitation coil 5.6 can be excited at a frequency lower than the commercial power supply frequency, and a flowmeter with less influence of current can be obtained.

その場合スイッチング要素８のスイッチのデユーティ比
は低い周波数で漸次変化させられるものであるため電力
増幅器を必要とせず回路素子の電力容量も大きなものと
する必要がない。In this case, since the duty ratio of the switch of the switching element 8 is gradually changed at a low frequency, a power amplifier is not required and the power capacity of the circuit element does not need to be large.

又励磁コイル５，６には高調波成分の少ない低周波電流
が得られる。Further, a low frequency current with few harmonic components can be obtained in the excitation coils 5 and 6.

よって高調波、成分の電磁誘導による影響を除去するよ
うな特殊な回路を必要としない。Therefore, there is no need for a special circuit to eliminate the effects of harmonics and electromagnetic induction of components.

更に交流電源９として商用電源を使用する事ができ大電
力を必要とする大口径用としても簡単な構成で得られる
。Furthermore, a commercial power source can be used as the AC power source 9, and a simple configuration can be obtained even for large diameter applications that require large amounts of power.

又励磁電流の変動分が検出されてその励磁電流を一定に
保持するように制御するため、電源、電圧の変動を補正
するための複雑でしかも高い精度のものを必要とせず簡
単に正しい補償が行なえる。In addition, since fluctuations in the excitation current are detected and the excitation current is controlled to be held constant, correct compensation can be easily performed without the need for complex and highly accurate equipment to compensate for power supply and voltage fluctuations. I can do it.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明による電磁流量計の一例を示す接続図
、第２図はその説明に供するための波形図、第３図はこ
の発明電磁流量計の他の例を示すブロック図、第４図〜
第６図はそれぞれ低周波信号を得る他の手段を示すブロ
ック図、第７図及び第８図はスイッチング要素の他の例
を示す接続図、第９図はデユーティ比を変化させる他の
例を示す。 １：パイプ、２，３：電極、５，６：励磁コイル、８：
スイッチ要素、７：電源、１６：低周波発生器、１９：
パルス幅変調器、２４：励磁電流の変化分検出回路、４
２：低周波信号の振幅制御回路。FIG. 1 is a connection diagram showing an example of the electromagnetic flowmeter according to the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the same, FIG. 3 is a block diagram showing another example of the electromagnetic flowmeter according to the invention, and FIG. figure~
FIG. 6 is a block diagram showing other means for obtaining a low frequency signal, FIGS. 7 and 8 are connection diagrams showing other examples of switching elements, and FIG. 9 is a block diagram showing another example of changing the duty ratio. show. 1: Pipe, 2, 3: Electrode, 5, 6: Excitation coil, 8:
Switch element, 7: Power supply, 16: Low frequency generator, 19:
Pulse width modulator, 24: Excitation current change detection circuit, 4
2: Low frequency signal amplitude control circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 励磁コイルと電源との間に挿入されたスイッチ要素
と、そのスイッチ要素を商用電源周波数よりも高速度で
制御する制御手段と、上記商用電源周波数よりも低い周
波数の出力を出す低周波発振器と、上記制御手段におけ
る制御のデユーティ比を上記低周波発振器の出力により
漸次周期的に変化させる手段と、上記励磁コイルに流れ
る励磁電流の変化を検出する手段と、その検出出力によ
り上記低周波発振器の出力の振幅を制御する手段とを具
備しあらかじめ設定した基準信号に対して上記励磁電流
の大きさを一定値に保つようにした電磁流量計。1. A switch element inserted between an excitation coil and a power source, a control means for controlling the switch element at a higher speed than the commercial power frequency, and a low frequency oscillator that outputs a frequency lower than the commercial power frequency. , means for gradually and periodically changing the control duty ratio in the control means by the output of the low frequency oscillator; means for detecting changes in the excitation current flowing through the excitation coil; 1. An electromagnetic flowmeter comprising means for controlling the amplitude of the output so as to maintain the magnitude of the excitation current at a constant value with respect to a preset reference signal.