JPS58105294A - 信号波形認識方式 - Google Patents
信号波形認識方式Info
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- JPS58105294A JPS58105294A JP20348081A JP20348081A JPS58105294A JP S58105294 A JPS58105294 A JP S58105294A JP 20348081 A JP20348081 A JP 20348081A JP 20348081 A JP20348081 A JP 20348081A JP S58105294 A JPS58105294 A JP S58105294A
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- Japan
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- circuit
- sum
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- series
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
殉Ij!0tIt術分舒
本発−は、音声等の認識方式に係D、41に残差波形電
力法を改嵐した信号波形認識方式に関する。
力法を改嵐した信号波形認識方式に関する。
発明の技術的背景
現在、音声波形処理技術の中心となっているのは、フイ
Vタバンクシステ^と線形予測法である。
Vタバンクシステ^と線形予測法である。
フイVタパンクシステム拡、処理が簡単であるものの、
バンドバスフイVりの数などに制限がある。
バンドバスフイVりの数などに制限がある。
線形予測法は、その方式のほとんどが入力系列より予測
係数を求めJ予測係数をある1に則によp変形すること
によって特徴を抽出して゛いる。それはスペクトルであ
るとかホ#/マント周波数ある%Aは声道断爾積関数で
ある。予測係歓會求めるためには膨大な計算−必要であ
るが、これらの方式は、認識処理時間内に予測係数を求
める時間が含まれる丸め、計算時間は多くなる。ところ
が、予じめ予測係数を求めておき、かつその予測係数を
用いて時間領域の処mを行えば、処理時間は短くなる。
係数を求めJ予測係数をある1に則によp変形すること
によって特徴を抽出して゛いる。それはスペクトルであ
るとかホ#/マント周波数ある%Aは声道断爾積関数で
ある。予測係歓會求めるためには膨大な計算−必要であ
るが、これらの方式は、認識処理時間内に予測係数を求
める時間が含まれる丸め、計算時間は多くなる。ところ
が、予じめ予測係数を求めておき、かつその予測係数を
用いて時間領域の処mを行えば、処理時間は短くなる。
すでに発表さ・れている方式の中で、残差波形電力法が
こO方式KToたる@ Il1図Kla差波形電力法を用いた資声認識装置の一
例を示す。alにおいて、“1はフィルタ群、lは1最
和回路群、3は判定回路である。フイ〜り群1t!L個
のフィシ−tl(j=t、z、・・・、L)からなり、
これらに対応して自乗和回路ヱもL個の自乗和回蕗21
(’ =1 e 2−・・・t ” )からなる。個
数り嬬入力音声信号を識別すべきカテゴリの数に対応し
、例えば日本語の母音(半母音を含まず)t−識別する
場合にはL=Sである。
こO方式KToたる@ Il1図Kla差波形電力法を用いた資声認識装置の一
例を示す。alにおいて、“1はフィルタ群、lは1最
和回路群、3は判定回路である。フイ〜り群1t!L個
のフィシ−tl(j=t、z、・・・、L)からなり、
これらに対応して自乗和回路ヱもL個の自乗和回蕗21
(’ =1 e 2−・・・t ” )からなる。個
数り嬬入力音声信号を識別すべきカテゴリの数に対応し
、例えば日本語の母音(半母音を含まず)t−識別する
場合にはL=Sである。
カテゴリが未知なる入力音声信号は、Δを時間間隔でサ
ンプリングされ友人力信号系列(#−町V町〜 としてフィルタ群1に供給される。フィルターjは、そ
の伝達関数AJ(、>が、 A(1)= 1 、jz″″k −Ok として示されるもので、フィルタ11の出力信号系列を
(#、) とすれば、 #’= 5: m’s II k=・ k a−に なる差分形式で示される演算を行なう。ここで、ak
はカテゴリ内を代表する標準音声信号系列について予
じめ算出した線形予測係数である。係数(g’:)はカ
テゴリ毎に、入力信号系列としてそのカテゴリの標準音
声信号系列が供給された場合に扛、その出力信号系列(
−)の自乗和か最小になるように選ばれる。したがって
、出力信号系列(#青)は入力信号と標準音声信号との
差を示してお)、残差波形系列又は予測誤差系列と呼ば
れる。
ンプリングされ友人力信号系列(#−町V町〜 としてフィルタ群1に供給される。フィルターjは、そ
の伝達関数AJ(、>が、 A(1)= 1 、jz″″k −Ok として示されるもので、フィルタ11の出力信号系列を
(#、) とすれば、 #’= 5: m’s II k=・ k a−に なる差分形式で示される演算を行なう。ここで、ak
はカテゴリ内を代表する標準音声信号系列について予
じめ算出した線形予測係数である。係数(g’:)はカ
テゴリ毎に、入力信号系列としてそのカテゴリの標準音
声信号系列が供給された場合に扛、その出力信号系列(
−)の自乗和か最小になるように選ばれる。したがって
、出力信号系列(#青)は入力信号と標準音声信号との
差を示してお)、残差波形系列又は予測誤差系列と呼ば
れる。
自乗和回路21は、このような残差のパワーP1を計算
するもので、 で示される・も・、L1人力信号系列がカテゴリ(匂か
らのものであれば、Pkが最小となる。したがって判定
回路3によりPj(J=l、z、・・・、L)の中から
最小値を探し、そのカテゴリ名を入力信号系列が属する
カテゴリとして出力する。
するもので、 で示される・も・、L1人力信号系列がカテゴリ(匂か
らのものであれば、Pkが最小となる。したがって判定
回路3によりPj(J=l、z、・・・、L)の中から
最小値を探し、そのカテゴリ名を入力信号系列が属する
カテゴリとして出力する。
背景技術の問題点
上述した残差波形電力法は、入力音声信号の実際の値と
予欄値の差をとシ、その差の自乗和の大小(よって識別
判定を行う手法である。ところが線形予測係数(gkl
は固定でToシ、話者によ)変動する(もしくは変形す
5る)音声波形をそのまま部属し九のではIIIKII
IIIOJ[因となる。
予欄値の差をとシ、その差の自乗和の大小(よって識別
判定を行う手法である。ところが線形予測係数(gkl
は固定でToシ、話者によ)変動する(もしくは変形す
5る)音声波形をそのまま部属し九のではIIIKII
IIIOJ[因となる。
いま、話者による音声発生機構C声道)をモデル化すれ
ば、音声信号系列(#−を伝達関数の極が(α。)二、
、 で与えられる生成フィルタのインパルス応答とし
て近似できる。すなわち、話者がカテゴリに)の音声(
これをA を時間間隔でサンプリングしたものが信号系
列(X、)となる)t−発生する過11は、声道の伝達
関数が04+である生成フィルタに、単位インパルスを
与えたものとなる。
ば、音声信号系列(#−を伝達関数の極が(α。)二、
、 で与えられる生成フィルタのインパルス応答とし
て近似できる。すなわち、話者がカテゴリに)の音声(
これをA を時間間隔でサンプリングしたものが信号系
列(X、)となる)t−発生する過11は、声道の伝達
関数が04+である生成フィルタに、単位インパルスを
与えたものとなる。
ここで、
である。第1図に示したカテゴリに)の7−イルタIJ
は、この生成フィルタとは逆の特性を持つ合成7なる関
係に設定される。したがって、ある特定の話者に対して
予じめ線形予測係数(−、)を決定しておけば、その特
定の話者の発生し主音声信号系列については、残差波形
電力法により正しく認識することができる。
は、この生成フィルタとは逆の特性を持つ合成7なる関
係に設定される。したがって、ある特定の話者に対して
予じめ線形予測係数(−、)を決定しておけば、その特
定の話者の発生し主音声信号系列については、残差波形
電力法により正しく認識することができる。
しかしながら、他の話者が発生する音声は、上記したモ
デャで示せば、その極が2平面上で変動したものとな9
、生成フィルタの伝達関数は個人差によp変動する。正
し%All識結果を得るためには、例えば話者が変わり
九場合、11111図のフイVり詳1の特性を変更しな
ければならない。具体的には、例えば認識装置を利用す
る話者毎に夫々固有の線形予測係数を予じめ求めておい
て、実際に利用する話者に応じて固有の線形予測係数!
フィルタ群に与えるようKしなければならない。したが
って、残差波形電力法を用いた音声1IllII装置は
、特定された小数の話者に対しては優れているが、不特
定の多数の話者が利用すると、その個人差により正しく
認識することが着しく困難で6つ大。
デャで示せば、その極が2平面上で変動したものとな9
、生成フィルタの伝達関数は個人差によp変動する。正
し%All識結果を得るためには、例えば話者が変わり
九場合、11111図のフイVり詳1の特性を変更しな
ければならない。具体的には、例えば認識装置を利用す
る話者毎に夫々固有の線形予測係数を予じめ求めておい
て、実際に利用する話者に応じて固有の線形予測係数!
フィルタ群に与えるようKしなければならない。したが
って、残差波形電力法を用いた音声1IllII装置は
、特定された小数の話者に対しては優れているが、不特
定の多数の話者が利用すると、その個人差により正しく
認識することが着しく困難で6つ大。
発明の目的
本発明は、jl&麺波形電力法を改喪し、不特定の話者
が発生した変動もしく鉱変形を受けた音声波形等の信号
波St−高精度で識別可能な信号波形認識方式−提供す
ることを目的とする。
が発生した変動もしく鉱変形を受けた音声波形等の信号
波St−高精度で識別可能な信号波形認識方式−提供す
ることを目的とする。
発明の構成及び効果
カテゴリが未知なる入力信号系列を、LIi類のカテゴ
リの既知なる標準信号系列に対応する線形予測係数をイ
ンパシス応答波形とするフィVりを介して残差波形系列
を得、この残差波形系列の自乗和出力によシ入力信号系
列の属するカテゴリを決定する認識方式において、前記
入力信号系列の変動を表わす補助波形系列を抽出する他
のフィルタを各カテゴリ毎に設け、前記残差波形系列か
ら前記補助波形系列の成分を除いた極性誤差系列の自乗
和を求め、各カテゴリ毎に得られる極性誤差系列の自乗
和出力から前記入力信号系列の属するカテゴリを決定す
ることを特徴と・す・る。
リの既知なる標準信号系列に対応する線形予測係数をイ
ンパシス応答波形とするフィVりを介して残差波形系列
を得、この残差波形系列の自乗和出力によシ入力信号系
列の属するカテゴリを決定する認識方式において、前記
入力信号系列の変動を表わす補助波形系列を抽出する他
のフィルタを各カテゴリ毎に設け、前記残差波形系列か
ら前記補助波形系列の成分を除いた極性誤差系列の自乗
和を求め、各カテゴリ毎に得られる極性誤差系列の自乗
和出力から前記入力信号系列の属するカテゴリを決定す
ることを特徴と・す・る。
しかして、入力信号系列として音声波形が供給される音
声認識システムにあっては、個人差の影響を除き、不特
定話者に対して高精度な識別を行なうことができる。t
i音声波形K11lられす、各種の入力信号波形の識別
に際し、その変形や変動に強V%識別を行なうことがで
きる。
声認識システムにあっては、個人差の影響を除き、不特
定話者に対して高精度な識別を行なうことができる。t
i音声波形K11lられす、各種の入力信号波形の識別
に際し、その変形や変動に強V%識別を行なうことがで
きる。
発明の実施例
第2図に本発明を用−た例えば母音の識別を行なう音声
認識システムのブロック図を示す。図において、101
〜IOLは入力音声信号系列(X、)を識別すべきカテ
ゴリA 、(’=1? 2−・・・、L) の夫々に
対応して設けられた極性誤差計算回路、 11は各極性
誤差計算回路の出力から入力音声信号系列(S−の属す
るカテゴリを決定する判定回路である。以下の説明では
入力音声信号系列としては、図示しなりh A / D
変換器等によ)音声信号をム1時間間隔でサンプリング
された直列又は並列の入力ディジタに信号系列(、jJ
が供給されるも一10 のとする。
認識システムのブロック図を示す。図において、101
〜IOLは入力音声信号系列(X、)を識別すべきカテ
ゴリA 、(’=1? 2−・・・、L) の夫々に
対応して設けられた極性誤差計算回路、 11は各極性
誤差計算回路の出力から入力音声信号系列(S−の属す
るカテゴリを決定する判定回路である。以下の説明では
入力音声信号系列としては、図示しなりh A / D
変換器等によ)音声信号をム1時間間隔でサンプリング
された直列又は並列の入力ディジタに信号系列(、jJ
が供給されるも一10 のとする。
極性誤差計算回路104(j=1.2.・・・、L)は
入力音声信号系列(X−から極性誤差系列(rカ)(1
=1.2.・・・、L)の自乗和Pj(J=1.2.・
・・、L)を計算する回路である。回路104は前述し
九残差波形電力法で用いる逆フィルタに加えて、入力信
号系列の変動成分上表わす補助波形系列」μ4)(j=
t、2.・・・*Jj=1e2@・・・、I) t−抽
出するためのフィシ−を有する。上記極性誤差系列(r
、)は、逆フィルタより得られる残差波形系列(g、)
(j=x、2.・・・、L)からそのカテゴv (1)
に対応する補助波形系列(μ、n)(暴=1,2.−・
・、I)t−ペクトV的に差し引いて得られる系列であ
る。その自乗和pj ==単カケ判定回路0゜構成ゆ、
中。最小値PJ′□と。
入力音声信号系列(X−から極性誤差系列(rカ)(1
=1.2.・・・、L)の自乗和Pj(J=1.2.・
・・、L)を計算する回路である。回路104は前述し
九残差波形電力法で用いる逆フィルタに加えて、入力信
号系列の変動成分上表わす補助波形系列」μ4)(j=
t、2.・・・*Jj=1e2@・・・、I) t−抽
出するためのフィシ−を有する。上記極性誤差系列(r
、)は、逆フィルタより得られる残差波形系列(g、)
(j=x、2.・・・、L)からそのカテゴv (1)
に対応する補助波形系列(μ、n)(暴=1,2.−・
・、I)t−ペクトV的に差し引いて得られる系列であ
る。その自乗和pj ==単カケ判定回路0゜構成ゆ、
中。最小値PJ′□と。
カテゴリ(4を選択するものである。
薦3図に本発明の一実施例を示す。本実施例は第2図に
おけるカテゴリに)の極性誤差計算回路103のみの構
成を示すtのであるが、他のカテゴリについても同様に
構成される。図におりて、20は逆フィルタ、211〜
211は補正回路、23は自乗和回路である。
おけるカテゴリに)の極性誤差計算回路103のみの構
成を示すtのであるが、他のカテゴリについても同様に
構成される。図におりて、20は逆フィルタ、211〜
211は補正回路、23は自乗和回路である。
逆アイをり20は、第1図のフィルタ11と同様に構成
される。すなわち、その伝達関数層z)は、A当x)=
1 4!e Zi 曲・・(1)−0 で示され、その出力であゐ残差波形系列(#、)は1.
1=Σ 、1゜ 、−0,。−2・・・・・・(2) なする差分形式で与えられる。ここで、(g’:) h
このカテゴリμ)を代表する標準音声信号系列について
予じめ算出した線形予測係数で6j+、逆フィシタ20
10入力として、カテゴリ偽の標準音声信号系列が供給
され九場合、出力である残差波形系列(8:1の自乗和
が最小となるように選ばれる〇補Hb7’tkタ21i
(1−1e2e・・・、I)は逆フィルタ20と並列に
設けられ、入力信号系列(#。)が供給される。補助フ
ィルタ211は、入力信号系列(−、)の息方向への変
動成分を表わす補助波形係列(μm5.)を求めるもの
で、その伝達関数Q’j (x)がQ’5(z) =
h”!t ’九2″″k ・・曲(3)で示さ
れ、出力である補助波形係列(μ)−が、j μf = k’E1’1k ”a−k ・・・
・・・(4)なる差分形式で与えられる。ここで(1?
−は、カテゴリ内における入力信号系列の1方向へ変動
を示す補助係数であp1後述する如く予じめ算出されて
いる係数である。逆フィルタ20及び補助フィル#21
1〜21!は公知のデイジタルフイ船夕で構成すること
ができる。
される。すなわち、その伝達関数層z)は、A当x)=
1 4!e Zi 曲・・(1)−0 で示され、その出力であゐ残差波形系列(#、)は1.
1=Σ 、1゜ 、−0,。−2・・・・・・(2) なする差分形式で与えられる。ここで、(g’:) h
このカテゴリμ)を代表する標準音声信号系列について
予じめ算出した線形予測係数で6j+、逆フィシタ20
10入力として、カテゴリ偽の標準音声信号系列が供給
され九場合、出力である残差波形系列(8:1の自乗和
が最小となるように選ばれる〇補Hb7’tkタ21i
(1−1e2e・・・、I)は逆フィルタ20と並列に
設けられ、入力信号系列(#。)が供給される。補助フ
ィルタ211は、入力信号系列(−、)の息方向への変
動成分を表わす補助波形係列(μm5.)を求めるもの
で、その伝達関数Q’j (x)がQ’5(z) =
h”!t ’九2″″k ・・曲(3)で示さ
れ、出力である補助波形係列(μ)−が、j μf = k’E1’1k ”a−k ・・・
・・・(4)なる差分形式で与えられる。ここで(1?
−は、カテゴリ内における入力信号系列の1方向へ変動
を示す補助係数であp1後述する如く予じめ算出されて
いる係数である。逆フィルタ20及び補助フィル#21
1〜21!は公知のデイジタルフイ船夕で構成すること
ができる。
補正回路22’、(1=2.3.・・・、I)は、補正
回路20ト1の出力(以下これを(’トtm)で享す)
から補助フイやり211の出力である補助波形系列(町
、)をベクトル的に減算する回路である。但し補正回路
22.は逆フイ〜り20の出力から補助フィルタ21.
の出力をベク)V的に減算している。そして、最終段の
補正回路22.0出力を極性誤差系列(r、) として
出力している。すなわち、極性誤差系列(r、J)は次
の漸化式によって示される。
回路20ト1の出力(以下これを(’トtm)で享す)
から補助フイやり211の出力である補助波形系列(町
、)をベクトル的に減算する回路である。但し補正回路
22.は逆フイ〜り20の出力から補助フィルタ21.
の出力をベク)V的に減算している。そして、最終段の
補正回路22.0出力を極性誤差系列(r、) として
出力している。すなわち、極性誤差系列(r、J)は次
の漸化式によって示される。
、1日、1
1臆 農
j=1.2.・・・、■
r、=1□+1. ・・・・・
(5)したがって、補正回路22□によって残差波形系
列1へ)よル補助波形系列(jl、−の成分が除かれた
出力(蓼、−が得られ、次に補正回路22鵞によって(
、,1,1よル補助波形系列(声、−の成分が除かれた
出力(g、−が得られ、以下同様にして順次(^Δ)の
成分が除かれてりく。よって、補正回路22!の出力は
、最終的には残差1iL形系列(a、)から(μij
(s”t I 2 e・・・、I)の成分のすべてを除
いた出力(r、)が得られる。
(5)したがって、補正回路22□によって残差波形系
列1へ)よル補助波形系列(jl、−の成分が除かれた
出力(蓼、−が得られ、次に補正回路22鵞によって(
、,1,1よル補助波形系列(声、−の成分が除かれた
出力(g、−が得られ、以下同様にして順次(^Δ)の
成分が除かれてりく。よって、補正回路22!の出力は
、最終的には残差1iL形系列(a、)から(μij
(s”t I 2 e・・・、I)の成分のすべてを除
いた出力(r、)が得られる。
#I4図は補正回路22「O構成を示している。図にお
いて、24は(μ、−及び(a、−とを入力としてその
積和すなわち内積を計算する積和回路、25は(μ八)
七入力、とじてその自乗和を求める自乗和回路である。
いて、24は(μ、−及び(a、−とを入力としてその
積和すなわち内積を計算する積和回路、25は(μ八)
七入力、とじてその自乗和を求める自乗和回路である。
これらの出力は除算回路26に供給され、積和回路24
の出力、1日乗和回路25の出力で除算することによ)
(5)式で示される漸化式中の右辺第2が求められる。
の出力、1日乗和回路25の出力で除算することによ)
(5)式で示される漸化式中の右辺第2が求められる。
乗算回路27線除算回路26で得られ良係数を(町、)
に乗算し、減算回路28に供給する。
に乗算し、減算回路28に供給する。
減算回路28は(8,−から乗算回路27の出力を減算
し、これを(@、+* @) として出力している。
し、これを(@、+* @) として出力している。
再び第3図にお−て、補正回路22xよp得られる極性
誤差系列(r、)は自乗和回路23において、出力P1
が求められる。
誤差系列(r、)は自乗和回路23において、出力P1
が求められる。
= Cr、 、 r、)
王11rll ・・・・・・ (
7)ここでllr’lげは極性誤差ノ→ム2乗値である
。
7)ここでllr’lげは極性誤差ノ→ム2乗値である
。
第6図に本発明の他の!!!麿例を示す。本実施例も、
第2図におけるカテゴリに)の極性誤差計算回路104
のみの構成を示すが、第3図に示す実施例より4高速化
したものである。なお、第3図と同一部分には同−符号
管付しその説明を省略する。
第2図におけるカテゴリに)の極性誤差計算回路104
のみの構成を示すが、第3図に示す実施例より4高速化
したものである。なお、第3図と同一部分には同−符号
管付しその説明を省略する。
オず、本実施例の原理を説明する。
さて
b=(g、μ ) (1=1,2.・・・、I)・・
・・・・(8)直 金属 i と置けば、(6)式によシ を得る。故□に (轟=1.2.・・・、I) なる式が成立っている。
・・・・(8)直 金属 i と置けば、(6)式によシ を得る。故□に (轟=1.2.・・・、I) なる式が成立っている。
(5)、(6)式から、
11r’l+” = (r:* r:> = (#、:
1.,1 g山、)り を得るから、これK (8)式を代入することによって
なる結果が得られる。
1.,1 g山、)り を得るから、これK (8)式を代入することによって
なる結果が得られる。
本実施例はこの01)式(及び(9)式)に従って極性
誤差ノシム2乗値(極性誤差系列の自乗和)を求めるも
のである。
誤差ノシム2乗値(極性誤差系列の自乗和)を求めるも
のである。
第5図において、30は■弐の右辺第1項を計算する自
乗和回路であシ、逆アイk120の出力である残差波形
系列(8ゎ)の自乗和會求めている。一方、回路311
〜311はal)式の右辺第2項を計算するために用い
る、残差波形の補助波形成分(ds・)、値(d、)を
求めている。(d5)は(9)式の右辺第1項を計算す
るもので、 J 11 d、。=(−2μm、) ・・・・・・(I4
で示され、(d41)は(9)式の右辺第2項の分子を
計算するもので、 d^=(μ^、植) (昧j)・・・nで示され、rd
、、)は(9)式の右辺I12項の分母を計算するもの
で、 J 11 d、=(μm、声1.) ・・・・・・ I41
で示される。
乗和回路であシ、逆アイk120の出力である残差波形
系列(8ゎ)の自乗和會求めている。一方、回路311
〜311はal)式の右辺第2項を計算するために用い
る、残差波形の補助波形成分(ds・)、値(d、)を
求めている。(d5)は(9)式の右辺第1項を計算す
るもので、 J 11 d、。=(−2μm、) ・・・・・・(I4
で示され、(d41)は(9)式の右辺第2項の分子を
計算するもので、 d^=(μ^、植) (昧j)・・・nで示され、rd
、、)は(9)式の右辺I12項の分母を計算するもの
で、 J 11 d、=(μm、声1.) ・・・・・・ I41
で示される。
第6図は回路311の構成上*している0回路31暴の
入力としては、逆フイVり20の出力(#、)、及び補
助フィルタ211〜21&の出力(μΔ1〜(μm−が
供給される。積和回路41は(シ)と(μm、)羞 との積和すなわち内積を求め、これt”4oとして出力
する。*和回路42.〜42ト鳳は、夫々(μj、)(
j”1 s 2 *・・・I’−1)と(町−との積和
を求め、これらtd↑、(a^、d^、・・・I’i’
j−1)として出力する。自乗和回路43は(声Δ)の
自乗和を求めこれt a jとして出力する。
入力としては、逆フイVり20の出力(#、)、及び補
助フィルタ211〜21&の出力(μΔ1〜(μm−が
供給される。積和回路41は(シ)と(μm、)羞 との積和すなわち内積を求め、これt”4oとして出力
する。*和回路42.〜42ト鳳は、夫々(μj、)(
j”1 s 2 *・・・I’−1)と(町−との積和
を求め、これらtd↑、(a^、d^、・・・I’i’
j−1)として出力する。自乗和回路43は(声Δ)の
自乗和を求めこれt a jとして出力する。
■
再び第5図にお−て、回路321 (j=2 * 3
s・・・。
s・・・。
I)は回路311の出力等を用いて(9)式で示される
b’(1:x2,3.・・・、I)t−求める回路であ
る。なおbl=dl@ である。
b’(1:x2,3.・・・、I)t−求める回路であ
る。なおbl=dl@ である。
第7図に回路32轟の構成を示す。除算回路44重〜4
4.−.は、夫々 管計算する。乗算回路451〜45ト鳳は、除算回路4
41〜44トlの出力に夫々b−〜b、!、 t−乗算
する。
4.−.は、夫々 管計算する。乗算回路451〜45ト鳳は、除算回路4
41〜44トlの出力に夫々b−〜b、!、 t−乗算
する。
乗算回路451〜45ト1の出力は累算回路46によっ
て全て加えられる。この系算回路46の出力は(9)式
の右辺jI2項に和尚するもので、減算回路47によ’
)、dB。から累算回路46の出力を減算することに乗
回路as、を介して除算回路341に供給される。
て全て加えられる。この系算回路46の出力は(9)式
の右辺jI2項に和尚するもので、減算回路47によ’
)、dB。から累算回路46の出力を減算することに乗
回路as、を介して除算回路341に供給される。
除算回路34僅は、自乗回路33−の出力(b?)I
f:回路31iO出力の1つで参る’liで除算し、こ
れを累算回路3!$に供給する。累算、回路36の出力
はaυ式の右辺IIt項に槽重する。したがって、−減
算回路36は自乗和回路30の出力から累算回路35の
出力を減算するととにより、極性誤差ノシム2乗値11
r’ll’が得られる。
f:回路31iO出力の1つで参る’liで除算し、こ
れを累算回路3!$に供給する。累算、回路36の出力
はaυ式の右辺IIt項に槽重する。したがって、−減
算回路36は自乗和回路30の出力から累算回路35の
出力を減算するととにより、極性誤差ノシム2乗値11
r’ll’が得られる。
以下、補助係数(I4.)の決定方法を簡単に説明する
。説明を簡単に゛するため、極の変動は1方向(I=1
)であるとし、添字内管省略する。
。説明を簡単に゛するため、極の変動は1方向(I=1
)であるとし、添字内管省略する。
2平面上で予じめ求めていた極の平均位置からずれが生
じた場合、その方向への変動を表わす係で表わす。極ζ
をもつ生成フィルタをG(!)、その逆フィシ−IA(
glKよ)生成され友音声系列(−一 に対しては、フ
ィルタA(x) lk作用させればば、 となる。
じた場合、その方向への変動を表わす係で表わす。極ζ
をもつ生成フィルタをG(!)、その逆フィシ−IA(
glKよ)生成され友音声系列(−一 に対しては、フ
ィルタA(x) lk作用させればば、 となる。
本発明では、ae式の第2項の1以下を、とすることに
より、A(z)はA(z)とQ(zlの並列接続で表現
できることを利用した。入力が(1fi) であるとき
のA(g)の出力を(a、) 、Q(z)の出力を(声
、)とすれば、#。とμ、は 一1=1・μゎ+0(δ3) ・・・・・・ a尋
となっている。すなわち、(−)は(μ−酸成分含んで
いる。
より、A(z)はA(z)とQ(zlの並列接続で表現
できることを利用した。入力が(1fi) であるとき
のA(g)の出力を(a、) 、Q(z)の出力を(声
、)とすれば、#。とμ、は 一1=1・μゎ+0(δ3) ・・・・・・ a尋
となっている。すなわち、(−)は(μ−酸成分含んで
いる。
そこで、極性誤差系列、
を計算すれば、r、Fiμ、とけ無闇係となシ、(β、
)(rl)は、一般には−の1次以下の項をもっている
が、極が(β−によって規定された方向に変動している
ならば、−の2次以下の項をもっことになる。
)(rl)は、一般には−の1次以下の項をもっている
が、極が(β−によって規定された方向に変動している
ならば、−の2次以下の項をもっことになる。
そζで、極の変動を表わす係数(l、J、、L’、を、
予じめ多数の話者による音声波形系列から決定する。
予じめ多数の話者による音声波形系列から決定する。
次にat弐において、あらかじめ
を用意しておき、決定したfβmm)mill”lを用
いて)、 = mX、βm’mk 、 k=1 *
2 *・・・eP・” (21と()1)k−sが決定
できる。
いて)、 = mX、βm’mk 、 k=1 *
2 *・・・eP・” (21と()1)k−sが決定
できる。
変動方向が多種考えられる場合には、a璋式の代シに
曾
となるが、この式は
8o@”am
一部81
なる漸化式で書きかえることができる。従って各変動方
向成分毎に逐次誤差補正を行うものとすれば ’all”’II (t=1,2e・・・、I) 7@ =#1+鳳籠 なる計算によって、極性誤差系列(r、)が算出される
結果となる。この場合の各段階直での補正方法は、前述
の1方向変動の場合に示した方法と全く同様である。
向成分毎に逐次誤差補正を行うものとすれば ’all”’II (t=1,2e・・・、I) 7@ =#1+鳳籠 なる計算によって、極性誤差系列(r、)が算出される
結果となる。この場合の各段階直での補正方法は、前述
の1方向変動の場合に示した方法と全く同様である。
発明の変形例
(1) 本発明は音声波形の識別に限られず、心電図
波形等の識別にも用いることができる。また、これらの
1次元波形以外のn次元の波形について%n次元フィル
タを用いる仁とくよシ実現することができる。例えばn
;2としては平面画像から得られた信号波形の識別も可
能である。
波形等の識別にも用いることができる。また、これらの
1次元波形以外のn次元の波形について%n次元フィル
タを用いる仁とくよシ実現することができる。例えばn
;2としては平面画像から得られた信号波形の識別も可
能である。
(2) 上記実施例はすべてディジタル回路により構
成したものであるが、その少なくとも一部をマイク四コ
ンビエータ等によるプ關グラム制御で実現することもで
きるし、アナログ演算回路で構成することもできる。こ
の場合、積和回路、自乗和回路等は内積演算が可能な素
子、例えば光学フィルタを用いたもの、表面弾性波素子
等を用いることができる。
成したものであるが、その少なくとも一部をマイク四コ
ンビエータ等によるプ關グラム制御で実現することもで
きるし、アナログ演算回路で構成することもできる。こ
の場合、積和回路、自乗和回路等は内積演算が可能な素
子、例えば光学フィルタを用いたもの、表面弾性波素子
等を用いることができる。
(3) 各カテゴリに対する変動方向の数Iはカテゴ
リ毎に異なっていてもよい。
リ毎に異なっていてもよい。
第1図は従来技術を示す図、1e2図は本発明の全体構
成を示す図、第3図は本発明の一実施例を示す図、第4
図は本発明の一実施例の部分構成を示す図、第5図は本
発明の他の実施例を示す図、第6図及びlI7図は本発
明の他の実施例の部分構成を示す図である。 10、〜IOL・・・極性誤差計算回路11 ・・・
判定回路 20 ・・・ 逆フィルタ 211〜21x・・・補助フイVり 221〜22!・・・補正回路 23 ・・・ 自乗和回路 代理人 弁理士 則 近 憲 佑(ほか1名)第1図 第2図
成を示す図、第3図は本発明の一実施例を示す図、第4
図は本発明の一実施例の部分構成を示す図、第5図は本
発明の他の実施例を示す図、第6図及びlI7図は本発
明の他の実施例の部分構成を示す図である。 10、〜IOL・・・極性誤差計算回路11 ・・・
判定回路 20 ・・・ 逆フィルタ 211〜21x・・・補助フイVり 221〜22!・・・補正回路 23 ・・・ 自乗和回路 代理人 弁理士 則 近 憲 佑(ほか1名)第1図 第2図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 カテゴリが未知なる入力信号系列を、L種類のカテゴリ
の既知なる標準信号系列に対応する線形予橢係数をイン
パVス応答#IL′形とするフイ配夕を介して嫡差渡屡
系列を得、この残差波形系列の自乗和出力によ)入力゛
信号系列の属するカテゴリを決定する認識方式K>いて
、 餉記入力儒勺系列O変動成分を表わす補助波形系列を抽
出する他のフィルタを各カテゴリ毎に設け、曽記残11
IIIL形系列から前記補助波形系列め成□分を除いた
極性誤差系列d自乗和を求め、各カテゴリ毎に得られる
極性誤差系列の自乗和尚□力から前記入力信号系列の属
するカッブリを決□定するこ゛とt4I徽とする信命波
SWt織方武。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20348081A JPS58105294A (ja) | 1981-12-18 | 1981-12-18 | 信号波形認識方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20348081A JPS58105294A (ja) | 1981-12-18 | 1981-12-18 | 信号波形認識方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58105294A true JPS58105294A (ja) | 1983-06-23 |
JPS6255800B2 JPS6255800B2 (ja) | 1987-11-20 |
Family
ID=16474838
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20348081A Granted JPS58105294A (ja) | 1981-12-18 | 1981-12-18 | 信号波形認識方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58105294A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59501520A (ja) * | 1982-08-04 | 1984-08-23 | トランス・デ−タ・アソシエイツ | 調音音声認識のための装置 |
JPS6376894U (ja) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | ||
JPS6376896U (ja) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 |
-
1981
- 1981-12-18 JP JP20348081A patent/JPS58105294A/ja active Granted
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59501520A (ja) * | 1982-08-04 | 1984-08-23 | トランス・デ−タ・アソシエイツ | 調音音声認識のための装置 |
JPH0475520B2 (ja) * | 1982-08-04 | 1992-12-01 | Toransu Deeta Asosheitsu | |
JPS6376894U (ja) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | ||
JPS6376896U (ja) * | 1986-11-06 | 1988-05-21 | ||
JPH0733273Y2 (ja) * | 1986-11-06 | 1995-07-31 | カシオ計算機株式会社 | エンベロ−プ近似装置 |
JPH0733275Y2 (ja) * | 1986-11-06 | 1995-07-31 | カシオ計算機株式会社 | エンベロ−プ近似装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6255800B2 (ja) | 1987-11-20 |
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