JPH1198023A - Signal coding and decoding device - Google Patents
Signal coding and decoding deviceInfo
- Publication number
- JPH1198023A JPH1198023A JP25482697A JP25482697A JPH1198023A JP H1198023 A JPH1198023 A JP H1198023A JP 25482697 A JP25482697 A JP 25482697A JP 25482697 A JP25482697 A JP 25482697A JP H1198023 A JPH1198023 A JP H1198023A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mode
- data
- signal
- filter
- coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、フィルタ処理を行
う信号符号化および復号化装置に関する。The present invention relates to a signal encoding and decoding apparatus for performing a filtering process.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、オーディオのデジタル化は、急速
に進展し、これに伴ってデジタル信号処理技術の重要性
が増してきている。中でもミニディスク再生録音装置
(以下、ミニディスクと略す)に用いられるデジタル信
号処理技術は、独自の信号圧縮技術により光磁気ディス
クにデジタルオーディオデータを記録する新しい方法と
して注目されている。2. Description of the Related Art In recent years, the digitization of audio has progressed rapidly, and digital signal processing technology has been increasingly important. In particular, digital signal processing technology used in a mini-disc reproducing and recording apparatus (hereinafter, abbreviated as a mini-disc) has attracted attention as a new method for recording digital audio data on a magneto-optical disc by a unique signal compression technique.
【0003】ミニディスクの信号符号化装置について説
明する。ミニディスクでは、デジタルオーディオ信号を
約1/5に圧縮するためにATRAC(Adaptive Transfor
m Acoustic Coding)方式を採用している。信号符号化
装置において、時系列に入力されるデジタルオーディオ
信号は、3つの周波数帯域に分割されサブバンド信号と
なる。このように最初にデジタルオーディオ信号を3つ
の帯域に分割しておくことにより、高精度化や処理時間
の短縮を図っている。[0003] A signal encoding device for a mini-disc will be described. Mini discs use ATRAC (Adaptive Transform) to compress digital audio signals to about 1/5.
m Acoustic Coding) system. In a signal encoding device, a digital audio signal input in a time series is divided into three frequency bands to become sub-band signals. By first dividing the digital audio signal into three bands in this way, higher accuracy and shorter processing time are achieved.
【0004】各帯域のサブバンド信号は可変な時間窓で
切り出され、MDCT(Modefied Discrete Cosine Tra
nsform)変換により周波数成分に分解され周波数スペク
トルデータが生成される。ここで生成された周波数スペ
クトルデータは52の帯域のグループにまとめられ、グ
ループ毎に人間の聴覚特性に基づいて信号が間引かれ
る。この聴覚特性は具体的には最小可聴限特性とマスキ
ング効果のことである。最小可聴限特性とは、人間の聴
き取り可能な音の強さの限界が周波数によって異なると
いう特性である。マスキング効果とは、ある周波数で大
きな音が発生すると、近接する周波数の小さな音は人間
の耳には聴こえなくなるという効果である。[0004] The sub-band signal of each band is cut out by a variable time window, and the MDCT (Modefied Discrete Cosine Tra-
(nsform) transformation to decompose into frequency components to generate frequency spectrum data. The frequency spectrum data generated here is grouped into groups of 52 bands, and signals are thinned out for each group based on human auditory characteristics. This hearing characteristic specifically refers to the minimum audible characteristic and the masking effect. The minimum audible characteristic is a characteristic in which the limit of the sound intensity that can be heard by a human differs depending on the frequency. The masking effect is an effect that when a loud sound is generated at a certain frequency, a small sound at a close frequency becomes inaudible to human ears.
【0005】これらの聴覚特性を利用して不要な信号が
間引かれた後、信号はグループ毎に符号化され光磁気デ
ィスクに記録される。再生時には、これまでの処理が逆
の手順で行われる。図9は、従来の信号符号化装置の構
成を示すブロック図でる。従来における信号符号化装置
は、第1帯域分割フィルタ801、第2帯域分割フィル
タ802、ブロックサイズ決定部803〜805、MD
CT処理部806〜808、適応ビット割り当て部80
9、量子化/符号化ビット列生成部810から構成され
る。After unnecessary signals are thinned out using these auditory characteristics, the signals are encoded for each group and recorded on a magneto-optical disk. At the time of reproduction, the processing up to now is performed in the reverse order. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional signal encoding device. A conventional signal encoding apparatus includes a first band division filter 801, a second band division filter 802, block size determination units 803 to 805, MD
CT processing units 806 to 808, adaptive bit allocation unit 80
9, a quantization / encoding bit string generation unit 810.
【0006】第1帯域分割フィルタ801は、サンプリ
ング周波数44.1kHz、分解能16ビットで送られてくる
デジタルオーディオ信号を22.05-11.025kHzの高域サブ
バンド信号と11.025-0kHzの中低域サブバンド信号とに
分割して出力する。さらに中低域サブバンド信号を第2
帯域分割フィルタ802が、11.025-5.5125kHzの中域サ
ブバンド信号と5.5125-0kHzの低域サブバンド信号とに
分割して出力する。[0006] The first band division filter 801 converts a digital audio signal transmitted at a sampling frequency of 44.1 kHz and a resolution of 16 bits into a high band sub-band signal of 22.05-11.025 kHz and a mid-low band sub-band signal of 11.025-0 kHz. And output. Further, the mid-low sub-band signal is
The band division filter 802 divides the signal into a 11.025-5.5125 kHz middle band sub-band signal and a 5.5125-0 kHz low band sub-band signal, and outputs the divided signals.
【0007】高域サブバンド信号、中域サブバンド信
号、低域サブバンド信号がそれぞれブロックサイズ決定
部803〜805に入力されると、ブロックサイズ決定
部803〜805は、それらの信号に応じてMDCTブ
ロックサイズを決定してMDCT処理部806〜808
に通知する。ここでMDCTブロックサイズとは、MD
CT処理部806〜808でMDCT変換を行う際の処
理単位で、通常、約11.6ms分のサブバンド信号を1ブロ
ックサイズとしている。信号の変化に応じてブロックサ
イズを可変にしている。[0007] When the high band sub-band signal, the middle band sub-band signal, and the low band sub-band signal are input to the block size determining units 803 to 805, the block size determining units 803 to 805 respond to the signals. Determine MDCT block size and MDCT processing units 806 to 808
Notify. Here, the MDCT block size is MD
In the processing unit when performing the MDCT conversion in the CT processing units 806 to 808, the subband signal for about 11.6 ms is usually set to one block size. The block size is made variable according to a change in the signal.
【0008】MDCT処理部806〜808は、ブロッ
クサイズ決定部803〜805で決定されたMDCTブ
ロックサイズに従って、信号を周波数成分を表す周波数
スペクトルデータに変換して出力する。これらの周波数
スペクトルデータを52の帯域のグループに分けグルー
プごとに聴覚特性に基づいたデータの間引きを行う。間
引きを行った後、適応ビット割り当て部809が各グル
ープ毎に、信号の状態に応じてビット数の割り当てを行
う。すなわち、信号の変化の多いグループにはビット数
を多く割り当て、変化の少ないグループにはビット数を
少なく割り当てる。[0008] MDCT processing units 806 to 808 convert signals into frequency spectrum data representing frequency components and output the signals in accordance with the MDCT block sizes determined by block size determination units 803 to 805. These frequency spectrum data are divided into groups of 52 bands, and the data is thinned out based on auditory characteristics for each group. After thinning out, the adaptive bit allocation unit 809 allocates the number of bits for each group according to the state of the signal. That is, a larger number of bits is assigned to a group having a large change in signal, and a smaller number of bits is assigned to a group having a small change.
【0009】量子化/符号化ビット列生成部810は、
適応ビット割り当て部809で割り当てられたビット数
に応じて量子化を行い、符号化されたビット列を生成す
る。以上のようにして生成された符号化ビット列に誤り
訂正符号のACIRC(advanced crossinterleaveReed
-Solomoncode)を付加し、EFM変調(eight to fourt
een modulation)をかけてディスクに記録する。[0009] The quantization / encoding bit string generation unit 810
Quantization is performed in accordance with the number of bits allocated by the adaptive bit allocation unit 809 to generate an encoded bit sequence. An ACIRC (advanced crossinterleaveReed) error correction code is added to the coded bit string generated as described above.
-Solomoncode) and EFM modulation (eight to fourt)
een modulation) and record it on the disc.
【0010】ミニディスクの信号復号化装置の場合は、
先に述べた信号符号化装置と逆の手順により、光磁気デ
ィスクに記録された符号化ビット列をもとにデジタルオ
ーディオ信号を生成すればよい。[0010] In the case of a minidisk signal decoding device,
A digital audio signal may be generated based on the coded bit sequence recorded on the magneto-optical disk by a procedure reverse to that of the signal coding apparatus described above.
【0011】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術における信号符号化/復号化装置は、消費電力が
大きいという問題がある。特に、信号符号化/復号化装
置を携帯用のミニディスクに使用する場合には、再生時
間の確保とあいまって、バッテリーの持続時間を如何に
伸ばすかが重要な課題となっている。However, the signal encoding / decoding device according to the prior art described above has a problem that the power consumption is large. In particular, when the signal encoding / decoding device is used for a portable mini-disc, how to extend the duration of the battery is an important issue in addition to securing the reproduction time.
【0012】よって本発明は、消費電力を低減する信号
符号化/復号化装置を提供することを目的とする。It is therefore an object of the present invention to provide a signal encoding / decoding device that reduces power consumption.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明にかかる信号符号化装置は、第1モードおよ
び第2モードのいずれかを指定する指定手段と、時系列
のデジタルオーディオ信号から、第1モードのときはM
個のサンプルデータを、第2モードのときはMより少な
いN個のサンプルデータを順次取得する取得手段と、第
1モードのとき、取得されたM個のサンプルデータとイ
ンパルス応答特性を示す係数データ群との積和演算を行
い、第2モードのとき、取得されたN個のサンプルデー
タと係数データ群との積和演算を行う演算手段とを備え
ることを特徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, a signal encoding apparatus according to the present invention comprises: a designating unit for designating one of a first mode and a second mode; , M in the first mode
Acquisition means for sequentially acquiring N sample data less than M in the second mode, and M acquired sample data and coefficient data indicating impulse response characteristics in the first mode It is characterized by comprising a calculating means for performing a product-sum operation on a group and performing a product-sum operation on the obtained N sample data and the coefficient data group in the second mode.
【0014】また、前記演算手段は、前記インパルス応
答特性をそれぞれ示すM個の係数データとN個の係数デ
ータとを記憶する係数記憶手段と、第1モードのとき、
前記M個のサンプルデータと前記係数記憶手段から読み
だした前記M個の係数データとから積和演算を行い、第
2モードのとき、前記N個のサンプルデータと前記係数
記憶手段から読みだした前記N個の係数データとから積
和演算を行う演算部とを備えてもよい。Further, the arithmetic means includes: coefficient storage means for storing M coefficient data and N coefficient data respectively indicating the impulse response characteristics;
A product-sum operation is performed from the M sample data and the M coefficient data read from the coefficient storage means, and in the second mode, the N sample data and the coefficient data are read from the coefficient storage means. And an operation unit for performing a product-sum operation from the N pieces of coefficient data.
【0015】また、前記演算手段は、前記インパルス応
答特性を示すM個の係数データを記憶する係数記憶手段
と、第1モードのとき、前記M個のサンプルデータとM
個の係数データとから積和演算を行い、第2モードのと
き、前記N個のサンプルデータとM個中のN個の係数デ
ータとから積和演算を行う演算部とを備えてもよい。ま
た、前記演算手段は、前記取得手段で取得されたサンプ
ルデータの奇数番目のデータに対して積和演算を行って
第1中間データを算出する第1積和演算部と、前記取得
手段で取得されたサンプルデータの偶数番目のデータに
対して積和演算を行って第2中間データを算出する第2
積和演算部と、前記第1中間データと第2中間データと
を加算する加算部と、前記第1中間データと第2中間デ
ータとを減算する減算部とを備えてもよい。The calculating means includes coefficient storing means for storing M coefficient data indicating the impulse response characteristic, and in the first mode, the M sample data and M coefficient data are stored.
The apparatus may further include a calculation unit that performs a product-sum operation from the plurality of coefficient data and performs a product-sum operation from the N sample data and the N coefficient data among the M sample data in the second mode. A calculating unit configured to perform a sum-of-products operation on the odd-numbered data of the sample data obtained by the obtaining unit to calculate first intermediate data; The second intermediate data is calculated by performing a multiply-accumulate operation on the even-numbered data of the sampled data thus obtained.
It may include a product-sum operation unit, an addition unit that adds the first intermediate data and the second intermediate data, and a subtraction unit that subtracts the first intermediate data and the second intermediate data.
【0016】また、本発明にかかる信号復号化装置は、
ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび第2モード
の何れかを指定する指定手段と、第1帯域の時系列デジ
タルオーディオ信号と第2帯域の時系列デジタルオーデ
ィオ信号との加算により時系列の第1中間データを算出
する加算手段と、第1帯域の時系列デジタルオーディオ
信号と第2帯域の時系列デジタルオーディオ信号との減
算により時系列の第2中間データを算出する減算手段と
第1中間データから第1モードのときはM個のサンプル
データを、第2モードのときはMより少ないN個のサン
プルデータを順次取得する第1取得手段と、第2中間デ
ータから、第1モードのときはM個のサンプルデータ
を、第2モードのときはN個のサンプルデータを順次取
得する第2取得手段と、第1取得手段で取得されたサン
プルデータとインパルス応答特性を示す第1係数データ
群との積和演算を行う第1積和手段と、第2取得手段で
取得されたサンプルデータと前記インパルス応答特性を
示す第2係数データ群との積和演算を行う第2積和手段
と、第1積和手段の演算結果と第2積和手段の演算結果
とを交互に出力する出力手段とを備える。Further, the signal decoding apparatus according to the present invention comprises:
Specifying means for specifying one of the first mode and the second mode in accordance with a user operation; and adding the time-series digital audio signal of the first band and the time-series digital audio signal of the second band to generate the first time-series digital audio signal. Adding means for calculating intermediate data; subtracting means for calculating time-series second intermediate data by subtracting the time-series digital audio signal of the first band from the time-series digital audio signal of the second band; In the first mode, M pieces of sample data are obtained. In the second mode, N pieces of sample data less than M are sequentially obtained. Means for sequentially acquiring N pieces of sample data in the second mode, and impulse data obtained by the first acquiring means. Sum-of-products operation for performing a product-sum operation with a first coefficient data group indicating a response characteristic, and a product sum of the sample data obtained by the second obtaining unit and a second coefficient data group indicating the impulse response characteristic A second product-sum unit for performing the calculation, and an output unit for alternately outputting the calculation result of the first product-sum unit and the calculation result of the second product-sum unit are provided.
【0017】また、本発明にかかる信号符号化方法は、
ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび第2モード
のいずれかを指定する指定ステップと、第1モードのと
き、時系列のデジタルオーディオ信号からM個のサンプ
ルデータを順次取得するステップと、第2モードのと
き、時系列のデジタルオーディオ信号からMより少ない
N個のサンプルデータを順次取得するステップと、取得
されたサンプルデータと、フィルタ係数との積和演算を
行う演算ステップとを有する。Further, the signal encoding method according to the present invention comprises:
A designation step of designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation; a step of sequentially acquiring M sample data from a time-series digital audio signal in the first mode; In this case, the method includes a step of sequentially acquiring N sample data less than M from the time-series digital audio signal, and an operation step of performing a product-sum operation of the acquired sample data and a filter coefficient.
【0018】[0018]
(第1の実施形態)図1は、本発明の第1の実施形態に
おける信号符号化装置の構成を示すブロック図である。
同図において信号符号化装置は、第1帯域分割フィルタ
101、第2帯域分割フィルタ102、フィルタ次数切
り替え部103、ブロックサイズ決定部803〜80
5、MDCT処理部806〜808、適応ビット割り当
て部809、量子化/符号化ビット列生成部810から
構成される。この信号符号化装置は、デジタルオーディ
オ信号が入力されると、各構成要素の処理を経て、もと
のデジタルオーディオ信号を約1/5に圧縮した信号であ
る符号化ビット列を出力する。記録用光磁気ディスクに
実際に記録されるのはこの符号化ビット列である。各構
成要素の処理について以下に説明する。(First Embodiment) FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a signal encoding device according to a first embodiment of the present invention.
In the figure, the signal encoding apparatus includes a first band division filter 101, a second band division filter 102, a filter order switching unit 103, and block size determination units 803 to 80.
5, MDCT processing units 806 to 808, an adaptive bit allocation unit 809, and a quantization / encoding bit string generation unit 810. When a digital audio signal is input, this signal encoding device outputs an encoded bit sequence that is a signal obtained by compressing the original digital audio signal to about 1/5 through processing of each component. It is this encoded bit string that is actually recorded on the recording magneto-optical disk. The processing of each component will be described below.
【0019】第1帯域分割フィルタ101は、有効なフ
ィルタ次数を48か24かに切り替え可能であり、デジ
タルオーディオ信号AD(m)を高域(22.05-11.025kH
z)と中低域(11.025-0kHz)の2つの周波数帯域に分割
して2つのサブバンド信号を出力するQMF(quadratu
re mirror filter)分析フィルタバンクである。ここで
デジタルオーディオ信号AD(m)は、サンプリング周
波数44.1kHz、分解能16ビットでサンプリングされた
信号で、mは離散時間を表す整数である。The first band division filter 101 can switch the effective filter order between 48 and 24, and converts the digital audio signal AD (m) to a high band (22.05-11.025 kHz).
z) and a QMF (quadratu) that divides into two frequency bands of middle and low frequency (11.025-0kHz) and outputs two subband signals
re mirror filter) is an analysis filter bank. Here, the digital audio signal AD (m) is a signal sampled at a sampling frequency of 44.1 kHz and a resolution of 16 bits, where m is an integer representing a discrete time.
【0020】たとえばm時点の信号がAD(m)なら、
その1つ過去の信号はAD(m−1)、2つ過去の信号
はAD(m−2)である。デジタルオーディオ信号AD
(m)が入力されると、第1帯域分割フィルタ101
は、デジタルオーディオ信号AD(m)以前の過去のフ
ィルタ次数分(48または24)の信号を1つの単位と
して係数乗算や加算などの演算を行い、帯域幅が22.05k
Hz-11.025kHzの高域サブバンド信号ADh(m)と帯域
幅が11.025-0kHzの中低域サブバンド信号ADml
(m)とを生成する。さらに1/2倍のレートのダウンサ
ンプラ(down-sampler)でサンプリングを行い、間引き
された高域サブバンド信号ADh(n)と、中低域サブ
バンド信号ADml(n)とをサンプリング周波数22.0
5kHzで出力する。For example, if the signal at time m is AD (m),
The previous signal is AD (m-1), and the previous signal is AD (m-2). Digital audio signal AD
When (m) is input, the first band division filter 101
Performs an operation such as coefficient multiplication or addition using a signal of the past filter order (48 or 24) before the digital audio signal AD (m) as one unit, and has a bandwidth of 22.05k.
Hz-11.025kHz high band sub-band signal ADh (m) and bandwidth 11.025-0kHz middle low band sub-band signal ADml
(M). Further, sampling is performed by a down-sampler having a rate of 1/2 times, and the thinned high-frequency sub-band signal ADh (n) and middle-low frequency sub-band signal ADml (n) are sampled at a sampling frequency of 22.0.
Output at 5kHz.
【0021】第2帯域分割フィルタ102は、有効なフ
ィルタ次数を48か24かに切り替え可能であり、第1
帯域分割フィルタ101からサンプリング周波数22.05k
Hz、分解能16ビットの中低域サブバンド信号ADml
(n)が入力されると、ADml(n)以前のフィルタ
次数分(48または24)の信号を1つの単位として係
数乗算や加算などの演算を行い、帯域幅が11.05-5.5125
kHzの中域サブバンド信号ADm(n)と帯域幅が5.512
5-0kHzの低域サブバンド信号ADl(n)とを生成す
る。さらに1/2倍のレートのダウンサンプラでサンプリ
ングを行い、中域サブバンド信号ADm(l)と低域サ
ブバンド信号ADl(l)とをサンプリング周波数11.0
25kHzで出力する。The second band division filter 102 is capable of switching the effective filter order between 48 and 24.
Sampling frequency 22.05k from band division filter 101
Hz, resolution 16-bit middle and low frequency sub-band signal ADml
When (n) is input, calculations such as coefficient multiplication and addition are performed using the signal of the filter order (48 or 24) before ADml (n) as one unit, and the bandwidth becomes 11.05-5.5125.
kHz middle band sub-band signal ADm (n) and bandwidth 5.512
5-0 kHz low band sub-band signal AD1 (n) is generated. Further, sampling is performed by a downsampler having a rate of 1/2 times, and a middle frequency sub-band signal ADm (l) and a low frequency sub-band signal ADl (l) are sampled at a sampling frequency of 11.0.
Output at 25kHz.
【0022】フィルタ次数切り替え部103は、第1帯
域分割フィルタ101および第2帯域分割フィルタ10
2にフィルタ次数を(48か24かに)切り替えさせる
ためのフィルタ次数切り替え信号S1を出力する。すな
わちフィルタ次数を48(第1モード)にさせるときは
S1=0を出力し、フィルタ次数を24(第2モード)
にさせるときはS1=1を出力する。この切り替え信号
S1の切り替えは、具体的にはユーザ操作用のスイッチ
で実現される。Filter order switching section 103 includes first band division filter 101 and second band division filter 10
A filter order switching signal S1 for switching the filter order to 2 (48 or 24) is output. That is, when the filter order is set to 48 (first mode), S1 = 0 is output, and the filter order is set to 24 (second mode).
Is output, S1 = 1 is output. The switching of the switching signal S1 is specifically realized by a switch for user operation.
【0023】このフィルタ次数の切り替えは、音質と消
費電力とに影響する。すなわち、フィルタ次数が48の
第1モードでは、フィルタ次数24の場合と比べて鋭い
カットオフ特性が得られるので音質がより向上する。一
方、フィルタ次数が24の第2モードでは、後に説明す
る積和演算にかかる負担が軽減されるので、フィルタ次
数48の場合と比べて低消費電力である。The switching of the filter order affects sound quality and power consumption. That is, in the first mode having the filter order of 48, a sharper cut-off characteristic is obtained than in the case of the filter order of 24, so that the sound quality is further improved. On the other hand, in the second mode in which the filter order is 24, the load on the product-sum operation described later is reduced, so that the power consumption is lower than in the case of the filter order 48.
【0024】ブロックサイズ決定部803〜805は、
第1帯域分割フィルタ101または第2帯域分割フィル
タ102で分割された各サブバンド信号に基づいて、M
DCT処理部806〜808でMDCT変換を行う処理
単位であるブロックサイズ(MDCTブロックサイズ)
を決定する。通常は、サブバンド信号の約11.6ms分を1
ブロックサイズとして処理を行う。しかし立ち上がり立
ち下がりの急変な信号の場合、11.6ms分を1ブロックサ
イズとしていたのではその変化に対応できない。そのた
め、高域サブバンド信号では1/8、中域および低域サブ
バンド信号では1/4と入力される信号に応じてブロック
サイズを可変にし、衝撃音など急激に変化する信号が入
力されたときは、瞬時にブロックサイズを小さいサイズ
に切り替えて信号の変化に対応できるようにしている。The block size determination units 803 to 805
Based on each sub-band signal divided by the first band division filter 101 or the second band division filter 102, M
Block size (MDCT block size) as a processing unit for performing MDCT conversion in DCT processing units 806 to 808
To determine. Normally, about 11.6 ms of the subband signal is 1
Process as block size. However, in the case of a signal having a sudden rise and fall, if 11.6 ms is set as one block size, the change cannot be dealt with. For this reason, the block size was changed according to the input signal of 1/8 for the high-frequency sub-band signal and 1/4 for the mid-range and low-frequency sub-band signals, and a rapidly changing signal such as an impact sound was input. In some cases, the block size is instantaneously switched to a small size so as to cope with a change in signal.
【0025】MDCT処理部806〜808は、第1帯
域分割フィルタ101および第2帯域分割フィルタ10
2より入力されるサブバンド信号を、ブロックサイズ決
定部803〜805で決定されるブロックサイズを1つ
の単位として取り出してMDCT変換を行い、周波数ス
ペクトルデータを生成する。生成された周波数スペクト
ルデータは52の周波数帯域のグループにまとめられ、
聴覚特性に基づいたデータの間引きが行われる。The MDCT processing units 806 to 808 include a first band division filter 101 and a second band division filter 10
2 is extracted from the sub-band signal input from block 2 using the block size determined by the block size determination units 803 to 805 as one unit, and is subjected to MDCT transform to generate frequency spectrum data. The generated frequency spectrum data is grouped into 52 frequency band groups,
Data thinning based on auditory characteristics is performed.
【0026】適応ビット割り当て部809は、グループ
毎に割り当てるビット数を適応的に算出して、量子化/
符号化ビット列生成部810に通知する。これにより信
号の記録に要するビット数が大幅に削減される。量子化
/符号化ビット列生成部810は、適応ビット割り当て
部809で算出されたビット数に応じてグループ毎に周
波数スペクトルデータの量子化を行い、これに符号化情
報を付加して符号化ビット列を生成する。記録用ミニデ
ィスクには、この符号化ビット列が記録される。The adaptive bit allocation section 809 adaptively calculates the number of bits to be allocated to each group,
Notify the coded bit string generation unit 810. As a result, the number of bits required for recording a signal is greatly reduced. The quantization / coding bit sequence generation unit 810 quantizes the frequency spectrum data for each group according to the number of bits calculated by the adaptive bit allocation unit 809, adds coding information to this, and generates a coding bit sequence. Generate. This encoded bit string is recorded on the recording minidisc.
【0027】次に、上記の第1帯域分割フィルタ101
および第2帯域分割フィルタ102内部の処理ついて詳
しく説明する。一般にQMFフィルタバンクは、フィル
タ係数hl(i)(i=0,1,2,…)のローパスフィルタと
フィルタ係数hh(i)のハイパスフィルタとから構成
される。ここでフィルタ係数とは、フィルタのインパル
ス応答を有限時間で表した係数で、希望の周波数特性を
得られるよう、フィルタ設計時に決定される。デジタル
オーディオ信号AD(m)はこれら2つのフィルタによ
って低域サブバンド信号ADL(m)と高域サブバンド
信号ADH(m)に分割される。これらADL(m)お
よびADH(m)は次式より求められる。Next, the first band division filter 101
The processing inside the second band division filter 102 will be described in detail. In general, a QMF filter bank includes a low-pass filter having a filter coefficient hl (i) (i = 0, 1, 2,...) And a high-pass filter having a filter coefficient hh (i). Here, the filter coefficient is a coefficient representing the impulse response of the filter in a finite time, and is determined at the time of designing the filter so as to obtain a desired frequency characteristic. The digital audio signal AD (m) is divided by these two filters into a low sub-band signal ADL (m) and a high sub-band signal ADH (m). These ADL (m) and ADH (m) are obtained by the following equations.
【0028】[0028]
【数1】 (Equation 1)
【0029】[0029]
【数2】 (Equation 2)
【0030】ここで数1、数2のMはローパスフィルタ
およびハイパスフィルタのフィルタ次数で、フィルタ係
数の個数と一致する。数1、数2のhl(i)、hh
(i)の間には次式の関係が成立する。Here, M in Equations 1 and 2 is the filter order of the low-pass filter and the high-pass filter, and matches the number of filter coefficients. Hl (i), hh in Equations 1 and 2
The following relationship is established between (i).
【0031】[0031]
【数3】 (Equation 3)
【0032】数3を利用するためにX1(m)、X2
(m)を数4、数5のように定める。In order to use Equation 3, X1 (m), X2
(M) is defined as in Equations 4 and 5.
【0033】[0033]
【数4】 (Equation 4)
【0034】[0034]
【数5】 (Equation 5)
【0035】ADL(m)、ADH(m)は、数1、数
2を使って数6、数7のように表すことができる。ADL (m) and ADH (m) can be expressed as Equations 6 and 7 using Equations 1 and 2.
【0036】[0036]
【数6】 (Equation 6)
【0037】[0037]
【数7】 (Equation 7)
【0038】本実施形態における第1帯域分割フィルタ
101および第2帯域分割フィルタ102は、数4〜7
を実現させたものである。詳しくは図2を用いて説明す
る。図2は、第1帯域分割フィルタ101のより詳細な
構成を示すブロック図である。同図において第1帯域分
割フィルタ101は、シフトレジスタ201、セレクタ
202、203、フィルタ係数メモリ204、演算器2
05、206、加算器207、減算器208を備え、入
力されるデジタルオーディオ信号を2つの周波数帯域に
分割する処理を行う。以下に各構成要素の動作を説明す
る。The first band division filter 101 and the second band division filter 102 in the present embodiment are expressed by the following equations (4) to (7).
Is realized. Details will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a more detailed configuration of the first band division filter 101. In the figure, a first band division filter 101 includes a shift register 201, selectors 202 and 203, a filter coefficient memory 204,
05, 206, an adder 207, and a subtractor 208, which divide an input digital audio signal into two frequency bands. The operation of each component will be described below.
【0039】シフトレジスタ201は、16ビット、4
8段のシフトレジスタである。同図においてシフトレジ
スタ201は、左から44.1kHzの周波数で16ビットの
デジタルオーディオ信号AD(m)が入力されると、右
端の最も古いデジタルオーディオ信号を捨てて、それ以
外のM−1個のデジタルオーディオ信号を順次右方向に
シフトさせる。The shift register 201 has 16 bits, 4 bits,
This is an eight-stage shift register. In the figure, when a 16-bit digital audio signal AD (m) is input at a frequency of 44.1 kHz from the left, the shift register 201 discards the oldest digital audio signal at the right end, and shifts the remaining M-1 pieces of digital audio signals. The digital audio signal is sequentially shifted rightward.
【0040】セレクタ202は、フィルタ次数切り替え
部103から通知されるフィルタ次数切り替え信号S1
に応じて、シフトレジスタ201から入力されるデジタ
ルオーディオ信号AD(m−2i)(ただし12<=i
<=23)か、または24個の0(16ビット)を、演
算器205へ送出する。すなわちS1=0のとき、セレ
クタ202はシフトレジスタ201から入力されるデジ
タルオーディオ信号AD(m−2i)を演算器205へ
送出し、S1=1のときは、デジタルオーディオ信号A
D(m−2i)の代わりに0を演算器205へ送出す
る。The selector 202 receives the filter order switching signal S1 from the filter order switching unit 103.
, The digital audio signal AD (m−2i) input from the shift register 201 (where 12 <= i
<= 23) or 24 0s (16 bits) are sent to the arithmetic unit 205. That is, when S1 = 0, the selector 202 sends the digital audio signal AD (m−2i) input from the shift register 201 to the arithmetic unit 205. When S1 = 1, the selector 202 outputs the digital audio signal A (m−2i).
0 is sent to the arithmetic unit 205 instead of D (m−2i).
【0041】セレクタ203は、フィルタ次数切り替え
部103から通知されるフィルタ次数切り替え信号S1
に応じて、シフトレジスタ201から入力されるデジタ
ルオーディオ信号AD(m−(2i+1))(ただし1
2<=i<=23)か、または24個の0(16ビッ
ト)を、演算器206へ送出する。すなわちS1=0の
とき、デジタルオーディオ信号AD(m−(2i+
1))を演算器206へ送出し、S1=1のときは、デ
ジタルオーディオ信号AD(m−(2i+1))の代わ
りに0を演算器206へ送出する。The selector 203 receives the filter order switching signal S1 from the filter order switching unit 103.
, The digital audio signal AD (m− (2i + 1)) input from the shift register 201 (where 1
2 <= i <= 23) or 24 0s (16 bits) are sent to the arithmetic unit 206. That is, when S1 = 0, the digital audio signal AD (m− (2i +
1)) is sent to the arithmetic unit 206, and when S1 = 1, 0 is sent to the arithmetic unit 206 instead of the digital audio signal AD (m- (2i + 1)).
【0042】フィルタ係数メモリ204は、演算器20
5および演算器206での乗算に用いられるフィルタ係
数h0(x)およびh1(x)(0<=x<=47)を
保持する。フィルタ次数切り替え部103から入力され
るフィルタ次数切り替え信号S1が0のときはh0
(x)が、S1が1のときはh1(x)が、h(x)と
して演算器205、演算器206に供給される。The filter coefficient memory 204 stores the arithmetic unit 20
5 and filter coefficients h0 (x) and h1 (x) (0 <= x <= 47) used for multiplication in the arithmetic unit 206 are held. When the filter order switching signal S1 input from the filter order switching unit 103 is 0, h0
When (x) is equal to 1, h1 (x) is supplied to the computing units 205 and 206 as h (x).
【0043】演算器205は、フィルタ次数切り替え信
号S1=0のとき、シフトレジスタ201から送出され
るAD(m−2i)(ただし0<=i<=11)、セレ
クタ202を介して送出されるAD(m−2i)(ただ
し12<=i<=23)、フィルタ係数メモリ204の
h(2i)(ただし1<=i<=23)より数4の演算
を行い、中間データX1(m)を出力する。When the filter order switching signal S1 = 0, the arithmetic unit 205 sends AD (m−2i) (where 0 <= i <= 11) sent from the shift register 201 and sends it through the selector 202. AD (m−2i) (where 12 <= i <= 23) and h (2i) (where 1 <= i <= 23) in the filter coefficient memory 204 are used to calculate the intermediate data X1 (m) Is output.
【0044】フィルタ次数切り替え信号S1=1のとき
は、演算器205は、シフトレジスタ201から送出さ
れるAD(m−2i)(ただし0<=i<=11)、セ
レクタ202から送出される0、フィルタ係数メモリ2
04のh(2i)(ただし1<=i<=23)より数4
の演算を行い、中間データX1(m)を出力する。すな
わち、S1=1のときは、数4においてi=12以降の
乗算が0となるので、演算処理にかかる負荷が低減され
る。When the filter order switching signal S1 = 1, the arithmetic unit 205 outputs AD (m−2i) (where 0 <= i <= 11) sent from the shift register 201 and 0 sent from the selector 202. , Filter coefficient memory 2
04 from h (2i) (1 <= i <= 23)
And outputs intermediate data X1 (m). That is, when S1 = 1, the multiplication after i = 12 in Equation 4 becomes 0, so that the load on the arithmetic processing is reduced.
【0045】演算器206は、フィルタ次数切り替え信
号S1=0のとき、シフトレジスタ201から送出され
るAD(m−(2i+1))(ただし0<=i<=1
1)、セレクタ202を介して送出されるAD(m−
(2i+1))(ただし1<=i<=23)、フィルタ
係数メモリ204のh(2i+1)(ただし0<=i<
=23)から数5の演算を行い、中間データX2(m)
を出力する。When filter order switching signal S1 = 0, arithmetic unit 206 outputs AD (m- (2i + 1)) (where 0 <= i <= 1) from shift register 201.
1), AD (m-
(2i + 1)) (where 1 <= i <= 23), h (2i + 1) in the filter coefficient memory 204 (where 0 <= i <
= 23) to calculate the intermediate data X2 (m)
Is output.
【0046】フィルタ次数切り替え信号S1=1のとき
は、演算器206は、シフトレジスタ201から送出さ
れるAD(m−(2i+1)(ただし0<=i<=1
1)、セレクタ203から送出される0、フィルタ係数
メモリ204のh(2i+1)(ただし1<=i<=2
3)より数5の演算を行い、中間データX2(m)を出
力する。すなわち、演算器205同様、S1=1のとき
は、数5においてi=12以降の乗算が0となる。When filter order switching signal S1 = 1, arithmetic unit 206 outputs AD (m- (2i + 1) (where 0 <= i <= 1) sent from shift register 201.
1), 0 sent from the selector 203, h (2i + 1) of the filter coefficient memory 204 (where 1 <= i <= 2
3) The arithmetic operation of Expression 5 is performed to output intermediate data X2 (m). That is, similarly to the arithmetic unit 205, when S1 = 1, the multiplication after i = 12 in Equation 5 becomes 0.
【0047】加算器207は、演算器205および演算
器206の乗加算によって得られた中間データX1およ
びX2より数6に示す加算を行ってADL(m)を求
め、さらに1/2倍のレートのダウンサンプラ(down-samp
ler)でサンプリングを行い、帯域幅が11.025-0kHzの中
低域サブバンド信号ADml(m)を出力する。減算器
208は、演算器205および演算器206の乗加算に
よって得られた中間データX1およびX2より数7に示
す減算を行ってADH(m)を求め、さらに1/2倍のレ
ートのダウンサンプラでサンプリングを行い、帯域幅が
22.5-11.025kHzの高域サブバンド信号ADh(m)を出
力する。The adder 207 obtains ADL (m) by performing addition shown in Expression 6 from the intermediate data X1 and X2 obtained by the multiplication and addition of the arithmetic units 205 and 206, and further obtains ADL (m). Down-sampler
ler), and outputs a mid-low sub-band signal ADml (m) having a bandwidth of 11.025-0 kHz. The subtracter 208 obtains ADH (m) by performing subtraction shown in Expression 7 from the intermediate data X1 and X2 obtained by the multiplication and addition of the arithmetic units 205 and 206, and further obtains a downsampler having a rate of 1/2 times. Sampling at
22.5-11.025kHz high band sub-band signal ADh (m) is output.
【0048】以上のように第1帯域分割フィルタ101
をシフトレジスタと各種演算器を用いて示したが、これ
は次のようにソフトフェア的に実現したものと同等であ
る。 (第2の実施形態)第2の実施形態における信号符号化
装置の概略構成は、第1の実施形態の図1と同様である
が、第1帯域分割フィルタ101および第2帯域分割フ
ィルタ102の内部構成が異なっている。同じ点は説明
を省略し、以下第1帯域分割フィルタ101および第2
帯域分割フィルタ102の内部構成について説明する。As described above, the first band division filter 101
Is shown using a shift register and various arithmetic units, but this is equivalent to that realized by software as follows. (Second Embodiment) The schematic configuration of a signal encoding device according to a second embodiment is the same as that of FIG. 1 of the first embodiment, but the first band division filter 101 and the second band division filter 102 The internal configuration is different. The same points are not described, and the first band division filter 101 and the second band division filter
The internal configuration of the band division filter 102 will be described.
【0049】本実施形態では、第1帯域分割フィルタ1
01および第2帯域分割フィルタ102は、DSP(Di
gital Signal Processoor)によって帯域分割処理を行
っている。このDSPは、メモリを内蔵し、メモリ中の
プログラムを実行することによって第1帯域分割フィル
タ101、第2帯域分割フィルタ102の機能を実現し
ている。In this embodiment, the first band division filter 1
01 and the second band splitting filter 102
gital Signal Processor). This DSP has a built-in memory, and realizes the functions of the first band division filter 101 and the second band division filter 102 by executing a program in the memory.
【0050】図3は、本実施形態における第1帯域分割
フィルタ101の機能を実現するDSPの処理手順を示
すフローチャートである。ステップ301において、第
1帯域分割フィルタ101は、フィルタ次数切り替え部
103から出力されるフィルタ次数切り替え信号S1の
判定を行う。すなわちS1=0のとき、第1帯域分割フ
ィルタ101はフィルタ係数h0(x)(0<=x<=
47)と連続する48のデジタルオーディオ信号とから
中間データX1、X2を算出し(ステップ302、30
3)、S1=1のときは、フィルタ係数h1(x)(0
<=x<=23)と連続する24のデジタルオーディオ
信号とから中間データX1、X2を算出する(ステップ
305、306)。なお、ここでM=48、N=24と
している。FIG. 3 is a flowchart showing a processing procedure of the DSP for realizing the function of the first band division filter 101 in this embodiment. In step 301, the first band division filter 101 determines the filter order switching signal S1 output from the filter order switching unit 103. That is, when S1 = 0, the first band division filter 101 sets the filter coefficient h0 (x) (0 <= x <=
47) and the 48 continuous digital audio signals to calculate intermediate data X1 and X2 (steps 302 and 30).
3) When S1 = 1, the filter coefficient h1 (x) (0
<= X <= 23) and the intermediate data X1 and X2 are calculated from the continuous 24 digital audio signals (steps 305 and 306). Here, M = 48 and N = 24.
【0051】ステップ302、303あるいはステップ
305、306で算出された中間データX1、X2から
高域サブバンド信号ADH(m)と中低域サブバンド信
号ADL(m)を算出する。以上、第1帯域分割フィル
タ101のDSPの処理について説明したが、第2帯域
分割フィルタ102もこれとほぼ同様であるので説明を
省略する。The high band sub-band signal ADH (m) and the middle low band sub-band signal ADL (m) are calculated from the intermediate data X1 and X2 calculated in steps 302 and 303 or steps 305 and 306. The DSP processing of the first band division filter 101 has been described above, but the description of the second band division filter 102 is omitted because it is almost the same.
【0052】なお、第2の実施の形態では、フィルタ次
数切り替え信号S1に応じてフィルタ係数をh0(x)
あるいはh1(x)と切り替えているが、切り替えずに
同じ係数を使用してもよい。この場合のDSPの処理手
順を以下に示す。図4において図3と同じステップ番号
を付したステップは同じ処理を行うので説明を省略し、
以下異なるステップを中心に説明する。In the second embodiment, the filter coefficient is set to h0 (x) according to the filter order switching signal S1.
Alternatively, h1 (x) is switched, but the same coefficient may be used without switching. The processing procedure of the DSP in this case will be described below. In FIG. 4, steps having the same step numbers as those in FIG.
Hereinafter, different steps will be mainly described.
【0053】ステップ301において、フィルタ次数切
り替え信号S1=1のとき、次の数8、9に示す演算を
行い中間データX1(m)、X2(m)を算出する。In step 301, when the filter order switching signal S1 = 1, the following arithmetic operations shown in equations 8 and 9 are performed to calculate intermediate data X1 (m) and X2 (m).
【0054】[0054]
【数8】 (Equation 8)
【0055】[0055]
【数9】 (Equation 9)
【0056】ここにおいて、M=48、N=24であ
る。ステップ405、406は図3と比較して、iの範
囲と、使用しているフィルタ係数とが異なっている。図
3においてフィルタ係数はフィルタ次数切り替え信号S
1に応じてh0かh1かに切り替えている。第3の実施
例においては、フィルタ次数切り替え信号S1が0でも
1でも、フィルタ係数はh0を使う。 (第3の実施形態)図5は、本発明の第3の実施形態に
おける信号復号化装置の構成を示すブロック図である。Here, M = 48 and N = 24. Steps 405 and 406 differ from FIG. 3 in the range of i and the filter coefficient used. In FIG. 3, the filter coefficient is a filter order switching signal S.
The state is switched to h0 or h1 according to 1. In the third embodiment, the filter coefficient uses h0 regardless of whether the filter order switching signal S1 is 0 or 1. (Third Embodiment) FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a signal decoding device according to a third embodiment of the present invention.
【0057】本実施形態における信号復号化装置は、符
号化ビット列分解/逆量子化部111、逆MDCT処理
部112〜114、第1帯域合成フィルタ部501、第
2帯域合成フィルタ部502、フィルタ次数切り替え部
503から構成され、光磁気ディスクに記録された符号
化ビット列を伸長して、周波数44.1kHz、分解能16ビ
ットのデジタルオーディオデータを復号する装置であ
る。The signal decoding apparatus according to the present embodiment includes a coded bit stream decomposition / inverse quantization section 111, inverse MDCT processing sections 112 to 114, a first band synthesis filter section 501, a second band synthesis filter section 502, a filter order This device is constituted by a switching unit 503, and expands an encoded bit sequence recorded on a magneto-optical disk to decode digital audio data having a frequency of 44.1 kHz and a resolution of 16 bits.
【0058】符号化ビット列分解/逆量子化部111
は、符号化ビット列から符号化情報および量子化された
周波数スペクトルデータを抽出し、逆量子化処理を施し
て周波数スペクトルデータを復元する。逆MDCT処理
部112〜114は、各バンドのMDCTブロック長に
したがって、周波数スペクトルデータに逆MDCT変換
を施し、離散時間で表した高域(帯域幅22.05-11.025kH
z)、中域(帯域幅11.025-5.5125kHz)、低域(帯域幅
5.5125-0kHz)のサブバンド信号ををそれぞれ生成す
る。Encoded Bit String Decomposition / Dequantization Unit 111
Extracts encoded information and quantized frequency spectrum data from an encoded bit string, and performs inverse quantization to restore the frequency spectrum data. The inverse MDCT processing units 112 to 114 perform inverse MDCT conversion on the frequency spectrum data according to the MDCT block length of each band, and perform high-frequency (bandwidth 22.05-11.025 kHz) expressed in discrete time.
z), midrange (bandwidth 11.025-5.5125kHz), low range (bandwidth
5.5125-0kHz).
【0059】フィルタ次数切り替え部503は、第1帯
域合成フィルタ部501および第2帯域合成フィルタ部
502のフィルタ次数を(24か12かに)切り替えさ
せるためのフィルタ次数切り替え信号S2を出力する。
フィルタ次数を24(第1モード)にさせるときはS2
=0を出力し、12(第2モード)にさせるときはS2
=1を出力する。この切り替え信号S2の切り替えは、
具体的にはユーザ操作用のスイッチで実現される。The filter order switching unit 503 outputs a filter order switching signal S2 for switching the filter order of the first band combining filter unit 501 and the second band combining filter unit 502 (to 24 or 12).
S2 when the filter order is set to 24 (first mode)
S2 to output = 0 and set it to 12 (second mode)
= 1 is output. The switching of the switching signal S2 is as follows.
Specifically, it is realized by a switch for user operation.
【0060】このフィルタ次数の切り替えは、音質と消
費電力とに影響する。すなわち、フィルタ次数が24の
第1モードでは、フィルタ次数12の場合と比べて、よ
り所望する周波数特性に近付くため音質がより向上す
る。一方、フィルタ次数が24の第2モードでは、後に
説明する積和演算にかかる負担が軽減されるので、フィ
ルタ次数48の場合と比べて低消費電力である。The switching of the filter order affects sound quality and power consumption. That is, in the first mode in which the filter order is 24, the sound quality is further improved because the desired frequency characteristic is closer to that in the case where the filter order is 12. On the other hand, in the second mode in which the filter order is 24, the load on the product-sum operation described later is reduced, so that the power consumption is lower than in the case of the filter order 48.
【0061】第1帯域合成フィルタ501は、中域サブ
バンド信号および低域のサブバンド信号を演算処理によ
り合成して中低域(帯域幅11.025-0kHz)サブバンド信
号を生成するQMFフィルタバンクである。第2帯域合
成フィルタ部502は、逆MDCT処理部112からの
高域サブバンド信号と第1帯域合成フィルタ部501か
らの中低域サブバンド信号とを演算処理により合成し、
周波数44.1kHz、分解能16ビットのデジタルオーディ
オデータを出力する。The first band synthesizing filter 501 is a QMF filter bank for synthesizing a middle band sub-band signal and a low band sub-band signal by arithmetic processing to generate a middle-low band (bandwidth 11.025-0 kHz) sub-band signal. is there. The second band synthesis filter unit 502 combines the high band subband signal from the inverse MDCT processing unit 112 and the middle and low band subband signal from the first band synthesis filter unit 501 by arithmetic processing,
It outputs digital audio data with a frequency of 44.1 kHz and a resolution of 16 bits.
【0062】第1帯域合成フィルタ部501および第2
帯域合成フィルタ部502は演算処理に有効となるフィ
ルタ次数をフィルタ次数切り替え部503より切り替え
ることができる。詳しくは後に図6を用いて述べること
とする。次に、上記の第1帯域合成フィルタ部501お
よび第2帯域合成フィルタ部502の内部の処理につい
て詳しく説明する。The first band combining filter section 501 and the second band combining filter section
The band synthesis filter unit 502 can switch the filter order effective for the arithmetic processing by the filter order switching unit 503. Details will be described later with reference to FIG. Next, the processing inside the first band synthesis filter unit 501 and the second band synthesis filter unit 502 will be described in detail.
【0063】高域サブバンド信号ADH(n)と低域サ
ブバンド信号ADL(n)とを合成したデジタルオーデ
ィオデータAD(m)は、Y1(n)、Y2(n)を中
間データとして数10、11とおくとき、数12、13
で表される。The digital audio data AD (m) obtained by synthesizing the high-frequency sub-band signal ADH (n) and the low-frequency sub-band signal ADL (n) is expressed as , 11 and Equations 12 and 13
It is represented by
【0064】[0064]
【数10】 (Equation 10)
【0065】[0065]
【数11】 [Equation 11]
【0066】[0066]
【数12】 (Equation 12)
【0067】[0067]
【数13】 (Equation 13)
【0068】ここでhは、2つの帯域の信号を合成する
合成フィルタのフィルタ係数である。本実施形態におけ
る第1帯域合成フィルタ部501および第2帯域合成フ
ィルタ部502内部の構成は、数10〜数13を実現さ
せたものである。以下に、その構成を図6を用いて説明
する。図6は、第2帯域合成フィルタ502のより詳し
い構成を示すブロック図である。Here, h is a filter coefficient of a synthesis filter for synthesizing signals of two bands. The internal configurations of the first band combining filter unit 501 and the second band combining filter unit 502 in the present embodiment realize the equations 10 to 13. The configuration will be described below with reference to FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a more detailed configuration of the second band synthesis filter 502.
【0069】図6において、第2帯域合成フィルタ部5
02は、加算器602、減算器603、シフトレジスタ
604、シフトレジスタ605、演算器606、演算器
607、セレクタ608、セレクタ609、遅延回路6
10より構成され、入力される高域サブバンド信号AD
h(n)および中低域サブバンド信号ADml(n)を
もとにデジタルオーディオデータAD2(m)を出力す
る。ここでm、nはそれぞれサンプリング周波数22.05k
Hz、44.1kHzの離散時間を表現している。In FIG. 6, the second band synthesis filter unit 5
02 denotes an adder 602, a subtractor 603, a shift register 604, a shift register 605, a computing unit 606, a computing unit 607, a selector 608, a selector 609, and a delay circuit 6.
10 and the input high-frequency sub-band signal AD
The digital audio data AD2 (m) is output based on h (n) and the middle / low band sub-band signal ADml (n). Here, m and n are sampling frequencies of 22.05k, respectively.
Expresses discrete time of Hz and 44.1kHz.
【0070】加算器602は、サブバンド信号ADh
(n)とADml(n)とが入力されると、数10に示
す加算を行って、中間データY1(n)をシフトレジス
タ604へ出力する。減算器603は、ADh(n)と
ADml(n)とが入力されると、数11に示す減算を
行って、中間データY2(n)をシフトレジスタ605
に出力する。The adder 602 generates the sub-band signal ADh
When (n) and ADml (n) are input, the addition shown in Expression 10 is performed, and the intermediate data Y1 (n) is output to the shift register 604. When ADh (n) and ADml (n) are input, the subtracter 603 performs the subtraction shown in Expression 11, and stores the intermediate data Y2 (n) in the shift register 605.
Output to
【0071】シフトレジスタ604は、16ビット、4
8段のシフトレジスタである。シフトレジスタ604
は、図の左から中間データY1(n)が入力されると、
右端の最も古い中間データY1(n−(M−1))を捨
てて、それ以外の中間データY1を順次右方向にシフト
させる。シフトレジスタ605は、シフトレジスタ60
4と同様のシフトレジスタである。ただし、中間データ
Y1の代わりにY2が入力される。The shift register 604 has 16 bits, 4 bits,
This is an eight-stage shift register. Shift register 604
Is, when the intermediate data Y1 (n) is input from the left of the figure,
The oldest intermediate data Y1 (n- (M-1)) at the right end is discarded, and the other intermediate data Y1 is sequentially shifted rightward. The shift register 605 is a shift register 60
4 is the same shift register. However, Y2 is input instead of the intermediate data Y1.
【0072】セレクタ608は、フィルタ次数切り替え
部503から通知されるフィルタ次数切り替え信号S2
に応じて、シフトレジスタ604から入力される中間デ
ータY1(n−i)(ただし12<=i<=23)か、
または12個の0(16ビット)を演算器606へ送出
する。すなわち、S2=0のときは、中間データY1
(n−i)を送出し、S2=1のときは、Y1(n−
i)の代わりに0を演算器606へ送出する。The selector 608 outputs a filter order switching signal S 2 notified from the filter order switching unit 503.
, The intermediate data Y1 (ni) input from the shift register 604 (where 12 <= i <= 23) or
Alternatively, twelve 0s (16 bits) are sent to the arithmetic unit 606. That is, when S2 = 0, the intermediate data Y1
(Ni), and when S2 = 1, Y1 (n-
0 is sent to the arithmetic unit 606 instead of i).
【0073】セレクタ609は、セレクタ608と同様
である。ただし、入力される中間データはY1ではなく
Y2である。演算器606は、フィルタ次数切り替え信
号S2=0のとき、シフトレジスタ604から送出され
るY1(n−i)(ただし0<=i<=11)、セレク
タ608を介して送出されるY1(n−i)(ただし1
2<=i<=23)、フィルタ係数メモリ601のh2
(i)(ただし0<=i<=23)から数12の演算を
行い、デジタルオーディオデータAD2(m)(ただし
m=2n)を出力する。The selector 609 is similar to the selector 608. However, the input intermediate data is not Y1, but Y2. When the filter order switching signal S2 = 0, the arithmetic unit 606 sends Y1 (n−i) (0 <= i <= 11) sent from the shift register 604 and Y1 (n) sent via the selector 608. −i) (where 1
2 <= i <= 23), h2 of the filter coefficient memory 601
(I) The arithmetic operation of Expression 12 is performed from (where 0 <= i <= 23), and digital audio data AD2 (m) (where m = 2n) is output.
【0074】フィルタ次数切り替え信号S2=1のと
き、演算器606は、シフトレジスタ604から送出さ
れるY1(n−i)(ただし0<=i<=11)、セレ
クタ608から送出される0、フィルタ係数メモリ60
1のh5(i)(ただし0<=i<=23)から数12
の演算を行い、デジタルオーディオデータAD2(m)
(ただしm=2n)を出力する。When the filter order switching signal S 2 = 1, the arithmetic unit 606 outputs Y 1 (n−i) (0 <= i <= 11) sent from the shift register 604, and outputs 0, Filter coefficient memory 60
From h5 (i) of 1 (where 0 <= i <= 23), Equation 12
And the digital audio data AD2 (m)
(Where m = 2n) is output.
【0075】演算器607は、フィルタ次数切り替え信
号S2=0のとき、シフトレジスタ604から送出され
るY2(n−i)(ただし0<=i<=11)、セレク
タ609を介して送出されるY2(m−i)(ただし1
2<=i<=23)、フィルタ係数メモリ601のh2
(i)(ただし0<=i<=23)から数13の演算を
行い、デジタルオーディオデータAD2(m)(ただし
m=2n+1)を出力する。When the filter order switching signal S 2 = 0, the arithmetic unit 607 sends out Y 2 (n−i) (where 0 <= i <= 11) sent from the shift register 604 and sends it out via the selector 609. Y2 (mi) (however, 1
2 <= i <= 23), h2 of the filter coefficient memory 601
(I) The arithmetic operation of Expression 13 is performed from (where 0 <= i <= 23), and digital audio data AD2 (m) (where m = 2n + 1) is output.
【0076】フィルタ次数切り替え信号S2=1のと
き、演算器607は、シフトレジスタ604から送出さ
れるY2(n−i)(ただし0<=i<=11)、セレ
クタ202から送出される0、フィルタ係数メモリ60
1のh5(i)(ただし0<=i<=23)から数13
の演算を行い、デジタルオーディオデータAD2(m)
(ただしm=2n+1)を出力する。When the filter order switching signal S 2 = 1, the arithmetic unit 607 outputs Y 2 (n−i) (where 0 <= i <= 11) sent from the shift register 604, and outputs 0, Filter coefficient memory 60
From h5 (i) of 1 (where 0 <= i <= 23), Equation 13
And the digital audio data AD2 (m)
(Where m = 2n + 1) is output.
【0077】フィルタ係数メモリ601は、演算器60
6および演算器607での乗算に用いられるフィルタ係
数h2(i)およびh5(i)を保持する。フィルタ次
数切り替え部503から入力されるフィルタ次数切り替
え信号S2が0のときはh2(i)が、S2が1のとき
はh5(i)が演算器606、演算器607に供給され
る。The filter coefficient memory 601 includes a computing unit 60
6 and filter coefficients h2 (i) and h5 (i) used for multiplication in the arithmetic unit 607. When the filter order switching signal S2 input from the filter order switching unit 503 is 0, h2 (i) is supplied to the computing units 606 and 607 when h2 (i) is 1 and when h2 (1) is 1, respectively.
【0078】遅延回路610は、演算器606が出力す
るAD2(m)を、44.1kHz遅延させて出力する。これ
により演算器607からのAD2と、演算器606から
のAD2は、交互に送出されるようになり、結果として
サンプリング周波数44.1kHzのデジタルオーディオデー
タAD2(m)(m=0,1,2,…)が出力される。 (第4の実施形態)第4の実施形態における信号復号化
装置の概略構成は、第3の実施形態の図5と同様である
が、第1帯域合成フィルタ部501および第2帯域合成
フィルタ部502の内部構成が異なっている。同じ点は
説明を省略し、以下第1帯域合成フィルタ部501およ
び第2帯域合成フィルタ部502の内部構成について説
明する。The delay circuit 610 delays AD2 (m) output from the arithmetic unit 606 by 44.1 kHz and outputs the result. As a result, AD2 from the arithmetic unit 607 and AD2 from the arithmetic unit 606 are alternately transmitted, and as a result, digital audio data AD2 (m) (m = 0, 1, 2,...) Having a sampling frequency of 44.1 kHz. …) Is output. (Fourth Embodiment) The schematic configuration of a signal decoding device according to a fourth embodiment is the same as that of FIG. 5 of the third embodiment, except that a first band synthesis filter unit 501 and a second band synthesis filter unit are used. The internal configuration of 502 is different. The description of the same points will be omitted, and the internal configurations of the first band combining filter unit 501 and the second band combining filter unit 502 will be described below.
【0079】本実施形態では、第1帯域合成フィルタ部
501および第2帯域合成フィルタ部502は、DSP
によって帯域合成処理を行っている。このDSPは、メ
モリを内蔵し、メモリ中のプログラムを実行することに
よって第1帯域分割フィルタ101、第2帯域分割フィ
ルタ102の機能を実現している。図7は、第4の実施
形態における第2帯域合成フィルタ部502の機能を実
現するDSPの処理手順を示すフローチャートである。In the present embodiment, the first band synthesis filter unit 501 and the second band synthesis filter unit 502
Performs band synthesis processing. This DSP has a built-in memory, and realizes the functions of the first band division filter 101 and the second band division filter 102 by executing a program in the memory. FIG. 7 is a flowchart illustrating a processing procedure of the DSP that realizes the function of the second band synthesis filter unit 502 according to the fourth embodiment.
【0080】第2帯域合成フィルタ部502は、ADm
l(n)とADh(n)とが入力されると、減算を行っ
て中間データY1(n)、加算を行って中間データY2
(n)を算出する(ステップ701、702)。次に第
2帯域合成フィルタ部502は、フィルタ次数切り替え
信号S2が0であるか1であるかを判定する(ステップ
703)。The second band synthesizing filter unit 502
When l (n) and ADh (n) are input, subtraction is performed and intermediate data Y1 (n) is added and intermediate data Y1 (n) is added.
(N) is calculated (steps 701 and 702). Next, the second band synthesis filter unit 502 determines whether the filter order switching signal S2 is 0 or 1 (Step 703).
【0081】その結果、S2=0、つまり第1モードの
場合、ステップ704、705において、フィルタ次数
24でデジタルオーディオ信号AD2(m)を算出す
る。このとき使用されるフィルタ係数はh2である。S
2=1、つまり第2モードの場合、ステップ706、7
07においてフィルタ次数12で、デジタルオーディオ
信号AD2(m)を算出する。このとき使用されるフィ
ルタ係数はh5である。As a result, in the case of S2 = 0, that is, in the case of the first mode, in steps 704 and 705, the digital audio signal AD2 (m) is calculated with the filter order 24. The filter coefficient used at this time is h2. S
Steps 706 and 7 when 2 = 1, that is, in the second mode
At 07, the digital audio signal AD2 (m) is calculated using the filter order 12. The filter coefficient used at this time is h5.
【0082】なお、第4の実施の形態では、フィルタ次
数切り替え信号S2に応じてフィルタ係数をh2あるい
はh5と切り替えているが、切り替えずに同じ係数を使
用してもよい。この場合のDSPの処理手順を以下に示
す。図8は、第2帯域合成フィルタ502の処理を示す
フローチャートである。同図において図7と同じステッ
プ番号を付したステップは同じ処理を行うので説明を省
略し、以下異なるステップを中心に説明する。In the fourth embodiment, the filter coefficient is switched between h2 and h5 according to the filter order switching signal S2, but the same coefficient may be used without switching. The processing procedure of the DSP in this case will be described below. FIG. 8 is a flowchart showing the processing of the second band synthesis filter 502. In this figure, the steps denoted by the same step numbers as those in FIG. 7 perform the same processing, and thus description thereof will be omitted, and the following description will focus on different steps.
【0083】ステップ703において、フィルタ次数切
り替え信号S2=1のとき、ステップ806、807に
示す演算を行ってデジタルオーディオ信号AD2(m)
を算出する。ここにおいてM=24、N=12である。
図7においては、フィルタ次数切り替え信号S2の値に
応じて、フィルタ係数もh2かh5かに切り替えられら
れていたが、図8において、ステップ806、807の
フィルタ係数h6は、ステップ704、705のフィル
タ係数h2と同等である。In step 703, when the filter order switching signal S2 = 1, the operations shown in steps 806 and 807 are performed to obtain the digital audio signal AD2 (m).
Is calculated. Here, M = 24 and N = 12.
In FIG. 7, the filter coefficient is also switched between h2 and h5 in accordance with the value of the filter order switching signal S2. In FIG. 8, however, the filter coefficient h6 in steps 806 and 807 is This is equivalent to the filter coefficient h2.
【0084】第1帯域合成フィルタ部501もこれとほ
ぼ同様であるので説明を省略する。なお、第1、第2の
実施形態において、フィルタ次数は48または24とな
っているが、この値に限る必要はなく、用途に応じて異
なる値を設定してもよい。本実施形態においては、フィ
ルタ次数24の第2モードは、会議やインタビューなど
長時間録音で、音楽なみの音質は要求されない録音に適
するよう設計されているが、録音の目的に応じて、音質
と録音時間とのトレードオフ…を考慮したフィルタ設計
を行い、その設計に基づいたフィルタ次数にすればよ
い。第3、第4の実施形態についても同様である。The first band synthesizing filter section 501 is almost the same as the above, and a description thereof will be omitted. In the first and second embodiments, the filter order is 48 or 24. However, the filter order is not limited to this value, and a different value may be set according to the application. In the present embodiment, the second mode with a filter order of 24 is designed to be suitable for recording for a long time such as a conference or an interview and does not require sound quality comparable to music. A filter design may be performed in consideration of a trade-off with the recording time, and the filter order may be set based on the design. The same applies to the third and fourth embodiments.
【0085】また、第1モードか第2モードかの切り替
えはユーザ操作となっているが、バッテリーの残量が少
ない場合に本装置が自動的にモードを切り替えるように
してもよい。具体的には、図1の構成にさらにバッテリ
ーの残量を監視する監視部を設け、監視部は、バッテリ
ーの残量がある値より少なくなると、その旨をフィルタ
次数切り替え部103に通知して、フィルタ次数切り替
え信号S1を第1モードの0から低消費電力を示す第2
モードの1に切り替えさせるようにすればよい。The switching between the first mode and the second mode is a user operation, but the present apparatus may automatically switch the mode when the remaining battery level is low. Specifically, the configuration of FIG. 1 further includes a monitoring unit that monitors the remaining amount of the battery, and when the remaining amount of the battery becomes lower than a certain value, the monitoring unit notifies the filter order switching unit 103 of the fact. , The filter order switching signal S1 is changed from 0 in the first mode to the second signal indicating low power consumption.
The mode may be switched to mode 1.
【0086】[0086]
【発明の効果】本発明に係る信号符号化装置は、ユーザ
操作に従って、第1モードおよび第2モードのいずれか
を指定する指定手段と、時系列のデジタルオーディオ信
号から、第1モードのときはM個のサンプルデータを、
第2モードのときはMより少ないN個のサンプルデータ
を順次取得する取得手段と、第1モードのとき、取得さ
れたM個のサンプルデータとインパルス応答特性を示す
係数データ群との積和演算を行い、第2モードのとき、
取得されたN個のサンプルデータと係数データ群との積
和演算を行う演算手段とを備えるので、第2モードが指
定されている場合は、第1モードが指定されている場合
と比べて、積和演算の演算回数が約N/Mに減少して演
算手段にかかる付加が軽減され、このため信号符号化装
置の消費電力を低減できるという効果がある。 これは
例えば本装置を搭載した電池駆動のミニディスク装置に
おいて、ユーザが長時間の録音をしたい場合に有効であ
る。第2モードで録音した場合、音質が多少劣化する
が、インタビューや会議など、音楽なみの音質を必要と
しない録音では実用的効果が大きい。According to the signal encoding apparatus of the present invention, when the first mode is selected from the time series digital audio signal and the specifying means for specifying one of the first mode and the second mode in accordance with a user operation, M sample data
An acquisition unit for sequentially acquiring N sample data less than M in the second mode, and a product-sum operation of the acquired M sample data and a coefficient data group showing an impulse response characteristic in the first mode And in the second mode,
Since there is provided an operation unit for performing a product-sum operation of the obtained N sample data and the coefficient data group, the second mode is designated as compared with the case where the first mode is designated. The number of times of the product-sum operation is reduced to about N / M, so that the load on the operation means is reduced, so that the power consumption of the signal encoding device can be reduced. This is effective, for example, when a user wants to record for a long time in a battery-driven mini-disc device equipped with the present device. When the sound is recorded in the second mode, the sound quality is slightly deteriorated. However, a practical effect is great in a recording such as an interview or a conference that does not require sound quality comparable to music.
【0087】また、モードを指定する指定手段は、ユー
ザの操作に従うので、ユーザが場合に応じてモードを切
り替えられるという効果がある。また、前記演算手段
は、前記インパルス応答特性をそれぞれ示すM個の係数
データとN個の係数データとを記憶する係数記憶手段
と、第1モードのとき、前記M個のサンプルデータと前
記係数記憶手段から読み出した前記M個の係数データと
から積和演算を行い、第2モードのとき、前記N個のサ
ンプルデータと前記係数記憶手段から読み出した前記N
個の係数データとから積和演算を行う演算部とを備える
ので、2種類の係数データを使用することができるとい
う効果がある。Further, since the designating means for designating the mode follows the operation of the user, there is an effect that the user can switch the mode as needed. Further, the arithmetic means includes: coefficient storage means for storing M coefficient data and N coefficient data respectively indicating the impulse response characteristics; and in the first mode, the M sample data and the coefficient storage. A product-sum operation is performed from the M coefficient data read out from the means, and in the second mode, the N sample data and the N data read out from the coefficient storage means are read.
Since there is provided an operation unit for performing a product-sum operation from the pieces of coefficient data, there is an effect that two types of coefficient data can be used.
【0088】また、前記演算手段は、前記インパルス応
答特性を示すM個の係数データを記憶する係数記憶手段
と、第1モードのとき、前記M個のサンプルデータとM
個の係数データとから積和演算を行い、第2モードのと
き、前記N個のサンプルデータとM個中のN個の係数デ
ータとから積和演算を行う演算部とを備えるので、係数
記憶手段にはM個の係数データを記憶させるだけでモー
ドの切り替えができるようになり、係数記憶手段の記憶
容量を節約できるという効果がある。The calculating means includes coefficient storing means for storing M coefficient data indicating the impulse response characteristic, and in the first mode, the M sample data and M coefficient data are stored.
And a calculation unit for performing a product-sum operation from the N sample data and the N coefficient data among the M sample data in the second mode. The mode can be switched only by storing the M coefficient data in the means, and there is an effect that the storage capacity of the coefficient storage means can be saved.
【0089】また、前記演算手段は、前記取得手段で取
得されたサンプルデータの奇数番目のデータに対して積
和演算を行って第1中間データを算出する第1前記取得
手段で取得されたサンプルデータの偶数番目のデータに
対して積和演算を行って第2中間データを算出する第2
積和演算部と、前記第1中間データと第2中間データと
を加算する加算部と、前記第1中間データと第2中間デ
ータとを減算する減算部とを備えるので、デジタルオー
ディオ信号を高域と低域に分割する帯域分割フィルタに
おいて、上記と同様の効果がある。The calculating means may perform a product-sum operation on the odd-numbered data of the sample data obtained by the obtaining means to calculate first intermediate data. A second operation of calculating a second intermediate data by performing a product-sum operation on even-numbered data of the data
Since the digital audio signal includes a product-sum operation unit, an addition unit that adds the first intermediate data and the second intermediate data, and a subtraction unit that subtracts the first intermediate data and the second intermediate data, the digital audio signal is high. In a band division filter that divides a band into a band and a low band, the same effect as described above is obtained.
【0090】また、フィルタ処理を行う信号復号化装置
であって、ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび
第2モードの何れかを指定する指定手段と、第1帯域の
時系列デジタルオーディオ信号と第2帯域の時系列デジ
タルオーディオ信号とを加算により時系列の第1中間デ
ータを算出する加算手段と、第1帯域の時系列デジタル
オーディオ信号と第2帯域の時系列デジタルオーディオ
信号とを減算により時系列の第2中間データを算出する
減算手段と、第1中間データから、第1モードのときは
M個のサンプルデータを、第2モードのときはMより少
ないN個のサンプルデータを順次取得する第1取得手段
と、第2中間データから、第1モードのときはM個のサ
ンプルデータを、第2モードのときはN個のサンプルデ
ータを順次取得する第2取得手段と、第1取得手段で取
得されたサンプルデータとインパルス応答特性を示す第
1係数データ群との積和演算を行う第1積和手段と、第
2取得手段で取得されたサンプルデータと前記インパル
ス応答特性を示す第2係数データ群との積和演算を行う
第2積和手段と、第1積和手段の演算結果と第2積和手
段の演算結果を交互に出力する出力手段とを備えるの
で、第1モードのときと比べて、第2モードのときは演
算に使用するサンプルデータの個数が減り、積和演算の
処理回数が約N/Mに減少する。よって、2つの帯域信
号を合成する信号復号化装置においても上記と同様、消
費電力が低減できるという効果がある。これは、本装置
を搭載した電池駆動のミニディスク装置において、イン
タビューや会議などの記録を、長時間再生させる場合に
有効である。第2モードでは、音質が多少劣化するが、
インタビューや会議など、音楽なみの音質を必要としな
い録音では実用的効果が大きい。A signal decoding apparatus for performing a filtering process, comprising: a designating means for designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation; a time-series digital audio signal of a first band; Adding means for calculating time-series first intermediate data by adding the two-band time-series digital audio signal; and subtracting the first-band time-series digital audio signal from the second-band time-series digital audio signal. Subtracting means for calculating the second intermediate data of the series, and sequentially obtaining M sample data in the first mode and N sample data less than M in the second mode from the first intermediate data. M sample data in the first mode and N sample data in the second mode are sequentially obtained from the first obtaining means and the second intermediate data. A second acquisition unit, a first sum-of-products operation for performing a product-sum operation of the sample data acquired by the first acquisition unit and a first coefficient data group indicating an impulse response characteristic, and a sample acquired by the second acquisition unit. Second sum-of-products means for performing a sum-of-products operation of data and a second coefficient data group indicating the impulse response characteristic, and an output for alternately outputting the calculation results of the first sum-of-products means and the calculation results of the second sum-of-products means Means, the number of sample data used in the operation is reduced in the second mode, and the number of product-sum operations is reduced to about N / M in the second mode as compared with the first mode. Therefore, the signal decoding device that combines the two band signals also has the effect of reducing power consumption as described above. This is effective when a recording such as an interview or a conference is reproduced for a long time in a battery-driven mini-disc device equipped with the present device. In the second mode, the sound quality is slightly degraded,
Practical effects are great for recordings that do not require sound quality comparable to music, such as interviews and conferences.
【0091】また、フィルタ処理を行う信号符号化方法
であって、ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび
第2モードのいずれかを指定する指定ステップと、第1
モードのとき、時系列のデジタルオーディオ信号からM
個のサンプルデータを順次取得するステップと、第2モ
ードのとき、時系列のデジタルオーディオ信号からMよ
り少ないN個のサンプルデータを順次取得するステップ
と、取得されたサンプルデータと、フィルタ係数との積
和演算を行う演算ステップとを有するので、上記と同様
の効果がある。A signal encoding method for performing a filtering process, comprising: a designation step of designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation;
In the mode, the time-series digital audio signal
Sequentially obtaining a number of sample data, a step of sequentially obtaining N sample data less than M from the time-series digital audio signal in the second mode, a step of obtaining the sample data and a filter coefficient. Since it has an operation step of performing a product-sum operation, the same effect as described above can be obtained.
【図1】第1の実施形態における信号符号化装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a signal encoding device according to a first embodiment.
【図2】第1の実施形態における第1帯域分割フィルタ
101のより詳細な構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a more detailed configuration of a first band division filter 101 according to the first embodiment.
【図3】第2の実施形態における第1帯域分割フィルタ
101の処理をソフトウェア的に示したフローチャート
である。FIG. 3 is a flowchart illustrating processing of a first band division filter 101 in software according to the second embodiment.
【図4】第2の実施形態における第1帯域分割フィルタ
101の処理をソフトウェア的に示した示すフローチャ
ートである。FIG. 4 is a flowchart illustrating processing of a first band division filter 101 according to a second embodiment in software.
【図5】第3の実施形態における信号復号化装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a signal decoding device according to a third embodiment.
【図6】第3の実施形態における第2帯域合成フィルタ
502のより詳しい構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a more detailed configuration of a second band synthesis filter 502 according to the third embodiment.
【図7】第4の実施形態における第2帯域合成フィルタ
部502の処理をソフトウェア的に示したフローチャー
トである。FIG. 7 is a flowchart illustrating processing of a second band synthesis filter unit 502 according to a fourth embodiment in terms of software.
【図8】第4の実施形態における第2帯域合成フィルタ
502の処理をソフトウェア的に示したフローチャート
である。FIG. 8 is a flowchart illustrating processing of a second band synthesis filter 502 according to a fourth embodiment in terms of software.
【図9】従来の信号符号化装置の構成を示すブロック図
でる。FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional signal encoding device.
101 第1帯域分割フィルタ 102 第2帯域分割フィルタ 103 フィルタ次数切り替え部 201 シフトレジスタ 202、203 セレクタ 204 フィルタ係数メモリ 205、206 演算器 207 加算器 208 減算器 803〜805 ブロックサイズ決定部 806〜808 MDCT処理部 809 適応ビット割り当て部 810 量子化/符号化ビット列生成部 Reference Signs List 101 first band division filter 102 second band division filter 103 filter order switching unit 201 shift register 202, 203 selector 204 filter coefficient memory 205, 206 arithmetic unit 207 adder 208 subtractor 803-805 block size determination unit 806-808 MDCT Processing unit 809 Adaptive bit allocation unit 810 Quantization / encoding bit string generation unit
Claims (6)
って、 ユーザ操作に従って、第1モードおよび第2モードのい
ずれかを指定する指定手段と、 時系列のデジタルオーディオ信号から、第1モードのと
きはM個のサンプルデータを、第2モードのときはMよ
り少ないN個のサンプルデータを順次取得する取得手段
と、 第1モードのとき、取得されたM個のサンプルデータと
インパルス応答特性を示す係数データ群との積和演算を
行い、第2モードのとき、取得されたN個のサンプルデ
ータと係数データ群との積和演算を行う演算手段と を備えることを特徴とする信号符号化装置。1. A signal encoding apparatus for performing a filtering process, comprising: a designation unit for designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation; Acquisition means for sequentially acquiring M sample data in the second mode and N sample data less than M in the second mode; and acquiring the M sample data and the impulse response characteristics in the first mode. And a calculating means for performing a product-sum operation with the coefficient data group shown in the second mode and performing a product-sum operation between the acquired N sample data and the coefficient data group in the second mode. apparatus.
タとN個の係数データとを記憶する係数記憶手段と、 第1モードのとき、前記M個のサンプルデータと前記係
数記憶手段から読み出した前記M個の係数データとから
積和演算を行い、第2モードのとき、前記N個のサンプ
ルデータと前記係数記憶手段から読み出した前記N個の
係数データとから積和演算を行う演算部とを備えること
を特徴とする請求項1記載の信号符号化装置。2. The arithmetic means comprises: coefficient storage means for storing M coefficient data and N coefficient data respectively representing the impulse response characteristics; and in the first mode, the M sample data. A product-sum operation is performed from the M coefficient data read from the coefficient storage means, and in the second mode, a product is calculated from the N sample data and the N coefficient data read from the coefficient storage means. The signal encoding device according to claim 1, further comprising: an operation unit that performs a sum operation.
する係数記憶手段と、 第1モードのとき、前記M個のサンプルデータとM個の
係数データとから積和演算を行い、第2モードのとき、
前記N個のサンプルデータとM個中のN個の係数データ
とから積和演算を行う演算部とを備えることを特徴とす
る請求項1記載の信号符号化装置。3. The arithmetic means comprises: coefficient storage means for storing M coefficient data indicating the impulse response characteristic; and in a first mode, a product from the M sample data and the M coefficient data. Performs a sum operation, and in the second mode,
The signal encoding apparatus according to claim 1, further comprising: a calculation unit configured to perform a product-sum operation from the N sample data and N coefficient data in the M sample data.
データに対して積和演算を行って第1中間データを算出
する第1積和演算部と、 前記取得手段で取得されたサンプルデータの偶数番目の
データに対して積和演算を行って第2中間データを算出
する第2積和演算部と、 前記第1中間データと第2中間データとを加算する加算
部と、 前記第1中間データと第2中間データとを減算する減算
部とを備えることを特徴とする請求項1記載の信号符号
化装置。4. The first sum-of-products calculation unit that performs a sum-of-products calculation on the odd-numbered data of the sample data obtained by the obtaining unit to calculate first intermediate data, A second sum-of-products operation unit for performing a sum-of-products operation on the even-numbered data of the sample data obtained by the means to calculate second intermediate data; and adding the first intermediate data and the second intermediate data. The signal encoding device according to claim 1, further comprising: an adding unit; and a subtracting unit that subtracts the first intermediate data and the second intermediate data.
って、 ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび第2モード
の何れかを指定する指定手段と、 第1帯域の時系列デジタルオーディオ信号と第2帯域の
時系列デジタルオーディオ信号とを加算により時系列の
第1中間データを算出する加算手段と、 第1帯域の時系列デジタルオーディオ信号と第2帯域の
時系列デジタルオーディオ信号とを減算により時系列の
第2中間データを算出する減算手段と、 第1中間データから、第1モードのときはM個のサンプ
ルデータを、第2モードのときはMより少ないN個のサ
ンプルデータを順次取得する第1取得手段と、 第2中間データから、第1モードのときはM個のサンプ
ルデータを、第2モードのときはN個のサンプルデータ
を順次取得する第2取得手段と、 第1取得手段で取得されたサンプルデータとインパルス
応答特性を示す第1係数データ群との積和演算を行う第
1積和手段と、 第2取得手段で取得されたサンプルデータと前記インパ
ルス応答特性を示す第2係数データ群との積和演算を行
う第2積和手段と、 第1積和手段の演算結果と第2積和手段の演算結果を交
互に出力する出力手段とを備えることを特徴とする信号
復号化装置。5. A signal decoding apparatus for performing a filtering process, comprising: a designation unit for designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation; Adding means for calculating time-series first intermediate data by adding the two-band time-series digital audio signal; and subtracting the first-band time-series digital audio signal and the second-band time-series digital audio signal. Subtraction means for calculating second intermediate data of a series; and M sample data in the first mode and N sample data less than M in the second mode are sequentially obtained from the first intermediate data. M sample data in the first mode and N sample data in the second mode are sequentially obtained from the first obtaining means and the second intermediate data. 2 acquisition means, 1st sum-of-products means for performing a product-sum operation of the sample data acquired by the 1st acquisition means and the first coefficient data group showing the impulse response characteristic, and sample data acquired by the 2nd acquisition means And a second coefficient data group indicating the impulse response characteristic, a second sum-of-products means, and an output means for alternately outputting a calculation result of the first sum-of-products means and a calculation result of the second sum-of-products means A signal decoding device comprising:
って、 ユーザ操作にしたがって、第1モードおよび第2モード
のいずれかを指定する指定ステップと、 第1モードのとき、時系列のデジタルオーディオ信号か
らM個のサンプルデータを順次取得するステップと、 第2モードのとき、時系列のデジタルオーディオ信号か
らMより少ないN個のサンプルデータを順次取得するス
テップと、 取得されたサンプルデータと、フィルタ係数との積和演
算を行う演算ステップとを有することを特徴とする信号
符号化方法。6. A signal encoding method for performing filter processing, comprising: a designation step of designating one of a first mode and a second mode in accordance with a user operation; Sequentially acquiring M sample data from the signal; in the second mode, sequentially acquiring N sample data less than M from the time-series digital audio signal; acquiring the sample data; An operation step of performing a product-sum operation with a coefficient.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25482697A JPH1198023A (en) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Signal coding and decoding device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25482697A JPH1198023A (en) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Signal coding and decoding device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1198023A true JPH1198023A (en) | 1999-04-09 |
Family
ID=17270408
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25482697A Pending JPH1198023A (en) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Signal coding and decoding device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1198023A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7242710B2 (en) | 2001-04-02 | 2007-07-10 | Coding Technologies Ab | Aliasing reduction using complex-exponential modulated filterbanks |
WO2008018197A1 (en) * | 2006-08-08 | 2008-02-14 | Panasonic Corporation | Degital filter, its synthesizing device, synthesizing program and synthesizing proram recording medium |
US9979380B2 (en) | 2008-07-30 | 2018-05-22 | Micro Motion, Inc. | Optimizing processor operation in a processing system including one or more digital filters |
-
1997
- 1997-09-19 JP JP25482697A patent/JPH1198023A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7242710B2 (en) | 2001-04-02 | 2007-07-10 | Coding Technologies Ab | Aliasing reduction using complex-exponential modulated filterbanks |
WO2008018197A1 (en) * | 2006-08-08 | 2008-02-14 | Panasonic Corporation | Degital filter, its synthesizing device, synthesizing program and synthesizing proram recording medium |
JPWO2008018197A1 (en) * | 2006-08-08 | 2009-12-24 | パナソニック株式会社 | Digital filter, synthesizing apparatus thereof, synthesizing program, and synthesizing program recording medium |
US9979380B2 (en) | 2008-07-30 | 2018-05-22 | Micro Motion, Inc. | Optimizing processor operation in a processing system including one or more digital filters |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4950040B2 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding multi-channel audio signals | |
KR100634506B1 (en) | Low bitrate decoding/encoding method and apparatus | |
JPH08190764A (en) | Method and device for processing digital signal and recording medium | |
JP3765622B2 (en) | Audio encoding / decoding system | |
JPH05313694A (en) | Data compressing and expanding device | |
JPH10285031A (en) | Band synthesizing filter bank, filtering method therefor, band division filter bank, filtering method therefor encoding device and decoding device | |
JP3310682B2 (en) | Audio signal encoding method and reproduction method | |
JP3557674B2 (en) | High efficiency coding method and apparatus | |
WO1994018762A1 (en) | Transmission of digital data words representing a signal waveform | |
JPH0846516A (en) | Device and method for information coding, device and method for information decoding and recording medium | |
JPH1198023A (en) | Signal coding and decoding device | |
JP3304750B2 (en) | Lossless encoder, lossless recording medium, lossless decoder, and lossless code decoder | |
JP2013073230A (en) | Audio encoding device | |
US6463405B1 (en) | Audiophile encoding of digital audio data using 2-bit polarity/magnitude indicator and 8-bit scale factor for each subband | |
JPH1083623A (en) | Signal recording method, signal recorder, recording medium and signal processing method | |
JPH0863901A (en) | Method and device for recording signal, signal reproducing device and recording medium | |
JP3304739B2 (en) | Lossless encoder, lossless recording medium, lossless decoder, and lossless code decoder | |
JP2005141121A (en) | Audio reproducing device | |
WO1995016263A1 (en) | Information processing method, information processing device and media | |
JP2000029498A (en) | Mixing method for digital audio signal and mixing apparatus therefor | |
JP3594829B2 (en) | MPEG audio decoding method | |
JP3593201B2 (en) | Audio decoding equipment | |
JP3778739B2 (en) | Audio signal reproducing apparatus and audio signal reproducing method | |
JPH11330973A (en) | Encoding method and device, decoding method and device, digital signal recording method and device, recording medium and digital signal transmitting method and device | |
JP2003195898A (en) | Processor, method, and program for speech data processing |