JPH1197921A - Communication method and communication equipment - Google Patents
Communication method and communication equipmentInfo
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- JPH1197921A JPH1197921A JP25806497A JP25806497A JPH1197921A JP H1197921 A JPH1197921 A JP H1197921A JP 25806497 A JP25806497 A JP 25806497A JP 25806497 A JP25806497 A JP 25806497A JP H1197921 A JPH1197921 A JP H1197921A
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- Error Detection And Correction (AREA)
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、通信方法および
通信装置に関し、特に、ディジタル移動通信や無線LA
Nにおいて問題となるマルチパス対策のために、アダプ
ティブアレーアンテナと適応等化器の結合処理を行う通
信方法および通信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a communication method and a communication apparatus, and more particularly, to digital mobile communication and wireless LA.
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a communication method and a communication apparatus for performing a joint process between an adaptive array antenna and an adaptive equalizer in order to prevent a multipath problem that may occur in N.
【0002】[0002]
【従来の技術】ディジタル移動通信において高速伝送を
行うと周波数選択性フェージングの影響を受け伝送特性
が著しく劣化する。この周波数選択性フェージングを克
服するための強力な技術が必要となっている。従来のマ
ルチパス対策技術として代表的なものにアダプティブア
レーアンテナ技術と適応等化技術がある。アダプティブ
アレーアンテナ技術は遅延時間の長い遅延波は直接波と
は異なった方向から到来すると考えられることに基づい
ており、空間的パス分離の効果がある。アダプティブア
ンテナは複数のアンテナエレメントで構成され、各エレ
メントで受信される各到来パスの受信位相はそれぞれの
到来方向とエレメント配置から生ずる経路差に応じて異
なることを利用して指向性を制御する。2. Description of the Related Art In digital mobile communication, high-speed transmission is affected by frequency selective fading, and transmission characteristics are significantly degraded. Powerful techniques are needed to overcome this frequency selective fading. Representative examples of conventional multipath countermeasures include an adaptive array antenna technique and an adaptive equalization technique. The adaptive array antenna technology is based on the fact that a delayed wave having a long delay time is considered to come from a direction different from that of a direct wave, and has an effect of spatial path separation. The adaptive antenna is composed of a plurality of antenna elements, and controls directivity by utilizing the fact that the reception phase of each arrival path received by each element is different depending on the respective arrival directions and path differences resulting from element arrangement.
【0003】アダプティブアンテナの制御法としては種
々の指導原理が公知であるが、図8に示すようなフィー
ドバックタイプが一般的であり、アレー出力と参照信号
との平均2乗誤差が最小となるように適応アルゴリズム
を用いてアレーウェイトを制御すると、指向性のナル点
が遅延波の到来方向に向き、遅延波が抑圧される。アダ
プティブアンテナは遅延時間の長い遅延波に対して抑圧
効果が高いという特徴がある。[0003] As a method of controlling an adaptive antenna, various teaching principles are known, but a feedback type as shown in FIG. 8 is generally used so that the mean square error between an array output and a reference signal is minimized. When the array weight is controlled using the adaptive algorithm, the null point of the directivity is directed to the arrival direction of the delayed wave, and the delayed wave is suppressed. The adaptive antenna has a feature that the effect of suppressing a delayed wave having a long delay time is high.
【0004】アダプティブアンテナに用いられるウェイ
ト決定アルゴリズムとしては、CMA((Constant Modulus
Algorithm)アダプティブアレー、LMS(Least Mean Squar
e)アダプティブアレー、RLS(Recursive Least Squares)
アダプティブアレーやSMI(Sample Matrix Inversion)ア
レー等がある。なお、このようなアダプティブアンテナ
信号処理方式は、例えば、鷹尾和昭:”アダプティブア
ンテナ理論体系”,信学論(B-II),Vol.J75-B-II,N
o.11,pp.713-720(1992年11月発行)、小川恭孝,菊間
信良:”アダプティブアンテナ理論の進展と今後の展
望”,信学論(B-II),Vol.J75-B-II,No.11,pp.721-
732(1992年11月発行)あるいは、「ディジタル移動通
信のための波形等化技術」1996年6月トリケッフ゜ス発行、101-
116ヘ゜ーシ゛に記載されているように周知である。As a weight determining algorithm used for an adaptive antenna, CMA ((Constant Modulus)
Algorithm) adaptive array, LMS (Least Mean Squar)
e) Adaptive array, RLS (Recursive Least Squares)
There are adaptive arrays and SMI (Sample Matrix Inversion) arrays. Such an adaptive antenna signal processing method is described in, for example, Kazuaki Takao: “Adaptive Antenna Theory System”, IEICE (B-II), Vol.J75-B-II, N
o.11, pp.713-720 (Issued November 1992), Yasutaka Ogawa, Nobuyoshi Kikuma: “Progress and Future Prospects of Adaptive Antenna Theory”, IEICE (B-II), Vol.J75-B- II, No.11, pp.721-
732 (issued in November 1992) or "Waveform Equalization Technology for Digital Mobile Communication", published by Trikefs in June 1996, 101-
It is well known as described on page 116.
【0005】また、送信アダプティブアレーとしては、
受信時に得られたアダプティブアレーのウェイトを用い
て送信を行うことにより、受信側装置での遅延波あるい
は同一チャネル干渉波を抑圧する方式が知られている。[0005] Further, as a transmission adaptive array,
There is known a method of suppressing transmission of a delayed wave or co-channel interference wave in a receiving-side apparatus by performing transmission using the weight of an adaptive array obtained at the time of reception.
【0006】一方、適応等化技術は時間的パス合成の効
果がある。陸上移動通信用としては判定帰還形等化器(
DFE : Decision Feddback Equalizer )と最尤系列推定
器( MLSE : Maximum Likelihood Sequence Estimator )
が精力的に研究されている。MLSEは直接波と遅延波を有
効に合成できるため、その等化特性はDFEより優れてい
る。図9は、MLSEの構成例を示すブロック図である。ML
SEにおいては、まず受信側で候補信号として既知のトレ
ーニング信号を入力し、受信信号からLMSアルゴリズム
やRLSアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用いてチ
ャネルインパルス応答を推定する。そして、推定された
チャネルインパルス応答に基づき、レプリカ生成器が候
補信号から送信信号系列のレプリカを生成し、どのよう
な送信信号系列が送信されたとすると受信信号系列に近
くなるかという基準で送信信号が推定される。On the other hand, the adaptive equalization technique has the effect of temporal path synthesis. For land mobile communication, the decision feedback equalizer (
DFE: Decision Feedback Equalizer) and Maximum Likelihood Sequence Estimator (MLSE: Maximum Likelihood Sequence Estimator)
Has been energetically studied. Since MLSE can effectively combine direct and delayed waves, its equalization characteristics are better than DFE. FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the MLSE. ML
In SE, a receiving side first inputs a known training signal as a candidate signal, and estimates a channel impulse response from the received signal using an adaptive algorithm such as an LMS algorithm or an RLS algorithm. Then, based on the estimated channel impulse response, the replica generator generates a replica of the transmission signal sequence from the candidate signal, and transmits the transmission signal on the basis of what kind of transmission signal sequence is transmitted and which is close to the reception signal sequence. Is estimated.
【0007】この送信信号系列の推定には演算が効率的
なビタビアルゴリズムが使用される。更に、ビタビアル
ゴリズムの各状態毎にチャネルインパルス応答の推定を
行うことにより、判定遅延によるチャネルインパルス応
答推定における遅れ誤差を無くし、伝送路変動への追従
性が高められる。なお、MLSEについては、例えば「ディ
ジタル移動通信のための波形等化技術」1996年6月トリケッフ
゜ス発行,77-100ヘ゜ーシ゛に記載されている。For the estimation of the transmission signal sequence, a Viterbi algorithm which is efficient in operation is used. Furthermore, by estimating the channel impulse response for each state of the Viterbi algorithm, a delay error in estimating the channel impulse response due to the determination delay is eliminated, and the ability to follow the transmission path fluctuation is improved. The MLSE is described in, for example, "Waveform Equalization Technology for Digital Mobile Communication", published by Trikefs, June 1996, pp. 77-100.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】アダプティブアレーア
ンテナにおいては、各到来パス間の角度が小さい場合に
は、不要波の到来方向にアンテナ指向性のナル点を向け
ようとするアレーの原理上、アレー出力SINR特性が劣化
するという問題点があり、またアダプティブアレーアン
テナはマルチパス波の中から選択的に1波のみを選択し
ていることから、到来波電力を有効に利用できないとい
う問題があった。In the case of an adaptive array antenna, when the angle between the arriving paths is small, the array tends to direct the null point of the antenna directivity to the arrival direction of the unnecessary wave. There is a problem that the output SINR characteristic deteriorates, and there is a problem that the adaptive array antenna selects only one of the multipath waves, so that the power of the incoming wave cannot be used effectively. .
【0009】一方、適応等化器は、設定している遅延波
の遅延シンボル数を越える長い遅延波が存在すると誤り
率特性が劣化するという問題点があり、また遅延シンボ
ル数の大きな遅延波に対処しようとすると、遅延シンボ
ル数の増加に伴い演算量が膨大になるといった問題があ
り、特にMLSEでは遅延シンボル数の増加と共に演算量が
指数関数的に増加してしまうという問題点があった。そ
のため、アダプティブアレーアンテナと適応等化器はと
もに一長一短があり、それぞれを単独に使用しただけで
は効果的なマルチパス対策技術となりにくいといった問
題を生じていた。On the other hand, the adaptive equalizer has a problem that the error rate characteristic deteriorates when a long delay wave exceeding the number of delay symbols of the set delay wave is present. In order to cope with the problem, there is a problem that the amount of calculation becomes enormous with an increase in the number of delay symbols, and particularly in the MLSE, there is a problem that the amount of calculation increases exponentially with an increase in the number of delay symbols. Therefore, both the adaptive array antenna and the adaptive equalizer have advantages and disadvantages, and there has been a problem that it is difficult to provide an effective multipath countermeasure technique by using each alone.
【0010】本発明の目的は、前記した従来技術の問題
点を解決し、アダプティブアレーアンテナにおける希望
波に対する近接遅延波存在下における特性劣化とMLSEに
おける遅延シンボル数の増加による演算量の増大を同時
に解決する、アダプティブアレーアンテナとMLSEの結合
処理を行う通信装置および通信方法を提供することにあ
る。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art, and to simultaneously reduce the characteristic deterioration in the presence of a delay wave close to a desired wave in an adaptive array antenna and the increase in the amount of calculation due to the increase in the number of delay symbols in the MLSE. It is an object of the present invention to provide a communication device and a communication method for performing a coupling process between an adaptive array antenna and an MLSE.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、お互いの欠点を補完できるような親和
性の高い構成とアルゴリズム採用して、アダプティブア
レーアンテナと適応等化器の結合を行ったところに特徴
がある。本発明においては、まずトレーニング期間にお
いて、全てのアンテナからの受信信号について直接波と
遅延波のチャネルインパルス応答の推定を行う。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the present invention employs a high-affinity structure and algorithm that can complement each other's drawbacks, and uses an adaptive array antenna and an adaptive equalizer. There is a characteristic in the place where the bonding is performed. In the present invention, channel impulse responses of direct waves and delayed waves are estimated for signals received from all antennas during the training period.
【0012】次に、直接波のインパルス応答をアレー出
力における直接波成分の応答を決定する拘束ベクトルと
して、アレーウェイトと最尤系列推定器のチャネルイン
パルス応答を同時に制御かつ推定する。また、同様の操
作を遅延波についても同様に行う。即ち、遅延波の応答
を拘束して遅延波を抽出する。このときレプリカ生成器
として直接波と遅延波の両方のチャネルインパルス応答
推定タップを用意しておく。Next, the array weight and the channel impulse response of the maximum likelihood sequence estimator are simultaneously controlled and estimated using the impulse response of the direct wave as a constraint vector for determining the response of the direct wave component in the array output. In addition, the same operation is performed similarly for the delayed wave. That is, the response of the delayed wave is restricted to extract the delayed wave. At this time, taps for estimating the channel impulse response of both the direct wave and the delayed wave are prepared as a replica generator.
【0013】またこのとき、累積誤差電力を計算し、ト
レーニング終了時に累積シンボル数で正規化して平均誤
差電力を求める。そして、チャネルインパルス応答ベク
トルのパワーを計算して、平均誤差電力で除算すること
により、アレー出力信号の品質(SINR)を推定する。こ
の操作を1シンボル遅延波抽出用アレーについても同様
に行う。次に、各パスダイバーシチブランチの推定SINR
を用いて直接波抽出用アレー出力信号と1シンボル遅延
波抽出用アレー出力信号の品質に比例した重み係数#
0、#1を求める。At this time, the accumulated error power is calculated, and the average error power is obtained by normalizing the accumulated error power at the end of training. Then, the power of the channel impulse response vector is calculated and divided by the average error power, thereby estimating the quality (SINR) of the array output signal. This operation is similarly performed for the one-symbol delayed wave extraction array. Next, the estimated SINR of each path diversity branch
Weighting factor # proportional to the quality of the array output signal for direct wave extraction and the array output signal for 1-symbol delayed wave extraction using
0 and # 1 are obtained.
【0014】データ期間においては候補信号に対してア
レー出力と最尤系列推定器からのレプリカとの誤差を計
算する。また、同じ候補信号に対して1シンボル遅延波
抽出用のアレーについても同様に行い、誤差を計算す
る。これらの誤差の絶対値の2乗を計算して、トレーニ
ングモードにおいて計算した重み係数を用いて重み付け
を行い、ブランチメトリック合成を行って、最尤系列推
定器を用いて送信信号系列の推定を行う。次に、最尤系
列推定器の各状態毎の生き残りパスに応じてアレーウェ
イトと最尤系列推定器におけるチャネルインパルス応答
を同時に更新する。In the data period, the error between the array output and the replica from the maximum likelihood sequence estimator is calculated for the candidate signal. In addition, the same process is performed on the same candidate signal for the one-symbol delayed wave extraction array, and the error is calculated. The squares of the absolute values of these errors are calculated, weighted using the weighting factors calculated in the training mode, branch metric synthesis is performed, and the transmission signal sequence is estimated using the maximum likelihood sequence estimator. . Next, the array weight and the channel impulse response in the maximum likelihood sequence estimator are simultaneously updated according to the surviving path for each state of the maximum likelihood sequence estimator.
【0015】例えば、直接波と2シンボル遅延波の到来
角が接近している場合、直接波抽出用アレーの出力には
直接波成分と2シンボル遅延波成分が出力されてしまう
ので、トレーニング区間における誤差が大きくなる。し
かし、1シンボル遅延波抽出用アレーには1シンボル遅
延波成分のみが出力されるので、トレーニング区間にお
ける誤差は小さくなる。そこで、各アレー出力とレプリ
カとの誤差の絶対値2乗を計算して、重み付けを行うこ
とにより、直接波抽出用アレーからの系列推定への寄与
を小さくすることができ、誤り率特性の劣化が抑えられ
る。また、1シンボル遅延波だけでなく、2シンボル遅
延波や3シンボル遅延波についても拡張できることは言
うまでもない。For example, when the arrival angles of the direct wave and the two-symbol delayed wave are close to each other, the direct wave component and the two-symbol delayed wave component are output to the output of the direct wave extraction array. The error increases. However, only one-symbol delayed-wave components are output to the one-symbol delayed-wave extraction array, so that the error in the training interval is reduced. Therefore, by calculating the absolute value of the square of the error between each array output and the replica and performing weighting, the contribution to the sequence estimation from the direct wave extraction array can be reduced, and the error rate performance deteriorates. Is suppressed. It goes without saying that the present invention can be extended not only to one-symbol delayed waves but also to two-symbol delayed waves and three-symbol delayed waves.
【0016】更に、送信用アダプティブアレーアンテナ
において、前記操作によって得られたアダプティブアレ
ーウェイトベクトルを用いて送信を行うと、直接波だけ
でなく遅延波成分も送信先に到達する。これを等化器で
受信することにより、送信電力を有効利用することがで
きる。また、アダプティブアレーでの受信時に直接波抽
出用アレーと1シンボル遅延波抽出用アレー出力品質を
用いて、伝送品質の良いほうのパスダイバーシチブラン
チ(経路、即ちアレーウェイト)を用いて送信すると、
送信先には直接波成分とレベルの低い1シンボル遅延波
成分、あるいは、1シンボル遅延波とレベルの低い直接
波成分が到達する。これを等化器で受信することによ
り、やはり送信電力を有効利用することができる。Further, when transmission is performed using the adaptive array weight vector obtained by the above operation in the adaptive array antenna for transmission, not only direct waves but also delayed wave components reach the destination. By receiving this in the equalizer, the transmission power can be used effectively. In addition, when receiving in the adaptive array, using the direct wave extraction array and the one-symbol delayed wave extraction array output quality and transmitting using the path diversity branch (path, ie, array weight) of the better transmission quality,
A direct wave component and a low-level 1-symbol delayed wave component or a 1-symbol delayed wave and a low-level direct wave component arrive at the destination. By receiving this in the equalizer, the transmission power can also be used effectively.
【0017】[0017]
【発明の実施の形態】以下に、図面を参照して、本発明
の実施の形態を詳細に説明する。図2は、本発明の受信
装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。ア
ダプティブアレーアンテナ1には、例えば、4素子から
8素子程度のリニアアレーアンテナや平面アレーアンテ
ナ等が使用される。線形復調器2は、例えば受信信号を
増幅し、周波数変換し、直交検波して、ベースバンドま
でダウンコンバートする。A/D変換器3は、受信ベー
スバンド信号をA/D変換する。信号処理部4は、例え
ばDSP(デジタルシグナルプロセッサ)等により構成
され、後述するような、本発明に関するアダプティブア
レーアンテナ処理および適応形最尤系列推定器に関する
処理を実行する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a hardware configuration of the receiving device of the present invention. As the adaptive array antenna 1, for example, a linear array antenna or a planar array antenna having about 4 to 8 elements is used. The linear demodulator 2 amplifies a received signal, performs frequency conversion, performs quadrature detection, and downconverts the signal to a baseband. The A / D converter 3 A / D converts the received baseband signal. The signal processing unit 4 is configured by, for example, a DSP (Digital Signal Processor) and executes an adaptive array antenna process and a process related to an adaptive maximum likelihood sequence estimator according to the present invention, which will be described later.
【0018】図1は、図2の信号処理部4における本発
明の信号処理機能を示す機能ブロック図である。なお、
実施例における信号型式としては、伝送すべきデータ部
の前に既知のトレーニング信号が付加されており、TD
MA/TDD(タイムテ゛ィヒ゛シ゛ョンテ゛ュフ゜レックス:時分割2重)
方式で伝送されるものとする。そして、トレーニング期
間においては、アレーウェイト、伝送路のインパルス応
答、重み係数が決定される。FIG. 1 is a functional block diagram showing the signal processing function of the present invention in the signal processing section 4 of FIG. In addition,
As a signal type in the embodiment, a known training signal is added before a data portion to be transmitted, and TD
MA / TDD (Time Advance Tuflex: Time Division Duplex)
It shall be transmitted by the system. During the training period, the array weight, the impulse response of the transmission path, and the weight coefficient are determined.
【0019】信号処理機能は大きく3つの部分に分けら
れる。直接波抽出用アレー処理部は、直接波抽出用ステ
アリングベクタアレー10および拘束条件付き適用アル
ゴリズム11からなり、各アレーアンテナの復調信号か
ら直接波を抽出するように動作する。拘束条件付き適用
アルゴリズム11は、アレー出力と参照信号との誤差か
ら公知の適応アルゴリズムを用いてアダプティブアレー
のウェイトを制御する。適応アルゴリズムとしては、簡
易なLMS(Least Mean Square)アルゴリズム、収束特性の
優れるRLS(Recursive Least Squares)アルゴリズム等を
使用できる。The signal processing function is roughly divided into three parts. The direct wave extraction array processing unit includes a direct wave extraction steering vector array 10 and an application algorithm 11 with constraints, and operates to extract a direct wave from the demodulated signal of each array antenna. The constrained application algorithm 11 controls the weight of the adaptive array from the error between the array output and the reference signal using a known adaptive algorithm. As the adaptive algorithm, a simple LMS (Least Mean Square) algorithm, an RLS (Recursive Least Squares) algorithm having excellent convergence characteristics, or the like can be used.
【0020】1シンボル遅延波抽出用アレー処理部は、
直接波抽出用アレー処理部と同様に1シンボル遅延波抽
出用ステアリングベクタアレー16および拘束条件付き
適用アルゴリズム17からなる。アルゴリズム17はア
ルゴリズム11と同じものであり、各アレーアンテナの
復調信号から1シンボル遅延波を抽出するように動作す
る。The 1-symbol delayed wave extracting array processing section comprises:
As with the direct wave extraction array processing unit, it comprises a 1-symbol delayed wave extraction steering vector array 16 and a constrained condition application algorithm 17. The algorithm 17 is the same as the algorithm 11, and operates to extract a one-symbol delayed wave from the demodulated signal of each array antenna.
【0021】アレー処理とMLSEの結合処理部は、アレー
出力推定器であるレプリカ生成器12、18および最尤
系列推定器23等からなる。レプリカ生成器12、18
は、トランスバーサルフィルタ等を使用して、求められ
たチャネルインパルス応答((CIR)と既知のトレーニ
ング信号あるいは候補信号を畳み込んで希望波に対する
参照信号あるいはレプリカを生成する。The combined processing unit of the array processing and the MLSE includes replica generators 12 and 18 which are array output estimators, a maximum likelihood sequence estimator 23 and the like. Replica generators 12, 18
Generates a reference signal or replica for a desired wave by convolving the obtained channel impulse response ((CIR)) with a known training signal or candidate signal using a transversal filter or the like.
【0022】加算器13、19はアレー10、16の出
力からレプリカ生成器12、18の出力を減算し、誤差
信号を出力する。該誤差信号は拘束条件付き適用アルゴ
リズム11、17にそれぞれ入力されると共に、絶対値
2乗計算器14、20に入力される。絶対値2乗計算器
14、20の出力信号は乗算器15、21にそれぞれ入
力され、重み係数#0、#1がそれぞれ乗算され、それ
ぞれのアレーにおけるブランチメトリックとして出力さ
れる。加算器22はそれぞれの乗算器の出力信号を加算
し、最尤系列推定器23に出力する。最尤系列推定器2
3は、合成されたブランチメトリックに基づいて受信信
号系列を推定し、該系列および候補信号を出力する。The adders 13 and 19 subtract the outputs of the replica generators 12 and 18 from the outputs of the arrays 10 and 16 and output an error signal. The error signal is input to the application algorithms 11 and 17 with constraint conditions, respectively, and is also input to the absolute value square calculators 14 and 20. Output signals of the absolute value square calculators 14 and 20 are input to multipliers 15 and 21, respectively, multiplied by weighting factors # 0 and # 1, and output as branch metrics in the respective arrays. The adder 22 adds the output signals of the respective multipliers and outputs the result to the maximum likelihood sequence estimator 23. Maximum likelihood sequence estimator 2
3 estimates a received signal sequence based on the combined branch metric and outputs the sequence and a candidate signal.
【0023】次に、トレーニング期間における動作を説
明する。トレーニング期間においては、まず全てのアン
テナからの受信信号を用いて、各ブランチ毎に直接波と
1シンボル遅延波のチャネルインパルス応答の推定を行
う。次に、直接波のインパルス応答をアレー出力におけ
る直接波成分の応答を決定する拘束ベクトルとしてアレ
ーウェイトと最尤系列推定器のチャネルインパルス応答
を同時に制御かつ推定する。また、同様の操作を1シン
ボル遅延波についても同様に行う。即ち、1シンボル遅
延波の応答を拘束して1シンボル遅延波を抽出する。こ
のとき最尤系列推定器から1シンボル遅延波だけでなく
直接波用のチャネルインパルス応答推定タップも用意し
ておく。Next, the operation during the training period will be described. In the training period, first, channel impulse responses of a direct wave and a one-symbol delayed wave are estimated for each branch using received signals from all antennas. Next, the array weight and the channel impulse response of the maximum likelihood sequence estimator are simultaneously controlled and estimated using the impulse response of the direct wave as a constraint vector that determines the response of the direct wave component in the array output. In addition, the same operation is performed similarly for the one-symbol delayed wave. That is, the response of the one-symbol delayed wave is constrained to extract the one-symbol delayed wave. At this time, not only a one-symbol delayed wave but also a channel impulse response estimation tap for a direct wave are prepared from the maximum likelihood sequence estimator.
【0024】具体的には、単拘束LMSアルゴリズムや単
拘束SMIアルゴリズム等の拘束条件付き最小2乗法を用
いてアレーウェイトと直接波と1シンボル遅延波に対す
るインパルス応答を更新する。更に、誤差信号から累積
誤差電力を計算し、トレーニング終了時に累積シンボル
数で正規化(除算)して平均誤差電力を求める。そし
て、チャネルインパルス応答ベクトルのパワーを計算し
て、平均誤差電力で除算することにより、アレー出力信
号の品質が推定できる。この操作を1シンボル遅延波抽
出用アレーについても同様に行う。この各パスダイバー
シチブランチの推定SINRを用いて、直接波抽出用アレー
出力信号と1シンボル遅延波抽出用アレー出力信号の品
質に比例した重み係数#0、#1を求める。Specifically, the impulse response for the array weight, the direct wave, and the one-symbol delayed wave is updated by using a constrained least squares method such as a single constrained LMS algorithm or a single constrained SMI algorithm. Further, the accumulated error power is calculated from the error signal, and the average error power is obtained by normalizing (dividing) by the accumulated symbol number at the end of the training. Then, by calculating the power of the channel impulse response vector and dividing by the average error power, the quality of the array output signal can be estimated. This operation is similarly performed for the one-symbol delayed wave extraction array. Using the estimated SINR of each path diversity branch, weight coefficients # 0 and # 1 proportional to the quality of the direct wave extraction array output signal and the one-symbol delayed wave extraction array output signal are obtained.
【0025】次に、図3、4を用いて、直接波と2シン
ボル遅延波の到来角が接近している場合の動作を説明す
る。図3は、アレー処理部における動作を示す説明図で
ある。直接波抽出用アレー10の出力には1シンボル遅
延波を抑圧して直接波成分と2シンボル遅延波成分が出
力される。また、1シンボル遅延波抽出用アレーには直
接波と2シンボル遅延波を抑圧して1シンボル遅延波成
分が出力される。Next, the operation in the case where the arrival angles of the direct wave and the two-symbol delayed wave are close to each other will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is an explanatory diagram showing an operation in the array processing unit. The output of the direct wave extraction array 10 suppresses a one-symbol delayed wave and outputs a direct-wave component and a two-symbol delayed wave component. The 1-symbol delayed wave extraction array suppresses the direct wave and the 2-symbol delayed wave, and outputs a 1-symbol delayed wave component.
【0026】図4は、アレーアンテナ処理とMLSEの結合
処理動作を示す説明図である。MLSE部では直接波と1シ
ンボル遅延波に対する候補信号を発生し、希望波レプリ
カ生成器であるアレー出力推定器12、18は、例えば
トランスバーサルフィルタにより構成され、直接波およ
び1シンボル遅延波に相当する候補信号とそれぞれの推
定チャネルインパルス応答(h^0(k)およびh^1(k))とを
畳み込んで、各アレー出力に対するレプリカをそれぞれ
生成する。FIG. 4 is an explanatory diagram showing an operation of combining the array antenna processing and the MLSE. The MLSE section generates candidate signals for the direct wave and the one-symbol delayed wave, and the array output estimators 12 and 18, which are the desired wave replica generators, are composed of, for example, transversal filters, and correspond to the direct wave and the one-symbol delayed wave. And the estimated channel impulse responses (h ^ 0 (k) and h ^ 1 (k)) are convolved to generate replicas for each array output.
【0027】しかし、直接波抽出用アレー10と対応す
るアレー出力推定器12は、2シンボル遅延波に対する
候補信号を含んでいないためにレプリカを正しく生成で
きない。従って、トレーニング区間における誤差が大き
くなり、重み係数#0は小さくなる。一方、1シンボル
遅延波抽出用アレーと対応するアレー出力推定器18
は、1シンボル遅延波に対する候補信号と推定インパル
ス応答との畳み込み演算を行うことにより、レプリカを
正しく生成できる。従って、トレーニング区間における
誤差は小さくなり、重み係数#1は大きくなる。However, the array output estimator 12 corresponding to the direct wave extraction array 10 cannot correctly generate a replica because it does not include a candidate signal for a two-symbol delayed wave. Therefore, the error in the training section increases, and the weight coefficient # 0 decreases. On the other hand, an array output estimator 18 corresponding to the one-symbol delayed wave extraction array
Performs a convolution operation between the candidate signal and the estimated impulse response for the one-symbol delayed wave, thereby correctly generating a replica. Therefore, the error in the training section becomes smaller and the weight coefficient # 1 becomes larger.
【0028】データ区間においては、候補信号に対して
アレー出力と最尤系列推定器からのレプリカとの誤差を
計算する。また、同じ候補信号に対して1シンボル遅延
波抽出用のアレーについても同様に誤差を計算する。こ
れらの誤差の絶対値2乗を計算して、トレーニング区間
において計算した重み係数を用いて重み付けを行い、ブ
ランチメトリック合成を行って、最尤系列推定器(ビタ
ビアルゴリズム)23を用いて送信信号系列の推定を行
う。次に、最尤系列推定器の各状態毎の生き残りパスに
応じてアレーウェイトと最尤系列推定器におけるチャネ
ルインパルス応答を同時に更新する。In the data section, the error between the array output and the replica from the maximum likelihood sequence estimator is calculated for the candidate signal. In addition, an error is similarly calculated for the same candidate signal for the one-symbol delayed wave extraction array. The absolute value square of these errors is calculated, weighting is performed using the weighting factor calculated in the training section, branch metric synthesis is performed, and the transmission signal sequence is transmitted using the maximum likelihood sequence estimator (Viterbi algorithm) 23. Is estimated. Next, the array weight and the channel impulse response in the maximum likelihood sequence estimator are simultaneously updated according to the surviving path for each state of the maximum likelihood sequence estimator.
【0029】以上のように、直接波と2シンボル遅延波
の到来角が接近している場合において、MLSE部では直接
波と1シンボル遅延波に対する候補信号と推定インパル
ス応答により、1シンボル遅延波抽出用のアレー出力信
号に対するレプリカを精度よく生成することができる。
また、トレーニング区間における誤差も小さくなってい
る。そして、各アレー出力とレプリカとの誤差の絶対値
2乗を計算し、重み付けを行うことにより、誤差の大き
な直接波抽出用アレーからの系列推定への寄与を小さく
することができるので、誤り率特性の劣化が抑えられ
る。As described above, when the arrival angles of the direct wave and the two-symbol delayed wave are close to each other, the MLSE unit extracts the one-symbol delayed wave based on the candidate signal for the direct wave and the one-symbol delayed wave and the estimated impulse response. The replica for the array output signal for use can be generated with high accuracy.
Further, the error in the training section is also small. Then, by calculating the absolute value square of the error between each array output and the replica and performing weighting, the contribution to the sequence estimation from the direct wave extraction array having a large error can be reduced. Deterioration of characteristics is suppressed.
【0030】図5は、本発明の具体的実施例を示すブロ
ック図である。この実施例においては変調方式としてQ
PSK、復調方式は準同期検波を採用する。アレーウェ
イト制御用適応アルゴリズムとしては、トレーニング期
間で単拘束SMIアルゴリズムを用いてアレーウエイトと
インパルス応答を求め、トレーニング期間の後尾16シン
ボルを用いて平均誤差電力を計算する。更に重み係数を
求めてデータ区間で用いる。FIG. 5 is a block diagram showing a specific embodiment of the present invention. In this embodiment, Q is used as the modulation method.
PSK and quasi-synchronous detection are used for demodulation. As an adaptive algorithm for array weight control, an array weight and an impulse response are obtained using a single constraint SMI algorithm during a training period, and an average error power is calculated using the last 16 symbols of the training period. Further, a weight coefficient is obtained and used in the data section.
【0031】MLSE部において、最尤系列推定器としては
ビタビアルゴリズムを使用することができる。レプリカ
生成器12、18において、アレー出力信号に対する直
接波成分と1シンボル遅延波成分のインパルス応答を推
定するため、レプリカ生成用のタップはシンボル間隔の
2タップとする。そのため、ビタビアルゴリズム状態数
は4状態とする。また、アンテナ本数は4本としてい
る。In the MLSE section, a Viterbi algorithm can be used as the maximum likelihood sequence estimator. In replica generators 12 and 18, taps for replica generation are two taps at symbol intervals in order to estimate impulse responses of a direct wave component and a one-symbol delayed wave component with respect to an array output signal. Therefore, the number of Viterbi algorithm states is four. The number of antennas is four.
【0032】図6は、第2の実施例の構成を示すブロッ
ク図である。第2の実施例は、TDDチャネルにおいて、
受信装置として例えば図1に示すような機能を有する受
信装置を使用し、この受信装置によって得られた直接波
抽出用アダプティブアレーのウェイトベクトルを送信用
アダプティブアレーに設定して、TDDチャネルにおいて
送信を行うものである。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment. The second embodiment is based on a TDD channel,
For example, a receiver having a function as shown in FIG. 1 is used as a receiver, and the weight vector of the adaptive array for direct wave extraction obtained by the receiver is set in the adaptive array for transmission, and transmission on the TDD channel is performed. Is what you do.
【0033】このようにすると、相手側受信装置が移動
局であってアレーアンテナでない場合においても、受信
アンテナには例えば直接波と異なる方向から到来する1
シンボル遅延波が抑圧された信号が得られる。但し、第
2の実施例の場合には、直接波だけでなく抑圧されなか
った遅延波成分、例えば2シンボル遅延波成分も送信先
に到達する。そのため、受信側装置においては等化器を
使用して受信することにより、パスダイバーシチ利得を
得ることができる。In this way, even when the other receiving device is a mobile station and not an array antenna, the receiving antenna arrives from a direction different from, for example, a direct wave.
A signal in which the symbol delay wave is suppressed is obtained. However, in the case of the second embodiment, not only a direct wave but also a delayed wave component that is not suppressed, for example, a two-symbol delayed wave component reaches the transmission destination. Therefore, the reception-side apparatus can obtain a path diversity gain by receiving the signal using the equalizer.
【0034】図7は、第3の実施例の構成を示すブロッ
ク図である。第3の実施例は、TDDチャネルにおいて、
受信装置としてやはり図1に示すような機能を有する受
信装置を使用し、この受信装置によって得られた直接波
抽出用アダプティブアレーおよび遅延波抽出用アダプテ
ィブアレーのウェイトベクトルの内、前記した品質の良
い方のウェイトベクトルを送信用アダプティブアレーに
設定して、TDDチャネルにおいて送信を行うものであ
る。FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the third embodiment. A third embodiment is a TDD channel,
A receiver having a function as shown in FIG. 1 is also used as the receiver, and of the weight vectors of the adaptive array for direct wave extraction and the adaptive array for delayed wave extraction obtained by this receiver, the above-described good quality is obtained. The other weight vector is set in the transmission adaptive array, and transmission is performed in the TDD channel.
【0035】このように、伝送品質の良いほうのパスダ
イバーシチブランチを用いて送信すると、送信先には直
接波成分とレベルの低い1シンボル遅延波成分、あるい
は、1シンボル遅延波とレベルの低い直接波成分が到達
するので、やはり等化器を使用して受信を行う。第3の
実施例においては、伝送特性の良いほうのパスダイバー
シチブランチを用いて送信を行うので、第2の実施例よ
り更にBER特性改善効果がある。As described above, when transmission is performed using the path diversity branch having the better transmission quality, the transmission destination is a one-symbol delayed wave component having a low direct wave component and a low direct-wave component having a low level. Since the wave component arrives, reception is also performed using the equalizer. In the third embodiment, since the transmission is performed using the path diversity branch having the better transmission characteristic, the BER characteristic is more improved than in the second embodiment.
【0036】[0036]
【発明の効果】 以上説明したように、本発明によれ
ば、遅延時間の異なる複数希望波の到来角度差によら
ず、各希望波成分をアレーで取り込んで、品質に応じた
重み付けを行って最尤系列推定器で合成することができ
るため、パスダイバーシチ受信の性能が向上するという
効果がある。また、伝送特性の良いパスダイバーシチブ
ランチを選択して送信アダプティブアレーの制御を行う
ことができるため、送信時の伝送品質も向上させること
ができるという効果がある。更に、移動体通信の基地局
側に第2、第3の実施例のような機能を備えることによ
り、移動局側にアレーアンテナ等を設けなくても、パス
ダイバーシチ受信性能が向上するという効果がある。As described above, according to the present invention, irrespective of the arrival angle difference of a plurality of desired waves having different delay times, each desired wave component is fetched by an array and weighted according to quality. Since the signals can be combined by the maximum likelihood sequence estimator, the performance of path diversity reception is improved. In addition, since the transmission adaptive array can be controlled by selecting a path diversity branch having good transmission characteristics, the transmission quality at the time of transmission can be improved. Further, by providing the functions of the second and third embodiments on the base station side of the mobile communication, the effect of improving the path diversity reception performance can be achieved without providing an array antenna or the like on the mobile station side. is there.
【図1】本発明の信号処理の実施例の構成を示す機能ブ
ロック図である。FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of an embodiment of signal processing according to the present invention.
【図2】本発明の受信装置のハードウェア構成を示すブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of a receiving device of the present invention.
【図3】本発明のアレー処理部の動作を示す説明図であ
る。FIG. 3 is an explanatory diagram showing an operation of an array processing unit of the present invention.
【図4】本発明のMLSE部の構成を示す機能ブロック図で
ある。FIG. 4 is a functional block diagram illustrating a configuration of an MLSE unit according to the present invention.
【図5】本発明の具体的実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 5 is a block diagram showing a specific embodiment of the present invention.
【図6】本発明の第2の実施例の構成を示すブロック図
である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment of the present invention.
【図7】本発明の第3の実施例の構成を示すブロック図
である。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.
【図8】従来のアレーアンテナの制御法を示す機能ブロ
ック図である。FIG. 8 is a functional block diagram showing a conventional array antenna control method.
【図9】従来のMLSEの構成例を示す機能ブロック図であ
る。FIG. 9 is a functional block diagram showing a configuration example of a conventional MLSE.
1…アレーアンテナ、2…線形復調器、3…A/D変換
器、4…信号処理部、10、16…アダプティブアレー
処理部、11、17…適応アルゴリズム、12、18…
レプリカ生成器、13、19…加算器、14、20…絶
対値2乗計算器、15、21…乗算器、22…加算器、
23…最尤系列推定器DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Array antenna, 2 ... Linear demodulator, 3 ... A / D converter, 4 ... Signal processing part, 10, 16 ... Adaptive array processing part, 11, 17 ... Adaptive algorithm, 12, 18 ...
Replica generators, 13, 19 ... adders, 14, 20 ... absolute value square calculators, 15, 21 ... multipliers, 22 ... adders,
23 ... Maximum likelihood sequence estimator
Claims (7)
アダプティブアレーアンテナ処理と適応形最尤系列推定
処理を結合した通信方法。 (1)すべてのアンテナからの受信信号について直接波
および遅延波のチャネルインパルス応答の推定を行う工
程。 (2)直接波および遅延波のインパルス応答をアレー出
力における直接波および遅延波成分の応答を決定する拘
束ベクトルとして、アレーウェイトと最尤系列推定器の
チャネルインパルス応答を同時に制御かつ推定する工
程。 (3)候補信号に対して直接波抽出用アレーおよび遅延
波抽出用のアレーの出力と最尤系列推定器からのレプリ
カとの誤差およびアレー出力信号の品質をそれぞれ計算
する工程。 (4)品質情報に基づきブランチメトリックに重み付け
をした合成を行って最尤系列推定器を用いて送信信号系
列の推定を行う工程。 (5)最尤系列推定器の各状態毎の生き残りパスに応じ
てアレーウェイトと最尤系列推定器におけるチャネルイ
ンパルス応答を同時に更新する工程。1. The method includes the following steps (1) to (5):
A communication method combining adaptive array antenna processing and adaptive maximum likelihood sequence estimation processing. (1) A step of estimating channel impulse responses of direct waves and delayed waves for received signals from all antennas. (2) A step of simultaneously controlling and estimating the array weight and the channel impulse response of the maximum likelihood sequence estimator, using the impulse responses of the direct wave and the delayed wave as constraint vectors for determining the responses of the direct wave and the delayed wave component in the array output. (3) calculating the error between the output of the array for direct wave extraction and the array for delayed wave extraction and the replica from the maximum likelihood sequence estimator and the quality of the array output signal for the candidate signal; (4) A step of performing weighted synthesis on branch metrics based on quality information and estimating a transmission signal sequence using a maximum likelihood sequence estimator. (5) A step of simultaneously updating the array weight and the channel impulse response in the maximum likelihood sequence estimator according to the surviving path for each state of the maximum likelihood sequence estimator.
アルゴリズムを採用したことを特徴とする請求項1に記
載の通信方法。2. The communication method according to claim 1, wherein a Viterbi algorithm is employed as the adaptive maximum likelihood sequence estimator.
られた直接波抽出用アレーウェイトを送信用アダプティ
ブアレーアンテナに設定して送信し、受信側通信装置に
おいて等化器を使用して受信することを特徴とする通信
方法。3. An array weight for direct wave extraction obtained by the communication method according to claim 1 is set in an adaptive array antenna for transmission and transmitted, and is received by an equalizer in a receiving communication device. A communication method, comprising:
られた、前記アレー出力信号の品質の最も良いアレー出
力に対応したアレーウェイトを送信用アダプティブアレ
ーアンテナに設定して送信し、受信側通信装置において
等化器を使用して受信することを特徴とする通信方法。4. An array weight corresponding to an array output having the highest quality of the array output signal obtained by the communication method according to claim 1 is set in an adaptive array antenna for transmission, and is transmitted. A communication method characterized by receiving using an equalizer in a device.
ー手段と、 遅延波抽出用のステアリングベクタアレー手段と、 前記複数のアレー手段に対応する各アレー出力推定器に
それぞれ候補信号を出力し、前記複数のアレー手段の出
力およびアレー出力推定器の出力の差に基づき、それぞ
れブランチメトリックを計算すると共に、各アレー手段
の出力信号の品質を計算し、前記品質情報に基づいて複
数のブランチメトリックの合成を行って、ビタビアルゴ
リズムを用いて送信信号系列の推定を行う最尤系列推定
手段とを備えたことを特徴とするアダプティブアレーと
最尤系列推定器の結合した通信装置。5. A steering vector array for direct wave extraction, a steering vector array for delay wave extraction, and a candidate signal output to each array output estimator corresponding to the plurality of array means. Based on the difference between the output of the array means and the output of the array output estimator, each branch metric is calculated, the quality of the output signal of each array means is calculated, and the synthesis of a plurality of branch metrics is performed based on the quality information. And a maximum likelihood sequence estimating means for estimating a transmission signal sequence using a Viterbi algorithm. A communication apparatus in which an adaptive array and a maximum likelihood sequence estimator are combined.
アレー手段に設定されてる直接波抽出用アレーウェイト
を送信用アダプティブアレーアンテナ手段に設定して送
信し、受信側通信装置において等化器を使用して受信す
ることを特徴とする請求項5に記載の通信装置。6. The direct wave extraction array weight set in the direct wave extraction steering vector array means is set in a transmission adaptive array antenna means and transmitted, and an equalizer is used in a reception side communication device. The communication device according to claim 5, wherein the communication device receives the data.
た各アレー出力信号の品質の内で最も良い品質のアレー
出力に対応したアレーウェイトを送信用アダプティブア
レーアンテナ手段に設定して送信し、受信側通信装置に
おいて等化器を使用して受信することを特徴とする請求
項5に記載の通信装置。7. An array weight corresponding to an array output having the best quality among the quality of each array output signal calculated inside the maximum likelihood sequence estimating means is set in a transmitting adaptive array antenna means and transmitted. The communication apparatus according to claim 5, wherein the reception side communication apparatus receives the data using an equalizer.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25806497A JP3162003B2 (en) | 1997-09-24 | 1997-09-24 | Communication method and communication device |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25806497A JP3162003B2 (en) | 1997-09-24 | 1997-09-24 | Communication method and communication device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1197921A true JPH1197921A (en) | 1999-04-09 |
JP3162003B2 JP3162003B2 (en) | 2001-04-25 |
Family
ID=17315035
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country | Link |
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JP (1) | JP3162003B2 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000077953A1 (en) * | 1999-06-16 | 2000-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio receiver and adaptive receiving method |
WO2007095775A1 (en) * | 2006-02-21 | 2007-08-30 | Zte Corporation | Channel estimating method and means based on array antenna |
JP2009246576A (en) * | 2008-03-29 | 2009-10-22 | Toyota Central R&D Labs Inc | Diversity receiver |
-
1997
- 1997-09-24 JP JP25806497A patent/JP3162003B2/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000077953A1 (en) * | 1999-06-16 | 2000-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio receiver and adaptive receiving method |
WO2007095775A1 (en) * | 2006-02-21 | 2007-08-30 | Zte Corporation | Channel estimating method and means based on array antenna |
JP2009246576A (en) * | 2008-03-29 | 2009-10-22 | Toyota Central R&D Labs Inc | Diversity receiver |
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---|---|
JP3162003B2 (en) | 2001-04-25 |
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