JPH1188064A - Wide band amplifier - Google Patents
Wide band amplifierInfo
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- JPH1188064A JPH1188064A JP25142297A JP25142297A JPH1188064A JP H1188064 A JPH1188064 A JP H1188064A JP 25142297 A JP25142297 A JP 25142297A JP 25142297 A JP25142297 A JP 25142297A JP H1188064 A JPH1188064 A JP H1188064A
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Abstract
Description
【発明の属する技術分野】本発明は半導体集積回路に適
した広帯域増幅器に関し、特に補償電流の発生までの時
間を短縮し、消費電流を増やすことなく広帯域化を図る
ようにしたものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a broadband amplifier suitable for a semiconductor integrated circuit, and more particularly to a broadband amplifier capable of shortening a time until generation of a compensation current and increasing a current consumption without increasing current consumption.
【従来の技術】従来、差動アンプの入力トランジスタ
の、接合容量、ミラー容量を補償電流によってキャンセ
ルさせ、増幅器の広帯域化を図るものとしては特開平１
−１０５６０５に記載されたものが知られている。図３
はこの従来の広帯域増幅器を示すものである。図３にお
いて従来の広帯域増幅器は、複数のトランジスタ５、
６、25〜28、33、34と、複数の電流源29〜32、９と、抵
抗７、８と、補償容量35から構成されている。そして、
トランジスタ５、６は差動増幅器を構成し、トランジス
タ27、28はエミッタフォロワ回路を構成し、補償容量35
とトランジスタ33、34とで補償回路を構成する。なお、
回路を説明しやくするため、入力信号ノード90、91と、
出力信号ノード92、93と、入力信号端子21、22と、出力
信号端子23、24とが示されている。次にこの従来例の広
帯域増幅器の動作について説明する。補償回路はエミッ
タフォロワ回路をなすトランジスタ33、34とそれらの出
力端の間に接続された補償容量35とを有し、トランジス
タ28によって検出された差動増幅器の正相出力によって
トランジスタ34が駆動され、トランジスタ27によって検
出された逆相出力によってトランジスタ33が駆動される
ようになっている。このように、トランジスタ５、６の
コレクタ電位差がトランジスタ27、28で検出され、その
電位差がトランジスタ33、34を介して容量35の両端に加
えられ電流に変換される。ここで、差動増幅器の電圧利
得をＧ、トランジスタ５、６のベース・コレクタ間容量
をＣBC、ベース・エミッタ間容量をＣBEとすると、トラ
ンジスタ５、６の入力容量Ｃinはミラー効果により次式
で表される。 Ｃin＝ＣBE＋ＣBC（１＋Ｇ） ・・・（１） 一方、入力信号端子21、22に印加される入力信号をそれ
ぞれＶin、−Ｖinとすると、出力信号端子23、24には差
動増幅器で電圧利得Ｇだけ増幅された出力信号−ＧＶi
n、ＧＶinが現れる。出力信号−ＧＶin、ＧＶinはそれ
ぞれトランジスタ33、34を介して補償容量35の両端に加
えられる。この時、補償容量35の両端にかかる電位差は
−２ＧＶinである。補償容量35の値をＣとすると、補償
容量35で発生する電流ｉは次式で表される。 ｉ＝ｊωＣ・（−２ＧＶin） ＝ｊω・（−２ＧＣ）・Ｖin ・・・（２） 電流ｉはそれぞれトランジスタ33、34を介して入力ノー
ド90、91に現れる。よって、トランジスタ５のベース端
子、あるいはトランジスタ６のベース端子からトランジ
スタ33、34を介してみた補償容量35の値Ｃ′は次式で表
される。 Ｃ′＝−２ＧＣ ・・・（３） したがって、（１）式と（３）式の絶対値が等しくなる
ように補償容量35の値Ｃを設定することにより、トラン
ジスタ５、６の入力容量がキャンセルされて広帯域化が
図れる。2. Description of the Related Art Conventionally, Japanese Unexamined Patent Publication No. H10 (1999) discloses a technique for canceling a junction capacitance and a mirror capacitance of an input transistor of a differential amplifier with a compensation current to thereby widen the bandwidth of the amplifier.
What is described in -105605 is known. FIG.
Shows this conventional broadband amplifier. In FIG. 3, the conventional broadband amplifier includes a plurality of transistors 5,
6, 25 to 28, 33 and 34, a plurality of current sources 29 to 32 and 9, resistors 7, 8 and a compensation capacitor 35. And
Transistors 5 and 6 constitute a differential amplifier, transistors 27 and 28 constitute an emitter follower circuit, and a compensation capacitor 35
And transistors 33 and 34 constitute a compensation circuit. In addition,
To make the circuit easier to describe, the input signal nodes 90, 91,
Output signal nodes 92 and 93, input signal terminals 21 and 22, and output signal terminals 23 and 24 are shown. Next, the operation of the conventional broadband amplifier will be described. The compensation circuit has transistors 33 and 34 forming an emitter follower circuit and a compensation capacitor 35 connected between their output terminals, and the transistor 34 is driven by the positive-phase output of the differential amplifier detected by the transistor 28. The transistor 33 is driven by the negative-phase output detected by the transistor 27. As described above, the potential difference between the collectors of the transistors 5 and 6 is detected by the transistors 27 and 28, and the potential difference is applied to both ends of the capacitor 35 via the transistors 33 and 34 and converted into a current. Here, assuming that the voltage gain of the differential amplifier is G, the base-collector capacitance of the transistors 5 and 6 is CBC, and the base-emitter capacitance is CBE, the input capacitance Cin of the transistors 5 and 6 is given by the following equation due to the Miller effect. expressed. Cin = CBE + CBC (1 + G) (1) On the other hand, if the input signals applied to the input signal terminals 21 and 22 are Vin and −Vin, respectively, the output signal terminals 23 and 24 have a voltage gain G by a differential amplifier. Output signal -GVi
n, GVin appears. The output signals -GVin and GVin are applied to both ends of a compensation capacitor 35 via transistors 33 and 34, respectively. At this time, the potential difference between both ends of the compensation capacitor 35 is -2 GVin. Assuming that the value of the compensation capacitor 35 is C, the current i generated in the compensation capacitor 35 is expressed by the following equation. i = jωC · (−2GVin) = jω · (−2GC) · Vin (2) The current i appears at the input nodes 90 and 91 via the transistors 33 and 34, respectively. Therefore, the value C 'of the compensation capacitor 35 as viewed from the base terminal of the transistor 5 or the base terminal of the transistor 6 via the transistors 33 and 34 is expressed by the following equation. C ′ = − 2GC (3) Accordingly, by setting the value C of the compensation capacitor 35 so that the absolute values of the expressions (1) and (3) become equal, the input capacitance of the transistors 5 and 6 becomes Cancellation allows a wider band.
【発明が解決しようとする課題】従来の広帯域増幅器は
以上のように構成されているので、トランジスタ５、６
のコレクタ電位差をトランジスタ27、28で検出し、その
電位差をトランジスタ33、34を介して容量35の両端に加
えて補償電流を発生するまでの遅延時間により広帯域化
が制限される。また、トランジスタ27、28からなるエミ
ッタフォロワ回路により消費電流が増加する。本発明は
上記のような問題を解決するためのもので、補償電流の
発生までの時間を短縮し、消費電流を増やすことなく広
帯域化を図ることのできる広帯域増幅器を提供すること
を目的とする。Since the conventional wide-band amplifier is configured as described above, the transistors 5, 6
The collector potential difference is detected by the transistors 27 and 28, and the potential difference is applied to both ends of the capacitor 35 via the transistors 33 and 34, thereby limiting the widening of the band by the delay time until the compensation current is generated. In addition, current consumption increases due to the emitter follower circuit including the transistors 27 and 28. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to provide a broadband amplifier capable of shortening time until generation of a compensation current and achieving a wide band without increasing current consumption. .
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の広帯域増幅器は、互いに逆相な入力信号をベ
ースにそれぞれ供給されエミッタを出力とする第１、第
２のトランジスタで構成されたエミッタフォロワ回路の
出力部において、前記第２のトランジスタのエミッタが
ベースに接続され、前記第１のトランジスタのエミッタ
がコレクタに接続された第３のトランジスタと、前記第
１のトランジスタのエミッタがベースに接続され、前記
第２のトランジスタのエミッタがコレクタに接続された
第４のトランジスタと、前記第３及び第４のトランジス
タのエミッタ間に容量が接続され、前記出力がそれぞれ
差動増幅器の入力に接続されるようにしたことを特徴と
するものである。本発明によれば、消費電流を増やすこ
となく広帯域化を図ることのできる広帯域増幅器が得ら
れる。In order to achieve the above object, a broadband amplifier according to the present invention comprises first and second transistors which are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output from an emitter. An output of the emitter follower circuit, a third transistor having an emitter connected to the base of the second transistor, an emitter of the first transistor connected to the collector, and an emitter connected to the base of the first transistor. And a capacitor is connected between the fourth transistor, the emitter of which is connected to the collector of the second transistor, and the emitter of the third and fourth transistors, and the output is connected to the input of the differential amplifier. It is characterized by being connected. According to the present invention, it is possible to obtain a broadband amplifier capable of widening a band without increasing current consumption.
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、互いに逆相な入力信号をベースにそれぞれ供給され
エミッタを出力とする第１、第２のトランジスタで構成
されたエミッタフォロワ回路の出力部において、前記第
２のトランジスタのエミッタがベースに接続され、前記
第１のトランジスタのエミッタがコレクタに接続された
第３のトランジスタと、前記第１のトランジスタのエミ
ッタがベースに接続され、前記第２のトランジスタのエ
ミッタがコレクタに接続された第４のトランジスタと、
前記第３及び第４のトランジスタのエミッタ間に容量が
接続され、前記出力がそれぞれ差動増幅器の入力に接続
されるようにしたことを特徴とする広帯域増幅器とした
ものであり、消費電流を増やすことなく広帯域化を図る
ことができるという作用を有する。また、本発明の請求
項２に記載の発明は、差動増幅器を駆動するエミッタフ
ォロワ回路の出力部にクロスカップル型のトランジスタ
を接続し、このトランジスタのエミッタ間に容量を接続
することによって補償電流を発生させ、これにより差動
増幅器の入力トランジスタの接合容量、ミラー容量を補
償する入力容量キャンセル方法としたものであり、差動
増幅器の入力トランジスタの接合容量、ミラー容量を補
償することができるという作用を有する。また、本発明
の請求項３の発明は、アンテナ、送受信部、通信制御部
を有する携帯電話機において、前記携帯電話機の送受信
部は、少なくとも入力部から得られた信号を増幅するた
めの広帯域増幅器を備え、該広帯域増幅器は、互いに逆
相な入力信号をベースにそれぞれ供給されエミッタを出
力とする第１、第２のトランジスタで構成されたエミッ
タフォロワ回路の出力部において、前記第２のトランジ
スタのエミッタがベースに接続され、前記第１のトラン
ジスタのエミッタがコレクタに接続された第３のトラン
ジスタと、前記第１のトランジスタのエミッタがベース
に接続され、前記第２のトランジスタのエミッタがコレ
クタに接続された第４のトランジスタと、前記第３及び
第４のトランジスタのエミッタ間に容量が接続されると
ともに、前記出力がそれぞれ差動増幅器の入力に接続さ
れていることを特徴とする携帯電話機としたものであ
り、携帯電話機において消費電流を増やすことなく広帯
域化が図れるという作用を有する。また、本発明の請求
項４に記載の発明は、互いに逆相な入力信号をベースに
それぞれ供給されエミッタを出力とする第１、第２のト
ランジスタで構成されたエミッタフォロワ回路の出力部
において、前記第２のトランジスタのエミッタがベース
に接続され、前記第１のトランジスタのエミッタがコレ
クタに接続された第３のトランジスタと、前記第１のト
ランジスタのエミッタがベースに接続され、前記第２の
トランジスタのエミッタがコレクタに接続された第４の
トランジスタと、カソードが共通接続され、アノードが
それぞれ前記第３及び第４のトランジスタのエミッタに
接続された第５及び第６のダイオード接続されたトラン
ジスタを備え、前記出力がそれぞれ差動増幅器の入力に
接続されるようにしたことを特徴とする広帯域増幅器と
したものであり、消費電流を増やすことなく広帯域化を
図ることができるという作用を有する。また、本発明の
請求項５に記載の発明は、差動増幅器を駆動するエミッ
タフォロワ回路の出力部にクロスカップル型のトランジ
スタを接続し、このトランジスタのエミッタ間にダイオ
ード接続された複数のトランジスタを接続することによ
って補償電流を発生させ、これにより差動増幅器の入力
トランジスタの接合容量、ミラー容量を補償する入力容
量キャンセル方法としたものであり、差動増幅器の入力
トランジスタの接合容量、ミラー容量を補償することが
できるという作用を有する。また、本発明の請求項６に
記載の発明は、アンテナ、送受信部、通信制御部を有す
る携帯電話機において、前記携帯電話機の送受信部は、
少なくとも入力部から得られた信号を増幅するための広
帯域増幅器を備え、該広帯域増幅器は、互いに逆相な入
力信号をベースにそれぞれ供給されエミッタを出力とす
る第１、第２のトランジスタで構成されたエミッタフォ
ロワ回路の出力部において、前記第２のトランジスタの
エミッタがベースに接続され、前記第１のトランジスタ
のエミッタがコレクタに接続された第３のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタのエミッタがベースに接続
され、前記第２のトランジスタのエミッタがコレクタに
接続された第４のトランジスタと、カソードが共通接続
され、アノードがそれぞれ前記第３及び第４のトランジ
スタのエミッタに接続された第５及び第６のダイオード
接続されたトランジスタを備え、前記出力がそれぞれ差
動増幅器の入力に接続されていることを特徴とする携帯
電話機としたものであり、携帯電話機において消費電流
を増やすことなく広帯域化が図れるという作用を有す
る。以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて
説明する。 （第１の実施の形態）図１は本発明の第１の実施の形態
における広帯域増幅器の構成を示すものである。上記し
た従来例と同一部分は同一符号を付して説明する。図１
において広帯域増幅器は、複数のトランジスタ５、６、
25、26、33、34と、複数の電流源29、30、９と、抵抗
７、８と、補償容量35から構成されている。そして、ト
ランジスタ５、６は差動増幅器を構成し、補償容量35と
トランジスタ33、34とで補償回路を構成する。なお、回
路を説明しやくするため、入力信号ノード90、91と、出
力信号ノード92、93と、入力信号端子21、22と、出力信
号端子23、24とが示されている。次に本実施の形態の動
作について説明する。補償回路は第３、第４のトランジ
スタ33、34とそれらのエミッタ間に接続された補償容量
35とを有し、第１のトランジスタ25によって検出された
正相信号によって第４のトランジスタ34が駆動され、第
２のトランジスタ26によって検出された逆相信号によっ
て第３のトランジスタ33が駆動されるようになってい
る。つまりは、第３、第４のトランジスタ33、34はクロ
スカップル型のトランジスタ接続となっているものであ
る。このように、第１、第２のトランジスタ25、26のエ
ミッタ電位差が第３、第４のトランジスタ33、34で検出
され、その電位差が補償容量35の両端に加えられ電流に
変換される。ここで、差動増幅器の電圧利得をＧ、トラ
ンジスタ５、６のベース・コレクタ間容量をＣBC、ベー
ス・エミッタ間容量をＣBEとすると、トランジスタ５、
６の入力容量Ｃinはミラー効果により次式で表される。 Ｃin＝ＣBE＋ＣBC（１＋Ｇ） ・・・（４） 一方、入力信号端子21、22に印加される入力信号をそれ
ぞれＶin、−Ｖinとすると、入力信号Ｖin、−Ｖinはそ
れぞれトランジスタ34、33を介して補償容量35の両端に
加えられる。この時、補償容量35の両端にかかる電位差
は−２Ｖinである。補償容量35の値をＣとすると、補償
容量35で発生する電流ｉは次式で表される。 ｉ＝ｊωＣ・（−２Ｖin） ＝ｊω・（−２Ｃ）・Ｖin ・・・（５） 電流ｉはそれぞれトランジスタ33、34を介して入力ノー
ド90、91に現れる。よって、トランジスタ５のベース端
子、あるいはトランジスタ６のベース端子からトランジ
スタ33、34を介してみた補償容量35の値Ｃ′は次式で表
される。 Ｃ′＝−２Ｃ ・・・（６） したがって、（４）式と（６）式の絶対値が等しくなる
ように補償容量35の値Ｃを設定することにより、トラン
ジスタ５、６の入力容量がキャンセルされて広帯域化が
図れる。図４に本実施の形態の電圧利得の周波数特性シ
ミュレーション結果を示す。図４において、曲線１で示
す特性がトランジスタ33、34とコンデンサ35で構成され
る補償回路をもたない回路の特性である。すなわち、ト
ランジスタ25、26と、電流源29、30からなる通常のエミ
ッタフォロワ回路で差動増幅器を駆動した結果である。
曲線２で示す特性が本実施の形態の特性を示す。曲線１
と曲線２を比較して分かるように、補償容量35の値を適
当な値に選ぶことによって、トランジスタ５、６の入力
容量がキャンセルされ、広帯域化が図れる。なお、本実
施の形態の広帯域増幅器の適用例としては、少なくとも
送受信部を有する携帯電話機において、入力部から得ら
れた信号を増幅する増幅器に適用すれば消費電流を増や
すことなく広帯域化が図れるので、携帯電話機を性能良
くかつ安価に提供することができる。 （第２の実施の形態）図２は本発明の第２の実施の形態
における広帯域増幅器の構成を示すものである。上記し
た第１の実施の形態と同一部分は同一符号を付して説明
する。図２において広帯域増幅器は、複数のトランジス
タ５、６、25、26、33、34、36、37と、抵抗７、８と、
複数の電流源29、30、９とから構成されている。そし
て、トランジスタ５、６は差動増幅器を構成し、トラン
ジスタ33、34と、トランジスタ36、37とで補償回路を構
成する。なお、回路を説明しやくするため、入力信号ノ
ード90、91と、出力信号ノード92、93と、入力信号端子
21、22と、出力信号端子23、24とが示されている。次に
本実施の形態の動作について説明する。補償回路は第
３、第４のトランジスタ33、34とそれらのエミッタ間に
ダイオード接続された第５、第６のトランジスタ36、37
とを有し、第１のトランジスタ25によって検出された正
相信号によって第４のトランジスタ34が駆動され、第２
のトランジスタ26によって検出された逆相信号によって
第３のトランジスタ33が駆動されるようになっている。
つまりは、第３、第４のトランジスタ33、34はクロスカ
ップル型のトランジスタ接続となっているものである。
このように、第１、第２のトランジスタ25、26のエミッ
タ電位差が第３、第４のトランジスタ33、34で検出さ
れ、その電位差がそれぞれダイオード接続された第５、
第６のトランジスタ36、37のアノードに加えられ電流に
変換される。ここで、差動増幅器の電圧利得をＧ、トラ
ンジスタ５、６のベース・コレクタ間容量をＣBC、ベー
ス・エミッタ間容量をＣBEとすると、トランジスタ５、
６の入力容量Ｃinはミラー効果により次式で表される。 Ｃin＝ＣBE＋ＣBC（１＋Ｇ） ・・・（７） 一方、入力信号端子21、22に印加される入力信号をそれ
ぞれＶin、−Ｖinとすると、入力信号Ｖin、−Ｖinはそ
れぞれトランジスタ34、33を介してダイオード接続され
たトランジスタ37、36のコレクタ端子に加えられる。こ
の時、トランジスタ36と37のコレクタ間にかかる電位差
は−２Ｖinである。ダイオード接続されたトランジスタ
36、37のベース・エミッタ間容量をＣBE′とすると、ト
ランジスタ36、37のベース・エミッタ間容量で発生する
電流ｉは次式で表される。 ｉ＝ｊω（ＣBE′／２）・（−２Ｖin） ＝ｊω・（−ＣBE′）・Ｖin ・・・（８） 電流ｉはトランジスタ33、34を介して入力ノード90、91
に現れる。よって、トランジスタ５のベース端子、ある
いはトランジスタ６のベース端子からトランジスタ33、
34を介して見たトランジスタ36、37のベース・エミッタ
間容量の値ＣBE″は次式で表される。 ＣBE″＝−ＣBE′ ・・・（９） したがって、（７）式と（９）式の絶対値が等しくなる
ようにそれぞれトランジスタ36、37のベース・エミッタ
間容量の値ＣBE′を設定することにより、トランジスタ
５、６の入力容量がキャンセルされて広帯域化が図れ
る。なお、本実施の形態の広帯域増幅器の適用例として
は、少なくとも送受信部を有する携帯電話機において、
入力部から得られた信号を増幅する増幅器に適用すれば
消費電流を増加させることなく広帯域化が図れるので、
携帯電話機を性能良くかつ安価に提供することができ
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention according to a first aspect of the present invention is directed to an emitter follower circuit comprising first and second transistors which are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output from an emitter. A third transistor in which the emitter of the second transistor is connected to the base, the emitter of the first transistor is connected to the collector, and the emitter of the first transistor is connected to the base; A fourth transistor having an emitter connected to the collector of the second transistor;
A capacitor is connected between the emitters of the third and fourth transistors, and the output is connected to the input of a differential amplifier, respectively, thereby increasing current consumption. This has the effect that the band can be widened without the need. According to a second aspect of the present invention, a cross-coupled transistor is connected to the output of an emitter follower circuit for driving a differential amplifier, and a capacitor is connected between the emitters of the transistor. And the input capacitance canceling method for compensating the junction capacitance and the mirror capacitance of the input transistor of the differential amplifier, thereby compensating the junction capacitance and the mirror capacitance of the input transistor of the differential amplifier. Has an action. According to a third aspect of the present invention, in a mobile phone having an antenna, a transmission / reception unit, and a communication control unit, the transmission / reception unit of the mobile phone includes a broadband amplifier for amplifying at least a signal obtained from an input unit. An output section of an emitter follower circuit including first and second transistors which are supplied based on input signals having phases opposite to each other and output as emitters, respectively. Are connected to a base, an emitter of the first transistor is connected to a collector, an emitter of the first transistor is connected to a base, and an emitter of the second transistor is connected to a collector. And a capacitor is connected between the fourth transistor and the emitters of the third and fourth transistors. The output is obtained by the mobile telephone, characterized in that it is connected to an input of the differential amplifier, respectively, has the effect of wide band can be achieved without increasing current consumption in the mobile phone. According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an output section of an emitter follower circuit including first and second transistors which are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output an emitter. A third transistor having an emitter connected to the base, an emitter of the first transistor connected to the collector, an emitter connected to the base, the second transistor having an emitter connected to the base, A fourth transistor having an emitter connected to the collector, and a fifth and sixth diode-connected transistor having a cathode connected in common and an anode connected to the emitters of the third and fourth transistors, respectively. , Wherein each of the outputs is connected to an input of a differential amplifier. Are those were, an effect that can be achieved without broadband increasing the current consumption. According to a fifth aspect of the present invention, a cross-coupled transistor is connected to the output of an emitter follower circuit for driving a differential amplifier, and a plurality of diode-connected transistors are connected between the emitters of the transistor. By connecting, a compensation current is generated, and thereby the input capacitance canceling method of compensating for the junction capacitance and the Miller capacitance of the input transistor of the differential amplifier. It has the effect of being able to compensate. The invention according to claim 6 of the present invention is directed to a mobile phone having an antenna, a transmission / reception unit, and a communication control unit, wherein the transmission / reception unit of the mobile phone includes:
A broadband amplifier for amplifying at least a signal obtained from the input unit, the broadband amplifier being composed of first and second transistors that are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output as emitters. An output of the emitter follower circuit, a third transistor having an emitter connected to the base of the second transistor, an emitter of the first transistor connected to the collector, and an emitter connected to the base of the first transistor. And a fourth transistor in which the emitter of the second transistor is connected to the collector, a fifth transistor in which the cathode is connected in common, and an anode connected to the emitters of the third and fourth transistors, respectively. 6 diode-connected transistors, each of said outputs being connected to the input of a differential amplifier. It is obtained by the mobile telephone, characterized in that it is continued, with the effect that broadband can be achieved without increasing current consumption in the mobile phone. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. (First Embodiment) FIG. 1 shows a configuration of a broadband amplifier according to a first embodiment of the present invention. The same parts as those in the above-described conventional example will be described with the same reference numerals. FIG.
In the broadband amplifier, a plurality of transistors 5, 6,
25, 26, 33, and 34, a plurality of current sources 29, 30, and 9, resistors 7, 8, and a compensation capacitor 35. The transistors 5 and 6 constitute a differential amplifier, and the compensation capacitor 35 and the transistors 33 and 34 constitute a compensation circuit. It should be noted that input signal nodes 90 and 91, output signal nodes 92 and 93, input signal terminals 21 and 22, and output signal terminals 23 and 24 are shown for ease of description of the circuit. Next, the operation of the present embodiment will be described. The compensation circuit is a compensation capacitor connected between the third and fourth transistors 33 and 34 and their emitters.
35, the fourth transistor 34 is driven by the positive-phase signal detected by the first transistor 25, and the third transistor 33 is driven by the negative-phase signal detected by the second transistor 26. It has become. In other words, the third and fourth transistors 33 and 34 are cross-coupled transistor connections. As described above, the emitter potential difference between the first and second transistors 25 and 26 is detected by the third and fourth transistors 33 and 34, and the potential difference is applied to both ends of the compensation capacitor 35 and converted into a current. Here, assuming that the voltage gain of the differential amplifier is G, the base-collector capacitance of the transistors 5 and 6 is CBC, and the base-emitter capacitance is CBE, the transistor 5,
The input capacitance Cin of No. 6 is represented by the following equation by the Miller effect. Cin = CBE + CBC (1 + G) (4) On the other hand, assuming that input signals applied to the input signal terminals 21 and 22 are Vin and -Vin, respectively, the input signals Vin and -Vin are respectively transmitted through the transistors 34 and 33. It is added to both ends of the compensation capacitor 35. At this time, the potential difference between both ends of the compensation capacitor 35 is -2 Vin. Assuming that the value of the compensation capacitor 35 is C, the current i generated in the compensation capacitor 35 is expressed by the following equation. i = jωC · (−2Vin) = jω · (−2C) · Vin (5) The current i appears at the input nodes 90 and 91 via the transistors 33 and 34, respectively. Therefore, the value C 'of the compensation capacitor 35 as viewed from the base terminal of the transistor 5 or the base terminal of the transistor 6 via the transistors 33 and 34 is expressed by the following equation. C ′ = − 2C (6) Therefore, by setting the value C of the compensation capacitance 35 so that the absolute values of the expressions (4) and (6) become equal, the input capacitance of the transistors 5 and 6 becomes Cancellation allows a wider band. FIG. 4 shows a simulation result of the frequency characteristics of the voltage gain of the present embodiment. In FIG. 4, a characteristic indicated by a curve 1 is a characteristic of a circuit having no compensation circuit composed of the transistors 33 and 34 and the capacitor 35. That is, this is a result of driving the differential amplifier by a normal emitter follower circuit including the transistors 25 and 26 and the current sources 29 and 30.
The characteristic shown by the curve 2 shows the characteristic of the present embodiment. Curve 1
As can be seen by comparing the curve 2 with the curve 2, by selecting an appropriate value for the compensation capacitance 35, the input capacitances of the transistors 5 and 6 are cancelled, and a wider band can be achieved. Note that, as an application example of the wideband amplifier of the present embodiment, in a mobile phone having at least a transmission / reception unit, if applied to an amplifier that amplifies a signal obtained from an input unit, a wideband can be achieved without increasing current consumption. Thus, a mobile phone can be provided with good performance and at low cost. (Second Embodiment) FIG. 2 shows a configuration of a wide band amplifier according to a second embodiment of the present invention. The same parts as those in the first embodiment will be described with the same reference numerals. In FIG. 2, the broadband amplifier comprises a plurality of transistors 5, 6, 25, 26, 33, 34, 36, 37, resistors 7, 8,
It is composed of a plurality of current sources 29, 30 and 9. The transistors 5 and 6 form a differential amplifier, and the transistors 33 and 34 and the transistors 36 and 37 form a compensation circuit. It should be noted that the input signal nodes 90 and 91, the output signal nodes 92 and 93, and the input signal terminals
21 and 22, and output signal terminals 23 and 24 are shown. Next, the operation of the present embodiment will be described. The compensation circuit comprises third and fourth transistors 33 and 34 and fifth and sixth transistors 36 and 37 diode-connected between their emitters.
The fourth transistor 34 is driven by the in-phase signal detected by the first transistor 25, and the second transistor
The third transistor 33 is driven by the negative-phase signal detected by the transistor 26 of FIG.
In other words, the third and fourth transistors 33 and 34 are cross-coupled transistor connections.
As described above, the emitter potential difference between the first and second transistors 25 and 26 is detected by the third and fourth transistors 33 and 34, and the potential difference is respectively diode-connected to the fifth and fifth transistors 25 and 26.
The voltage is applied to the anodes of the sixth transistors 36 and 37 and is converted into a current. Here, assuming that the voltage gain of the differential amplifier is G, the base-collector capacitance of the transistors 5 and 6 is CBC, and the base-emitter capacitance is CBE, the transistor 5,
The input capacitance Cin of No. 6 is represented by the following equation by the Miller effect. Cin = CBE + CBC (1 + G) (7) On the other hand, assuming that input signals applied to the input signal terminals 21 and 22 are Vin and −Vin, respectively, the input signals Vin and −Vin are respectively transmitted through the transistors 34 and 33. It is applied to the collector terminals of the diode-connected transistors 37 and 36. At this time, the potential difference between the collectors of the transistors 36 and 37 is -2 Vin. Diode-connected transistor
Assuming that the base-emitter capacitance of the transistors 36 and 37 is CBE ', the current i generated by the base-emitter capacitance of the transistors 36 and 37 is expressed by the following equation. i = jω (CBE ′ / 2) · (−2Vin) = jω · (−CBE ′) · Vin (8) The current i is input via the transistors 33 and 34 to the input nodes 90 and 91.
Appears in Therefore, the transistor 33, the base terminal of the transistor 5, or the base terminal of the transistor 6,
The value CBE "of the base-emitter capacitance of the transistors 36 and 37 viewed through 34 is expressed by the following equation: CBE" =-CBE '(9) Accordingly, the equations (7) and (9) By setting the values of the base-emitter capacitances CBE 'of the transistors 36 and 37 so that the absolute values of the equations become equal, the input capacitances of the transistors 5 and 6 are cancelled, and a wider band can be achieved. Note that, as an application example of the broadband amplifier of the present embodiment, in a mobile phone having at least a transmitting and receiving unit,
If it is applied to an amplifier that amplifies the signal obtained from the input section, the bandwidth can be widened without increasing the current consumption.
A mobile phone can be provided with good performance and at low cost.
【発明の効果】以上説明したように本発明は、半導体に
集積する広帯域増幅器において、消費電流を増やすこと
なく広帯域化を図れる。As described above, according to the present invention, in a broadband amplifier integrated in a semiconductor, a wide band can be achieved without increasing current consumption.
【図１】本発明の第１の実施の形態のおける広帯域増幅
器の構成を示す図、FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a wideband amplifier according to a first embodiment of the present invention;
【図２】本発明の第２の実施の形態のおける広帯域増幅
器の構成を示す図、FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a wideband amplifier according to a second embodiment of the present invention;
【図３】従来の広帯域増幅器の構成を示す図、FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a conventional wideband amplifier;
【図４】本発明の第１の実施の形態における広帯域増幅
器のシミュレーション結果を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a simulation result of the wideband amplifier according to the first embodiment of the present invention.
Ｖin、−Ｖin 入力信号 ｉ 電流 ７、８ 抵抗 21、22 入力信号端子 23、24 出力信号端子 ５、６、25、26、33、34、36、37 トランジスタ ９、29、30、31、32 電流源 35 容量 90、91 入力信号ノード 92、93 出力信号ノード 18 電源 Vin, -Vin Input signal i Current 7,8 Resistance 21,22 Input signal terminal 23,24 Output signal terminal 5,6,25,26,33,34,36,37 Transistor 9,29,30,31,32 Current Source 35 Capacity 90, 91 Input signal node 92, 93 Output signal node 18 Power supply
Claims (6)
れ供給されエミッタを出力とする第１、第２のトランジ
スタで構成されたエミッタフォロワ回路の出力部におい
て、前記第２のトランジスタのエミッタがベースに接続
され、前記第１のトランジスタのエミッタがコレクタに
接続された第３のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのエミッタがベースに接続され、前記第２のトラン
ジスタのエミッタがコレクタに接続された第４のトラン
ジスタと、前記第３及び第４のトランジスタのエミッタ
間に容量が接続されるとともに、前記出力がそれぞれ差
動増幅器の入力に接続されていることを特徴とする広帯
域増幅器。In an output section of an emitter follower circuit comprising first and second transistors which are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output from an emitter, an emitter of the second transistor has a base. A third transistor in which the emitter of the first transistor is connected to the collector; and a third transistor in which the emitter of the first transistor is connected to the base and the emitter of the second transistor is connected to the collector. A wideband amplifier, wherein a capacitor is connected between the fourth transistor and emitters of the third and fourth transistors, and the outputs are respectively connected to inputs of a differential amplifier.
回路の出力部にクロスカップル型のトランジスタを接続
し、このトランジスタのエミッタ間に容量を接続するこ
とによって補償電流を発生させ、これにより差動増幅器
の入力トランジスタの接合容量、ミラー容量を補償する
入力容量キャンセル方法。2. A cross-coupled transistor is connected to the output of an emitter follower circuit for driving a differential amplifier, and a compensation current is generated by connecting a capacitor between the emitters of the transistor, thereby generating a compensation current. The input capacitance canceling method for compensating the junction capacitance and Miller capacitance of the input transistor.
る携帯電話機において、前記携帯電話機の送受信部は、
少なくとも入力部から得られた信号を増幅するための広
帯域増幅器を備え、該広帯域増幅器は、互いに逆相な入
力信号をベースにそれぞれ供給されエミッタを出力とす
る第１、第２のトランジスタで構成されたエミッタフォ
ロワ回路の出力部において、前記第２のトランジスタの
エミッタがベースに接続され、前記第１のトランジスタ
のエミッタがコレクタに接続された第３のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタのエミッタがベースに接続
され、前記第２のトランジスタのエミッタがコレクタに
接続された第４のトランジスタと、前記第３及び第４の
トランジスタのエミッタ間に容量が接続されるととも
に、前記出力がそれぞれ差動増幅器の入力に接続されて
いることを特徴とする携帯電話機。3. A mobile phone having an antenna, a transceiver, and a communication controller, wherein the transceiver of the mobile phone comprises:
A broadband amplifier for amplifying at least a signal obtained from the input unit, the broadband amplifier being composed of first and second transistors that are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output as emitters. An output of the emitter follower circuit, a third transistor having an emitter connected to the base of the second transistor, an emitter of the first transistor connected to the collector, and an emitter connected to the base of the first transistor. And a capacitor connected between the emitter of the third and fourth transistors, and a fourth transistor having an emitter connected to the collector of the second transistor, and the output connected to a differential amplifier. A mobile phone, which is connected to an input.
れ供給されエミッタを出力とする第１、第２のトランジ
スタで構成されたエミッタフォロワ回路の出力部におい
て、前記第２のトランジスタのエミッタがベースに接続
され、前記第１のトランジスタのエミッタがコレクタに
接続された第３のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのエミッタがベースに接続され、前記第２のトラン
ジスタのエミッタがコレクタに接続された第４のトラン
ジスタと、カソードが共通接続され、アノードがそれぞ
れ前記第３及び第４のトランジスタのエミッタに接続さ
れた第５及び第６のダイオード接続されたトランジスタ
を備え、前記出力がそれぞれ差動増幅器の入力に接続さ
れていることを特徴とする広帯域増幅器。4. An output section of an emitter follower circuit comprising first and second transistors which are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output from an emitter, wherein the emitter of the second transistor has a base. A third transistor in which the emitter of the first transistor is connected to the collector; and a third transistor in which the emitter of the first transistor is connected to the base and the emitter of the second transistor is connected to the collector. And a fifth transistor and a sixth diode-connected transistor having a cathode connected in common and an anode connected to the emitters of the third and fourth transistors, respectively, and the output of each of the transistors is a differential amplifier. A broadband amplifier connected to the input.
回路の出力部にクロスカップル型のトランジスタを接続
し、このトランジスタのエミッタ間にダイオード接続さ
れた複数のトランジスタを接続することによって補償電
流を発生させ、これにより差動増幅器の入力トランジス
タの接合容量、ミラー容量を補償する入力容量キャンセ
ル方法。5. A compensation current is generated by connecting a cross-coupled transistor to an output of an emitter follower circuit for driving a differential amplifier, and connecting a plurality of diode-connected transistors between the emitters of the transistor. Thus, an input capacitance canceling method for compensating for the junction capacitance and Miller capacitance of the input transistor of the differential amplifier.
る携帯電話機において、前記携帯電話機の送受信部は、
少なくとも入力部から得られた信号を増幅するための広
帯域増幅器を備え、該広帯域増幅器は、互いに逆相な入
力信号をベースにそれぞれ供給されエミッタを出力とす
る第１、第２のトランジスタで構成されたエミッタフォ
ロワ回路の出力部において、前記第２のトランジスタの
エミッタがベースに接続され、前記第１のトランジスタ
のエミッタがコレクタに接続された第３のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタのエミッタがベースに接続
され、前記第２のトランジスタのエミッタがコレクタに
接続された第４のトランジスタと、カソードが共通接続
され、アノードがそれぞれ前記第３及び第４のトランジ
スタのエミッタに接続された第５及び第６のダイオード
接続されたトランジスタを備え、前記出力がそれぞれ差
動増幅器の入力に接続されていることを特徴とする携帯
電話機。6. A mobile phone having an antenna, a transceiver, and a communication controller, wherein the transceiver of the mobile phone comprises:
A broadband amplifier for amplifying at least a signal obtained from the input unit, the broadband amplifier being composed of first and second transistors that are respectively supplied based on input signals having phases opposite to each other and output as emitters. An output of the emitter follower circuit, a third transistor having an emitter connected to the base of the second transistor, an emitter of the first transistor connected to the collector, and an emitter connected to the base of the first transistor. And a fourth transistor in which the emitter of the second transistor is connected to the collector, a fifth transistor in which the cathode is connected in common, and an anode connected to the emitters of the third and fourth transistors, respectively. 6 diode-connected transistors, each of said outputs being connected to the input of a differential amplifier. Mobile telephone, characterized in that it is continued.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25142297A JPH1188064A (en) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | Wide band amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25142297A JPH1188064A (en) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | Wide band amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1188064A true JPH1188064A (en) | 1999-03-30 |
Family
ID=17222622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25142297A Pending JPH1188064A (en) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | Wide band amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1188064A (en) |
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6690231B1 (en) * | 2002-04-22 | 2004-02-10 | Ralink Technology, Inc. | Gain stage that minimizes the miller effect |
| US7158766B2 (en) | 2002-03-14 | 2007-01-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wideband amplifier compensating input capacitance, radio transceiver, semiconductor integrated circuit and wideband amplification method |
| JP2009290431A (en) * | 2008-05-28 | 2009-12-10 | Denso Corp | Semiconductor integrated circuit |
| WO2014151794A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Innophase, Inc. | Lna with linearized gain over extended dynamic range |
| US9264282B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-02-16 | Innophase, Inc. | Polar receiver signal processing apparatus and methods |
| US9319052B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-04-19 | Innophase Inc. | Polar receiver with reduced amplitude-phase distortion |
| US9497055B2 (en) | 2015-02-27 | 2016-11-15 | Innophase Inc. | Method and apparatus for polar receiver with digital demodulation |
| US9673828B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US9673829B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US10108148B1 (en) | 2017-04-14 | 2018-10-23 | Innophase Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10158509B2 (en) | 2015-09-23 | 2018-12-18 | Innophase Inc. | Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment |
| US10476540B2 (en) | 2017-03-28 | 2019-11-12 | Innophase, Inc. | Polar receiver system and method for Bluetooth communications |
| US10503122B2 (en) | 2017-04-14 | 2019-12-10 | Innophase, Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10622959B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-04-14 | Innophase Inc. | Multi-stage LNA with reduced mutual coupling |
| US10728851B1 (en) | 2019-01-07 | 2020-07-28 | Innophase Inc. | System and method for low-power wireless beacon monitor |
| US10840921B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-11-17 | Innophase Inc. | Frequency control word linearization for an oscillator |
| US11070196B2 (en) | 2019-01-07 | 2021-07-20 | Innophase Inc. | Using a multi-tone signal to tune a multi-stage low-noise amplifier |
| US11095296B2 (en) | 2018-09-07 | 2021-08-17 | Innophase, Inc. | Phase modulator having fractional sample interval timing skew for frequency control input |
-
1997
- 1997-09-02 JP JP25142297A patent/JPH1188064A/en active Pending
Cited By (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7158766B2 (en) | 2002-03-14 | 2007-01-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wideband amplifier compensating input capacitance, radio transceiver, semiconductor integrated circuit and wideband amplification method |
| US6690231B1 (en) * | 2002-04-22 | 2004-02-10 | Ralink Technology, Inc. | Gain stage that minimizes the miller effect |
| JP2009290431A (en) * | 2008-05-28 | 2009-12-10 | Denso Corp | Semiconductor integrated circuit |
| WO2014151794A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Innophase, Inc. | Lna with linearized gain over extended dynamic range |
| US8941441B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-01-27 | Innophase Inc. | LNA with linearized gain over extended dynamic range |
| US9264282B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-02-16 | Innophase, Inc. | Polar receiver signal processing apparatus and methods |
| US9319052B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-04-19 | Innophase Inc. | Polar receiver with reduced amplitude-phase distortion |
| US9497055B2 (en) | 2015-02-27 | 2016-11-15 | Innophase Inc. | Method and apparatus for polar receiver with digital demodulation |
| US10158509B2 (en) | 2015-09-23 | 2018-12-18 | Innophase Inc. | Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment |
| US10320403B2 (en) | 2015-12-02 | 2019-06-11 | Innophase Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US10720931B2 (en) | 2015-12-02 | 2020-07-21 | Innophase Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US9673829B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US9673828B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US10476540B2 (en) | 2017-03-28 | 2019-11-12 | Innophase, Inc. | Polar receiver system and method for Bluetooth communications |
| US10503122B2 (en) | 2017-04-14 | 2019-12-10 | Innophase, Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10108148B1 (en) | 2017-04-14 | 2018-10-23 | Innophase Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US11003142B2 (en) | 2017-04-14 | 2021-05-11 | Innophase Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10622959B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-04-14 | Innophase Inc. | Multi-stage LNA with reduced mutual coupling |
| US10840921B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-11-17 | Innophase Inc. | Frequency control word linearization for an oscillator |
| US10992278B2 (en) | 2018-09-07 | 2021-04-27 | Innophase Inc. | Multi-stage LNA with reduced mutual coupling |
| US11095296B2 (en) | 2018-09-07 | 2021-08-17 | Innophase, Inc. | Phase modulator having fractional sample interval timing skew for frequency control input |
| US10728851B1 (en) | 2019-01-07 | 2020-07-28 | Innophase Inc. | System and method for low-power wireless beacon monitor |
| US11070196B2 (en) | 2019-01-07 | 2021-07-20 | Innophase Inc. | Using a multi-tone signal to tune a multi-stage low-noise amplifier |
| US11297575B2 (en) | 2019-01-07 | 2022-04-05 | Innophase Inc. | System and method for low-power wireless beacon monitor |
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