JPH1168710A - Nonuniform error protecting system based on multiplex block coding modulation - Google Patents
Nonuniform error protecting system based on multiplex block coding modulationInfo
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- JPH1168710A JPH1168710A JP9228839A JP22883997A JPH1168710A JP H1168710 A JPH1168710 A JP H1168710A JP 9228839 A JP9228839 A JP 9228839A JP 22883997 A JP22883997 A JP 22883997A JP H1168710 A JPH1168710 A JP H1168710A
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号に
よる無線・有線伝送のディジタル変復調技術に関し、よ
り詳しくは、伝送されるデータビットの重要度が異なる
ことに注目して、不均一誤り保護を提供することによっ
て伝送品質を高めるディジタル信号伝送の変復調技術に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital modulation / demodulation technique for wireless / wired transmission using a digital signal, and more specifically, to provide non-uniform error protection by paying attention to the difference in importance of transmitted data bits. The present invention relates to a modulation / demodulation technique for digital signal transmission that enhances transmission quality by performing such a method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、ディジタル信号伝送において
伝送されるデータビットに等しい誤り率特性を与えて伝
送を行っている。この場合、伝送路での何らかの障害に
よって伝送路の提供できる信号対雑音比が所要値に以下
に落ちると、伝送するデータビットに許容することので
きない大きな誤り率が生じ、伝送品質は一遍に大きく劣
化してしまうという問題があった。2. Description of the Related Art Conventionally, transmission is performed by giving an error rate characteristic equal to data bits transmitted in digital signal transmission. In this case, if the signal-to-noise ratio that can be provided by the transmission line falls below a required value due to any failure in the transmission line, a large error rate that cannot be tolerated in the transmitted data bits occurs, and the transmission quality is uniformly increased. There was a problem that it deteriorated.
【０００３】一方、伝送されるデータビットは異なる重
要度を有する。例えば、ＡＴＭ伝送においてヘッドセル
のデータは他のセルのデータよりも重要度が高い。重要
度の高いデータビットに対してより良い誤り率特性を割
り当てることによって、伝送品質は一遍に大きく劣化す
ることが避けられ、全体の伝送品質の向上は図れるが、
そこで、このような不均一誤り保護（以下ＵＥＰと略
す）特性を提供できる方式の開発が必要となった。[0003] On the other hand, transmitted data bits have different importance. For example, in ATM transmission, the data of the head cell is more important than the data of other cells. By assigning better error rate characteristics to data bits with high importance, transmission quality can be prevented from being uniformly and largely degraded, and overall transmission quality can be improved.
Therefore, it has been necessary to develop a method that can provide such uneven error protection (hereinafter abbreviated as UEP) characteristics.
【０００４】ＵＥＰの生成方法として、単に従来の信号
点配置を変化させ、一部分のビットのＭＳＥＤを犠牲に
することにより、他の部分のビットのＭＳＥＤを大きく
する方法がある。しかしこの方法では、もとの信号点配
置のＭＳＥＤに制限され、重要度の高いデータビットの
ＭＳＥＤは十分に大きくできないか、重要度の低いデー
タビットのＭＳＥＤは過小になるか等の問題があった。As a method of generating UEP, there is a method of simply changing the conventional signal point constellation and increasing the MSED of other bits by sacrificing the MSED of some bits. However, this method is limited to the MSED of the original signal point constellation, and there is a problem that the MSED of the data bit of high importance cannot be sufficiently increased or the MSED of the data bit of low importance becomes too small. Was.
【０００５】トレリス符号化変調方式によるＵＥＰの生
成方法は上記の問題を緩和できる。一番単純な方法とし
て、重要度の異なるデータビットに対して異なるトレリ
ス符号化を施し、そして復号側ではそれぞれに対応した
復号を行う。しかし明らかに、この方法では構造が複雑
になるか冗長になってしまうという問題があった。[0005] A method of generating a UEP by the trellis coded modulation method can alleviate the above problem. As the simplest method, different trellis coding is performed on data bits having different degrees of importance, and decoding corresponding to each is performed on the decoding side. Obviously, however, this method has a problem that the structure becomes complicated or redundant.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記とは別に、１通り
のトレリス符号・復号を用いてＵＥＰを作り出す方法も
ある。しかしこれらのトレリス符号化変調方式に基づく
方法において、復号側でのトレリスの打ち切り操作によ
る可能な性能劣化を小さくするため、トレリスを相当の
長期間に保持する必要があり、そのため、必要なメモリ
容量が大きくなり、処理時間に起因する遅延も大きくな
らざるを得ない。Apart from the above, there is also a method of generating UEP using one type of trellis coding / decoding. However, in the methods based on these trellis coded modulation schemes, it is necessary to hold the trellis for a considerably long period of time in order to reduce possible performance deterioration due to trellis truncation operation on the decoding side, and therefore, the required memory capacity And the delay due to the processing time must be increased.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は上記に鑑み提案
されたもので、ディジタル信号伝送の変復調方式におい
て、多重ブロック符号化変調を用い、多重ブロック符号
化変調の各符号レベルのＭＳＥＤが異なるアプローチよ
り得られていることを利用して、１通りの符号・復号過
程においてＵＥＰを作り出すことを特徴とするものであ
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been proposed in view of the above. In a modulation / demodulation system for digital signal transmission, multiple block coded modulation is used, and the MSED of each code level of the multiple block coded modulation is different. UEP is created in one encoding / decoding process by utilizing what is obtained from the approach.
【０００８】本発明は、また、ＵＥＰを作り出すために
用いる多重ブロック符号化変調方式に対して、トレリス
線図によるビタビ復号を実現させたことを特徴とするも
のである。The present invention is also characterized in that Viterbi decoding based on a trellis diagram is realized for a multi-block coded modulation method used to generate UEP.
【０００９】本発明は、更に、１通りの手法として、全
ての伝送されるデータビットに対して、そのＭＳＥＤを
多重符号化変調によってある一定値までに上げ、そして
この値を劣化させずにデータビットの中の一部のビット
に対して、そのＭＳＥＤを更に大きくすることを可能に
したことを特徴とするものである。The present invention further provides, as a technique, raising the MSED of all transmitted data bits to a certain value by multiplex-coding modulation, and without degrading this value. It is characterized in that the MSED can be further increased for some of the bits.
【００１０】本発明は、更に、もう１通りの手法とし
て、従来の信号点配置を変化させることも併用して、多
重ブロック符号化変調に基づくＵＥＰを作り出すことを
特徴とするものである。The present invention is further characterized in that, as another method, the UEP based on the multi-block coded modulation is created by using the conventional constellation change.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】図１に本発明の８−ＰＳＫ信号点
配置を用いた実施形態１の符号化器のビットマトリクス
および８−ＰＳＫ信号の生成法を示す。但し、これはト
レリスの１ブランチにｋ個のシンボルが割り当てられて
いるとしている。図において、横の列を符号レベルと呼
び、上からの順でｌ1 、ｌ2 、…、ｌk+2 でラベルされ
ている。また、縦の１つの列は後で述べる復号トレリス
線図の１ブランチと対応する。従って、縦の１つの列か
らｋ個のシンボルを構成する必要がある。このｋ個のシ
ンボルは同図の下部に示すように、符号レベルｌ1 とｌ
2 からの２ビットを共通ビットとして各自の先頭の２ビ
ットに用い、そして３ビット目にそれぞれｌ3、ｌ4 、
…、ｌk+2 からのビットを用いる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a bit matrix of an encoder according to a first embodiment using an 8-PSK signal point arrangement according to the present invention and a method of generating an 8-PSK signal. However, this assumes that k symbols are assigned to one branch of the trellis. In the figure, the horizontal row is called a code level, and is labeled as l 1 , l 2 ,..., L k + 2 in order from the top. One vertical column corresponds to one branch of a decoding trellis diagram described later. Therefore, it is necessary to form k symbols from one vertical column. As shown at the bottom of the figure, the k symbols have code levels l 1 and l 1
Used on their first two bits as a common bit 2 bits from 2, and each of the third bit l 3, l 4,
.., Use bits from l k + 2 .
【００１２】図１において、ａ1 、ａ2 、…、ａ6k+7は
データビットであり、ｃ1 、ｃ2 、…、ｃk+1 はそれぞ
れ符号レベルｌ3 、ｌ4 、…、ｌk+2 におけるパリティ
検査ビットである。検査ビットは次式に従う。In FIG. 1, a 1 , a 2 ,..., A 6k + 7 are data bits, and c 1 , c 2 ,..., Ck + 1 are code levels l 3 , l 4 ,. This is a parity check bit at k + 2 . The check bits follow the following equation.
【００１３】[0013]
【数１】 (Equation 1)
【００１４】各符号レベルにおけるＭＳＥＤはそれぞれ
のレベルの最小ハミング距離（以下ＭＨＤと略す）とセ
ット分割の際にそのレベルと対応するサブセットのＭＳ
ＥＤの積から得られる。ここで、符号レベルｌ1 とｌ2
のビットがｋ個のシンボルで重複使用されていることか
ら、レベルの総ＭＨＤがそのレベルの符号のＭＨＤのｋ
倍となる。従って、各符号レベルのＭＳＥＤは次式のよ
うに計算できる。The MSED at each code level is the minimum Hamming distance of each level (hereinafter abbreviated as MHD) and the MS of the subset corresponding to the level when the set is divided.
Obtained from the product of ED. Here, the code levels l 1 and l 2
Are used redundantly in k symbols, the total MHD of the level is k k of the MHD of the code of the level.
Double. Therefore, the MSED for each code level can be calculated as:
【００１５】[0015]
【数２】 (Equation 2)
【００１６】従って、ｋ＞２であれば、符号レベルｌ3
とその以下の符号レベルのＭＳＥＤが大きい値に保持さ
れるまま、符号レベルｌ1 とｌ2 のＭＳＥＤを更に大き
くすることができる。符号レベルｌ1 とｌ2 に含まれる
ビット、すなわち、ＭＳＥＤが大きくなっているビット
の全体のビットに占める割合（Ｉ／Ａ）は次式から計算
される。Therefore, if k> 2, the code level l 3
The MSEDs of the code levels l 1 and l 2 can be further increased while the MSEDs of the code levels below and are maintained at large values. The ratio (I / A) of the bits included in the code levels l 1 and l 2 , that is, the bits whose MSED is large, to the total bits is calculated from the following equation.
【００１７】[0017]
【数３】 (Equation 3)
【００１８】また、１シンボル当たりに載せられている
データビット数、すなわち、スループット（ＴＨＲ）は
次式から計算される。The number of data bits carried per symbol, that is, the throughput (THR) is calculated from the following equation.
【００１９】[0019]
【数４】 (Equation 4)
【００２０】実施形態１のもう１つの大きな特徴は、ｋ
の値に依らず全ての構成は８状態のトレリス線図による
ビタビ復号が可能なことである。この８状態のトレリス
線図を図２示す。図２において、Ａ1 〜Ａ4 およびＢ1
〜Ｂ4 はブランチ変数であり、その引数は８−ＰＳＫの
８つの信号点（０、１、…、７）である。また、Ｓ1〜
Ｓ8 は８通りの状態を表し、それぞれ図の下部に示した
ブランチ変数に従う。Another major feature of the first embodiment is that k
All configurations are capable of performing Viterbi decoding using an 8-state trellis diagram regardless of the value of. FIG. 2 shows a trellis diagram of these eight states. In FIG. 2, A 1 to A 4 and B 1
... B 4 are branch variables whose arguments are eight signal points (0, 1,..., 7) of 8-PSK. Also, S 1-
S 8 indicates a state of eight, according to the branch variables listed in the lower part, respectively, of FIG.
【００２１】一方、図２の８状態のトレリス線図の各ブ
ランチに含まれる並行パスの数（ＰＡＲＡ）はｋの値に
従い、ＰＡＲＡ＝２k-1 となる。表１にｋ＝１〜６まで
の各符号構成のレベルｌ1 とｌ2 におけるＭＳＥＤ値、
Ｉ／Ａ値、ＴＨＲ値およびＰＡＲＡ値をまとめている。On the other hand, the number of parallel paths (PARA) included in each branch of the 8-state trellis diagram of FIG. 2 is PARA = 2 k -1 according to the value of k . Table 1 shows MSED values at levels l 1 and l 2 of each code configuration from k = 1 to 6,
The I / A value, THR value and PARA value are summarized.
【００２２】１ブランチにｋ個のシンボルが割り当てら
れているときに、このｋ個のシンボルによる組合せは全
部で２k+2 通りが存在する。ブランチ変数の導出は次の
手順に従う。まずレベルｌ1 とｌ2 からの各シンボルで
共通に用いられている２ビットの値（００、０１、１
０、１１）に従って、２k+2 通りの組合せを各２ｋ通り
の４グループ（Ａ1Ａ2、Ａ3Ａ4、Ｂ1Ｂ2、Ｂ3Ｂ4）に分
ける。次に以上の各グループに対して、ｋ個の３つ目の
ビット値の２進和は０となるものを１組（Ａ1 、Ａ3 、
Ｂ1 、Ｂ3 ）とし、１となるものを１組とする（Ａ2 、
Ａ4 、Ｂ2 、Ｂ4）。以上によって、各２k-1 通りの組
合せを有する８組が得られ、これはブランチ変数とな
る。例として、ｋ＝４のときのブランチ変数を次に示
す。When k symbols are assigned to one branch, there are 2 k + 2 combinations of k symbols in total. Derivation of a branch variable follows the following procedure. First, 2-bit values (00, 01, 1) commonly used in each symbol from levels l 1 and l 2 are used.
According to (0, 11), the 2 k + 2 combinations are divided into 4 groups of 2 k (A 1 A 2 , A 3 A 4 , B 1 B 2 , B 3 B 4 ). Next, for each of the above groups, one set (A 1 , A 3 ,
B 1 , B 3 ), and the set of 1 is set as a set (A 2 , B 3 ).
A 4, B 2, B 4 ). As described above, eight sets each having 2 k−1 combinations are obtained, which are used as branch variables. As an example, a branch variable when k = 4 is shown below.
【００２３】[0023]
【数５】 (Equation 5)
【００２４】図３に実施形態１のレベルｌ2 を例にとっ
て、計算機シミュレーションによって得られたｋ＝２〜
６のときのＢＥＲ特性を示した。ｋの増加に従ってＢＥ
Ｒは改善されていくいことがわかる。ｋが大きくなるの
につれて、ＢＥＲの改善量は小さくなる傾向が見られる
が、これはＰＡＲＡ値の増加によるものだと考えられ
る。FIG. 3 shows an example of the level l 2 of the first embodiment, where k = 2 obtained by computer simulation.
The BER characteristics at 6 were shown. BE as k increases
It can be seen that R is going to be improved. As k increases, the amount of improvement in BER tends to decrease, which is considered to be due to an increase in the PARA value.
【００２５】なお、本発明の実施形態１におけるｋに依
存する各パラメータの計算値を下記の表に示す。The following table shows the calculated values of the parameters depending on k in the first embodiment of the present invention.
【００２６】[0026]
【表１】 [Table 1]
【００２７】図４に実施形態１のｋ＝６のときの各レベ
ルのＢＥＲ特性を示している。例えばレベルｌ1 とｌ2
に重要度の高いビットを載せ、他のレベルに重要度の低
いビットを載せることにすると、同じＢＥＲ＝１０-4を
得るのに重要度の高いビットは約３．４ｄＢ以上の少な
いＥb ／Ｎ0 で済む。但し、Ｅb ／Ｎ0 はデータビット
当たりの信号対雑音比である。FIG. 4 shows the BER characteristics of each level when k = 6 in the first embodiment. For example, levels l 1 and l 2
, A bit of high importance is placed on the other level, and a bit of low importance is placed on the other level. In order to obtain the same BER = 10 -4 , the bit of high importance has a small E b / of about 3.4 dB or more. N 0 is enough. Where E b / N 0 is the signal-to-noise ratio per data bit.
【００２８】以上、多重ブロック符号化変調方式独自に
よるＵＥＰの取得する方法を説明したが、これからは、
多重ブロック符号化変調方式と信号点配置を変化させる
ことの結合によるＵＥＰの取得する方法について述べ
る。ここで１６−ＰＳＫを用いる１ブランチに２シンボ
ルが割り当てられる多重ブロック符号化変調方式を実施
形態２として用いる。この例の符号化器のビットマトリ
クスおよびシンボル生成法を図５に示す。The method of obtaining the UEP by the multi-block coded modulation method has been described above.
A method for obtaining UEP by combining the multi-block coded modulation scheme and changing the signal point constellation will be described. Here, a multi-block coded modulation scheme in which two symbols are allocated to one branch using 16-PSK is used as the second embodiment. FIG. 5 shows a bit matrix and a symbol generation method of the encoder of this example.
【００２９】図５の符号構成の各符号レベルにおけるＭ
ＳＥＤは以上と同じ方法で計算でき、次式に従う。M at each code level in the code configuration of FIG.
The SED can be calculated in the same way as described above and follows the equation:
【００３０】[0030]
【数６】 (Equation 6)
【００３１】上の結果から、レベルｌ1 とｌ2 は他のレ
ベルよりも小さいＭＳＥＤを得ている。しかし、下位の
レベルのＢＥＲは上位レベルに制限されるので、下位の
レベルのＭＳＥＤで取得すべきＢＥＲを得るために、上
位レベルで制限となる信号点間の距離を大きくする必要
がある。このことを実現させるために、従来の信号点配
置を図６に示すように非均一信号点配置にした。図６に
おける角度αを小さくすることによって、次の４つの信
号点グループＧ1 ＝｛０、１、２、３｝、Ｇ2＝｛４、
５、６、７｝、Ｇ3 ＝｛８、９、１０、１１｝およびＧ
4 ＝｛１２、１３、１４、１５｝の間のレベルｌ1 とｌ
2 におけるＭＳＥＤ（以下ＭＳＥＤ−１と略す）は大き
くなり、ＭＳＥＤ−１を下位レベルのＭＳＥＤ値と同じ
値にすることによって、下位レベルのＭＳＥＤで取得す
べきＢＥＲが得られる。一方、この信号点操作によって
グループＧ1 〜Ｇ4 の各グループ内のレベルｌ1 とｌ2
におけるＭＳＥＤ（以下ＭＳＥＤ−２と略す）は小さく
なり、その結果、レベルｌ1 とｌ2 におけるビットのＢ
ＥＲは劣化してしまう。From the above results, the levels l 1 and l 2 have smaller MSEDs than the other levels. However, since the BER of the lower level is limited to the upper level, it is necessary to increase the distance between signal points restricted by the upper level in order to obtain BER to be acquired by the lower level MSED. In order to realize this, the conventional signal point arrangement is changed to a non-uniform signal point arrangement as shown in FIG. By reducing the angle α in FIG. 6, the following four signal point groups G 1 = {0, 1, 2 , 3}, G 2 = {4,
5, 6, 7}, G 3 = {8, 9, 10, 11} and G
4 = levels l 1 and l between {12, 13, 14, 15}
The MSED in 2 (hereinafter abbreviated as MSED-1) increases, and by setting MSED-1 to the same value as the lower-level MSED value, the BER to be acquired by the lower-level MSED is obtained. On the other hand, by this signal point operation, the levels l 1 and l 2 in each of the groups G 1 to G 4 are set.
, The MSED (hereinafter, abbreviated as MSED-2) at the level becomes smaller, and as a result, the bit B at the levels l 1 and l 2 becomes smaller.
ER deteriorates.
【００３２】図６の角度αの値によらず、レベルｌ3 以
下の符号レベルに対応する信号セットにおけるＭＳＥＤ
は変わらない。一方、レベルｌ1 とｌ2 に対応する信号
セットのＭＳＥＤは角度αに大きく依存する。レベルｌ
1 とｌ2 における上記のＭＳＥＤ−１およびＭＳＥＤ−
２は次式によって計算される。The MSED in the signal set corresponding to the code level equal to or lower than the level l 3 irrespective of the value of the angle α in FIG.
Does not change. On the other hand, the MSED of the signal set corresponding to the levels l 1 and l 2 largely depends on the angle α. Level l
1 and above MSED-1 and the l 2 MSED-
2 is calculated by the following equation.
【００３３】[0033]
【数７】 (Equation 7)
【００３４】図６の信号点配置は角度αがπ／８のとき
従来の１６−ＰＳＫとなるが、αがπ／１２のときレベ
ルｌ1 とｌ2 における最小ＭＳＥＤ−１は下位レベルの
ＭＳＥＤと同じ値になる。表２に実施形態２のαがπ／
１２のときのレベルｌ1 とｌ2 におけるＭＳＥＤ−１お
よびＭＳＥＤ−２の計算値を示す。表から両者のＭＳＥ
Ｄ−１の最小値４．０を得るために、ＭＳＥＤ−２の値
は数式６の２．３から１．１まで減少してしまうことが
わかる。The signal point arrangement shown in FIG. 6 is the conventional 16-PSK when the angle α is π / 8, but when α is π / 12, the minimum MSED-1 at the levels l 1 and l 2 is the lower level MSED-1. Has the same value as Table 2 shows that α in Embodiment 2 is π /
The calculated values of MSED-1 and MSED-2 at levels l 1 and l 2 at 12 are shown. From the table, both MSE
It can be seen that in order to obtain the minimum value of D-1 of 4.0, the value of MSED-2 decreases from 2.3 in Equation 6 to 1.1.
【００３５】[0035]
【表２】 [Table 2]
【００３６】図７に実施形態２のα＝π／８とπ／１２
のときの各符号レベルのＢＥＲの計算機シミュレーショ
ンの結果例を示す。α＝π／８のとき各符号レベルは近
いＢＥＲを示しているのに対して、α＝π／１２のとき
符号レベルｌ1 及びｌ2 と他の符号レベルのＢＥＲは大
きく異なる。ＢＥＲ＝１０-4のとき両者のＥb ／Ｎ0に
おける差は約４．１ｄＢである。FIG. 7 shows α = π / 8 and π / 12 of the second embodiment.
An example of the result of computer simulation of the BER of each code level at the time of is shown. When α = π / 8, each code level indicates a close BER, whereas when α = π / 12, the BERs of the other code levels are significantly different from the code levels l 1 and l 2 . When BER = 10 −4 , the difference between E b / N 0 is about 4.1 dB.
【００３７】なお、本発明の実施形態２におけるＭＳＥ
Ｄ−１およびＭＳＥＤ−２の角度α＝π／８およびπ／
１２のときの計算値は上記表２に示したとおりである。The MSE according to the second embodiment of the present invention
Angles of D-1 and MSED-2 α = π / 8 and π /
The calculated value at the time of 12 is as shown in Table 2 above.
【００３８】実施形態２のＵＥＰの作り出す方法におけ
るもう１つの特徴は少数のデータビットのＢＥＲを犠牲
にすることによって、多数のデータビットのＢＥＲを大
きくしたことである。上の例では、ＭＳＥＤが大きくさ
れるビットの全体のビットに占める割合は約７９％であ
る。Another feature of the UEP creation method of the second embodiment is that the BER of a large number of data bits is increased by sacrificing the BER of a small number of data bits. In the above example, the MSED is about 79% of the total bits.
【００３９】以上本発明における２通りの手法を実施形
態１および実施形態２に基づいて説明したが、本発明は
上記した実施形態に限定されるものではなく、特許請求
の範囲に記載した構成を変更しない限りどのようにでも
実施できる。例えば、本実施形態１と実施形態２では、
８−ＰＳＫと１６−ＰＳＫ等のＭＰＳＫ変調信号につい
て言及したが、ディジタル多値ＱＡＭ等といった多くの
変調方式についても、本発明の多重ブロック符号化変調
に基づく不均一誤り保護方式は有効に作用する。The two methods according to the present invention have been described based on the first and second embodiments. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and has the structure described in the claims. It can be implemented in any way without change. For example, in the first embodiment and the second embodiment,
Although MPSK modulation signals such as 8-PSK and 16-PSK have been mentioned, the non-uniform error protection method based on multi-block coded modulation of the present invention also works effectively with many modulation methods such as digital multi-level QAM. .
【００４０】[0040]
【発明の効果】本発明の多重ブロック符号化変調に基づ
く不均一誤り保護方式によれば、伝送されるデータビッ
ト中の重要度の高いビットに対して、より容易に良いＢ
ＥＲ特性を与えることを可能にし、全体の伝送品質を改
善することが期待でき、また、復号トレリス線図がブロ
ック構造とトレリス構造を同時に有することを利用し
て、ビタビ復号を実現させながら、符号長をより短くす
ることができ、復号に要されるメモリ、計算を減らすこ
とができる等、優れた効果を奏する。According to the unequal error protection method based on the multi-block coded modulation of the present invention, it is possible to more easily improve the B value for the bits of high importance in the transmitted data bits.
ER characteristics can be provided, and the overall transmission quality can be expected to be improved. Also, by utilizing the fact that a decoded trellis diagram has a block structure and a trellis structure simultaneously, a code is realized while implementing Viterbi decoding. Excellent effects are obtained, such as the length can be made shorter, the memory required for decoding and the number of calculations can be reduced.
【図１】本発明の実施形態１における１ブランチｋシン
ボルの多重ブロック符号化変調方式の符号化器のマトリ
クスおよびシンボル生成法を示す概念図である。FIG. 1 is a conceptual diagram showing a matrix and a symbol generation method of an encoder of a 1-branch k-symbol multi-block coded modulation scheme according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施形態１における復号トレリス線図
である。FIG. 2 is a decoding trellis diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施形態１における符号レベルｌ2 の
ビット誤り率特性を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing a bit error rate characteristic at a code level l 2 in the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の実施形態１における不均一誤り率特性
を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a non-uniform error rate characteristic according to the first embodiment of the present invention.
【図５】１６−ＰＳＫを用いた１ブランチ２シンボル多
重ブロック符号化変調方式の符号化器のマトリクスおよ
びシンボル生成法を示す概念図である。FIG. 5 is a conceptual diagram showing a matrix and symbol generation method of an encoder of a 1-branch 2-symbol multiplex block coded modulation scheme using 16-PSK.
【図６】本発明の実施形態２における不均一１６−ＰＳ
Ｋ信号点配置図である。FIG. 6 shows a non-uniform 16-PS according to the second embodiment of the present invention.
It is a K signal point arrangement diagram.
【図７】本発明の実施形態２における不均一誤り率特性
を示す特性図である。FIG. 7 is a characteristic diagram showing a non-uniform error rate characteristic according to the second embodiment of the present invention.
Claims (6)
送において、伝送されるデータビットが異なる重要度を
有することから、データビットの重要度に応じたビット
誤り率を設定できる多重ブロック符号化変調を用いるこ
とを特徴とする多重ブロック符号化変調に基づく不均一
誤り保護方式。2. Description of the Related Art In wireless or wired digital signal transmission, since data bits to be transmitted have different degrees of importance, a multi-block coded modulation that can set a bit error rate according to the degree of importance of the data bits is used. A non-uniform error protection scheme based on multi-block coded modulation.
におけるビット誤り率特性（以下ＢＥＲと略す）は異な
るアプローチにより得られていることを利用して、ＢＥ
Ｒを特徴付ける最小２乗ユークリッド距離（以下ＭＳＥ
Ｄと略す）に対し、各符号レベルにおいて異なる値を設
定したことを特徴とする請求項１に記載の多重ブロック
符号化変調に基づく不均一誤り保護方式。2. The BE error rate characteristic (hereinafter abbreviated as BER) at each code level of the multi-block coded modulation is obtained by using a different approach.
The least square Euclidean distance (hereinafter MSE) characterizing R
2. A non-uniform error protection system based on multiple block coded modulation according to claim 1, wherein different values are set for each code level for D).
増大させる一方で、重要度の低いデータビットのＭＳＥ
Ｄを損なわないことを特徴とする請求項１乃至請求項２
の何れかに記載の多重ブロック符号化変調に基づく不均
一誤り保護方式。3. Increasing the MED of less significant data bits while increasing the MSE of less significant data bits.
D is not impaired.
A non-uniform error protection scheme based on multi-block coded modulation according to any one of the above.
ることを併用し、重要度の低いデータビットのＭＳＥＤ
を低減させることによって、重要度の高いデータビット
のＭＳＥＤを増大させることを特徴とする請求項１乃至
請求項２の何れかに記載の多重ブロック符号化変調に基
づく不均一誤り保護方式。4. A method of changing the signal point arrangement of a conventional modulation method, and using the MSED of data bits of low importance.
The non-uniform error protection scheme based on multi-block coded modulation according to any one of claims 1 to 2, wherein MSED of a data bit with high importance is increased by reducing the following equation.
構成に対応するトレリス線図に基づくビタビ復号を行う
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載
の多重ブロック符号化変調に基づく不均一誤り保護方
式。5. The multi-block coding according to claim 1, wherein Viterbi decoding based on a trellis diagram corresponding to a code configuration is performed on the multi-block coding modulation. An uneven error protection scheme based on modulation.
に、多重ブロック符号化変調の多重数（１ブランチに割
り当てられたシンボルの数）に依らず、復調トレリス線
図の状態数が一定であることを特徴とする請求項１乃至
請求項５の何れかに記載の多重ブロック符号化変調に基
づく不均一誤り保護方式。6. When the 8-PSK signal point constellation or the like is used, the number of states of the demodulation trellis diagram is constant irrespective of the multiplexing number of multiplexed block coded modulation (the number of symbols allocated to one branch). The non-uniform error protection method based on multi-block coded modulation according to any one of claims 1 to 5, characterized in that:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9228839A JP3051914B2 (en) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | Unequal error protection method based on multi-block coded modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9228839A JP3051914B2 (en) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | Unequal error protection method based on multi-block coded modulation |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1168710A true JPH1168710A (en) | 1999-03-09 |
| JP3051914B2 JP3051914B2 (en) | 2000-06-12 |
Family
ID=16882677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9228839A Expired - Lifetime JP3051914B2 (en) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | Unequal error protection method based on multi-block coded modulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3051914B2 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003509899A (en) * | 1999-09-10 | 2003-03-11 | エリクソン インコーポレイテッド | Combined equalization and decoding techniques |
| JP2006049983A (en) * | 2004-07-30 | 2006-02-16 | National Institute Of Information & Communication Technology | Method and apparatus of transmitting image using uneven error protecting method |
| JP2006049985A (en) * | 2004-07-30 | 2006-02-16 | National Institute Of Information & Communication Technology | Data conversion method and apparatus used in transmission system |
| US7190737B2 (en) | 2001-09-07 | 2007-03-13 | National Institute Of Information And Communications Technology | Multi-mode block-coded modulation/demodulation method |
| JP2011523318A (en) * | 2008-06-13 | 2011-08-04 | トムソン ライセンシング | Adaptive QAM transmission scheme for improving performance on AWGN channel |
-
1997
- 1997-08-11 JP JP9228839A patent/JP3051914B2/en not_active Expired - Lifetime
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| US9036694B2 (en) | 2008-06-13 | 2015-05-19 | Thomson Licensing | Adaptive QAM transmission scheme to improve performance on an AWGN channel |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3051914B2 (en) | 2000-06-12 |
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