JPH1155961A - Power conversion circuit - Google Patents
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- JPH1155961A JPH1155961A JP9205122A JP20512297A JPH1155961A JP H1155961 A JPH1155961 A JP H1155961A JP 9205122 A JP9205122 A JP 9205122A JP 20512297 A JP20512297 A JP 20512297A JP H1155961 A JPH1155961 A JP H1155961A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形インバータ
により所望の大きさ、周波数の交流電圧を得ると共に、
直流電源として交流電源及び整流回路を組み合わせて使
用した場合に、整流回路の入力電流を正弦波状に制御す
ることができる電力変換回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage-type inverter for obtaining an AC voltage of a desired magnitude and frequency.
The present invention relates to a power conversion circuit that can control an input current of a rectifier circuit into a sine wave when a combination of an AC power supply and a rectifier circuit is used as a DC power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１０は従来技術としての三相出力電力
変換回路を示したものであり、１０１は単相交流電源、
２０１はダイオードブリッジからなる単相全波整流回
路、３０１はリアクトル、４０１は、ダイオードが逆並
列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ７とダイオー
ドＤ１とからなる昇圧チョッパ、５０１は平滑コンデン
サ、６０１は、ダイオードが逆並列接続された半導体ス
イッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６からなる三相電圧形イン
バータ、７０１は三相交流電動機等の負荷である。2. Description of the Related Art FIG. 10 shows a three-phase output power conversion circuit as a prior art.
201 is a single-phase full-wave rectifier circuit composed of a diode bridge, 301 is a reactor, 401 is a boosting chopper composed of a semiconductor switching element Tr7 and a diode D1 in which diodes are connected in anti-parallel, 501 is a smoothing capacitor, and 601 is a diode. A three-phase voltage source inverter 701 including semiconductor switching elements Tr1 to Tr6 connected in antiparallel is a load such as a three-phase AC motor.
【０００３】この従来技術では、インバータ６０１に供
給する直流電圧を得ると共に交流電源１０１からの入力
電流波形を正弦波にする目的で、昇圧チョッパ４０１を
用いている。すなわち、スイッチング素子Ｔｒ７をオン
することにより交流電源１０１のエネルギーをリアクト
ル３０１に蓄え、スイッチング素子Ｔｒ７をオフするこ
とにより、リアクトル３０１に蓄積されたエネルギーを
交流電源１０１から供給されるエネルギーと共に平滑コ
ンデンサ５０１に供給する。この結果、スイッチング素
子Ｔｒ７のスイッチング動作を適切に行うことで入力電
流を電源電圧と同期した正弦波にすることができる。In this prior art, a boost chopper 401 is used to obtain a DC voltage to be supplied to an inverter 601 and to make a waveform of an input current from an AC power supply 101 into a sine wave. That is, the energy of the AC power supply 101 is stored in the reactor 301 by turning on the switching element Tr7, and the energy stored in the reactor 301 is stored in the reactor 301 together with the energy supplied from the AC power supply 101 by turning off the switching element Tr7. To supply. As a result, the input current can be made into a sine wave synchronized with the power supply voltage by appropriately performing the switching operation of the switching element Tr7.
【０００４】一方、インバータ６０１は、平滑コンデン
サ５０１の直流電圧を入力電圧とし、ＩＧＢＴ等の自己
消弧形の半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を３組
の上下アームに備えた三相電圧形ＰＷＭインバータであ
る。三相電圧形ＰＷＭインバータの動作は公知であるた
め説明を省略するが、６個のアームの導通状態を制御す
ることにより三相の各線間電圧を制御する６通りのスイ
ッチングパターンと、上アームまたは下アームをすべて
導通させて三相の各線間電圧がすべて零になるいわゆる
零電圧ベクトルと呼ばれる２通りのスイッチングパター
ンとを選択できるようになっている。なお、平滑コンデ
ンサ５０１の容量を十分に大きくとることにより、昇圧
チョッパ２０１及びインバータ６０１のスイッチングを
それぞれ独立して自由に行うことが可能である。On the other hand, an inverter 601 is a three-phase voltage-type PWM inverter having a DC voltage of a smoothing capacitor 501 as an input voltage and three sets of upper and lower arms including self-extinguishing semiconductor switching elements Tr1 to Tr6 such as IGBTs. is there. The operation of the three-phase voltage-type PWM inverter is publicly known, and therefore the description is omitted. However, six switching patterns for controlling the three-phase line voltages by controlling the conduction state of the six arms, an upper arm or Two kinds of switching patterns called a so-called zero voltage vector in which all the lower arms are made conductive and all three-phase line voltages become zero can be selected. By setting the capacity of the smoothing capacitor 501 sufficiently large, the switching of the boost chopper 201 and the switching of the inverter 601 can be independently and freely performed.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】図１０の構成では、昇
圧チョッパ４０１とインバータ６０１とを合わせて、自
己消弧形の半導体スイッチング素子が７個必要であり、
これらの駆動回路や駆動電源、制御回路等を含めると回
路構成が複雑かつ高価なものとなる。また、昇圧チョッ
パ４０１の自己消弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ７に
対する責務が大きいので、スイッチング損失が増大し、
装置の小型化の妨げとなっている。In the configuration shown in FIG. 10, a total of seven self-extinguishing type semiconductor switching elements are required including the step-up chopper 401 and the inverter 601.
If these drive circuits, drive power supplies, control circuits, and the like are included, the circuit configuration becomes complicated and expensive. Further, since the responsibility of the boost chopper 401 for the self-extinguishing type semiconductor switching element Tr7 is large, the switching loss increases,
This hinders downsizing of the device.
【０００６】そこで、本発明は、使用する半導体スイッ
チング素子を少なくして回路構成の簡略化、装置の小型
化、低コスト化を図ると共に、必要に応じて入力電流を
正弦波状に制御し、しかもインバータの直流電圧を可変
とした電力変換回路を提供しようとするものである。Accordingly, the present invention aims at simplifying the circuit configuration by reducing the number of semiconductor switching elements to be used, reducing the size of the device and reducing the cost, and controlling the input current in a sine wave form as required. An object of the present invention is to provide a power conversion circuit in which a DC voltage of an inverter is variable.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、直流電源と、半導体スイッ
チング素子の動作により直流電源の電力を交流電力に変
換して負荷に供給する電圧形インバータとを備えた電力
変換回路に関する。そして、その特徴は、同一極性にて
各一端が共通接続された複数のダイオードからなる零相
通流手段を設け、この零相通流手段を直流電源とインバ
ータの各相交流出力端子との間に接続すると共に、イン
バータのスイッチングパターンを時間分割により選択し
て、インバータが、負荷との間で交流電力を授受し、か
つ、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に零相通
流手段を介して直流電源との間で零相電力を授受するも
のである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a DC power supply and a power supply for converting power of the DC power supply into AC power by operation of a semiconductor switching element and supplying the AC power to a load. The present invention relates to a power conversion circuit including a power inverter. And the feature is that a zero-phase conduction means comprising a plurality of diodes of the same polarity and one end of which are commonly connected is provided, and the zero-phase conduction means is connected between the DC power supply and each phase AC output terminal of the inverter. At the same time, the switching pattern of the inverter is selected by time division, and the inverter transmits and receives AC power to and from the load, and communicates with the DC power supply through the zero-phase conduction means when the inverter outputs a zero-voltage vector. It exchanges zero-phase power between the two.
【０００８】ここで、図１は請求項１に記載した発明の
概念図である。図において、１００は単相または多相の
交流電源、２００は交流を直流に変換する全波整流回路
等の整流手段、１５０は交流電源１００及び整流手段２
００からなる直流電源、６００は半導体スイッチング素
子の動作によって電力変換を行い、交流電圧を出力する
例えば三相の電圧形インバータ、７００は交流電動機等
の負荷、８００は整流手段２００の直流出力端子と電圧
形インバータ６００の交流出力端子との間に接続された
ダイオードからなる零相通流手段である。ここで、電圧
形インバータ６００による零電圧ベクトルの出力時に
は、整流手段２００（直流電源１５０）の出力電圧は、
インバータ６００の交流出力端子（負荷７００の入力端
子）との間に零相通流手段８００のダイオード群が介在
していることによっていわば零相電圧となり、また、零
相電流は零相通流手段８００のダイオード群によりバイ
パスされ、負荷７００には流れない。このとき、電圧形
インバータ６００はあたかも零電圧ベクトルの比でスイ
ッチング動作する１つのアームとみなすことができ、図
１０の従来技術に示した昇圧チョッパ４０１と同様に動
作する。このため、別個に昇圧チョッパを設ける必要が
なくなり、回路全体として半導体スイッチング素子の数
の減少、その駆動回路や駆動電源、制御回路等の省略が
可能になる。なお、電圧形インバータ６００が単相電圧
形インバータである場合には、２組の上アームすべてを
導通させるか２組の下アームすべてを導通させることに
より、零電圧ベクトルを出力させる。FIG. 1 is a conceptual diagram of the invention described in claim 1. In the figure, 100 is a single-phase or multi-phase AC power supply, 200 is a rectifier such as a full-wave rectifier circuit for converting AC to DC, and 150 is an AC power supply 100 and a rectifier 2.
A DC power supply consisting of 00, 600 performs power conversion by the operation of the semiconductor switching element, and outputs an AC voltage, for example, a three-phase voltage-type inverter, 700 is a load such as an AC motor, 800 is a DC output terminal of the rectifier 200 and This is a zero-phase conduction means including a diode connected between the voltage source inverter 600 and the AC output terminal. Here, when the voltage source inverter 600 outputs a zero voltage vector, the output voltage of the rectifier 200 (DC power supply 150) is
Since the diode group of the zero-phase conduction means 800 is interposed between the AC output terminal of the inverter 600 (the input terminal of the load 700), the zero-phase current becomes a so-called zero-phase voltage. It is bypassed by the diode group and does not flow to the load 700. At this time, the voltage source inverter 600 can be regarded as one arm that performs a switching operation at the ratio of the zero voltage vector, and operates in the same manner as the boost chopper 401 shown in the prior art of FIG. Therefore, it is not necessary to provide a separate boosting chopper, so that the number of semiconductor switching elements can be reduced as a whole circuit, and a drive circuit, a drive power supply, a control circuit, and the like can be omitted. When the voltage-type inverter 600 is a single-phase voltage-type inverter, a zero-voltage vector is output by turning on all two sets of upper arms or turning on all two sets of lower arms.
【０００９】以下の各発明は、上記請求項１に記載した
発明を更に具体化して、三相出力の電力変換回路に適用
したものである。まず、請求項２記載の発明は、交流電
源及びこの交流電源に接続された整流回路からなる直流
電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源
の電力を三相交流電力に変換して負荷に供給する三相電
圧形インバータとを備えた電力変換回路に関する。そし
て、その特徴は、アノードが共通接続された３つのダイ
オードからなる零相通流手段としての零相バイパスダイ
オードを設け、前記アノードをリアクトルを介して整流
回路の正側出力端子に接続し、前記３つのダイオードの
各カソードをそれぞれインバータの各相交流出力端子に
接続すると共に、整流回路の負側出力端子をインバータ
の直流入力側の平滑コンデンサの負側端子に接続し、時
間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時に零相バイパスダイオードを介して交流電源との間で
零相電力を授受するものである。Each of the following inventions further embodies the invention described in claim 1 and is applied to a three-phase output power conversion circuit. First, a second aspect of the present invention is a DC power supply comprising an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply, and the power of the DC power supply is converted into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplied to a load. And a three-phase voltage-source inverter. The feature is that a zero-phase bypass diode is provided as a zero-phase conduction means including three diodes having an anode connected in common, and the anode is connected to a positive output terminal of a rectifier circuit via a reactor. Each cathode of the two diodes is connected to each phase AC output terminal of the inverter, and the negative output terminal of the rectifier circuit is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. AC power is exchanged with a load, and zero-phase power is exchanged with an AC power supply via a zero-phase bypass diode when the inverter outputs a zero-voltage vector.
【００１０】請求項３記載の発明は、請求項２記載の発
明において、リアクトルの一端を整流回路の負側出力端
子に接続し、それに伴って零相バイパスダイオードの極
性を逆転させたものである。すなわち、その特徴は、カ
ソードが共通接続された３つのダイオードからなる零相
通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前記
カソードをリアクトルを介して整流回路の負側出力端子
に接続し、前記３つのダイオードの各アノードをそれぞ
れインバータの各相交流出力端子に接続すると共に、整
流回路の正側出力端子をインバータの直流入力側の平滑
コンデンサの正側端子に接続し、時間分割により、イン
バータが、負荷との間で交流電力を授受し、かつ、イン
バータによる零電圧ベクトルの出力時に零相バイパスダ
イオードを介して交流電源との間で零相電力を授受する
ものである。According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, one end of the reactor is connected to a negative output terminal of the rectifier circuit, and the polarity of the zero-phase bypass diode is accordingly reversed. . That is, the feature is that a zero-phase bypass diode is provided as a zero-phase conduction means composed of three diodes whose cathodes are commonly connected, and the cathode is connected to a negative output terminal of a rectifier circuit via a reactor. Each anode of the two diodes is connected to each phase AC output terminal of the inverter, and the positive output terminal of the rectifier circuit is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. AC power is exchanged with a load, and zero-phase power is exchanged with an AC power supply via a zero-phase bypass diode when the inverter outputs a zero-voltage vector.
【００１１】請求項４記載の発明は、請求項２記載の発
明におけるリアクトルを、交流電源と整流回路との間に
接続したものである。すなわち、その特徴は、交流電源
及びこの交流電源にリアクトルを介して接続された整流
回路からなる直流電源と、半導体スイッチング素子の動
作により直流電源の電力を三相交流電力に変換して負荷
に供給する三相電圧形インバータとを備えた電力変換回
路において、アノードが共通接続された３つのダイオー
ドからなる零相通流手段としての零相バイパスダイオー
ドを設け、前記アノードを整流回路の正側出力端子に接
続し、前記３つのダイオードの各カソードをそれぞれイ
ンバータの各相交流出力端子に接続すると共に、整流回
路の負側出力端子をインバータの直流入力側の平滑コン
デンサの負側端子に接続し、時間分割により、インバー
タが、負荷との間で交流電力を授受し、かつ、インバー
タによる零電圧ベクトルの出力時に交流電源との間で零
相電力を授受するものである。According to a fourth aspect of the present invention, the reactor according to the second aspect of the present invention is connected between an AC power supply and a rectifier circuit. That is, the feature is that a DC power supply composed of an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply via a reactor, and the power of the DC power supply is converted into three-phase AC power by the operation of the semiconductor switching element and supplied to the load. And a three-phase voltage source inverter, comprising: a zero-phase bypass diode as a zero-phase conduction means including three diodes having an anode connected in common; and connecting the anode to a positive output terminal of a rectifier circuit. And the cathodes of the three diodes are connected to the AC output terminals of each phase of the inverter, respectively, and the negative output terminal of the rectifier circuit is connected to the negative terminal of a smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. Allows the inverter to transfer AC power to and from the load, and to output AC power when the inverter outputs a zero-voltage vector. It is to exchange the zero-phase power to and from the source.
【００１２】請求項５記載の発明は、請求項２の発明に
対する請求項３の発明のように、請求項４における零相
バイパスダイオードの極性を逆転させたものである。す
なわち、その特徴は、カソードが共通接続された３つの
ダイオードからなる零相通流手段としての零相バイパス
ダイオードを設け、前記カソードを整流回路の負側出力
端子に接続し、前記３つのダイオードの各アノードをそ
れぞれインバータの各相交流出力端子に接続すると共
に、整流回路の正側出力端子をインバータの直流入力側
の平滑コンデンサの正側端子に接続し、時間分割によ
り、インバータが、負荷との間で交流電力を授受し、か
つ、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に交流電
源との間で零相電力を授受するものである。According to a fifth aspect of the present invention, as in the third aspect of the invention, the polarity of the zero-phase bypass diode in the fourth aspect is reversed. That is, the feature is that a zero-phase bypass diode is provided as a zero-phase conduction means including three diodes whose cathodes are commonly connected, the cathode is connected to a negative output terminal of a rectifier circuit, and each of the three diodes is connected. The anode is connected to each phase AC output terminal of the inverter, and the positive output terminal of the rectifier circuit is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. And exchanges zero-phase power with the AC power supply when the inverter outputs a zero-voltage vector.
【００１３】請求項６記載の発明は、交流電源及び整流
回路の組合せを直流電源に置き換え、インバータに零電
圧ベクトルを出力させてインバータの直流入力電圧を可
変としたものである。すなわち、その特徴は、直流電源
と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電
力を三相交流電力に変換して負荷に供給する三相電圧形
インバータとを備えた電力変換回路において、アノード
が共通接続された３つのダイオードからなる零相通流手
段としての零相バイパスダイオードを設け、前記アノー
ドをリアクトルを介して直流電源の正極に接続し、前記
３つのダイオードの各カソードをそれぞれインバータの
各相交流出力端子に接続すると共に、直流電源の負極を
インバータの直流入力側の平滑コンデンサの負側端子に
接続し、時間分割により、インバータが、負荷との間で
交流電力を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベク
トルの出力時にインバータが直流電源との間で零相電力
を授受してインバータの直流電圧を制御するものであ
る。According to a sixth aspect of the present invention, a combination of an AC power supply and a rectifier circuit is replaced with a DC power supply, and a zero voltage vector is output to the inverter, thereby making the DC input voltage of the inverter variable. That is, the feature is that the anode is common in a power conversion circuit including a DC power supply and a three-phase voltage source inverter that converts the power of the DC power supply into three-phase AC power by the operation of the semiconductor switching element and supplies the three-phase AC power to the load. A zero-phase bypass diode is provided as a zero-phase conduction means including three connected diodes, the anode is connected to a positive electrode of a DC power supply via a reactor, and each cathode of the three diodes is connected to each phase of an inverter. Connect to the output terminal, connect the negative terminal of the DC power supply to the negative terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter, and by time division, the inverter transfers AC power to and from the load, and When the zero voltage vector is output, the inverter transfers zero-phase power to and from the DC power supply and controls the DC voltage of the inverter Is shall.
【００１４】請求項７記載の発明は、請求項２の発明に
対する請求項３の発明、または、請求項４に対する請求
項５の発明のように、請求項６における零相バイパスダ
イオードの極性を逆転させたものである。すなわち、そ
の特徴は、カソードが共通接続された３つのダイオード
からなる零相通流手段としての零相バイパスダイオード
を設け、前記カソードをリアクトルを介して直流電源の
負極に接続し、前記３つのダイオードの各アノードをそ
れぞれインバータの各相交流出力端子に接続すると共
に、直流電源の正極をインバータの直流入力側の平滑コ
ンデンサの正側端子に接続し、時間分割により、インバ
ータが、負荷との間で交流電力を授受し、かつ、インバ
ータによる零電圧ベクトルの出力時にインバータが直流
電源との間で零相電力を授受してインバータの直流電圧
を制御するものである。According to a seventh aspect of the present invention, the polarity of the zero-phase bypass diode in the sixth aspect is reversed, as in the third aspect of the invention with respect to the second aspect or the fifth aspect of the invention with respect to the fourth aspect. It was made. That is, the feature is that a zero-phase bypass diode is provided as a zero-phase conduction means including three diodes whose cathodes are commonly connected, and the cathode is connected to a negative electrode of a DC power supply via a reactor. Each anode is connected to each phase AC output terminal of the inverter, and the positive pole of the DC power supply is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. Power is transmitted and received, and the inverter controls the DC voltage of the inverter by transmitting and receiving zero-phase power to and from the DC power supply when the inverter outputs the zero voltage vector.
【００１５】請求項８記載の発明は、各相電圧指令値に
重畳される零相電圧指令値の算出手段に特徴を有してい
る。すなわち、請求項２，４または６記載の電力変換回
路において、各相電圧指令値に重畳される零相電圧指令
値を、零相（入力）電流指令値と零相電流検出値との偏
差を電流制御器に入力して得られる零相バイパスダイオ
ードのアノード電位指令値から、各相電圧指令値のうち
の最小値を減じた値とするものである。The invention according to claim 8 is characterized in the calculation means of the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value. That is, in the power conversion circuit according to the second, fourth or sixth aspect, the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value is determined by calculating the deviation between the zero-phase (input) current command value and the zero-phase current detection value. The value is obtained by subtracting the minimum value of each phase voltage command value from the anode potential command value of the zero-phase bypass diode obtained by inputting to the current controller.
【００１６】また、請求項９記載の発明も、各相電圧指
令値に重畳される零相電圧指令値の算出手段に特徴を有
している。すなわち、請求項３，５または７記載の電力
変換回路において、各相電圧指令値に重畳される零相電
圧指令値を、零相（入力）電流指令値と零相電流検出値
との偏差を電流制御器に入力して得られる零相バイパス
ダイオードのカソード電位指令値から、各相電圧指令値
のうちの最大値を減じた値とするものである。The invention according to claim 9 is also characterized in the calculation means of the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value. That is, in the power conversion circuit according to the third, fifth or seventh aspect, the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value is determined by calculating a deviation between the zero-phase (input) current command value and the zero-phase current detection value. The value is obtained by subtracting the maximum value of the phase voltage command values from the cathode potential command value of the zero-phase bypass diode obtained by inputting to the current controller.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図２は請求項２に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、図１０と同
様に１０１は単相交流電源、２０１はダイオードブリッ
ジからなる単相全波整流回路、３０１はリアクトル、５
０１は平滑コンデンサ、６０１は、ダイオードが逆並列
接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６から
なる三相電圧形インバータ、７０１は三相交流電動機等
の負荷である。この実施形態では、図１０における昇圧
チョッパ４０１が設けられていない。その代わりに、リ
アクトル３０１のインバータ６０１側の一端と、インバ
ータ６０１の三相交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に、各
相ごとにダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３を同一の極
性で並列接続（各アノードをリアクトル３０１に共通接
続し、各カソードを三相交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接
続）してなる零相通流手段としての零相バイパスダイオ
ード８０１が設けられている。また、本実施形態ではイ
ンバータ６０１（平滑コンデンサ５０１）の負側端子が
整流回路２０１の負側出力端子に接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. 10, 101 is a single-phase AC power supply, 201 is a single-phase full-wave rectifier circuit comprising a diode bridge, 301 is a reactor,
01 is a smoothing capacitor, 601 is a three-phase voltage source inverter composed of semiconductor switching elements Tr1 to Tr6 in which diodes are connected in anti-parallel, and 701 is a load such as a three-phase AC motor. In this embodiment, the boost chopper 401 in FIG. 10 is not provided. Instead, diodes D11, D12, and D13 are connected in parallel with the same polarity for each phase between one end of the reactor 301 on the inverter 601 side and the three-phase AC output terminals U, V, and W of the inverter 601 ( A zero-phase bypass diode 801 is provided as a zero-phase flow means, in which each anode is commonly connected to the reactor 301 and each cathode is connected to the three-phase AC output terminals U, V, W. Further, in the present embodiment, the negative terminal of the inverter 601 (smoothing capacitor 501) is connected to the negative output terminal of the rectifier circuit 201.
【００１８】本実施形態は、三相電圧形インバータ６０
１の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ６０１において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ６０１から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、負荷７０１への電力供給には影響しな
い。従って、正相分の等価回路は図３のようになり、負
荷７０１への電力供給に関しては従来と同じインバータ
として動作し、インバータ６０１の線間電圧及び線間を
流れる電流による電力の制御によって負荷７０１との間
で交流電力を授受する。In this embodiment, a three-phase voltage source inverter 60
The focus is on the zero voltage vector of unity. That is,
There are two types of switching patterns for outputting a zero voltage vector in the three-phase voltage source inverter 601: a case where all upper arms are made conductive and a case where all lower arms are made conductive. In the present embodiment, this degree of freedom is used. .
Since the zero-phase voltage output from the inverter 601 does not appear in the line voltage, it does not affect the power supply to the load 701. Therefore, the equivalent circuit for the positive phase is as shown in FIG. 3, and the power supply to the load 701 operates as the same inverter as the conventional one, and the load is controlled by controlling the power by the line voltage of the inverter 601 and the current flowing between the lines. 701 is exchanged with the AC power.
【００１９】一方、零相分について考えると図４のよう
になり、図２におけるインバータ６０１の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム６０１’とみなすことができる。つまり、イン
バータ６０１の上アームのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔ
ｒ３，Ｔｒ５すべて、あるいは下アームのスイッチング
素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６すべてをオンさせて零電圧
ベクトルを出力させることにより、図１０に示した昇圧
チョッパ４０１を代用させることができる。そして、こ
のインバータ６０１による零相電圧制御動作により、従
来と同様に交流電源１０１の電流波形を電源電圧と同期
した正弦波状に制御することが可能である。なお、図４
の零相分等価回路におけるＤ１０は図２の零相バイパス
ダイオード８０１を等価的に示したダイオードである。On the other hand, when considering the zero-phase component, it becomes as shown in FIG. 4, and the three arms of the inverter 601 in FIG. 2 can be regarded as one arm 601 'that performs switching operation at the ratio of the zero voltage vector. That is, the switching elements Tr1 and T
By turning on all of r3 and Tr5 or all of the lower-arm switching elements Tr2, Tr4 and Tr6 to output a zero voltage vector, the boost chopper 401 shown in FIG. 10 can be substituted. Then, by the zero-phase voltage control operation by the inverter 601, it is possible to control the current waveform of the AC power supply 101 in a sine wave shape synchronized with the power supply voltage as in the related art. FIG.
Is a diode equivalent to the zero-phase bypass diode 801 in FIG.
【００２０】すなわち、リアクトル３０１の一端とイン
バータ６０１の各相交流出力端子との間に零相バイパス
ダイオード８０１を接続し、インバータ６０１に零電圧
ベクトルを出力させて零相電圧を制御すれば、等価的に
図４の回路が構成される。このとき、整流回路２０１の
出力電圧は、負荷７０１の入力端子つまりインバータ６
０１の各相交流出力端子から見ると零相電圧となり、ま
た、図４に示すごとく、零相電流ｉ0はダイオードＤ１
０（零相バイパスダイオード８０１）によりバイパスさ
れて負荷７０１には流れないことになる。こうしてイン
バータ６０１による零電圧ベクトル出力時に、単相交流
電源１０１とインバータ６０１との間で零相バイパスダ
イオード８０１を介して零相電力を授受することによ
り、従来の昇圧チョッパ４０１と同様の動作を行わせる
ことができるから、電力変換回路全体から見て半導体ス
イッチング素子及びその駆動回路等を削減することがで
きる。従って、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化
が可能になる。That is, if a zero-phase bypass diode 801 is connected between one end of the reactor 301 and each phase AC output terminal of the inverter 601 and the inverter 601 outputs a zero-voltage vector, the zero-phase voltage is controlled. The circuit shown in FIG. At this time, the output voltage of the rectifier circuit 201 is equal to the input terminal of the load
When viewed from the AC output terminal of each phase, the zero-phase current i 0 is a diode D1 as shown in FIG.
0 (zero-phase bypass diode 801) bypasses the load 701. Thus, when the zero voltage vector is output by the inverter 601, the same operation as the conventional boost chopper 401 is performed by transferring the zero-phase power between the single-phase AC power supply 101 and the inverter 601 via the zero-phase bypass diode 801. Therefore, the number of semiconductor switching elements and their driving circuits can be reduced when viewed from the entire power conversion circuit. Therefore, the circuit configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost.
【００２１】図２におけるインバータ６０１はＰＷＭ制
御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図５に示す制御
回路によって作成される。この制御回路は、請求項８の
発明の実施形態に相当する。すなわち図５において、直
流電圧指令値ｖdc *と直流電圧検出値ｖdc(図２における
平滑コンデンサ５０１の電圧）との偏差を電圧制御器９
０１に入力し、その出力に電源電圧と同相で大きさが１
の正弦波の絶対値｜ｓｉｎωst｜を掛算器９０２にて乗
じて零相（入力）電流指令値ｉ0 *を得る。また、零相電
流指令値ｉ0 *と零相電流検出値ｉ0との偏差を電流制御
器９０３に入力し、後述する数式２に示すように、制御
器９０３から出力された零相バイパスダイオード８０１
のアノード電位指令値ｖan *と最小値回路９０４の出力
との偏差を零相電圧指令値ｖ0 *とする。なお、最小値回
路９０４は、各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *のうちの
最小値を出力する回路である。更に、零相電圧指令値ｖ
0 *は各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *とそれぞれ加算さ
れてコンパレータ９０５〜９０７に入力され、三角波と
比較される。これらのコンパレータ９０５〜９０７の出
力を上下アームで反転させることにより、インバータ６
０１のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ
パターンを得る。The inverter 601 in FIG. 2 is subjected to PWM control. The PWM pulse is generated by, for example, a control circuit shown in FIG. This control circuit corresponds to an embodiment of the present invention. That is, in FIG. 5, the deviation between the DC voltage command value v dc * and the DC voltage detection value v dc (the voltage of the smoothing capacitor 501 in FIG.
01, and its output is in phase with the power supply voltage and has a magnitude of 1.
The absolute value of the sine wave | sinω s t | obtain zero phase by multiplying by the multiplier 902 (input) current command value i 0 * a. Also, the deviation between the zero-phase current command value i 0 * and the zero-phase current detection value i 0 is input to the current controller 903, and the zero-phase bypass diode output from the controller 903 is output as shown in Expression 2 below. 801
The deviation between the anode potential command value v an * and the output of the minimum value circuit 904 is defined as a zero-phase voltage command value v 0 * . The minimum value circuit 904, the phase voltage command values v a *, v b *, a circuit for outputting the minimum value of v c *. Further, the zero-phase voltage command value v
0 * is the phase voltage command values v a *, v b *, v c * and are added respectively are input to the comparator 905 to 907, it is compared with the triangular wave. By inverting the outputs of these comparators 905 to 907 with the upper and lower arms, the inverter 6
01 for the switching elements Tr1 to Tr6
Get the pattern.
【００２２】ここで、零相バイパスダイオード８０１の
アノード電位ｖanは、インバータ６０１の下アームの何
れかのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がオン
すると零になる。１回のスイッチング周期の平均電圧を
考えると、アノード電位ｖanはＵ，Ｖ，Ｗ相の各スイッ
チング周期の平均電圧の中で最も低い電位となる。従っ
て、アノード電位ｖanは、各相の線間電圧指令値から演
算される各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *と零相電圧指
令値ｖ0 *とに基づいて、数式１により表される。ここ
で、ｍｉｎ（ｖa *，ｖb *，ｖc *)はｖa *，ｖb *，ｖc *の
うちの最小値を示し、前記最小値回路９０４の出力であ
る。[0022] Here, the anode potential v an the zero-phase bypass diode 801, one of the switching elements Tr2 in the lower arm of inverter 601, Tr4, Tr6 becomes is turned on zero. Considering the average voltage of one switching cycle, the anode potential van is the lowest potential among the average voltages of the U, V, and W phase switching cycles. Therefore, the anode potential v an is the phase voltage command value is calculated from the voltage command value between the phases of the line v a *, v b *, v c * and the zero-phase voltage command value v based on 0 * and, It is represented by Equation 1. Here, min (v a *, v b *, v c *) is v a *, v b *, v c * indicates the minimum value of the output of said minimum value circuit 904.
【００２３】[0023]
【数１】ｖan＝ｍｉｎ（ｖa *，ｖb *，ｖc *）＋ｖ0 * [Number 1] v an = min (v a * , v b *, v c *) + v 0 *
【００２４】よって、各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *
に重畳される零相電圧指令値ｖ0 *は、アノード電位指令
値をｖan *とすれば、数式２のようになる。[0024] Thus, the phase voltage command values v a *, v b *, v c *
The zero-phase voltage command value v 0 * superimposed on is given by Expression 2 when the anode potential command value is v an * .
【００２５】[0025]
【数２】ｖ0 *＝ｖan *−ｍｉｎ（ｖa *，ｖb *，ｖc *)[Number 2] v 0 * = v an * -min (v a *, v b *, v c *)
【００２６】次に、図６は請求項３に記載した発明の実
施形態を示す回路図である。この実施形態では、整流回
路２０１の正側出力端子と平滑コンデンサの正側端子と
が接続されていると共に、整流回路２０１の負側出力端
子にリアクトル３０１の一端が接続され、その他端とイ
ンバータ６０１の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に零相
バイパスダイオード８０２が接続されている。これに伴
い、零相バイパスダイオード８０２を構成するダイオー
ドＤ１１〜Ｄ１３の極性が図２と逆転している。FIG. 6 is a circuit diagram showing a third embodiment of the invention. In this embodiment, the positive output terminal of the rectifier circuit 201 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor, one end of the reactor 301 is connected to the negative output terminal of the rectifier circuit 201, and the other end is connected to the inverter 601. A zero-phase bypass diode 802 is connected between the AC output terminals U, V, and W. Accordingly, the polarities of diodes D11 to D13 constituting zero-phase bypass diode 802 are reversed from those in FIG.
【００２７】この実施形態においても、インバータ６０
１による零電圧ベクトル出力時に、単相交流電源１０１
とインバータ６０１との間で零相バイパスダイオード８
０２を介して零相電力を授受することにより、インバー
タ６０１に従来の昇圧チョッパと同様の動作を行わせ、
昇圧チョッパ用の半導体スイッチング素子及びその駆動
回路等を省略することができる。Also in this embodiment, the inverter 60
1, when the zero-voltage vector is output, the single-phase AC power supply 101
-Phase bypass diode 8 between the inverter and inverter 601
02, the inverter 601 performs the same operation as the conventional boost chopper by transmitting and receiving the zero-phase power
The semiconductor switching element for the step-up chopper and its driving circuit can be omitted.
【００２８】図７は図６のインバータ６０１の制御回路
であり、請求項９の発明の実施形態に相当する。図５と
異なるのは、図７の制御回路では、電流制御器９０３の
出力を零相バイパスダイオード８０２のカソード電位指
令値ｖkn *とし、他方、各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc
*のうちの最大値を最大値回路９０８が出力して、両者
の偏差を零相電圧指令値ｖ0 *としている点である。FIG. 7 shows a control circuit of the inverter 601 in FIG. 6, which corresponds to an embodiment of the present invention. The difference from FIG. 5 is that in the control circuit of FIG. 7, the output of the current controller 903 is set to the cathode potential command value v kn * of the zero-phase bypass diode 802, while the phase voltage command values v a * and v b * , V c
The maximum value of * is output from the maximum value circuit 908, and the difference between the two is set as the zero-phase voltage command value v 0 * .
【００２９】いま、零相バイパスダイオード８０２のカ
ソード電位ｖknは、インバータ６０１の上アームの何れ
かのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５がオンす
るとＥ〔Ｖ〕（インバータ６０１の直流入力電圧）にな
る。１回のスイッチング周期の平均電圧を考えると、カ
ソード電位ｖknはＵ，Ｖ，Ｗ相の各スイッチング周期の
平均電圧の中で最も高い電位となる。従って、カソード
電位ｖknは、各相の線間電圧指令値から演算される各相
電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *と零相電圧指令値ｖ0 *とに
基づいて、数式３により表される。ここで、ｍａｘ（ｖ
a *，ｖb *，ｖc *）はｖa *，ｖb *，ｖc *のうちの最大値を
示し、前記最大値回路９０８の出力である。[0029] Now, the cathode potential v kn of zero-phase bypass diode 802 becomes the one of the switching elements Tr1, Tr3, Tr5 of the upper arm of the inverter 601 is turned on E [V] (DC input voltage of the inverter 601) . Considering the average voltage of one switching cycle, the cathode potential vkn becomes the highest potential among the average voltages of the U, V, and W phase switching cycles. Accordingly, the cathode potential v kn is the phase voltage command value is calculated from the voltage command value between the phases of the line v a *, v b *, v c * and the zero-phase voltage command value v based on 0 * and, It is represented by Equation 3. Here, max (v
a *, v b *, v c *) is v a *, v b *, v c * indicates the maximum value of the output of said maximum value circuit 908.
【００３０】[0030]
【数３】ｖkn＝ｍａｘ（ｖa *，ｖb *，ｖc *）＋ｖ0 * [Number 3] v kn = max (v a * , v b *, v c *) + v 0 *
【００３１】よって、各相電圧指令値ｖa *，ｖb *，ｖc *
に重畳される零相電圧指令値ｖ0 *は、カソード電位指令
値をｖkn *とすれば、数式４のようになる。[0031] Thus, the phase voltage command values v a *, v b *, v c *
The zero-phase voltage command value v 0 * superimposed on is given by Equation 4 if the cathode potential command value is v kn * .
【００３２】[0032]
【数４】ｖ0 *＝ｖkn *−ｍａｘ（ｖa *，ｖb *，ｖc *)[Number 4] v 0 * = v kn * -max (v a *, v b *, v c *)
【００３３】図８は請求項４に記載した発明の実施形態
を示しており、図２の実施形態における直流側のリアク
トル３０１を交流側のリアクトル３０２に置き換えたも
のである。この実施形態の動作は図２と同様であるが、
整流回路２０１、零相バイパスダイオード８０１、イン
バータ６０１及び平滑コンデンサ５０１等からなる主回
路をモジュール化して装置全体の小型化を図ることがで
きる。本実施形態のようにリアクトルを交流電源１０１
側に接続する着想は、図６の実施形態にも適用可能であ
る。すなわち、図示しないが、図６における直流側のリ
アクトル３０１に代えて、交流電源１０１と整流回路２
０１との間に交流リアクトルを接続しても良い。この構
成が、請求項５に記載した発明の実施形態に相当する。
なお、インバータ６０１の制御回路としては、図５また
は図７の制御回路を適用すれば良い。FIG. 8 shows an embodiment of the invention described in claim 4, in which the reactor 301 on the DC side in the embodiment of FIG. 2 is replaced by a reactor 302 on the AC side. The operation of this embodiment is similar to that of FIG.
A main circuit including the rectifier circuit 201, the zero-phase bypass diode 801, the inverter 601, the smoothing capacitor 501, and the like can be modularized to reduce the size of the entire device. The reactor is connected to an AC power supply 101 as in the present embodiment.
The idea of connecting to the side is also applicable to the embodiment of FIG. That is, although not shown, in place of the DC-side reactor 301 in FIG.
An AC reactor may be connected between the power supply 01 and the power supply 01. This configuration corresponds to an embodiment of the invention described in claim 5.
Note that the control circuit in FIG. 5 or FIG. 7 may be used as the control circuit of the inverter 601.
【００３４】最後に、図９は請求項６に記載した発明の
実施形態を示している。この実施形態は、図２の実施形
態における交流電源１０１及び整流回路２０１の組合せ
を直流電源１５１に置き換えたものである。本実施形態
では、インバータ６０１に零電圧ベクトルを出力させて
従来の昇圧チョッパと同様の動作を行わせることでイン
バータ６０１の直流リンク電圧を高くすることができ、
これによって出力電圧範囲の拡大が可能である。本実施
形態のように交流電源及び整流回路の組合せに代えて直
流電源１５１を用いる着想は、図６の実施形態にも適用
可能であり、その例が請求項７に記載した発明の実施形
態に相当する。ここで、インバータ６０１の制御回路と
しては、図５または図７の制御回路を適用すれば良い。Finally, FIG. 9 shows an embodiment of the invention described in claim 6. In this embodiment, the combination of the AC power supply 101 and the rectifier circuit 201 in the embodiment of FIG. 2 is replaced with a DC power supply 151. In the present embodiment, the DC link voltage of the inverter 601 can be increased by causing the inverter 601 to output a zero voltage vector and perform the same operation as the conventional boost chopper,
Thereby, the output voltage range can be expanded. The idea of using the DC power supply 151 in place of the combination of the AC power supply and the rectifier circuit as in the present embodiment is also applicable to the embodiment of FIG. 6, and an example of the concept is applied to the embodiment of the invention described in claim 7. Equivalent to. Here, the control circuit of FIG. 5 or FIG. 7 may be applied as the control circuit of the inverter 601.
【００３５】なお、本発明は、単相電圧形インバータや
三相以外の多相電圧形インバータを備えた電力変換回路
にも適用可能である。The present invention is also applicable to a power conversion circuit provided with a single-phase voltage-source inverter or a multi-phase voltage-source inverter other than three-phase voltage-source inverters.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上のように請求項１〜５及び請求項
８，９記載の発明によれば、インバータに零電圧ベクト
ルを出力させて零相電圧を制御することで、入力電流波
形を正弦波状に制御する従来の昇圧チョッパ等のコンバ
ータをインバータによって代用可能であり、電力変換回
路全体の半導体スイッチング素子やその駆動回路、制御
電源等を削減して回路構成の簡略化、装置の小型化、低
コスト化、高入力力率を実現することができる。また、
請求項６，７記載の発明によれば、零相バイパスダイオ
ードによって擬似的に得た零相電圧を利用して直流電源
電圧をアームの追加なしに昇圧することができ、この点
でも昇圧チョッパが不要になる。As described above, according to the first to fifth and eighth and ninth aspects of the present invention, the zero-current vector is output to the inverter to control the zero-sequence voltage, so that the input current waveform becomes sinusoidal. A conventional converter such as a step-up chopper that controls in a wave form can be replaced by an inverter.The semiconductor switching elements of the entire power conversion circuit, its drive circuit, control power supply, and the like are reduced to simplify the circuit configuration, reduce the size of the device, Low cost and high input power factor can be realized. Also,
According to the sixth and seventh aspects of the present invention, the DC power supply voltage can be boosted by using the zero-sequence voltage obtained by the zero-sequence bypass diode without adding an arm. It becomes unnecessary.
【図１】請求項１に記載した発明の構成を示す概念図で
ある。FIG. 1 is a conceptual diagram showing the configuration of the invention described in claim 1;
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 2;
【図３】図２の実施形態の正相分等価回路である。FIG. 3 is a positive phase equivalent circuit of the embodiment of FIG. 2;
【図４】図２の実施形態の零相分等価回路である。FIG. 4 is a zero-phase equivalent circuit of the embodiment of FIG. 2;
【図５】図２の実施形態の制御回路図である。FIG. 5 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG. 2;
【図６】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 3;
【図７】図６の実施形態の制御回路図である。FIG. 7 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG.
【図８】請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 4;
【図９】請求項６に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 6;
【図１０】従来の三相出力電力変換回路を示す回路図で
ある。FIG. 10 is a circuit diagram showing a conventional three-phase output power conversion circuit.
１００ 交流電源 １５０ 直流電源 ２００ 整流手段 ６００ 電圧形インバータ ７００ 負荷 ８００ 零相通流手段 １０１ 単相交流電源 １５１ 直流電源 ２０１ 単相全波整流回路 ３０１，３０２ リアクトル ５０１ 平滑コンデンサ ６０１ 三相電圧形インバータ ６０１’ アーム ７０１ 負荷 ８０１，８０２ 零相バイパスダイオード ９０１ 電圧制御器 ９０２ 掛算器 ９０３ 電流制御器 ９０４ 最小値回路 ９０５〜９０７ コンパレータ ９０８ 最大値回路 Ｔｒ１〜Ｔｒ６ 自己消弧形半導体スイッチング素子 Ｄ１０〜Ｄ１３ ダイオード REFERENCE SIGNS LIST 100 AC power supply 150 DC power supply 200 Rectifying means 600 Voltage source inverter 700 Load 800 Zero-phase conduction means 101 Single-phase AC power supply 151 DC power supply 201 Single-phase full-wave rectifier circuit 301, 302 Reactor 501 Smoothing capacitor 601 Three-phase voltage-type inverter 601 ' Arm 701 Load 801, 802 Zero-phase bypass diode 901 Voltage controller 902 Multiplier 903 Current controller 904 Minimum value circuit 905 to 907 Comparator 908 Maximum value circuit Tr1 to Tr6 Self-extinguishing type semiconductor switching element D10 to D13 Diode
Claims (9)
動作により直流電源の電力を交流電力に変換して負荷に
供給する電圧形インバータとを備えた電力変換回路にお
いて、 同一極性にて各一端が共通接続された複数のダイオード
からなる零相通流手段を設け、この零相通流手段を直流
電源とインバータの各相交流出力端子との間に接続する
と共に、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時に零相通流手段を介して直流電源との間で零相電力
を授受することを特徴とする電力変換回路。1. A power conversion circuit comprising: a DC power supply; and a voltage-type inverter that converts power of the DC power supply into AC power by operation of a semiconductor switching element and supplies the AC power to a load. A zero-phase conduction means comprising a plurality of connected diodes is provided, and the zero-phase conduction means is connected between the DC power supply and each phase AC output terminal of the inverter. A power conversion circuit for transmitting and receiving AC power, and transmitting and receiving zero-phase power to and from a DC power supply via a zero-phase conduction means when the inverter outputs a zero-voltage vector.
整流回路からなる直流電源と、半導体スイッチング素子
の動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換して
負荷に供給する三相電圧形インバータとを備えた電力変
換回路において、 アノードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記アノードをリアクトルを介して整流回路の正側出力端
子に接続し、前記３つのダイオードの各カソードをそれ
ぞれインバータの各相交流出力端子に接続すると共に、 整流回路の負側出力端子をインバータの直流入力側の平
滑コンデンサの負側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時に零相バイパスダイオードを介して交流電源との間
で零相電力を授受することを特徴とする電力変換回路。2. A three-phase voltage source comprising: an AC power supply; a DC power supply comprising a rectifier circuit connected to the AC power supply; In a power conversion circuit including an inverter, a zero-phase bypass diode is provided as zero-phase conduction means including three diodes having an anode connected in common, and the anode is connected to a positive output terminal of a rectifier circuit via a reactor. The cathodes of the three diodes are connected to the AC output terminals of each phase of the inverter, and the negative output terminal of the rectifier circuit is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. , The inverter transfers AC power to and from the load, and zero-phase bypass occurs when the inverter outputs a zero-voltage vector. A power conversion circuit for transmitting and receiving zero-phase power to and from an AC power supply via a diode.
整流回路からなる直流電源と、半導体スイッチング素子
の動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換して
負荷に供給する三相電圧形インバータとを備えた電力変
換回路において、 カソードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記カソードをリアクトルを介して整流回路の負側出力端
子に接続し、前記３つのダイオードの各アノードをそれ
ぞれインバータの各相交流出力端子に接続すると共に、 整流回路の正側出力端子をインバータの直流入力側の平
滑コンデンサの正側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時に零相バイパスダイオードを介して交流電源との間
で零相電力を授受することを特徴とする電力変換回路。3. A three-phase voltage source comprising an AC power source and a DC power source comprising a rectifier circuit connected to the AC power source, and converting the power of the DC power source into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplying the power to a load. In a power conversion circuit including an inverter, a zero-phase bypass diode is provided as zero-phase conduction means including three diodes whose cathodes are commonly connected, and the cathode is connected to a negative output terminal of a rectifier circuit via a reactor. The anodes of the three diodes are connected to the AC output terminals of each phase of the inverter, and the positive output terminal of the rectifier circuit is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. , The inverter transfers AC power to and from the load, and zero-phase bypass occurs when the inverter outputs a zero-voltage vector. A power conversion circuit for transmitting and receiving zero-phase power to and from an AC power supply via a diode.
を介して接続された整流回路からなる直流電源と、半導
体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を三相
交流電力に変換して負荷に供給する三相電圧形インバー
タとを備えた電力変換回路において、 アノードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記アノードを整流回路の正側出力端子に接続し、前記３
つのダイオードの各カソードをそれぞれインバータの各
相交流出力端子に接続すると共に、 整流回路の負側出力端子をインバータの直流入力側の平
滑コンデンサの負側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時に交流電源との間で零相電力を授受することを特徴
とする電力変換回路。4. A DC power supply composed of an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply via a reactor, and the power of the DC power supply is converted into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplied to a load. In a power conversion circuit including a three-phase voltage source inverter, a zero-phase bypass diode is provided as zero-phase conduction means including three diodes having an anode connected in common, and the anode is connected to a positive output terminal of a rectifier circuit. And said 3
The cathodes of the two diodes are connected to the AC output terminals of each phase of the inverter, and the negative output terminal of the rectifier circuit is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. A power conversion circuit for transmitting and receiving AC power to and from a load and for transmitting and receiving zero-phase power to and from an AC power supply when a zero voltage vector is output by an inverter.
を介して接続された整流回路からなる直流電源と、半導
体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を三相
交流電力に変換して負荷に供給する三相電圧形インバー
タとを備えた電力変換回路において、 カソードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記カソードを整流回路の負側出力端子に接続し、前記３
つのダイオードの各アノードをそれぞれインバータの各
相交流出力端子に接続すると共に、 整流回路の正側出力端子をインバータの直流入力側の平
滑コンデンサの正側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時に交流電源との間で零相電力を授受することを特徴
とする電力変換回路。5. A DC power supply comprising an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply via a reactor, and the power of the DC power supply is converted into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplied to a load. In a power conversion circuit including a three-phase voltage source inverter, a zero-phase bypass diode is provided as zero-phase conduction means including three diodes whose cathodes are commonly connected, and the cathode is connected to a negative output terminal of a rectifier circuit. And said 3
Each anode of the two diodes is connected to each phase AC output terminal of the inverter, and the positive output terminal of the rectifier circuit is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter. A power conversion circuit for transmitting and receiving AC power to and from a load and for transmitting and receiving zero-phase power to and from an AC power supply when a zero voltage vector is output by an inverter.
動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換して負
荷に供給する三相電圧形インバータとを備えた電力変換
回路において、 アノードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記アノードをリアクトルを介して直流電源の正極に接続
し、前記３つのダイオードの各カソードをそれぞれイン
バータの各相交流出力端子に接続すると共に、 直流電源の負極をインバータの直流入力側の平滑コンデ
ンサの負側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時にインバータが直流電源との間で零相電力を授受し
てインバータの直流電圧を制御することを特徴とする電
力変換回路。6. A power conversion circuit comprising: a DC power supply; and a three-phase voltage source inverter that converts power of the DC power supply into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplies the three-phase AC power to a load. A zero-phase bypass diode is provided as zero-phase conduction means including three diodes, the anode is connected to the positive electrode of a DC power supply via a reactor, and each cathode of the three diodes is connected to each phase AC output of an inverter. The negative terminal of the DC power supply is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter, and the inverter transfers and receives AC power to and from the load by time division. The inverter controls the DC voltage of the inverter by transmitting and receiving zero-phase power with the DC power supply when outputting the voltage vector A power conversion circuit characterized by the above-mentioned.
動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換して負
荷に供給する三相電圧形インバータとを備えた電力変換
回路において、 カソードが共通接続された３つのダイオードからなる零
相通流手段としての零相バイパスダイオードを設け、前
記カソードをリアクトルを介して直流電源の負極に接続
し、前記３つのダイオードの各アノードをそれぞれイン
バータの各相交流出力端子に接続すると共に、 直流電源の正極をインバータの直流入力側の平滑コンデ
ンサの正側端子に接続し、 時間分割により、インバータが、負荷との間で交流電力
を授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出
力時にインバータが直流電源との間で零相電力を授受し
てインバータの直流電圧を制御することを特徴とする電
力変換回路。7. A power conversion circuit comprising: a DC power supply; and a three-phase voltage-type inverter that converts power of the DC power supply into three-phase AC power by operation of a semiconductor switching element and supplies the three-phase AC power to a load. A zero-phase bypass diode as a zero-phase conduction means comprising three diodes, the cathode is connected to the negative electrode of a DC power supply via a reactor, and the anodes of the three diodes are connected to the AC output of each inverter. Connect the positive terminal of the DC power supply to the positive terminal of the smoothing capacitor on the DC input side of the inverter, and in accordance with time division, the inverter transfers AC power to and from the load, and The inverter controls the DC voltage of the inverter by transmitting and receiving zero-phase power with the DC power supply when outputting the voltage vector A power conversion circuit characterized by the above-mentioned.
路において、 各相電圧指令値に重畳される零相電圧指令値を、零相バ
イパスダイオードのアノード電位指令値から各相電圧指
令値のうちの最小値を減じた値としたことを特徴とする
電力変換回路。8. The power conversion circuit according to claim 2, wherein the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value is obtained from the anode potential command value of the zero-phase bypass diode by each phase voltage command value. A power conversion circuit characterized in that a value obtained by subtracting a minimum value from among the values is used.
路において、 各相電圧指令値に重畳される零相電圧指令値を、零相バ
イパスダイオードのカソード電位指令値から各相電圧指
令値のうちの最大値を減じた値としたことを特徴とする
電力変換回路。9. The power conversion circuit according to claim 3, wherein the zero-phase voltage command value superimposed on each phase voltage command value is converted from the cathode potential command value of the zero-phase bypass diode to each phase voltage command value. A power conversion circuit characterized in that the maximum value is reduced.
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|---|---|---|---|
| JP20512297A JP3374958B2 (en) | 1997-07-31 | 1997-07-31 | Power conversion circuit |
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| CN98117254A CN1088282C (en) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | Power conversion apparatus |
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| US09/665,490 US6320775B1 (en) | 1997-06-03 | 2000-09-20 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396244B2 (en) | 2000-04-07 | 2002-05-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric element control apparatus, battery system, and inverter motor system |
| US6518736B2 (en) | 2000-06-26 | 2003-02-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Mechanical power outputting apparatus and inverter apparatus |
| US6548984B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-15 | Toyoda Jidosha Kabushiki Kaisha | Power output device |
| CN110729736A (en) * | 2019-10-17 | 2020-01-24 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | Inverter module with bypass fast switching function, dynamic voltage compensation device and method |
| KR20220008109A (en) * | 2020-07-13 | 2022-01-20 | 인하대학교 산학협력단 | 3-Phase Inverter And Method Of Driving The Same |
-
1997
- 1997-07-31 JP JP20512297A patent/JP3374958B2/en not_active Expired - Fee Related
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| CN110729736A (en) * | 2019-10-17 | 2020-01-24 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | Inverter module with bypass fast switching function, dynamic voltage compensation device and method |
| CN110729736B (en) * | 2019-10-17 | 2023-09-08 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | Inverter module with bypass fast-switching function, dynamic voltage compensation device and method |
| KR20220008109A (en) * | 2020-07-13 | 2022-01-20 | 인하대학교 산학협력단 | 3-Phase Inverter And Method Of Driving The Same |
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