JPH1155217A - Delay time measuring device - Google Patents
Delay time measuring deviceInfo
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- JPH1155217A JPH1155217A JP21320797A JP21320797A JPH1155217A JP H1155217 A JPH1155217 A JP H1155217A JP 21320797 A JP21320797 A JP 21320797A JP 21320797 A JP21320797 A JP 21320797A JP H1155217 A JPH1155217 A JP H1155217A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、自動車電話システ
ムや携帯電話システム等で採用されているＣＤＭＡ（符
号分割多元接続）通信システムに係わり、特に、このＣ
ＤＭＡ通信システムに組込まれている基地局及び移動局
の特性を測定する試験装置内に組込まれ、基地局及び移
動局から出力されるＣＤＭＡ信号における遅延時間を測
定する遅延時間測定装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a CDMA (code division multiple access) communication system employed in a car telephone system, a portable telephone system, and the like.
The present invention relates to a delay time measuring device that is incorporated in a test device that measures characteristics of a base station and a mobile station incorporated in a DMA communication system and that measures a delay time in a CDMA signal output from the base station and the mobile station.
【０００２】[0002]
【従来の技術】上述した各種移動体通信システムに採用
されるＣＤＭＡ通信システムおいては、一つの基地局に
対して同一周波数帯で、時分割アクセスを行うことなく
複数台の移動局（加入者端末）が通信可能である。2. Description of the Related Art In a CDMA communication system adopted in the above-mentioned various mobile communication systems, a plurality of mobile stations (subscribers) can be provided to one base station in the same frequency band without performing time-division access. Terminal) can communicate.
【０００３】このような基地局から移動局に送信するＣ
ＤＭＡ信号の信号品質を試験する場合、図６に示すよう
に、試験対象の移動局１と基地局２との間に試験装置３
を配設し、基地局２から電波出力されるＣＤＭＡ信号を
受信する。[0003] C transmitted from such a base station to a mobile station.
When testing the signal quality of the DMA signal, as shown in FIG. 6, the test apparatus 3 is located between the mobile station 1 to be tested and the base station 2.
And receives a CDMA signal output from the base station 2 by radio.
【０００４】図７は基地局２及び試験装置３の概略動作
を説明する図である。基地局２において、音声信号等は
デジタル信号に変換され、ＰＮ（擬似ランダム）信号が
乗算されてスペクトラム拡散される。このスペクトラム
拡散されたデジタル信号はさらに４位相に直交変調（Ｑ
ＰＳＫ変調）され、ＣＤＭＡ信号として電波出力され
る。[0004] FIG. 7 is a diagram for explaining the schematic operation of the base station 2 and the test apparatus 3. In the base station 2, a voice signal or the like is converted into a digital signal, multiplied by a PN (pseudo random) signal, and spread spectrum. The spread spectrum digital signal is further quadrature modulated (Q
PSK modulation) and output as a CDMA signal.
【０００５】一方、試験装置３においては、受信したＣ
ＤＭＡ信号は直交復調（ＱＰＳＫ復調）され、基地局２
側と同期したタイミングでＰＮ信号が乗算されスペクト
ラム逆拡散され、元のデジタルデータとなる。そして、
この逆拡散するのに使用されたデジタル信号に対して各
種の測定が実施される。On the other hand, in the test apparatus 3, the received C
The DMA signal is subjected to quadrature demodulation (QPSK demodulation).
The PN signal is multiplied at the timing synchronized with the side and the spectrum is despread, and becomes the original digital data. And
Various measurements are performed on the digital signal used for the despreading.
【０００６】図８は送信されるデジタルデータをさらに
直交コード変調する場合における基地局２ａ及び試験装
置３ａの概略動作を説明する図である。基地局２ａにお
いて、音声信号等は１９．２Ｋｂｐｓのデジタル信号に
変換され、そのビット列が直交コードと乗算されて１．
２２８８Ｍｂｐｓのデジタル信号となる。ここではＩＳ
−９５規格に従った変換の場合で説明する。FIG. 8 is a diagram for explaining the schematic operation of the base station 2a and the test apparatus 3a when the transmitted digital data is further subjected to orthogonal code modulation. In the base station 2a, a voice signal or the like is converted into a digital signal of 19.2 Kbps, and the bit sequence is multiplied by an orthogonal code to obtain 1.
It becomes a digital signal of 2288 Mbps. Here IS
The conversion according to the -95 standard will be described.
【０００７】すなわち、直交コードとして、例えば図９
に示すような、ウォルシュ(walsh)コードＣ1 ，Ｃ2 ，
Ｃ3 ，…（ウォルシュ関数群）が用いられる。このよう
な直交コードを用いることによって、一つの搬送周波数
に対して例えばＣＨ1 〜ＣＨ64の合計６４チャンネルの
回線が確保される。ＩＳ−９５規格においては、そのう
ちチャンネルＣＨ1 は、パイロットチャンネルであり、
移動局１が基地局２ａとの間で次に述べる拡散用のＰＮ
信号との同期を取る目的て使用されるチャンネルとな
る。That is, as an orthogonal code, for example, FIG.
Walsh codes C 1 , C 2 ,
C 3, ... (Walsh function group) are used. By using such orthogonal codes, one of the total 64 channels of line with respect to the carrier frequency e.g. CH 1 to CH 64 it is ensured. In the IS-95 standard, of which the channel CH 1 is a pilot channel,
The mobile station 1 is connected to the base station 2a by a PN for spreading described below.
This is the channel used for synchronizing with the signal.
【０００８】上記１．２２８８Ｍｂｐｓのデジタルデー
タには、さらにＰＮ信号が乗算されてスペクトラム拡散
される。スペクトラム拡散されたデジタル信号はさらに
４位相に直交変調（ＱＰＳＫ変調）されてＣＤＭＡ信号
として電波出力される。The above-mentioned digital data of 1.2288 Mbps is further multiplied by a PN signal and spread spectrum. The spread spectrum digital signal is further quadrature modulated (QPSK modulated) into four phases and output as a CDMA signal.
【０００９】試験装置３ａにおいては、受信したＣＤＭ
Ａ信号は、直交復調（ＱＰＳＫ復調）され、基地局２ａ
側と同期したタイミングでＰＮ信号が乗算されスペクト
ラム逆拡散される。スペクトラム逆拡散されたデジタル
信号にはさらに前述した直交コードＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，
…が乗算され、例えばＣＨ1 〜ＣＨ64の各チャンネル毎
のデジタル信号が抽出される。この各デジタル信号に対
して、例えばコードドメインパワーやチャンネル間時間
差、波形品質等といった各種測定が実行される。In the test apparatus 3a, the received CDM
The A signal is subjected to quadrature demodulation (QPSK demodulation), and the base station 2a
The PN signal is multiplied at the timing synchronized with the side and the spectrum is despread. The above-mentioned orthogonal codes C 1 , C 2 , C 3 ,
... are multiplied, for example, a digital signal for each channel of the CH 1 to CH 64 is extracted. Various measurements such as code domain power, time difference between channels, and waveform quality are performed on each digital signal.
【００１０】このような試験装置３，３ａにおいて、基
地局２，２ａから移動局１に対して電波出力するＣＤＭ
Ａ信号のあるチャンネルに含まれるデジタルデータの出
力タイミング（クロックタイミング）が、他の移動局１
へ電波出力するＣＤＭＡ信号のチャンネルに含まれるデ
ジタルデータの出力タイミング（クロックタイミング）
と正確に同期がとれていなければ、直交コードの直交性
が失われてしまい、移動局１は、基地局２，２ａからＣ
ＤＭＡ信号として同一周波数帯に多重化された各チャン
ネルから各移動局１毎のデジタルテータを分離抽出でき
ない。In such a test apparatus 3, 3A, a CDM for outputting radio waves from the base stations 2, 2a to the mobile station 1.
The output timing (clock timing) of digital data included in a certain channel of the A signal is different from that of another mobile station 1.
Output timing (clock timing) of digital data included in the channel of the CDMA signal to be output to the radio wave
If they are not accurately synchronized with each other, the orthogonality of the orthogonal code is lost, and the mobile station 1 transmits signals from the base stations 2 and 2a to C
Digital data for each mobile station 1 cannot be separated and extracted from each channel multiplexed in the same frequency band as a DMA signal.
【００１１】そのために、各基地局２，２ａは、全ての
基地局２，２ａに共通する基準のクロックを用いてＣＤ
ＭＡ信号を作成している。この基準のクロックは例えば
ＧＰＳ衛星からの時刻を示す信号に同期している。これ
をシステム基準クロックとして用いる。For this purpose, each of the base stations 2, 2a uses a reference clock common to all the base stations 2, 2a to generate a CD.
Creating MA signal. This reference clock is synchronized with a signal indicating the time from a GPS satellite, for example. This is used as a system reference clock.
【００１２】しかしながら、各基地局２，２ａ内での、
各種の電子回路素子の構成によっては、基地局２，２ａ
から出力されるＣＤＭＡ信号として多重化された各チャ
ンネルのデジタルデータの出力タイミング（クロックタ
イミング）は必ずしも上記基準クロックに同期しておら
ず、多少の遅延時間τが発生する。However, in each of the base stations 2, 2a,
Depending on the configuration of various electronic circuit elements, the base stations 2, 2a
The output timing (clock timing) of the digital data of each channel multiplexed as a CDMA signal output from the CDMA signal is not necessarily synchronized with the reference clock, and a slight delay time τ occurs.
【００１３】したがつて、試験装置３，３ａにおける試
験項目の一つとして、この遅延時間τを測定して、この
遅延時間τがＣＤＭＡ通信システムとして許容できる値
か否かを評価する必要がある。Therefore, it is necessary to measure the delay time τ as one of the test items in the test devices 3 and 3a and evaluate whether or not the delay time τ is an acceptable value for a CDMA communication system. .
【００１４】試験装置３，３ａで試験対象の基地局２，
２ａから受信したＣＤＭＡ信号に含まれる各チャンネル
のデジタルデータの出力タイミング（クロックタイミン
グ）の基準クロックからの遅延時間τの測定は、従来、
次のように実施されていた。The test equipments 3 and 3a use the base stations 2 to be tested.
The measurement of the delay time τ from the reference clock of the output timing (clock timing) of the digital data of each channel included in the CDMA signal received from 2a has conventionally been performed.
It was implemented as follows.
【００１５】すなわち、図７，８において、試験装置
３，３ａは、受信したＣＤＭＡ信号を直交復調して、こ
の直交復調したベースバンド信号をＰＮ信号でスペクト
ラム逆拡散して元のデジタル信号を得るが、このＰＮ信
号はトリガー信号等を用いて正確に基準クロックに同期
させておく。That is, in FIGS. 7 and 8, the test devices 3 and 3a orthogonally demodulate the received CDMA signal, and spectrum-despread the orthogonally demodulated baseband signal with a PN signal to obtain an original digital signal. However, this PN signal is accurately synchronized with the reference clock using a trigger signal or the like.
【００１６】そして、ＣＤＭＡ信号に含まれるデジタル
信号の出力タイミングが完全に基準クロックに同期して
いれば、ＰＮ信号でスペクトラム逆拡散して得られるデ
ジタル信号の波形は元のデジタル信号の波形と一致し、
相関値演算を行った場合にはこの相関値が［１］とな
る。If the output timing of the digital signal included in the CDMA signal is completely synchronized with the reference clock, the waveform of the digital signal obtained by spectrum despreading with the PN signal is identical to the waveform of the original digital signal. Thank you
When the correlation value calculation is performed, this correlation value becomes [1].
【００１７】しかし、ＣＤＭＡ信号の出力タイミングが
基準クロックとずれた場合は、スペクトラム逆拡散して
得られるデジタル信号の波形は乱れて、元のデジタル信
号とは一致しない。そこで、このスペクトラム逆拡散し
て得られるデジタル信号の波形の歪み程度を示す相関値
として前述したＩＳ−９５規格に定められた波形品質フ
ァクタρを各時刻毎に求めて、この波形品質ファクタρ
の最大値の時刻位置をＣＤＭＡ信号の出力タイミング位
置、すなわちこのＣＤＭＡ信号に含まれるデジタル信号
のクロック位置として、このクロック位置と前記基準ク
ロックのクロック位置との差を遅延時間τとしていた。However, if the output timing of the CDMA signal deviates from the reference clock, the waveform of the digital signal obtained by despreading the spectrum is distorted and does not match the original digital signal. Therefore, a waveform quality factor ρ defined in the above-mentioned IS-95 standard is obtained for each time as a correlation value indicating the degree of distortion of a digital signal waveform obtained by despreading the spectrum, and this waveform quality factor ρ
Is the output timing position of the CDMA signal, that is, the clock position of the digital signal included in the CDMA signal, and the difference between this clock position and the clock position of the reference clock is the delay time τ.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
遅延時間測定手法においてもまだ解消すべき次のような
課題があった。すなわち、ＰＮ信号で逆拡散されて復調
されたデジタル信号の波形の各時刻における波形品質フ
ァクタρを求めて、この波形品質ファクタρが最大値に
なる時刻を求めるのであるが、最大値を精度良く求める
ためには、時間的に細かく波形品質ファクタρを得る必
要があるため、多大の演算処理時間を必要とした。However, the above-described delay time measuring method still has the following problems to be solved. That is, the waveform quality factor ρ at each time of the digital signal waveform despread and demodulated by the PN signal is obtained, and the time at which the waveform quality factor ρ becomes the maximum value is obtained. In order to obtain it, it is necessary to obtain the waveform quality factor ρ finely in time, so that a large amount of calculation processing time is required.
【００１９】さらに、前述したように、デジタル信号を
直交コードで多重化した場合においては、この波形品質
ファクタρの演算にさらに多大の演算時間を必要とし
た。また、この波形品質ファクタρはＰＮ同期点近傍で
は大きな値を示すが、隣接するチップ点相互間の数分の
１ずれるだけで雑音レベルになってしまう。そのため、
粗い時間分解能では遅延時間τの測定精度が悪いという
問題があった。Further, as described above, when a digital signal is multiplexed with an orthogonal code, the calculation of the waveform quality factor ρ requires much more calculation time. The waveform quality factor ρ has a large value in the vicinity of the PN synchronization point, but the noise level is attained only by shifting by a fraction of a value between adjacent chip points. for that reason,
A coarse time resolution has a problem that the measurement accuracy of the delay time τ is poor.
【００２０】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、復調されたデジタル信号のチップ点近傍の
ρ（相関値）分布特性を求めることによって、多数の波
形品質ファクタρ算出等の複雑な計算を実施することな
く、簡単にかつ高い精度で試験対象の基地局から出力さ
れたＣＤＭＡ信号の遅延時間を測定できる遅延時間測定
装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of such circumstances, and obtains a ρ (correlation value) distribution characteristic in the vicinity of a chip point of a demodulated digital signal to calculate a number of waveform quality factors ρ. An object of the present invention is to provide a delay time measuring apparatus capable of easily and accurately measuring a delay time of a CDMA signal output from a test target base station without performing complicated calculations.
【００２１】[0021]
【課題を解決するための手段】上記課題を解消ために本
発明の遅延時間測定装置においては、デジタルデータを
システム基準クロックに同期するＰＮ信号で拡散したデ
ジタル信号で、搬送波を変調したＣＤＭＡ変調信号を受
けてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換さ
れた変調信号をベースバンド信号に復調する直交復調部
と、この直交復調部で復調されたベースバンド信号から
デジタル信号のチップ点を検出するクロック同期検出部
と、復調されたベースバンド信号におけるチップ点及び
このチップ点と隣接チップ点との間に設定された複数の
近接点における信号値を抽出する再サンプリング部と、
逆拡散用のＰＮ信号を発生し、再サンプリング部から出
力された各チップ点の各信号値からなる再生されたデジ
タル信号と逆拡散用のＰＮ信号との間の同期をとるＰＮ
同期処理部と、ベースバンド信号におけるチップ点及び
各近接点の各信号値と、同期状態の逆拡散用のＰＮ信号
のチップ点の信号値とからチップ点及び各近接点の相関
値を算出する相関値算出手段と、この相関値算出手段で
算出された各相関値から再生されたデジタル信号におけ
るチップ点近傍の相関値分布特性を算出する相関値分布
特性算出手段と、外部からシステム基準クロックを受け
て、算出された相関値分布特性の最大相関値の発生時刻
とシステム基準クロックとから再生されたデジタル信号
の遅延時間を算出する遅延時間算出手段とを備えてい
る。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, a delay time measuring apparatus according to the present invention provides a CDMA modulated signal in which a carrier is modulated with a digital signal obtained by spreading digital data with a PN signal synchronized with a system reference clock. A / D converter for receiving the A / D-converted signal, a quadrature demodulator for demodulating the A / D-converted modulated signal into a baseband signal, and a digital signal from the baseband signal demodulated by the quadrature demodulator. A clock synchronization detection unit for detecting a chip point of the signal; a resampling unit for extracting a signal value at a chip point in the demodulated baseband signal and a plurality of adjacent points set between the chip point and an adjacent chip point; ,
A PN for generating a despreading PN signal and synchronizing a reproduced digital signal composed of each signal value of each chip point output from the resampling unit with the despreading PN signal.
A synchronization processor calculates a correlation value between the chip point and each proximity point from each signal value of the chip point and each proximity point in the baseband signal and a signal value of the chip point of the PN signal for despreading in a synchronized state. Correlation value calculating means, correlation value distribution characteristic calculating means for calculating a correlation value distribution characteristic near a chip point in a digital signal reproduced from each correlation value calculated by the correlation value calculating means, and a system reference clock from outside. And a delay time calculating means for calculating a delay time of the digital signal reproduced from the time of occurrence of the calculated maximum correlation value of the correlation value distribution characteristic and the system reference clock.
【００２２】このように構成された遅延時間測定装置に
おいては、例えば試験対象の基地局から本願の遅延時間
測定装置へ入力されたＣＤＭＡ信号はＡ／Ｄ変換された
後、直交復調される。さらに、この直交復調されたベー
スバンド信号はチップ点で再サンプリングされた後、例
えば基準クロックに同期するＰＮ信号で逆拡散されて、
元のデジタルテータに復調される。In the delay time measuring apparatus thus configured, for example, a CDMA signal input from the test target base station to the delay time measuring apparatus of the present invention is A / D converted and then quadrature demodulated. Further, after the quadrature demodulated baseband signal is resampled at the chip point, it is despread with, for example, a PN signal synchronized with a reference clock.
Demodulated to original digital data.
【００２３】一般に、復調されたデジタル信号の各時刻
における相関値分布特性の最大点がＰＮ信号の同期点と
考えられる。そして、この相関値分布特性の最大点の発
生時刻と基準クロックとの間の時刻差がＣＤＭＡ信号に
含まれるデジタルデータの遅延時間τとなる。In general, the maximum point of the correlation value distribution characteristic of the demodulated digital signal at each time can be considered as the synchronization point of the PN signal. Then, the time difference between the generation time of the maximum point of the correlation value distribution characteristic and the reference clock becomes the delay time τ of the digital data included in the CDMA signal.
【００２４】よって、本発明においては、チップ点とこ
のチップ点近傍の複数時点の相関値を求めて統計的に相
関値分布特性を求めている。この相関値を求める処理は
前述した方法に比較して相関値を求める点（サンプル
点）か少なくて済む。したがって、遅延時間τの測定時
間を短縮できる。Therefore, in the present invention, correlation values at a chip point and a plurality of time points near the chip point are calculated to statistically determine correlation value distribution characteristics. The processing for obtaining the correlation value requires fewer points (sample points) for obtaining the correlation value as compared with the above-described method. Therefore, the measurement time of the delay time τ can be reduced.
【００２５】また、相関値の測定は相関値分布特性のピ
ーク点近傍に集中させることによって、高いＳ／Ｎ比で
測定できるので、遅延時間τの測定精度を向上できる。
また、本発明の別の遅延時間測定装置においては、複数
チャンネルの各デジタルデータを各チャンネルに対応す
る直交コード及びＰＮ信号で拡散した多重化されたデジ
タル信号で、搬送波を変調したＣＤＭＡ変調信号を受け
てＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換され
た変調信号をベースバンド信号に復調する直交復調部
と、この直交復調部で復調されたベースバンド信号から
デジタル信号のチップ点を検出するクロック同期検出部
と、復調されたベースバンド信号におけるチップ点及び
このチップ点と隣接チップ点との間に設定された複数の
近接点における信号値を抽出する再サンプリング部と、
逆拡散用のＰＮ信号を発生し、再サンプリング部から出
力された各チップ点の各信号値からなるデジタル信号
を、逆拡散用のＰＮ信号との間で同期をとり、元の多重
化されているデジタル信号に復調するＰＮ同期処理部
と、このＰＮ同期処理部で復調された多重化されている
デジタル信号を各チャンネルに対応する直交コードで逆
拡散して複数のチャンネルのデジタル信号に復調する直
交コード復調処理部と、この直交コード復調処理部で復
調された各チャンネルのデジタル信号におけるチップ点
及び各近接点における各相関値を算出する相関値算出手
段と、この相関値算出手段で算出された各相関値から復
調された各チャンネルのデジタル信号におけるチップ点
近傍の相関値分布特性を算出する相関値分布特性算出手
段と、この算出された各相関値分布特性の最大相関値の
発生時刻とチップ点とから復調された各チャンネルのデ
ジタル信号相互間の遅延時間差を算出する遅延時間算出
手段とを備えている。Further, since the correlation value can be measured at a high S / N ratio by concentrating it near the peak point of the correlation value distribution characteristic, the measurement accuracy of the delay time τ can be improved.
In another delay time measuring apparatus of the present invention, a CDMA modulated signal obtained by modulating a carrier with a multiplexed digital signal obtained by spreading each digital data of a plurality of channels with orthogonal codes and PN signals corresponding to each channel. An A / D converter for receiving and A / D converting the signal; a quadrature demodulator for demodulating the A / D converted modulated signal into a baseband signal; and a digital signal from the baseband signal demodulated by the quadrature demodulator. A clock synchronization detection unit that detects a chip point, a resampling unit that extracts signal values at a plurality of adjacent points set between the chip point and the adjacent chip point and the chip point in the demodulated baseband signal,
A PN signal for despreading is generated, and a digital signal composed of each signal value at each chip point output from the re-sampling unit is synchronized with the PN signal for despreading, and the original multiplexed signal is obtained. A PN synchronization processing section for demodulating the digital signal into a digital signal, and a multiplexed digital signal demodulated by the PN synchronization processing section is despread with an orthogonal code corresponding to each channel and demodulated into digital signals of a plurality of channels. An orthogonal code demodulation processing unit, correlation value calculation means for calculating each correlation value at a chip point and each proximity point in a digital signal of each channel demodulated by the orthogonal code demodulation processing part, and a correlation value calculation means Correlation value distribution characteristic calculating means for calculating a correlation value distribution characteristic near a chip point in a digital signal of each channel demodulated from each correlation value. And a delay time calculating means for calculating a delay time difference between the digital signals cross each channel demodulated from the occurrence time and the chip points of maximum correlation values of the correlation value distribution characteristics.
【００２６】このように構成された遅延時間測定装置に
おいては、ＣＤＭＡ信号は直交コード変調され多重化さ
れているので、この遅延時間測定装置内において、複数
のデジタル信号に復調される。そして、この復調された
各チャンネルのデジタル信号相互間の遅延時間差が算出
される。In the delay time measuring device thus constructed, since the CDMA signal is orthogonally modulated and multiplexed, it is demodulated into a plurality of digital signals in the delay time measuring device. Then, a delay time difference between the demodulated digital signals of the respective channels is calculated.
【００２７】[0027]
【発明の実施の形態】以下本発明の各実施形態を図面を
用いて説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態に係わる
遅延時間測定装置の概略構成を示すブロック図である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. (First Embodiment) FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a delay time measuring device according to a first embodiment of the present invention.
【００２８】図７に示す試験対象の基地局２から受信さ
れたＣＤＭＡ信号ａはデジタル信号をＰＮ信号でスペク
トラム拡散し、その後４位相に直交変調（ＱＰＳＫ変
調）したものである。入力端子４から入力したＣＤＭＡ
信号ａはＡ／Ｄ変換部５で搬送周波数より高いサンプリ
ング周波数でサンプリングされて、デジタルのＣＤＭＡ
信号ａとして次の直交復調部（ＱＰＳＫ復調部）６へ入
力される。The CDMA signal a received from the base station 2 to be tested shown in FIG. 7 is a digital signal obtained by spectrum spreading a PN signal and then quadrature modulating (QPSK modulation) into four phases. CDMA input from input terminal 4
The signal a is sampled by the A / D converter 5 at a sampling frequency higher than the carrier frequency, and the digital CDMA
The signal a is input to the next quadrature demodulator (QPSK demodulator) 6.
【００２９】直交復調部６は入力されたＣＤＭＡ信号ａ
を同相成分(Inphase) のベースバンド信号ｉ（ｔ）と直
交成分(Quadration)のベースバンド信号他ｑ（ｔ）とに
復調する。直交復調部６で復調されたベースバンド信号
としてのデジタルの各ベースバンド信号ｉ（ｔ）、ｑ
（ｔ）は一旦波形メモリ７へ書込まれる。The quadrature demodulator 6 receives the input CDMA signal a
Is demodulated into a baseband signal i (t) of an in-phase component (Inphase) and a baseband signal q (t) of a quadrature component (Quadration). Each digital baseband signal i (t), q as a baseband signal demodulated by the quadrature demodulation unit 6
(T) is once written into the waveform memory 7.
【００３０】波形メモリ７から読出された各ベースバン
ド信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）はクロック同期検出部８及び
再サンプリング部９へ入力される。クロック同期検出部
８は各ベースバンド信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）からデジタ
ル信号のクロック同期、すなわちＣＤＭＡ信号における
チップ点ｔS を検出してチップ点信号ｂとして再サンプ
リング部９へ送出する。The baseband signals i (t) and q (t) read from the waveform memory 7 are input to a clock synchronization detector 8 and a resampling unit 9. The clock synchronization detection unit 8 detects the clock synchronization of the digital signal from each of the baseband signals i (t) and q (t), that is, detects the chip point t S in the CDMA signal and sends it to the resampling unit 9 as the chip point signal b. .
【００３１】再サンプリング部９は、波形メモリ７から
順次読出される各ベースバンド信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）
における図３に示す次の３つの時刻（ｔS ，ｔS+1 ，ｔ
S-1）における値を順次抽出する。The re-sampling section 9 is configured to read the baseband signals i (t) and q (t) sequentially read from the waveform memory 7.
At the next three times (t S , t S + 1 , t
The values in S-1 ) are sequentially extracted.
【００３２】(1) クロック同期検出部８から出力され
たチップ点信号ｂで指定されたチップ点ｔS における各
ベースバンド信号値ｉ（ｔS ），ｑ（ｔS ） (2) このチップ点ｔS から前方に隣接するチップ点ｔ
S までの期間、すなわち元のデジタルデータのシンボル
周期ＴO の例えば１／８の時間（ＴO ／８）だけ移動し
た近接点ｔS+1 における各ベースバンド信号値ｉ（ｔ
S+1 ），ｑ（ｔS+1 ） (3) このチップ点ｔS から後方に隣接するチップ点ｔ
S までの期間ＴO の例えば１／８の時間（ＴO ／８）た
け移動した近接点ｔS-1 における各ベースバンド信号値
ｉ（ｔS-1 ），ｑ（ｔS-1 ） 前記クロック同期検出部８は例えば図２に示すように構
成されている。(1) Each baseband signal value i (t S ), q (t S ) at the chip point t S specified by the chip point signal b output from the clock synchronization detector 8 (2) This chip point Chip point t adjacent forward from t S
S , that is, each baseband signal value i (t) at the proximity point t S + 1 moved by a time (T O / 8), for example, 1/8 of the symbol period T O of the original digital data.
S + 1), q (t S + 1) (3) chip point t adjacent to the rear from the tip point t S
Each baseband signal value i (t S-1 ), q (t S-1 ) at the proximity point t S-1 moved by, for example, ８ time (T O / 8) of the period T O up to S. The clock synchronization detector 8 is configured as shown in FIG. 2, for example.
【００３３】波形メモリ７から順次読出されたベースバ
ンド信号としてのデジタルの各ベースバンド信号ｉ(t)
，ｑ(t) はそれぞれバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
１ａ，１１ｂで波形整形されたのち２乗器１２ａ，１２
ｂで２乗される。２乗された各ベースバンド信号Ｉ2 ，
Ｑ2 は加算器１３で加算される。加算器１３から出力さ
れた合成信号（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）は、次の各乗算部１４ａ，
１４ｂへ送出される。Each digital baseband signal i (t) as a baseband signal sequentially read from the waveform memory 7
, Q (t) are bandpass filters (BPF) 1 respectively.
After the waveforms are shaped in 1a and 11b, the squarers 12a and 12
squared with b. Each squared baseband signal I 2 ,
Q 2 is added by the adder 13. The composite signal (I 2 + Q 2 ) output from the adder 13 is applied to the following multipliers 14a,
14b.
【００３４】基準クロック発生器１５は元のデジタル信
号のクロック周波数に等しい周波数を有する基準クロッ
ク信号ｄを出力する。この基準クロック信号ｄは直接一
方の乗算部１４ａへ入力されると共に、π／２移相部１
６で位相が（π／２）だけ移相された後、他方の乗算部
１４ｂへ入力される。The reference clock generator 15 outputs a reference clock signal d having a frequency equal to the clock frequency of the original digital signal. This reference clock signal d is directly input to one of the multipliers 14a, and the π / 2 phase shifter 1
After the phase is shifted by (π / 2) in step 6, the signal is input to the other multiplier 14b.
【００３５】各乗算部１４ａ，１４ｂは、入力された合
成信号（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）と互いに直交する各基準クロック
信号ｄ（ cosωｔ，− sinωｔ）とを乗算して位相信号
Ｉ1，Ｑ1 を出力する。各乗算部１４ａ，１４ｂから出
力された位相信号Ｉ1 ，Ｑ1はそれぞれ窓処理部１７
ａ，１７ｂで高周波成分が除去された後、位相算出部１
８へ入力される。位相算出部１８は各位相信号Ｉ1 ，Ｑ
1 の値から各ベースバンド信号ｉ(t) ，ｑ(t) の基準ク
ロック信号ｄに対する位相Φを算出して次のタイミング
検出部１９へ送出する。Each of the multipliers 14a and 14b multiplies the input composite signal (I 2 + Q 2 ) by a reference clock signal d (cos ωt, −sin ωt) which is orthogonal to each other, to generate phase signals I 1 and Q 1 . Output. The phase signals I 1 and Q 1 output from the multipliers 14 a and 14 b are respectively
After the high-frequency components are removed in steps a and b, the phase calculation unit 1
8 is input. The phase calculator 18 calculates the phase signals I 1 , Q
The phase Φ of each baseband signal i (t), q (t) with respect to the reference clock signal d is calculated from the value of 1 and sent to the next timing detection unit 19.
【００３６】Φ＝ Tan-1（Ｑ1 ／Ｉ1 ） タイミング検出部１９は、基準クロック発生部１５から
出力される基準クロック信号ｄの基準位相から位相Φに
達した時点で、チップ点信号ｂを再サンプリング部９へ
送出する。Φ = Tan -1 (Q 1 / I 1 ) The timing detector 19 detects the chip point signal b when the phase of the reference clock signal d output from the reference clock generator 15 reaches the phase Φ from the reference phase. To the resampling unit 9.
【００３７】ＰＮ同期処理部１０は、内部に記憶保持し
ているＰＮパータン符号を元のデジタル信号のクロック
周波数と等しいクロック周波数で読出してデジタルの逆
拡散用のＰＮ信号とする。このＰＮパータン符号の読出
タイミングは例えばトリガー信号等を用いて前記基準ク
ロックに同期している。The PN synchronization processing unit 10 reads out the PN pattern code stored and held therein at a clock frequency equal to the clock frequency of the original digital signal to obtain a digital PN signal for despreading. The read timing of the PN pattern code is synchronized with the reference clock using, for example, a trigger signal.
【００３８】そして、このＰＮ同期処理部１０は、再サ
ンプリング部９からチップ点ｔS に同期して抽出された
各ベースバンド信号値ｉ（ｔS ），ｑ（ｔS ）すなわ
ち、復調されたデジタル信号とデジタルの逆拡散用のＰ
Ｎ信号との間におけるスペクトラム逆拡散を実施するた
めの両者の同期を検出する。そして、両者の同期が確立
した時点で、復調されたデジタル信号におけるチップ点
ｔS に対応するＰＮ信号の値ｐ（ｔS ）を求める。The PN synchronization processing unit 10 demodulates the baseband signal values i (t S ) and q (t S ) extracted from the resampling unit 9 in synchronization with the chip point t S. P for digital signal and digital despreading
The synchronization between the two signals for performing spectrum despreading with the N signals is detected. Then, when the synchronization between the two is established, the value p (t S ) of the PN signal corresponding to the chip point t S in the demodulated digital signal is obtained.
【００３９】このＰＮ同期処理部１０で検出されたチッ
プ点ｔS に対応するＰＮ信号値ｐ（ｔS ）、及び再サン
プリング部９で得られた、各ベースバンド信号値ｉ（ｔ
S ），ｑ（ｔS ）、ｉ（ｔS+1 ），ｑ（ｔS+1 ）、ｉ
（ｔS-1 ），ｑ（ｔS-1 ）は次のピーク時刻検出部２０
へ入力される。The PN signal value p (t S ) corresponding to the chip point t S detected by the PN synchronization processing section 10 and each baseband signal value i (t) obtained by the resampling section 9
S), q (t S) , i (t S + 1), q (t S + 1), i
(T S-1 ) and q (t S-1 ) are the next peak time detection units 20
Is input to
【００４０】ピーク時刻検出部２０は、チップ点データ
抽出部２１ａと、２個の近接点データ抽出部２１ｂ，２
１ｃと、３個の相関値算出部２２ａ，２２ｂ，２２ｃ
と、相関値分布特性算出部２３と、ピーク点算出部２４
とで構成されている。The peak time detecting section 20 includes a chip point data extracting section 21a and two adjacent point data extracting sections 21b, 21b.
1c and three correlation value calculation units 22a, 22b, 22c
And a correlation value distribution characteristic calculating unit 23 and a peak point calculating unit 24
It is composed of
【００４１】チップ点データ抽出部２１ａは入力した各
データからチップ点ｔS に対応するベースバンド信号値
ｉ（ｔS ），ｑ（ｔS ）とチップ点ｔS に対応するＰＮ
信号値ｐ（ｔS ）とを抽出して次の相関値算出部２２ａ
へ送出する。The chip point data extraction unit 21a extracts baseband signal values i (t S ), q (t S ) corresponding to the chip point t S and PN corresponding to the chip point t S from the input data.
The signal value p (t s ) is extracted and the next correlation value calculation unit 22a is extracted.
Send to
【００４２】相関値出部２２ａは次式を用いてチップ点
ｔS における相関値ＰｔS を算出する。 ＰｔS ＝［｛ｉ（ｔS ）＋ｊｑ（ｔS ）｝×ｐ（ｔS ）］2 近接点データ抽出部２１ｂは入力した各データから近接
点ｔS+1 に対応するベースバンド信号値ｉ（ｔS+1 ），
ｑ（ｔS+1 ）とチップ点ｔS に対応するＰＮ信号値ｐ
（ｔS ）を抽出して次の相関値算出部２２ｂへ送出す
る。The correlation value output section 22a calculates the correlation value Pt S at the chip point t S using the following equation. Pt s = [{i (t s ) + jq (t s )} × p (t s )] 2 The proximity point data extraction unit 21b extracts the baseband signal value i corresponding to the proximity point t s + 1 from the input data. (T S + 1 ),
q (t S + 1 ) and the PN signal value p corresponding to the chip point t S
(T S ) is extracted and sent to the next correlation value calculation unit 22b.
【００４３】相関値算出部２２ｂは次式を用いて近接点
ｔS+1 における相関値ＰｔS+1 を算出する。 ＰｔS+1 ＝［｛ｉ（ｔS+1 ）＋ｊｑ（ｔS+1 ）｝×ｐ（ｔS ）］2 近接点データ抽出部２１ｃは入力した各データから近接
点ｔS-1 に対応するベースバンド信号値ｉ（ｔS-1 ），
ｑ（ｔS-1 ）とチップ点ｔS に対応するＰＮ信号値ｐ
（ｔS ）を抽出して次の相関値算出部２２ｃへ送出す
る。The correlation value calculator 22b calculates the correlation value Pt S + 1 at the adjacent point t S + 1 using the following equation. Pt S + 1 = [{i (t S + 1 ) + jq (t S + 1 )} × p (t S )] 2 The proximity point data extraction unit 21c corresponds to the proximity point t S-1 from the input data. Baseband signal value i (t S-1 ),
q (t S-1 ) and the PN signal value p corresponding to the chip point t S
(T S ) is extracted and sent to the next correlation value calculator 22c.
【００４４】相関値算出部２２ｂは次式を用いて近接点
ｔS-1 における相関値ＰｔS-1 を算出する。 ＰｔS-1 ＝［｛ｉ（ｔS-1 ）＋ｊｑ（ｔS-1 ）｝×ｐ（ｔS ）］2 前記各相値関算出部２２ａ，２２ｂ，２２ｃは上述した
各相関値ＰｔS ，ＰｔS+1 ，ＰｔS-1 をデジタル信号に
おける多数のシンボル周期に亘って算出して、その平均
値を算出して、次の相関値分布特性算出部２３へ送出す
る。The correlation value calculator 22b calculates the correlation value Pt S-1 at the proximity point t S-1 using the following equation. Pt S-1 = [{i (t S-1 ) + jq (t S-1 )} × p (t S )] ( 2 ) Each of the phase value relation calculators 22a, 22b, and 22c performs the above-described correlation value Pt S , Pt S + 1 , and Pt S-1 over a number of symbol periods in the digital signal, calculate the average value, and send it to the next correlation value distribution characteristic calculation unit 23.
【００４５】相関値分布特性算出部２３は、図３に示す
ように、チップ点ｔS 近傍の各時刻における相関値分布
特性２５が、例えば２次関数又は［ sinｘ／ｘ］関数と
みなして、先に求めた３点（ＰｔS ，ＰｔS+1 ，Ｐｔ
S-1 ）がこの相関値分布特性２５上に位置するとして、
この相関値分布特性２５を算出する。As shown in FIG. 3, the correlation value distribution characteristic calculating section 23 considers that the correlation value distribution characteristic 25 at each time near the chip point t S is, for example, a quadratic function or a [sinx / x] function. The three points (Pt S , Pt S + 1 , Pt
S-1 ) is located on the correlation value distribution characteristic 25,
This correlation value distribution characteristic 25 is calculated.
【００４６】ピーク点算出部２４は求めた相関値分布特
性２５のピーク相関Ｐmax の発生タイミングがＰＮ信号
のクロックタイミングに対応する時刻であるので、この
時刻をＰＮ同期点ｔN として求める。ピーク時刻算出部
２０は、チップ点ｔS 及び求めたＰＮ同期点ｔN を次の
遅延時間算出部２６へ送出する。[0046] Since the peak point calculation unit 24 generates the timing of peak correlation Pmax of the correlation value distribution characteristic 25 obtained is a time corresponding to the clock timing of the PN signal, obtaining this time a PN synchronization point t N. The peak time calculation unit 20 sends the chip point t S and the obtained PN synchronization point t N to the next delay time calculation unit 26.
【００４７】遅延時間算出部２６は、入力したＣＤＭＡ
信号ａに含まれるデジタル信号のクロックの基準クロッ
クからの遅延時間τを求める。具体的には、前述したよ
うにＰＮ同期点ｔN は相関値分布特性２５のピーク相関
値Ｐmax の発生時刻であるので、前記トリガー信号を用
いて作成された基準クロックの時刻、すなわちシステム
基準点ｔSCから、今回求めたＰＮ同期点ｔN を減算した
時間差を遅延時間τとみなす。The delay time calculator 26 receives the input CDMA
The delay time τ of the clock of the digital signal included in the signal a from the reference clock is obtained. Specifically, as described above, the PN synchronization point t N is the time of occurrence of the peak correlation value Pmax of the correlation value distribution characteristic 25, so the time of the reference clock created using the trigger signal, that is, the system reference point The time difference obtained by subtracting the PN synchronization point t N obtained this time from t SC is regarded as the delay time τ.
【００４８】 遅延時間τ＝ＰＮ同期点ｔN −システム基準点ｔSC そして、遅延時間算出部２６はこの求めた遅延時間τを
表示部２７に表示出力する。Delay time τ = PN synchronization point t N −system reference point t SC Then, the delay time calculating section 26 outputs the obtained delay time τ to the display section 27 for display.
【００４９】このように構成された第１実施形態の遅延
時間測定装置においては、図３に示すように、測定対象
の基地局２から出力されたＣＤＭＡ信号における復調さ
れたデジタル信号の各時刻における相関値分布特性２５
のピーク点Ｐmax がＰＮ信号の同期点ｔN となる。In the delay time measuring apparatus of the first embodiment configured as described above, as shown in FIG. 3, the demodulated digital signal in the CDMA signal output from the base station 2 to be measured at each time point. Correlation value distribution characteristic 25
Is the synchronization point t N of the PN signal.
【００５０】チップ点ｔS はクロック同期検出部８で簡
単に検出され、また、相関値分布特性２５におけるチッ
プ点ｔS 近傍に存在するピーク点Ｐmax は３点から簡単
に算出できるので、前述した計算で遅延時間τが簡単に
求まる。The chip point t S is easily detected by the clock synchronization detector 8, and the peak point Pmax near the chip point t S in the correlation value distribution characteristic 25 can be easily calculated from three points. The delay time τ can be easily obtained by calculation.
【００５１】結局、３点ｔS ，ｔS+1 ，ｔS-1 における
相関値ＰｔS ，ＰｔS+1 ，ＰｔS-1を求めるだけで済む
ので、遅延時間τの測定時間を短縮できる。また、各相
関値ＰｔS ，ＰｔS+1 ，ＰｔS-1 の測定は相関値分布特
性２５のピーク点近傍に集中させることによって、図３
に示すように、雑音相関ＰNOレベルよりかなり高い位置
で、すなわち、高いＳ／Ｎ比で測定できるので、遅延時
間τの測定精度を向上できる。After all, it is only necessary to obtain the correlation values Pt S , Pt S + 1 , and Pt S-1 at the three points t S , t S + 1 , and t S−1 , so that the measurement time of the delay time τ can be reduced. . The measurement of the correlation values Pt S , Pt S + 1 , and Pt S−1 is performed by concentrating the correlation values near the peak point of the correlation value distribution characteristic 25 as shown in FIG.
As shown in (1), since the measurement can be performed at a position considerably higher than the noise correlation PNO level, that is, at a high S / N ratio, the measurement accuracy of the delay time τ can be improved.
【００５２】（第２実施形態）図４は本発明の第２実施
形態の遅延時間測定装置の概略構成を示すブロック図で
ある。図１に示す第１実施形態の遅延時間測定装置と同
一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明
を省略する。(Second Embodiment) FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a delay time measuring device according to a second embodiment of the present invention. The same parts as those of the delay time measuring apparatus of the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the overlapping parts will be omitted.
【００５３】図８に示す試験対象の基地局２ａからこの
第２実施形態の遅延時間測定装置で受信されたＣＤＭＡ
信号ａ1 は、デジタル信号を図８に示すウォルシュ(wal
sh)コードＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，…を用いて直交コード拡
散し、この直交コード拡散したデジタル信号をＰＮ信号
でスペクトラム拡散し、その後、４位相に直交変調（Ｑ
ＰＳＫ変調）したものである。The CDMA received by the delay time measuring apparatus of the second embodiment from the test target base station 2a shown in FIG.
Signal a 1 is, Walsh showing a digital signal in FIG. 8 (wal
sh) Codes C 1 , C 2 , C 3 ,... are subjected to orthogonal code spreading, and the orthogonal code-spread digital signal is spectrum-spread with a PN signal, and then quadrature modulated (Q
PSK modulation).
【００５４】したがって、クロック同期検出部８におけ
るチップ点ｔS の検出、再サンプリング部９における各
ベースバンド信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）におけるチップ点
ｔS、各近接点ｔS+1 ．ｔS-1 における各信号値ｉ（ｔS
），ｑ（ｔS ），ｉ（ｔS+1 ），ｑ（ｔS+1 ），ｉ
（ｔS-1 ），ｑ（ｔS-1 ）の抽出処理は、図１の第１実
施形態装置とほぼ同じである。[0054] Thus, the detection of the tip point t S in the clock synchronization detecting section 8, the baseband signal in the re-sampling section 9 i (t), q ( t) chip point at t S, the adjacent point t S + 1. Each signal value i at t S-1 (t S
), Q (t S), i (t S + 1), q (t S + 1), i
The extraction processing of (t S-1 ) and q (t S-1 ) is almost the same as that of the first embodiment shown in FIG.
【００５５】そして、この第２実施形態装置において
は、ＰＮ同期処理部１０でスペクトラム逆拡散されたデ
ジタル信号を直交コード変換部の一種であるウォルシュ
変換部２８で各チャンネルに対応する図９に示す各ウォ
ルシュコードＣ1 〜Ｃ64を乗算して、ＣＨ1 〜ＣＨ64の
合計６４チャンネルのデジタル信号にへ変換する。In the apparatus of the second embodiment, the digital signal despread in spectrum by the PN synchronization processing unit 10 is shown in FIG. 9 corresponding to each channel by a Walsh transform unit 28 which is a kind of orthogonal code transform unit. Each of the Walsh codes C 1 to C 64 is multiplied and converted into a digital signal of a total of 64 channels of CH 1 to CH 64 .
【００５６】そして、ＣＨ1 〜ＣＨ64の合計６４チャン
ネルのデジタル信号毎に、第１実施形態装置におけるピ
ーク時刻検出部２０と同一構成のピーク時刻検出部２９
が設けられている。Then, for each digital signal of a total of 64 channels of CH 1 to CH 64 , a peak time detecting unit 29 having the same configuration as the peak time detecting unit 20 in the first embodiment.
Is provided.
【００５７】各ピーク時刻検出部２９は、前記ＰＮ同処
理部１０で同期確立状態のＰＮ信号に対して、自己チャ
ンネルに与えらたウォルシュコードＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，
…を乗算して、自己チャンネル固有のＰＮ信号を作成
し、この作成した自己チャンネル固有のＰＮ信号におけ
る前記チップ点ｔS に対応するＰＮ信号値ｐ（ｔ
S ）1，ｐ（ｔS ）2 、ｐ（ｔS ）3 ，…，ｐ（ｔS ）
64を求める。Each of the peak time detectors 29 receives the Walsh codes C 1 , C 2 , C 3 ,
.. To generate a PN signal unique to the own channel, and a PN signal value p (t corresponding to the chip point t S in the generated PN signal unique to the own channel.
S) 1, p (t S ) 2, p (t S) 3, ..., p (t S)
Ask for 64 .
【００５８】なお、ＣＨ1 のパイロットチャンネルに対
するウォルシュコードＣ1 は図９に示すように、全部
［０］であるで、チャンネルＣＨ1 固有のＰＮ信号はＰ
Ｎ同期処理部１０で用いたＰＮ信号と同一である。The Walsh code C 1 for the pilot channel of CH 1 is all [0] as shown in FIG. 9, and the PN signal unique to channel CH 1 is P
This is the same as the PN signal used in the N synchronization processing unit 10.
【００５９】そして、各チャンネルＣＨ1 〜ＣＨ64にお
いては、自己チャンネルのチップ点ｔS 、各近接点ｔ
S+1 ．ｔS-1 の相関値を算出する場合、前述した該当点
における前記ベースバンド信号ｉ（ｔ）．ｑ（ｔ）の各
信号値と、今回検出した自己チャンネルの前記チップ点
ｔS に対応するＰＮ信号値とを用いて算出する。[0059] Then, in each channel CH 1 to CH 64, tip points of the self channel t S, the adjacent point t
S + 1 . When calculating the correlation value of t S−1, the baseband signal i (t). It is calculated using each signal value of q (t) and the PN signal value corresponding to the chip point t S of the self channel detected this time.
【００６０】したがって、各チャンネルで算出される、
それぞれ３点の各相関値は各チャンネル毎にチップ点ｔ
S に対応するＰＮ信号値ｐ（ｔS ）1 ，ｐ（ｔS ）2 、
ｐ（ｔS ）3 ，…，ｐ（ｔS ）に応じた値となる。Therefore, it is calculated for each channel,
Each correlation value of each of the three points is a chip point t for each channel.
PN signal value corresponding to S p (t S) 1, p (t S) 2,
p (t S) 3, ... , a value corresponding to p (t S).
【００６１】したがって、各チャンネル毎に相関値分布
特性２５が異なるので、相関値分布特性２５の最大相関
点における時刻であるＰＮ同期点ｔN がそれぞれ異な
る。この各チャンネルのＰＮ同期点をｔN1，ｔN2，
ｔN3，ｔN4，ｔN5，…，ｔN64 とし、前述したトリガー
信号を用いて作成したシステム基準クロックのシステム
基準点をｔSCとすると、各チャンネルＣＨ1 〜ＣＨ64毎
の絶対的なシステム基準クロックからの遅延時間τ1 ，
τ2 ，τ3 ，τ4 ，…，τ64が求まる。Therefore, since the correlation value distribution characteristic 25 differs for each channel, the PN synchronization point t N which is the time at the maximum correlation point of the correlation value distribution characteristic 25 differs. The PN synchronization points of these channels are defined as t N1 , t N2 ,
Assuming that t N3 , t N4 , t N5 ,..., t N64, and the system reference point of the system reference clock created using the trigger signal described above is t SC , the absolute system for each of the channels CH 1 to CH 64 The delay time τ 1 from the reference clock,
τ 2 , τ 3 , τ 4 ,..., τ 64 are obtained.
【００６２】 τ1 ＝ｔN1−ｔSC τ2 ＝τ2 −ｔSC ・ ・ τ64＝ｔN64 −ｔSC 各遅延時間算出部２６は算出した自己チャンネルＣＨ1
〜ＣＨ64の絶対的な遅延時間τ1 ，τ2 ，τ3 ，τ4 ，
…，τ64を次の演算処理部３０へ送出する。Τ 1 = t N1 −t SC τ 2 = τ 2 −t SC τ 64 = t N64 −t SC Each delay time calculation unit 26 calculates the calculated own channel CH 1
~ CH 64 absolute delay times τ 1 , τ 2 , τ 3 , τ 4 ,
.., Τ 64 are sent to the next arithmetic processing unit 30.
【００６３】演算処理部３０は各チャンネルＣＨ1 〜Ｃ
Ｈ64毎の絶対的な遅延時間τ1 ，τ2 ，τ3 ，τ4 ，
…，τ64を表示部２７に表示する。さらに、演算処理部
３０は、図５に示すように、各チャンネルＣＨ2 〜ＣＨ
64のパイロットチャンネルであるチャンネルＣＨ1 から
の相対的な遅延時間である時間ずれτP2，τP3，τP4，
τP5，…，τP64 を算出して表示部２７に表示する。The arithmetic processing unit 30 controls each of the channels CH 1 -C
Absolute delay time tau 1 for each H 64, τ 2, τ 3 , τ 4,
.., 64 are displayed on the display unit 27. Further, as shown in FIG. 5, the arithmetic processing unit 30 sets each of the channels CH 2 to CH
Time shifts τ P2 , τ P3 , τ P4 , which are relative delay times from the channel CH 1, which is 64 pilot channels,
τ P5 ,..., τ P64 are calculated and displayed on the display unit 27.
【００６４】 τP2＝τ2 −τ1 τP3＝τ3 −τ1 ・ ・ τP64 ＝τ64−τ1 前述したようにチャンネルＣＨ1 は時刻情報のみを含む
パイロットチャンネルであるので、このチャンネルＣＨ
1 の基準クロックｔSCからの遅延時間τ1 がＣＤＭＡ信
号ａ1 全体における、すなわち、このＣＤＭＡ信号ａ1
を送信した試験対象の基地局２ａの基準クロックに対す
る遅延時間である。なお、このチャンネルＣＨ1 は第１
実施形態の遅延時間τに相当する。Τ P2 = τ 2 −τ 1 τ P3 = τ 3 −τ 1 ... Τ P64 = τ 64 −τ 1 As described above, the channel CH 1 is a pilot channel including only time information. CH
The delay time τ 1 from one reference clock t SC is the entire CDMA signal a 1 , that is, the CDMA signal a 1
Is a delay time with respect to the reference clock of the base station 2a to be tested which has transmitted the test clock. This channel CH 1 is the first
This corresponds to the delay time τ of the embodiment.
【００６５】このように構成された第２実施形態の遅延
時間測定装置においては、たとえ、ＣＤＭＡ信号ａ1 が
ウォルシュ(walsh) 関数等を用いて直交コード拡散され
た信号であったとしても、ＣＤＭＡ信号ａ1 全体の基準
クロックｔSCからの遅延時間τ1 のみならず、直行復調
されたＣＨ1 〜ＣＨ64の各チャンネル毎の基準クロック
からの各遅延時間τ2 ，τ3 ，τ4 ，…，τ64、及びチ
ャンネル相互間の遅延時間差τP2，τP3，τP4，τP5，
…、τP64 を測定している。したがって、ＣＤＭＡ信号
ａ1 に対するより詳細な遅延時間測定が可能である。In the delay time measuring apparatus of the second embodiment configured as described above, even if the CDMA signal a 1 is a signal subjected to orthogonal code spreading using a Walsh function or the like, the CDMA signal a 1 signal a 1 not only the delay time tau 1 from the entire reference clock t SC, the delay time tau 2 from the reference clock of each channel of CH 1 to CH 64 that is orthogonal demodulation, τ 3, τ 4, ... , Τ 64 , and delay time differences τ P2 , τ P3 , τ P4 , τ P5 ,
…, Τ P64 is measured. Therefore, more detailed delay time measurement for the CDMA signal a 1 is possible.
【００６６】[0066]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の遅延時間
測定装置においては、復調されたデジタル信号のチップ
点近傍の相関値分布特性を求め、この相関値分布特性に
おける最大相関値の発生時刻からＣＤＭＡ信号の基準ク
ロックからの遅延時間を算出している。As described above, in the delay time measuring apparatus of the present invention, the correlation value distribution characteristic near the chip point of the demodulated digital signal is obtained, and the occurrence time of the maximum correlation value in the correlation value distribution characteristic is obtained. , The delay time of the CDMA signal from the reference clock is calculated.
【００６７】したがって、従来手法に比較して、格段に
簡単に、かつ高い精度で試験対象の移動局から出力され
たＣＤＭＡ信号の遅延時間を測定できる。また、ＣＤＭ
Ａ信号を直交コードを用いて複数のチャンネルのテジタ
ルデータに復調した場合は、各チャンネル毎に基準クロ
ックからの遅延時間を簡単にかつ高速に測定できる。Therefore, the delay time of the CDMA signal output from the test target mobile station can be measured much more easily and with higher accuracy than the conventional method. Also, CDM
When the A signal is demodulated into digital data of a plurality of channels using an orthogonal code, the delay time from the reference clock for each channel can be measured easily and at high speed.
【図１】 本発明の第１実施形態に係わる遅延時間測定
装置の概略構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a delay time measuring device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 同遅延時間測定装置におけるクロック同期検
出部の詳細構成を示すブロツク図FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a clock synchronization detector in the delay time measuring device.
【図３】 同遅延時間測定装置における遅延時間の測定
動作原理を説明するための図FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of operation of measuring a delay time in the delay time measuring device.
【図４】 本発明の第２実施形態に係わる遅延時間測定
装置の概略構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a delay time measuring device according to a second embodiment of the present invention.
【図５】 同遅延時間測定装置における各チャンネルの
遅延時間とチャンネルの相互間の遅延時間差との関係を
示す図FIG. 5 is a diagram showing a relationship between a delay time of each channel and a delay time difference between channels in the delay time measuring device.
【図６】 一般的なＣＤＭＡ通信システムを示す図FIG. 6 is a diagram showing a general CDMA communication system;
【図７】 一般的な基地局及び試験装置を示す模式図FIG. 7 is a schematic diagram showing a general base station and a test apparatus.
【図８】 直交コード変調を採用した一般的な基地局及
び試験装置を示す模式図FIG. 8 is a schematic diagram showing a general base station and a test apparatus employing orthogonal code modulation.
【図９】 ウォルシュ関数の一例を示す図FIG. 9 shows an example of a Walsh function.
１…移動局 ２，２ａ…基地局 ５…Ａ／Ｄ変換部 ６…直交復調部 ７…波形メモリ ８…クロック同期検出部 ９…再サンプリング部 １０…ＰＮ同期処理部 １２ａ，１２ｂ…２乗器 １４ａ，１４ｂ…乗算部 １８…位相算出部 １９…タイミング検出部 ２０，２９…ピーク時刻検出部 ２１ａ…チップ点データ抽出部 ２１ｂ，２１ｃ…近接点データ抽出部 ２２ａ〜２２ｃ…相関値算出部 ２３…相関値分布特性算出部 ２４…ピーク点算出部 ２５…相関値分布特性 ２６…遅延時間算出部 ２７…表示部 ２８…ウォルシュ変換部 ３０…演算処理部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Mobile station 2, 2a ... Base station 5 ... A / D conversion part 6 ... Quadrature demodulation part 7 ... Waveform memory 8 ... Clock synchronization detection part 9 ... Resampling part 10 ... PN synchronization processing part 12a, 12b ... Squarer 14a, 14b Multiplication unit 18 Phase calculation unit 19 Timing detection unit 20, 29 Peak time detection unit 21a Chip point data extraction unit 21b, 21c Proximity point data extraction unit 22a to 22c Correlation value calculation unit 23 Correlation value distribution characteristic calculation unit 24 ... Peak point calculation unit 25 ... Correlation value distribution characteristic 26 ... Delay time calculation unit 27 ... Display unit 28 ... Walsh conversion unit 30 ... Operation processing unit
Claims (2)
に同期するＰＮ信号で拡散したデジタル信号で、搬送波
を変調したＣＤＭＡ変調信号を受けてＡ／Ｄ変換するＡ
／Ｄ変換部(5) と、 このＡ／Ｄ変換された変調信号をベースバンド信号に復
調する直交復調部(6)と、 この直交復調部で復調されたベースバンド信号から前記
デジタル信号のチップ点を検出するクロック同期検出部
(8) と、 前記復調されたベースバンド信号におけるチップ点及び
このチップ点と隣接チップ点との間に設定された複数の
近接点における信号値を抽出する再サンプリング部(9)
と、 逆拡散用のＰＮ信号を発生し、前記再サンプリング部か
ら出力された各チップ点の各信号値からなる再生された
デジタル信号と前記逆拡散用のＰＮ信号との間の同期を
とるＰＮ同期処理部(10)と、 前記ベースバンド信号における前記チップ点及び各近接
点の各信号値と、同期状態の前記逆拡散用のＰＮ信号の
チップ点の信号値とからチップ点及び各近接点の相関値
を算出する相関値算出手段(22a,22b,22c) と、 この相関値算出手段で算出された各相関値から前記再生
されたデジタル信号における前記チップ点近傍の相関値
分布特性を算出する相関値分布特性算出手段(23)と、 外部から前記システム基準クロックを受けて、前記算出
された相関値分布特性の最大相関値の発生時刻と前記シ
ステム基準クロックとから前記再生されたデジタル信号
の遅延時間を算出する遅延時間算出手段(26)とを備えた
遅延時間測定装置。1. A digital signal obtained by spreading digital data with a PN signal synchronized with a system reference clock, receiving a CDMA modulated signal obtained by modulating a carrier, and performing A / D conversion.
/ D conversion unit (5); a quadrature demodulation unit (6) for demodulating the A / D-converted modulated signal into a baseband signal; a chip of the digital signal from the baseband signal demodulated by the quadrature demodulation unit Clock synchronization detector that detects points
(8), a re-sampling unit for extracting a signal value at a chip point in the demodulated baseband signal and a plurality of adjacent points set between the chip point and an adjacent chip point (9)
A PN signal for generating a despreading PN signal and synchronizing the reproduced digital signal composed of the signal values of the respective chip points output from the resampling section with the despreading PN signal. A synchronization processing unit (10), based on the signal values of the chip point and each proximity point in the baseband signal and the signal value of the chip point of the despreading PN signal in a synchronized state, the chip point and each proximity point Correlation value calculation means (22a, 22b, 22c) for calculating the correlation value of the correlation value distribution characteristic of the reproduced digital signal in the vicinity of the chip point from each correlation value calculated by the correlation value calculation means A correlation value distribution characteristic calculating means (23), which receives the system reference clock from outside, and reproduces the digital signal reproduced from the occurrence time of the maximum correlation value of the calculated correlation value distribution characteristic and the system reference clock. Delay time measuring device and a delay time calculating means for calculating a delay time (26).
チャンネルに対応する直交コード及びＰＮ信号で拡散し
た多重化されたデジタル信号で、搬送波を変調したＣＤ
ＭＡ変調信号を受けてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部(5)
と、 このＡ／Ｄ変換された変調信号をベースバンド信号に復
調する直交復調部(6)と、 この直交復調部で復調されたベースバンド信号から前記
デジタル信号のチップ点を検出するクロック同期検出部
(10)と、 前記復調されたベースバンド信号におけるチップ点及び
このチップ点と隣接チップ点との間に設定された複数の
近接点における信号値を抽出する再サンプリング部(9)
と、 逆拡散用のＰＮ信号を発生し、前記再サンプリング部か
ら出力された各チップ点の各信号値からなるデジタル信
号を、前記逆拡散用のＰＮ信号との間で同期をとり、元
の多元化されているデジタル信号に復調するＰＮ同期処
理部(10)と、 このＰＮ同期処理部で復調された多重化されているデジ
タル信号を、各チャンネルに対応する直交コードで逆拡
散して複数のチャンネルのデジタル信号に復調する直交
コード復調処理部(28)と、 この直交コード復調処理部で復調された各チャンネルの
デジタル信号における前記チップ点及び各近接点におけ
る各相関値を算出する相関値算出手段(22a,22b,22c)
と、 この相関値算出手段で算出された各相関値から前記復調
された各チャンネルのデジタル信号における前記チップ
点近傍の相関値分布特性を算出する相関値分布特性算出
手段(23)と、 この算出された各相関値分布特性の最大相関値の発生時
刻と前記チップ点とから前記復調された各チャンネルの
デジタル信号相互間の遅延時間差を算出する遅延時間算
出手段(30)とを備えた遅延時間測定装置。2. A CD that modulates a carrier with a multiplexed digital signal obtained by spreading digital data of a plurality of channels with orthogonal codes and PN signals corresponding to the respective channels.
A / D converter (5) that receives the MA modulation signal and performs A / D conversion
A quadrature demodulator (6) for demodulating the A / D-converted modulated signal into a baseband signal; and a clock synchronization detection for detecting a chip point of the digital signal from the baseband signal demodulated by the quadrature demodulator. Department
(10), a re-sampling unit that extracts signal values at a plurality of adjacent points set between the chip point and the chip point and the adjacent chip point in the demodulated baseband signal.
And generating a PN signal for despreading, synchronizing a digital signal composed of each signal value of each chip point output from the resampling section with the PN signal for despreading, A PN synchronization processing unit (10) that demodulates into a multiplexed digital signal; and a multiplexed digital signal demodulated by the PN synchronization processing unit, which is despread with an orthogonal code corresponding to each channel to obtain a plurality of signals. A quadrature code demodulation processing unit (28) for demodulating to a digital signal of the channel; and a correlation value for calculating each correlation value at the chip point and each proximity point in the digital signal of each channel demodulated by the quadrature code demodulation processing unit. Calculation means (22a, 22b, 22c)
Correlation value distribution characteristic calculating means (23) for calculating a correlation value distribution characteristic near the chip point in the demodulated digital signal of each channel from each correlation value calculated by the correlation value calculating means; Delay time calculating means (30) for calculating a delay time difference between the demodulated digital signals of the respective channels from the occurrence time of the maximum correlation value of each of the correlation value distribution characteristics and the chip point. measuring device.
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|---|---|---|---|
| JP21320797A JP3035513B2 (en) | 1997-08-07 | 1997-08-07 | Delay time measuring device |
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|---|---|---|---|---|
| JP2012029255A (en) * | 2010-07-28 | 2012-02-09 | Kinkei System Corp | Power line carrier communication system, power line carrier communication method, program, and recording medium |
| CN103631133A (en) * | 2013-12-17 | 2014-03-12 | 哈尔滨工程大学 | Method and device for measuring transmission time of electric signals in double-frequency modulation wire |
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1997
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| CN103631133B (en) * | 2013-12-17 | 2016-09-14 | 哈尔滨工程大学 | Signal of telecommunication transmission time measurement method and device in a kind of double frequency modulation wire |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3035513B2 (en) | 2000-04-24 |
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