JPH11504786A - 位相分離された入力信号をディジタル処理する受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信機において、Ａ／Ｄ変換（ADC）及び位相分離（PSF）の両者が、相互に位相がずれた一対のデジタル信号（Xd,Yd）を得るため、入力信号に対して実施される。一対のデジタル信号（Xd,Yd）は、ゼロ周波数と対称的な周波数特性を持つベクトル信号として処理（VSP）される。比較的低いＡ／Ｄ変換サンプリング周波数（Fs）をに適する受信機を提供するため、位相分離（PSF）がＡ／Ｄ変換(ADC)に先立ち実施される。

Description

【発明の詳細な説明】 位相分離された入力信号をディジタル処理する受信機 技術分野 本発明は、相互に位相がずらされかつ、ベクトル信号としてさらに処理される 一対のデジタル信号を得るため、Ａ／Ｄ変換及び位相分離の両者が入力信号に対 して実施される受信機及び受信方法に関する。 背景技術 ヨーロッパ特許出願第EP-A0486095号は、上述の形式の従来の受信機を開示し ている。この従来の受信機において、受信信号はまず初めに、アナログフィルタ 及びアナログ増幅器により事前処理される。次いで、事前処理された受信信号は 、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータに向けられる。ディジタルフィル タは、デジタル化された受信信号を一対の位相方形信号ｘｉ，ｙｉに変換する。 一対の位相方形信号ｘｉ，ｙｉは、周波数変換を実施する第１コデックプロセッ サに供給される。この結果、ローパスフィルタを通される一対のベースバンド位 相方向信号ｘｏ，ｙｏが得られ、次いでＦＭ変調用の第２コデックプロセッサに 供給される。従来の受信機をより包括的に理解するため、特に非常に詳細にコデ ックプロセッサの動作が説明されたヨーロッパ特許出願第EP-A0486095号を参考 にする。 このヨーロッパ特許出願第EP-A0486095号において、Ａ／Ｄ変換器のサンプリ ング周波数が少なくとも無線周波数（ＲＦ）受信帯域の最高周波数の少なくとも ２倍であることが規定されている。特に、ＲＦ受信帯域87.5〜108MHzの従来の受 信機の実用的な実施例において、サンプリング周波数は350MHzである。 発明の開示 本発明は、とりわけ、比較的低いＡ／Ｄ変換サンプリング周波数に適応される 従来の受信機に関連する上述の形式の受信機を提供することを目的とする。請求 項１及び４は、それぞれ本発明に係る受信機及び受信方法を規定している。更な る改善のために本発明の変形例として選択的に使用される更なる特徴は、従属す る請求項で規定される。 本発明は、以下の特徴を考慮する。Ａ／Ｄ変換は、所望の周波数帯域とは異な る周波数帯域中の信号が干渉を生じても良いような他の形態を伴う。従前の周波 数帯域は、異なる周波数帯域として参照される。信号の乱れを防止するため、異 なる周波数帯域について、十分な減衰が要求される。 従来、Ａ／Ｄ変換に先立つアナログフィルタが、異なる周波数帯域において所 望の減衰を得るために必要とされる。より低いＡ／Ｄ変換サンプリング周波数は 、ＲＦ受信帯域であろう他の周波数帯域に近く、一方、他の周波数帯域において 十分な減衰を提供することが必要とされるアナログフィルタをより複雑にする。 或るＡ／Ｄ変換サンプリング周波数の基では、アナログフィルタが有効に動作し ないであろう。 本発明によると、従来のＡ／Ｄ変換変換に対して位相分離が実施される。これ は、入力信号が、まず位相分離され、次いでデジタル化されることである。位相 分離された信号は、プラス周波数成分若しくはマイナス周波数成分の何れかが支 配されるベクトル信号として考慮されるであろう。これは、位相分離が、ゼロ周 波数に対して対照的な周波数特性を有することである。位相分離及びデジタル化 された信号は、周波数特性が同様にゼロ周波数に対して対照的な周波数特性であ るベクトル信号プロセッサにおいてベクトル信号として処理される。従来の受信 機において、第１コデックと、第２コデックと、ローパスフィルタとの組合せは 、ヨーロッパ特許出願第EP-A0468095号には開示されていないが、ベクトル信号 プロセッサを形成することに注意されたい。 位相分離及びベクトル信号プロセッサの対象周波数特性は、Ａ／Ｄ変換前後の 各々において、或る異なる周波数帯域における減数を効果的にもたらす。一方、 本発明においては、Ａ／Ｄ変換に先立つアナログフィルタが、上述の異なる周波 数帯域において比較的弱い減衰若しくは全く減衰しない状況を提供するために必 要とされ、そして比較的単純な構成になるであろう。この特徴は、Ａ／Ｄ変換サ ンプリング周波数が比較的低い場合に実現する。この場合、異なる周波数帯域の 一つが、所望の周波数帯域に比較的近いであろう。従来の受信機において、比較 的複雑なアナログフィルタが、この異なる周波数帯域において所望の減衰を得る ために必要とされた。しかしながら、本発明においては、異なる周波数帯域にお ける所望の減衰の一部が、位相分離の対称周波数特性とベクトル信号プロセッサ の対称周波数特性との組合せにより提供される。一方、Ａ／Ｄ変換に先立つあら ゆるアナログフィルタが、所望の減衰の残余部分のみ若しくは減衰の無い状況を 提供するために必要で、そして比較的簡素になるであろう。 要するに、本発明は、従来のようなフィルタの複雑性について比較的重大な問 題を招くことなく比較的低いＡ／Ｄ変換サンプリング周波数を許容する。Ａ／Ｄ 変換サンプリング周波数が比較的低い場合、種々のディジタル回路が結合されて いるにも関わらず、Ａ／Ｄ変換回路の電力消費が比較的少ない。即ち、本発明は 、携帯型装置にとって特に重要な低消費電力に寄与する。さらに、Ａ／Ｄ変換サ ンプリング周波数が低く、この周波数の広がりが少ないことが、干渉を生じる他 の回路に波及する。即ち、本発明は同様に、容認可能な電気／磁気互換性に寄与 する。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明の受信機の実施例を示すブロック図である。 第２ａ図乃至第２ｆ図は、第１図の受信機おける種々の点及び部分について、 第１図の受信機の動作を示す周波数ダイアグラムである。 第３ａ図乃至第３ｃ図は、位相分離によりベクトル信号へと拡張信号を変換す る概念及びこのベクトル信号に係る対称周波数特性を示す概念図である。 発明を実施するための最良の形態 本発明及びより望ましい本発明の変形のために選択的に使用されるであろう付 加的な特徴は、図面を参照した以下の説明から明らかになるであろう。 第１図は、本発明に係る受信機の実施例を示す図である。第１図の受信機は、 受信信号Ｒから出力信号Ｏを導く。この受信機は、入力部INP及びベクトル信号 プロセッサVSPを有する。より具体的には、入力部INPは、何れも選択可能な入 力回路RFI及びアナログフィルタAAFを含む。入力部INPはさらに、位相分離フィ ルタPSF及びＡ／ＤコンバータADCを含む。 入力回路RFIは、受信信号Ｒに応じて中間受信信号Ｒｉを提供する。入力回路R FIは、例えば、受信信号Ｒを中間周波数に変換するための周波数コンバータ若し くはチューナを含んでも良い。入力回路RFIは、従来の受信機において、受信信 号の周波数がずれないアナログ事前処理と同様であっても良い。 アナログフィルタAAFは、中間信号Ｒｉに応じて、濾波された受信信号Ｒｆを 提供する。アナログフィルタAAFは、例えば、所望の受信信号の周波数とは異な る周波数の交流信号である。この場合、Ａ／Ｄ変換器ADCにおけるＡ／Ｄ変換に 付随する異なる抑圧に寄与する。この件については、以下に詳細に説明されるで あろう。 位相分離フィルタPSFは、濾波した受信信号Ｒｆに応じて、相互に位相がずら された一対の信号Ｘａ，Ｙａを提供する。位相分離フィルタPSFは、例えば、各 々が濾波された受信信号Ｒｆの位相を異なる空間にずらす2つの分離アナログフ ィルタを含んでも良い。しかしながら、位相分離フィルタPSFは、一方が濾波さ れた受信信号Ｒｆを受信し、他方が如何なる信号も受信しない２つの入力を有す る。 Ａ／ＤコンバータADCは、一対の信号Ｘａ，Ｙａをサンプリング周波数Ｆｓで デジタル化する。よって、このディジタル化は、相互に位相がずれた一対のデジ タル信号Ｘｄ，Ｙｄをもたらす。Ａ／ＤコンバータADCは、例えば、各信号を一 対のデジタル信号Ｘａ，Ｙａに変換する２つの分離Ａ／Ｄコンバータを有する。 しかしながら、Ａ／ＤコンバータADCは、時分割多重で動作する単一Ａ／Ｄ変換 器を有する。例えば、単一Ａ／Ｄコンバータは、一対の信号Ｘａ，Ｙａの各々へ と交互に変換しても良い。 ベクトル信号プロセッサVSPは、出力信号Ｏに応答してベクトル信号として一 対のディジタル信号Ｘｄ，Ｙｄを処理する。ベクトル信号プロセッサVSPは、ゼ ロ周波数に対して対称的な周波数特性を有する。例えば、ベクトル信号プロセッ サVSPは、一対のデジタル信号Ｘａ，Ｙａのマイナスもしくはプラス周波数成分 の何れを処理しても良い。ベクトル信号プロセッサVSPは、例えば、周波数ずれ を実現する第１コデックプロセッサと、或る通過帯域を提供するフィルタと、位 相もしく振幅位相若しくは周波数変調を実現する第２コデックプロセッサとを有 しても良い。このような素子の組合せは、ヨーロッパ特許出願第EP-A0486095号 に開示されている。しかしながらこのヨーロッパ特許出願は、これら素子の組合 せがゼロ周波数に対して対称的な周波数特性を有するベクトル信号プロセッサを 構築することを認識していない。 第１図の受信機の動作はさらに、第２ａ図乃至第２ｆ図を参照した実施例で説 明される。第２ａ図は、中間受信信号Ｒｉに関するスペクトルを示す。第２ａ図 のスペクトルにおいて、所望の信号が配置される所望の周波数帯域Ｄが存在する 。さらに、第２ａ図は、異なる周波数帯域Ａ１，Ａ２を示す。これら異なる周波 数帯域Ａ１，Ａ２における信号は、Ａ／ＤコンバータADCにおける疑似を目的と する所望の信号と干渉するであろう。この分野は、第２ａ図に示されない他の疑 似周波数帯域をただちに見いだすであろう。 第２ｂ図は、アナログフィルタAAFの振幅／周波数特性を示す図である。第２ ｂ図の水平周波数（ｆ）軸は、第２ａ図の周波数に対応する。アナログフィルタ AAFの振幅｜Ha｜は、所望の周波数帯域Ｄを通過するおよそ（１）及び疑似周波 数帯域Ａ１を通過するおよそ（０）である。振幅／周波数特性は、比較的離れた 先に説明した周波数帯域間で比較的緩やかな傾斜を有する。第２ｂ図において、 傾斜は、破線で示されている。 第２ｃ図は、第１図に示した受信機において濾波された受信信号Ｒｆに対応す るスペクトルを示す図である。第２ｃ図は、第２ａ図のスペクトル及び第２ｂ図 の振幅／周波数特性から直接得られる。疑似周波数帯域Ａ１は、この周波数帯域 におけるあらゆる信号がアナログフィルタAAFにより実質的に減衰されるため、 第２ｃ図のスペクトルには表示されていない。しかしながら、疑似周波数帯域Ａ ２中の信号はほぼ減衰され、疑似信号帯域Ａ２が第２ｃ図に示される。 第２ｄ図は、相互に位相がずれた一対の信号Ｘａ，Ｙａに関するスペクトルを 示す。第２ｄ図において、スペクトルはプラス周波数部＋ｆ及びマイナス周波数 部−ｆを有する。このため、一対の信号Ｘａ，Ｙａは、プラスとマイナス周波数 の間の境界を強要するベクトル信号として考慮される。次いで、第２ｄ図のスペ クトルは、比例信号に関する第２ａ図及び第２ｃ図のスペクトルに比べて、ゼロ 周波数に対して対称的であることが必要とされない。 第２ｄ図のスペクトルは、位相分離フィルタPSFの以下のような効果を示して いる。第２ｃ図に示された疑似周波数帯域Ａ２中のあらゆる信号について、位相 分離フィルタPSFは、対応するプラス周波数ベクトル信号を実質的に提供する。 よって、第２ｄ図のスペクトルは、マイナス周波数部分が−ｆである中間疑似周 波数帯域Ａ２−を持たない、プラス周波数部分が＋ｆである疑似周波数帯域Ａ２ ＋を有する。中間疑似周波数帯域は、第２ｄ図のスペクトルがプラス周波数部分 ＋ｆのみである所望の周波数帯域Dを有するため、第２ｃ図のスペクトル中に所 望の周波数帯域Ｄについて供給する。しかしながら後者は、第３ａ図及び第３ｂ 図を参照した以下の説明から明らかなように、本発明の要部ではない。 第２ｅ図は、第１図の受信機の一対のディジタル信号Ｘｄ，Ｙｄに係るスペク トルを示す。この信号は時分割なので、−1/2 Ｆｓと＋1/2 Ｆｓとの間のスペク トルのみを示だけで十分である。Ｆｓは、Ａ／ＤコンバータADCのサンプリング 周波数である。第２ｅ図は、Ａ／ＤコンバータADCにおけるＡ／Ｄ変換の以下の ような作用を示す。所望の周波数帯域Ｄ＋のあらゆる信号は、量−Ｆｓにより周 波数がずらされる。この結果、これらの信号は、第２ｅ図に示された、ずれを生 じた所望の周波数帯域ｓＤ＋に収る。同様に、第２ｅ図に示された、ずれを生じ た所望の周波数帯域ｓＡ２＋に収るであろう第２ｄ図に示された疑似周波数帯域 Ａ２＋に収るあらゆる信号として供給される。ずれを生じた所望の周波数帯域ｓ Ｄ＋は、ずれを生じた疑似周波数帯域ｓＡ２＋がマイナス周波数部分に存在する 一方で、第２ｅ図のスペクトルの＋周波数部分＋ｆに存在する。 第２ｆ図は、第１図の受信機におけるベクトル信号プロセッサVSPの周波数特 性を示す。周波数特性は、ゼロ周波数に対して対称的である。マイナス周波数部 分における相対部分が存在しない、第２ｆ図の周波数特性のプラス部分に帯域Ｐ Ｂが存在する。この結果、ベクトル信号プロセッサVSPが、マイナス周波数成分 を処理せずプラス周波数成分を選択的に処理する事態を実現する。この結果、ず れが生じた疑似周波数帯域ｓＡ２＋のあらゆる信号が、ずれを生じた周波数帯域 ｓＤ＋の如何なる信号にも干渉しない。さらに、第２ａ図に戻り、疑似周波数帯 域Ａ２のあらゆる信号が、所望の周波数帯域Ｄ中の如何なる信号とも干渉しない 。これは、本発明により、位相分離がＡ／Ｄ変換の前に実施されるという事実に 基づく。 第３ａ〜ｃ図は、位相分離が、プラス周波数ベクトル信号若しくはマイナス周 波数ベクトル信号の何れかを生成し、そして効果的なゼロ周波数に対して対称的 な周波数特性を持つことを示している。第３ａ図は、入力信号sin（ωｔ−φ） を受信する。ωは信号の角周波数である。φは信号の不定位相状態である。これ に応じて、位相分離気は、出力信号ｓｉｎ(ωｔ)及び出力信号ｓｉｎ(ωｔ＋Δ Φ)を提供する。ここでΔΦは、出力信号間の相互位相ずれである。 第３ｂ図は、出力信号ｓｉｎ(ωｔ)がＹ成分を構築し、出力信号ｓｉｎ(ωｔ ＋ΔΦ)がＸ成分を構築する様子を示している。一方、第３ｂ図において、出力 信号ｓｉｎ(ωｔ)及びｓｉｎ(ωｔ＋ΔΦ)は、それぞれＸ軸及びＹ軸に向けられ ている。出力信号に対応する値は、信号ベクトルＶの位置を規定する。第３図に おいて、ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で示された４つの時間的に連続した点でしめさ れ、それぞれのωｔの値は、０，1/2 π，π、そして1 1/2πラジアンである。 さらに、相互位相ずれΔΦは、＋1/2πラジアンである。 第３ｂ図に示された信号ベクトルＶは、一定の角速度ωの望ましい円運動で周 期的に回転する。このベクトル信号のスペクトルは、プラス周波数成分＋ωのみ を有する。即ち、マイナス周波数成分−ωは含まない。言換えれば、第３ｂ図に 示されたベクトル信号は、完全なプラス周波数ベクトル信号である。しかしなが ら、相互位相ずれΔΦが＋1/2πラジアンの代りに−1/2πラジアンの場合、マイ ナス周波数ベクトル信号が得られるであろう。相互位相ずれΔΦが−1/2π及び ＋1/2πの何れでもない場合、信号ベクトルは、完全な円運動では回転せず、信 号ベクトルが完全な円運動で回転しないが、簡略的な運動で回転する。これは、 スペクトルがマイナス周波数成分及びプラス周波数成分の両者を有することを意 味する。しかしながら、これら成分の何れか一つで支配される。相互位相ずれΔ Φの信号に何れかが依存する。 第３ｃ図は、第３ｂ図において周波数帯域Ｂを通過する入力信号用に供給する 様な位相分離の周波数特性を示す。即ち、ΔΦは、周波数帯域Ｂを通過する入力 信号用に略々＋1/2πラジアンである。次いで、第３ｂ図の周波数特性は、マイ ナス周波数部分の停止バンドＢ−を有するにも関わらず、プラス周波数部分の周 波数帯域を通過する入力信号用に略々＋1/2πである。第３ｃ図の周波数特性が 第１図の受信機における位相分離フィルタPSFの特性である場合、周波数帯域Ｂ は、疑似周波数帯域Ａ２を望ましくは含むであろう。 上述の図面及び説明は、本発明を限定するものでは無い。明らかに、付加され た請求項の視野に収る種々の変形例が存在する。これに応じて、以下のように最 終的な説明が与えられる。 授受のユニット上で、物理的な分離機能及び機能素子の種々の方法が存在する 。これに応じて、図面が、非常に簡略化して、そして本発明の或る実施例のみを 対応させて示している。例として、第１図が一対のデジタル信号Ｘｄ，Ｙｄを送 信する２つの分離結合を示しているが、信号結合は、単一結合が時分割多重でこ の一対の信号を送信するために使用されても良い。他の例として、第２ｂ図の振 幅周波数特性が、アナログフィルタAAFを省くことができる、第１図の受信機の 位相分離フィルタPSFにより提供されるであろう。同様に第２ｆ図は、第１図の 受信機におけるベクトル信号プロセッサVSPが、マイナス周波数成分上のプラス 周波数成分に着目する実施例により、反転が無くなる。ベクトル信号プロセッサ VSPが、プラス周波数成分上のマイナス周波数成分に着目した場合、サンプリン グ周波数Ｆｓは、第２ａ図に示された所望の周波数帯域Ｄよりも望ましくはいく らか高いであろう。この結果、ずれた所望の周波数帯域ｓＤ＋は、ずれた疑似周 波数帯域ｓＡ２＋がプラス周波数部分に落着くにも関わらず、第２ｅ図のスペク トルのマイナス周波数部分に落着くであろう。より近い推論は、第１図の受信機 中の位相分離フィルタPSFに向けて供給する。実質的なプラス周波数若しくはマ イナス周波数ベクトル信号を供給するか否かは問題ではない。問題点はＡ／Ｄコ ンバータADCに先行するという点と、ベクトル信号プロセッサVSPがゼロ周波数に 対して対称的な周波数特性を有する、という点である。 第２ｆ図が、第１図の受信機におけるベクトル信号プロセッサVSPが望ましい ずれた疑似周波数帯域ｓＡ２＋中のあらゆる信号に対して略々無反応である例を 示しているが、本発明の要旨ではない。問題なのは、ベクトル信号プロセッサ VSPが対称周波数特性を有し、この結果、すれた所望の周波数帯域ｓＤ＋中のあ らゆる信号に対するよりもずれた疑似帯域ｓＡ２＋中のあらゆる信号に対する感 度を低減することである。この感度に関する差は、第２ａ図に示された疑似帯域 Ａ２の或る減衰量を効果的に提供する。更なるあらゆる減衰は、満足できる性能 の実現が要求されるならば、アナログフィルタAAFで実現されるであろう。より 近い推論は、位相分離フィルタPSFに対して適用する。完全なプラス周波数もし くマイナス周波数ベクトル信号を構築しなければならない必要性は無い。ゆえに 、位相分離フィルタPSFは、−1/2π若しくは1/2πラジアン離れた位相を、実施 例のベクトル信号プロセッサVSP中の不完全直交性を補正するため構築する。 ベクトル信号プロセッサVSPの光像は、本発明にとっては要部ではない。例と して、四重多重化発信器が、例えば周波数シフト若しくは復調を実施するコデッ クプロセッサの代りに使用されても良い。ベクトル信号プロセッサVSPが周波数 シフトを実施するならば、受信するベクトル信号をゼロではない中間周波にシフ トするべきである。この場合、例えば、許容度に関する相互位相ずれのあらゆる 位相不正確度が、所望の信号の特徴に略々影響しないであろう。 なお、参照記号は、請求項を限定するものではない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力信号に対して相互に位相がずれた一対のデジタル信号（Xd,Yd）を得る ためのＡ／Ｄ変換（ADC）及び位相分離（PSF）の両者を実施する入力部（INP） と、 ベクトル信号として前記一対のデジタル信号（Xd,Yd）を処理しかつ、ゼ ロ周波数に対する対称周波数特性を有するベクトル信号プロセッサ（VSP）とを 有する受信機において、 前記入力部（INP）が前記Ａ／Ｄ変換（ADC）に先立ち前記位相分離（PSF） を実施するために配置されることを特徴とする受信機。 ２．請求項１に記載の受信機において、 前記入力部（INP）が、前記位相分離（PSF）に先立ち前記入力信号を濾波する アナログフィルタ（AAF）を有することを特徴とする受信機。 ３．請求項１に記載の受信機において、 前記入力部（INP）が、前記位相分離（PSF）に先立ち前記入力信号を中間周波 数に変換する周波数変換器（RFI）を有することを特徴とする受信機。 ４．相互に位相がずれた一対のデジタル信号（Xd,Yd）を得るために入力信号に 対してＡ／Ｄ変換（ADC）及び位相分離（PSF）の両者を実施する工程と、 ゼロ周波数に対して対称的な周波数特性を持つベクトル信号として前記一対の デジタル信号（Xd,Yd）を処理（VSP）する工程とを有する受信方法において、 前記Ａ／Ｄ変換（ADC）に先立ち前記入力信号の位相を位相分離（PSF）する工 程を有することを特徴とする受信方法。