JPH1141308A - 無線受信機およびその操作方法 - Google Patents
無線受信機およびその操作方法Info
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- JPH1141308A JPH1141308A JP10158146A JP15814698A JPH1141308A JP H1141308 A JPH1141308 A JP H1141308A JP 10158146 A JP10158146 A JP 10158146A JP 15814698 A JP15814698 A JP 15814698A JP H1141308 A JPH1141308 A JP H1141308A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信機のＲＦフロントエンドにイメージ拒否
フィルタを必要とせず、重量、大きさおよびコストを低
減することの出来る受信機を提供する。 【解決手段】 位相コンパレータの各入力に送られた同
相信号および直角位相信号を持つ、位相コンパレータを
備える直角位相受信機に適する位相補償ループを備え
る。位相コンパレータは、同相信号と直角位相信号との
相互位相直角位相からのズレを示す信号を出力する。位
相コンパレータからの信号出力は、同相信号および直角
位相信号を相互位相直角位相の方向に調整するために、
位相コンパレータからの信号に従って、同相信号および
直角位相信号の位相をシフトする制御可能な位相シフタ
への入力である。
フィルタを必要とせず、重量、大きさおよびコストを低
減することの出来る受信機を提供する。 【解決手段】 位相コンパレータの各入力に送られた同
相信号および直角位相信号を持つ、位相コンパレータを
備える直角位相受信機に適する位相補償ループを備え
る。位相コンパレータは、同相信号と直角位相信号との
相互位相直角位相からのズレを示す信号を出力する。位
相コンパレータからの信号出力は、同相信号および直角
位相信号を相互位相直角位相の方向に調整するために、
位相コンパレータからの信号に従って、同相信号および
直角位相信号の位相をシフトする制御可能な位相シフタ
への入力である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信機に係
り、特に直角位相受信機用の位相補償ループ回路に関す
るが、これに限定されるものではない。
り、特に直角位相受信機用の位相補償ループ回路に関す
るが、これに限定されるものではない。
【０００２】
【従来の技術】受信機技術の現在の傾向は、重量削減、
容積削減、電力消費削減およびコスト削減である。この
ことは、無線電話機のような携帯装置の受信機の場合、
特に重要である。そのため、受信機フロントエンドに、
個別無線周波数（ＲＦ）および中間周波数（ＩＦ）フィ
ルタをまったく使用しないか、または少数しか使用しな
い受信機アーキテクチャ設計が行われるようになってき
ている。
容積削減、電力消費削減およびコスト削減である。この
ことは、無線電話機のような携帯装置の受信機の場合、
特に重要である。そのため、受信機フロントエンドに、
個別無線周波数（ＲＦ）および中間周波数（ＩＦ）フィ
ルタをまったく使用しないか、または少数しか使用しな
い受信機アーキテクチャ設計が行われるようになってき
ている。
【０００３】少数のＲＦおよびＩＦフィルタしか含まな
い受信機アーキテクチャの一例は、直角位相受信機用の
単一変換低中間周波数アーキテクチャである。単一変換
低中間周波数アーキテクチャは、通常、必要とする信号
に非常に近いイメージ信号を発生する。このイメージ信
号は、「帯域内」イメージ信号と呼ばれ、一個の側帯波
フィルタにより濾過することができる。しかし、各直角
位相信号の位相および／または利得の間でバランスがと
れていないと、イメージ信号の一部は、クロストークと
して、必要な信号周波数に現れる。このクロストーク
は、低減または除去することが望ましい。通常、直角位
相受信機のフロントエンドは、約３０ｄＢのイメージ対
信号クロストーク排除を達成することができるが、多く
の場合、これでは無線電話のような多くの用途において
不十分である。
い受信機アーキテクチャの一例は、直角位相受信機用の
単一変換低中間周波数アーキテクチャである。単一変換
低中間周波数アーキテクチャは、通常、必要とする信号
に非常に近いイメージ信号を発生する。このイメージ信
号は、「帯域内」イメージ信号と呼ばれ、一個の側帯波
フィルタにより濾過することができる。しかし、各直角
位相信号の位相および／または利得の間でバランスがと
れていないと、イメージ信号の一部は、クロストークと
して、必要な信号周波数に現れる。このクロストーク
は、低減または除去することが望ましい。通常、直角位
相受信機のフロントエンドは、約３０ｄＢのイメージ対
信号クロストーク排除を達成することができるが、多く
の場合、これでは無線電話のような多くの用途において
不十分である。
【０００４】クロストークの問題の解決方法は、二重直
角位相ミキサ・アーキテクチャを使用することである。
しかし、このアーキテクチャは、ローカル・オシレータ
と、四つのミキサに接続しているＲＦポートの両方で、
位相を９０度シフトしなければならない。このポートの
中の少なくとも一つのポート（例えば、ローカル・オシ
レータ）の位相および振幅のバランスがとれている場合
には、他のポート（例えば、ＲＦポート）がバランスが
少しでもずれていると、ＲＦとローカル・オシレータ周
波数の合計で与えられる周波数で、スプリアス信号が発
生する。このスプリアス信号は、ミキサの前に設置した
ＲＦ帯域フィルタにより濾過することができる。
角位相ミキサ・アーキテクチャを使用することである。
しかし、このアーキテクチャは、ローカル・オシレータ
と、四つのミキサに接続しているＲＦポートの両方で、
位相を９０度シフトしなければならない。このポートの
中の少なくとも一つのポート（例えば、ローカル・オシ
レータ）の位相および振幅のバランスがとれている場合
には、他のポート（例えば、ＲＦポート）がバランスが
少しでもずれていると、ＲＦとローカル・オシレータ周
波数の合計で与えられる周波数で、スプリアス信号が発
生する。このスプリアス信号は、ミキサの前に設置した
ＲＦ帯域フィルタにより濾過することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記方法の欠点は、四
つのミキサが必要であり、その結果、消費電力が比較的
高いことである。さらに、ローカル・オシレータ・ポー
ト上の直角位相のバランスを取らなければならないばか
りでなく、比較的大型のＲＦ９０度ハイブリッド・カプ
ラも必要になる。
つのミキサが必要であり、その結果、消費電力が比較的
高いことである。さらに、ローカル・オシレータ・ポー
ト上の直角位相のバランスを取らなければならないばか
りでなく、比較的大型のＲＦ９０度ハイブリッド・カプ
ラも必要になる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】第一の態様によれば、本
発明は、受信信号から第一および第二の直角位相信号を
発生することができる直角位相受信機用の位相補償ルー
プ回路であって、第一および第二の信号を受信し、第一
および第二の信号の相互位相直角位相からのズレを示す
第三の信号を出力することができる位相コンパレータ
と；第三の信号に従って第一の信号の位相をシフトし、
それにより第一および第二の信号を相互位相直角位相の
方に近づけるための位相シフト手段とを備える直角位相
受信機用の位相補償ループ回路である。
発明は、受信信号から第一および第二の直角位相信号を
発生することができる直角位相受信機用の位相補償ルー
プ回路であって、第一および第二の信号を受信し、第一
および第二の信号の相互位相直角位相からのズレを示す
第三の信号を出力することができる位相コンパレータ
と；第三の信号に従って第一の信号の位相をシフトし、
それにより第一および第二の信号を相互位相直角位相の
方に近づけるための位相シフト手段とを備える直角位相
受信機用の位相補償ループ回路である。
【０００７】第二の態様によれば、本発明は、受信信号
から第一および第二の直角位相信号を発生することがで
きる直角位相受信機の位相補償方法であって、第一の信
号の位相を第二の信号の位相と比較するステップと；第
一および第二の信号の相互位相直角位相からのズレを示
す第三の信号を入手し、第三の信号に従って第一の信号
の位相をシフトするステップとからなる直角位相受信機
の位相補償方法である。
から第一および第二の直角位相信号を発生することがで
きる直角位相受信機の位相補償方法であって、第一の信
号の位相を第二の信号の位相と比較するステップと；第
一および第二の信号の相互位相直角位相からのズレを示
す第三の信号を入手し、第三の信号に従って第一の信号
の位相をシフトするステップとからなる直角位相受信機
の位相補償方法である。
【０００８】本発明の第一および第二の態様による好適
な実施形態は、位相シフト手段を適当に制御することに
より、第一および第二の信号を相互位相直角位相の方向
へ調整することができるという利点を持つ。それによ
り、イメージ・クロストークを低減することができる。
そのため、受信機のＲＦフロントエンドに、イメージ拒
否フィルタを設置する必要がなくなり、その結果、上記
受信機の重量、大きさおよびコストを低減することがで
きる。
な実施形態は、位相シフト手段を適当に制御することに
より、第一および第二の信号を相互位相直角位相の方向
へ調整することができるという利点を持つ。それによ
り、イメージ・クロストークを低減することができる。
そのため、受信機のＲＦフロントエンドに、イメージ拒
否フィルタを設置する必要がなくなり、その結果、上記
受信機の重量、大きさおよびコストを低減することがで
きる。
【０００９】好適な実施形態の場合には、位相シフト手
段は、受信機の中間周波数領域内のすべてのイメージ拒
否フィルタが、強力なイメージ信号により、過度に駆動
される可能性が少ないという利点を持つ直角位相受信機
の無線周波数フロントエンドに設置されている。好適に
は、位相シフト手段は、イメージ拒否性能が高い微量位
相調整を行うトランジスタまたはバラクタ・ダイオード
を備えることが好ましい。
段は、受信機の中間周波数領域内のすべてのイメージ拒
否フィルタが、強力なイメージ信号により、過度に駆動
される可能性が少ないという利点を持つ直角位相受信機
の無線周波数フロントエンドに設置されている。好適に
は、位相シフト手段は、イメージ拒否性能が高い微量位
相調整を行うトランジスタまたはバラクタ・ダイオード
を備えることが好ましい。
【００１０】位相シフト手段は、無線周波数フロントエ
ンドの後に設置し、直角位相受信機の中間周波数の信号
に対して作動することができるものでもよいし、またそ
うでなくともよい。中間周波数は、例えば、直接変換受
信機の位相補償ループに対して、ゼロ・ヘルツ（０Ｈ
ｚ）であってもよい。
ンドの後に設置し、直角位相受信機の中間周波数の信号
に対して作動することができるものでもよいし、またそ
うでなくともよい。中間周波数は、例えば、直接変換受
信機の位相補償ループに対して、ゼロ・ヘルツ（０Ｈ
ｚ）であってもよい。
【００１１】位相シフト手段および／または位相コンパ
レータは、環境から独立していて、外部積分装置または
フィルタ構成部品を必要としないことを利点とする、適
当に条件付けされたデジタル信号プロセッサを備えるこ
とが望ましい。他の方法の場合、位相シフト手段はアナ
ログ全パス・フィルタを備える。位相補償ループは、第
三の信号を受信するための入力と、位相シフト手段に制
御信号を供給し、それにより第一および第二の信号との
間の動的位相のアンバランスを追跡するための出力を持
つループ・フィルタを備えることができる。
レータは、環境から独立していて、外部積分装置または
フィルタ構成部品を必要としないことを利点とする、適
当に条件付けされたデジタル信号プロセッサを備えるこ
とが望ましい。他の方法の場合、位相シフト手段はアナ
ログ全パス・フィルタを備える。位相補償ループは、第
三の信号を受信するための入力と、位相シフト手段に制
御信号を供給し、それにより第一および第二の信号との
間の動的位相のアンバランスを追跡するための出力を持
つループ・フィルタを備えることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、直角位相単一変換受信機
ＲＦフロントエンド１００の略図である。ＡＭまたはＦ
Ｍ変調信号のような無線周波数信号ｖ（ｔ）は、アンテ
ナ１０２により受信される。受信信号ｖ（ｔ）は、低雑
音アンプ１０４により増幅され、増幅された信号は、電
力分割装置によりミキサ１０６および１０８に入力され
る。ミキサ１０６および１０８は、直角位相ダウン・コ
ンバータ１１０の一部である。ローカル・オシレータ１
１２からのＬＯ信号出力は、受信機信号ｖ（ｔ）のキャ
リア周波数ｆｃに非常に近い周波数を持つ。ＬＯ信号は
直接ミキサ１０６に送られ、−９０度位相シフタ１１４
を介してミキサ１０８へ送られる。ミキサ１０６および
１０８は、それぞれ、位相シフタを通して送ってもよい
し、またそうしなくてもよい。
ＲＦフロントエンド１００の略図である。ＡＭまたはＦ
Ｍ変調信号のような無線周波数信号ｖ（ｔ）は、アンテ
ナ１０２により受信される。受信信号ｖ（ｔ）は、低雑
音アンプ１０４により増幅され、増幅された信号は、電
力分割装置によりミキサ１０６および１０８に入力され
る。ミキサ１０６および１０８は、直角位相ダウン・コ
ンバータ１１０の一部である。ローカル・オシレータ１
１２からのＬＯ信号出力は、受信機信号ｖ（ｔ）のキャ
リア周波数ｆｃに非常に近い周波数を持つ。ＬＯ信号は
直接ミキサ１０６に送られ、−９０度位相シフタ１１４
を介してミキサ１０８へ送られる。ミキサ１０６および
１０８は、それぞれ、位相シフタを通して送ってもよい
し、またそうしなくてもよい。
【００１３】ミキサ１０６および１０８からの各信号出
力は、中間周波数ＩＦの中心周波数を持つ。無線電話に
適する単一変換受信機の場合には、ＩＦは、通常の無線
電話のベースバンド周波数に近い信号帯域幅の半分であ
ってもよいＴＡＣＳ（Ｔｏｔａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）のような、ア
ナログ無線電話で動作する無線電話の場合には２０ｋＨ
ｚであり、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏ
ｒ Ｍｏｂｉｌｅｓ）無線電話システムの場合には１０
０ｋＨｚである。ミキサ１０６からのＩＦ信号は、
「実」または「同相」（Ｉ）信号と呼ばれ、ミキサ１０
８からのＩＦ信号は、「虚」または「直角位相」（Ｑ）
信号と呼ばれる。
力は、中間周波数ＩＦの中心周波数を持つ。無線電話に
適する単一変換受信機の場合には、ＩＦは、通常の無線
電話のベースバンド周波数に近い信号帯域幅の半分であ
ってもよいＴＡＣＳ（Ｔｏｔａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）のような、ア
ナログ無線電話で動作する無線電話の場合には２０ｋＨ
ｚであり、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏ
ｒ Ｍｏｂｉｌｅｓ）無線電話システムの場合には１０
０ｋＨｚである。ミキサ１０６からのＩＦ信号は、
「実」または「同相」（Ｉ）信号と呼ばれ、ミキサ１０
８からのＩＦ信号は、「虚」または「直角位相」（Ｑ）
信号と呼ばれる。
【００１４】今後Ｉ信号およびＱ信号と呼ぶことにする
ＩおよびＱのＩＦ信号は、一例として、Ｉ信号の場合、
図２に示すような必要な信号およびイメージ信号を含
む。イメージ信号２０２および必要な信号２０４がどの
ようにして発生するかは、当業者にとって周知であるの
でこれ以上説明しない。
ＩおよびＱのＩＦ信号は、一例として、Ｉ信号の場合、
図２に示すような必要な信号およびイメージ信号を含
む。イメージ信号２０２および必要な信号２０４がどの
ようにして発生するかは、当業者にとって周知であるの
でこれ以上説明しない。
【００１５】図２は、必要な周波数ωIFでのレスポン
ス、および−ωIFでの不必要なイメージ・レスポンスで
ある。ωIFでのレスポンスは、必要な信号２０４と不必
要な干渉信号２０８とを含む。不必要な信号２０８は、
周波数−ωIFのイメージ信号２０２の一部であり、イメ
ージ・クロストーク信号と呼ばれる。信号２０６は、必
要な信号２０４の一部であり、イメージ信号２０２と干
渉を起こす。
ス、および−ωIFでの不必要なイメージ・レスポンスで
ある。ωIFでのレスポンスは、必要な信号２０４と不必
要な干渉信号２０８とを含む。不必要な信号２０８は、
周波数−ωIFのイメージ信号２０２の一部であり、イメ
ージ・クロストーク信号と呼ばれる。信号２０６は、必
要な信号２０４の一部であり、イメージ信号２０２と干
渉を起こす。
【００１６】クロストーク信号は、ミキサ１０６および
１０８との間の位相および／または利得のアンバランス
により発生する。実際のシステムの場合には、このこと
は重要な欠点である。何故なら、セルラーホンに対する
動作規格が規定している、例えば、−６０ｄＢにクロス
トークを低減する十分にバランスのとれたペアのミキサ
は、市販していないからである。位相／利得のアンバラ
ンスの他の原因としては、例えば、ミキサの温度の変動
または入力負荷の変動がある。
１０８との間の位相および／または利得のアンバランス
により発生する。実際のシステムの場合には、このこと
は重要な欠点である。何故なら、セルラーホンに対する
動作規格が規定している、例えば、−６０ｄＢにクロス
トークを低減する十分にバランスのとれたペアのミキサ
は、市販していないからである。位相／利得のアンバラ
ンスの他の原因としては、例えば、ミキサの温度の変動
または入力負荷の変動がある。
【００１７】図３は、本発明の直角位相単一変換受信機
３００である。図２の素子に類似の素子には、類似の参
照番号がつけてある。無線周波数信号ｖ（ｔ）は、アン
テナ１０２により受信され、低雑音アンプ１０４により
増幅される。その後、低雑音アンプからの増幅された出
力は、直角位相ダウン・コンバータ１１０に入力され、
ダウン・コンバータ１１０は、受信信号ｖ（ｔ）から直
角位相信号を発生するための手段を提供する。低雑音ア
ンプ１０４および直角位相ダウン・コンバータ１１０
は、受信機３００に対してＲＦフロントエンドを形成
し、受信機は受信信号ｖ（ｔ）を周波数＋ωIFに変換
し、イメージ信号を周波数−ωIFに変換する。何故な
ら、ＲＦ信号ｖ（ｔ）は、ローカル・オシレータ信号
（ＬＯ）より高い周波数を持ち、イメージ信号は、ロー
カル・オシレータ信号（ＬＯ）より低い周波数を持って
いるからである。直角位相ダウン・コンバータ１１０
は、ミキサ１０６および３０８を備える。ミキサ１０６
は、ローカル・オシレータ１１２の出力（ＬＯ）により
直接駆動される。ミキサ３０８は可変ミキサで、電圧制
御位相シフタ３１４のような位相シフト手段を通ってき
た、ローカル・オシレータ１１２の出力により駆動され
る。電圧制御位相シフタ３１４は、−９０度の公称位相
シフトを行う。電圧制御位相シフタ３１４は、位相修正
ループ３１６からの位相修正電圧３１０により制御さ
れ、可変利得ミキサ３０８は、利得修正ループ３１８か
らの利得修正電圧３１２により制御される。他の方法と
しては、電圧制御位相シフタ３１４’を、ミキサ３０８
からのＱ信号出力に働きかけるようにすることもできる
し、位相シフタ３１４を公称−９０度に静止状態にする
こともできる。低ＩＦ段も＋ωIFの必要な信号を通過
し、−ωIFの周波数のイメージ信号を減衰させる単側波
帯（ＳＳＢ）フィルタ１１６を備える。信号の出力およ
び虚出力１１８／１２０は、それぞれ、例えば、デジタ
ル・システムに適している、ＦＭ検出装置またはデジタ
ル検出装置のような複雑な領域復調装置に送られる。ミ
キサ３０８としては、靜的利得ミキサを使用することが
でき、特別利得素子３０９をミキサ３０８の出力のとこ
ろに、設置することができる。
３００である。図２の素子に類似の素子には、類似の参
照番号がつけてある。無線周波数信号ｖ（ｔ）は、アン
テナ１０２により受信され、低雑音アンプ１０４により
増幅される。その後、低雑音アンプからの増幅された出
力は、直角位相ダウン・コンバータ１１０に入力され、
ダウン・コンバータ１１０は、受信信号ｖ（ｔ）から直
角位相信号を発生するための手段を提供する。低雑音ア
ンプ１０４および直角位相ダウン・コンバータ１１０
は、受信機３００に対してＲＦフロントエンドを形成
し、受信機は受信信号ｖ（ｔ）を周波数＋ωIFに変換
し、イメージ信号を周波数−ωIFに変換する。何故な
ら、ＲＦ信号ｖ（ｔ）は、ローカル・オシレータ信号
（ＬＯ）より高い周波数を持ち、イメージ信号は、ロー
カル・オシレータ信号（ＬＯ）より低い周波数を持って
いるからである。直角位相ダウン・コンバータ１１０
は、ミキサ１０６および３０８を備える。ミキサ１０６
は、ローカル・オシレータ１１２の出力（ＬＯ）により
直接駆動される。ミキサ３０８は可変ミキサで、電圧制
御位相シフタ３１４のような位相シフト手段を通ってき
た、ローカル・オシレータ１１２の出力により駆動され
る。電圧制御位相シフタ３１４は、−９０度の公称位相
シフトを行う。電圧制御位相シフタ３１４は、位相修正
ループ３１６からの位相修正電圧３１０により制御さ
れ、可変利得ミキサ３０８は、利得修正ループ３１８か
らの利得修正電圧３１２により制御される。他の方法と
しては、電圧制御位相シフタ３１４’を、ミキサ３０８
からのＱ信号出力に働きかけるようにすることもできる
し、位相シフタ３１４を公称−９０度に静止状態にする
こともできる。低ＩＦ段も＋ωIFの必要な信号を通過
し、−ωIFの周波数のイメージ信号を減衰させる単側波
帯（ＳＳＢ）フィルタ１１６を備える。信号の出力およ
び虚出力１１８／１２０は、それぞれ、例えば、デジタ
ル・システムに適している、ＦＭ検出装置またはデジタ
ル検出装置のような複雑な領域復調装置に送られる。ミ
キサ３０８としては、靜的利得ミキサを使用することが
でき、特別利得素子３０９をミキサ３０８の出力のとこ
ろに、設置することができる。
【００１８】位相修正は、位相ロック・ループ（ＰＬ
Ｌ）を修正した、位相修正ループ３１６により行われ
る。位相検出装置３２０は、それぞれ、それへのミキサ
１０６および３０８入力から発生したＩおよびＱ信号を
含み、Ｉ信号とＱ信号との間の位相差内の９０度からの
ズレに比例する出力を発生する。Ｉ信号とＱ信号との間
の差が正確に９０度である場合には、位相検出装置３２
０の出力はゼロである。位相検出装置３２０の出力は、
任意の位相ループ・フィルタ３２２への入力となる。位
相のアンバランスが変化しないか、または変化するアン
バランスな位相を追跡する必要がない場合には、位相ル
ープ・フィルタ３２２は必要ない。位相ループ・フィル
タ３２２からの出力は、積分装置３２４に送られる。積
分装置３２４は、位相検出装置の出力を積分し、位相シ
フタ３１４に送られる位相修正電圧を発生する。位相修
正ループは、Ｉ信号とＱ信号との間の差が正確に９０度
になるまで、位相シフタ３１４への電圧制御を調整す
る。位相シフタ３１４は、トランジスタまたはバラクタ
・ダイオードのような、任意の適当な位相シフト手段を
備えることができ、それにより、トランジスタを通る電
流、またはバラクタ・ダイオード両端の電圧を変化させ
ることにより、位相制御を行うことができる。位相修正
ループを形成している構成部品のどれかが、直流的ズレ
を起こしている場合には、ズレはシステムを初期化する
際に較正するか、電圧制御位相シフタ３１４を制御する
際に、考慮に入れる必要がある。
Ｌ）を修正した、位相修正ループ３１６により行われ
る。位相検出装置３２０は、それぞれ、それへのミキサ
１０６および３０８入力から発生したＩおよびＱ信号を
含み、Ｉ信号とＱ信号との間の位相差内の９０度からの
ズレに比例する出力を発生する。Ｉ信号とＱ信号との間
の差が正確に９０度である場合には、位相検出装置３２
０の出力はゼロである。位相検出装置３２０の出力は、
任意の位相ループ・フィルタ３２２への入力となる。位
相のアンバランスが変化しないか、または変化するアン
バランスな位相を追跡する必要がない場合には、位相ル
ープ・フィルタ３２２は必要ない。位相ループ・フィル
タ３２２からの出力は、積分装置３２４に送られる。積
分装置３２４は、位相検出装置の出力を積分し、位相シ
フタ３１４に送られる位相修正電圧を発生する。位相修
正ループは、Ｉ信号とＱ信号との間の差が正確に９０度
になるまで、位相シフタ３１４への電圧制御を調整す
る。位相シフタ３１４は、トランジスタまたはバラクタ
・ダイオードのような、任意の適当な位相シフト手段を
備えることができ、それにより、トランジスタを通る電
流、またはバラクタ・ダイオード両端の電圧を変化させ
ることにより、位相制御を行うことができる。位相修正
ループを形成している構成部品のどれかが、直流的ズレ
を起こしている場合には、ズレはシステムを初期化する
際に較正するか、電圧制御位相シフタ３１４を制御する
際に、考慮に入れる必要がある。
【００１９】利得修正は、それぞれ、電力検出装置３２
６および３２８を備える利得修正ループ３１８により行
うことができる。信号Ｉおよび信号Ｑは、それぞれ、電
力検出装置３２６および３２８に入力される。各電力検
出装置３２６／３２８からの出力は、減算装置３３０へ
入力される。減算装置３３０からの出力は、任意の利得
ループ・フィルタ３３２に入力される。利得のアンバラ
ンスを追跡する必要が無い場合には、利得ループ・フィ
ルタ３３２は必要ではない。
６および３２８を備える利得修正ループ３１８により行
うことができる。信号Ｉおよび信号Ｑは、それぞれ、電
力検出装置３２６および３２８に入力される。各電力検
出装置３２６／３２８からの出力は、減算装置３３０へ
入力される。減算装置３３０からの出力は、任意の利得
ループ・フィルタ３３２に入力される。利得のアンバラ
ンスを追跡する必要が無い場合には、利得ループ・フィ
ルタ３３２は必要ではない。
【００２０】電力検出装置３２６および３２８は、それ
ぞれ、Ｉ信号電力およびＱ信号電力に比例する出力を発
生する。各経路の利得が同じである場合には、通常、差
動増幅器が使われる減算装置からの出力はゼロである。
利得ループ・フィルタ３３２からの出力は積分装置３３
４へ送られ、上記積分装置は可変利得ミキサ３０８へ、
利得修正電圧３１２を出力する。上記利得修正ループを
使用して、Ｉ信号とＱ信号との間のアンバランスを低減
することができる。
ぞれ、Ｉ信号電力およびＱ信号電力に比例する出力を発
生する。各経路の利得が同じである場合には、通常、差
動増幅器が使われる減算装置からの出力はゼロである。
利得ループ・フィルタ３３２からの出力は積分装置３３
４へ送られ、上記積分装置は可変利得ミキサ３０８へ、
利得修正電圧３１２を出力する。上記利得修正ループを
使用して、Ｉ信号とＱ信号との間のアンバランスを低減
することができる。
【００２１】図３に略図で示す回路の直角位相単一変換
受信機は、低いレベルのクロストークを含むＩ信号およ
びＱ信号を供給することができる。位相修正ループの動
作については、図４を参照しながら、さらに詳細に説明
する。
受信機は、低いレベルのクロストークを含むＩ信号およ
びＱ信号を供給することができる。位相修正ループの動
作については、図４を参照しながら、さらに詳細に説明
する。
【００２２】図４（Ａ）は、通常の位相ロック・ループ
（ＰＬＬ）である。位相検出装置４０２は、基準信号ｊ
（ｔ）と、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）４０６出力信
号ｑ（ｔ）との間の位相差に比例する出力信号ｑ（ｔ）
を出力する。位相検出装置４０２に対する出力信号ｐ
（ｔ）は、ループ・フィルタ４０８に送られる。ループ
・フィルタ４０８は、Ｈ（ｓ）で与えられる伝達関数を
持つ。ループ・フィルタ４０８からの出力ｙ（ｔ）は、
ＶＣＯ４０６の入力へ送られる。位相検出装置４０２
は、ラジアン当たりボルト単位でＫｐの利得を持ち、Ｖ
ＣＯ４０６はボルト当たり、秒当たりラジアン単位でＫ
ｖの利得を持つ。デジタル位相コンパレータの場合に
は、例えば、ＸＯＲのような位相検出装置特性は直線的
である。この場合、ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）はデジタル波形
である。アナログ掛け算タイプの位相検出装置を使用す
る場合には、出力ｐ（ｔ）はサイン（θ）に比例する。
この場合、θは入力信号間の位相差である。入力間の位
相差が９０度または−９０度である場合には、位相検出
装置４０２の出力はゼロである。それ故、このタイプの
ＰＬＬは、そのＶＣＯを基準周波数と同じ周波数にロッ
クするが、位相は９０度ズレている。
（ＰＬＬ）である。位相検出装置４０２は、基準信号ｊ
（ｔ）と、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）４０６出力信
号ｑ（ｔ）との間の位相差に比例する出力信号ｑ（ｔ）
を出力する。位相検出装置４０２に対する出力信号ｐ
（ｔ）は、ループ・フィルタ４０８に送られる。ループ
・フィルタ４０８は、Ｈ（ｓ）で与えられる伝達関数を
持つ。ループ・フィルタ４０８からの出力ｙ（ｔ）は、
ＶＣＯ４０６の入力へ送られる。位相検出装置４０２
は、ラジアン当たりボルト単位でＫｐの利得を持ち、Ｖ
ＣＯ４０６はボルト当たり、秒当たりラジアン単位でＫ
ｖの利得を持つ。デジタル位相コンパレータの場合に
は、例えば、ＸＯＲのような位相検出装置特性は直線的
である。この場合、ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）はデジタル波形
である。アナログ掛け算タイプの位相検出装置を使用す
る場合には、出力ｐ（ｔ）はサイン（θ）に比例する。
この場合、θは入力信号間の位相差である。入力間の位
相差が９０度または−９０度である場合には、位相検出
装置４０２の出力はゼロである。それ故、このタイプの
ＰＬＬは、そのＶＣＯを基準周波数と同じ周波数にロッ
クするが、位相は９０度ズレている。
【００２３】図３の実施形態の位相修正ループは、直角
位相単一変換受信機の、Ｉ信号とＱ信号との間の位相差
を９０度にする働きを持つ。図４（Ａ）のＶＣＯを虚信
号Ｑ１により置き換え、基準信号ｉ（ｔ）を実信号によ
り置き換えることにより、Ｉ信号とＱ信号との間に９０
度の位相差を作ることができる。ＶＣＯをＱ信号フロン
トエンド・ミキサ３０８、位相シフタ３１４を図３から
のすべてのそのＩＦ処理回路により置き換える方法が効
果的である。この時点で、Ｑ信号の位相は制御され、適
当な位相バランスを行うために、ローカル・オシレータ
から、独立して変化させることができる。受信機３００
の他の実施形態に適する上記システムの略図を、図４
（Ｂ）を参照しながら以下に説明する。
位相単一変換受信機の、Ｉ信号とＱ信号との間の位相差
を９０度にする働きを持つ。図４（Ａ）のＶＣＯを虚信
号Ｑ１により置き換え、基準信号ｉ（ｔ）を実信号によ
り置き換えることにより、Ｉ信号とＱ信号との間に９０
度の位相差を作ることができる。ＶＣＯをＱ信号フロン
トエンド・ミキサ３０８、位相シフタ３１４を図３から
のすべてのそのＩＦ処理回路により置き換える方法が効
果的である。この時点で、Ｑ信号の位相は制御され、適
当な位相バランスを行うために、ローカル・オシレータ
から、独立して変化させることができる。受信機３００
の他の実施形態に適する上記システムの略図を、図４
（Ｂ）を参照しながら以下に説明する。
【００２４】図４（Ｂ）に略図を示す位相修正ループ
は、周波数領域のところで説明する。信号Ｘ（ｓ）はＲ
Ｆフロントエンド・ミキサ４１０への入力である。Ｉチ
ャンネル出力θi （ｓ）は、位相コンパレータ４１２へ
の入力である。直角位相出力は位相シフタ４１４に送ら
れ、結果として得られる直角位相信号θq （ｓ）は、コ
ンパレータ４１２の負の入力に送られる。説明を分かり
やすくするために、理想の位相コンパレータ機能θew＝
θi （ｓ）−θq （ｓ）であるとする。この場合、θew
は位相差である。当業者なら、コンパレータの較正中、
位相コンパレータ４１２のすべてのズレおよび非直線性
を考慮に入れなければならないことを容易に理解するこ
とができるだろう。コンパレータ４１２の出力は、利得
Ｋc の利得素子４１６に送られる。利得素子４１６は、
位相検出装置に関連する利得を表わす。利得素子４１６
からの出力は、伝達関数Ｈ（ｓ）を持つループ・フィル
タ４１８へ入力される。ループ・フィルタ４１８からの
出力は、伝達関数１／Ｓを持つ積分装置４２０へ送られ
る。積分装置Ｖf （ｓ）からの出力は、位相シフタ４１
４へ送られる。位相シフタ４１４のボルト当たりのラジ
アンでの利得はＫf である。上記ループの出力はＶ
o （ｓ）で表わされる。
は、周波数領域のところで説明する。信号Ｘ（ｓ）はＲ
Ｆフロントエンド・ミキサ４１０への入力である。Ｉチ
ャンネル出力θi （ｓ）は、位相コンパレータ４１２へ
の入力である。直角位相出力は位相シフタ４１４に送ら
れ、結果として得られる直角位相信号θq （ｓ）は、コ
ンパレータ４１２の負の入力に送られる。説明を分かり
やすくするために、理想の位相コンパレータ機能θew＝
θi （ｓ）−θq （ｓ）であるとする。この場合、θew
は位相差である。当業者なら、コンパレータの較正中、
位相コンパレータ４１２のすべてのズレおよび非直線性
を考慮に入れなければならないことを容易に理解するこ
とができるだろう。コンパレータ４１２の出力は、利得
Ｋc の利得素子４１６に送られる。利得素子４１６は、
位相検出装置に関連する利得を表わす。利得素子４１６
からの出力は、伝達関数Ｈ（ｓ）を持つループ・フィル
タ４１８へ入力される。ループ・フィルタ４１８からの
出力は、伝達関数１／Ｓを持つ積分装置４２０へ送られ
る。積分装置Ｖf （ｓ）からの出力は、位相シフタ４１
４へ送られる。位相シフタ４１４のボルト当たりのラジ
アンでの利得はＫf である。上記ループの出力はＶ
o （ｓ）で表わされる。
【００２５】位相修正ループの伝達関数は下記式により
表わされる。
表わされる。
【００２６】
【数１】
【００２７】Ｈ（ｓ）＝１の一次ＰＬＬの場合には、下
記式のようになる。
記式のようになる。
【００２８】
【数２】
【００２９】下記式のような位相の単位インパルスへの
レスポンスは、θi （ｓ）＝１で示される。それ故、
レスポンスは、θi （ｓ）＝１で示される。それ故、
【００３０】
【数３】
【００３１】下記式のような位相のステップの変化への
レスポンスは、θi （ｓ）＝１／Ｓで示される。それ
故、
レスポンスは、θi （ｓ）＝１／Ｓで示される。それ
故、
【００３２】
【数４】
【００３３】時間領域に対する逆ラプラス変換により、
下記式のようになる。
下記式のようになる。
【００３４】
【数５】
【００３５】式（８）は、θi チャンネル位相エラーの
ステップの変化に対する、ループの遷移レスポンスを示
す。無限へ向かう場合には、
ステップの変化に対する、ループの遷移レスポンスを示
す。無限へ向かう場合には、
【００３６】
【数６】
【００３７】Ｈ（ｓ）＝１の場合には、位相エラーε
（ｓ）はＶo （ｓ）に比例する。
（ｓ）はＶo （ｓ）に比例する。
【００３８】
【数７】
【００３９】時間経過中の最終位相エラー ε（∞）＝０ （１１） それ故、修正した一次位相ロック・ループを、Ｉ／Ｑ位
相バランス修正に対して使用することができる。しか
し、変化する位相アンバランス（Ｈ（ｓ）≠１）を追跡
するには、二次ループが必要である。当業者なら上記二
次ループを容易に実行することができる。
相バランス修正に対して使用することができる。しか
し、変化する位相アンバランス（Ｈ（ｓ）≠１）を追跡
するには、二次ループが必要である。当業者なら上記二
次ループを容易に実行することができる。
【００４０】ループ利得ｋf ｋc が、ループの動的特性
を決定する。上記利得を下げると帯域幅が狭くなり、上
記利得を上げると帯域幅が広くなる。帯域幅が広すぎる
場合に問題になるのは、位相ノイズ（すなわち、システ
ム・ノイズの直角位相成分）が、ループに影響し始める
ことである。多くの用途の場合、受信機が安定するのに
要する時間が重要である。ループ帯域幅が狭すぎると、
イメージ排除が十分急速に行われない。積分装置がその
電圧を保持する場合には、例えば、無線電話システムの
通常の時間領域マルチプレックス（ＴＤＭ）受信バース
ト間でイメージ排除が維持される。
を決定する。上記利得を下げると帯域幅が狭くなり、上
記利得を上げると帯域幅が広くなる。帯域幅が広すぎる
場合に問題になるのは、位相ノイズ（すなわち、システ
ム・ノイズの直角位相成分）が、ループに影響し始める
ことである。多くの用途の場合、受信機が安定するのに
要する時間が重要である。ループ帯域幅が狭すぎると、
イメージ排除が十分急速に行われない。積分装置がその
電圧を保持する場合には、例えば、無線電話システムの
通常の時間領域マルチプレックス（ＴＤＭ）受信バース
ト間でイメージ排除が維持される。
【００４１】図３に点線で示すミキサ３０８の出力のと
ころの設置された利得素子３０９からなる利得補償ルー
プ３１８の任意の実施形態の動作を図５を参照しながら
説明する。
ころの設置された利得素子３０９からなる利得補償ルー
プ３１８の任意の実施形態の動作を図５を参照しながら
説明する。
【００４２】図５の利得ループは、図３に示すような直
角位相受信機のフロントエンド・ミキサの利得のアンバ
ランスを、修正または軽減するために使用することがで
きる。上記利得補償ループは、位相シフタの代わりに利
得コントローラが使用され、位相の代わりに電力が測定
される点を除けば、上記位相補償ループに類似してい
る。電力測定は、ＩチャンネルおよびＱチャンネルから
の出力を規制または整流し、平滑することにより行われ
る。
角位相受信機のフロントエンド・ミキサの利得のアンバ
ランスを、修正または軽減するために使用することがで
きる。上記利得補償ループは、位相シフタの代わりに利
得コントローラが使用され、位相の代わりに電力が測定
される点を除けば、上記位相補償ループに類似してい
る。電力測定は、ＩチャンネルおよびＱチャンネルから
の出力を規制または整流し、平滑することにより行われ
る。
【００４３】数学的には、利得補償ループの動作は、式
（４）から式（１１）を使用し、信号電力Ｐi およびＰ
q を信号位相θi 、θq に代入することにより表わすこ
とができる。
（４）から式（１１）を使用し、信号電力Ｐi およびＰ
q を信号位相θi 、θq に代入することにより表わすこ
とができる。
【００４４】ここで、周波数領域を参照しながら図５に
略図で示す利得補償ループについて説明する。Ｉチャン
ネル出力Ｐi （ｓ）は、利得コンパレータ５０４に送ら
れる。Ｑチャンネルの出力Ｐq （ｓ）は、利得制御素子
５０６の入力であり、利得制御素子５０６の出力は、利
得コンパレータ５０４の負の入力へ送られる。利得コン
パレータ５０４の出力は利得ｋc ’を持ち、利得コンパ
レータ５０４に関連する利得を表す利得素子５０８へ送
られる。当業者なら、実際には利得素子５０８を必要と
しないことをすぐ理解することができるだろう。
略図で示す利得補償ループについて説明する。Ｉチャン
ネル出力Ｐi （ｓ）は、利得コンパレータ５０４に送ら
れる。Ｑチャンネルの出力Ｐq （ｓ）は、利得制御素子
５０６の入力であり、利得制御素子５０６の出力は、利
得コンパレータ５０４の負の入力へ送られる。利得コン
パレータ５０４の出力は利得ｋc ’を持ち、利得コンパ
レータ５０４に関連する利得を表す利得素子５０８へ送
られる。当業者なら、実際には利得素子５０８を必要と
しないことをすぐ理解することができるだろう。
【００４５】利得素子５０８の出力は伝達関数Ｈ（ｓ）
を持ち、出力信号Ｖo （ｓ）を供給する利得ループ・フ
ィルタ５１０への入力となる。信号Ｖo （ｓ）は伝達関
数１／ｓを持ち、利得コントローラ５０６に、出力信号
Ｖf （ｓ）を供給する積分装置５１２により積分され
る。利得コントローラ５０６は、ボルト当たりデシベル
単位の利得Ｋf を持つ。利得制御を次元なしにすること
できるし、入力電圧に対する出力比とすることもできる
が、そうしなくてもよい。
を持ち、出力信号Ｖo （ｓ）を供給する利得ループ・フ
ィルタ５１０への入力となる。信号Ｖo （ｓ）は伝達関
数１／ｓを持ち、利得コントローラ５０６に、出力信号
Ｖf （ｓ）を供給する積分装置５１２により積分され
る。利得コントローラ５０６は、ボルト当たりデシベル
単位の利得Ｋf を持つ。利得制御を次元なしにすること
できるし、入力電圧に対する出力比とすることもできる
が、そうしなくてもよい。
【００４６】利得修正ループの伝達関数は、下記式によ
る表わされる。
る表わされる。
【００４７】
【数８】
【００４８】Ｈ（ｓ）＝１の一次利得修正ループの場合
には、下記式のようになる。
には、下記式のようになる。
【００４９】
【数９】
【００５０】利得の単位インパルスへのレスポンスは、
Ｐi （ｓ）＝１により表わされ、下記式のようになる。
Ｐi （ｓ）＝１により表わされ、下記式のようになる。
【００５１】
【数１０】
【００５２】利得のステップの変化に対するレスポンス
は、Ｐi （ｓ）＝１／ｓで表わされ、下記式のようにな
る。
は、Ｐi （ｓ）＝１／ｓで表わされ、下記式のようにな
る。
【００５３】
【数１１】
【００５４】（１５）の逆ラプラス変換を行うと、時間
領域に対して
領域に対して
【００５５】
【数１２】
【００５６】になり、Ｉチャンネル利得エラーのステッ
プの変化への、利得補償ループの遷移レスポンスを表わ
す。
プの変化への、利得補償ループの遷移レスポンスを表わ
す。
【００５７】無限に向かう場合には、下記式のようにな
る。
る。
【００５８】
【数１３】
【００５９】Ｈ（ｓ）＝１の場合、利得エラーはＶｏ
（ｓ）に比例し、下記式のようになる。
（ｓ）に比例し、下記式のようになる。
【００６０】
【数１４】
【００６１】時間経過中の最終利得エラーは、下記式に
より表わされる。 Ｅ（∞）＝０ それ故、一次利得ロック・ループを、上記位相ロック・
ループの場合と類似の方法で、Ｉ／Ｑ利得バランス修正
に対して使用することができる。同様に、動的利得アン
バランスを追跡するには、二次ループが必要である。
より表わされる。 Ｅ（∞）＝０ それ故、一次利得ロック・ループを、上記位相ロック・
ループの場合と類似の方法で、Ｉ／Ｑ利得バランス修正
に対して使用することができる。同様に、動的利得アン
バランスを追跡するには、二次ループが必要である。
【００６２】上記位相補償ループの場合と類似の方法に
より、ループ利得ｋc ｋf が、位相補償ループの動的特
性を決定する。利得を下げると帯域幅が狭くなり、利得
を上げると帯域幅が広くなる。
より、ループ利得ｋc ｋf が、位相補償ループの動的特
性を決定する。利得を下げると帯域幅が狭くなり、利得
を上げると帯域幅が広くなる。
【００６３】図４（Ｂ）および図５を参照しながらそれ
ぞれ説明した、位相補償ループおよび利得補償ループの
いくつかの実施形態は、ＲＦフロントエンド・ミキサの
後に位置する位相シフタ４１４および利得コントローラ
５０８を含む。位相シフタ３１４および可変利得ミキサ
３０のように、上記位相シフタおよび上記利得コントロ
ーラをＲＦフロントエンドに内蔵させ、それにより、図
３の直角位相ダウン・コンバータ１１０の一部を形成す
ることができるが、そうしなくともよい。
ぞれ説明した、位相補償ループおよび利得補償ループの
いくつかの実施形態は、ＲＦフロントエンド・ミキサの
後に位置する位相シフタ４１４および利得コントローラ
５０８を含む。位相シフタ３１４および可変利得ミキサ
３０のように、上記位相シフタおよび上記利得コントロ
ーラをＲＦフロントエンドに内蔵させ、それにより、図
３の直角位相ダウン・コンバータ１１０の一部を形成す
ることができるが、そうしなくともよい。
【００６４】位相検出装置／コンパレータ３２０、４１
２および電力検出装置／コンパレータ３２６、５０４
は、上記の同じ数学的原理に基づくデジタル信号処理
（ＤＳＰ）技術により、デジタル的に実行することがで
きる。例えば、制御可能な位相シフタをヒルバート・ロ
ーテータにより、または周知のＣＯＲＤＩＣアルゴリズ
ム（ＩＥＥＥ信号処理マガジンの１９９２年７月号掲載
の「デジタル信号処理用のＹＵ ＨＥＷＨＵ ＣＯＲＤ
ＩＣに基づくＶＬＳＩアーキテクチャ」）を使用するこ
とにより実行することができる。当業者なら、上記説明
から、本発明の範囲内で種々の修正を行うことができる
ことを容易に理解することができるだろう。
２および電力検出装置／コンパレータ３２６、５０４
は、上記の同じ数学的原理に基づくデジタル信号処理
（ＤＳＰ）技術により、デジタル的に実行することがで
きる。例えば、制御可能な位相シフタをヒルバート・ロ
ーテータにより、または周知のＣＯＲＤＩＣアルゴリズ
ム（ＩＥＥＥ信号処理マガジンの１９９２年７月号掲載
の「デジタル信号処理用のＹＵ ＨＥＷＨＵ ＣＯＲＤ
ＩＣに基づくＶＬＳＩアーキテクチャ」）を使用するこ
とにより実行することができる。当業者なら、上記説明
から、本発明の範囲内で種々の修正を行うことができる
ことを容易に理解することができるだろう。
【００６５】本発明の範囲内には、それが特許請求の範
囲に記載された、本発明に関連があろうとなかろうと、
または本発明が解決しようとする問題のどれか、または
すべてを軽減するものであろうとなかろうと、暗示また
は明示により本明細書に開示した、すべての新規の特徴
またはそれらの組み合わせ、または一般化したものが含
まれる。本出願人は、この出願またはこの出願からの他
の出願の実行中、上記特徴に対する新しい特許請求の範
囲を作成することをここに記載する。
囲に記載された、本発明に関連があろうとなかろうと、
または本発明が解決しようとする問題のどれか、または
すべてを軽減するものであろうとなかろうと、暗示また
は明示により本明細書に開示した、すべての新規の特徴
またはそれらの組み合わせ、または一般化したものが含
まれる。本出願人は、この出願またはこの出願からの他
の出願の実行中、上記特徴に対する新しい特許請求の範
囲を作成することをここに記載する。
添付の図面を参照しながら、本発明のいくつかの実施形
態を説明するが、これは単に例示としてのものに過ぎな
い。
態を説明するが、これは単に例示としてのものに過ぎな
い。
【図１】直角位相単一変換ＲＦフロントエンドの略図で
ある。
ある。
【図２】必要とする信号およびイメージ信号、およびイ
メージ・クロストークの略図である。
メージ・クロストークの略図である。
【図３】本発明の実施形態の直角位相受信機の略図であ
る。
る。
【図４】従来の位相ロック・ループの略図で（Ａ）は従
来の、（Ｂ）は本発明の実施形態の位相補償ループの略
図である。
来の、（Ｂ）は本発明の実施形態の位相補償ループの略
図である。
【図５】利得補償ループの略図である。
１０４：低雑音アンプ １１０：直角位相ダウン・コンバータ １１８：低ＩＦ段（ＳＳＢフィルタ） ３０８：可変利得ミキサ ３１０：位相修正電圧 ３１２：利得修正電圧 ３１４：電圧制御位相シフタ ３１６：位相修正ループ ３２０：位相検出装置 ３２２：ループ・フィルタ ３２６：電力検出装置 ３２８：電力検出装置 ３３２：ループ・フィルタ ３３４：積分装置
Claims (9)
- 【請求項１】 受信信号から第一および第二の直角位相
信号を発生することができる直角位相受信機用の位相補
償ループ回路であって、 第一および第二の信号を受信し、この第一および第二の
信号の相互位相直角位相からのズレを示す第三の信号を
出力することができる位相コンパレータと、 第三の信号に従って第一の信号の位相をシフトし、それ
により第一および第二の信号を、相互位相直角位相の方
向に調整するための位相シフト手段と、を備えることを
特徴とする直角位相受信機用の位相補償ループ回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の位相補償ループ回路に
おいて、 前記位相シフト手段が、トランジスタまたはバラクタ・
ダイオードを備えることを特徴とする位相補償ループ回
路。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の位相補
償ループ回路において、 前記位相シフト手段が、直角位相受信機の中間周波数で
信号に対して作動することができることを特徴とする位
相補償ループ回路。 - 【請求項４】 請求項３に記載の位相補償ループ回路に
おいて、 前記位相シフト手段および／または前記位相コンパレー
タが、適当に条件付けをしたデジタル信号プロセッサを
備えることを特徴とする位相補償ループ回路。 - 【請求項５】 請求項１に記載の位相補償ループ回路に
おいて、 前記位相シフト手段がアナログ全パス・フィルタを備え
ることを特徴とする位相補償ループ回路。 - 【請求項６】 請求項１乃至５の何れかに記載の位相補
償ループ回路において、 さらに第一の信号を受信するための入力と、前記位相シ
フト手段へ制御信号を供給するための出力とを持つルー
プ・フィルタを備えることを特徴とする位相補償ループ
回路。 - 【請求項７】 直角位相受信機の位相補償方法であっ
て、 第一の信号の位相を第二の信号の位相と比較するステッ
プと、 第一および第二の信号の相互位相直角位相からのズレを
示す第三の信号を入手するステップと、 第三の信号に従って、第一の信号の位相をシフトするス
テップと、からなることを特徴とする受信信号から第一
および第二の直角位相信号を発生することができる位相
補償方法。 - 【請求項８】 請求項１乃至６の何れかに記載の位相補
償ループ回路を備えることを特徴とする直角位相受信
機。 - 【請求項９】 請求項８に記載の直角位相受信機におい
て、 前記位相シフト手段が前記直角位相受信機の無線周波数
フロントエンドに設置されていることを特徴とする直角
位相受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9711822A GB2326037A (en) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | Maintaining signals in phase quadrature |
| GB9711822.8 | 1997-06-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141308A true JPH1141308A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=10813744
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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- 1998-06-05 JP JP10158146A patent/JPH1141308A/ja not_active Withdrawn
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| EP0883237A1 (en) | 1998-12-09 |
| GB2326037A (en) | 1998-12-09 |
| GB9711822D0 (en) | 1997-08-06 |
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