JPH11329765A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
Discharge lamp lighting deviceInfo
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- JPH11329765A JPH11329765A JP13368998A JP13368998A JPH11329765A JP H11329765 A JPH11329765 A JP H11329765A JP 13368998 A JP13368998 A JP 13368998A JP 13368998 A JP13368998 A JP 13368998A JP H11329765 A JPH11329765 A JP H11329765A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図７は従来の放電灯点灯装置の一例を示
すブロック図である。この従来例は車両の前照灯等に用
いるもので、自動車のバッテリなどから成る直流電源Ｅ
と、フライバックコンバータ構成のＤＣ／ＤＣコンバー
タから成る昇圧回路１と、昇圧回路１の直流出力を交流
に変換するインバータ回路２と、ＨＩＤランプのような
高圧放電灯から成る放電灯ＬＰと、放電灯ＬＰに高圧パ
ルス電圧を印加して起動させるイグナイタ部３と、昇圧
回路１が具備するスイッチング素子Ｑ0 及びインバータ
回路２が具備する１乃至複数のスイッチング素子（図示
せず）を駆動制御する制御部４とで構成される。2. Description of the Related Art FIG. 7 is a block diagram showing an example of a conventional discharge lamp lighting device. This conventional example is used for a headlight of a vehicle or the like, and includes a DC power source E including a battery of an automobile.
A booster circuit 1 composed of a DC / DC converter having a flyback converter configuration, an inverter circuit 2 for converting the DC output of the booster circuit 1 into an alternating current, a discharge lamp LP composed of a high-pressure discharge lamp such as an HID lamp, A control to drive and control an igniter unit 3 that starts by applying a high-voltage pulse voltage to the electric light LP, and a switching element Q 0 included in the booster circuit 1 and one or more switching elements (not illustrated) included in the inverter circuit 2. 4.
【０００３】昇圧回路１は、直流電源ＥにトランスＴの
１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ0 を接続し、トラ
ンスＴの２次巻線にはダイオードＤ1 を介して出力用の
コンデンサＣ1 を接続し、このコンデンサＣ1 と２次巻
線との接続点は出力電流検出用の抵抗Ｒ2 を介して直流
電源Ｅの負電極に接続してある。なお、スイッチング素
子Ｑ0 のドレインと直流電源Ｅの負電極との間には、ス
イッチング素子Ｑ0 に流れる電流（以下、「スイッチン
グ電流」と呼ぶ。）Ｉp を検出するための抵抗Ｒ1 が挿
入接続してある。また、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ2 との
直列回路には昇圧回路１の直流出力電圧を検出するため
の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の分圧回路が並列に接続してある。The booster circuit 1 has a switching element Q 0 connected to a DC power supply E via a primary winding of a transformer T, and a capacitor C for output connected to a secondary winding of the transformer T via a diode D 1. 1 connect the connection point of the capacitor C 1 and the secondary winding is connected to the negative electrode of the DC power source E through the resistor R 2 for detecting the output current. Between the negative electrode of the drain and the DC power source E of the switching element Q 0, the current flowing through the switching element Q 0 (hereinafter, referred to as "switching current".) Resistor R 1 for detecting the Ip is inserted Connected. Further, a voltage dividing circuit of resistors R 3 and R 4 for detecting the DC output voltage of the booster circuit 1 is connected in parallel to a series circuit of the capacitor C 1 and the resistor R 2 .
【０００４】制御部４は昇圧回路１の出力電力制御とイ
ンバータ回路２の極性反転の制御とを行うものであり、
このうちの昇圧回路１の出力電力制御に関わる回路構成
を図８に示す。同図に示すように、上記分圧回路により
分圧された電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電
圧ＶLAが得られ、この検出電圧ＶLAが目標指令部５の目
標出力電流演算回路５ａに入力されている。この目標出
力電流演算回路５ａは、目標電力指令部５ｂにて放電灯
ＬＰの状態に応じて決定する目標出力電力の指令値と検
出電圧ＶLAとから上記目標出力電力を得るために必要な
目標出力電流を演算してＰＷＭ制御部６に出力するもの
である。The control unit 4 controls the output power of the booster circuit 1 and controls the polarity inversion of the inverter circuit 2.
FIG. 8 shows a circuit configuration related to output power control of the booster circuit 1 among them. As shown in the figure, the divided detection voltage V LA of the DC output voltage of the booster circuit 1 from a voltage divided by the voltage dividing circuit is obtained, the target output current computing circuit of the detection voltage V LA is the target command unit 5 5a. The target output current calculation circuit 5a is configured to calculate a target necessary for obtaining the target output power from the target output power command value determined by the target power command unit 5b according to the state of the discharge lamp LP and the detection voltage VLA. The output current is calculated and output to the PWM control unit 6.
【０００５】また、ＰＷＭ制御部６は上記検出電圧ＶLA
と、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ2
の両端電圧から検出された出力電流ＩLAとに基づいて目
標値の出力電力になるようにスイッチング素子Ｑ0 のス
イッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成するもの
であって、目標指令部５から入力された目標出力電流に
放電灯ＬＰへの最大印加電流に応じた上限値を加える出
力電流リミット回路６ａと、抵抗Ｒ2 の両端電圧から出
力電流ＩLAを検出するとともに増幅する出力電流検出増
幅回路６ｂと、出力電流リミット回路６ａからの出力電
流の目標値Ｖre f1と上記出力電流ＩLAの差分を増幅する
誤差増幅器６cと、三角波信号を出力する発振器６ｄ
と、この三角波信号と誤差増幅器６ｃから出力されるし
きい値Ｖth 1 を比較して誤差増幅器６ｃから出力される
しきい値Ｖth1 に応じてデューティが制御されたＰＷＭ
信号を出力するコンパレータ６ｅとを備えている。そし
て、このＰＷＭ制御部６から出力されるＰＷＭ信号がピ
ーク値制御部７のラッチ回路７ｃを介して駆動部９に与
えられる。Further, the PWM control unit 6 detects the detection voltage VLA
And a resistor R generated in proportion to the output current of the booster circuit 1.Two
Output current I detected from the voltage acrossLAAnd based on eyes
Switching element Q0No
For creating a PWM signal for PWM control of switching
And the target output current input from the target command unit 5
Adds an upper limit value according to the maximum applied current to the discharge lamp LP.
The current limit circuit 6a and the resistor RTwoOut of the voltage across
Force current ILAOutput current detection
Output circuit from the width circuit 6b and the output current limit circuit 6a.
Flow target value Vre f1And the output current ILAAmplify the difference between
An error amplifier 6c and an oscillator 6d for outputting a triangular wave signal
And this triangular wave signal is output from the error amplifier 6c.
Threshold Vth 1And output from the error amplifier 6c.
Threshold Vth1PWM whose duty is controlled according to
And a comparator 6e for outputting a signal. Soshi
Therefore, the PWM signal output from the PWM control unit 6 is
To the drive unit 9 via the latch circuit 7c of the peak value control unit 7.
available.
【０００６】駆動部９ではラッチ回路７ｃを介して入力
されるＰＷＭ信号を電流バッファ９ａ及びドライバ９ｂ
を通じてスイッチング素子Ｑ0 のゲートに印加してお
り、これによって昇圧回路１の出力電力が目標出力電力
に一致するようにスイッチング素子Ｑ0 がＰＷＭ制御さ
れる。The driving unit 9 converts the PWM signal input through the latch circuit 7c into a current buffer 9a and a driver 9b.
To the gate of the switching element Q 0 , whereby the switching element Q 0 is PWM-controlled so that the output power of the booster circuit 1 matches the target output power.
【０００７】さらに、制御部４は放電灯ＬＰの無負荷時
に昇圧回路１の直流出力電圧を所定値（例えば、３８０
Ｖ）に保つような制御を行う定電圧制御部８と、後述す
るように昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるス
イッチング電流Ｉｐのピーク値が所定値を超えないよう
な制御を行うピーク値制御部７とを備えている。Further, the control unit 4 controls the DC output voltage of the booster circuit 1 to a predetermined value (for example, 380) when the discharge lamp LP is not loaded.
A constant voltage control unit 8 for controlling so as to keep the V), peak value peak value of the switching current Ip flowing through the switching element Q 0 of the step-up circuit 1, as will be described later performs control so as not to exceed a predetermined value control And a unit 7.
【０００８】定電圧制御部８は、抵抗Ｒ5 とコンデンサ
Ｃ2 から成るローパスフィルタを介して入力される検出
電圧ＶLAを、上記所定値に対応して設定されたしきい値
Ｖth 2 とコンパレータ８ａで比較し、検出電圧ＶLAがし
きい値Ｖth2 を下回る時にはＬレベルの信号を出力する
とともに検出電圧ＶLAがしきい値Ｖth2 を上回るときに
はＨレベルの信号を出力するものである。そして、この
定電圧制御部８の出力信号はピーク値制御部７のラッチ
回路７ｃの動作を制御しており、上記出力信号がＨレベ
ルのときにラッチ回路７ｃが駆動部９に対して出力する
ＰＷＭ信号をラッチすることで出力電流ＩLAや放電灯Ｌ
Ｐの状態に関係なく昇圧回路１の出力電圧が所定の定電
圧になるように制御される。The constant voltage control section 8 includes a resistor RFiveAnd capacitors
CTwoInput through a low-pass filter consisting of
Voltage VLAIs the threshold value set corresponding to the above predetermined value.
Vth TwoIs compared with the comparator 8a, and the detection voltage VLAMustard
Threshold Vth2Outputs an L-level signal when the value falls below
Together with the detection voltage VLAIs the threshold Vth2When exceeds
Outputs an H level signal. And this
The output signal of the constant voltage controller 8 is latched by the peak value controller 7.
The operation of the circuit 7c is controlled, and the output signal is H level.
Output from the latch circuit 7c to the drive unit 9 when the
By latching the PWM signal, the output current ILAAnd discharge lamp L
The output voltage of the booster circuit 1 becomes a predetermined constant voltage regardless of the state of P.
It is controlled to be pressure.
【０００９】一方、ピーク値制御部７は抵抗Ｒ1 の両端
電圧から昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるス
イッチング電流Ｉｐを検出し且つ増幅するスイッチング
電流検出増幅回路７ａと、検出されるスイッチング電流
Ｉｐを所定の基準値Ｖref2と比較するコンパレータ７ｂ
と、このコンパレータ７ｂの出力がＨレベルのときに駆
動部９に対して出力するＰＷＭ信号をラッチするラッチ
回路７ｃとを備えている。On the other hand, the switching current detection amplifying circuit 7a peak value control unit 7 to detect and amplify the switching current Ip flowing from the voltage across the resistor R 1 to the switching element Q 0 of the step-up circuit 1, the switching current to be detected Comparator 7b for comparing Ip with a predetermined reference value Vref2
And a latch circuit 7c for latching a PWM signal output to the drive unit 9 when the output of the comparator 7b is at the H level.
【００１０】次に放電灯ＬＰの状態に応じた本従来例の
動作を、制御部４の制御動作を中心に説明する。まず、
直流電源Ｅの投入直後のように放電灯ＬＰが無負荷の時
（あるいは微放電前）には、制御部４は定電圧制御部８
によって昇圧回路１を定電圧制御し、直流電源Ｅの直流
電圧を約３００〜３８０Ｖの所定値まで昇圧させ、イン
バータ回路２及びイグナイタ部３を介して放電灯ＬＰに
印加する。この時同時にイグナイタ部３が高圧パルスを
印加して放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンさせて放
電を開始させる。Next, the operation of the conventional example according to the state of the discharge lamp LP will be described focusing on the control operation of the control unit 4. First,
When the discharge lamp LP has no load, such as immediately after the DC power supply E is turned on (or before a slight discharge), the control unit 4 is controlled by the constant voltage control unit 8.
Thus, the booster circuit 1 is controlled at a constant voltage, the DC voltage of the DC power supply E is boosted to a predetermined value of about 300 to 380 V, and applied to the discharge lamp LP via the inverter circuit 2 and the igniter unit 3. At this time, the igniter unit 3 simultaneously applies a high-voltage pulse to cause breakdown between the electrodes of the discharge lamp LP to start discharge.
【００１１】放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンした
後、グロー放電から安定なアーク放電ヘ移行させる。こ
の時、放電灯ＬＰの電極を予熱するために、制御部４は
インバータ回路２のスイッチング素子を制御して数msec
から数十msecの間だけ放電灯ＬＰを直流点灯させる。こ
の直流点灯区間（以下、「ＤＣフェーズ」と呼ぶ。）を
経て通常時の低周波で交番する矩形波電圧をインバータ
回路２から放電灯ＬＰに印加し、放電灯ＬＰを安定（定
常）点灯させる。上記ＤＣフェーズの時に制御部４は昇
圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御して放電
灯ＬＰの状態に応じた出力電力及び出力電流を供給す
る。After the breakdown between the electrodes of the discharge lamp LP, the glow discharge is shifted to a stable arc discharge. At this time, in order to pre-heat the electrodes of the discharge lamp LP, the control unit 4 controls the switching element of the inverter circuit 2 for several milliseconds.
The discharge lamp LP is turned on for DC only for several tens of milliseconds. Through this DC lighting section (hereinafter, referred to as “DC phase”), a rectangular wave voltage alternating at a low frequency in a normal state is applied from the inverter circuit 2 to the discharge lamp LP, and the discharge lamp LP is stably (steady) lit. . Control unit 4 when the DC phase provides output power and the output current in accordance with the state of the discharge lamp LP switching element Q 0 of the booster circuit 1 PWM control to.
【００１２】一方、放電灯ＬＰがＤＣフェーズを経て電
極が充分に予熱されれば、制御部４はインバータ回路３
の発振周波数を０（直流）から数百Ｈｚの通常時の点灯
周波数へ切り換えるようにインバータ回路３のスイッチ
ング素子をスイッチング制御するとともに、昇圧回路１
のスイッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御して放電灯ＬＰの
状態に応じた目標値の出力電力が得られるようにする。
なお、インバータ回路２の構成は従来周知の所謂ハーフ
ブリッジ形やフルブリッジ形のものであってその発振周
波数の制御についても従来周知の技術を用いて実現可能
であるから詳細な構成並びに動作説明は省略する。On the other hand, if the electrodes of the discharge lamp LP are sufficiently preheated through the DC phase, the control unit 4 controls the inverter circuit 3
Switching control of the switching element of the inverter circuit 3 so as to switch the oscillating frequency from 0 (DC) to the normal lighting frequency of several hundred Hz, and the booster circuit 1
Of the switching element Q 0 is subjected to PWM control so that a target value output power corresponding to the state of the discharge lamp LP is obtained.
The configuration of the inverter circuit 2 is a conventionally known half-bridge type or full-bridge type, and the oscillation frequency can be controlled using a conventionally known technique. Omitted.
【００１３】ここで、放電灯ＬＰの無負荷時に定電圧制
御部８によって定電圧制御を行うとき、ＰＷＭ制御部６
と組み合わせた場合の欠点として以下のようなことがあ
る。すなわち、無負荷であるために放電灯ＬＰに対して
インバータ回路２の出力電流がほとんど流れず、その検
出値ＩLAが略ゼロとなって、例えば出力電流の目標値Ｖ
ref1が２．０Ａ相当のときに昇圧回路１のスイッチング
素子Ｑ0 を最大のオンデューティで動作させてしまうた
め、電源電圧Ｅが通常よりも高く且つスイッチング素
子Ｑ0 の最大オンデューティが比較的に大きい場合（例
えば９５％）に昇圧回路１の直流出力電圧のリップル電
圧が大きくなって昇圧回路１のコンデンサＣ1 等の素子
の耐圧を上げなければならず、そのために装置全体が大
型化するという問題、スイッチング素子Ｑ0 の最大オ
ンデューティを比較的小さくする場合（例えば５０％）
には、無負荷時の定電圧制御における上記リップル電圧
を小さくすることは可能であるが、起動直後の放電灯Ｌ
Ｐにランプ電流が流れ始めた時に十分な電力を供給する
ことができず、充分な始動性能を確保するためには別に
所謂押し込み電流回路が必要になるという問題がある。When the constant voltage control is performed by the constant voltage controller 8 when the discharge lamp LP is not loaded, the PWM controller 6
There are the following disadvantages when combined with. That is, since there is no load, the output current of the inverter circuit 2 hardly flows through the discharge lamp LP, and the detected value ILA becomes substantially zero.
ref1 for resulting in a switching element Q 0 of the step-up circuit 1 is operated at a maximum on-duty when the corresponding 2.0A, the power supply voltage E is high and the maximum on-duty is relatively switching element Q 0 than normal must raise the breakdown voltage of the device, such as a capacitor C 1 of the booster circuit 1 ripple voltage increases larger when (e.g. 95%) DC output voltage of the booster circuit 1 in, that the entire device in order that increases in size problem, if a relatively small maximum on-duty of the switching element Q 0 (for example, 50%)
It is possible to reduce the ripple voltage in the constant voltage control under no load, but the discharge lamp L
When the lamp current starts to flow through P, sufficient power cannot be supplied, and there is a problem that a so-called push-in current circuit is required separately in order to secure sufficient starting performance.
【００１４】そのために上記従来例では、放電灯ＬＰの
無負荷時から起動直後の制御に、定電圧制御部６による
定電圧制御とピーク値制御部７によるピーク値制御とを
組み合わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧が高い
場合やＰＷＭ制御におけるスイッチング素子Ｑ0 の最大
オンデューティが大きい場合でも、ピーク値制御部７に
て定電圧制御部６よりも先にスイッチング素子Ｑ0 のオ
ンデューティに制限を加えて放電灯ＬＰの無負荷時にお
けるリップル電圧を低減できるとともに、電源電圧が低
い場合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流
を供給できるだけの最大オンデューティを設定できて回
路部品の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保す
ることができる。具体的には、図９に示すように無負荷
時から起動直後にＰＷＭ制御部６における出力電流の目
標値Ｖref1を安定点当時よりも高い値に設定するととも
にピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの基
準値Ｖref2を安定点灯時よりも低い値に設定し、安定点
灯に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点当時
の低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの
基準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるのであ
る。なお、この切換のタイミングは、例えば直流電源Ｅ
からの電源供給開始時点からの経過時間を図示しないタ
イマ回路を使って計時し、放電灯ＬＰの起動から安定点
灯に移行するまでの所定時間に予め設定された時間が経
過したときにタイマ回路のタイムアップに同期させれば
よい。For this reason, in the above-mentioned conventional example, the DC voltage is controlled by combining the constant voltage control by the constant voltage control unit 6 and the peak value control by the peak value control unit 7 with the control immediately after the discharge lamp LP is started after no load. even if the maximum on-duty of the switching element Q 0 is larger in the case and PWM control power supply voltage is high power E, limited to on-duty of the switching element Q 0 before the constant voltage control unit 6 at a peak value controller 7 In addition to reducing the ripple voltage of the discharge lamp LP when there is no load, the maximum on-duty that can supply a sufficient inrush current immediately after the start of the discharge lamp LP can be set even when the power supply voltage is low, and large circuit components can be used. Sufficient starting performance can be ensured without inducing. Specifically, as shown in FIG. 9, the target value V ref1 of the output current in the PWM control unit 6 is set to a value higher than that at the time of the stable point and the switching current in the peak value control unit 7 immediately after the start-up after no load. The reference value V ref2 of Ip is set to a lower value than during stable lighting, and when shifting to stable lighting, the target value V ref1 of the output current is switched to a lower value at the time of the stable point, and at the same time, the reference value V ref2 of the switching current Ip is changed. Is switched to a high value during stable lighting. The timing of this switching is, for example, the DC power supply E
The time elapsed from the start of power supply from is measured using a timer circuit (not shown), and when a predetermined time elapses from the start of the discharge lamp LP to the transition to stable lighting, the timer circuit is started. What is necessary is just to synchronize with time up.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来例
では制御部４によって昇圧回路１のＰＷＭ制御（電圧モ
ード制御）とピーク値制御（電流モード制御）を組み合
わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧変動に対する
上記及びの問題に対処しているが、これら２つの制
御モードを切り換える時、その指令値に対する応答性の
違いから次のような問題が新たに発生する。By the way, in the above-mentioned conventional example, the control unit 4 combines the PWM control (voltage mode control) and the peak value control (current mode control) of the booster circuit 1 so that the power supply voltage of the DC power source E is controlled. Although the above-mentioned problems with fluctuations are addressed, when switching between these two control modes, the following problem newly arises due to the difference in responsiveness to the command value.
【００１６】つまり、図９に示すように放電灯ＬＰの始
動直後の状態から安定点灯に移行する時、ＰＷＭ制御に
おける出力電流の目標値Ｖref1、並びにピーク値制御に
おけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2は同時に切
り換えられるが、実際にＰＷＭ制御の基準値となる、誤
差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 はフィード
バック制御での異常発振を防止するために放電灯ＬＰの
特性に応じて比較的大きな時定数（フィーバック抵抗Ｒ
ｆとフィードバックコンデンサＣｆによって決まる時定
数）を持たせてあるので、同図（ｃ）の点線で示すよう
に誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 の切り
換えの応答が遅い。それに対して基準値Ｖref2は同図
（ｄ）に示すように応答が速いので、実際の昇圧回路１
の出力電流は、制御モードの切換時にスイッチング素子
Ｑ0 のオンデューティが絞られるのが遅れて同図（ｂ）
に示すように過出力になるという問題がある。このよう
に昇圧回路１の出力電流が過出力になると、放電灯ＬＰ
の光に閃光が発生したり、直流電源Ｅからの入力電流が
急激に増加するため、入力インピーダンスが大きい場合
には直流電源Ｅの電源電圧が低下してロスが増えてしま
う。That is, as shown in FIG. 9, when the discharge lamp LP shifts from the state immediately after starting to stable lighting, the target value V ref1 of the output current in the PWM control and the reference value V of the switching current Ip in the peak value control. Although ref2 is switched at the same time, the threshold value V th1 output from the error amplifier 6c, which is actually the reference value of the PWM control, is compared in accordance with the characteristics of the discharge lamp LP to prevent abnormal oscillation in feedback control. Time constant (feedback resistance R
f and the feedback capacitor Cf), the switching response of the threshold V th1 output from the error amplifier 6c is slow as shown by the dotted line in FIG. On the other hand, since the reference value V ref2 has a fast response as shown in FIG.
The output current, is delayed FIG The on-duty of the switching element Q 0 is narrowed down to switching of the control mode (b)
As shown in FIG. As described above, when the output current of the booster circuit 1 becomes excessive output, the discharge lamp LP
Since the light flashes or the input current from the DC power supply E sharply increases, when the input impedance is large, the power supply voltage of the DC power supply E decreases and the loss increases.
【００１７】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止
した放電灯点灯装置を提供しようとするものである。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device which prevents an over-output of a booster circuit when a control mode is switched.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、１乃至複数のスイッチング素子
を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により
直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該
昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に
供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の
出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の
出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部
とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出
力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電
力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分に基づい
て前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ
制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング
電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッ
チング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具
備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により
前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに
無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピ
ーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ
制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作
の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と
前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯
装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力
あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行
わせる手段を備えたことを特徴とし、比較的切り換えの
応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切
り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御
を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目
標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過
出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の
発生を最小限に抑えることが可能となる。According to a first aspect of the present invention, there is provided a power supply apparatus comprising one or more switching elements, wherein a switching operation of the switching elements boosts a DC input voltage from a DC power supply. A booster circuit, an inverter circuit that converts an output DC voltage of the booster circuit into an AC voltage and supplies the AC voltage to the discharge lamp, and an output power of the booster circuit at least according to a state of the discharge lamp detected from an output of the booster circuit A control unit for variably controlling the discharge lamp to stably light the discharge lamp, wherein the control unit detects the output voltage and the output current of the booster circuit and the target value or output of the output power for stably lighting the discharge lamp. PWM for performing duty control of the switching element based on a difference between a current and a target value
A control unit, and a peak value control unit that controls on / off of the switching element so that a peak value of a switching current flowing through the switching element does not exceed a predetermined threshold value. The duty control of the switching element is performed by the unit, and the on / off control of the switching element is performed by the peak value control unit from the no-load state to immediately after the start of the discharge lamp, and the PWM control unit and the peak value control are performed. In the discharge lamp lighting device in which the switching of the operation with the unit is performed by switching the target value of the output power or the output current and the threshold value, the switching of the target value of the output power or the output current is performed rather than the switching of the threshold value. It is characterized by having a means to make the switch relatively earlier, and to output the switch that responds relatively slowly. By switching the target value of the power or the output current relatively first, the PWM control sufficiently follows the state of the discharge lamp, thereby suppressing a sudden change in the actual target value of the control system and switching the control mode. It is possible to prevent over-output of the booster circuit at the time, and as a result, it is possible to minimize the occurrence of flash of the discharge lamp.
【００１９】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回
路から成ることを特徴とし、請求項１の発明の作用に加
えて、構成の簡素化が図れる。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the means comprises a delay circuit provided in the peak value control section. Simplification can be achieved.
【００２０】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出
力電圧を低周波の矩形波電圧に変換することを特徴と
し、請求項１又は２の発明の作用に加えて、ＨＩＤラン
プのような高輝度放電灯を矩形波点灯させることができ
る。According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect, the inverter circuit converts a DC output voltage of the booster circuit into a low-frequency rectangular wave voltage. In addition to the operation of the invention, a high-intensity discharge lamp such as an HID lamp can be turned on by a rectangular wave.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】（実施形態１）図１〜図３を参照
して本発明の実施形態１を説明する。但し、本実施形態
の全体構成並びに制御部４の基本構成は従来例と共通で
あるので、共通する部分には同一の符号を付して説明を
省略し、本実施形態の特徴となる制御部４の構成並びに
動作についてのみ説明する。(Embodiment 1) Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. However, since the overall configuration of the present embodiment and the basic configuration of the control unit 4 are the same as those of the conventional example, the common parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Only the configuration and operation of No. 4 will be described.
【００２２】図１は制御部４における昇圧回路１の出力
電力制御に関わる回路構成を示したブロック図である
（但し、定電圧制御部８については図示を省略してい
る。）。本実施形態の制御部４が従来例と異なる点は、
放電灯ＬＰの始動直後の状態から安定点灯に移行する
時、ピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの
基準値Ｖref2の切り換えよりもＰＷＭ制御部６における
出力電流の目標値Ｖref1の切り換えを相対的に先に行う
ようにしたことにある。具体的には、ピーク値制御部７
のコンパレータ７ｂの反転入力端にＲＣの積分回路など
で構成される遅延回路７ｄを設け、切り換えられた基準
値Ｖref2が実際にコンパレータ７ｂに入力されるタイミ
ングを遅らせている。なお、タイマ回路１０は安定点灯
に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点当時の
低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの基
準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるタイミン
グを決定するものであり、例えば直流電源Ｅからの電源
供給開始時点から、予め放電灯ＬＰの起動から安定点灯
に移行するまでの所定時間に設定された限時時間がタイ
ムアップしたときに上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2
の値を切り換える。FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration related to output power control of the booster circuit 1 in the control section 4 (however, the illustration of the constant voltage control section 8 is omitted). The difference between the control unit 4 of the present embodiment and the conventional example is that
When shifting from the state immediately after the start of the discharge lamp LP to stable lighting, the switching of the target value V ref1 of the output current in the PWM control unit 6 is relatively performed rather than the switching of the reference value V ref2 of the switching current Ip in the peak value control unit 7. In that it was done first. Specifically, the peak value control unit 7
Is provided at the inverting input terminal of the comparator 7b to delay the timing at which the switched reference value Vref2 is actually input to the comparator 7b. The timer circuit 10 switches the target value V ref1 of the output current to the low value at the time of the stable point at the time of shifting to the stable lighting, and also determines the timing of switching the reference value V ref2 of the switching current Ip to the high value at the stable lighting. The target value V ref1 is set when, for example, a time limit that has been set to a predetermined time from the start of the power supply from the DC power supply E to the transition from the start of the discharge lamp LP to the stable lighting is increased. And the reference value V ref2
Switch the value of.
【００２３】ここで、基準値Ｖref2は従来例でも説明し
たように図２に示すような三角波状のスイッチング電流
Ｉｐのピーク値の上限を規定するものであり、放電灯Ｌ
Ｐの無負荷状態から起動直後におけるスイッチング電流
Ｉｐのピーク値が上記基準値Ｖref2を超えないようにピ
ーク値制御を行うことで、放電灯ＬＰの無負荷時におけ
るリップル電圧を低減するとともに、電源電圧が低い場
合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流を供
給できるだけの最大オンデューティを設定して回路部品
の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保するよう
にしている。Here, the reference value V ref2 defines the upper limit of the peak value of the triangular switching current Ip as shown in FIG.
By performing peak value control so that the peak value of the switching current Ip immediately after startup from the no-load state of P does not exceed the reference value Vref2 , the ripple voltage of the discharge lamp LP at no load can be reduced, and Even when the voltage is low, the maximum on-duty that can supply a sufficient pushing current immediately after the discharge lamp LP is started is set to ensure sufficient starting performance without increasing the size of circuit components.
【００２４】図３は本実施形態における昇圧回路１の出
力電流ＩLA、上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の信号
波形を示している。而して、タイマ回路１０のタイムア
ップ信号により上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の値
が切り換えられるのであるが、実際には相対的に応答の
速い方のピーク値制御部７における基準値Ｖref2は、図
３に示すように遅延回路７dによって徐々に上昇し、所
定の移行期間（遅延回路７dの時定数）を経て値が切り
換わるのである。FIG. 3 shows signal waveforms of the output current I LA of the booster circuit 1, the target value V ref1, and the reference value V ref2 in the present embodiment. The value of the target value V ref1 and the value of the reference value V ref2 are switched by the time-up signal of the timer circuit 10. As shown in FIG. 3, V ref2 is gradually increased by the delay circuit 7d, and the value switches after a predetermined transition period (time constant of the delay circuit 7d).
【００２５】一方、相対的に応答の遅い方の目標値Ｖ
ref1（閾値Ｖth1 ）は、図３に示すように上記移行期間
よりも短い時間で値が切り換えられるため、ＰＷＭ制御
部６が放電灯ＰＬの状態に十分対応した後にピーク値制
御部７によるピーク値制御が絞られ、昇圧回路１の出力
が過出力状態になるのを防ぐことができる。つまり、ピ
ーク値制御部７の基準値Ｖref2の値が切り換えられる前
にＰＷＭ制御部６によってスイッチング素子Ｑ0 のオン
デューティが絞られるので、昇圧回路１の出力がピーク
値制御部７によって過出力の状態になることが防げるも
のである。On the other hand, the target value V of the relatively slow response
Since the value of ref1 (threshold value V th1 ) is switched in a shorter time than the above-mentioned transition period as shown in FIG. 3, the peak value of the peak value control unit 7 after the PWM control unit 6 sufficiently responds to the state of the discharge lamp PL. The value control is restricted, and the output of the booster circuit 1 can be prevented from being in an over-output state. That is, since the on-duty of the switching element Q 0 is reduced by the PWM control unit 6 before the value of the reference value V ref2 of the peak value control unit 7 is switched, the output of the booster circuit 1 is over-output by the peak value control unit 7. Is prevented.
【００２６】なお、本実施形態では遅延回路７dによっ
て基準値Ｖref2をアナログ的に滑らかに変化させている
が、例えば、図４に示すようにディジタル的に段階的に
変化させるようにしてもよい。このような段階的な変化
は、例えばマイクロコンピュータのラダー回路出力を用
いれば実現可能である。In this embodiment, the reference value Vref2 is smoothly changed in an analog manner by the delay circuit 7d. However, for example, as shown in FIG. 4, the reference value Vref2 may be changed stepwise in a digital manner. . Such a gradual change can be realized by using, for example, a ladder circuit output of a microcomputer.
【００２７】（実施形態２）本実施形態は、実施形態１
と略同一の回路構成において、相対的に応答の遅い方の
目標値Ｖref1の切り換えを、相対的に応答の速い方の基
準値Ｖref2の切り換えよりも先に実行するようにした点
に特徴がある。なお、回路構成や基本動作については従
来例及び実施形態１と共通であるから図示並びに説明は
省略する。(Embodiment 2) This embodiment corresponds to Embodiment 1.
In the circuit configuration substantially the same as that described above, the switching of the target value V ref1 having a relatively slow response is performed prior to the switching of the reference value V ref2 having a relatively fast response. There is. Since the circuit configuration and the basic operation are common to the conventional example and the first embodiment, illustration and description are omitted.
【００２８】図５に示すようにタイマ回路１０のタイム
アップに同期して目標値Ｖref1の切り換えが行われ、Ｐ
ＷＭ制御部６が放電灯ＰＬの状態に十分追従可能な時間
が経過した後、基準値Ｖref2の切り換えが行われる。よ
って、実施形態１と同様にピーク値制御部７の基準値Ｖ
ref2の値が切り換えられる前にＰＷＭ制御部６によって
スイッチング素子Ｑ0 のオンデューティが絞られるの
で、昇圧回路１の出力がピーク値制御部７によって過出
力の状態になることが防げるものである。As shown in FIG. 5, switching of the target value V ref1 is performed in synchronization with the time-up of the timer circuit 10, and P
After a lapse of time during which the WM control unit 6 can sufficiently follow the state of the discharge lamp PL, the reference value Vref2 is switched. Therefore, similarly to the first embodiment, the reference value V
Since the PWM control unit 6 before the value of the ref2 is switched ON duty of the switching element Q 0 is squeezed, in which prevented that the output of the booster circuit 1 is in a state of excessive output by the peak value control unit 7.
【００２９】なお、切り換え前の基準値Ｖref2の値が比
較的高い設定値の場合には、基準値Ｖref2の値が急激に
変化したとしても特に問題が生じることがないことか
ら、遅延回路７ｄは特に必要ではない。When the value of the reference value V ref2 before switching is a relatively high set value, no particular problem occurs even if the value of the reference value V ref2 changes suddenly. 7d is not particularly necessary.
【００３０】（実施形態３）本実施形態は、実施形態２
に対して目標値Ｖref1の切り換えを放電灯ＬＰの状態
（無負荷並びに始動直後のＤＣフェーズ）に応じて段階
的に行うようにした点に特徴がある。なお、回路構成や
基本動作については従来例及び実施形態１と共通である
から図示並びに説明は省略する。(Embodiment 3) This embodiment corresponds to Embodiment 2
In contrast, the switching of the target value V ref1 is performed stepwise according to the state of the discharge lamp LP (no load and DC phase immediately after starting). Since the circuit configuration and the basic operation are common to the conventional example and the first embodiment, illustration and description are omitted.
【００３１】而して、放電灯ＬＰが無負荷状態から電極
間でブレークダウンした後のＤＣフェーズに、目標値Ｖ
ref1を中間段階の値に切り換え、ＤＣフェーズの終了後
に通常点灯時における値に切り換えるのである。なお、
切り換え前の基準値Ｖref2の値が比較的高い設定値の場
合には、基準値Ｖref2の値が急激に変化したとしても特
に問題が生じることがないことから、本実施形態におい
ては遅延回路７ｄを設けていない。In the DC phase after the discharge lamp LP breaks down between the electrodes from the no-load state, the target value V
ref1 is switched to a value at an intermediate stage, and after the DC phase ends, is switched to a value at the time of normal lighting. In addition,
In the case where the value of the reference value V ref2 before switching is a relatively high set value, no particular problem occurs even if the value of the reference value V ref2 changes abruptly. 7d is not provided.
【００３２】本実施形態によれば、目標値Ｖref1の切り
換えを放電灯ＬＰの状態に応じて段階的に行うようにし
ているので、放電灯ＬＰの状態に応じた適切で細かな制
御が可能となる。According to this embodiment, the switching of the target value Vref1 is performed stepwise according to the state of the discharge lamp LP, so that appropriate and fine control according to the state of the discharge lamp LP is possible. Becomes
【００３３】[0033]
【発明の効果】請求項１の発明は、１乃至複数のスイッ
チング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング
動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧
回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換し
て放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記
昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力
電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるた
めの出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差
分に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を
行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるス
イッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないよう
に該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制
御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制
御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行
うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間
では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子の
オン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御
部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流
の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした
放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前
記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対
的に先に行わせる手段を備えたので、比較的切り換えの
応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切
り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御
を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目
標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過
出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の
発生を最小限に抑えることが可能となるという効果があ
る。According to a first aspect of the present invention, there is provided a booster circuit including one or more switching elements, the boosting circuit boosting a DC input voltage from a DC power supply by a switching operation of the switching elements, and a DC voltage output from the booster circuit. An inverter circuit that converts the voltage into an AC voltage and supplies the discharge lamp to the discharge lamp; and a control that variably controls the output power of the booster circuit according to at least the state of the discharge lamp detected from the output of the booster circuit to stably light the discharge lamp. The control unit is configured to perform the switching based on a difference between a detected value of the output voltage and the output current of the booster circuit and a target value of the output power or a target value of the output current for stably lighting the discharge lamp. A PWM control unit for performing duty control of the switching element; and a switching control unit that controls a peak value of a switching current flowing through the switching element so as not to exceed a predetermined threshold value. A peak value control unit that controls the on / off of the switching element, and when the discharge lamp is normally lit, the PWM control unit controls the duty of the switching element, and during a period from no load to immediately after the start of the discharge lamp. The peak value control unit performs on / off control of the switching element, and switches the operation between the PWM control unit and the peak value control unit by switching the target value of the output power or output current and the threshold value. In the discharge lamp lighting device described above, means for switching the target value of the output power or the output current relatively earlier than the switching of the threshold value is provided. By making the switching of the target value of the output current relatively earlier, the PWM control can sufficiently follow the state of the discharge lamp. Abrupt changes in the actual target value of the control system can be suppressed to prevent over-output of the booster circuit when switching the control mode. As a result, it is possible to minimize the occurrence of flashing of the discharge lamp. This has the effect.
【００３４】請求項２の発明は、前記手段が前記ピーク
値制御部に設けられる遅延回路から成るので、請求項１
の発明の効果に加えて、構成の簡素化が図れるという効
果がある。According to a second aspect of the present invention, the means comprises a delay circuit provided in the peak value control section.
In addition to the effects of the invention, there is an effect that the configuration can be simplified.
【００３５】請求項３の発明は、前記インバータ回路が
前記昇圧回路の直流出力電圧を低周波の矩形波電圧に変
換するので、請求項１又は２の発明の効果に加えて、Ｈ
ＩＤランプのような高輝度放電灯を矩形波点灯させるこ
とができるという効果がある。According to a third aspect of the present invention, the inverter circuit converts the DC output voltage of the booster circuit into a low-frequency rectangular wave voltage.
There is an effect that a high-intensity discharge lamp such as an ID lamp can be lit in a rectangular wave.
【図１】実施形態１の制御部の要部回路図である。FIG. 1 is a main part circuit diagram of a control unit according to a first embodiment.
【図２】同上の動作を説明するための波形図である。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the above operation.
【図３】同上における各部の波形図である。FIG. 3 is a waveform chart of each part in the above.
【図４】同上における各部の波形図である。FIG. 4 is a waveform chart of each part in the above.
【図５】実施形態２における各部の波形図である。FIG. 5 is a waveform chart of each part in the second embodiment.
【図６】実施形態３における各部の波形図である。FIG. 6 is a waveform chart of each part in the third embodiment.
【図７】従来例のブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of a conventional example.
【図８】同上の制御部の要部回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a main part of a control unit according to the first embodiment;
【図９】同上における各部の波形図である。FIG. 9 is a waveform chart of each part in the above.
１ 昇圧回路 ２ インバータ回路 ３ イグナイタ部 ４ 制御部 ５ 目標指令部 ６ ＰＷＭ制御部 ７ ピーク値制御部 ７d 遅延回路 REFERENCE SIGNS LIST 1 booster circuit 2 inverter circuit 3 igniter section 4 control section 5 target command section 6 PWM control section 7 peak value control section 7 d delay circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木寺 和憲 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 小谷 幹 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 多賀 義高 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Kazunori Kidera 1048 Kadoma Kadoma, Osaka Pref.Matsushita Electric Works, Ltd. 72) Inventor Yoshitaka Taga 1048 Kadoma, Kadoma, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd.
Claims (3)
該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源
からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路
の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給する
インバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から
検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力
を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備
え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流
の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目
標値あるいは出力電流の目標値との差分に基づいて前記
スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部
と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流の
ピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング
素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、
放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記ス
イッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷
の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値
制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を
行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り
換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾
値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置に
おいて、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるい
は出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる
手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。A booster circuit having one or more switching elements for boosting a DC input voltage from a DC power supply by a switching operation of the switching elements; converting a DC voltage output from the booster circuit into an AC voltage and discharging the AC voltage; An inverter circuit that supplies the electric lamp, and a control unit that variably controls the output power of the booster circuit in accordance with at least the state of the discharge lamp detected from the output of the booster circuit to stably light the discharge lamp. A PWM unit that performs duty control of the switching element based on a difference between a detected value of an output voltage and an output current of the booster circuit and a target value of output power or a target value of the output current for stably lighting the discharge lamp. A control unit for controlling on / off of the switching element so that a peak value of a switching current flowing through the switching element does not exceed a predetermined threshold value; A peak value control unit,
At the time of normal lighting of the discharge lamp, the PWM control unit performs duty control of the switching element, and performs on / off control of the switching element by the peak value control unit from a no-load state to immediately after the start of the discharge lamp. A switching operation between the PWM control unit and the peak value control unit by switching between the target value of the output power or the output current and the threshold value, wherein the output power is more than the threshold value. Alternatively, there is provided a discharge lamp lighting device comprising means for switching the target value of the output current relatively first.
れる遅延回路から成ることを特徴とする請求項１記載の
放電灯点灯装置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein said means comprises a delay circuit provided in said peak value control section.
流出力電圧を低周波の矩形波電圧に変換することを特徴
とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。3. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the inverter circuit converts a DC output voltage of the booster circuit into a low-frequency rectangular wave voltage.
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