JPH11311648A - 高周波回路の設計方法 - Google Patents
高周波回路の設計方法Info
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- JPH11311648A JPH11311648A JP11761398A JP11761398A JPH11311648A JP H11311648 A JPH11311648 A JP H11311648A JP 11761398 A JP11761398 A JP 11761398A JP 11761398 A JP11761398 A JP 11761398A JP H11311648 A JPH11311648 A JP H11311648A
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- frequency circuit
- electric field
- designing
- transmission line
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】実装状態の波長短縮率に基づく回路インピーダ
ンスを求めて、高周波回路の設計精度を向上させる。 【解決手段】高周波伝送線路５を伝わる電磁波の電場成
分について、伝搬方向に対する位相の変化率を測定し、
これから前記伝送線路５の波長短縮率を求めて高周波回
路を設計する。該波長短縮率を用いて高周波回路を設計
するためのデータ表を作成し、該作成されたデータ表を
用いて高周波回路を設計することを特徴とする高周波回
路の設計方法である。さらに、前記伝送線路５が実装状
態のマイクロストリップ線路であることを特徴とする高
周波回路の設計方法であり、また、前記電場により屈折
率が変化する素子がポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプ
ローバーであることを特徴とする高周波回路の設計方法
である。
ンスを求めて、高周波回路の設計精度を向上させる。 【解決手段】高周波伝送線路５を伝わる電磁波の電場成
分について、伝搬方向に対する位相の変化率を測定し、
これから前記伝送線路５の波長短縮率を求めて高周波回
路を設計する。該波長短縮率を用いて高周波回路を設計
するためのデータ表を作成し、該作成されたデータ表を
用いて高周波回路を設計することを特徴とする高周波回
路の設計方法である。さらに、前記伝送線路５が実装状
態のマイクロストリップ線路であることを特徴とする高
周波回路の設計方法であり、また、前記電場により屈折
率が変化する素子がポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプ
ローバーであることを特徴とする高周波回路の設計方法
である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マイクロストリ
ップ線路を用いた高周波増幅器の入・出力回路、フィル
タやアイソレータ、カップラー、あるいは高周波用コン
デンサーに用いられる誘電体材料やそれを用いた高周波
回路設計用回路基板の設計方法に関する。
ップ線路を用いた高周波増幅器の入・出力回路、フィル
タやアイソレータ、カップラー、あるいは高周波用コン
デンサーに用いられる誘電体材料やそれを用いた高周波
回路設計用回路基板の設計方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロストリップ線路は、高周波（マ
イクロ波）無線機器の主な回路構成要素である。例え
ば、マイクロストリップ線路（分布定数線路）のインピ
ーダンス変換公式は図７の如く示される如く、 Ｚin＝Ｚ0 （ＺL ＋ｊＺ0 tan βl ）／（Ｚ0 ＋ｊＺL
tan βl ） となる。 ただし、β＝２πεreff 0.5 ／λ0 Ｚ0 ：特性インピーダンス ＺL ：終端インピーダンス
ｌ：線路長 Ｚin：入力インピーダンス β：位相定数（波数） ε
r eff ：実効比誘電率 上式から分かるように、マイクロストリップ線路（分布
定数線路）のインピーダンス変換式は、実効比誘電率
（εreff）と線路長によって定まる。
イクロ波）無線機器の主な回路構成要素である。例え
ば、マイクロストリップ線路（分布定数線路）のインピ
ーダンス変換公式は図７の如く示される如く、 Ｚin＝Ｚ0 （ＺL ＋ｊＺ0 tan βl ）／（Ｚ0 ＋ｊＺL
tan βl ） となる。 ただし、β＝２πεreff 0.5 ／λ0 Ｚ0 ：特性インピーダンス ＺL ：終端インピーダンス
ｌ：線路長 Ｚin：入力インピーダンス β：位相定数（波数） ε
r eff ：実効比誘電率 上式から分かるように、マイクロストリップ線路（分布
定数線路）のインピーダンス変換式は、実効比誘電率
（εreff）と線路長によって定まる。
【０００３】しかし、図８に示されるようなマイクロス
トリップ線路は、基板部分（誘電体）とその上の自由空
間の境界にストリップ線路が設けられているため、伝搬
媒質は不均質媒質となるため伝搬波形が複雑となり、そ
の理論解析は非常に困難である。（例えば、その例を図
９〜図１２に示す。図１０は、低周波の波形図であり、
図１１は高周波の波形図である。図９は、理論解析によ
る実効比誘電率の周波数依存性を示している。「Handbo
ok of Microwave Circuits」Reinmut K.Hoffmann,ARTEC
H HOUSE,INC.。） 従来からある高周波回路の設計方法は、通常次式（近似
式）で与えられる実効比誘電率（波長短縮率）が用いら
れている。 εreff 0.5 ＝εe 0.5 ＋（εr 0.5 −εe 0.5 ）／（１
＋４Ｆ-1.5 ） Ｆ＝４ｈ（εr −１）0.5 〔０．５＋［１＋２log ｛１
＋Ｗ／ｈ｝］2 〕／λ0 εe ＝（εr ＋１）／２＋（εr −１）／（２｛１＋１
０ｈ／Ｗ｝0.5 ） ただし、ｈ：基板の厚み、Ｗ：線路幅、λ0 ：真空中に
おける波長、εe ：実効誘電率、εr ：比誘電率 上記のように、設計に用いる誘電体基板が決まれば、基
板厚み、パターン線路幅、比誘電率が決まるので、波長
短縮率は一義的に決まる。
トリップ線路は、基板部分（誘電体）とその上の自由空
間の境界にストリップ線路が設けられているため、伝搬
媒質は不均質媒質となるため伝搬波形が複雑となり、そ
の理論解析は非常に困難である。（例えば、その例を図
９〜図１２に示す。図１０は、低周波の波形図であり、
図１１は高周波の波形図である。図９は、理論解析によ
る実効比誘電率の周波数依存性を示している。「Handbo
ok of Microwave Circuits」Reinmut K.Hoffmann,ARTEC
H HOUSE,INC.。） 従来からある高周波回路の設計方法は、通常次式（近似
式）で与えられる実効比誘電率（波長短縮率）が用いら
れている。 εreff 0.5 ＝εe 0.5 ＋（εr 0.5 −εe 0.5 ）／（１
＋４Ｆ-1.5 ） Ｆ＝４ｈ（εr −１）0.5 〔０．５＋［１＋２log ｛１
＋Ｗ／ｈ｝］2 〕／λ0 εe ＝（εr ＋１）／２＋（εr −１）／（２｛１＋１
０ｈ／Ｗ｝0.5 ） ただし、ｈ：基板の厚み、Ｗ：線路幅、λ0 ：真空中に
おける波長、εe ：実効誘電率、εr ：比誘電率 上記のように、設計に用いる誘電体基板が決まれば、基
板厚み、パターン線路幅、比誘電率が決まるので、波長
短縮率は一義的に決まる。
【０００４】従来、誘電体材料の誘電率測定にはＬＣＲ
メータを用いた容量法とネットワークアナライザーを用
いた共振器法がある。容量法は３０ＭＨｚ以上では測定
できないので、上記高周波特性測定方法としては共振器
法が用いられていた。しかし、共振器法も離散的な値し
か取れず、当然のことながら実装状態で測定することは
不可能である。従って、通常カタログに載せられている
比誘電率εr は前述の如く高周波での理論解析が困難な
ため１ＭＨｚ程度の周波数における値が多く、設計周波
数（例えば、１〜１０ＧＨｚ）における値で無いことが
多い。また、これらの式は経験式であり、誘電体の構造
など誘電体材料に起因する原因は反映されていない。
メータを用いた容量法とネットワークアナライザーを用
いた共振器法がある。容量法は３０ＭＨｚ以上では測定
できないので、上記高周波特性測定方法としては共振器
法が用いられていた。しかし、共振器法も離散的な値し
か取れず、当然のことながら実装状態で測定することは
不可能である。従って、通常カタログに載せられている
比誘電率εr は前述の如く高周波での理論解析が困難な
ため１ＭＨｚ程度の周波数における値が多く、設計周波
数（例えば、１〜１０ＧＨｚ）における値で無いことが
多い。また、これらの式は経験式であり、誘電体の構造
など誘電体材料に起因する原因は反映されていない。
【０００５】また、実効比誘電率は、周波数に依存する
ので、任意の周波数での線路上を伝搬する伝送波長が測
定できれば、任意の周波数でのマイクロストリップ線路
の実効比誘電率が求まり、無線通信機器の回路が精度良
く設計できるが、上記の如く従来任意の周波数（特に、
マイクロ波）での線路上を伝搬する伝送波長を実装状態
で測定する有効な手段が存在しなかった。
ので、任意の周波数での線路上を伝搬する伝送波長が測
定できれば、任意の周波数でのマイクロストリップ線路
の実効比誘電率が求まり、無線通信機器の回路が精度良
く設計できるが、上記の如く従来任意の周波数（特に、
マイクロ波）での線路上を伝搬する伝送波長を実装状態
で測定する有効な手段が存在しなかった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のような従来から
ある高周波回路の設計方法は、以下の問題点がある。 （１）上記高周波回路シミュレーターの近似式は、用い
る比誘電率εr が１ＭＨｚ程度の値であるため、設計周
波数が数ＧＨｚである場合、波長短縮率が大きく異な
る。 （２）上記高周波回路シミュレーターの近似式は、誘電
体を一様な媒質と見なした電磁界解析に、経験的調整フ
ァクターＦを導入し、現実の誘電体を反映していない。
ある高周波回路の設計方法は、以下の問題点がある。 （１）上記高周波回路シミュレーターの近似式は、用い
る比誘電率εr が１ＭＨｚ程度の値であるため、設計周
波数が数ＧＨｚである場合、波長短縮率が大きく異な
る。 （２）上記高周波回路シミュレーターの近似式は、誘電
体を一様な媒質と見なした電磁界解析に、経験的調整フ
ァクターＦを導入し、現実の誘電体を反映していない。
【０００７】この発明は、上記高周波回路シミュレータ
ーの低い設計精度の問題点を解決し、実装状態の波長短
縮率に基づく回路インピーダンスを求め、該波長短縮率
に基づいて高周波回路を設計することにより設計精度を
向上させることを目的としている。
ーの低い設計精度の問題点を解決し、実装状態の波長短
縮率に基づく回路インピーダンスを求め、該波長短縮率
に基づいて高周波回路を設計することにより設計精度を
向上させることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明の高周波回路の
設計方法は、電場により屈折率が変化する素子を用いる
ことにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分
について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率を
測定し、該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率を
求め、該波長短縮率を用いて高周波回路を設計すること
を特徴とする高周波回路の設計方法である。
設計方法は、電場により屈折率が変化する素子を用いる
ことにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分
について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率を
測定し、該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率を
求め、該波長短縮率を用いて高周波回路を設計すること
を特徴とする高周波回路の設計方法である。
【０００９】また、この発明の高周波回路の設計方法
は、電場により屈折率が変化する素子を用いることによ
り、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分について
該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率を測定し、
該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率を求め、該
波長短縮率を用いて高周波回路を設計するためのデータ
表を作成し、該作成されたデータ表を用いて高周波回路
を設計することを特徴とする高周波回路の設計方法であ
る。
は、電場により屈折率が変化する素子を用いることによ
り、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分について
該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率を測定し、
該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率を求め、該
波長短縮率を用いて高周波回路を設計するためのデータ
表を作成し、該作成されたデータ表を用いて高周波回路
を設計することを特徴とする高周波回路の設計方法であ
る。
【００１０】さらに、前記伝送線路が実装状態のマイク
ロストリップ線路であることを特徴とする高周波回路の
設計方法である。
ロストリップ線路であることを特徴とする高周波回路の
設計方法である。
【００１１】さらにまた、前記電場により屈折率が変化
する素子がポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプローバー
であることを特徴とする高周波回路の設計方法である。
する素子がポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプローバー
であることを特徴とする高周波回路の設計方法である。
【００１２】
【発明の実施の形態】一般に、誘電体中（ε，μ）を伝
わる電磁波の速度ｖは、真空中（ε。，μ。）を伝わる
電磁波の速度ｃより遅くなる。すなわち、 ｖ＝ｆλ＝１／（εμ）1/2 ・・・・・・・（１） ｃ＝ｆλ。＝１／（ε。μ。）1/2 ・・・・（２） ∴λ＝λ。／εr 1/2 （εr ＝ε／ε。） となる。ここで、上記の式から伝送線路を伝わる電磁波
の波長をλとした場合、実効比誘電率（波長短縮率）ε
reff 1/2 は、次の式で書き表される。
わる電磁波の速度ｖは、真空中（ε。，μ。）を伝わる
電磁波の速度ｃより遅くなる。すなわち、 ｖ＝ｆλ＝１／（εμ）1/2 ・・・・・・・（１） ｃ＝ｆλ。＝１／（ε。μ。）1/2 ・・・・（２） ∴λ＝λ。／εr 1/2 （εr ＝ε／ε。） となる。ここで、上記の式から伝送線路を伝わる電磁波
の波長をλとした場合、実効比誘電率（波長短縮率）ε
reff 1/2 は、次の式で書き表される。
【００１３】εreff 1/2 ＝λ。／λ・・・・・（３） 今、伝送線路の１端を５０Ωで終端すると、伝送線路を
伝わる電磁波は進行波のみとなる。この進行波を 外１
で表すと、
伝わる電磁波は進行波のみとなる。この進行波を 外１
で表すと、
【外１】
【数１】 と書き表せる。 位相成分φは、φ＝−βｚ ∴β＝−d φ／d ｚ λ＝２π／β・・・・・・（５） （３）と（５）より、次の式で書き表される、 εreff 1/2 ＝λ。β／２π・・・・・（６） 上の解析で明らかな様に、伝送線路を伝わる電磁波の電
場成分を伝搬方向ｚに対して、位相成分が検出できれ
ば、（６）式より波長短縮率が求められる。
場成分を伝搬方向ｚに対して、位相成分が検出できれ
ば、（６）式より波長短縮率が求められる。
【００１４】この時、βは位相φの伝搬方向ｚに対する
傾きであるため、測定系固有の誤差を含まず精度の高い
β値が得られる。
傾きであるため、測定系固有の誤差を含まず精度の高い
β値が得られる。
【００１５】この発明のＥ−Ｏプローバによる高周波回
路の設計方法は、電場により屈折率が変化する素子を用
いることにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場
成分について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化
率を測定し、該位相変化率から前記伝送線路の伝送波長
を算出し、真空における波長との比から前記伝送線路の
波長短縮率を求め、該波長短縮率を用いてインピーダン
ス変換回路を構成することを特徴とする高周波回路設計
方法である。
路の設計方法は、電場により屈折率が変化する素子を用
いることにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場
成分について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化
率を測定し、該位相変化率から前記伝送線路の伝送波長
を算出し、真空における波長との比から前記伝送線路の
波長短縮率を求め、該波長短縮率を用いてインピーダン
ス変換回路を構成することを特徴とする高周波回路設計
方法である。
【００１６】本発明は、高周波伝送線路を伝わる電磁波
の電場成分の位相を直接測定し、該測定位相の伝搬方向
に対する位相の変化率を用いて設計を行うため、測定に
おける固有の誤差を取り除くことができ、精度の高い波
長短縮率が得られる。
の電場成分の位相を直接測定し、該測定位相の伝搬方向
に対する位相の変化率を用いて設計を行うため、測定に
おける固有の誤差を取り除くことができ、精度の高い波
長短縮率が得られる。
【００１７】図１は、この発明の高周波特性測定方法を
実施した時に用いたマイクロストリップ線路の斜視図で
ある。中央の線路５が伝送線路である。図中、黒い三角
印で示される点１が測定点であり、該測定点は電磁波の
電波伝搬方向に沿っており、伝送線路５の端面から５mm
間隔で設けられている。上記線路５は、２により特性イ
ンピーダンス５０Ωで終端されているので、線路上は右
方向に進行波のみが存する。
実施した時に用いたマイクロストリップ線路の斜視図で
ある。中央の線路５が伝送線路である。図中、黒い三角
印で示される点１が測定点であり、該測定点は電磁波の
電波伝搬方向に沿っており、伝送線路５の端面から５mm
間隔で設けられている。上記線路５は、２により特性イ
ンピーダンス５０Ωで終端されているので、線路上は右
方向に進行波のみが存する。
【００１８】この伝送線路の上記各測定点１において、
電場により屈折率が変化する素子を近づけることによ
り、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分について
該伝送線路の伝搬方向に対する振幅と位相の変化を測定
する。
電場により屈折率が変化する素子を近づけることによ
り、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成分について
該伝送線路の伝搬方向に対する振幅と位相の変化を測定
する。
【００１９】ここで、上記測定に用いられる、従来から
知られている「電場により屈折率が変化する素子を用い
たセンサ」（Ｅ−Ｏプローバ）について説明する。該セ
ンサは、「半導体レーザを用いたピコ秒非接触Ｅ−Ｏサ
ンプリング」（電気学会論文誌Ｃ、Vol.111 ‐C ，No.
4、平成３年４月発行。Ｐ．１４５〜１５４。）あるい
は「非接触電界センサを用いた超高速電圧波形測定装置
Ｅ−Ｏプローバ ＥＯＰー０１ 」（荷電粒子ビーム
の工業への応用第１３２委員会第１３２回研究会資料
「ＬＳＩテスティングシンポジューム／１９９５」、平
成７年１１月３０日、日本学術振興会発行。Ｐ．４７〜
５２。）に示されるような非接触電界センサを用いた超
高速電圧波形測定装置、通称Ｅ−Ｏプローバである。Ｅ
−Ｏプローバは非接触電界センサと半導体パルスレーザ
を組み合わせたマイクロ波用デバイス評価用の超高速電
圧波形測定装置であり、従来の電気測定法では困難であ
ったＭＭＩＣ等の内部の電圧波形を高時間分解能、非接
触、非侵襲で測定することができるという特徴をもつ。
この特徴は、図１１に示されるＥ−Ｏプローバの測定原
理に由来している。電気光学結晶で構成される電界セン
サ７は被測定電極に接近して置かれており、被測定電臚
4e4e4e4e4e4e48bノの電圧に依存してその屈折率が変化す
る。この電界センサにレーザー光９を入射させると結晶
の屈折率によってレーザーの偏光状態が変化し、偏光ビ
ームスプリッター８から出力される光強度が変化する。
これを光検出器１０で受光してロックインアンプ等で計
測し、電圧波形を得る。
知られている「電場により屈折率が変化する素子を用い
たセンサ」（Ｅ−Ｏプローバ）について説明する。該セ
ンサは、「半導体レーザを用いたピコ秒非接触Ｅ−Ｏサ
ンプリング」（電気学会論文誌Ｃ、Vol.111 ‐C ，No.
4、平成３年４月発行。Ｐ．１４５〜１５４。）あるい
は「非接触電界センサを用いた超高速電圧波形測定装置
Ｅ−Ｏプローバ ＥＯＰー０１ 」（荷電粒子ビーム
の工業への応用第１３２委員会第１３２回研究会資料
「ＬＳＩテスティングシンポジューム／１９９５」、平
成７年１１月３０日、日本学術振興会発行。Ｐ．４７〜
５２。）に示されるような非接触電界センサを用いた超
高速電圧波形測定装置、通称Ｅ−Ｏプローバである。Ｅ
−Ｏプローバは非接触電界センサと半導体パルスレーザ
を組み合わせたマイクロ波用デバイス評価用の超高速電
圧波形測定装置であり、従来の電気測定法では困難であ
ったＭＭＩＣ等の内部の電圧波形を高時間分解能、非接
触、非侵襲で測定することができるという特徴をもつ。
この特徴は、図１１に示されるＥ−Ｏプローバの測定原
理に由来している。電気光学結晶で構成される電界セン
サ７は被測定電極に接近して置かれており、被測定電臚
4e4e4e4e4e4e48bノの電圧に依存してその屈折率が変化す
る。この電界センサにレーザー光９を入射させると結晶
の屈折率によってレーザーの偏光状態が変化し、偏光ビ
ームスプリッター８から出力される光強度が変化する。
これを光検出器１０で受光してロックインアンプ等で計
測し、電圧波形を得る。
【００２０】電気光学結晶の応答時間は１ｐｓ以下と高
速であるので、パルスレーザー光を用いてサンプリング
測定を行うと、レーザーパルス幅程度の高い時間分解能
をもたせることができる。また、伝搬に光を用いている
ため、伝送線による伝送歪みが発生することがない。
速であるので、パルスレーザー光を用いてサンプリング
測定を行うと、レーザーパルス幅程度の高い時間分解能
をもたせることができる。また、伝搬に光を用いている
ため、伝送線による伝送歪みが発生することがない。
【００２１】電界センサの結晶は石英ガラスの支持体に
接着されており、金属またはセラミックの針の先端に固
定されている。センサの一辺の長さは約２００μｍであ
る。電界センサは被測定電極からの漏れ電界を検出して
いるので、電極に直接接触する必要がない。なお、レー
ザ光は、電界センサ底面のミラーで反射されるため、被
測定電極には照射されず、デバイスの動作に影響を与え
ることはない。
接着されており、金属またはセラミックの針の先端に固
定されている。センサの一辺の長さは約２００μｍであ
る。電界センサは被測定電極からの漏れ電界を検出して
いるので、電極に直接接触する必要がない。なお、レー
ザ光は、電界センサ底面のミラーで反射されるため、被
測定電極には照射されず、デバイスの動作に影響を与え
ることはない。
【００２２】電界センサは被測定電極に対して負荷とし
て働くが、その容量は非常に小さいので、被測定電極に
対する影響を小さくすることができ、非侵襲測定が可能
となる。電界センサの測定範囲は集光された光ビームの
径で決まり、センサが接近できるところであればＩＣ内
のどこでも測定できる。
て働くが、その容量は非常に小さいので、被測定電極に
対する影響を小さくすることができ、非侵襲測定が可能
となる。電界センサの測定範囲は集光された光ビームの
径で決まり、センサが接近できるところであればＩＣ内
のどこでも測定できる。
【００２３】なお、電場により屈折率が変化する素子と
しては、上記ポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプローバ
ー（電場に比例）に限らず、ＫＥＲＲ効果を利用した電
場の自乗に比例する素子を用いてもよい。
しては、上記ポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプローバ
ー（電場に比例）に限らず、ＫＥＲＲ効果を利用した電
場の自乗に比例する素子を用いてもよい。
【００２４】Ｅ−Ｏプローバの装置の構成を図１２に示
す。Ｅ−Ｏプローバの本体はマイクロ波用プローブステ
ーションの架台１１に組み込まれ、観察用顕微鏡として
も使用される。電界センサであるＥ−Ｏヘッド１２は、
対物レンズ１３下にセットされ、外部制御によりモータ
ー駆動される。半導体レーザＬＤは制御ユニット１４内
に設置されており、レーザ光は光ファイバ１５を介して
本体に入出力される。被測定デバイスと同期を取るた
め、シンセサイザ等の信号源の主発振器１６からの例え
ば１０ＭＨｚ出力を制御ユニット１４に入力し、トリガ
信号として使用する。半導体レーザＬＤはこのトリガー
信号に同期して、例えば１ＭＨｚでパルス点灯される。
また、測定操作は、パソコン１７上でおこなう。パソコ
ン画面に表示される顕微鏡のモニター像を見ながらＸＹ
ステージ１８を外部操作して測定位置を決めた後、オー
トフォーカス機能を利用してＥ−Ｏヘッドを被測定電極
に接近させ、測定を開始する。データ処理された波形デ
ータはパソコン画面上に出力される。また、得られた波
形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸におけ
る振幅と位相の情報を得ることができる。ここのような
簡単な操作で、ＩＣ内部の任意の点における電圧波形が
サンプリングオシロスコープと同様に得られる。
す。Ｅ−Ｏプローバの本体はマイクロ波用プローブステ
ーションの架台１１に組み込まれ、観察用顕微鏡として
も使用される。電界センサであるＥ−Ｏヘッド１２は、
対物レンズ１３下にセットされ、外部制御によりモータ
ー駆動される。半導体レーザＬＤは制御ユニット１４内
に設置されており、レーザ光は光ファイバ１５を介して
本体に入出力される。被測定デバイスと同期を取るた
め、シンセサイザ等の信号源の主発振器１６からの例え
ば１０ＭＨｚ出力を制御ユニット１４に入力し、トリガ
信号として使用する。半導体レーザＬＤはこのトリガー
信号に同期して、例えば１ＭＨｚでパルス点灯される。
また、測定操作は、パソコン１７上でおこなう。パソコ
ン画面に表示される顕微鏡のモニター像を見ながらＸＹ
ステージ１８を外部操作して測定位置を決めた後、オー
トフォーカス機能を利用してＥ−Ｏヘッドを被測定電極
に接近させ、測定を開始する。データ処理された波形デ
ータはパソコン画面上に出力される。また、得られた波
形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸におけ
る振幅と位相の情報を得ることができる。ここのような
簡単な操作で、ＩＣ内部の任意の点における電圧波形が
サンプリングオシロスコープと同様に得られる。
【００２５】上記Ｅ−Ｏプローバでは、光源の半導体レ
ーザＬＤは信号源に同期しており、ＬＤと電界センサー
は光ファイバでつなげられているので、電界センサーを
被測定デバイス上で移動させてもその測定点におけるタ
イミングは一定に保たれている。今、例えば、被測定デ
バイスをマイクロ波ストリップ線路とし、その伝送線に
インパルス波形を入力して、その伝送線の入力端から出
力端まで場所を変えながらＥ−Ｏプローバで電圧波形を
測定する場合を考えると、入力端と出力端における波形
を比較するならば出力端の波形の方が時間的に後ろにず
れて見える。これが前記αであり、電圧パルスが伝送線
を進んでいく速度に依存している。また、伝送線の電気
抵抗が大きく波形が減衰する場合は、出力端における波
形の大きさが小さくなる。これより前記βが測定され
る。この際、前述したように、Ｅ−Ｏプローバにおける
電界センサーのインピーダンスは大きく、測定の際に被
測定デバイスの動作に影響を与えない。
ーザＬＤは信号源に同期しており、ＬＤと電界センサー
は光ファイバでつなげられているので、電界センサーを
被測定デバイス上で移動させてもその測定点におけるタ
イミングは一定に保たれている。今、例えば、被測定デ
バイスをマイクロ波ストリップ線路とし、その伝送線に
インパルス波形を入力して、その伝送線の入力端から出
力端まで場所を変えながらＥ−Ｏプローバで電圧波形を
測定する場合を考えると、入力端と出力端における波形
を比較するならば出力端の波形の方が時間的に後ろにず
れて見える。これが前記αであり、電圧パルスが伝送線
を進んでいく速度に依存している。また、伝送線の電気
抵抗が大きく波形が減衰する場合は、出力端における波
形の大きさが小さくなる。これより前記βが測定され
る。この際、前述したように、Ｅ−Ｏプローバにおける
電界センサーのインピーダンスは大きく、測定の際に被
測定デバイスの動作に影響を与えない。
【００２６】伝送線がある誘電率を持つ材料の基板の上
に作られている場合、前述の如くその伝送線上における
波形の伝搬速度は基板の比誘電率に主に依存する。ま
た、その波形の減衰はその誘電正接に依存する。従っ
て、未知の材料の比誘電率や誘電正接を求めたい場合
は、その上に伝送線を形成し、その伝送線上に電気信号
を伝搬させて伝送線の各場所における波形をＥ−Ｏプロ
ーバで測定し解析することによってそれらの値を得るこ
とができる。
に作られている場合、前述の如くその伝送線上における
波形の伝搬速度は基板の比誘電率に主に依存する。ま
た、その波形の減衰はその誘電正接に依存する。従っ
て、未知の材料の比誘電率や誘電正接を求めたい場合
は、その上に伝送線を形成し、その伝送線上に電気信号
を伝搬させて伝送線の各場所における波形をＥ−Ｏプロ
ーバで測定し解析することによってそれらの値を得るこ
とができる。
【００２７】このように伝送線路に発生する電界をＥ−
Ｏ結晶に結合させると、電界の強さによってＥ−Ｏ結晶
の複屈折率が変化する。この状態でＥ−Ｏ結晶にパルス
レーザー光を入射すると、レーザー光の偏光状態が変化
し、この変化量を測定することにより被測定信号の波形
を観測できるのである。
Ｏ結晶に結合させると、電界の強さによってＥ−Ｏ結晶
の複屈折率が変化する。この状態でＥ−Ｏ結晶にパルス
レーザー光を入射すると、レーザー光の偏光状態が変化
し、この変化量を測定することにより被測定信号の波形
を観測できるのである。
【００２８】なお、このＥ−Ｏプローバの空間分解能は
５μｍ、周波数帯域幅は２０ＧＨｚ、測定感度は５０ｍ
Ｖである。
５μｍ、周波数帯域幅は２０ＧＨｚ、測定感度は５０ｍ
Ｖである。
【００２９】高周波回路基板としてＰＴＦＥとＢＴレジ
ンに対し、本発明を適用した例を以下に示す。なお、Ｐ
ＴＦＥは「ポリテトラフロロエチレン（商品名「テフロ
ン」）」の略であり、ＢＴは「ビスマレイイミドトラア
ジン」の略である。また、「ＢＴレジン」は、三菱瓦斯
化学株式会社製の「ガラス変性ＢＴ基板」の商品名であ
る。
ンに対し、本発明を適用した例を以下に示す。なお、Ｐ
ＴＦＥは「ポリテトラフロロエチレン（商品名「テフロ
ン」）」の略であり、ＢＴは「ビスマレイイミドトラア
ジン」の略である。また、「ＢＴレジン」は、三菱瓦斯
化学株式会社製の「ガラス変性ＢＴ基板」の商品名であ
る。
【００３０】ＰＴＦＥとＢＴレジンの材料特性は表１の
とおりである。
とおりである。
【００３１】
【表１】 前述の如く、図１に本発明を実施した時に用いた、マイ
クロストリップ線路の図を示す。中央の線路が伝送線路
であり、図中、黒い三角印で示されている個所１が測定
点である。この測定により、求められた電圧波形の各測
定点における位相変化を図２，図３に示す。図２，図３
で得られた特性から、βは傾きとして得られる。βから
伝送波長λ（２πrad に相当する長さが１波長となる）
が求められ、λと設計周波数から波長短縮率が求められ
る。該Ｅ−Ｏ測定から求めた伝送波長を表２に、同じく
実効比誘電率を表３に示す。この波長短縮率の周波数依
存性をグラフにしたものが図４，図５である。
クロストリップ線路の図を示す。中央の線路が伝送線路
であり、図中、黒い三角印で示されている個所１が測定
点である。この測定により、求められた電圧波形の各測
定点における位相変化を図２，図３に示す。図２，図３
で得られた特性から、βは傾きとして得られる。βから
伝送波長λ（２πrad に相当する長さが１波長となる）
が求められ、λと設計周波数から波長短縮率が求められ
る。該Ｅ−Ｏ測定から求めた伝送波長を表２に、同じく
実効比誘電率を表３に示す。この波長短縮率の周波数依
存性をグラフにしたものが図４，図５である。
【００３２】
【表２】
【００３３】
【表３】 本発明により得られた、ＢＴレジンの１ＧＨｚにおける
波長短縮率は１．６６である。一方、高周波回路シミュ
レーターでは同波長短縮率は、１．７１である。
波長短縮率は１．６６である。一方、高周波回路シミュ
レーターでは同波長短縮率は、１．７１である。
【００３４】図６に示したマイクロストリップ線路から
なる評価回路を用いて、波長短縮率の検証実験を行っ
た。該評価回路は、２種類の特性インピーダンス６３Ω
と５２．４Ωの部分からなり、図に示されるように特性
インピーダンス６３Ωの線路（長さ１８．１mm）を５
２．４Ωの線路が両側から挟む構造であり、全線路長は
１００mmとなっている。図６において、高周波信号はコ
ネクタを介し、評価回路の左端から導入され、評価回路
の右端はコネクタを経て５０Ωに終端される。従って、
線路上は反射波がなく、進行波のみが伝送する。図中、
記号Ｌは実験パラメータでＬ＝３２mm，４３．５mm，６
２．６mmに設定した。
なる評価回路を用いて、波長短縮率の検証実験を行っ
た。該評価回路は、２種類の特性インピーダンス６３Ω
と５２．４Ωの部分からなり、図に示されるように特性
インピーダンス６３Ωの線路（長さ１８．１mm）を５
２．４Ωの線路が両側から挟む構造であり、全線路長は
１００mmとなっている。図６において、高周波信号はコ
ネクタを介し、評価回路の左端から導入され、評価回路
の右端はコネクタを経て５０Ωに終端される。従って、
線路上は反射波がなく、進行波のみが伝送する。図中、
記号Ｌは実験パラメータでＬ＝３２mm，４３．５mm，６
２．６mmに設定した。
【００３５】検証実験は、以下のようにして行われる。
高周波回路の設計は、任意の周波数における任意の負荷
インピーダンス値の設定を行うことが重要である。この
発明の設計方法の有効性を検証するために、図のような
回路ではコネクタの通過位相も考慮した設計（実装状
態）を行わなければならないが、この検証の場合はコネ
クタの影響を取り除く必要があり、試料間の相対変化を
調べている。
高周波回路の設計は、任意の周波数における任意の負荷
インピーダンス値の設定を行うことが重要である。この
発明の設計方法の有効性を検証するために、図のような
回路ではコネクタの通過位相も考慮した設計（実装状
態）を行わなければならないが、この検証の場合はコネ
クタの影響を取り除く必要があり、試料間の相対変化を
調べている。
【００３６】一般に伝送線の負荷を電圧反射係数Γで表
示することができ、電圧反射係数Γ＝ｕ＋ｊｖは、図１
４に示されるように極座標表示される。以下の数式にお
いて、mag Γは図１４におけるΓ0 の意味であり、∠Γ
は図１４におけるφの意味である。
示することができ、電圧反射係数Γ＝ｕ＋ｊｖは、図１
４に示されるように極座標表示される。以下の数式にお
いて、mag Γは図１４におけるΓ0 の意味であり、∠Γ
は図１４におけるφの意味である。
【００３７】また、以下の数式における実測値（インピ
ーダンス）は、図１における終端２の影響をなくすた
め、上記Ｌ＝３２mmの場合の測定値を基準にして、該基
準値とＬ＝４３．５mmの場合及びＬ＝６２．６mmの場合
の測定値との相対値をベースとして算出している。な
お、Ｌの長さの設計値は、Ｅ−Ｏプルーブによるデータ
をベースに暫定的に設計したものを用いている。
ーダンス）は、図１における終端２の影響をなくすた
め、上記Ｌ＝３２mmの場合の測定値を基準にして、該基
準値とＬ＝４３．５mmの場合及びＬ＝６２．６mmの場合
の測定値との相対値をベースとして算出している。な
お、Ｌの長さの設計値は、Ｅ−Ｏプルーブによるデータ
をベースに暫定的に設計したものを用いている。
【００３８】図１５〜図１７に、図１４と同様に表示し
たＬ＝３２mm，４３．５mm，６２．６mmとした場合の上
記評価回路のΓの実測値の周波数特性を示す。例えば、
図１５において、２１が０．５ＧＨｚのΓであり、２２
が１．５ＧＨｚのΓである。△１はその途中の０．９Ｇ
ＨｚのΓを、△２は１．０ＧＨｚ、△３は１．１ＧＨｚ
のΓを示している。同様に、図１６，図１７において、
２３，２５が０．５ＧＨｚのΓであり、２４，２６が
１．５ＧＨｚのΓである。なお、以下の数値は、△２の
１ＧＨｚの実測値を用いている。
たＬ＝３２mm，４３．５mm，６２．６mmとした場合の上
記評価回路のΓの実測値の周波数特性を示す。例えば、
図１５において、２１が０．５ＧＨｚのΓであり、２２
が１．５ＧＨｚのΓである。△１はその途中の０．９Ｇ
ＨｚのΓを、△２は１．０ＧＨｚ、△３は１．１ＧＨｚ
のΓを示している。同様に、図１６，図１７において、
２３，２５が０．５ＧＨｚのΓであり、２４，２６が
１．５ＧＨｚのΓである。なお、以下の数値は、△２の
１ＧＨｚの実測値を用いている。
【００３９】１ＧＨｚにおける実測反射係数Γは以下の
とおりである。（なお、図６よりＬ＋１８．１＋δ＝１
００だからδ＝８１．９−Ｌ） 試料 Ｌ＝３２mmの場合（δ＝４９．９mm） mag Γ＝０．０９２０６８ ∠Γ＝−１０４．６９° ∴ＺＬ＝４７Ω−ｊ８．４Ω 試料 Ｌ＝４３．５mmの場合（δ＝３８．４mm） mag Γ＝０．０７８４２３ ∠Γ＝−１５８．４１° 試料 Ｌ＝６２．６mmの場合（δ＝１９．３mm） mag Γ＝０．１１８８５ ∠Γ＝１０５．２３° 試料と試料の比較により、設計値は以下のようにな
る。
とおりである。（なお、図６よりＬ＋１８．１＋δ＝１
００だからδ＝８１．９−Ｌ） 試料 Ｌ＝３２mmの場合（δ＝４９．９mm） mag Γ＝０．０９２０６８ ∠Γ＝−１０４．６９° ∴ＺＬ＝４７Ω−ｊ８．４Ω 試料 Ｌ＝４３．５mmの場合（δ＝３８．４mm） mag Γ＝０．０７８４２３ ∠Γ＝−１５８．４１° 試料 Ｌ＝６２．６mmの場合（δ＝１９．３mm） mag Γ＝０．１１８８５ ∠Γ＝１０５．２３° 試料と試料の比較により、設計値は以下のようにな
る。
【００４０】ｌ＝４９．９mmー３８．４mm＝１１．５mm ∴βｌ＝１．９９°／mm×１１．５mm＝２２．９° ただし、（１．９９°／mm）は５２．４Ωの線路の単位
長当たりの位相変化を示し、βｌは試料が試料に対
して図中左側の５２．４Ωの線路部分の長さが増えたこ
とによる位相変化の総量を示している。従って、試料
の入力インピーダンスＺは Ｚ＝Ｚ０（ＺＬ＋ｊＺＯtan βｌ）／（Ｚ０＋ｊＺＬtan βｌ）より、 Ｚ＝５２．４Ω（（４７Ω−ｊ８．４Ω）＋ｊ５２．４Ωtan ２２．９°） ／（５２．４Ω＋ｊ（４７Ω−ｊ８．４Ω）tan ２２．９°） ＝４３．２Ω−ｊ２．３８Ω ∴Γ＝０．０７７∠−１５９．２３°で、実測値Γ＝
０．０７８４３∠−１５８．４１°に近い値が得られて
いることが検証できる。同様に、試料と試料の比較
により、 ｌ＝４９．９mm−１９．３mm＝３０．６mm ∴βｌ＝１．９９°／mm×３０．６mm＝６０．９° 従って、試料の入力インピーダンスＺは Ｚ＝Ｚ０（ＺＬ＋ｊＺＯtan βｌ）／（Ｚ０＋ｊＺＬtan βｌ）より、 Ｚ＝５２．４Ω（（４７Ω−ｊ８．４Ω）＋ｊ５２．４Ωtan ６０．９°） ／（５２．４Ω＋ｊ（４７Ω−ｊ８．４Ω）tan ６０．９°） ＝４６．９３Ω＋ｊ８．２１Ω ∴Γ＝０．０９０∠１０５．６３２°で、実測値Γ＝
０．１１８８５∠１０５．２３°に近い値が得られてい
ることが検証できる。
長当たりの位相変化を示し、βｌは試料が試料に対
して図中左側の５２．４Ωの線路部分の長さが増えたこ
とによる位相変化の総量を示している。従って、試料
の入力インピーダンスＺは Ｚ＝Ｚ０（ＺＬ＋ｊＺＯtan βｌ）／（Ｚ０＋ｊＺＬtan βｌ）より、 Ｚ＝５２．４Ω（（４７Ω−ｊ８．４Ω）＋ｊ５２．４Ωtan ２２．９°） ／（５２．４Ω＋ｊ（４７Ω−ｊ８．４Ω）tan ２２．９°） ＝４３．２Ω−ｊ２．３８Ω ∴Γ＝０．０７７∠−１５９．２３°で、実測値Γ＝
０．０７８４３∠−１５８．４１°に近い値が得られて
いることが検証できる。同様に、試料と試料の比較
により、 ｌ＝４９．９mm−１９．３mm＝３０．６mm ∴βｌ＝１．９９°／mm×３０．６mm＝６０．９° 従って、試料の入力インピーダンスＺは Ｚ＝Ｚ０（ＺＬ＋ｊＺＯtan βｌ）／（Ｚ０＋ｊＺＬtan βｌ）より、 Ｚ＝５２．４Ω（（４７Ω−ｊ８．４Ω）＋ｊ５２．４Ωtan ６０．９°） ／（５２．４Ω＋ｊ（４７Ω−ｊ８．４Ω）tan ６０．９°） ＝４６．９３Ω＋ｊ８．２１Ω ∴Γ＝０．０９０∠１０５．６３２°で、実測値Γ＝
０．１１８８５∠１０５．２３°に近い値が得られてい
ることが検証できる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、マイクロストリッ
プ線路において、インピーダンスが実効比誘電率と線路
長によって決まるので、高周波回路設計用回路基板の開
発・評価・設計には、誘電体材料の高周波特性測定方
法、特に実効比誘電率を求めることが重要であるが、こ
の発明の高周波回路の設計方法は、 （１）従来１ＧＨｚを越える高周波の比誘電率、誘電体
損失は経験式に基づく近似値しか得られなかったが、こ
の発明の測定方法によると１０ＧＨｚ位まで実装状態で
連続的に実測できる。従って、従来高周波回路設計シミ
ュレーターは、１ＭＨｚ程度の比誘電率を用いて波長短
縮率を求めていたのが、この発明の測定法によると、任
意の特性インピーダンス伝送線路に対し１０ＧＨｚ位ま
で実装状態で連続的に実測することが可能となった。 （２）この発明の測定方法は共振器法のトリプレート構
造のように複雑なものを作る必要がなく、実際に広く用
いられているマイクロストリップライン構造で回路設計
に必要な伝搬時の実効比誘電率が求まる。従って、本発
明の高周波回路設計方法は、回路設計精度が飛躍的に向
上し、従来試行錯誤で行っていた高周波回路の試作を、
数回に減らすことができる。また再現性も同時に満たす
ことができる。 といった点で顕著な効果を奏するものである。
プ線路において、インピーダンスが実効比誘電率と線路
長によって決まるので、高周波回路設計用回路基板の開
発・評価・設計には、誘電体材料の高周波特性測定方
法、特に実効比誘電率を求めることが重要であるが、こ
の発明の高周波回路の設計方法は、 （１）従来１ＧＨｚを越える高周波の比誘電率、誘電体
損失は経験式に基づく近似値しか得られなかったが、こ
の発明の測定方法によると１０ＧＨｚ位まで実装状態で
連続的に実測できる。従って、従来高周波回路設計シミ
ュレーターは、１ＭＨｚ程度の比誘電率を用いて波長短
縮率を求めていたのが、この発明の測定法によると、任
意の特性インピーダンス伝送線路に対し１０ＧＨｚ位ま
で実装状態で連続的に実測することが可能となった。 （２）この発明の測定方法は共振器法のトリプレート構
造のように複雑なものを作る必要がなく、実際に広く用
いられているマイクロストリップライン構造で回路設計
に必要な伝搬時の実効比誘電率が求まる。従って、本発
明の高周波回路設計方法は、回路設計精度が飛躍的に向
上し、従来試行錯誤で行っていた高周波回路の試作を、
数回に減らすことができる。また再現性も同時に満たす
ことができる。 といった点で顕著な効果を奏するものである。
【図１】この発明の高周波における波長短縮率測定方法
を実施した時に用いたマイクロストリップ線路の斜視図
である。
を実施した時に用いたマイクロストリップ線路の斜視図
である。
【図２】ＰＴＦＥに対して、本発明を実施して得られた
伝送信号電圧波形の位相特性結果の例である。
伝送信号電圧波形の位相特性結果の例である。
【図３】ＢＴレジンに対して、本発明を実施して得られ
た伝送信号電圧波形の位相特性結果の例である。
た伝送信号電圧波形の位相特性結果の例である。
【図４】ＰＴＦＥに対して、この発明の測定方法で求め
た測定結果から求めた波長短縮率のグラフである。
た測定結果から求めた波長短縮率のグラフである。
【図５】ＢＴレジンに対して、この発明の測定方法で求
めた測定結果から求めた波長短縮率のグラフである。
めた測定結果から求めた波長短縮率のグラフである。
【図６】この発明で求めた波長短縮率を用いた高周波回
路設計例である。
路設計例である。
【図７】マイクロストリップ線路（分布定数線路）のイ
ンピーダンス変換公式を表す図である。
ンピーダンス変換公式を表す図である。
【図８】マイクロストリップ線路の構造を示す図であ
る。
る。
【図９】マイクロストリップ線路の一般的特性を示す図
である。
である。
【図１０】文献に紹介されているマイクロストリップ線
路の低周波の波形図をを示す図である。
路の低周波の波形図をを示す図である。
【図１１】文献に紹介されているマイクロストリップ線
路の高周波の波形図をを示す図である。
路の高周波の波形図をを示す図である。
【図１２】Ｅ−Ｏプローバの測定原理を示す図である。
【図１３】Ｅ−Ｏプローバの装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図１４】電圧反射係数の極座標表示を示す図である。
【図１５】Ｌ＝３２mmの評価回路の場合の電圧反射係数
Γの極座標表示を示す図である。
Γの極座標表示を示す図である。
【図１６】Ｌ＝４３．５mmの評価回路の場合の電圧反射
係数Γの極座標表示を示す図である。
係数Γの極座標表示を示す図である。
【図１７】Ｌ＝６２．６mmの評価回路の場合の電圧反射
係数Γの極座標表示を示す図である。
係数Γの極座標表示を示す図である。
１ 測定点 ２ ５０Ω終端 ３ 誘電体回路基板 ５ 伝送線路 ６ マイクロストリップ線路 ７ 電気光学結晶で構成される電界センサ ８ 偏光ビームスプリッター ９ レーザー光 １０ 光検出器 １１ プローブステーションの架台 １２ Ｅ−Ｏヘッド １３ 対物レンズ １４ 制御ユニット １５ 光ファイバ １６ 信号源 １７ パソコン
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年６月９日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】ここで、上記測定に用いられる、従来から
知られている「電場により屈折率が変化する素子を用い
たセンサ」（Ｅ−Ｏプローバ）について説明する。該セ
ンサは、「半導体レーザを用いたピコ秒非接触Ｅ−Ｏサ
ンプリング」（電気学会論文誌Ｃ、Vol.111 ‐C ，No.
4、平成３年４月発行。Ｐ．１４５〜１５４。）あるい
は「非接触電界センサを用いた超高速電圧波形測定装置
Ｅ−Ｏプローバ ＥＯＰ−０１」（荷電粒子ビームの
工業への応用第１３２委員会第１３２回研究会資料「Ｌ
ＳＩテスティングシンポジューム／１９９５」、平成７
年１１月３０日、日本学術振興会発行。Ｐ．４７〜５
２。）に示されるような非接触電界センサを用いた超高
速電圧波形測定装置、通称Ｅ−Ｏプローバである。Ｅ−
Ｏプローバは非接触電界センサと半導体パルスレーザを
組み合わせたマイクロ波用デバイス評価用の超高速電圧
波形測定装置であり、従来の電気測定法では困難であっ
たＭＭＩＣ等の内部の電圧波形を高時間分解能、非接
触、非侵襲で測定することができるという特徴をもつ。
この特徴は、図１１に示されるＥ−Ｏプローバの測定原
理に由来している。電気光学結晶で構成される電界セン
サ７は被測定電極に接近して置かれており、被測定電極
の電圧に依存してその屈折率が変化する。この電界セン
サにレーザー光９を入射させると結晶の屈折率によって
レーザーの偏光状態が変化し、偏光ビームスプリッター
８から出力される光強度が変化する。これを光検出器１
０で受光してロックインアンプ等で計測し、電圧波形を
得る。
知られている「電場により屈折率が変化する素子を用い
たセンサ」（Ｅ−Ｏプローバ）について説明する。該セ
ンサは、「半導体レーザを用いたピコ秒非接触Ｅ−Ｏサ
ンプリング」（電気学会論文誌Ｃ、Vol.111 ‐C ，No.
4、平成３年４月発行。Ｐ．１４５〜１５４。）あるい
は「非接触電界センサを用いた超高速電圧波形測定装置
Ｅ−Ｏプローバ ＥＯＰ−０１」（荷電粒子ビームの
工業への応用第１３２委員会第１３２回研究会資料「Ｌ
ＳＩテスティングシンポジューム／１９９５」、平成７
年１１月３０日、日本学術振興会発行。Ｐ．４７〜５
２。）に示されるような非接触電界センサを用いた超高
速電圧波形測定装置、通称Ｅ−Ｏプローバである。Ｅ−
Ｏプローバは非接触電界センサと半導体パルスレーザを
組み合わせたマイクロ波用デバイス評価用の超高速電圧
波形測定装置であり、従来の電気測定法では困難であっ
たＭＭＩＣ等の内部の電圧波形を高時間分解能、非接
触、非侵襲で測定することができるという特徴をもつ。
この特徴は、図１１に示されるＥ−Ｏプローバの測定原
理に由来している。電気光学結晶で構成される電界セン
サ７は被測定電極に接近して置かれており、被測定電極
の電圧に依存してその屈折率が変化する。この電界セン
サにレーザー光９を入射させると結晶の屈折率によって
レーザーの偏光状態が変化し、偏光ビームスプリッター
８から出力される光強度が変化する。これを光検出器１
０で受光してロックインアンプ等で計測し、電圧波形を
得る。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石田 等 東京都千代田区岩本町二丁目12番５号 株 式会社次世代衛星通信・放送システム研究 所内 (72)発明者 川上 用一 東京都千代田区岩本町二丁目12番５号 株 式会社次世代衛星通信・放送システム研究 所内 (72)発明者 高橋 宏典 静岡県浜松市市野町1126番地の１ 浜松ホ トニクス株式会社内 (72)発明者 関本利一 神奈川県横浜市港北区綱島東６丁目７番９ 号 株式会社エイト工業内
Claims (4)
- 【請求項１】 電場により屈折率が変化する素子を用い
ることにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成
分について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率
を測定し、該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率
を求め、該波長短縮率を用いて高周波回路を設計するこ
とを特徴とする高周波回路の設計方法。 - 【請求項２】 電場により屈折率が変化する素子を用い
ることにより、高周波伝送線路を伝わる電磁波の電場成
分について該伝送線路の伝搬方向に対する位相の変化率
を測定し、該位相変化率から前記伝送線路の波長短縮率
を求め、該波長短縮率を用いて高周波回路を設計するた
めのデータ表を作成し、該作成されたデータ表を用いて
高周波回路を設計することを特徴とする高周波回路の設
計方法。 - 【請求項３】 前記伝送線路が実装状態のマイクロスト
リップ線路であることを特徴とする前記請求項１または
２記載の高周波回路の設計方法。 - 【請求項４】 前記電場により屈折率が変化する素子が
ポッケルス効果を利用したＥ−Ｏプローバーであること
を特徴とする前記請求項１〜３の内いずれか１項記載の
高周波回路の設計方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11761398A JPH11311648A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 高周波回路の設計方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11761398A JPH11311648A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 高周波回路の設計方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11311648A true JPH11311648A (ja) | 1999-11-09 |
Family
ID=14716099
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11761398A Pending JPH11311648A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 高周波回路の設計方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11311648A (ja) |
-
1998
- 1998-04-27 JP JP11761398A patent/JPH11311648A/ja active Pending
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
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