JPH112651A - Estimation device of signal power ratio - Google Patents
Estimation device of signal power ratioInfo
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- JPH112651A JPH112651A JP9153896A JP15389697A JPH112651A JP H112651 A JPH112651 A JP H112651A JP 9153896 A JP9153896 A JP 9153896A JP 15389697 A JP15389697 A JP 15389697A JP H112651 A JPH112651 A JP H112651A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は受信することを希望
する無線信号（希望波）に受信することを希望しない無
線信号（干渉波）が混在するときに、その無線信号の希
望波信号電力対干渉波信号電力比の推定に利用する。本
発明は移動通信における移動局の遠近差により発生する
受信電力差を少なくするための制御に利用するに適す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radio signal (desired wave) desired to be received and a radio signal (interference wave) not desired to be received mixed with the desired signal power of the radio signal. It is used for estimating the interference wave signal power ratio. INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is suitable for use in control for reducing a reception power difference generated by a difference in the distance between mobile stations in mobile communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】符号分割多元接続(Code Devision Multi
ple Access:CDMA)を用いる移動通信において、複数の移
動局が一つの基地局に対して送信を行うとき、各移動局
からの受信電力がほぼ均等であれば、拡散符号が各移動
局毎に異なるため所望の移動局からの無線信号を他の移
動局からの無線信号と区別して受信することができる。2. Description of the Related Art Code Division Multiple Access
In mobile communication using (please Access: CDMA), when multiple mobile stations transmit to one base station, if the received power from each mobile station is almost equal, the spreading code is Because of the difference, a radio signal from a desired mobile station can be received separately from a radio signal from another mobile station.
【０００３】ところが、移動局が移動することにより、
各移動局の基地局からの距離はさまざまであり、各移動
局が同じ送信電力により送信を行った場合でも基地局に
おける受信電力は各移動局毎にさまざまな値になる。こ
のように、受信電力がさまざまな値をとることにより信
号を区別することができない移動局が発生する。However, as a mobile station moves,
The distance of each mobile station from the base station varies, and even when each mobile station transmits at the same transmission power, the received power at the base station has various values for each mobile station. As described above, there are mobile stations in which signals cannot be distinguished due to various values of received power.
【０００４】したがって、基地局に近い位置にある移動
局の送信電力は小さくし、基地局から遠い位置にある移
動局の送信電力は大きくするといった制御を行うことが
必要になる。Therefore, it is necessary to perform control such that the transmission power of a mobile station located near the base station is reduced and the transmission power of a mobile station located far from the base station is increased.
【０００５】そこで基地局では、ある移動局からの受信
電力に対する他の移動局からの受信電力の比を測定し、
個々の移動局に対して送信電力を制御するための信号を
送信することにより、各移動局の遠近にかかわらず基地
局での受信電力を一定とすることが行われている。Therefore, the base station measures the ratio of the received power from another mobile station to the received power from one mobile station,
By transmitting a signal for controlling transmission power to each mobile station, the reception power at the base station is kept constant regardless of the distance of each mobile station.
【０００６】このためには、希望波信号電力対干渉波信
号電力比（以降、ＳＩＲと記す）を正確に推定すること
が要求される。このＳＩＲ推定装置の従来例を図１０を
参照して説明する。図１０は従来例のＳＩＲ推定装置を
示す図である。図１０に示すＳＩＲ推定装置は、スペク
トル拡散受信機１００に設けられている。ここでは、ス
ペクトラム拡散技術を用いて符号分割多元接続（ＣＤＭ
Ａ）を行う場合について述べるが、スペクトル拡散技術
を用いずに、符号系列を用いて変調された無線信号を受
信し、受信側でこの符号系列に対応する符号系列により
相関をとることにより相関検波を行うあらゆる通信方式
についても同様に説明することができる。For this purpose, it is required to accurately estimate a desired signal power to interference signal power ratio (hereinafter referred to as SIR). A conventional example of this SIR estimating device will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a diagram showing a conventional SIR estimating apparatus. The SIR estimating device shown in FIG. 10 is provided in spread spectrum receiver 100. Here, code division multiple access (CDM) is performed using spread spectrum technology.
The case where A) is performed will be described. However, a radio signal modulated using a code sequence is received without using a spread spectrum technique, and correlation is detected by a receiving side using a code sequence corresponding to the code sequence to perform correlation detection. Can be similarly described.
【０００７】図１０において、スペクトル拡散（図中は
ＳＳと記す）送信機６０１〜６０３は、ユーザ＃１から
＃Ｍの各々に割当てられた拡散符号を用いてスペクトル
拡散した信号を生成し、この信号を高周波帯の信号に変
換する。図１０は、このスペクトル拡散送信機６０１〜
６０３がＭ個、すなわち、送信しているユーザ数がＭで
ある場合を示している。[0007] In Fig. 10, spread spectrum (shown as SS in the figure) transmitters 601 to 603 generate signals that are spread spectrum using spreading codes assigned to users # 1 to #M, respectively. The signal is converted to a high frequency band signal. FIG. 10 shows the spread spectrum transmitters 601 to 601.
Reference numeral 603 denotes a case where the number is M, that is, the number of transmitting users is M.
【０００８】Ｍ個のスペクトル拡散送信機６０１〜６０
３で生成された信号はＭ本の送信アンテナ６０４〜６０
６から送信される。受信アンテナ１０１を介し、送信ア
ンテナ６０４〜６０６から送信された信号が受信されス
ペクトル拡散受信機１００に入力される。[0008] M spread spectrum transmitters 601 to 60
3 are M transmission antennas 604 to 60
6 is transmitted. Signals transmitted from transmitting antennas 604 to 606 are received via receiving antenna 101 and input to spread spectrum receiver 100.
【０００９】スペクトル拡散受信機１００は高周波部ダ
ウンコンバータ１０２、自動利得制御器（ＡＧＣ）１０
３、直交検波器１０４、相関器１０５、復調器・ＲＡＫ
Ｅ合成部６１３からなる。The spread spectrum receiver 100 includes a high frequency section down converter 102, an automatic gain controller (AGC) 10
3. Quadrature detector 104, correlator 105, demodulator / RAK
An E combining unit 613 is provided.
【００１０】受信アンテナ１０１で受信された信号は、
高周波復調を行う高周波部ダウンコンバータ１０２、自
動利得制御器（ＡＧＣ）１０３を経て直交検波器１０４
に入力される。直交検波器１０４では高周波部ダウンコ
ンバータ１０２により中間周波数帯（ＩＦ）に周波数変
換された受信信号がさらに基底帯域または基底帯域に近
い帯域に周波数変換され、同相成分（Ｉ成分）と直交成
分（Ｑ成分）とに分けられ出力され、各々の成分は逆拡
散を行うための相関器１０５に入力される。[0010] The signal received by the receiving antenna 101 is
A quadrature detector 104 via a high frequency section down converter 102 for performing high frequency demodulation and an automatic gain controller (AGC) 103
Is input to In the quadrature detector 104, the received signal frequency-converted to the intermediate frequency band (IF) by the high frequency unit downconverter 102 is further frequency-converted to a base band or a band close to the base band, and an in-phase component (I component) and a quadrature component (Q ) And each component is input to a correlator 105 for performing despreading.
【００１１】相関器１０５は、例えば、送信アンテナ６
０４から送信された信号が希望波であるとき、この希望
波に対して送信側で用いた拡散符号に対応する拡散符号
を用いて相関検波を行う。相関器１０５は複数の遅延信
号を一つの相関器で処理することができるマッチドフィ
ルタにより実現することができるが、相関器１０５が一
つのピーク電力に対する相関出力を出力するような相関
器であれば、複数の遅延信号に対応する複数の相関器を
配置することにより実現することができる。The correlator 105 includes, for example, the transmitting antenna 6
When the signal transmitted from the receiver 04 is a desired wave, correlation detection is performed on the desired wave using a spreading code corresponding to the spreading code used on the transmission side. The correlator 105 can be realized by a matched filter that can process a plurality of delayed signals with one correlator, but if the correlator 105 outputs a correlation output for one peak power, Can be realized by arranging a plurality of correlators corresponding to a plurality of delay signals.
【００１２】ここで本明細書では、最初に受信された主
信号とこの主信号が送信されたことにより発生したこの
主信号の受信から遅れて受信される信号とを含めて遅延
信号と呼ぶことにする。In this specification, a main signal received first and a signal received after the main signal has been transmitted and received later than the main signal are referred to as a delayed signal. To
【００１３】相関器１０５のＩおよびＱ成分の各出力は
同相および直交の各成分の希望波に対する相関値と送信
アンテナ６０５から６０６までの（Ｍ−１）個の干渉信
号に対する相関値の和となる。多重遅延信号が現れるよ
うな環境下では、拡散符号の１ビット長毎に相関値が現
れる。The outputs of the I and Q components of the correlator 105 are the sum of the correlation values of the in-phase and quadrature components for the desired wave and the correlation values for the (M-1) interference signals from the transmitting antennas 605 to 606. Become. In an environment where multiple delay signals appear, a correlation value appears for each bit length of the spreading code.
【００１４】この相関器１０５の各成分出力は復調器・
ＲＡＫＥ合成部６１３に入力される。復調器・ＲＡＫＥ
合成部６１３では、入力された複数の相関器１０５の出
力に対して最大比合成法によるダイバーシチ合成（ＲＡ
ＫＥ合成）が行われ、復調信号が得られる。Each component output of the correlator 105 is a demodulator
This is input to the RAKE combining unit 613. Demodulator / RAKE
The combining unit 613 performs diversity combining (RA) on the input outputs of the plurality of correlators 105 by the maximum ratio combining method.
KE combining) to obtain a demodulated signal.
【００１５】復調器・ＲＡＫＥ合成回路６１３の出力は
二つに分かれ、一方は復号化器６１５に入力され、この
復号化器６１５で復号を行い復号信号として出力され
る。復調器・ＲＡＫＥ合成回路６１３の出力のもう一方
はＳＩＲ推定部６１４に入力される。The output of the demodulator / RAKE combining circuit 613 is divided into two, one of which is input to a decoder 615, which decodes the signal and outputs it as a decoded signal. The other output of the demodulator / RAKE combining circuit 613 is input to the SIR estimator 614.
【００１６】ＳＩＲ推定部６１４では、あらかじめ定め
られた測定区間における復調信号の同相および直交成分
の平均値の２乗和として希望波信号電力を求める。一
方、干渉波電力はあらかじめ定められた測定区間におい
て、復調信号の同相および直交成分の平均値と復調信号
の分散として求める。前記希望波信号電力と干渉波電力
の比が推定したＳＩＲ値となる。The SIR estimator 614 obtains the desired signal power as the sum of squares of the average values of the in-phase and quadrature components of the demodulated signal in a predetermined measurement section. On the other hand, the interference wave power is determined as the average value of the in-phase and quadrature components of the demodulated signal and the variance of the demodulated signal in a predetermined measurement section. The ratio between the desired signal power and the interference signal power is the estimated SIR value.
【００１７】図１０では、Ｍの数のユーザに対してＭ個
の送信機を用意し送信された信号に対して受信を行って
いる場合について示したが、Ｍ個のユーザの情報を１個
の送信機により送信された信号に対して受信を行う場合
についても同様にＳＩＲ検出できる。FIG. 10 shows a case in which M transmitters are prepared for M users and reception is performed for the transmitted signal. SIR detection can be performed in the same manner when receiving a signal transmitted by the transmitter of (1).
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】このような従来例で
は、例えば、文献「清尾、安本、奥村、土肥、"DS-CDMA
送信電力制御におけるパイロットシンボルを用いた受信
ＳＩＲ検出法”，信学技法，RCS96-74,1996-08」に記さ
れているように、復調処理後の信号を用いるＳＩＲ推定
では推定誤差が大きく、ビット誤り率やフレーム誤り率
からＳＩＲ推定誤差を調整するアウターループなどの付
加回路が必要となるといった問題がある。In such a conventional example, for example, in the literature "Kiyo, Yasumoto, Okumura, Toi, DS-CDMA"
As described in “Reception SIR detection method using pilot symbols in transmission power control”, IEICE, RCS96-74, 1996-08, estimation error is large in SIR estimation using a demodulated signal, There is a problem that an additional circuit such as an outer loop for adjusting the SIR estimation error from the bit error rate or the frame error rate is required.
【００１９】本発明は、このような背景に行われたもの
であって、復調処理や付加回路を必要とすることなく誤
差の少ないＳＩＲ推定を行うことができる信号電力比推
定装置を提供することを目的とする。本発明は、複数の
遅延信号が存在する環境下であっても誤差の少ないＳＩ
Ｒ推定を行なうことができる信号電力比推定装置を提供
することを目的とする。The present invention has been made in such a background, and provides a signal power ratio estimating apparatus capable of performing SIR estimation with a small error without requiring demodulation processing or an additional circuit. With the goal. The present invention provides an SI system with a small error even in an environment where a plurality of delayed signals exist.
It is an object to provide a signal power ratio estimating device capable of performing R estimation.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】本発明は、復調処理や付
加回路を必要とすることなく、遅延信号が存在する環境
下においてもＳＩＲ推定を行うことが可能であり、復調
処理前の相関器出力とＳＩＲとの関係式を用いるため簡
易で高精度なＳＩＲ推定効果が得られることを最も主要
な特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION According to the present invention, it is possible to perform SIR estimation even in an environment where a delayed signal exists, without requiring a demodulation process or an additional circuit. The most important feature is that a simple and highly accurate SIR estimation effect is obtained because a relational expression between the output and the SIR is used.
【００２１】すなわち、本発明の第一の観点は信号電力
比推定装置であって、所定の符号系列により変調された
無線信号を受信しこの受信された信号に対して送信側で
用いた符号系列に対応する符号系列を用いて相関検波を
行う相関器と、この相関器の出力からＳＩＲを推定する
手段とを備えた信号電力比推定装置である。本発明の特
徴とするところは、前記推定する手段は、前記相関器の
出力から前記符号系列の１ビット周期ずつ順次遅延され
たｎ個（ｎは１以上の整数）の遅延信号を得る遅延手段
と、この遅延手段により得られたｎ個の遅延信号の同相
成分および直交成分の２乗和を算出する手段と、このｎ
個の２乗和の算出結果にしたがってＳＩＲの推定値を算
出する手段とを備えたところにある。That is, a first aspect of the present invention is a signal power ratio estimating apparatus which receives a radio signal modulated by a predetermined code sequence, and uses a code sequence used on a transmission side for the received signal. And a means for estimating SIR from the output of the correlator. A feature of the present invention is that the estimating means obtains n (n is an integer of 1 or more) delayed signals sequentially delayed by one bit period of the code sequence from the output of the correlator. Means for calculating the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals obtained by the delay means;
Means for calculating an estimated value of the SIR according to the calculation result of the sum of the squares.
【００２２】これにより、復調処理や付加回路を必要と
することなく誤差の少ないＳＩＲ推定を行うことができ
る。As a result, SIR estimation with a small error can be performed without the need for demodulation processing or additional circuits.
【００２３】前記相関器は、前記ｎ個の遅延信号に対応
して複数ｎ個設けられ、前記遅延信号を得る手段は、こ
のｎ個の相関器の出力からｎ個の遅延信号を得る手段を
含むように構成してもよいし、あるいは、前記遅延信号
を得る手段は、前記ｎ個の遅延信号に対応しそれぞれ遅
延時間が異なる複数ｎ個の遅延手段を含むように構成し
てもよい。A plurality of n correlators are provided corresponding to the n delayed signals, and the means for obtaining the delayed signals includes means for obtaining n delayed signals from the outputs of the n correlators. The means for obtaining the delay signal may include a plurality of n delay means corresponding to the n delay signals and each having a different delay time.
【００２４】前記推定値を算出する手段は、前記遅延手
段により得られるｎ個の遅延信号の同相成分および直交
成分の２乗和について、時間ｔにおける希望波成分を D1(t)、D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) 干渉波成分を U1(t)、U2(t−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) とするとき、ＳＩＲの推定値SIR(t)を SIR(t)＝( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 ＋…＋｜Dn
(t−(n-1) τ) ｜2 ）／( ｜U1(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ)
｜2 ＋…＋｜Un(t−(n-1) τ) ｜2 ）＝( i=1 to nΣ｜
Di(t−(i−1)τ｜2 ) ／( i=1 to nΣ｜Ui(t−(i−1)τ
｜2 ) として算出する手段を含むことが望ましい。The means for calculating the estimated value includes, for the sum of squares of the in-phase and quadrature components of the n delayed signals obtained by the delay means, the desired wave components at time t as D1 (t) and D2 (t −τ),…, Dn (t− (n−1) τ) When the interference wave components are U1 (t), U2 (t−τ),…, Un (t− (n−1) τ), estimate the SIR (t) SIR of SIR (t) = (| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2 + ... + | Dn
(t- (n-1) τ ) | 2) / (| U1 (t) | 2 + | U2 (t-τ)
| 2 + ... + | Un (t− (n−1) τ) | 2 ) = ( i = 1 to n Σ |
Di (t− (i−1) τ | 2 ) / ( i = 1 to n Σ | Ui (t− (i−1) τ
It is desirable to include means for calculating as | 2 ).
【００２５】これにより、複数の遅延信号が存在する環
境下であっても誤差の少ないＳＩＲ推定を行なうことが
できる。Thus, even in an environment where a plurality of delay signals exist, SIR estimation with a small error can be performed.
【００２６】前述したように、本明細書では、最初に受
信された主信号とこの主信号が送信されたことにより発
生したこの主信号の受信から遅れて受信される信号とを
含めて遅延信号と呼ぶことにするが、ここで、希望波成
分 D1(t)、D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) は、 D1
(t)が希望波成分の主信号に相当し、D2(t−τ) 、…、D
n(t−(n-1) τ) がこの主信号が送信されたことにより
発生したこの主信号の受信から遅れて受信される信号に
相当する。As described above, in this specification, the delayed signal including the first received main signal and the signal received after receiving the main signal generated by transmitting the main signal are received. Here, the desired wave components D1 (t), D2 (t−τ),..., Dn (t− (n−1) τ) are represented by D1
(t) corresponds to the main signal of the desired wave component, and D2 (t−τ),.
n (t- (n-1) [tau]) corresponds to a signal received after the transmission of the main signal and delayed from the reception of the main signal.
【００２７】同様に、干渉波成分 U1(t)、U2(t−τ) 、
…、Un(t−(n-1) τ) は、 U1(t)が干渉波成分の主信号
に相当し、U2(t−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) がこの主
信号が送信されたことにより発生したこの主信号の受信
から送れて受信される信号に相当する。Similarly, interference wave components U1 (t), U2 (t−τ),
, Un (t− (n−1) τ) is such that U1 (t) corresponds to the main signal of the interference wave component, and U2 (t−τ),…, Un (t− (n−1) τ) Corresponds to the signal transmitted and received from the reception of the main signal generated by the transmission of the main signal.
【００２８】前記ｎが“２”であるとき前記推定値を算
出する手段は、前記遅延手段により得られる２個の遅延
信号の同相成分および直交成分の２乗和について、時間
ｔにおける希望波成分を D1(t)、D2(t−τ) 干渉波成分を U1(t)、U2(t−τ) とするとき、ＳＩＲの推定値SIR(t)を SIR(t)＝( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 ）/(｜U1
(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ) ｜2 ） として算出する手段を含むことが望ましい。When n is "2", the means for calculating the estimated value includes a desired wave component at time t for the sum of squares of the in-phase and quadrature components of the two delayed signals obtained by the delay means. Let D1 (t) and D2 (t−τ) be the interference wave components U1 (t) and U2 (t−τ), and estimate the SIR SIR (t) as SIR (t) = (| D1 (t ) | 2 + | D2 (t -τ) | 2) / (| U1
(t) | 2 + | U2 (t-τ) | 2) preferably includes a means for calculating a.
【００２９】また、ｊ番目までのａ区間のＳＩＲの推定
値SIR(j)を SIR(j) ＝（１／ａ）・（i=(j-a+1) to jΣSIR(i)） として算出する手段を含むことが望ましい。Further, the estimated value SIR (j) of the SIR up to the j-th section a is set as SIR (j) = (1 / a) · ( i = (j−a + 1) to jΣSIR (i)) It is desirable to include means for calculating.
【００３０】本発明の第二の観点は信号電力比推定方法
であって、所定の符号系列により変調された無線信号を
受信し、この受信された信号に対して送信側で用いた符
号系列に対応する符号系列を用いて相関検波を行い、こ
の相関検波の出力からＳＩＲを推定する信号電力比推定
方法である。本発明の特徴とするところは、前記相関検
波の出力から前記符号系列の１ビット周期ずつ順次遅延
されたｎ個（ｎは１以上の整数）の遅延信号を得て、こ
のｎ個の遅延信号の同相成分および直交成分の２乗和を
算出し、このｎ個の２乗和の算出結果にしたがってＳＩ
Ｒの推定値を算出するところにある。A second aspect of the present invention is a signal power ratio estimating method, which receives a radio signal modulated by a predetermined code sequence and converts the received signal into a code sequence used on the transmission side. This is a signal power ratio estimation method for performing correlation detection using a corresponding code sequence and estimating SIR from the output of the correlation detection. The present invention is characterized in that n (n is an integer of 1 or more) delayed signals sequentially delayed by one bit period of the code sequence from the output of the correlation detection, and the n delayed signals are obtained. Of the in-phase component and the quadrature component are calculated, and the SI is calculated according to the calculation result of the n square sums.
It is in calculating the estimated value of R.
【００３１】本発明の第三の観点は機械読取可能な記録
媒体であって、プログラム制御回路を含むハードウエア
装置にインストールすることにより、その装置が前記方
法を実行する装置となるソフトウエアが記録された機械
読取可能な記録媒体である。According to a third aspect of the present invention, there is provided a machine-readable recording medium which is installed in a hardware device including a program control circuit so that the device becomes a device for executing the method. Machine readable recording medium.
【００３２】[0032]
【発明の実施の形態】発明の実施の形態の構成を図１を
参照して説明する。図１は本発明第一実施例の信号電力
推定装置のブロック構成図である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The configuration of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram of a signal power estimation apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【００３３】本発明は、スペクトル拡散された無線信号
を受信しこの受信された信号に対して送信側で用いた拡
散符号に対応する拡散符号を用いて相関検波を行う相関
器１０５と、この相関器１０５の出力からＳＩＲを推定
する手段としてのＳＩＲ推定部１０８とを備えた信号電
力比推定装置である。The present invention relates to a correlator 105 for receiving a spread spectrum radio signal and performing correlation detection on the received signal using a spreading code corresponding to the spreading code used on the transmission side, A signal power ratio estimating apparatus including an SIR estimating unit 108 as a means for estimating the SIR from the output of the unit 105.
【００３４】ここで、本発明の特徴とするところは、Ｓ
ＩＲ推定部１０８は、相関器１０５の出力から前記拡散
符号の１ビット周期ずつ順次遅延されたｎ個（ｎは１以
上の整数）の遅延信号を得る遅延手段としてのタップ付
遅延線１０６と、このタップ付遅延線１０６により得ら
れたｎ個の遅延信号の同相成分および直交成分の２乗和
を算出する手段としての２乗和算出部１０７と、このｎ
個の２乗和の算出結果にしたがってＳＩＲの推定値を算
出する手段としてのＳＩＲ算出部１１０とを備えたとこ
ろにある。The feature of the present invention is that S
IR estimating section 108 includes tap delay line 106 as delay means for obtaining n (n is an integer of 1 or more) delayed signals sequentially delayed by one bit period of the spreading code from the output of correlator 105; A sum-of-squares calculator 107 as means for calculating the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals obtained by the tapped delay line 106;
The SIR calculator 110 as means for calculating an estimated value of the SIR in accordance with the calculation result of the sum of the squares.
【００３５】相関器１０５は複数の遅延信号を一つの相
関器で処理することができるマッチドフィルタにより実
現する。The correlator 105 is realized by a matched filter capable of processing a plurality of delayed signals with one correlator.
【００３６】このＳＩＲ算出部１１０は、タップ付遅延
線１０６により得られるｎ個の遅延信号の同相成分およ
び直交成分の２乗和について、時間ｔにおける希望波成
分を D1(t)、D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) 干渉波成分を U1(t)、U2(t−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) とするとき、ＳＩＲの推定値SIR(t)を SIR(t)＝( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 ＋…＋｜Dn
(t−(n-1) τ) ｜2 ）／( ｜U1(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ)
｜2 ＋…＋｜Un(t−(n-1) τ) ｜2 ）＝( i=1 to nΣ｜
Di(t−(i−1)τ｜2 ) ／( i=1 to nΣ｜Ui(t−(i−1)τ
｜2 ) として算出する。The SIR calculation section 110 calculates the desired wave components at time t with respect to the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals obtained by the tapped delay line 106 at D1 (t) and D2 (t −τ),…, Dn (t− (n−1) τ) When the interference wave components are U1 (t), U2 (t−τ),…, Un (t− (n−1) τ), estimate the SIR (t) SIR of SIR (t) = (| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2 + ... + | Dn
(t- (n-1) τ ) | 2) / (| U1 (t) | 2 + | U2 (t-τ)
| 2 + ... + | Un (t− (n−1) τ) | 2 ) = ( i = 1 to n Σ |
Di (t− (i−1) τ | 2 ) / ( i = 1 to n Σ | Ui (t− (i−1) τ
| 2 ).
【００３７】ここで、希望波成分 D1(t)、D2(t−τ) 、
…、Dn(t−(n-1) τ) は、 D1(t)が希望波成分の主信号
に相当し、D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) がこの主
信号が送信されたことにより発生したこの主信号の受信
から遅れて受信される信号に相当する。Here, the desired wave components D1 (t), D2 (t−τ),
.., Dn (t− (n−1) τ), where D1 (t) corresponds to the main signal of the desired wave component, and D2 (t−τ),..., Dn (t− (n−1) τ) Corresponds to a signal received after the reception of the main signal generated by transmission of the main signal.
【００３８】例えば、受信側が受信を希望している一つ
の送信元から送信される無線信号が希望波であり、この
送信元からこの受信側に最初に到達した信号が D1(t)で
ある。D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) は、この送信
元から信号D1が送信されたことにより発生したこの信号
D1(t)の受信から送れて受信される信号である。For example, a radio signal transmitted from one transmission source that the reception side desires to receive is a desired wave, and a signal that first arrives at the reception side from this transmission source is D1 (t). D2 (t−τ),..., Dn (t− (n−1) τ) are the signals generated by transmitting the signal D1 from the transmission source.
It is a signal sent and received from the reception of D1 (t).
【００３９】同様に、干渉波成分 U1(t)、U2(t−τ) 、
…、Un(t−(n-1) τ) は、 U1(t)が干渉波成分の主信号
に相当し、U2(t−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) がこの主
信号が送信されたことにより発生したこの主信号の受信
から送れて受信される信号に相当する。例えば、受信側
が受信を希望している一つの送信元以外の送信元から送
信される無線信号が干渉波である。この干渉波の送信元
は一つであっても複数であってもよいが、送信元の数に
かかわりなく一つの干渉波として扱う。干渉波の送信元
から受信側に最初に到達した信号が U1(t)である。U2(t
−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) は、信号U1が送信された
ことにより発生したこの信号 U1(t)の受信から遅れて受
信される信号である。Similarly, interference wave components U1 (t), U2 (t−τ),
, Un (t− (n−1) τ) is such that U1 (t) corresponds to the main signal of the interference wave component, and U2 (t−τ),…, Un (t− (n−1) τ) Corresponds to the signal transmitted and received from the reception of the main signal generated by the transmission of the main signal. For example, a radio signal transmitted from a transmission source other than one transmission source that the receiving side desires to receive is an interference wave. Although the number of transmission sources of the interference wave may be one or plural, it is treated as one interference wave regardless of the number of transmission sources. The signal that first arrives at the receiving side from the source of the interference wave is U1 (t). U2 (t
−τ),..., Un (t− (n−1) τ) are signals received after the reception of the signal U1 (t) generated by the transmission of the signal U1.
【００４０】[0040]
（第一実施例）本発明第一実施例を説明する。ここで
は、スペクトル拡散を用いて多元接続を行うＣＤＭＡ方
式の場合について説明するが、スペクトル拡散技術を用
いずに、符号系列を用いて変調された無線信号を受信
し、受信側でこの符号系列に対応する符号系列により相
関をとることにより相関検波を行うあらゆる通信方式に
ついても同様に説明することができる。(First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described. Here, a case of a CDMA system in which multiple access is performed using spread spectrum will be described. However, without using a spread spectrum technique, a radio signal modulated using a code sequence is received, and the code sequence is transmitted to the receiving side. All communication systems that perform correlation detection by correlating with a corresponding code sequence can be similarly described.
【００４１】受信部は大きく分けてスペクトル拡散受信
機（ＳＳ受信機）１００と受信アンテナ１０１とから構
成され、ＳＳ受信機１００は高周波部ダウンコンバータ
１０２、自動利得制御器（ＡＧＣ）１０３、直交検波器
１０４、相関器１０５、タップ付遅延線１０６、２乗和
算出部１０７、ＳＩＲ推定部１０８から構成される。The receiving section is roughly composed of a spread spectrum receiver (SS receiver) 100 and a receiving antenna 101. The SS receiver 100 includes a high frequency section down converter 102, an automatic gain controller (AGC) 103, a quadrature detector. , A correlator 105, a delay line with tap 106, a sum of squares calculation section 107, and an SIR estimation section 108.
【００４２】このＳＩＲ推定部１０８は２乗和合成部１
０９、ＳＩＲ算出部１１０、瞬時ＳＩＲ出力部１１１お
よび短区間ＳＩＲ出力部１１２とから構成される。This SIR estimating section 108 is a square sum combining section 1
09, an SIR calculation unit 110, an instantaneous SIR output unit 111, and a short section SIR output unit 112.
【００４３】受信アンテナ１０１において、従来の技術
で述べたように希望波と（Ｍ−１）個の干渉波が受信さ
れる場合について述べる。受信信号は、高周波復調など
を行う高周波部ダウンコンバータ１０２、自動利得制御
器（ＡＧＣ）１０３を経て直交検波器１０４に入力され
る。The case where the desired signal and (M-1) interference waves are received by the receiving antenna 101 as described in the related art will be described. The received signal is input to a quadrature detector 104 via a high frequency section down converter 102 for performing high frequency demodulation and the like, and an automatic gain controller (AGC) 103.
【００４４】直交検波器１０４は中間周波数帯の受信信
号を基底帯域または基底帯域に近い帯域に周波数変換
し、同相成分と直交成分とを別々に出力する。受信信号
の同相および直交成分信号は逆拡散を行うための相関器
１０５に入力される。相関器１０５では受信信号の同相
および直交成分に対して、通信を行っている送信局が用
いた拡散符号に対応する拡散符号を用いて相関検波を行
う。相関器１０５は複数の遅延信号を一つの相関器で処
理することができるマッチドフィルタである。The quadrature detector 104 frequency-converts the received signal in the intermediate frequency band into a base band or a band close to the base band, and outputs the in-phase component and the quadrature component separately. The in-phase and quadrature component signals of the received signal are input to a correlator 105 for performing despreading. The correlator 105 performs correlation detection on the in-phase and quadrature components of the received signal using a spreading code corresponding to the spreading code used by the transmitting station performing communication. The correlator 105 is a matched filter that can process a plurality of delayed signals with one correlator.
【００４５】相関器１０５の同相（Ｉ）および直交
（Ｑ）成分の各出力には希望波と干渉波の合成信号に対
するＩおよびＱの各成分の相関値が現れる。前記相関器
出力はタップ付遅延線１０６に入力される。このタップ
付遅延線１０６では相関器出力が順次符号１ビット長毎
に遅延され、各タップから遅延信号が出力される。この
各遅延信号のＩおよびＱ成分は２乗和算出部１０７に入
力され、各遅延信号のＩおよびＱ成分の２乗和が算出さ
れる。２乗和算出部１０７の出力はＳＩＲ推定部１０８
内の２乗和合成部１０９に入力され各遅延信号の２乗和
が合成される。２乗和合成部１０９の出力はＳＩＲ算出
部１１０に入力され、２乗和合成部出力に対応したＳＩ
Ｒ推定値を算出する。このＳＩＲ推定値は瞬時ＳＩＲ出
力部１１１および短区間ＳＩＲ出力部１１２に入力され
る。At each output of the in-phase (I) and quadrature (Q) components of the correlator 105, the correlation values of the I and Q components with respect to the combined signal of the desired wave and the interference wave appear. The correlator output is input to a tapped delay line 106. In the tap delay line 106, the correlator output is sequentially delayed for each code 1 bit length, and a delayed signal is output from each tap. The I and Q components of each delay signal are input to the sum of squares calculation section 107, and the sum of squares of the I and Q components of each delay signal is calculated. The output of the sum-of-squares calculation unit 107 is the
The sum of the squares of the respective delayed signals input to the square sum combining unit 109 is synthesized. The output of the square sum combining unit 109 is input to the SIR calculating unit 110, and the SI corresponding to the output of the square sum combining unit is output.
Calculate the R estimate. This estimated SIR value is input to the instantaneous SIR output unit 111 and the short-range SIR output unit 112.
【００４６】前記瞬時ＳＩＲ出力部１１１ではａ（ａは
１以上の整数）個の前記ＳＩＲ推定値の平均値を算出
し、瞬時ＳＩＲ推定値として出力する。短区間ＳＩＲ出
力部１１２ではｂ（ｂはａより大きい整数）個の前記Ｓ
ＩＲ推定値の平均値を算出し、短区間ＳＩＲ推定値とし
て出力する。ここでは、平均値を算出する場合について
述べたが、中央値でも応用できる。また、瞬時ＳＩＲと
短区間ＳＩＲの一方だけを必要とする場合は瞬時ＳＩＲ
出力部１１１または短区間ＳＩＲ出力部１１２の一方の
みをＳＩＲ算出部１１０に接続すればよい。The instantaneous SIR output unit 111 calculates an average value of a (a is an integer of 1 or more) SIR estimated values and outputs the average value as an instantaneous SIR estimated value. The short section SIR output unit 112 outputs b (b is an integer greater than a)
The average value of the IR estimation values is calculated and output as a short section SIR estimation value. Here, the case of calculating the average value has been described, but the median value can also be applied. If only one of the instantaneous SIR and the short section SIR is required, the instantaneous SIR
Only one of the output unit 111 and the short section SIR output unit 112 needs to be connected to the SIR calculation unit 110.
【００４７】以下、実施例のＳＩＲ推定装置の動作につ
いて説明する。図２は希望波信号電力および干渉波信号
電力およびその遅延信号を示す図である。Hereinafter, the operation of the SIR estimating apparatus of the embodiment will be described. FIG. 2 is a diagram showing a desired signal power, an interference signal power, and a delay signal thereof.
【００４８】受信アンテナ１０１で図２に示すような主
信号と主信号からの遅延時間がＴｂ（符号１ビット長）
である１つの遅延信号が受信された場合について述べ
る。In the receiving antenna 101, the main signal as shown in FIG. 2 and the delay time from the main signal Tb (code 1 bit length)
A case where one delayed signal is received will be described.
【００４９】直交検波器１０４の出力信号Ｓ（ｔ）は前
段のＡＧＣ１０３により、正規化されているため、
（１）式のように表すことができる。 S(t)= 〔(D1(t)＋D2(t−τ))+(U1(t)+U2(t−τ))〕／ 〔｜(D1(t)＋D2(t−τ))+(U1(t)+U2(t−τ))｜〕 （１） ただし、S(t)、D1(t) 、D2(t−τ) 、U1(t) 、U2(t−
τ) は同相成分と直交成分の和で表される複素信号であ
り、D1(t) 、D2(t- τ) およびU1(t) 、U2(t−τ) は自
動利得制御器１０３の入力信号の希望波成分および干渉
波成分である。Since the output signal S (t) of the quadrature detector 104 has been normalized by the AGC 103 at the preceding stage,
It can be expressed as in equation (1). S (t) = [(D1 (t) + D2 (t−τ)) + (U1 (t) + U2 (t−τ))] / [| (D1 (t) + D2 (t−τ)) + ( U1 (t) + U2 (t−τ)) |] (1) However, S (t), D1 (t), D2 (t−τ), U1 (t), U2 (t−
τ) is a complex signal represented by the sum of an in-phase component and a quadrature component, and D1 (t), D2 (t−τ) and U1 (t), U2 (t−τ) are the inputs of the automatic gain controller 103. The desired wave component and the interference wave component of the signal.
【００５０】したがって、相関器１０５の出力には、各
遅延信号の希望波信号に対する相関値が現れるので、タ
ップ付遅延線１０６のｃ出力Sc(t) およびd 出力Sd(t)
は、それぞれ（２）式のように表すことができる。 ｃ出力 Sc(t) = D1(t)/｜(D1(t)＋D2(t−τ))+(U1(t)+U2(t−τ))｜ d 出力 Sd(t) = D2(t−τ)/｜(D1(t)＋D2(t−τ))+(U1(t)+U2(t−τ))｜ （２） スペクトル拡散を用いて多元接続を行うＣＤＭＡ方式の
ように、各ユーザがお互いに直交した符号を用いる場
合、相関器出力の同相成分および直交成分の２乗和の合
成k(t)は、文献「前原、中村、高梨、田中、" 相関器を
用いた最大比合成ダイバーシチの検討",1997電子情報通
信学会総合大会,B-5-99 」より、（３）式で表すことが
できる。 k(t)=[｜D1(t) ｜2 + ｜D2(t−τ) ｜2 ] ／ [(｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 )+( ｜U1(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ) ｜2 )] （３） （３）式を用いて、（４）式のようにＳＩＲを表すこと
ができる。 SIR(t)= ( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 )/( ｜U1(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ) ｜2 ) =k(t)/(1-k(t)) （４） このように、相関器出力の同相および直交成分の２乗和
k(t)から受信ＳＩＲを推定することができる。Accordingly, since the correlation value of each delay signal with respect to the desired signal appears at the output of the correlator 105, the c output Sc (t) and the d output Sd (t) of the tapped delay line 106 are output.
Can be expressed as in equation (2). c output Sc (t) = D1 (t) / | (D1 (t) + D2 (t−τ)) + (U1 (t) + U2 (t−τ)) | d output Sd (t) = D2 (t −τ) / | (D1 (t) + D2 (t−τ)) + (U1 (t) + U2 (t−τ)) | (2) As in the CDMA method of performing multiple access using spread spectrum, When each user uses a code orthogonal to each other, the composite k (t) of the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the correlator output is described in the literature "Maehara, Nakamura, Takanashi, Tanaka," It can be expressed by equation (3) from "Examination of ratio combining diversity", 1997 IEICE General Conference, B-5-99. k (t) = [| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2] / [(| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2) + (| U1 ( t) | 2 + | U2 ( t-τ) | 2)] (3) (3) using the equation can represent SIR as (4). SIR (t) = (| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2) / (| U1 (t) | 2 + | U2 (t-τ) | 2) = k (t) / (1−k (t)) (4) Thus, the sum of squares of the in-phase and quadrature components of the correlator output
The received SIR can be estimated from k (t).
【００５１】瞬時ＳＩＲ出力部１１１から出力されるj
番目の瞬時ＳＩＲ推定値SIR ′(j)は、ＳＩＲ算出部１
１０からのＳＩＲ推定値の出力を順番にＳＩＲ（１）、
ＳＩＲ（２）、…、ＳＩＲ（ｉ）とすると（５）式で表
される。J output from the instantaneous SIR output unit 111
The instantaneous SIR estimated value SIR ′ (j) is calculated by the SIR calculator 1
The outputs of the SIR estimates from 10 are sequentially SIR (1),
SIR (2),..., SIR (i) are represented by equation (5).
【００５２】 SIR ′(j) ＝１／ａ・i=(j-a+1)to j ΣＳＩＲ（ｉ） （５） 短区間ＳＩＲ出力部１１２の出力であるｋ番目の短区間
ＳＩＲ推定値ＳＩＲ″は（６）式で表される。SIR ′ (j) = 1 / a · i = (j−a + 1) to jΣSIR (i) (5) The k-th short-section SIR estimated value SIR output from the short-section SIR output unit 112 ″ Is expressed by equation (6).
【００５３】 SIR ″(k) ＝１／b ・i=(k-b+1)to k ΣＳＩＲ（ｉ） （６） （５）式、（６）式から瞬時および短区間（平均）ＳＩ
Ｒを推定することができる。ＳＩＲ推定部１０８内部の
計算を、例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)など
を用いて演算し、瞬時ＳＩＲ推定値および短区間ＳＩＲ
推定値を出力する。SIR ″ (k) = 1 / b · i = (k−b + 1) to kΣSIR (i) (6) From the equations (5) and (6), the instantaneous and short section (average) SI
R can be estimated. The calculation inside the SIR estimating unit 108 is calculated using, for example, a DSP (Digital Signal Processor) or the like, and the instantaneous SIR estimation value and the short-term SIR
Output an estimate.
【００５４】本発明第一実施例の動作を示すフローチャ
ートを図３に示す。まず、遅延信号の同相成分および直
交成分の２乗和を算出し（Ｓ１）、続いて、各遅延信号
の２乗和の合成を算出〔（３）式〕し（Ｓ２）、最後
に、ＳＩＲ推定値を算出〔（４）式〕する（Ｓ３）。以
上では二つの遅延信号（主信号を含む）が存在する場合
について述べたが、３つ以上の複数の遅延信号が存在す
る場合についても同様の方法でＳＩＲ推定が可能であ
る。FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the first embodiment of the present invention. First, the sum of the squares of the in-phase component and the quadrature component of the delay signal is calculated (S1). Then, the sum of the sum of the squares of the delay signals is calculated [Equation (3)] (S2). The estimated value is calculated [Equation (4)] (S3). The case where two delayed signals (including the main signal) exist has been described above. However, even when there are three or more delayed signals, SIR estimation can be performed in the same manner.
【００５５】ＳＩＲ推定のシミュレーション結果の例を
以下に示す。表１はシミュレーションの緒元である。An example of a simulation result of SIR estimation is shown below. Table 1 shows the specifications of the simulation.
【００５６】[0056]
【表１】 図４は本発明におけるフェージングがない静特性時のシ
ミュレーション結果を示す図である。横軸に受信ＳＩＲ
をとり、縦軸にＳＩＲ推定値をとる。受信ＳＩＲはアン
テナで受信された実際のＳＩＲである。また、図中のＳ
ＩＲ推定理想値は実際のＳＩＲに対して誤差なく推定し
た場合の理想値を示している。図４より、本発明のシミ
ュレーション結果はＳＩＲ推定理想値とほとんど一致し
ており、本発明によりＳＩＲ推定が可能であることがわ
かる。[Table 1] FIG. 4 is a diagram showing a simulation result at the time of static characteristics without fading in the present invention. Receiving SIR on horizontal axis
And the vertical axis represents the estimated SIR value. The received SIR is the actual SIR received at the antenna. Also, S in the figure
The IR estimation ideal value indicates an ideal value when the actual SIR is estimated without error. FIG. 4 shows that the simulation result of the present invention almost coincides with the ideal value of SIR estimation, and it can be seen that SIR estimation is possible according to the present invention.
【００５７】図５および図６は本発明における動特性時
のシミュレーション結果を示す図である。２波等中央値
モデルを用い、各パスは独立なレイリー変動とした。図
５は最大ドップラー周波数ｆｄが１０Ｈｚの場合であ
り、図６は最大ドップラー周波数ｆｄが１００Ｈｚの場
合について示した。横軸にビット数をとり、縦軸に瞬時
ＳＩＲをとる。ＳＩＲ推定値の算出結果がシンボルレー
ト（拡散符号速度／符号長）に対するビット毎に出力さ
れるので横軸はビット数とした。図５および図６より、
本発明による瞬時ＳＩＲ推定値は瞬時受信ＳＩＲと良く
一致していることがわかる。FIGS. 5 and 6 are diagrams showing simulation results at the time of dynamic characteristics in the present invention. Using a two-wave median model, each path was independent Rayleigh variation. FIG. 5 shows the case where the maximum Doppler frequency fd is 10 Hz, and FIG. 6 shows the case where the maximum Doppler frequency fd is 100 Hz. The number of bits is taken on the horizontal axis, and the instantaneous SIR is taken on the vertical axis. Since the calculation result of the SIR estimation value is output for each bit with respect to the symbol rate (spread code rate / code length), the horizontal axis is the number of bits. From FIGS. 5 and 6,
It can be seen that the instantaneous SIR estimate according to the invention matches well with the instantaneous received SIR.
【００５８】図７および図８は約１秒間の平均受信ＳＩ
ＲとＳＩＲ推定値の平均値との関係を示す図である。横
軸に平均受信ＳＩＲをとり、縦軸に平均ＳＩＲ推定値を
とる。図７は最大ドップラー周波数ｆｄが１０Ｈｚの場
合であり、図８は最大ドップラー周波数ｆｄが１００Ｈ
ｚの場合について示した。図７および図８より、本発明
による平均ＳＩＲ推定値は平均受信ＳＩＲ値と良く一致
しており、文献「清尾、安本、奥村、土肥、“ＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ送信電力制御におけるパイロットシンボルを用い
た受信ＳＩＲ検出法”，信学技法，ＲＣＳ９６−７４，
１９９６−０８」による方法と比較して高精度なＳＩＲ
推定が行われていることがわかる。短区間はある時間の
平均的な値であるので、図７および図８の結果は短区間
ＳＩＲ推定の精度を示している。 （第二実施例）本発明第二実施例を図９を参照して説明
する。図９は本発明第二実施例の信号電力比推定装置の
要部ブロック構成図である。本発明第一実施例では、相
関器１０５は複数の遅延信号を一つの相関器で処理する
ことができるマッチドフィルタにより実現するとして説
明したが、本発明第二実施例では、一つのピーク電力に
対する相関出力を出力するような相関器１０５1 〜１０
５n を複数ｎ個の遅延信号に対応して配置することによ
り実現する。FIGS. 7 and 8 show the average reception SI for about one second.
FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between R and an average value of SIR estimated values. The horizontal axis represents the average reception SIR, and the vertical axis represents the average SIR estimated value. 7 shows the case where the maximum Doppler frequency fd is 10 Hz, and FIG. 8 shows the case where the maximum Doppler frequency fd is 100H.
The case of z is shown. 7 and 8, the average SIR estimated value according to the present invention agrees well with the average received SIR value, and is described in the literature “Kiyo, Yasumoto, Okumura, Toi, DS-C
Received SIR Detection Method Using Pilot Symbols in DMA Transmission Power Control ", IEICE, RCS96-74,
SIR with higher accuracy compared to the method of 1996-08 "
It can be seen that the estimation has been performed. Since the short section is an average value for a certain time, the results of FIGS. 7 and 8 show the accuracy of the short section SIR estimation. (Second Embodiment) A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a block diagram of a main part of a signal power ratio estimating apparatus according to a second embodiment of the present invention. In the first embodiment of the present invention, the correlator 105 has been described as being realized by a matched filter capable of processing a plurality of delay signals with one correlator. Correlators 105 1 to 10 that output correlation outputs
This is realized by arranging 5 n corresponding to a plurality of n delayed signals.
【００５９】これにより、相関器１０５1 〜１０５n の
出力から符号系列の１ビット周期ずつ順次遅延されたｎ
個の遅延信号を得ることができる。Thus, n sequentially delayed from the outputs of the correlators 105 1 to 105 n by one bit period of the code sequence
Can be obtained.
【００６０】[0060]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、復
調処理や付加回路を必要とすることなく誤差の少ないＳ
ＩＲ推定を行うことができる。また、複数の遅延信号が
存在する環境下であってもＳＩＲを推定することができ
る。As described above, according to the present invention, there is no need for demodulation processing or additional circuits, and S
IR estimation can be performed. Further, the SIR can be estimated even in an environment where a plurality of delay signals exist.
【図１】本発明第一実施例の信号電力推定装置のブロッ
ク構成図。FIG. 1 is a block diagram of a signal power estimation device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】希望波信号電力および干渉波信号電力およびそ
の遅延信号を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a desired signal power, an interference signal power, and a delay signal thereof.
【図３】本発明第一実施例の動作を示すフローチャー
ト。FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明における静特性時のシミュレーション結
果を示す図。FIG. 4 is a diagram showing a simulation result at the time of static characteristics in the present invention.
【図５】本発明における動特性時のシミュレーション結
果を示す図。FIG. 5 is a diagram showing a simulation result at the time of dynamic characteristics in the present invention.
【図６】本発明における動特性時のシミュレーション結
果を示す図。FIG. 6 is a diagram showing a simulation result at the time of dynamic characteristics in the present invention.
【図７】約１秒間の平均受信ＳＩＲとＳＩＲ推定値の平
均値との関係を示す図。FIG. 7 is a diagram showing a relationship between an average received SIR for about one second and an average of SIR estimated values;
【図８】約１秒間の平均受信ＳＩＲとＳＩＲ推定値の平
均値との関係を示す図。FIG. 8 is a diagram showing a relationship between an average reception SIR for about one second and an average of SIR estimation values.
【図９】本発明第二実施例の信号電力比推定装置の要部
ブロック構成図。FIG. 9 is a block diagram of a main part of a signal power ratio estimating apparatus according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】従来例のＳＩＲ推定装置を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a conventional example of an SIR estimating device.
１００ スペクトル拡散受信機 １０１ 受信アンテナ １０２ 高周波部ダウンコンバータ １０３ 自動利得制御器 １０４ 直交検波器 １０５、１０５1 〜１０５n 相関器 １０６ タップ付遅延線 １０７ ２乗和算出部 １０８、６１４ ＳＩＲ推定部 １０９ ２乗和合成部 １１０ ＳＩＲ算出部 １１１ 瞬時ＳＩＲ出力部 １１２ 短区間ＳＩＲ出力部 ６０１〜６０３ スペクトル拡散送信機 ６０４〜６０６ 送信アンテナ ６１３ 復調器・ＲＡＫＥ合成部 ６１５ 復号化器REFERENCE SIGNS LIST 100 Spread spectrum receiver 101 Receiving antenna 102 High frequency section down converter 103 Automatic gain controller 104 Quadrature detector 105, 105 1 to 105 n correlator 106 Tapped delay line 107 Square sum calculator 108, 614 SIR estimator 109 2 Multiply-sum combination unit 110 SIR calculation unit 111 Instantaneous SIR output unit 112 Short interval SIR output unit 601 to 603 Spread spectrum transmitter 604 to 606 Transmission antenna 613 Demodulator / RAKE combiner 615 Decoder
Claims (8)
号を受信しこの受信された信号に対して送信側で用いた
符号系列に対応する符号系列を用いて相関検波を行う相
関器と、この相関器の出力から希望波信号電力対干渉波
信号電力比を推定する手段とを備えた信号電力比推定装
置であって、 前記推定する手段は、前記相関器の出力から前記符号系
列の１ビット周期ずつ順次遅延されたｎ個（ｎは１以上
の整数）の遅延信号を得る手段と、 この遅延信号を得る手段により得られたｎ個の遅延信号
の同相成分および直交成分の２乗和を算出する手段と、 このｎ個の２乗和の算出結果にしたがって希望波信号電
力対干渉波信号電力比の推定値を算出する手段とを備え
たことを特徴とする信号電力比推定装置。1. A correlator for receiving a radio signal modulated by a predetermined code sequence and performing correlation detection on the received signal using a code sequence corresponding to a code sequence used on a transmission side. Means for estimating a desired signal power to interference signal power ratio from an output of the correlator, wherein the estimating means comprises one bit of the code sequence from the output of the correlator. Means for obtaining n (n is an integer of 1 or more) delayed signals sequentially delayed by a period; and sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals obtained by the means for obtaining the delayed signal. A signal power ratio estimating apparatus, comprising: means for calculating; and means for calculating an estimated value of a desired signal power to interference signal power ratio in accordance with the result of calculating the n sums of squares.
遅延信号に対応しそれぞれ遅延時間が異なる複数ｎ個の
遅延手段を含む請求項１記載の信号電力比推定装置。2. The signal power ratio estimating apparatus according to claim 1, wherein the means for obtaining the delay signal includes a plurality of n delay means corresponding to the n delay signals and having different delay times.
応して複数ｎ個設けられ、前記遅延信号を得る手段は、
このｎ個の相関器の出力からｎ個の遅延信号を得る手段
を含む請求項１記載の信号電力比推定装置。3. A plurality of correlators are provided corresponding to the n delayed signals, and a means for obtaining the delayed signals includes:
2. The signal power ratio estimating apparatus according to claim 1, further comprising means for obtaining n delayed signals from outputs of said n correlators.
手段により得られるｎ個の遅延信号の同相成分および直
交成分の２乗和について、時間ｔにおける希望波成分を D1(t)、D2(t−τ) 、…、Dn(t−(n-1) τ) 干渉波成分を U1(t)、U2(t−τ) 、…、Un(t−(n-1) τ) とするとき、希望波信号電力対干渉波信号電力比の推定
値SIR(t)を SIR(t)＝( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 ＋…＋｜Dn
(t−(n-1) τ) ｜2 ）／( ｜U1(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ)
｜2 ＋…＋｜Un(t−(n-1) τ) ｜2 ）＝( i=1 to nΣ｜
Di(t−(i−1)τ｜2 ) ／( i=1 to nΣ｜Ui(t−(i−1)τ
｜2 ) として算出する手段を含む請求項１記載の信号電力比推
定装置。4. The means for calculating the estimated value includes, for the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals obtained by the delay means, the desired wave components at time t as D1 (t), D2 (t−τ),..., Dn (t− (n−1) τ) Let the interference wave components be U1 (t), U2 (t−τ),..., Un (t− (n−1) τ) when the estimated value SIR (t) the SIR of the desired wave signal power to interference signal power ratio (t) = (| D1 ( t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2 + ... + | Dn
(t- (n-1) τ ) | 2) / (| U1 (t) | 2 + | U2 (t-τ)
| 2 + ... + | Un (t− (n−1) τ) | 2 ) = ( i = 1 to n Σ |
Di (t− (i−1) τ | 2 ) / ( i = 1 to n Σ | Ui (t− (i−1) τ
2. The signal power ratio estimating apparatus according to claim 1, further comprising means for calculating as | 2 ).
算出する手段は、 前記遅延手段により得られる２個の遅延信号の同相成分
および直交成分の２乗和について、時間ｔにおける希望
波成分を D1(t)、D2(t−τ) 干渉波成分を U1(t)、U2(t−τ) とするとき、希望波信号電力対干渉波信号電力比の推定
値SIR(t)を SIR(t)＝( ｜D1(t) ｜2 ＋｜D2(t−τ) ｜2 ）/(｜U1
(t) ｜2 ＋｜U2(t−τ) ｜2 ） として算出する手段を含む請求項４記載の信号電力比推
定装置。5. When the n is “2”, the means for calculating the estimated value includes: determining a sum of squares of an in-phase component and a quadrature component of two delayed signals obtained by the delay unit at a time t; Wave component is D1 (t), D2 (t−τ) When interference wave components are U1 (t) and U2 (t−τ), the estimated value SIR (t) of the desired signal power to interference signal power ratio the SIR (t) = (| D1 (t) | 2 + | D2 (t-τ) | 2) / (| U1
(t) | 2 + | U2 (t-τ) | 2) signal power ratio estimation device according to claim 4 including means for calculating a.
干渉波信号電力比の推定値SIR(j)を SIR(j) ＝（１／ａ）・（i=(j-a+1) to jΣSIR(i)） として算出する手段を含む請求項４記載の信号電力比推
定装置。6. An estimated value SIR (j) of a desired signal power to interference signal power ratio in the a section up to the j-th section is calculated as SIR (j) = (1 / a). ( I = (j-a + 1) 5. The signal power ratio estimating apparatus according to claim 4, further comprising means for calculating as :) j j SIR (i)).
号を受信し、この受信された信号に対して送信側で用い
た符号系列に対応する符号系列を用いて相関検波を行
い、この相関検波の出力から希望波信号電力対干渉波信
号電力比を推定する信号電力比推定方法であって、 前記相関検波の出力から前記符号系列の１ビット周期ず
つ順次遅延されたｎ個（ｎは１以上の整数）の遅延信号
を得て、 このｎ個の遅延信号の同相成分および直交成分の２乗和
を算出し、 このｎ個の２乗和の算出結果にしたがって希望波信号電
力対干渉波信号電力比の推定値を算出することを特徴と
する信号電力比推定方法。7. A radio signal modulated by a predetermined code sequence is received, and correlation detection is performed on the received signal using a code sequence corresponding to a code sequence used on a transmission side. A signal power ratio estimating method for estimating a desired signal power to interference signal power ratio from the output of the correlation detection, wherein n (n is 1 or more) sequentially delayed by one bit period of the code sequence from the output of the correlation detection ), And calculates the sum of squares of the in-phase component and the quadrature component of the n delayed signals. According to the calculation result of the n sums of squares, the power of the desired signal versus the interference signal A signal power ratio estimating method comprising calculating an estimated value of a power ratio.
装置にインストールすることにより、その装置が請求項
７記載の方法を実行する装置となるソフトウエアが記録
された機械読取可能な記録媒体。8. A machine-readable recording medium on which software is recorded, which is installed on a hardware device including a program control circuit so that the device executes the method according to claim 7.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9153896A JPH112651A (en) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | Estimation device of signal power ratio |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9153896A JPH112651A (en) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | Estimation device of signal power ratio |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH112651A true JPH112651A (en) | 1999-01-06 |
Family
ID=15572486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9153896A Pending JPH112651A (en) | 1997-06-11 | 1997-06-11 | Estimation device of signal power ratio |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH112651A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001073966A1 (en) * | 2000-03-28 | 2001-10-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless receiver and method of wireless reception |
| US7283510B2 (en) | 2002-02-14 | 2007-10-16 | Fujitsu Limited | Wireless receiver estimating power of interference |
-
1997
- 1997-06-11 JP JP9153896A patent/JPH112651A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001073966A1 (en) * | 2000-03-28 | 2001-10-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless receiver and method of wireless reception |
| US7283510B2 (en) | 2002-02-14 | 2007-10-16 | Fujitsu Limited | Wireless receiver estimating power of interference |
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