JPH11264847A - スペクトラム・アナライザ - Google Patents
スペクトラム・アナライザInfo
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- JPH11264847A JPH11264847A JP10067972A JP6797298A JPH11264847A JP H11264847 A JPH11264847 A JP H11264847A JP 10067972 A JP10067972 A JP 10067972A JP 6797298 A JP6797298 A JP 6797298A JP H11264847 A JPH11264847 A JP H11264847A
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- yto
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
- G01R23/167—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters with digital filters
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 比較的安価なシングル・オクターブのＹＴＯ
（ＹＩＧ同調発振器）を使ってマルチ・オクターブのＹ
ＩＦを駆動させるスペクトラム・アナライザ。 【解決手段】 オクターブ幅以上の掃引バンドパス・
フィルタであるＹＴＦを用いてプリ・セレクトされた外
来信号を、第１ミキサでＹＴＯからの掃引局部発振周波
数と混合して中間周波数を生成し、信号処理して外来信
号のスペクトラムを分析するスペクトラム・アナライザ
であって、シングル・オクターブ幅の掃引局部発振周
波数を生成するＹＴＯと、ＹＴＯの出力周波数を直接
に、もしくは１／２に分周して第１ミキサに印加する１
／２モード切換器と、を具備する構成とする。
（ＹＩＧ同調発振器）を使ってマルチ・オクターブのＹ
ＩＦを駆動させるスペクトラム・アナライザ。 【解決手段】 オクターブ幅以上の掃引バンドパス・
フィルタであるＹＴＦを用いてプリ・セレクトされた外
来信号を、第１ミキサでＹＴＯからの掃引局部発振周波
数と混合して中間周波数を生成し、信号処理して外来信
号のスペクトラムを分析するスペクトラム・アナライザ
であって、シングル・オクターブ幅の掃引局部発振周
波数を生成するＹＴＯと、ＹＴＯの出力周波数を直接
に、もしくは１／２に分周して第１ミキサに印加する１
／２モード切換器と、を具備する構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、外来信号を分析
し解析してスペクトラムを表示するスペクトラム・アナ
ライザであり、特にＹＴＯを掃引周波数発振器として第
１局部発振器に用い、ＹＴＦを用いて外来波をプリ・セ
レクトするスペクトラム・アナライザに関する。ここ
で、ＹＴＯとはＹＩＧ（ Yttrium Iron Garnet）同調発
振器であり、ＹＴＦとはＹＩＧ同調フィルタをいう。
し解析してスペクトラムを表示するスペクトラム・アナ
ライザであり、特にＹＴＯを掃引周波数発振器として第
１局部発振器に用い、ＹＴＦを用いて外来波をプリ・セ
レクトするスペクトラム・アナライザに関する。ここ
で、ＹＴＯとはＹＩＧ（ Yttrium Iron Garnet）同調発
振器であり、ＹＴＦとはＹＩＧ同調フィルタをいう。
【０００２】
【従来の技術】初めに、ＹＴＯとＹＴＦについて若干説
明する。ＹＩＧ単結晶はマイクロ波周波数帯で磁気共鳴
する素子であるので、直流磁場を直線的に変化させてや
ると、共鳴する周波数は直線的に変化する。この特性を
利用して、マイクロ波周波数帯で掃引発振回路を構成し
たものがＹＴＯであり、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振
器）の高調波にフェイズ・ロックかけると、信号純度の
極めて優れたマイクロ波掃引発振器となる。通常シング
ル・オクターブ幅のｆLOＨｚ〜２ｆLOＨｚあるいは２ｆ
LOＨｚ〜４ｆLOＨｚのものが多い。ダブル・オクターブ
幅のｆLOＨｚ〜４ｆ LOＨｚのものもあるが、一般に高価
である。ＹＴＦは、ＹＩＧ単結晶の特性を利用して構成
した掃引バンドパス・フィルタであり、ＹＴＯより比較
的にダブル・オクターブ幅のｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚのも
のが作成できる。ここで、ｆLOとはＹＴＯが発振する周
波数をいい、例えば２ＧＨｚ程度である。
明する。ＹＩＧ単結晶はマイクロ波周波数帯で磁気共鳴
する素子であるので、直流磁場を直線的に変化させてや
ると、共鳴する周波数は直線的に変化する。この特性を
利用して、マイクロ波周波数帯で掃引発振回路を構成し
たものがＹＴＯであり、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振
器）の高調波にフェイズ・ロックかけると、信号純度の
極めて優れたマイクロ波掃引発振器となる。通常シング
ル・オクターブ幅のｆLOＨｚ〜２ｆLOＨｚあるいは２ｆ
LOＨｚ〜４ｆLOＨｚのものが多い。ダブル・オクターブ
幅のｆLOＨｚ〜４ｆ LOＨｚのものもあるが、一般に高価
である。ＹＴＦは、ＹＩＧ単結晶の特性を利用して構成
した掃引バンドパス・フィルタであり、ＹＴＯより比較
的にダブル・オクターブ幅のｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚのも
のが作成できる。ここで、ｆLOとはＹＴＯが発振する周
波数をいい、例えば２ＧＨｚ程度である。
【０００３】スペクトラム・アナライザ（以下、「スペ
アナ」という）で測定する外来信号には多くの異なる周
波数が混在している場合が多い。しかも、信号レベルが
高レベルのものから低レベルのものまである。そこで、
低レベルの外来信号を分析する際に、異なる周波数で高
レベルの外来信号が混在していると、共に第１ミキサ
（混合器）に入力してくるので第１ミキサは飽和してし
まい、低レベルの外来信号は分析できなくなる。よっ
て、スペアナでは第１ミキサの前段に掃引バンドパス・
フィルタを挿入してプリ・セレクトするのが望ましい。
ｆLOＨｚ−ｆIF1 Ｈｚ以上のマイクロ波帯にはＹＴＦの
掃引バンドパス・フィルタがあるので、ＹＴＦを用いて
外来信号をプリ・セレクトしている。ここで、ｆIF1 と
は中間周波数をいう。一方、ｆRFＨｚ以下の低い周波数
帯ではローパス・フィルタ（低域炉波器）を用いて高い
周波数をカット（阻止）し、余分な外来信号の入力を阻
止している。
アナ」という）で測定する外来信号には多くの異なる周
波数が混在している場合が多い。しかも、信号レベルが
高レベルのものから低レベルのものまである。そこで、
低レベルの外来信号を分析する際に、異なる周波数で高
レベルの外来信号が混在していると、共に第１ミキサ
（混合器）に入力してくるので第１ミキサは飽和してし
まい、低レベルの外来信号は分析できなくなる。よっ
て、スペアナでは第１ミキサの前段に掃引バンドパス・
フィルタを挿入してプリ・セレクトするのが望ましい。
ｆLOＨｚ−ｆIF1 Ｈｚ以上のマイクロ波帯にはＹＴＦの
掃引バンドパス・フィルタがあるので、ＹＴＦを用いて
外来信号をプリ・セレクトしている。ここで、ｆIF1 と
は中間周波数をいう。一方、ｆRFＨｚ以下の低い周波数
帯ではローパス・フィルタ（低域炉波器）を用いて高い
周波数をカット（阻止）し、余分な外来信号の入力を阻
止している。
【０００４】従来のこの種のスペアナの基本的な構成図
を図３に示す。スペアナで測定できる被測定信号の周波
数は、ＹＴＯの発振周波数の逓倍波を用いて０Ｈｚ〜１
６ｆLOＨｚ程度まで測定することができるが、ここでは
基本周波数を用いて０Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの
測定で説明する。ＹＴＦ２１に（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜
（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの掃引バンドパス・フィルタを
用いるので、ＹＴＯ７にはｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚの掃引
周波数発振器を用いている。
を図３に示す。スペアナで測定できる被測定信号の周波
数は、ＹＴＯの発振周波数の逓倍波を用いて０Ｈｚ〜１
６ｆLOＨｚ程度まで測定することができるが、ここでは
基本周波数を用いて０Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの
測定で説明する。ＹＴＦ２１に（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜
（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの掃引バンドパス・フィルタを
用いるので、ＹＴＯ７にはｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚの掃引
周波数発振器を用いている。
【０００５】ＹＴＯ７とＹＴＦ２１を駆動させるために
ランプ・ジェネレータ（鋸歯状波発生器）３０で、例え
ば±５Ｖの鋸歯状波を発生させる。鋸歯状波は分岐され
て１つは表示器３１のＸ軸掃引に用いられ、他の１つは
乗算型ＤＡＣ（デジタル・アナログ変換器）３６の基準
電圧（ＶREF ）端子に送られる。乗算型ＤＡＣ３６のデ
ジタル入力端子にはスパン設定器（周波数帯域設定器）
３２からの測定する周波数帯域データが入力される。鋸
歯状波と帯域データは乗算されて、乗算されたアナログ
鋸歯状波が出力される。つまり、入力された鋸歯状波を
ｘとし、周波数帯域データをａとし、出力鋸歯状波をｙ
とすると、ｙ＝ａｘ の関係式となる。従って、ａを変
えることにより、ｙの傾斜が変わってくる。この乗算型
ＤＡＣ３６の最も簡単な等価回路を図４（Ａ）に示す。
ＶREF 端子からの鋸歯状波を、スパン設定器３２からの
Ｄ／Ａ値によって分圧比を変えバッファアンプを経て出
力している。実際の抵抗Ｒは、R-2R梯子型抵抗（抵抗ラ
ダー）で構成されている。
ランプ・ジェネレータ（鋸歯状波発生器）３０で、例え
ば±５Ｖの鋸歯状波を発生させる。鋸歯状波は分岐され
て１つは表示器３１のＸ軸掃引に用いられ、他の１つは
乗算型ＤＡＣ（デジタル・アナログ変換器）３６の基準
電圧（ＶREF ）端子に送られる。乗算型ＤＡＣ３６のデ
ジタル入力端子にはスパン設定器（周波数帯域設定器）
３２からの測定する周波数帯域データが入力される。鋸
歯状波と帯域データは乗算されて、乗算されたアナログ
鋸歯状波が出力される。つまり、入力された鋸歯状波を
ｘとし、周波数帯域データをａとし、出力鋸歯状波をｙ
とすると、ｙ＝ａｘ の関係式となる。従って、ａを変
えることにより、ｙの傾斜が変わってくる。この乗算型
ＤＡＣ３６の最も簡単な等価回路を図４（Ａ）に示す。
ＶREF 端子からの鋸歯状波を、スパン設定器３２からの
Ｄ／Ａ値によって分圧比を変えバッファアンプを経て出
力している。実際の抵抗Ｒは、R-2R梯子型抵抗（抵抗ラ
ダー）で構成されている。
【０００６】乗算型ＤＡＣ３６の出力電圧は、アナログ
加算器３７で測定の中心周波数を決めるオフセット電圧
設定器３３からのアナログ電圧と加算される。つまり、
加算電圧値をｂとすると、前述の関係式は、ｙ＝ａｘ＋
ｂ となり、乗算型ＤＡＣ３６からの鋸歯状波の掃引電
圧がａｘで、中心周波数の電圧がｂとなる。この電圧は
分岐されて１つはＹＴＯ７に与えられ、ＹＴＯ７は掃引
周波数を発生する。
加算器３７で測定の中心周波数を決めるオフセット電圧
設定器３３からのアナログ電圧と加算される。つまり、
加算電圧値をｂとすると、前述の関係式は、ｙ＝ａｘ＋
ｂ となり、乗算型ＤＡＣ３６からの鋸歯状波の掃引電
圧がａｘで、中心周波数の電圧がｂとなる。この電圧は
分岐されて１つはＹＴＯ７に与えられ、ＹＴＯ７は掃引
周波数を発生する。
【０００７】他の１つはＹＴＦ２１に与える電圧として
乗算型ＤＡＣ３８に与えられる。乗算型ＤＡＣ３８はア
ナログ加算器３７からの鋸歯状波電圧、ｙ＝ａｘ＋ｂ
とゲイン設定器３４からの設定データとで鋸歯状波の傾
斜を若干変化できるようにしている。これは、ＹＴＦ２
１の帯域通過周波数をＹＴＯ７の掃引発振周波数にマッ
チさせるためである。つまり、ＹＴＦ２１の周波数特性
とＹＴＯ７の周波数特性とが若干相違することがあるの
で、この相違を補正するためのものである。従って関係
式は、ｙ＝ａ’ｘ＋ｂ となる。
乗算型ＤＡＣ３８に与えられる。乗算型ＤＡＣ３８はア
ナログ加算器３７からの鋸歯状波電圧、ｙ＝ａｘ＋ｂ
とゲイン設定器３４からの設定データとで鋸歯状波の傾
斜を若干変化できるようにしている。これは、ＹＴＦ２
１の帯域通過周波数をＹＴＯ７の掃引発振周波数にマッ
チさせるためである。つまり、ＹＴＦ２１の周波数特性
とＹＴＯ７の周波数特性とが若干相違することがあるの
で、この相違を補正するためのものである。従って関係
式は、ｙ＝ａ’ｘ＋ｂ となる。
【０００８】乗算型ＤＡＣ３８の出力電圧、ｙ＝ａ’ｘ
＋ｂ はアナログ加算器３９でオフセット電圧設定器３
５からのアナログ電圧ｃと加減算される。アナログ電圧
ｃはＹＴＦ２１の通過帯域周波数を中間周波数ｆ５４だ
け高い周波数もしくは低い周波数にするためである。つ
まり、中間周波数ｆ５４は、ＹＴＦ２１の通過周波数ｆ
５２とＹＴＯ７の発振周波数ｆ４２の差周波数であるか
らである。この周波数の関係を式で表現すると、中間周
波数ｆ５４は、ｆ５４＝ＹＴＯ７の発振周波数ｆ４２±
ＹＴＦ２１の通過周波数ｆ５２ となる。従って、ＹＴ
Ｆ２１に与える駆動電圧は、ｙ＝ａ’x＋ｂ±ｃ の電
圧となる。回路設計時に＋か−かを選択して、いずれか
で設計する。上記のようにして、第１局部発振器のＹＴ
Ｏ７とプリ・セレクタのＹＴＦ２１とをトラッキングし
て駆動させている。
＋ｂ はアナログ加算器３９でオフセット電圧設定器３
５からのアナログ電圧ｃと加減算される。アナログ電圧
ｃはＹＴＦ２１の通過帯域周波数を中間周波数ｆ５４だ
け高い周波数もしくは低い周波数にするためである。つ
まり、中間周波数ｆ５４は、ＹＴＦ２１の通過周波数ｆ
５２とＹＴＯ７の発振周波数ｆ４２の差周波数であるか
らである。この周波数の関係を式で表現すると、中間周
波数ｆ５４は、ｆ５４＝ＹＴＯ７の発振周波数ｆ４２±
ＹＴＦ２１の通過周波数ｆ５２ となる。従って、ＹＴ
Ｆ２１に与える駆動電圧は、ｙ＝ａ’x＋ｂ±ｃ の電
圧となる。回路設計時に＋か−かを選択して、いずれか
で設計する。上記のようにして、第１局部発振器のＹＴ
Ｏ７とプリ・セレクタのＹＴＦ２１とをトラッキングし
て駆動させている。
【０００９】スペアナは、外部からの被測定信号を入力
端子５に入力する。入力信号ｆ５０はスイッチ６でベー
ス・バンド（ Base Band）回路１０あるいはハイ・バン
ド（High Band）回路２０に振り当てる。ベース・バン
ド回路１０での周波数の処理は、ＹＴＯ７の最大発振周
波数以下であり、例えばｆRFＨｚ以下の周波数である。
ハイ・バンド回路２０での周波数の処理は、プリ・セレ
クタであるＹＴＦ２１が駆動する周波数範囲であり、例
えば（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1）Ｈｚで
ある。この周波数の振り当てを、表１に示す。
端子５に入力する。入力信号ｆ５０はスイッチ６でベー
ス・バンド（ Base Band）回路１０あるいはハイ・バン
ド（High Band）回路２０に振り当てる。ベース・バン
ド回路１０での周波数の処理は、ＹＴＯ７の最大発振周
波数以下であり、例えばｆRFＨｚ以下の周波数である。
ハイ・バンド回路２０での周波数の処理は、プリ・セレ
クタであるＹＴＦ２１が駆動する周波数範囲であり、例
えば（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1）Ｈｚで
ある。この周波数の振り当てを、表１に示す。
【００１０】
【表１】
【００１１】表１に示すように、ベース・バンド回路１
０には、入力周波数が０Ｈｚ〜ｆRFＨｚで、ＹＴＯ７は
ｆIF2 Ｈｚ〜（ｆRF＋ｆIF2 ）Ｈｚを掃引発振させてい
るとする。例えば第１中間周波数ｆ５３をｆIF2 Ｈｚと
し、第２中間周波数ｆ５４をｆIF1 Ｈｚとし、第３中間
周波数ｆ５５をｆIF3 Ｈｚとして説明する。外来信号
は、スイッチ６を経て、ローパス・フィルタ１１でｆRF
Ｈｚ以上の周波数はカットされ、第１ミキサ１２でｆ
IF2 Ｈｚの第１中間周波数ｆ５３となる。このｆ５３を
バンドパス・フィルタ１３で取り出し、第２ミキサ１４
でｆIF1 Ｈｚの中間周波数ｆ５４に変換され、スイッチ
２５を経て、第３ミキサでｆIF3 Ｈｚのｆ５５に変換さ
れ、検波されてＡ／Ｄ変換器２９でデジタル信号に変換
され、表示器３１に表示される。
０には、入力周波数が０Ｈｚ〜ｆRFＨｚで、ＹＴＯ７は
ｆIF2 Ｈｚ〜（ｆRF＋ｆIF2 ）Ｈｚを掃引発振させてい
るとする。例えば第１中間周波数ｆ５３をｆIF2 Ｈｚと
し、第２中間周波数ｆ５４をｆIF1 Ｈｚとし、第３中間
周波数ｆ５５をｆIF3 Ｈｚとして説明する。外来信号
は、スイッチ６を経て、ローパス・フィルタ１１でｆRF
Ｈｚ以上の周波数はカットされ、第１ミキサ１２でｆ
IF2 Ｈｚの第１中間周波数ｆ５３となる。このｆ５３を
バンドパス・フィルタ１３で取り出し、第２ミキサ１４
でｆIF1 Ｈｚの中間周波数ｆ５４に変換され、スイッチ
２５を経て、第３ミキサでｆIF3 Ｈｚのｆ５５に変換さ
れ、検波されてＡ／Ｄ変換器２９でデジタル信号に変換
され、表示器３１に表示される。
【００１２】ハイ・バンド回路２０には、入力周波数が
（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚで、Ｙ
ＴＯ７はｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚを掃引発振させていると
する。外来信号は、スイッチ６を経て、ＹＴＦ２１でプ
リ・セレクトされ、測定周波数のみが第１ミキサ２２で
ｆIF1 Ｈｚの中間周波数ｆ５４に変換する。ｆIF1 Ｈｚ
の中間周波数ｆ５４は、スイッチ２５を経て第３ミキサ
２６に印加され、以後は前述のように信号処理されて、
スペクトラムの分析が行われる。ハイ・バンド回路２０
では、第１ミキサ２２で直接ｆIF1 Ｈｚの中間周波数が
得られるので、ベース・バンド回路１０のように一度ｆ
IF2 Ｈｚに変換する必要がない。
（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚで、Ｙ
ＴＯ７はｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚを掃引発振させていると
する。外来信号は、スイッチ６を経て、ＹＴＦ２１でプ
リ・セレクトされ、測定周波数のみが第１ミキサ２２で
ｆIF1 Ｈｚの中間周波数ｆ５４に変換する。ｆIF1 Ｈｚ
の中間周波数ｆ５４は、スイッチ２５を経て第３ミキサ
２６に印加され、以後は前述のように信号処理されて、
スペクトラムの分析が行われる。ハイ・バンド回路２０
では、第１ミキサ２２で直接ｆIF1 Ｈｚの中間周波数が
得られるので、ベース・バンド回路１０のように一度ｆ
IF2 Ｈｚに変換する必要がない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の回路方式では、
ダブル・オクターブ幅の（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆ
LO−ｆIF1 ）ＨｚのＹＴＦ２１を用いてプリ・セレクト
する場合には、ＹＴＯ７もｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚのダブ
ル・オクターブのものが必要であった。しかしながら、
ダブル・オクターブのＹＴＯはシングル・オクターブの
ＹＴＯに比し、高価であり、作成が困難である。更に、
ＹＴＯの発振周波数を安定化するために、ＶＣＸＯ（電
圧制御水晶発振器）によるシンセサイザの出力周波数で
フェイズ・ロックをかけているが、ＶＣＸＯの逓倍数が
ｎ逓倍から４ｎ逓倍となり、信号純度が低下してくる。
ダブル・オクターブ幅の（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆ
LO−ｆIF1 ）ＨｚのＹＴＦ２１を用いてプリ・セレクト
する場合には、ＹＴＯ７もｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚのダブ
ル・オクターブのものが必要であった。しかしながら、
ダブル・オクターブのＹＴＯはシングル・オクターブの
ＹＴＯに比し、高価であり、作成が困難である。更に、
ＹＴＯの発振周波数を安定化するために、ＶＣＸＯ（電
圧制御水晶発振器）によるシンセサイザの出力周波数で
フェイズ・ロックをかけているが、ＶＣＸＯの逓倍数が
ｎ逓倍から４ｎ逓倍となり、信号純度が低下してくる。
【００１４】つまり、ｆLOＨｚ〜４ｆLOＨｚのＹＴＯに
フェイズ・ロックをかけるＶＣＸＯの周波数は、原発振
周波数がｆVCO Ｈｚのものでｎ逓倍してｆLOＨｚに、４
ｎ逓倍して４ｆLOＨｚにかけている。シンセサイザで
は、ｎ逓倍以上の周波数しか利用できないからである。
４ｎ逓倍の信号のＣ／Ｎ（Carrier-to-Noise ratio：搬
送波対雑音比）は、ｎ逓倍に比べ１２ｄＢ悪化する。Ｃ
／Ｎの悪いＶＣＸＯでＹＴＯにフェイズ・ロックをかけ
ると、ＹＴＯの出力信号のＣ／Ｎも悪化してくる。Ｃ／
Ｎの説明図を図２に示す。
フェイズ・ロックをかけるＶＣＸＯの周波数は、原発振
周波数がｆVCO Ｈｚのものでｎ逓倍してｆLOＨｚに、４
ｎ逓倍して４ｆLOＨｚにかけている。シンセサイザで
は、ｎ逓倍以上の周波数しか利用できないからである。
４ｎ逓倍の信号のＣ／Ｎ（Carrier-to-Noise ratio：搬
送波対雑音比）は、ｎ逓倍に比べ１２ｄＢ悪化する。Ｃ
／Ｎの悪いＶＣＸＯでＹＴＯにフェイズ・ロックをかけ
ると、ＹＴＯの出力信号のＣ／Ｎも悪化してくる。Ｃ／
Ｎの説明図を図２に示す。
【００１５】この発明は、ダブル・オクターブ幅の（ｆ
LO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF 1 ）ＨｚのＹＴＦを
用いてプリ・セレクトする場合でも、ＹＴＯは比較的安
価な、シングル・オクターブのものを使用し、フェイズ
・ロックかけるＶＣＸＯのＣ／Ｎを６ｄＢ改善し、更に
ＹＴＯのＣ／Ｎも６ｄＢ改善したスペクトラム・アナラ
イザを提供することを目的とする。
LO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−ｆIF 1 ）ＨｚのＹＴＦを
用いてプリ・セレクトする場合でも、ＹＴＯは比較的安
価な、シングル・オクターブのものを使用し、フェイズ
・ロックかけるＶＣＸＯのＣ／Ｎを６ｄＢ改善し、更に
ＹＴＯのＣ／Ｎも６ｄＢ改善したスペクトラム・アナラ
イザを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明はＹＴＯに高い周波数の２ｆLOＨｚ〜４ｆ LO
Ｈｚのシングル・オクターブ幅のものを用いる。そし
て、ハイ・バンド回路において、（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ
〜（２ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの外来信号を測定する場合に
は、ＹＴＯの出力周波数を１／２に分周して、ｆLOＨｚ
〜２ｆLOＨｚとして第１ミキサに印加する。つまり、１
／２モードにして測定する。（２ｆLO−ｆ IF1 ）Ｈｚ〜
（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの測定では、ＹＴＯを２ｆLOＨ
ｚ〜４ｆLOＨｚ掃引発振させて測定する。ベース・バン
ド回路での測定は従来とほぼ同様である。これらの関係
を表２に示す。
に、本発明はＹＴＯに高い周波数の２ｆLOＨｚ〜４ｆ LO
Ｈｚのシングル・オクターブ幅のものを用いる。そし
て、ハイ・バンド回路において、（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ
〜（２ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの外来信号を測定する場合に
は、ＹＴＯの出力周波数を１／２に分周して、ｆLOＨｚ
〜２ｆLOＨｚとして第１ミキサに印加する。つまり、１
／２モードにして測定する。（２ｆLO−ｆ IF1 ）Ｈｚ〜
（４ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚの測定では、ＹＴＯを２ｆLOＨ
ｚ〜４ｆLOＨｚ掃引発振させて測定する。ベース・バン
ド回路での測定は従来とほぼ同様である。これらの関係
を表２に示す。
【００１７】
【表２】
【００１８】表２に示しているように、ＹＴＯは、２ｆ
LOＨｚ〜４ｆLOＨｚのシングル・オクターブ幅の掃引発
振器であるが、１／２モードを設けて制御することによ
って従来と同様に、（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−
ｆIF1 ）ＨｚのＹＴＦを使用して、外来信号をプリ・セ
レクトすることができる。ここで、１／２モードとは、
ＹＴＯ７の出力周波数を１／２に分周してハイ・バンド
回路２０の第１ミキサに印加するモードをいうことにす
る。ＹＴＯにフェイズ・ロックかけるＶＣＸＯは、原発
振周波数を２ｆVCO Ｈｚとして逓倍数をｎ逓倍から２ｎ
逓倍で済むようになったので、Ｃ／Ｎは６ｄＢ向上す
る。また、ＹＴＯの発振周波数を、１／２モードでは１
／２逓倍するので、ここでもＣ／Ｎは６ｄＢ向上する。
つまり、総合的なＣ／Ｎは、６ｄＢと６ｄＢとで１２ｄ
Ｂ改善することができた。次に、この発明の構成を述べ
る。
LOＨｚ〜４ｆLOＨｚのシングル・オクターブ幅の掃引発
振器であるが、１／２モードを設けて制御することによ
って従来と同様に、（ｆLO−ｆIF1 ）Ｈｚ〜（４ｆLO−
ｆIF1 ）ＨｚのＹＴＦを使用して、外来信号をプリ・セ
レクトすることができる。ここで、１／２モードとは、
ＹＴＯ７の出力周波数を１／２に分周してハイ・バンド
回路２０の第１ミキサに印加するモードをいうことにす
る。ＹＴＯにフェイズ・ロックかけるＶＣＸＯは、原発
振周波数を２ｆVCO Ｈｚとして逓倍数をｎ逓倍から２ｎ
逓倍で済むようになったので、Ｃ／Ｎは６ｄＢ向上す
る。また、ＹＴＯの発振周波数を、１／２モードでは１
／２逓倍するので、ここでもＣ／Ｎは６ｄＢ向上する。
つまり、総合的なＣ／Ｎは、６ｄＢと６ｄＢとで１２ｄ
Ｂ改善することができた。次に、この発明の構成を述べ
る。
【００１９】第１発明は次の構成である。オクターブ
幅以上の掃引バンドパス・フィルタであるＹＴＦを用い
てプリ・セレクトされた外来信号を、第１ミキサでＹＴ
Ｏからの掃引局部発振周波数と混合して中間周波数を生
成し、信号処理して外来信号のスペクトラムを分析する
スペクトラム・アナライザであって、シングル・オク
ターブ幅の掃引局部発振周波数を生成するＹＴＯと、
ＹＴＯの出力周波数を直接に、もしくは１／２に分周し
て第１ミキサに印加する１／２モード切換器と、を具備
しているスペクトラム・アナライザである。
幅以上の掃引バンドパス・フィルタであるＹＴＦを用い
てプリ・セレクトされた外来信号を、第１ミキサでＹＴ
Ｏからの掃引局部発振周波数と混合して中間周波数を生
成し、信号処理して外来信号のスペクトラムを分析する
スペクトラム・アナライザであって、シングル・オク
ターブ幅の掃引局部発振周波数を生成するＹＴＯと、
ＹＴＯの出力周波数を直接に、もしくは１／２に分周し
て第１ミキサに印加する１／２モード切換器と、を具備
しているスペクトラム・アナライザである。
【００２０】第２発明は、第１発明の１／２モード切換
器の構成と配置場所を明記したものである。つまり、１
／２モード切換器（１）は、切換スイッチ（２）と１／
２分周器（４）と切換スイッチ（３）とで構成され、Ｙ
ＴＯの出力端子と第１ミキサの局部発振周波数用入力端
子の間に配置されているスペクトラム・アナライザであ
る。
器の構成と配置場所を明記したものである。つまり、１
／２モード切換器（１）は、切換スイッチ（２）と１／
２分周器（４）と切換スイッチ（３）とで構成され、Ｙ
ＴＯの出力端子と第１ミキサの局部発振周波数用入力端
子の間に配置されているスペクトラム・アナライザであ
る。
【００２１】
【発明の実施の形態】発明の実施の形態を実施例に基づ
き図面を参照して説明する。図１に本発明の一実施例の
構成図を、図２にＣ／Ｎの説明図を示す。図３と同一部
分には同一符号を付す。図１において１／２モード切換
器１は、ＹＴＯ７と、ベース・バンド回路１０とハイ・
バンド回路２０との切換スイッチ８との間に配置されて
いる。切換スイッチ８と第１ミキサ２２との間に配置し
ても良い。要はＹＴＯ７とハイ・バンド回路２０の第１
ミキサ２２との間に配置されるとよい。
き図面を参照して説明する。図１に本発明の一実施例の
構成図を、図２にＣ／Ｎの説明図を示す。図３と同一部
分には同一符号を付す。図１において１／２モード切換
器１は、ＹＴＯ７と、ベース・バンド回路１０とハイ・
バンド回路２０との切換スイッチ８との間に配置されて
いる。切換スイッチ８と第１ミキサ２２との間に配置し
ても良い。要はＹＴＯ７とハイ・バンド回路２０の第１
ミキサ２２との間に配置されるとよい。
【００２２】１／２モード切換器１は切換スイッチ２と
切換スイッチ３と１／２分周器（逓倍器）４で構成さ
れ、切換スイッチ２及び３との間には２系統のラインが
あり、１系統は直結され、１系統に１／２分周器４が配
置されている。よって、切換スイッチ２及び３を連動さ
せて切り換えることにより、ＹＴＯ７の出力周波数を直
結したり、１／２モードにすることができる。１／２モ
ードとは、ＹＴＯ７の出力周波数を１／２に分周してハ
イ・バンド回路２０の第１ミキサに印加するモードであ
る。
切換スイッチ３と１／２分周器（逓倍器）４で構成さ
れ、切換スイッチ２及び３との間には２系統のラインが
あり、１系統は直結され、１系統に１／２分周器４が配
置されている。よって、切換スイッチ２及び３を連動さ
せて切り換えることにより、ＹＴＯ７の出力周波数を直
結したり、１／２モードにすることができる。１／２モ
ードとは、ＹＴＯ７の出力周波数を１／２に分周してハ
イ・バンド回路２０の第１ミキサに印加するモードであ
る。
【００２３】図２にＣ／Ｎ（搬送波対雑音比）の説明図
を示している。スペアナにとってはＹＴＯ７のＣ／Ｎは
大切なものであり、Ｃ／Ｎが悪くなるとダイナミック・
レンジが悪くなり、低レベルの信号が分析できなくな
る。そこで、ΔＢの帯域幅で測定した発振器の雑音成分
が、キャリア周波数から一定周波数離れた点でキャリア
からいくら下がっているかをＣ／Ｎといっている。ここ
では、一定周波数を１０ＫＨｚとし、ΔＢを１Ｈｚ帯域
幅にノーマライズしてｄＢｃ／Ｈｚで表現している。
を示している。スペアナにとってはＹＴＯ７のＣ／Ｎは
大切なものであり、Ｃ／Ｎが悪くなるとダイナミック・
レンジが悪くなり、低レベルの信号が分析できなくな
る。そこで、ΔＢの帯域幅で測定した発振器の雑音成分
が、キャリア周波数から一定周波数離れた点でキャリア
からいくら下がっているかをＣ／Ｎといっている。ここ
では、一定周波数を１０ＫＨｚとし、ΔＢを１Ｈｚ帯域
幅にノーマライズしてｄＢｃ／Ｈｚで表現している。
【００２４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、この発明
は、１／２モード切換器を用いることにより、比較的安
価なシングル・オクターブのＹＴＯを使ってマルチ・オ
クターブのＹＴＦを駆動させるスペクトラム・アナライ
ザを実現した。そして、Ｃ／Ｎを改善してダイナミック
・レンジの向上をもたらし、コストダウンにも寄与し
た。上記のように、この発明は実用に際して、その効果
は大である。
は、１／２モード切換器を用いることにより、比較的安
価なシングル・オクターブのＹＴＯを使ってマルチ・オ
クターブのＹＴＦを駆動させるスペクトラム・アナライ
ザを実現した。そして、Ｃ／Ｎを改善してダイナミック
・レンジの向上をもたらし、コストダウンにも寄与し
た。上記のように、この発明は実用に際して、その効果
は大である。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音比）の説明図である。
【図３】従来例の構成図である。
【図４】図４（Ａ）は乗算型ＤＡＣ（３６及び３８）の
最も簡単な等価回路の例であり、図４（Ｂ）はアナログ
加算回路（３７及び３９）の構成図の例である。
最も簡単な等価回路の例であり、図４（Ｂ）はアナログ
加算回路（３７及び３９）の構成図の例である。
１ １／２モード切換器 ２、３ 切換スイッチ ４ １／２分周器 ５ 入力端子 ６、８、２５ 切換スイッチ ７ ＹＴＯ（ＹＩＧ同調発振器） ９ ＶＣＸＯ（Voltage Controlled crystal Oscilla
tor） １０ ベース・バンド（ Base Band）回路 １１ ローパス・フィルタ（低域炉波器） １２、１４、２２、２６ ミキサ（混合器） １３ バンドパス・フィルタ １５、２７ 局部発振器 ２０ ハイ・バンド（High Band：Hi Band）回路 ２１ ＹＴＦ（ＹＩＧ同調フィルタ） ２８ 検波器 ２９ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器 ３０ 鋸歯状波発振器（ランプ・ジェネレータ） ３１ 表示器 ３２ スパン設定器（測定周波数帯域設定器） ３３、３５ オフセット電圧設定器 ３４ ゲイン設定器 ３６、３８ 乗算型ＤＡＣ（乗算型デジタル・アナロ
グ変換器） ３７、３９ アナログ加算器
tor） １０ ベース・バンド（ Base Band）回路 １１ ローパス・フィルタ（低域炉波器） １２、１４、２２、２６ ミキサ（混合器） １３ バンドパス・フィルタ １５、２７ 局部発振器 ２０ ハイ・バンド（High Band：Hi Band）回路 ２１ ＹＴＦ（ＹＩＧ同調フィルタ） ２８ 検波器 ２９ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器 ３０ 鋸歯状波発振器（ランプ・ジェネレータ） ３１ 表示器 ３２ スパン設定器（測定周波数帯域設定器） ３３、３５ オフセット電圧設定器 ３４ ゲイン設定器 ３６、３８ 乗算型ＤＡＣ（乗算型デジタル・アナロ
グ変換器） ３７、３９ アナログ加算器
Claims (2)
- 【請求項１】 ＹＴＦ（２１）を用いてプリ・セレクト
された外来信号を、第１ミキサ（２２）でＹＴＯ（７）
からの掃引局部発振周波数とを混合して中間周波数を生
成し、信号処理して外来信号のスペクトラムを分析する
スペクトラム・アナライザにおいて、 シングル・オクターブ幅の掃引局部発振周波数を生成す
るＹＴＯ（７）と、 ＹＴＯ（７）の出力周波数を直接に、もしくは１／２に
分周して第１ミキサ（２２）に印加する１／２モード切
換器（１）と、 上記１／２モード切換器（１）に対応して、ＹＴＦ（２
１）のフィルタ周波数を連動制御する手段とを具備する
ことを特徴とするスペクトラム・アナライザ。 - 【請求項２】 １／２モード切換器（１）は、切換スイ
ッチ（２）と１／２分周器（４）と切換スイッチ（３）
とで構成され、ＹＴＯ（７）の出力端子と第１ミキサ
（２２）の局部発振周波数用入力端子の間に配置されて
いることを特徴とする第１請求項記載のスペクトラム・
アナライザ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10067972A JPH11264847A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | スペクトラム・アナライザ |
| US09/264,754 US6316928B1 (en) | 1998-03-18 | 1999-03-09 | Spectrum analyzer |
| DE19912266A DE19912266C2 (de) | 1998-03-18 | 1999-03-18 | Spektrumanalysator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10067972A JPH11264847A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | スペクトラム・アナライザ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11264847A true JPH11264847A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=13360423
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10067972A Pending JPH11264847A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | スペクトラム・アナライザ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6316928B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11264847A (ja) |
| DE (1) | DE19912266C2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005265843A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Tektronix Inc | 測定用受信器 |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19904377C1 (de) * | 1999-02-03 | 2000-06-29 | Siemens Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Kompensationssteuerung von Offsetspannungen einer in einem Schaltungsbaustein integrierten Funkempfangsschaltung |
| WO2001036989A1 (fr) * | 1999-11-16 | 2001-05-25 | Anritsu Corporation | Appareil d'analyse de signal dote d'un oscillateur yto |
| US6681191B1 (en) * | 1999-12-21 | 2004-01-20 | Tektronix, Inc. | Frequency domain analysis system for a time domain measurement instrument |
| BR0207302A (pt) | 2001-02-08 | 2004-02-10 | Memory Pharm Corp | Trifluorometilpurinas como inibidores da fosfodiesterase 4 |
| US6904381B2 (en) * | 2003-03-07 | 2005-06-07 | Agilent Technologies, Inc. | Testing of a frequency converter device |
| DE102004050912B4 (de) * | 2004-04-05 | 2009-09-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Erhöhung des Dynamikbereichs und der Meßgenauigkeit einer Meßeinrichtung zur Spektrum- und/oder Netzwerkanalyse |
| JP4813774B2 (ja) * | 2004-05-18 | 2011-11-09 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | 周波数分析装置の表示方法 |
| US7116092B2 (en) * | 2004-07-28 | 2006-10-03 | International Business Machines Corporation | Integrated spectrum analyzer circuits and methods for providing on-chip diagnostics |
| US7257497B2 (en) * | 2005-04-29 | 2007-08-14 | Tektronix, Inc. | Sequential frequency band acquisition apparatus for test and measurement instruments |
| US20070027675A1 (en) * | 2005-07-26 | 2007-02-01 | Lecroy Corporation | Spectrum analyzer control in an oscilloscope |
| DE102007001425A1 (de) * | 2007-01-09 | 2008-07-24 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Frequenzumsetzer |
| US8525509B2 (en) * | 2007-12-04 | 2013-09-03 | Headway Technologies, Inc. | Low cost simplified spectrum analyzer for magnetic head/media tester |
| US11664911B2 (en) * | 2019-06-04 | 2023-05-30 | Thayermahan, Inc. | Portable sensor fusion broadcast system for maritime situational awareness |
| CN110412349B (zh) * | 2019-08-27 | 2021-07-23 | 四川大学 | 基于插值dft的同步相量数据次同步振荡参数辨识法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5337014A (en) * | 1991-06-21 | 1994-08-09 | Harris Corporation | Phase noise measurements utilizing a frequency down conversion/multiplier, direct spectrum measurement technique |
| JPH08292218A (ja) * | 1995-04-21 | 1996-11-05 | Advantest Corp | スペクトラムアナライザの測定方法 |
| JPH09196977A (ja) * | 1996-01-16 | 1997-07-31 | Advantest Corp | スペクトラムアナライザ |
-
1998
- 1998-03-18 JP JP10067972A patent/JPH11264847A/ja active Pending
-
1999
- 1999-03-09 US US09/264,754 patent/US6316928B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-18 DE DE19912266A patent/DE19912266C2/de not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005265843A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Tektronix Inc | 測定用受信器 |
| US7702305B2 (en) | 2004-03-18 | 2010-04-20 | Tektronix, Inc. | Use of a preselection filter bank and switched local oscillator counter in an instrumentation receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6316928B1 (en) | 2001-11-13 |
| DE19912266A1 (de) | 1999-09-30 |
| DE19912266C2 (de) | 2002-09-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040914 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070828 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20071225 |