JPH11261324A - Microstrip antenna and high-frequency circuit module mounted with the same - Google Patents
Microstrip antenna and high-frequency circuit module mounted with the sameInfo
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- JPH11261324A JPH11261324A JP5548498A JP5548498A JPH11261324A JP H11261324 A JPH11261324 A JP H11261324A JP 5548498 A JP5548498 A JP 5548498A JP 5548498 A JP5548498 A JP 5548498A JP H11261324 A JPH11261324 A JP H11261324A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波帯近傍
の高周波を使用する無線通信機器等で好適に使用され、
特に、その指向性を変化することができるマイクロスト
リップアンテナおよびそれを搭載する高周波回路モジュ
ールに関する。The present invention is suitable for use in radio communication equipment using a high frequency near the microwave band, and the like.
In particular, the present invention relates to a microstrip antenna capable of changing its directivity and a high-frequency circuit module equipped with the microstrip antenna.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、情報化社会の発展に伴い、通信技
術の著しい発達が見受けられる。また、通信形態も多種
多様化してきており、特に目立つのが無線通信技術の応
用分野である移動体通信である。この移動体通信は、元
来、船舶、航空機、タクシー等の業務用が主な用途であ
ったけれども、携帯電話等の個人使用がここ数年で著し
い普及を遂げてきており、もはや移動体通信は、日常生
活になくてはならない技術へと変わりつつある。2. Description of the Related Art In recent years, with the development of the information society, remarkable development of communication technology has been observed. In addition, various forms of communication have been diversified, and the most prominent one is mobile communication, which is an application field of wireless communication technology. Originally, this mobile communication was mainly for business use such as ships, aircraft, taxis, etc., but personal use such as mobile phones has been remarkably widespread in recent years, and mobile communication is no longer used. Is turning into an indispensable technology in everyday life.
【０００３】一般に、無線通信機器には、ロッドアンテ
ナ等の突起タイプのアンテナが用いられ、その特性上、
アンテナの放射パターンは無指向性に近い。絶えず通信
経路の変化する前記移動体通信において、この点は利点
になるものの、逆に全ての方向にアンテナ利得が存在す
るために、アンテナ全体としての利得は低く、効率が悪
いという問題がある。In general, a projection type antenna such as a rod antenna is used for a radio communication device.
The radiation pattern of the antenna is close to omnidirectional. In this mobile communication where the communication path is constantly changing, this point is an advantage, but on the contrary, since the antenna gain exists in all directions, there is a problem that the gain of the entire antenna is low and the efficiency is low.
【０００４】したがって、小型省電力化が要求される移
動体通信機器において、前記効率を上げるためには、通
信に関与しない不必要な方向への放射を抑え、通信相手
方向にのみ放射パワーが集中するように、アンテナに指
向性を持たせた設計にすることが非常に有効である。同
様のことが受信時のアンテナ利得に関しても当てはま
る。Therefore, in a mobile communication device that requires a small power saving, in order to increase the efficiency, the radiation in unnecessary directions not involved in communication is suppressed, and the radiation power is concentrated only in the direction of the communication partner. Thus, it is very effective to design the antenna to have directivity. The same applies to the antenna gain during reception.
【０００５】さらに、形状的な問題として、前記突起タ
イプのアンテナは、折損し易く、また種々の用途のアン
テナを複数本設置した場合には、デザイン的にも好まし
くない。[0005] Further, as a problem in terms of shape, the projection type antenna is easily broken, and when a plurality of antennas for various uses are installed, it is not preferable in terms of design.
【０００６】したがって、こういった問題を解決するこ
とができるアンテナとして、使用する無線周波数帯域が
前記マイクロ波帯近傍の高周波帯域の場合には、近年、
マイクロストリップライン技術を応用して、誘電体基板
を放射素子と地板との２枚の電極で挟込むことによって
薄型の平面アンテナを構成するマイクロストリップアン
テナが注目されている。Therefore, as an antenna capable of solving such a problem, when a radio frequency band to be used is a high frequency band near the microwave band, in recent years,
A microstrip antenna, which forms a thin planar antenna by applying a microstrip line technology and sandwiching a dielectric substrate between two electrodes, a radiating element and a ground plane, has attracted attention.
【０００７】図１５および図１６，図１７に、上述のよ
うなマイクロストリップアンテナの典型的な従来技術を
示す。図１５は特開平５−２４３８０４号公報で示すマ
イクロストリップアンテナ１の正面図であり、図１６は
特開平３−７４９０５号公報で示すマイクロストリップ
アンテナ１１の正面図であり、図１７は図１６で示すマ
イクロストリップアンテナ１１の切断面線Ａ−Ａから見
た断面図である。これらのマイクロストリップアンテナ
１，１１では、アンテナ利得を向上するとともに、所望
の指向性を得るために、放射素子は複数アレイ化されて
いる。FIGS. 15, 16 and 17 show a typical prior art of a microstrip antenna as described above. FIG. 15 is a front view of the microstrip antenna 1 disclosed in JP-A-5-243804, FIG. 16 is a front view of the microstrip antenna 11 described in JP-A-3-74905, and FIG. FIG. 3 is a cross-sectional view of the microstrip antenna 11 as viewed from a cut line AA. In these microstrip antennas 1 and 11, a plurality of radiating elements are arrayed in order to improve antenna gain and obtain desired directivity.
【０００８】図１５で示すマイクロストリップアンテナ
１では、誘電体基板２の裏面には、図示しない地板が形
成され、表面には、平面アンテナを構成する多数の放射
素子３と、それらを受給電点４に接続する信号伝送路５
とが形成されている。このマイクロストリップアンテナ
１では、通常の平面アンテナが所望とする放射パターン
を得るために、信号伝送路５の伝送路長を変化している
のに対して、信号伝送路５の形状の複雑化を抑えるため
に、導体またはストリップ導体で形成される該信号伝送
路５の一部に、誘電体基板２とは比誘電率の異なる誘電
体層６を形成している。[0008] In the microstrip antenna 1 shown in FIG. 15, a ground plate (not shown) is formed on the back surface of the dielectric substrate 2, and a large number of radiating elements 3 constituting a planar antenna are formed on the front surface. Signal transmission line 5 connected to 4
Are formed. In the microstrip antenna 1, the shape of the signal transmission line 5 is complicated, while the transmission line length of the signal transmission line 5 is changed in order to obtain a radiation pattern desired by a normal planar antenna. In order to suppress this, a dielectric layer 6 having a relative dielectric constant different from that of the dielectric substrate 2 is formed on a part of the signal transmission path 5 formed of a conductor or a strip conductor.
【０００９】図１８で示すように、自由空間を伝搬して
いる電磁波が誘電体１０に入射すると、該電磁波の自由
空間での波長をλａとし、誘電体１０内での伝搬波長を
λｇとするとき、As shown in FIG. 18, when an electromagnetic wave propagating in free space enters the dielectric 10, the wavelength of the electromagnetic wave in free space is set to λa, and the propagation wavelength in the dielectric 10 is set to λg. When
【００１０】[0010]
【数１】 (Equation 1)
【００１１】の関係が成立する。ただし、εr は、比誘
電率であり、μr は、比透磁率であり、セラミック等の
絶縁体から成る誘電体１０では、μr ≒１である。The following relationship holds. Here, ε r is the relative permittivity, μ r is the relative magnetic permeability, and μ r ≒ 1 in the dielectric 10 made of an insulator such as a ceramic.
【００１２】したがって、前記マイクロストリップアン
テナ１は、信号伝送路５の誘電体基板２上での伝搬波長
をλｇ１とし、該誘電体層６上での伝搬波長をλｇ２と
するとき、同じ伝送路長であっても、たとえば誘電体層
６の比誘電率εr が前記誘電体基板２よりも大きい場
合、伝搬波に図１９で示すように位相差が生じることを
利用して、所望とする放射パターン、すなわち前記指向
性を得ている。Accordingly, when the propagation wavelength of the signal transmission path 5 on the dielectric substrate 2 is λg1 and the propagation wavelength on the dielectric layer 6 is λg2, the microstrip antenna 1 has the same transmission path length. even, for example, when the relative dielectric constant epsilon r of the dielectric layer 6 is greater than the dielectric substrate 2, by utilizing the fact that the phase difference as shown in Figure 19 the propagation wave is generated, a desired radiation The pattern, that is, the directivity is obtained.
【００１３】また、前記図１６および図１７で示すマイ
クロストリップアンテナ１１でも同様に、誘電体基板１
２の裏面に地板１３が形成され、表面には多数の放射素
子１４が形成されている。前記放射素子１４は、円板状
の導体が、周方向に略等間隔で、直径線方向に形成され
る溝１５によって扇形に分割（図１６の例では８つに分
割）されて形成されている。前記各放射素子１４には、
図１７で示すように、直流バイアス印加回路１６から直
流または低周波のバイアス電圧が印加されており、これ
によって各放射素子１４と地板１３との間の誘電体基板
１２の比誘電率または比透磁率が変化され、所望とする
指向性を得ている。In the microstrip antenna 11 shown in FIG. 16 and FIG.
A ground plate 13 is formed on the back surface of the second 2 and a large number of radiating elements 14 are formed on the front surface. The radiating element 14 is formed by dividing a disc-shaped conductor into a fan shape (divided into eight in the example of FIG. 16) by grooves 15 formed in the diameter direction at substantially equal intervals in the circumferential direction. I have. Each of the radiating elements 14 includes:
As shown in FIG. 17, a DC or low frequency bias voltage is applied from a DC bias application circuit 16, which causes the relative permittivity or relative permeability of the dielectric substrate 12 between each radiating element 14 and the ground plane 13. The magnetic susceptibility is changed to obtain the desired directivity.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】前記図１５で示すマイ
クロストリップアンテナ１では、前述のように、信号伝
送路５の伝送路長が一定であっても、誘電体層６の挿入
箇所および挿入長さによって、予め該マイクロストリッ
プアンテナ１に所望とする指向性を持たせておくことが
可能となる。しかしながら、一旦、設計・作成してしま
うと、前記指向性を変化させることができず、前記通信
相手方向に指向方向を一致させるためには、アンテナの
向きを機械的に変化させる以外に方法はなく、絶えず通
信経路の変化する移動体通信の用途には不向きである。In the microstrip antenna 1 shown in FIG. 15, as described above, even if the transmission line length of the signal transmission line 5 is constant, the insertion position and the insertion length of the dielectric layer 6 are set. As a result, it is possible to give the desired directivity to the microstrip antenna 1 in advance. However, once designed and created, the directivity cannot be changed, and in order to match the directivity direction with the communication partner direction, there is a method other than mechanically changing the direction of the antenna. It is not suitable for mobile communication applications where the communication path is constantly changing.
【００１５】また、前記図１６および図１７で示すマイ
クロストリップアンテナ１１では、アンテナアレイであ
る放射素子１４の直下の誘電体基板１２の比誘電率また
は比透磁率を変化させるので、各放射素子１４から受給
電点への伝送路長の変化に合わせて、等価的にアンテナ
サイズ自体が変化することになり、共振周波数が通信に
用いる送受信の周波数からずれてしまい、送受信効率が
低下してしまうという問題がある。このため、現実的に
は、前記送受信効率の低下を許容することができる範囲
内でしか使用することができず、指向性の可変範囲に大
きな制限が生じてしまう。In the microstrip antenna 11 shown in FIGS. 16 and 17, the relative permittivity or the relative magnetic permeability of the dielectric substrate 12 immediately below the radiating element 14 as an antenna array is changed. The antenna size itself equivalently changes in accordance with the change in the transmission path length from the power supply to the power feeding point, and the resonance frequency deviates from the transmission / reception frequency used for communication, and the transmission / reception efficiency decreases. There's a problem. For this reason, in practice, it can be used only within a range where the decrease in the transmission / reception efficiency can be tolerated, which greatly limits the variable range of directivity.
【００１６】本発明の目的は、送受信効率の低下を招く
ことなく、指向性を電気的に変化することができるマイ
クロストリップアンテナおよびそれを搭載する高周波回
路モジュールを提供することである。An object of the present invention is to provide a microstrip antenna capable of electrically changing its directivity without lowering the transmission / reception efficiency, and a high-frequency circuit module equipped with the microstrip antenna.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るマ
イクロストリップアンテナは、誘電体基板の相互に平行
な２つの表面の一方に地板が形成され、他方に放射素子
が形成されるマイクロストリップアンテナにおいて、１
または複数の放射素子からそれぞれ成る複数の放射素子
群と、前記複数の放射素子群にそれぞれ高周波的に接続
され、マイクロストリップラインにて形成される信号伝
送路と、複数の信号伝送路のうち、少くとも一部分と地
板との間に介在され、印加電界に対応して高周波領域で
の比誘電率が変化する非線形誘電体層と、前記少くとも
一部分の信号伝送路と地板との間に、所望とする可変電
界を発生させるためのバイアス電圧を印加するバイアス
電圧印加手段とを含むことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a microstrip antenna in which a ground plate is formed on one of two mutually parallel surfaces of a dielectric substrate and a radiating element is formed on the other. In the antenna, 1
Or a plurality of radiating element groups each composed of a plurality of radiating elements, and each of the plurality of radiating element groups is connected at a high frequency, a signal transmission path formed by a microstrip line, and a plurality of signal transmission paths, A non-linear dielectric layer interposed between at least a portion and the ground plane, and having a relative dielectric constant that changes in a high-frequency region in response to an applied electric field; And a bias voltage applying means for applying a bias voltage for generating a variable electric field.
【００１８】上記の構成によれば、複数の各放射素子群
と受給電点とを接続する信号伝送路は、容量結合などの
電磁界的な結合によって、直流および低周波的には前記
放射素子群と遮断され、所望とする高周波帯域では所望
とする結合インピーダンスで前記放射素子群と接続され
ており、この信号伝送路をマイクロストリップラインに
て形成し、その少くとも一部分と地板との間に非線形誘
電体層を形成し、バイアス電圧印加手段から該信号伝送
路に印加された直流または低周波のバイアス電圧によっ
て前記非線形誘電体層の比誘電率を変化させ、該信号伝
送路における信号伝搬速度を変化する。According to the above configuration, the signal transmission line connecting each of the plurality of radiating element groups and the receiving / feeding point has a direct current and a low frequency due to electromagnetic coupling such as capacitive coupling. It is cut off from the group and is connected to the radiating element group with a desired coupling impedance in a desired high-frequency band, and this signal transmission path is formed by a microstrip line, and at least a part thereof and the ground plane Forming a non-linear dielectric layer, changing the relative dielectric constant of the non-linear dielectric layer by a DC or low-frequency bias voltage applied to the signal transmission line from a bias voltage applying unit, and changing a signal propagation speed in the signal transmission line; Change.
【００１９】これによって、各放射素子群で受信された
高周波信号に対して、受電点で所望とする位相差を生じ
させ、または給電点から各放射素子群への送信信号に所
望とする位相差を生じさせ、所望とする放射パターン、
すなわち指向性を得ることができる。Thus, a desired phase difference is generated at the power receiving point with respect to the high-frequency signal received by each radiating element group, or a desired phase difference is generated in the transmission signal from the feeding point to each radiating element group. To produce the desired radiation pattern,
That is, directivity can be obtained.
【００２０】したがって、各放射素子の直下の誘電体層
の比誘電率を変化させるのではなく、信号伝送路の直下
の誘電体層の比誘電率を変化させるので、各放射素子の
共振周波数が変化することはなく、したがって送受信効
率の低下を招くことなく、前記指向性を大きな範囲で、
電気的に変化することができる。Therefore, the relative dielectric constant of the dielectric layer immediately below the signal transmission path is changed instead of changing the relative dielectric constant of the dielectric layer immediately below each radiating element. It does not change, and thus does not cause a decrease in transmission / reception efficiency, and in a large range the directivity,
It can change electrically.
【００２１】また、請求項２の発明に係るマイクロスト
リップアンテナは、前記信号伝送路を、前記放射素子と
同一の誘電体基板の表面に形成することを特徴とする。Further, the microstrip antenna according to the invention of claim 2 is characterized in that the signal transmission path is formed on the same surface of the dielectric substrate as the radiating element.
【００２２】上記の構成によれば、各放射素子間のスペ
ースに比較的余裕があって、かつ前記信号伝送路の引回
しが比較的単純な場合などで、放射素子と信号伝送路と
を誘電体基板の同一平面上に形成可能な場合は、これら
を一度に形成することができるとともに、信号伝送路が
基板表面上であるので、結合度等の所望とする特性を得
るために、トリミング等の調整を行うこともできる。According to the above configuration, when the space between the respective radiating elements has a relatively large margin and the routing of the signal transmission path is relatively simple, etc., the radiating element and the signal transmission path are insulated from each other. If they can be formed on the same plane of the body substrate, they can be formed at the same time, and since the signal transmission path is on the surface of the substrate, trimming or the like is performed to obtain desired characteristics such as the degree of coupling. Can also be adjusted.
【００２３】さらにまた、請求項３の発明に係るマイク
ロストリップアンテナは、前記誘電体基板を多層とし、
前記放射素子と前記信号伝送路とを相互に異なる層に形
成することを特徴とする。Further, in the microstrip antenna according to the third aspect of the present invention, the dielectric substrate has a multilayer structure,
The radiating element and the signal transmission path are formed on different layers.
【００２４】上記の構成によれば、基板表面から信号伝
送路の引回しが無くなり、基板面積に対して放射素子の
占める面積を大きくすることができ、高効率化を図るこ
とができる。また、各放射素子と信号伝送路との電磁界
的な結合の自由度を向上することができ、効率が高くな
るように結合を行うことができるとともに、受給電点の
位置も比較的任意に設定することができ、円偏波や直線
偏波等の所望とする偏波方向を得ることもできる。According to the above configuration, the signal transmission path is not routed from the substrate surface, so that the area occupied by the radiating element with respect to the substrate area can be increased, and high efficiency can be achieved. In addition, the degree of freedom of electromagnetic coupling between each radiating element and the signal transmission path can be improved, coupling can be performed so as to increase efficiency, and the position of the power feeding and receiving point can be relatively arbitrarily determined. It is possible to set a desired polarization direction such as circular polarization or linear polarization.
【００２５】また、請求項４の発明に係るマイクロスト
リップアンテナでは、前記非線形誘電体層は、ＳｒＴｉ
Ｏ3 、ＰｂＺｒＯ3 またはＢａx Ｓｒ1-x ＴｉＯ3 （０
＜ｘ＜１）のセラミック系材料から成ることを特徴とす
る。Further, in the microstrip antenna according to the invention of claim 4, the nonlinear dielectric layer is made of SrTi.
O 3 , PbZrO 3 or Ba x Sr 1-x TiO 3 (0
<X <1) characterized by being made of a ceramic material.
【００２６】上記の構成によれば、非線形誘電体材料の
中でも、上記材料は、所定印加電圧に対して大きな比誘
電率の変化を得ることができ、特にＢａx Ｓｒ1-x Ｔｉ
Ｏ3は、前記比誘電率の変化が大きいとともに、リーク
電流が小さく、好適である。また、酸化膜を用いて該非
線形誘電体層を作成するので、高周波回路基板のセラミ
ック積層プロセスで一体に作成することができ、現状の
プロセスにこのプロセスを追加するだけで対応すること
ができ、新規に開発すべきプロセスを少なくすることが
できる。According to the above configuration, among the non-linear dielectric materials, the above-mentioned material can obtain a large change in the relative dielectric constant with respect to a predetermined applied voltage, and in particular, Ba x Sr 1 -x Ti
O 3 is preferable because the change in the relative permittivity is large and the leak current is small. Further, since the non-linear dielectric layer is formed using an oxide film, the non-linear dielectric layer can be integrally formed by a ceramic lamination process of a high-frequency circuit board, and can be dealt with simply by adding this process to the current process. New processes to be developed can be reduced.
【００２７】さらにまた、請求項５の発明に係る高周波
回路モジュールは、多層基板の一部または全部の領域
に、前記請求項１〜４のいずれかで示すマイクロストリ
ップアンテナにおけるバイアス電圧印加手段を除く構成
を作込み、前記バイアス電圧印加手段を実現する集積回
路を、前記多層基板に一体化することを特徴とする。Further, in the high-frequency circuit module according to the invention of claim 5, the bias voltage applying means in the microstrip antenna according to any one of claims 1 to 4 is omitted in a part or the whole area of the multilayer substrate. An integrated circuit for realizing the bias voltage applying means is integrated with the multilayer substrate.
【００２８】上記の構成によれば、前記指向性、すなわ
ち放射パターンとともに、各放射素子および信号伝送路
等のばらつきを考慮して必要となるバイアス電圧を求
め、そのバイアス電圧のデータを集積回路に組込むこと
によって、製造工程に要求される精度をむやみに高める
ことなく、所望とする高精度な指向性を得ることができ
る。According to the above configuration, a bias voltage required in consideration of the directivity, that is, the radiation pattern, and the variation of each radiating element and signal transmission path are determined, and the data of the bias voltage is stored in an integrated circuit. By incorporating, desired high-accuracy directivity can be obtained without unnecessarily increasing the accuracy required for the manufacturing process.
【００２９】[0029]
【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て図１〜図８に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【００３０】図１は、本発明の実施の第１の形態のマイ
クロストリップアンテナ２１の構造を示す斜視図であ
る。このマイクロストリップアンテナ２１では、地板２
２上に、後述する非線形誘電体材料から成り、基板を兼
ねる誘電体基板２３が形成されており、この誘電体基板
２３上に、前記地板２２と平行に、多数の放射素子Ｓが
形成されている。前記放射素子Ｓは、１または複数個が
グループに形成されている。図１の例では、４つの放射
素子で１つのグループが構成され、参照符Ｇ１，Ｇ２，
Ｇ３，Ｇ４で示す４つのグループが、２行×２列の対称
なマトリクス状に配列されている。以下の説明では、放
射素子を各グループ毎に参照するときには、グループ番
号の添数字１，２，３，４を付して示し、総称するとき
には、参照符Ｓのみで示す。FIG. 1 is a perspective view showing the structure of a microstrip antenna 21 according to the first embodiment of the present invention. In this microstrip antenna 21, the ground plane 2
2, a dielectric substrate 23 made of a non-linear dielectric material to be described later and also serving as a substrate is formed. On this dielectric substrate 23, a large number of radiating elements S are formed in parallel with the ground plate 22. I have. One or more radiating elements S are formed in groups. In the example of FIG. 1, one group is composed of four radiating elements, and reference numerals G1, G2,
Four groups indicated by G3 and G4 are arranged in a symmetric matrix of 2 rows × 2 columns. In the following description, when radiating elements are referred to for each group, they are denoted by subscripts 1, 2, 3, and 4 of the group number, and when collectively referred to, only the reference sign S is used.
【００３１】各グループＧ１〜Ｇ４の放射素子Ｓ１〜Ｓ
４は、誘電体基板２３の中央に形成されたストリップ導
体から成る信号伝送路Ｌ０に対して、相互に等しい伝送
路長のストリップ導体から成る信号伝送路Ｌ１〜Ｌ４
（総称するときは参照符Ｌで示す）によって接続され
る。この信号伝送路Ｌ１〜Ｌ４は、各放射素子Ｓ１〜Ｓ
４と、および信号伝送路Ｌ０との間で、所望とする結合
インピーダンスで容量結合されている。前記信号伝送路
Ｌ０には、受給電装置２４が接続されている。したがっ
て、各放射素子Ｓは、信号伝送路Ｌ，Ｌ０を介して、受
給電装置２４と高周波的に接続され、直流および低周波
的には遮断されている。Radiating elements S1 to S of each group G1 to G4
Reference numeral 4 denotes signal transmission paths L1 to L4 formed of strip conductors having transmission path lengths equal to each other with respect to signal transmission path L0 formed of a strip conductor formed at the center of dielectric substrate 23.
(Collectively indicated by the reference L). The signal transmission paths L1 to L4 are connected to the respective radiating elements S1 to S
4 and the signal transmission line L0 are capacitively coupled with a desired coupling impedance. A power supply / reception device 24 is connected to the signal transmission line L0. Therefore, each radiating element S is connected to the power receiving and feeding device 24 at high frequencies via the signal transmission lines L and L0, and is cut off at DC and low frequencies.
【００３２】なお、放射素子Ｓ１〜Ｓ４と信号伝送路Ｌ
１〜Ｌ４との間および信号伝送路Ｌ１〜Ｌ４と信号伝送
路Ｌ０との間は、上述のような容量性結合に限らず、他
の電磁界的な結合であってもよい。また、放射素子Ｓの
配列およびグループ分けも、上述のような形態に限ら
ず、他の形態が用いられてもよい。The radiating elements S1 to S4 and the signal transmission line L
1 to L4 and between the signal transmission lines L1 to L4 and the signal transmission line L0 are not limited to the above-described capacitive coupling, but may be other electromagnetic coupling. Further, the arrangement and grouping of the radiating elements S are not limited to the above-described embodiments, and other embodiments may be used.
【００３３】前記誘電体基板２３上にはまた、該誘電体
基板２３の外周縁部から前記各信号伝送路Ｌ１〜Ｌ４に
向けて、バイアスラインＫ１〜Ｋ４（総称するときは参
照符Ｋで示す）が形成されている。各バイアスラインＫ
１〜Ｋ４には、それぞれバイアス電圧制御回路Ｍ１〜Ｍ
４（総称するときは参照符Ｍで示す）が接続されてい
る。こうして、各信号伝送路Ｌには、バイアス電圧制御
回路Ｍから、直流または低周波で、後述するような所望
とする電圧のバイアス電圧が印加されることになる。On the dielectric substrate 23, bias lines K1 to K4 (referred to collectively as K) from the outer peripheral edge of the dielectric substrate 23 toward the signal transmission lines L1 to L4. ) Is formed. Each bias line K
1 to K4 include bias voltage control circuits M1 to M, respectively.
4 (collectively indicated by reference numeral M) are connected. In this way, a bias voltage of a desired voltage, which will be described later, is applied to each signal transmission line L from the bias voltage control circuit M at DC or low frequency.
【００３４】図２は、図１の信号伝送路Ｌ付近を拡大し
て模式的に示す断面図である。前述のように、各放射素
子Ｓ１〜Ｓ４と信号伝送路Ｌ０との間を結ぶ信号伝送路
Ｌ１〜Ｌ４の伝送路長は相互に等しく形成されており、
したがって放射素子Ｓ１〜Ｓ４から放射される電磁波お
よび放射素子Ｓ１〜Ｓ４で受信された電磁波は、相互に
同位相となる。しかしながら、電磁波には、光速をｃ、
電磁波の波長をλ、周波数をｆ、電磁波が伝搬する媒質
の比誘電率をεr 、比透磁率をμr とすると、一般に下
式の関係が成立する。FIG. 2 is a cross-sectional view schematically showing the vicinity of the signal transmission line L in FIG. 1 in an enlarged manner. As described above, the transmission path lengths of the signal transmission paths L1 to L4 connecting the respective radiating elements S1 to S4 and the signal transmission path L0 are formed to be equal to each other,
Therefore, the electromagnetic waves radiated from radiating elements S1 to S4 and the electromagnetic waves received by radiating elements S1 to S4 have the same phase. However, for electromagnetic waves, the speed of light is c,
Assuming that the wavelength of the electromagnetic wave is λ, the frequency is f, the relative permittivity of the medium through which the electromagnetic wave propagates is ε r , and the relative magnetic permeability is μ r , the following equation is generally established.
【００３５】[0035]
【数２】 (Equation 2)
【００３６】ここで、誘電体媒質は、通常、前記比透磁
率μr が１であり、また周波数ｆはどんな媒質中でも一
定であるので、上記式２は、比誘電率εr の媒質中を電
磁波が進むとき、その波長λは、比誘電率εr の平方根
分の１に縮小されることを意味している。すなわち、見
掛上、同じ距離を進んだ同じ周波数の電磁波同士であっ
ても、一方の電磁波が伝搬中に異なる比誘電率を有する
媒質中を進むと、受給電点で２つの電磁波間に位相差が
生じることを表している。[0036] Here, the dielectric medium is usually the a relative permeability mu r is 1, and because the frequency f is constant in any medium, the formula 2, the medium of relative permittivity epsilon r when the electromagnetic wave progresses, the wavelength λ is meant to be reduced to 1 of square root of the dielectric constant epsilon r. In other words, even if two electromagnetic waves of the same frequency apparently travel the same distance, if one of the electromagnetic waves travels in a medium having a different dielectric constant during propagation, the position of the electromagnetic wave between the two electromagnetic waves at the receiving / feeding point is reduced. This indicates that a phase difference occurs.
【００３７】したがって、図２で示すように、信号伝送
路Ｌにバイアス電圧制御回路Ｍからのバイアス電圧を印
加すると、誘電体基板２３における該信号伝送路Ｌの直
下の領域Ｒに電界Ｅが発生することになり、この電界Ｅ
の大きさに対応して、該領域Ｒ部分の比誘電率が変化す
る。これによって、信号伝送路Ｌにおける電磁波の伝搬
速度を変化させることができ、該信号伝送路、たとえば
Ｌ２によって伝搬されている電磁波に、他の信号伝送
路、したがってＬ１，Ｌ３，Ｌ４に比べて、位相差を発
生させることができる。Therefore, as shown in FIG. 2, when a bias voltage from the bias voltage control circuit M is applied to the signal transmission line L, an electric field E is generated in a region R of the dielectric substrate 23 immediately below the signal transmission line L. And this electric field E
, The relative dielectric constant of the region R changes. As a result, the propagation speed of the electromagnetic wave in the signal transmission line L can be changed, and the electromagnetic wave propagated by the signal transmission line, for example, L2, is compared with the other signal transmission lines, that is, L1, L3, and L4. A phase difference can be generated.
【００３８】前記誘電体基板２３は、非線形性を有する
材料、すなわち印加電界Ｅの強度、したがってバイアス
電圧に対応して、比誘電率εr が変化する材料であれば
よいけれども、バイアス電圧に対する比誘電率εr の変
化率が大きい程、実用上有効であり、たとえばＳｒＴｉ
Ｏ3 、ＰｂＺｒＯ3 、Ｂａx Ｓｒ1-x ＴｉＯ3 は、前記
比誘電率の変化が大きいとともに、リーク電流が小さ
く、特に好適である。たとえば、前記Ｂａx Ｓｒ1-x Ｔ
ｉＯ3 において、ｘ＝０．７とし、厚みを０．１μｍ程
度にすると、図３および図４で示すように、１０Ｖのバ
イアス電圧を印加すると、比誘電率εr を、３００から
１００まで６０％程度も変化させることができる。The dielectric substrate 23 may be made of any material having nonlinearity, that is, a material whose relative dielectric constant ε r changes in accordance with the strength of the applied electric field E, and hence the bias voltage. The larger the rate of change of the dielectric constant ε r is, the more practically effective, for example, SrTi
O 3 , PbZrO 3 , and Ba x Sr 1 -x TiO 3 are particularly suitable because the change in the relative permittivity is large and the leak current is small. For example, the Ba x Sr 1-x T
When x = 0.7 and the thickness is about 0.1 μm in iO 3 , as shown in FIGS. 3 and 4, when a bias voltage of 10 V is applied, the relative dielectric constant ε r becomes 60 from 300 to 100. % Can be varied.
【００３９】また、酸化膜を用いて該誘電体基板２３を
作成するので、高周波回路基板のセラミック積層プロセ
スで一体に作成することができ、現状のプロセスにこの
プロセスを追加するだけで対応することができ、新規に
開発すべきプロセスを少なくすることができる。Further, since the dielectric substrate 23 is formed by using an oxide film, it can be integrally formed by a ceramic lamination process of a high-frequency circuit board, and can be dealt with only by adding this process to the current process. And the number of processes to be newly developed can be reduced.
【００４０】ここで、取扱うべき信号の周波数を１ＧＨ
ｚとすると、前記自由空間での波長λａは、前記式２か
ら３０ｃｍである。一方、信号伝送路Ｌは誘電体材料で
完全に覆われていないので、この場合、比誘電率εr の
実効値は１／２以下となる。したがって、前記λａ＝３
０ｃｍの電磁波を前記信号伝送路Ｌに導入すると、無バ
イアス時の波長λｇ１は、前記式１に実効値としてεr
＝１００を代入すると、 λｇ１＝λａ／√１００＝３．００ｃｍ …（３） となる。これに対して、バイアス電圧を印加し、εr ＝
５０とすると、波長λｇ２は、 λｇ２＝λａ／√５０＝４．２４ｃｍ …（４） したがって、 λｇ２＝λｇ１／√２ …（５） とすることができる。Here, the frequency of the signal to be handled is 1 GHz.
Assuming that z, the wavelength λa in the free space is 30 cm from the equation (2). On the other hand, the signal transmission line L, so not covered completely with a dielectric material, in this case, the effective value of the dielectric constant epsilon r is 1/2 or less. Therefore, λa = 3
When an electromagnetic wave of 0 cm is introduced into the signal transmission line L, the wavelength λg1 at the time of no bias is expressed by the above equation 1 as an effective value of ε r
Substituting = 100, λg1 = λa / √100 = 3.00 cm (3) On the other hand, when a bias voltage is applied, ε r =
Assuming that the wavelength is 50, the wavelength λg2 is λg2 = λa / √50 = 4.24 cm (4) Therefore, λg2 = λg1 / √2 (5)
【００４１】したがって、たとえば放射素子Ｓ１と放射
素子Ｓ３とを一対とし、放射素子Ｓ２と放射素子Ｓ４と
を一対として制御すると、いずれか一方の放射素子、た
とえばＳ１，Ｓ３側のバイアス電圧を零または所定の一
定値とし、いずれか他方の放射素子、したがってＳ２，
Ｓ４側のバイアス電圧も同一の前記零または一定値とす
ることによって、このマイクロストリップアンテナ２１
の水平方向、すなわち図１において参照符Ｈ−Ｈで示す
水平軸線を含む平面での放射パターンは、図５で示すよ
うに、参照符Ｖ−Ｖで示す垂直軸線に対して対称とな
る。Therefore, for example, when the radiating element S1 and the radiating element S3 are controlled as a pair and the radiating element S2 and the radiating element S4 are controlled as a pair, the bias voltage of one of the radiating elements, for example, S1 and S3 is set to zero or zero. A predetermined constant value, one of the other radiating elements, thus S2
By setting the bias voltage on the S4 side to the same zero or a constant value, the microstrip antenna 21
The radiation pattern in the horizontal direction, that is, the plane including the horizontal axis indicated by reference numeral HH in FIG. 1, is symmetrical with respect to the vertical axis indicated by reference numeral VV, as shown in FIG.
【００４２】この図５において、（ｂ）は放射される電
磁波の強度分布であり、（ａ）はその強度分布によって
得られた指向性を表す。図５（ｂ）において、参照符α
１，α２は、それぞれ放射された電磁波の等位相面を表
し、たとえばα１を山とすると、α２は谷である。In FIG. 5, (b) shows the intensity distribution of the radiated electromagnetic wave, and (a) shows the directivity obtained by the intensity distribution. In FIG. 5B, reference numeral α
1 and α2 represent the same phase plane of the radiated electromagnetic wave. For example, if α1 is a peak, α2 is a valley.
【００４３】これに対して、いずれか一方の対の放射素
子、たとえばＳ２，Ｓ４のバイアス電圧を零または所定
の一定値とし、いずれか他方の対の放射素子、したがっ
てＳ１，Ｓ３のバイアス電圧を、前記零または一定値と
異なるように制御すると、該マイクロストリップアンテ
ナ２１の放射パターンは、図６で示すようになる。図６
（ａ）および図６（ｂ）は、それぞれ前述の図５（ａ）
および図５（ｂ）に対応している。これら図５と図６と
を比較して明らかなように、放射方向、すなわち指向方
向が、前記図５の正面方向に対して、この図６では、図
１において参照符Ｖ−Ｖで示す垂直軸線回りに傾斜して
いる。On the other hand, the bias voltage of one of the pair of radiating elements, for example, S2 and S4 is set to zero or a predetermined constant value, and the bias voltage of one of the other pair of radiating elements, that is, S1 and S3 is set to zero. , The radiation pattern of the microstrip antenna 21 is as shown in FIG. FIG.
(A) and FIG. 6 (b) correspond to FIG.
5 (b). As is clear from the comparison between FIGS. 5 and 6, the radiation direction, that is, the directivity direction is perpendicular to the front direction in FIG. 5 in FIG. It is inclined around the axis.
【００４４】同様に、放射素子Ｓ１，Ｓ２を共通で制御
し、放射素子Ｓ３，Ｓ４を共通で制御することによっ
て、指向方向を前記参照符Ｈ−Ｈで示す水平軸線回りに
変化させることができる。また、各放射素子Ｓ１〜Ｓ４
のバイアス電圧が個別に制御されて、前記軸線Ｈ−Ｈお
よびＶ−Ｖ回りに指向方向が変化されるようにしてもよ
いことは言うまでもない。Similarly, by controlling the radiating elements S1 and S2 in common and controlling the radiating elements S3 and S4 in common, the directivity can be changed around the horizontal axis indicated by the reference numeral HH. . Further, each of the radiating elements S1 to S4
It is needless to say that the bias voltages may be individually controlled to change the directivity around the axes HH and VV.
【００４５】このように、本発明に従うマイクロストリ
ップアンテナ２１では、放射素子Ｓと高周波的に接続さ
れている信号伝送路Ｌにバイアス電圧を印加し、誘電体
基板２３において該信号伝送路Ｌの直下の領域Ｒの比誘
電率εr を変化させて所望とする指向性を得るので、ア
ンテナの共振周波数の変化を招くことなく、したがっ
て、送受信効率の低下を招くことなく、電気的に、しか
も大きな可変制御範囲で指向性を変化することができ、
可変指向性アンテナを、小型低コストに実現することが
できる。As described above, in the microstrip antenna 21 according to the present invention, the bias voltage is applied to the signal transmission line L which is connected to the radiating element S at a high frequency, and the dielectric substrate 23 is disposed immediately below the signal transmission line L. since changing the relative dielectric constant epsilon r of the region R to obtain a directivity to be desired, without causing a change in the resonant frequency of the antenna, therefore, without degrading the reception efficiency, electrically, yet large Directivity can be changed in a variable control range,
The variable directional antenna can be realized at a small size and at low cost.
【００４６】このようなマイクロストリップアンテナ２
１の使用例として、たとえば図７で示すように、移動体
通信機３１に搭載することができる。図７において、矢
印の方向がアンテナの指向方向を表し、長さが通信可能
距離を表している。この移動体通信機３１では、上述の
ようにして、マイクロストリップアンテナ２１の指向方
向を掃引することによって、通信可能な基地局のエリア
を検索し、最もアンテナ利得が高くなる方向に指向方向
を追従させる。これによって、常に電界強度の最も強い
エリアでの通信を可能とすることができ、通信可能距離
を長く、または低消費電力な移動体通信機３１を実現す
ることができる。Such a microstrip antenna 2
As an example of use, for example, as shown in FIG. 7, it can be mounted on a mobile communication device 31. In FIG. 7, the direction of the arrow indicates the directional direction of the antenna, and the length indicates the communicable distance. As described above, the mobile communication device 31 searches the communicable base station area by sweeping the directional direction of the microstrip antenna 21 as described above, and follows the directional direction in a direction in which the antenna gain becomes highest. Let it. As a result, it is possible to always perform communication in an area where the electric field strength is strongest, and it is possible to realize a mobile communication device 31 having a long communicable distance or low power consumption.
【００４７】図８は、前記移動体通信機３１を、パーソ
ナルハンディホンシステム（ＰＨＳ）の端末装置で実現
した例を示している。動作制御用のマイクロコントロー
ラなどからは、バイアス電圧制御回路Ｍに、受信電界強
度の最も高い通信可能エリアを検索し、かつ最も電界強
度の高い通信可能エリアでの通信を維持するための制御
信号が与えられる。バイアス電圧制御回路Ｍは、この制
御信号に応答して、前記各信号伝送路Ｌのバイアス電圧
を変化する。FIG. 8 shows an example in which the mobile communication device 31 is realized by a personal handyphone system (PHS) terminal device. From the operation control microcontroller or the like, a control signal for searching the communicable area with the highest received electric field strength and maintaining communication in the communicable area with the highest electric field strength is sent to the bias voltage control circuit M. Given. The bias voltage control circuit M changes the bias voltage of each signal transmission line L in response to the control signal.
【００４８】マイクロストリップアンテナ２１で受信さ
れた受信信号は、バンドパスフィルタ（略称ＢＰＦ）３
２において、ＰＨＳで使用される１．９ＧＨｚ付近の信
号成分が抽出されて、送受信の切換回路３３に入力され
る。切換回路３３は、基地局からの制御信号を復調して
判定されたタイムスロットに応答して、送信側と受信側
とに切換制御される。この切換回路３３を介して、前記
受信信号はＢＰＦ３４に与えられ、前記１．９ＧＨｚ付
近の信号成分が抽出された後、高周波増幅回路３５およ
びＢＰＦ３６を介してミキサ３７に入力される。前記Ｂ
ＰＦ３６は、前記ＢＰＦ３２、ＢＰＦ３４と同様に構成
されており、このように複数段のＢＰＦによって、少な
い挿入損失で、高い選択度を得ることができる。The received signal received by the microstrip antenna 21 is transmitted to a band-pass filter (BPF) 3
In 2, the signal component around 1.9 GHz used in the PHS is extracted and input to the transmission / reception switching circuit 33. The switching circuit 33 is switched between the transmitting side and the receiving side in response to the time slot determined by demodulating the control signal from the base station. The received signal is supplied to the BPF 34 via the switching circuit 33, and the signal component around 1.9 GHz is extracted, and then input to the mixer 37 via the high frequency amplifier circuit 35 and the BPF 36. Said B
The PF 36 is configured in the same manner as the BPF 32 and the BPF 34, and thus a high selectivity can be obtained with a small insertion loss by using a plurality of BPFs.
【００４９】前記ミキサ３７には、第１の局部発振回路
３８からの局部発振信号が与えられており、このミキサ
３７において前記受信高周波信号は、第１の中間周波信
号にダウンコンバートされる。この第１の中間周波信号
は、ＢＰＦ３９および中間周波増幅回路４０を介してミ
キサ４１に入力され、このミキサ４１において第２の局
部発振回路４２からの局部発振信号と混合されて、第２
の中間周波信号にダウンコンバートされ、後続のデジタ
ル復調回路などに与えられる。The mixer 37 is supplied with a local oscillation signal from a first local oscillation circuit 38. In the mixer 37, the received high-frequency signal is down-converted into a first intermediate frequency signal. The first intermediate frequency signal is input to the mixer 41 via the BPF 39 and the intermediate frequency amplifier circuit 40, where the first intermediate frequency signal is mixed with the local oscillation signal from the second local oscillation circuit 42, and
Is down-converted to an intermediate frequency signal and supplied to a subsequent digital demodulation circuit and the like.
【００５０】一方、送信信号は、ミキサ４３において、
前記局部発振回路４２からの局部発振信号と混合されて
アップコンバートされ、さらにミキサ４４において前記
局部発振回路３８からの局部発振信号と混合されて、前
記１．９ＧＨｚ帯域の送信信号にアップコンバートされ
る。前記送信信号は、ＢＰＦ４５、高周波増幅回路４６
およびアイソレータ４７からＢＰＦ４８を介して前記切
換回路３３に与えられ、送信タイムスロットで、ＢＰＦ
３２を介してマイクロストリップアンテナ２１から放射
される。前記アイソレータ４７は、インピーダンスのミ
スマッチング等でマイクロストリップアンテナ２１から
正常に出力電力が放射されず、高周波増幅回路４６側に
反射してきた場合に、これを阻止するために介在されて
おり、マイクロストリップアンテナ２１方向への電流の
みを通過させる。On the other hand, the transmission signal is supplied to
It is mixed with the local oscillation signal from the local oscillation circuit 42 and up-converted, and further mixed with the local oscillation signal from the local oscillation circuit 38 in the mixer 44 and up-converted into the 1.9 GHz band transmission signal. . The transmission signal includes a BPF 45 and a high-frequency amplifier circuit 46.
And the switching circuit 33 is supplied from the isolator 47 to the switching circuit 33 via the BPF 48.
The light is radiated from the microstrip antenna 21 through the antenna 32. The isolator 47 is provided in order to prevent the output power from being normally emitted from the microstrip antenna 21 due to impedance mismatch or the like and being reflected toward the high frequency amplifier circuit 46, in order to prevent this. Only the current in the direction of the antenna 21 is passed.
【００５１】本発明の実施の第２の形態について、図９
および図１０に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。FIG. 9 shows a second embodiment of the present invention.
The following is a description based on FIG. 10 and FIG.
【００５２】図９は本発明の実施の第２の形態のマイク
ロストリップアンテナ５１の構造を示す斜視図であり、
図１０はそのマイクロストリップアンテナ５１を背面側
から見た斜視図である。このマイクロストリップアンテ
ナ５１において、前述のマイクロストリップアンテナ２
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。前述のマイクロストリップア
ンテナ２１では、受給電およびバイアス電圧の印加が誘
電体基板２３の周縁部から行われるのに対して、このマ
イクロストリップアンテナ５１では、誘電体基板５３の
中央部に、前記各信号伝送路Ｌ０〜Ｌ４にそれぞれ対応
したビアホールＨ０〜Ｈ４が形成され、このビアホール
Ｈ０〜Ｈ４を介して、誘電体基板５３の裏面側から、前
記受給電およびバイアス電圧の印加が行われる。FIG. 9 is a perspective view showing the structure of a microstrip antenna 51 according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a perspective view of the microstrip antenna 51 as viewed from the rear side. In this microstrip antenna 51, the aforementioned microstrip antenna 2
Similar parts to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In the above-described microstrip antenna 21, receiving and feeding and application of a bias voltage are performed from the peripheral portion of the dielectric substrate 23, whereas in the microstrip antenna 51, each of the signal Via holes H0 to H4 respectively corresponding to the transmission paths L0 to L4 are formed, and the power supply and the application of the bias voltage are performed from the back side of the dielectric substrate 53 through the via holes H0 to H4.
【００５３】したがって、地板５２の中央部には、切欠
き５２ａが形成されており、該切欠き５２ａから前記ビ
アホールＨ０〜Ｈ４が露出している。このように構成す
ることによって、たとえば前記バイアス電圧制御回路Ｍ
１〜Ｍ４および受給電装置２４などを集積した集積回路
を、アンテナ本体に一体化することができ、小型化およ
び低コスト化に好適である。Therefore, a notch 52a is formed in the center of the base plate 52, and the via holes H0 to H4 are exposed from the notch 52a. With this configuration, for example, the bias voltage control circuit M
An integrated circuit in which 1 to M4 and the power supply / reception device 24 are integrated can be integrated with the antenna body, which is suitable for miniaturization and cost reduction.
【００５４】またこのように構成すると、前記指向性、
すなわち放射パターンとともに、各放射素子Ｓおよび信
号伝送路Ｌ等のばらつきを考慮して必要となるバイアス
電圧を求め、そのバイアス電圧のデータを集積回路に組
込むことによって、製造工程に要求される精度をむやみ
に高めることなく、所望とする高精度な指向性を得るこ
とができる。With such a configuration, the directivity,
That is, the required bias voltage is determined in consideration of the variation of the radiating element S and the signal transmission path L together with the radiation pattern, and the data of the bias voltage is incorporated into the integrated circuit, so that the accuracy required for the manufacturing process can be reduced. The desired high-accuracy directivity can be obtained without inadvertently increasing.
【００５５】本発明の実施の第３の形態について、図１
１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。FIG. 1 shows a third embodiment of the present invention.
1 will be described below.
【００５６】図１１は、本発明の実施の第３の形態のマ
イクロストリップアンテナ６１の構造を示す斜視図であ
る。このマイクロストリップアンテナ６１において、前
述のマイクロストリップアンテナ２１に類似し、対応す
る部分には同一の参照符号を付して示す。このマイクロ
ストリップアンテナ６１では、基板６３は、たとえば通
常のセラミック基板であり、これに対して、信号伝送路
Ｌ１〜Ｌ４の直下の領域には、非線形誘電体薄膜から成
る絶縁層Ｗ１〜Ｗ４がそれぞれ形成されている。この絶
縁層Ｗ１〜Ｗ４は、たとえば厚膜印刷や通常のグリンシ
ートプロセスなどによって形成される。FIG. 11 is a perspective view showing the structure of a microstrip antenna 61 according to the third embodiment of the present invention. The microstrip antenna 61 is similar to the microstrip antenna 21 described above, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals. In the microstrip antenna 61, the substrate 63 is, for example, a normal ceramic substrate. In contrast, in a region immediately below the signal transmission lines L1 to L4, insulating layers W1 to W4 each formed of a nonlinear dielectric thin film are provided. Is formed. The insulating layers W1 to W4 are formed by, for example, thick film printing or a normal green sheet process.
【００５７】前記絶縁層Ｗ１〜Ｗ４は、必ずしも信号伝
送路Ｌ１〜Ｌ４の全長に亘って設けられる必要はなく、
印加バイアス電圧の電圧変化幅および比誘電率の変化率
などに対応して、各信号伝送路Ｌ１〜Ｌ４間で所望とす
る位相差を発生させるのに有効な長さだけ設けるように
してもよい。また、この絶縁層Ｗ１〜Ｗ４は、全ての信
号伝送路Ｌ１〜Ｌ４に関して設けられる必要もない。こ
のように構成することによって、バイアスラインＫ１〜
Ｋ４の直下での比誘電率の変化をなくすことができる。The insulating layers W1 to W4 do not necessarily need to be provided over the entire length of the signal transmission paths L1 to L4.
In accordance with the voltage change width of the applied bias voltage and the change rate of the relative dielectric constant, a length effective for generating a desired phase difference between the signal transmission lines L1 to L4 may be provided. . Further, the insulating layers W1 to W4 do not need to be provided for all the signal transmission paths L1 to L4. With this configuration, the bias lines K1 to K1
It is possible to eliminate a change in the relative dielectric constant just below K4.
【００５８】本発明の実施の第４の形態について、図１
２および図１３に基づいて説明すれば、以下のとおりで
ある。FIG. 1 shows a fourth embodiment of the present invention.
This will be described below with reference to FIG. 2 and FIG.
【００５９】図１２は本発明の実施の第４の形態のマイ
クロストリップアンテナ７１の構造を示す分解斜視図で
あり、図１３は信号伝送路Ｌ付近を拡大して模式的に示
す断面図である。この図１２および図１３において、そ
れぞれ前述の図１および図２に類似し、対応する部分に
は同一の参照符号を付して、その説明を省略する。前述
のマイクロストリップアンテナ２１，５１，６１は、放
射素子Ｓ１〜Ｓ４と信号伝送路Ｌ０〜Ｌ４とが誘電体基
板２３，５３，６３の同一表面上に形成されているの
で、所望とするアンテナ利得を得るにあたって、誘電体
基板２３，５３，６３上のスペースに比較的余裕のある
場合に好適に実施され、放射素子Ｓ１〜Ｓ４と信号伝送
路Ｌ１〜Ｌ４との間の結合度の調整などもトリミングに
よって比較的容易に行うことができる。FIG. 12 is an exploded perspective view showing a structure of a microstrip antenna 71 according to a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a cross-sectional view schematically showing the vicinity of a signal transmission line L in an enlarged manner. . 12 and FIG. 13, which are similar to FIG. 1 and FIG. 2, respectively, and corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In the microstrip antennas 21, 51, and 61 described above, since the radiating elements S1 to S4 and the signal transmission paths L0 to L4 are formed on the same surface of the dielectric substrates 23, 53, and 63, a desired antenna gain is obtained. Is preferably performed when the space on the dielectric substrates 23, 53 and 63 has a relatively large margin, and the degree of coupling between the radiating elements S1 to S4 and the signal transmission paths L1 to L4 is also adjusted. It can be performed relatively easily by trimming.
【００６０】これに対して、このマイクロストリップア
ンテナ７１では、前記放射素子Ｓ１〜Ｓ４を搭載する基
板７２と、信号伝送路Ｌ０〜Ｌ４およびバイアスライン
Ｋ１〜Ｋ４が形成される誘電体基板７３との２枚の基板
が用いられている。On the other hand, in the microstrip antenna 71, the substrate 72 on which the radiating elements S1 to S4 are mounted and the dielectric substrate 73 on which the signal transmission lines L0 to L4 and the bias lines K1 to K4 are formed. Two substrates are used.
【００６１】これによって、放射素子Ｓと信号伝送路Ｌ
とを、地板２２と平行に、かつ相互に異なる面上に形成
することができるので、該放射素子Ｓと信号伝送路Ｌと
の電磁界的な結合の自由度を向上することができる。こ
れによって、アンテナ利得を向上することができるとと
もに、受給電点も比較的任意に選ぶことができるので、
必要に応じて、円偏波や直線偏波等、放射電波の偏波方
向が所望とする方向となるように、最適な設計を行うこ
とができる。また、このマイクロストリップアンテナ７
１では、信号伝送路Ｌの全周が誘電体材料で覆われてい
るので、前記比誘電率εr の実効値が大きくなり、前記
波長λｇ１，λｇ２をさらに短くすることができ、アン
テナの小型化を図ることができる。Thus, the radiation element S and the signal transmission line L
Can be formed in parallel with the ground plane 22 and on mutually different surfaces, so that the degree of freedom of electromagnetic coupling between the radiating element S and the signal transmission path L can be improved. As a result, the antenna gain can be improved, and the receiving / feeding point can be selected relatively arbitrarily.
If necessary, an optimal design can be performed so that the polarization direction of the radiated radio wave, such as circular polarization or linear polarization, becomes a desired direction. Also, this microstrip antenna 7
In 1, the entire circumference of the signal transmission path L are covered with a dielectric material, the effective value of the relative dielectric constant epsilon r increases, the wavelength Ramudaji1, can further shorten the Ramudaji2, antenna size Can be achieved.
【００６２】本発明の実施の第５の形態について、図１
４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。FIG. 1 shows a fifth embodiment of the present invention.
The following is an explanation based on No. 4.
【００６３】図１４は、本発明の実施の第５の形態のマ
イクロストリップアンテナ８１の構造を示す分解斜視図
である。このマイクロストリップアンテナ８１は、前述
のマイクロストリップアンテナ７１に類似し、対応する
部分には同一の参照符号を付して示す。このマイクロス
トリップアンテナ８１では、放射素子Ｓが形成される基
板７２と、信号伝送路Ｌ０〜Ｌ４が形成される誘電体基
板８２と、地板８３と、もう１枚の回路基板８４とが、
この順で積層されて、高周波回路モジュールを構成して
いる。回路基板８４には、前記バイアス電圧制御回路Ｍ
１〜Ｍ４に対応する集積回路８５が実装されている。FIG. 14 is an exploded perspective view showing the structure of a microstrip antenna 81 according to a fifth embodiment of the present invention. The microstrip antenna 81 is similar to the microstrip antenna 71 described above, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals. In this microstrip antenna 81, a substrate 72 on which a radiating element S is formed, a dielectric substrate 82 on which signal transmission paths L0 to L4 are formed, a ground plane 83, and another circuit board 84 are formed by:
The high-frequency circuit modules are stacked in this order. The circuit board 84 includes the bias voltage control circuit M
Integrated circuits 85 corresponding to 1 to M4 are mounted.
【００６４】送受信回路などのシステム全体を制御して
いる制御装置からの電界強度信号に応答して、前記集積
回路８５が受信信号強度が最も強くなる最適なアンテナ
指向性を得ることができるバイアス電圧を判定し、各信
号伝送路Ｌ１〜Ｌ４に印加する。なお、各信号伝送路Ｌ
１〜Ｌ４と前記集積回路８５とは、基板８２，８３，８
４を連通して形成されるスルーホールＪ１〜Ｊ４によっ
て、それぞれ電気的に接続されている。また、信号伝送
路Ｌ０も、スルーホールＪ０によって、回路基板８４側
に引出されている。In response to an electric field intensity signal from a control device that controls the entire system such as a transmission / reception circuit, the integrated circuit 85 can obtain the optimum antenna directivity at which the received signal intensity becomes the highest. Is determined and applied to each of the signal transmission lines L1 to L4. Note that each signal transmission line L
1 to L4 and the integrated circuit 85 are connected to substrates 82, 83, 8
4 are electrically connected to each other by through holes J1 to J4 formed to communicate with each other. The signal transmission line L0 is also drawn out to the circuit board 84 through the through hole J0.
【００６５】地板８３は、セラミック基板に銅メッキな
どが施されて形成されており、前記スルーホールＪ０〜
Ｊ４に対応して、エッチングなどによって導体パターン
に切欠きＪ０ａ〜Ｊ４ａが形成されている。The base plate 83 is formed by subjecting a ceramic substrate to copper plating or the like.
Notches J0a to J4a are formed in the conductor pattern by etching or the like corresponding to J4.
【００６６】このように、電界強度信号に応答してバイ
アス電圧をフィードバック制御することによって、リア
ルタイムで指向性を変化することができる高周波回路モ
ジュールを実現することができる。As described above, by performing feedback control of the bias voltage in response to the electric field strength signal, it is possible to realize a high-frequency circuit module capable of changing the directivity in real time.
【００６７】[0067]
【発明の効果】請求項１の発明に係るマイクロストリッ
プアンテナは、以上のように、信号伝送路を、容量結合
などの電磁界的な結合によって、直流および低周波的に
は放射素子群と遮断し、所望とする高周波帯域では所望
とする結合インピーダンスで前記放射素子群と接続する
ようにし、その少くとも一部分と地板との間に介在した
非線形誘電体層の比誘電率を変化させて、該信号伝送路
における信号伝搬速度を変化することによって、所望と
する放射パターン、すなわち指向性を得る。As described above, in the microstrip antenna according to the first aspect of the present invention, the signal transmission path is cut off from the radiating element group in terms of DC and low frequency by electromagnetic coupling such as capacitive coupling. In the desired high-frequency band, the radiating element group is connected with a desired coupling impedance, and the relative dielectric constant of the nonlinear dielectric layer interposed between at least a part of the radiating element group and the ground plane is changed. By changing the signal propagation speed in the signal transmission line, a desired radiation pattern, that is, directivity is obtained.
【００６８】それゆえ、各放射素子の直下の誘電体層の
比誘電率を変化させるのではなく、信号伝送路の直下の
誘電体層の比誘電率を変化させるので、各放射素子の共
振周波数の変化による送受信効率の低下を招くことな
く、前記指向性を大きな範囲で、電気的に変化すること
ができる。Therefore, the relative permittivity of the dielectric layer immediately below the signal transmission path is changed instead of changing the relative permittivity of the dielectric layer immediately below each radiating element. The directivity can be electrically changed within a large range without causing a decrease in transmission / reception efficiency due to a change in the transmission / reception efficiency.
【００６９】また、請求項２の発明に係るマイクロスト
リップアンテナは、以上のように、信号伝送路を放射素
子と同一の誘電体基板の表面に形成する。In the microstrip antenna according to the second aspect of the present invention, as described above, the signal transmission path is formed on the same surface of the dielectric substrate as the radiating element.
【００７０】それゆえ、両者を一度に形成することがで
きるとともに、結合度等の所望とする特性を得るため
に、トリミング等の調整を行うこともできる。Therefore, both can be formed at a time, and trimming or the like can be adjusted to obtain desired characteristics such as the degree of coupling.
【００７１】さらにまた、請求項３の発明に係るマイク
ロストリップアンテナは、以上のように、前記誘電体基
板を多層とし、放射素子と前記信号伝送路とを相互に異
なる層に形成する。Furthermore, in the microstrip antenna according to the third aspect of the present invention, as described above, the dielectric substrate is formed as a multilayer, and the radiating element and the signal transmission path are formed in different layers.
【００７２】それゆえ、基板面積に対して放射素子の占
める面積を大きくすることができ、高効率化を図ること
ができる。また、各放射素子と信号伝送路との電磁界的
な結合の自由度を向上することができ、効率が高くなる
ように結合を行うことができるとともに、受給電点の位
置も比較的任意に設定することができ、円偏波や直線偏
波等の所望とする偏波方向を得ることもできる。Therefore, the area occupied by the radiating element with respect to the substrate area can be increased, and high efficiency can be achieved. In addition, the degree of freedom of electromagnetic coupling between each radiating element and the signal transmission path can be improved, coupling can be performed so as to increase efficiency, and the position of the power feeding and receiving point can be relatively arbitrarily determined. It is possible to set a desired polarization direction such as circular polarization or linear polarization.
【００７３】また、請求項４の発明に係るマイクロスト
リップアンテナは、以上のように、前記非線形誘電体層
を、ＳｒＴｉＯ3 、ＰｂＺｒＯ3 またはＢａx Ｓｒ1-x
ＴｉＯ3 （０＜ｘ＜１）のセラミック系材料によって形
成する。In the microstrip antenna according to the fourth aspect of the present invention, as described above, the nonlinear dielectric layer is formed of SrTiO 3 , PbZrO 3 or Ba x Sr 1 -x.
It is formed of a ceramic material of TiO 3 (0 <x <1).
【００７４】それゆえ、大きな比誘電率の変化を得るこ
とができ、特にＢａx Ｓｒ1-x ＴｉＯ3 は、前記比誘電
率の変化が大きいとともに、リーク電流が小さく、好適
である。また、酸化膜を用いて該非線形誘電体層を作成
するので、高周波回路基板のセラミック積層プロセスで
一体に作成することができ、現状のプロセスにこのプロ
セスを追加するだけで対応することができ、新規に開発
すべきプロセスを少なくすることができる。Therefore, a large change in the relative dielectric constant can be obtained. In particular, Ba x Sr 1 -x TiO 3 is suitable because the change in the relative dielectric constant is large and the leak current is small. Further, since the non-linear dielectric layer is formed using an oxide film, the non-linear dielectric layer can be integrally formed by a ceramic lamination process of a high-frequency circuit board, and can be dealt with simply by adding this process to the current process. New processes to be developed can be reduced.
【００７５】さらにまた、請求項５の発明に係る高周波
回路モジュールは、以上のように、多層基板の一部また
は全部の領域に、前記マイクロストリップアンテナにお
けるバイアス電圧印加手段を除く構成を作込み、前記バ
イアス電圧印加手段を実現する集積回路を前記多層基板
に一体化する。Further, the high-frequency circuit module according to the fifth aspect of the present invention, as described above, has a structure in which a bias voltage applying means in the microstrip antenna is removed in a part or the whole area of the multilayer substrate. An integrated circuit for realizing the bias voltage applying means is integrated with the multilayer substrate.
【００７６】それゆえ、指向性、すなわち放射パターン
とともに、各放射素子および信号伝送路等のばらつきを
考慮して必要となるバイアス電圧を求め、そのバイアス
電圧のデータを集積回路に組込むことによって、製造工
程に要求される精度をむやみに高めることなく、所望と
する高精度な指向性を得ることができる。Therefore, the required bias voltage is determined in consideration of the directivity, that is, the radiation pattern, as well as the variation of each radiating element and signal transmission path, and the data of the bias voltage is incorporated in an integrated circuit to manufacture the integrated circuit. The desired high-accuracy directivity can be obtained without unnecessarily increasing the accuracy required for the process.
【図１】本発明の実施の第１の形態のマイクロストリッ
プアンテナの構造を示す斜視図である。FIG. 1 is a perspective view showing a structure of a microstrip antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１で示すマイクロストリップアンテナの動作
原理を説明するための一部分の拡大断面図である。FIG. 2 is an enlarged cross-sectional view of a part of the microstrip antenna shown in FIG.
【図３】非線形誘電体薄膜への印加電界強度の変化に対
する電束密度の変化を示すグラフである。FIG. 3 is a graph showing a change in electric flux density with respect to a change in electric field intensity applied to a nonlinear dielectric thin film.
【図４】非線形誘電体薄膜への印加電界強度の変化に対
する比誘電率の変化を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing a change in relative permittivity with respect to a change in electric field intensity applied to a nonlinear dielectric thin film.
【図５】図１で示すマイクロストリップアンテナのバイ
アス電圧が同一値である場合の放射パターンを説明する
ための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining a radiation pattern when the bias voltages of the microstrip antenna shown in FIG. 1 have the same value.
【図６】図１で示すマイクロストリップアンテナのバイ
アス電圧が相互に異なる場合の放射パターンを説明する
ための図である。FIG. 6 is a diagram for explaining a radiation pattern when bias voltages of the microstrip antenna shown in FIG. 1 are different from each other.
【図７】図１で示すマイクロストリップアンテナの一使
用例である移動体通信機の機能を模式的に示す図であ
る。FIG. 7 is a diagram schematically showing functions of a mobile communication device which is an example of use of the microstrip antenna shown in FIG.
【図８】図１で示すマイクロストリップアンテナをＰＨ
Ｓの端末装置として用いた場合の該端末装置の電気的構
成を示すブロック図である。FIG. 8 shows a microstrip antenna shown in FIG.
It is a block diagram which shows the electric constitution of the said terminal device when used as a terminal device of S.
【図９】本発明の実施の第２の形態のマイクロストリッ
プアンテナの構造を示す斜視図である。FIG. 9 is a perspective view illustrating a structure of a microstrip antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】図９で示すマイクロストリップアンテナを背
面側から見た斜視図である。FIG. 10 is a perspective view of the microstrip antenna shown in FIG. 9 as viewed from the back side.
【図１１】本発明の実施の第３の形態のマイクロストリ
ップアンテナの構造を示す斜視図である。FIG. 11 is a perspective view illustrating a structure of a microstrip antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図１２】本発明の実施の第４の形態のマイクロストリ
ップアンテナの構造を示す分解斜視図である。FIG. 12 is an exploded perspective view showing a structure of a microstrip antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１３】図１２で示すマイクロストリップアンテナの
動作原理を説明するための一部分の拡大断面図である。FIG. 13 is an enlarged cross-sectional view of a part of the microstrip antenna shown in FIG.
【図１４】本発明の実施の第５の形態のマイクロストリ
ップアンテナの構造を示す分解斜視図である。FIG. 14 is an exploded perspective view showing a structure of a microstrip antenna according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１５】典型的な従来技術のマイクロストリップアン
テナの構造を示す正面図である。FIG. 15 is a front view showing the structure of a typical prior art microstrip antenna.
【図１６】他の従来技術のマイクロストリップアンテナ
の構造を示す正面図である。FIG. 16 is a front view showing the structure of another conventional microstrip antenna.
【図１７】図１６の切断面線Ａ−Ａから見た断面図であ
る。FIG. 17 is a sectional view taken along the line AA of FIG. 16;
【図１８】電磁波の誘電体内の伝搬による波長の伸縮効
果を説明するための図である。FIG. 18 is a diagram for explaining the effect of wavelength expansion and contraction due to propagation of an electromagnetic wave in a dielectric.
【図１９】非線形誘電体の比誘電率変化による伝搬高周
波信号の位相変化を説明するための図である。FIG. 19 is a diagram for explaining a phase change of a propagated high-frequency signal due to a change in relative dielectric constant of a nonlinear dielectric.
２１，５１，６１，７１，８１ マイクロストリップ
アンテナ ２２，５２，８３ 地板 ２３，５３，７３，８２ 誘電体基板 ２４ 受給電装置 ３１ 移動体通信機 ６３，７２ 基板 ８４ 回路基板 ８５ 集積回路 Ｇ１〜Ｇ４ グループ Ｈ０〜Ｈ４ ビアホール Ｊ０〜Ｊ４ スルーホール Ｋ１〜Ｋ４ バイアスライン Ｌ０〜Ｌ４ 信号伝送路 Ｍ１〜Ｍ４ バイアス電圧制御回路 Ｓ１〜Ｓ４ 放射素子21, 51, 61, 71, 81 Microstrip antenna 22, 52, 83 Base plate 23, 53, 73, 82 Dielectric substrate 24 Power receiving / receiving device 31 Mobile communication device 63, 72 substrate 84 Circuit substrate 85 Integrated circuit G1 to G4 Group H0-H4 Via hole J0-J4 Through hole K1-K4 Bias line L0-L4 Signal transmission path M1-M4 Bias voltage control circuit S1-S4 Radiating element
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０１Ｑ 13/08 Ｈ０１Ｑ 13/08 21/06 21/06 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (51) Int.Cl. 6 Identification code FI H01Q 13/08 H01Q 13/08 21/06 21/06
Claims (5)
方に地板が形成され、他方に放射素子が形成されるマイ
クロストリップアンテナにおいて、 １または複数の放射素子からそれぞれ成る複数の放射素
子群と、 前記複数の放射素子群にそれぞれ高周波的に接続され、
マイクロストリップラインにて形成される信号伝送路
と、 複数の信号伝送路のうち、少くとも一部分と地板との間
に介在され、印加電界に対応して高周波領域での比誘電
率が変化する非線形誘電体層と、 前記少くとも一部分の信号伝送路と地板との間に、所望
とする可変電界を発生させるためのバイアス電圧を印加
するバイアス電圧印加手段とを含むことを特徴とするマ
イクロストリップアンテナ。1. A microstrip antenna in which a ground plane is formed on one of two mutually parallel surfaces of a dielectric substrate and a radiating element is formed on the other, wherein a plurality of radiating elements each comprising one or a plurality of radiating elements are provided. A plurality of radiating element groups, each being connected at a high frequency,
A non-linear structure in which the relative permittivity in a high-frequency region changes in response to an applied electric field between a signal transmission line formed by a microstrip line and at least a part of a plurality of signal transmission lines and a ground plane. A microstrip antenna, comprising: a dielectric layer; and a bias voltage applying means for applying a bias voltage for generating a desired variable electric field between the at least a part of the signal transmission path and the ground plane. .
誘電体基板の表面に形成することを特徴とする請求項１
記載のマイクロストリップアンテナ。2. The apparatus according to claim 1, wherein the signal transmission path is formed on the same surface of the dielectric substrate as the radiating element.
A microstrip antenna as described.
と前記信号伝送路とを相互に異なる層に形成することを
特徴とする請求項１記載のマイクロストリップアンテ
ナ。3. The microstrip antenna according to claim 1, wherein said dielectric substrate has a multilayer structure, and said radiating element and said signal transmission path are formed in different layers.
ｂＺｒＯ3 またはＢａx Ｓｒ1-x ＴｉＯ3 （０＜ｘ＜
１）のセラミック系材料から成ることを特徴とする請求
項１〜３のいずれかに記載のマイクロストリップアンテ
ナ。4. The non-linear dielectric layer is made of SrTiO 3 , P
bZrO 3 or Ba x Sr 1-x TiO 3 (0 <x <
The microstrip antenna according to any one of claims 1 to 3, wherein the microstrip antenna is made of the ceramic material of (1).
請求項１〜４のいずれかで示すマイクロストリップアン
テナにおけるバイアス電圧印加手段を除く構成を作込
み、 前記バイアス電圧印加手段を実現する集積回路を、前記
多層基板に一体化することを特徴とする高周波回路モジ
ュール。5. A configuration excluding the bias voltage applying means in the microstrip antenna according to any one of claims 1 to 4 is formed in a part or the whole area of the multilayer substrate to realize the bias voltage applying means. A high-frequency circuit module, wherein an integrated circuit is integrated with the multilayer substrate.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5548498A JPH11261324A (en) | 1998-03-06 | 1998-03-06 | Microstrip antenna and high-frequency circuit module mounted with the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5548498A JPH11261324A (en) | 1998-03-06 | 1998-03-06 | Microstrip antenna and high-frequency circuit module mounted with the same |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261324A true JPH11261324A (en) | 1999-09-24 |
Family
ID=12999907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5548498A Pending JPH11261324A (en) | 1998-03-06 | 1998-03-06 | Microstrip antenna and high-frequency circuit module mounted with the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11261324A (en) |
Cited By (6)
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-
1998
- 1998-03-06 JP JP5548498A patent/JPH11261324A/en active Pending
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