JPH11257997A - Current control exciting method with triangular wave in resolver - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance accuracy and response by providing a resolver with an exciting signal based on an excitation reference signal from a triangular wave transmission circuit and obtaining a square rotation signal thereby eliminating a filter circuit. SOLUTION: Current control excitation of a single-phase excitation/two-phase output type resolver 1, for example, is effected using a triangular wave transmission circuit 14. An excitation signal 14a of 10 kHz triangular wave, for example, is delivered from the triangular wave transmission circuit 14 to a current control amplifier 15. A resolver excitation signal 15a outputted depending on the level of the excitation reference signal 14a is applied as an excitation signal REF of the resolver 1. Two-phase rotation signal containing an exciting component f(t) is delivered from the resolver 1 through an SIN, COS multiplier 2, a synchronous detecting section 3 and an integrator 4 to a VCO, 5. A digital angle output ϕ, a multiple rotation signal MT and an encoder signal 13 are obtained from up/down pulses 5a, 5b delivered from the VCO 5.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、レゾルバにおける
三角波による電流制御励磁方法に関し、特に、従来の正
弦波励磁方式における出力信号の直流化に必要となるフ
ィルターを不要とし、三角波励磁によりレゾルバから方
形波の回転信号を直接得るための新規な改良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current control excitation method using a triangular wave in a resolver, and in particular, eliminates the need for a filter required for converting an output signal into a direct current in a conventional sine wave excitation system, and forms a square from a resolver by triangular wave excitation. The present invention relates to a new improvement for directly obtaining a wave rotation signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、用いられていたこの種のレゾルバ
における励磁方法としては、一般に、正弦波信号よりな
る励磁信号をレゾルバの励磁コイルに印加して回転信号
を得ていた。2. Description of the Related Art Conventionally, as an excitation method for a resolver of this type, a rotation signal is generally obtained by applying an excitation signal consisting of a sine wave signal to an excitation coil of the resolver.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】従来のレゾルバにおけ
る励磁方法は、以上のように構成されていたため、次の
ような課題が存在していた。すなわち、レゾルバの出力
信号である回転信号も正弦波状であるため、この回転信
号を直流化するためのフィルター回路が必要であり、ま
た、このフィルター回路の時定数によって応答性に遅れ
を生じることとなっていた。The conventional method for exciting a resolver has the following problems because it is configured as described above. That is, since the rotation signal, which is the output signal of the resolver, also has a sine wave shape, a filter circuit for converting the rotation signal into a direct current is necessary.In addition, the response time is delayed due to the time constant of the filter circuit. Had become.

【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、従来の正弦波励磁における
出力信号の直流化に必要となるフィルターを不要とし、
三角波励磁によりレゾルバから方形波の回転信号を直接
得るようにしたレゾルバにおける三角波による電流制御
励磁方法を提供することを目的とする。The present invention has been made to solve the above problems, and in particular, eliminates the need for a filter required for converting an output signal into DC in a conventional sine wave excitation,
An object of the present invention is to provide a current control excitation method using a triangular wave in a resolver in which a rotation signal of a square wave is directly obtained from a resolver by triangular wave excitation.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】本発明による電圧制御発
振方法は、レゾルバに励磁信号を供給し、前記レゾルバ
から回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）、但し、ｆ（ｔ）は励磁成分］を得ると共に、前
記励磁信号は、三角波発振回路からの励磁用基準信号を
電流制御アンプに入力し、前記励磁用基準信号のレベル
に応じて出力されたレゾルバ励磁電源出力を用い、前記
回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］
は方形波で得る方法である。According to the voltage controlled oscillation method of the present invention, an excitation signal is supplied to a resolver, and a rotation signal [sin θ · f (t), cos θ · f is supplied from the resolver.
(T), where f (t) is an excitation component], and the excitation signal is obtained by inputting an excitation reference signal from a triangular wave oscillation circuit to a current control amplifier, and according to the level of the excitation reference signal. Using the output of the resolver excitation power supply, the rotation signal [sin θ · f (t), cos θ · f (t)]
Is a method of obtaining a square wave.

【０００６】[0006]

【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるレ
ゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法の好適な
実施の形態について説明する。図１において符号１で示
されるものは例えば周知の１相励磁／２相出力型のレゾ
ルバであり、このレゾルバ１から出力される励磁成分ｆ
（ｔ）を含む２相の回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏ
ｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２から
第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検
波部３に入力され、この同期検波部３からの第２出力信
号ｓｉｎ（θ−φ）が積分器４を経て電圧制御発振器に
入力される。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A preferred embodiment of a current control excitation method using a triangular wave in a resolver according to the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is, for example, a known one-phase excitation / two-phase output type resolver, and an excitation component f output from the resolver 1 is shown.
(T) two-phase rotation signal sin θ · f (t), co
sθ · f (t) is input from the SIN, COS multiplier 2 to the synchronous detector 3 as a first output signal sin (θ−φ) · f (t), and the second output signal sin from the synchronous detector 3 (Θ−φ) is input to the voltage controlled oscillator via the integrator 4.

【０００７】前記電圧制御発振器５からのアップパルス
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。The up pulse 5a and the down pulse 5b from the voltage controlled oscillator 5 are supplied to the CW
Direction or CCW direction, and a digital angle output φ is output. The carry signal CA and the carry signal BO from the one-rotation counter 6 are input to the multi-rotation counter 7, and the multi-rotation signal MT from the multi-rotation counter 7 is transmitted through the multi-rotation data processing unit 8 and the bus interface 9. It is transmitted to an external circuit together with the digital angle output φ.

【０００８】前記ディジタル角度出力φは、経路１０を
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相，Ｂ相，Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφ_n-1とφ_n（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ，Ｖ，Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ₁（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。The digital angle output φ passes through a path 10 and outputs the rotation signals sin θ · f (t), cos θ · f
(T) is input to the synchronous phase detector 11, the SIN,
The signal is input to the COS multiplier 2 and the pulse generation logic unit 12 corresponding to the encoder, and the path 10 forms a well-known tracking method by feedback, and A, B, Z, U, V known from the pulse generation logic unit 12 corresponding to the encoder. , W are output. The encoder signal 13 is, as is well known, an A, B, Z signal (A phase, B phase, Z phase, that is, the zero position, 14 is converted and taken out, as shown in FIG. 14, a Z signal is output from the LSB of the digital angle output φ using the MSB, and as shown in FIG.
Among the digital angle outputs φ, φ _n−1 and φ _n (where n is 10 or 14 depending on the set resolution) are used. Also,
The U, V, and W signals that are the phase switching signals of the three-phase motor are shown in FIG.
6, φ ₁ (MSB) is used as a U signal, and digital angle output φ and signals of −120 ° and −240 ° are input to full adder type adders 100 and 101, respectively. Signal and W signal.

【０００９】前記同期検波部３には同期検波ＯＮ／ＯＦ
Ｆ信号１３ａが入力されていると共に、例えば１０ＫＨ
ｚの三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周
知の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信
号１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この
励磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾ
ルバ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥ
Ｆとしてレゾルバ１に印加されている。The synchronous detection section 3 has a synchronous detection ON / OF.
The F signal 13a is input and, for example, 10 KH
A known triangular wave oscillation circuit 14 for outputting an excitation reference signal 14a composed of a z triangle wave is provided. The excitation reference signal 14a is input to a well-known current control amplifier 15 according to the level of the excitation reference signal 14a. The output 15a of the resolver excitation power output from the
F is applied to the resolver 1.

【００１０】次に動作について説明する。１相励磁／２
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 Ｖ_S2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） Ｖ_S1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、Ｖ_S2-S4及びＶ_S1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は後
述のように方形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示
される回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、
ディジタル角度出力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓ
φと相互に演算され、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×
ｓｉｎφ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。Next, the operation will be described. 1-phase excitation / 2
It is a well-known fact that the phase output (amplitude modulation) type resolver 1 is a stable sensor that is not affected by temperature drift, transmission cable length, and the like, but the excitation component function of the resolver 1 is f (t). And the angle θ from the resolver 1
And outputs the following two-phase sine wave signal amplitude-modulated by V _S2-S4 = Sin θ · f (t) V _S1-S3 = Cos θ · f (t) (1) where V _S2-S4 and V _S1-S3 are well-known two-phase output coils of the resolver 1 (not shown). In the case of the present invention, a triangular wave (10 KH) is applied to the excitation of the resolver as described later.
Since the current control method of z) is adopted, f (t) becomes a square wave (10 KHz) as described later. Rotational signal sin θ · f (t), cos θ · f expressed by equation (1)
(T) is introduced into the SIN, COS multiplier 2,
Sinφ and cos obtained from digital angle output φ
is calculated mutually with φ, and the following signal is obtained. sin θ · f (t) × cos φ−cos θ · f (t) ×
sinφ = sin (θ−φ) · f (t) Here, for sinφ and cosφ, an approximate function expressed by the following equation (3) is used for simplification of the circuit.

【００１１】[0011]

【数１】 (Equation 1)

【００１２】次に同期検波部３にて同期整流され、励磁
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度信号
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループの他の構成要素である積分器４
は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論で言
う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達特性
を有する。Next, synchronous rectification is performed by the synchronous detector 3, the excitation component f (t) is canceled, and a feedback control loop (tracking loop) is developed to reduce the control deviation ε shown in the following equation (4) to zero. Is done. Control deviation: ε = sin (θ−φ) (4) From ε = 0, ∴θ = φ (5), and the digital angle signal φ corresponding to the resolver signal input is obtained from the one-rotation counter 6. Note that the integrator 4 which is another component of the tracking loop is used.
Corresponds to a compensator in the control theory for stabilizing the control system and improving the response, and has a transfer characteristic shown in the following equation (6).

【００１３】[0013]

【数２】 (Equation 2)

【００１４】また、ＶＣＯ（電圧制御発振器５）は、後
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。As will be described later, a VCO (voltage controlled oscillator 5) is a means for converting into a digital pulse according to an input voltage, as will be described later. This is means for converting into a parallel digital angle signal φ.

【００１５】次に、図１の各部の動作説明を行う。ま
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、図示しない励磁コイ
ルと出力コイルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）
し、励磁コイルの入力電圧Ｖ₁と出力コイルの出力電圧
Ｖ₀は図３で示すように、次の（７）、（８）式とな
る。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 図３の前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）
である回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）は方形波をしており、後段の同期検波において基
本的には直線（直流）に直接的に置き替わるため、従来
の正弦波励磁での直流化のためのフィルターが不要とな
ると共に、これにより従来用いたフィルター時定数の削
除により、制御系の応答特性を改善することができる。Next, the operation of each unit in FIG. 1 will be described. First, a current control excitation method using a triangular wave using the triangular wave oscillation circuit 14 and the current control amplifier 15 will be described. Normally, the amplitude modulation type resolver excitation generally controls voltage of a sine wave, but in the present invention, current control of a triangular wave (10 KHz) is performed as follows. (1) Even if an output short-circuit accident or the like occurs, only a controlled current flows, so that secondary failure such as circuit burnout does not occur. (2) The input impedance of the resolver is basically an inductance component. A resolver output is obtained by changing a current change into a magnetic flux change, and it is preferable to directly control the current. (3) The power loss of the output circuit can be suppressed smaller than the voltage output. (4) Generally, in cable transmission, the current mode is excellent. (5) According to the current control, the output voltage phase shift from the input current phase of the resolver alone does not basically occur. FIG. 2 is an equivalent circuit of a resolver. An exciting coil (not shown) and an output coil (not shown) are M-coupled and rotate relative to each other (θ)
And, the output voltage V ₀ which input voltages V ₁ and the output coil of the exciting coil as shown in Figure 3, the following (7) and (8). Vi = Ri · Ii + SLi · Ii + SM · Io (7) Equation Vo = Ro · Io + SLo · Io + SM · Ii (8) Here, if the input impedance of the resolver signal input circuit is high, Io ≒ 0, and (7), (7) The expression 8) is as follows. Vi = Ri · Ii + SLi · Ii = (Ri + SLi) Ii (9) Expression Vo = SM · Ii (10) Expression (10) means an open circuit voltage and corresponds to an input current. The Laplace operator (S) is equivalent to jw in terms of an electric circuit. S≡jw where Vi: excitation (input) voltage Ii: excitation (input) current Vo: output voltage Io: output current Ri: DC resistance component of excitation coil Ro: DC resistance component of output coil Li: inductance component of excitation coil Lo: inductance component of the output coil M: mutual inductance As shown in the waveform of FIG. 3, the resolver output signal (Vo)
Rotation signal sin θ · f (t), cos θ · f
(T) has a square wave, and is basically directly replaced with a straight line (DC) in synchronous detection at the subsequent stage, so that a filter for DC conversion by conventional sine wave excitation becomes unnecessary and Thus, the response characteristic of the control system can be improved by eliminating the filter time constant used conventionally.

【００１６】次に、レゾルバの励磁成分位相同期化方法
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）Next, a method of synchronizing the phase of the exciting component of the resolver will be described. Rotation signal si which is a resolver output signal
Exciting component f of nθ · f (t) and cos θ · f (t)
(T) is supplied from the current control amplifier 15 to the resolver 1 via the transmission cable, is converted into a resolver output signal including angle information by the resolver 1, and is again input to the receiving side circuit via the transmission cable. A phase difference occurs in any of the processes up to this point. When this phase difference occurs, in the synchronous detection at the subsequent stage, when converting to DC, equivalently lowering the conversion efficiency, lowering the loop gain of the control system and mixing high-frequency noise. The properties are adversely affected. Therefore, in the present invention, attention is paid only to the excitation component (having a phase difference) included in the resolver signal, and detection (extraction) is performed from the resolver signal itself.
In this method, the fundamental phase difference is always set to zero by replacing the excitation component with the original excitation signal. That is, since the resolver signal is amplitude-modulated by the rotation angle θ as shown in the equation (1), the amplitude level becomes small depending on the angle, which is inconvenient for extracting the excitation component. Therefore, 360 ° becomes 90 °
By dividing into four every time, a stable amplitude can be secured as shown in FIG. As a precondition at this time, it is necessary that the excitation components of the two-phase resolver signal have no relative phase difference. sin θ · f (t) ← → cos θ · f (t)

【００１７】次に、三角関数近似演算手法について述べ
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、数３の（３）式に示す近
似式により実現する。Next, a trigonometric function approximation calculation method will be described. In order to easily realize the digital signals sin φ and cos φ of the digital angle output φ required in the SIN and COS multiplier 2 by an electronic circuit, the signals are realized by the approximate expression shown in Expression (3).

【００１８】[0018]

【数３】 (Equation 3)

【００１９】この（３）式において、Ａの値は経験的に
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。In the equation (3), the value of A is a value obtained empirically, and the approximation accuracy of this numerical value affects the digital conversion accuracy of the system itself. Also, (3)
The approximation shown in the equation does not approximate the sin or cos function itself, but the function shown in the equation (2), and the value of the control deviation shown in the equation (4) is most approximated. FIG. 5 shows a specific circuit example for realizing the equation (3). The basic configuration is a well-known multiplication type D / A converter, and the characteristics shown in Expression (3) are obtained by selecting and setting R1 and R2 of the feedback system. Therefore, sinφ and cosφ in FIG. 5 are expressed by the following equation (11).

【００２０】[0020]

【数４】 (Equation 4)

【００２１】なお、前記の図５及び（３）、（１１）式
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を演算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。According to FIGS. 5 and (3) and (11), the operation can be performed only in the range of 0 ° to 90 °. One rotation is divided into four quadrants of 90 °. By combining, the whole range can be covered. That is, as shown in FIG. 6, sin φ is a monotonically increasing characteristic, and cos
Since φ is a monotonically decreasing characteristic, it can be realized by a combination as shown in FIG. Therefore, the above-described combination can realize the above-described expression (2) in the entire range. sin θ · f (t) × cos φ−cos θ · f (t) × sin φ = sin (θ−φ) · f (t) (2) Further, as a specific block circuit of the aforementioned SIN, COS multiplier 2 As shown in FIG. 8, inputs the rotation signals sin θ · f (t) and cos θ · f (t) to the signal selection logic 20 shown in FIG. 7, and outputs cos φ and sin φ.
To calculate the first output signal sin (θ
−φ) · f (t) can be output.

【００２２】次に、多回転数検出方法について述べる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回転２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。Next, a method of detecting the number of rotations will be described.
As shown in FIG. 9, the carry (CA.) and the carry (BO.) Obtained from the counter 6 for one rotation (0 to 360 °).
By introducing the signal output to the upper multi-rotation counter 7, the multi-rotation counting is automatically realized. Note that, by using the latch circuits 21 and 22, a multi-rotation speed preset can be performed. The multi-rotation detection value itself is not an absolute value, as is clear from the principle, but is shown in FIG. A circuit has been added. According to this, since the number of rotations corresponding to the machine axis is preset by the latch rotations 21 and 22 when the power is turned on, it is possible to equivalently detect the absolute value in the entire range.
In order to realize absolute value detection regardless of the power supply, it is a prerequisite that the mechanical axis does not move beyond 0 ° at least when the power is turned off.

【００２３】次に、ＵＰ／ＤＯＷＮパルス発生可能な電
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶ_inに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶ_THを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖ_outが得られ、出力Ｖ_outは
スレッショルドＶ_THと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶ_TH及
び出力周波数ｆ₀は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。Next, the operation of a voltage controlled oscillator (VCO) capable of generating an UP / DOWN pulse will be described. In the conventional tracking method, the VCO is a pulse oscillator corresponding to the unipolar analog signal input level, and the UP / D
Although the polarity of the OWN is determined by another circuit, the VCO according to the present invention has all the functions described above and strives to simplify, stabilize, and speed up the circuit. That is, inputs the output 4a from the integrator 4 to V _in and applies a pulse 5c to the switch S connected between both ends of the feedback capacitor C of a voltage controlled oscillator 5A in the basic arrangement shown in Figure 10 As a result, an output V _out composed of a sawtooth wave having a threshold V _TH shown in FIG. 11 is obtained. When the output V _out matches the threshold V _TH , the charge stored in the feedback capacitor C is discharged by the pulse 5c. The discharge is repeated to form a sawtooth wave. The output is V _TH and the output frequency f ₀ is the following equation (12) and (13)
It is as the formula.

【００２４】[0024]

【数５】 (Equation 5)

【００２５】また、図１２で示されるように、前述の電
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。As shown in FIG. 12, the voltage controlled oscillator 5 has four comparators COMP1 to COMP4 provided on the output side of the voltage controlled oscillator 5A shown in FIG. Gate circuits G provided on the outputs 5d, 5e, 5f, 5g side
1 to G4, the pulse 5c from the gate circuit G5 connected to the gate circuits G2 and G3 is applied to the switch S connected between both ends of the capacitor C, and the up pulse 5a from the gate G1 The G4 outputs a down pulse 5b. In addition,
As a result of the experiment, stable oscillation up to about 2 MHz was obtained. FIG. 13 is a waveform chart showing the operation of FIG.
As shown in FIG.

【００２６】また、レゾルバの場合、その信号形態は、
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ₁＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ₂＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。ｆ（ｔ）
＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが得られ
ることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号１３ａ
をＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させず単に
固定すれば良い。なお、前述の励磁方法以外のディジタ
ル変換方法については前述の方法以外でも可能であるこ
とは述べるまでもないことである。In the case of a resolver, its signal form is
As shown in the equation (1), a two-phase sine wave (sin θ, cos θ)
Are modulated by the excitation component f (t). Therefore, even if the signal form does not include the excitation component f (t) as shown in the equation (14) as in a well-known sine wave encoder, it can be converted in principle, and the application range is expanded. . E ₁ = K · sin θ E ₂ = K · cos θ Equation (14) That is, as is apparent from equation (14), the equation becomes equivalent if the excitation component f (t) = 1 in equation (1). f (t)
= 1, that is, the control deviation ε can be obtained without performing synchronous detection, and the synchronous detection ON / OFF signal 13a in FIG.
Is turned off, the synchronous detection circuit does not function and may be simply fixed. It goes without saying that digital conversion methods other than the above-described excitation method are also possible other than the above-described methods.

【００２７】[0027]

【発明の効果】本発明によるレゾルバにおける三角波に
よる電流制御励磁方法は、以上のように構成されている
ため、次のような効果を得ることができる。すなわち、
三角波励磁によってレゾルバから方形波の回転信号を得
ることができるため、従来の正弦波励磁方法のように直
流化に必要とするフィルター回路が不要となり、精度及
び応答性共向上できる。The current control excitation method using a triangular wave in a resolver according to the present invention is configured as described above, and the following effects can be obtained. That is,
Since the rotation signal of the square wave can be obtained from the resolver by the triangular wave excitation, a filter circuit required for DC conversion unlike the conventional sine wave excitation method becomes unnecessary, and both accuracy and responsiveness can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明によるディジタル角度変換方法を示すブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a digital angle conversion method according to the present invention.

【図２】レゾルバの等価回路である。FIG. 2 is an equivalent circuit of a resolver.

【図３】図２の三角波による励磁及び出力状態を示す波
形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing excitation and output states by the triangular wave of FIG. 2;

【図４】励磁成分位相同期化を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform chart showing excitation component phase synchronization.

【図５】三角関数近似演算に用いる回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram used for a trigonometric function approximation operation.

【図６】ｓｉｎφとｃｏｓφの特性図である。FIG. 6 is a characteristic diagram of sinφ and cosφ.

【図７】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ部信号選択ロジ
ック図である。FIG. 7 is a logic diagram of a sin, cos multiplier section signal selection.

【図８】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤの具体例を示す
ブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a specific example of a sin, cos multiplier.

【図９】多回転データ処理部を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a multi-rotation data processing unit.

【図１０】電圧制御発振器の一部を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a part of a voltage controlled oscillator.

【図１１】図１０の波形図である。FIG. 11 is a waveform diagram of FIG.

【図１２】電圧制御発振器の全体を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing an entire voltage controlled oscillator.

【図１３】図１２の各部の波形図である。13 is a waveform chart of each part in FIG.

【図１４】Ｚ信号の生成構成図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a generation configuration of a Z signal.

【図１５】Ａ，Ｂ信号の生成構成図である。FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of generating A and B signals.

【図１６】Ｕ，Ｖ，Ｗ信号の生成構成図である。FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of generating U, V, and W signals.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ レゾルバ ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） 回転信号 ｆ（ｔ） 励磁成分 １４ 三角波発振回路 １４ａ 励磁用基準信号 １５ 電流制御アンプ １５ａ レゾルバ励磁電源出力 Reference Signs List 1 resolver sin θ · f (t), cos θ · f (t) rotation signal f (t) excitation component 14 triangular wave oscillation circuit 14a excitation reference signal 15 current control amplifier 15a resolver excitation power supply output

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 レゾルバ(1)に励磁信号を供給し、前記
レゾルバ(1)から回転信号[sinθ・f(t),cosθ・f(t)、但
し、f(t)は励磁成分]を得ると共に、前記励磁信号は、
三角波発振回路(14)からの励磁用基準信号(14a)を電流
制御アンプ(15)に入力し、前記励磁用基準信号(14a)の
レベルに応じて出力されたレゾルバ励磁電源出力(15a)
を用い、前記回転信号[sinθ・f(t),cosθ・f(t)]は方形
波で得ることを特徴とするレゾルバにおける三角波によ
る電流制御励磁方法。An excitation signal is supplied to a resolver (1), and a rotation signal [sinθ · f (t), cosθ · f (t), where f (t) is an excitation component] is supplied from the resolver (1). And the excitation signal is
The excitation reference signal (14a) from the triangular wave oscillation circuit (14) is input to the current control amplifier (15), and a resolver excitation power output (15a) output according to the level of the excitation reference signal (14a)
Wherein the rotation signal [sin θ · f (t), cos θ · f (t)] is obtained as a square wave, and a current control excitation method using a triangular wave in a resolver is provided.