JPH11186984A - 相関検出装置及び相関検出方法 - Google Patents
相関検出装置及び相関検出方法Info
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- JPH11186984A JPH11186984A JP9349606A JP34960697A JPH11186984A JP H11186984 A JPH11186984 A JP H11186984A JP 9349606 A JP9349606 A JP 9349606A JP 34960697 A JP34960697 A JP 34960697A JP H11186984 A JPH11186984 A JP H11186984A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
確に入力信号から所定の符号系列を検出し得るようにす
る。 【解決手段】入力信号(S40)の振幅を所定の値に一
定化した後にマツチトフイルタ手段(71)に入力する
ようにしたことにより、マツチトフイルタ手段が検出対
象の符号系列ではないのに誤つて信号レベルの大きい相
関値を出力することを防止し得ることから、検出対象の
符号系列のみを正確に検出することができ、かくして簡
易な構成で正確に入力信号から所定の符号系列を検出し
得る相関検出装置を実現し得る。
Description
〜図5) (1−3)通信端末装置の無線通信ユニツト(図6) (1−4)相関検出回路の構成(図7及び図8) (1−5)通信プロトコル(図9〜図11) (1−6)動作及び効果 (2)他の実施の形態(図12〜図15) 発明の効果
る特定の符号を検出するための相関検出装置及びその方
法に関し、特に、複数の端末装置を無線で接続する無線
LANにおいて特定の符号を使つてタイミングを設定す
る場合に適用して好適なものである。
複数のコンピユータを接続してLAN(Local Area Net
work)を構成し、フアイルやデータの共有化を図つた
り、電子メールやデータの転送を行うことが盛んに行わ
れている。従来のLANは、光フアイバや同軸ケーブ
ル、あるいはツイストペアケーブルを用いて、有線で各
コンピユータが接続されている。
接続のための工事が必要であり、手軽にLANを構築す
ることが難しいと共に、有線によるLANではケーブル
が煩雑になるといつた問題がある。そこで従来の有線方
式によるLANの配線問題を解決するものとして、無線
LANが注目されている。
拡散を用いて、CDMA(Code Division Multiple Acc
ess :符号分割多元接続)方式によるデータ通信を行う
ようにしたものが提案されている。CDMA方式では、
送信データにPN(PsuedeoNoise Code)符号が乗算さ
れ、送信データのスペクトラムが広げられる。このよう
にスペクトラム拡散されて送られてきたデータは、送信
側と同様のPN符号を乗算することにより復調される。
CDMA方式は、秘話性が高いと共に、耐干渉性に優れ
ているという特徴がある。
像データや音声データのようなデータ量の大きいデータ
が扱われることが多くなつてきている。このことから無
線LANに対しても、画像データや音声データのような
データ量の大きなデータを送れるように、伝送レートを
高速化することが要求されてきている。ところがスペク
トラム拡散変調では、例えば30〔Mbps〕程度の高速レー
トでデータ伝送を行うと、 300〔MHz 〕以上の帯域幅が
必要になつてくる。このような広い帯域幅は、現在の周
波数割り当てでは確保することができず、またこのよう
な広い帯域幅を確保して通信を行うことは非常に困難で
ある。
れてきたデータの符号の位相と復調のために受信機で発
生する符号の位相とを合わせるための同期捕捉時間が必
要である。このためスペクトラム拡散では、高速で同期
獲得を行うために同期用のビツト列が各パケツトに挿入
されており、このような同期用のビツト列のために有効
データ以外のビツトが増加するという問題が生じる。
thogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波
数多重)方式で伝送すると共に、1フレームを単位とし
てTDMA(Time Division Multiple Access :時分割
多元接続)方式によるデータ通信を行い、1フレームの
先頭でM系列符号を送り、このM系列符号を基準にして
送受信のタイミングを設定し、通信制御端末装置からの
制御情報によつて、各通信端末装置の送信及び受信時間
を指示するようにすることを提案している。OFDM方
式では直交する複数のサブキヤリアを使用してデータを
並列的に送ることから、伝送レートを容易に上げること
ができ、またジツタが生じても誤りなく復調することが
できる。また1フレームの先頭のM系列符号を基準にし
て送受信タイミングが設定されるため、受信時には、こ
の時間情報を利用してフレーム内の必要なシンボルのみ
復調してデータを再生することができる。
グを設定する場合、受信信号からM系列符号を検出する
必要がある。このようなM系列符号を検出するための回
路としては、マツチトフイルタを用いた相関検出回路を
使うことが考えられる。
を使用した相関検出回路を説明する。図16に示すよう
に、相関検出回路1においては、まず入力端子INを介
して受信信号S1をマツチトフイルタ2に入力する。マ
ツチトフイルタ2はデイジタルフイルタである例えばF
IRフイルタによつて構成され、図17に示すように、
遅延回路D1 〜Dn と、乗算回路K1 〜Kn と、加算回
路A1 とから構成される。乗算回路K1 〜Kn が乗算す
る係数は、検出する符号に応じて「1」又は「−1」に
設定される。乗算回路K1 〜Kn の係数に設定された符
号と受信信号S1として入力された受信符号との相関が
強いと、加算回路A1 の出力レベルが大きくなる。
回路A1 の出力信号を相関値信号S2として後段の比較
回路3に出力する。比較回路3は、マツチトフイルタ2
から出力される相関値信号S2と、外部から供給される
閾値信号THとの信号レベルとを比較し、相関値信号S
2の信号レベルが閾値信号THより大きければ相関があ
る信号を受信したことを示す検出出力S3を出力端子O
UTを介して出力する。
入力された場合には、マツチトフイルタ2の出力が大き
くなり、相関値信号S2の信号レベルが閾値信号TH以
上になることから、相関検出回路1からはM系列符号を
受信したことを示す検出出力S3が出力される。
相関検出回路1においては、M系列符号を受信したとき
でも、その直前に受信したM系列符号以外の信号の信号
レベルが大きいと、検出出力S3が出力されないことが
ある。
(Automatic Gain Contol )回路が設けられており、受
信信号S1を所定電力に調整するようになされている。
このAGC回路が原因となつて上述したようなM系列符
号を受信したにも係わらず、検出出力S3が出力されな
いことがある。例えば図18(A)に示すように、単に
他の信号にM系列符号が埋もれている場合には、AGC
回路が作動したとしても、均一な電力調整が行われるこ
とから、マツチトフイルタ2の出力である相関値信号S
2がM系列符号を受信したときに大きくなり、その結
果、相関値信号S2が閾値THを越えて、正常にM系列
符号を受信したことを示す検出出力S3を出力すること
ができる。
M系列符号の直前に受信した他の受信信号が大きいと
き、AGC回路によつて利得を下げるような処理が行わ
れるが、AGC回路が利得を上げるように復帰する迄に
ある程度の時間を要することからM系列符号を受信した
ときにも利得を下げた状態が続くことがある。このため
M系列符号の受信信号が増幅されず、その結果、マツチ
トフイルタ2の出力である相関値信号S2が閾値THを
越えないために、M系列符号を受信したにも係わらず、
それを示す検出出力S3が出力されないことがある。
M系列以外の受信信号が極端に大きいと、M系列符号を
受信していないのにも係わらず、マツチトフイルタ2の
出力である相関値信号S2が閾値THを越えて誤つて検
出出力S3を出力することも起こり得る。
で、簡易な構成で正確に、入力信号から所定の符号系列
を検出し得る相関検出装置及びその方法を提案しようと
するものである。
め本発明においては、相関を用いて入力信号から検出対
象の符号系列を検出する相関検出装置において、入力信
号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定の値に一定
化するリミツタ手段と、リミツタ手段から出力される出
力信号と、検出対象の符号系列との相関を検出して相関
値信号を出力するマツチトフイルタ手段と、相関値信号
の信号レベルを所定の閾値と比較することにより入力信
号が検出対象の符号系列であるか否か判定する比較手段
とを設けるようにする。
信号から検出対象の符号系列を検出する相関検出方法に
おいて、入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を
所定の値に一定化し、振幅が一定化された入力信号と検
出対象の符号系列との相関値を検出し、相関値の信号レ
ベルを所定の閾値と比較することにより入力信号が検出
対象の符号系列であるか否か判定するようにする。
に一定化した後にマツチトフイルタ手段に入力するよう
にしたことにより、マツチトフイルタ手段において検出
対象の符号系列ではないのに誤つて信号レベルの大きい
相関値を出力することを未然に防止し得る。
施の形態を詳述する。
LANシステムを示す。この無線LANシステム10
は、大きく分けて複数の通信端末装置11A、11B
と、通信制御端末装置12とから構成される。通信端末
装置11A、11Bは、それぞれコンピユータ等のデー
タ端末装置13A、13Bに無線通信ユニツト14A、
14Bを接続して構成される。通信制御端末装置12
は、データ端末装置15に無線通信ユニツト16を接続
して構成される。この無線LANシステム10において
は、通信端末装置11A、11Bの間でデータ通信が行
われ、通信制御端末装置12によつて、この通信端末装
置11A、11Bの間のデータ通信が制御される。な
お、通信制御端末装置12は、無線通信ユニツト16だ
けでも構成できる。
無線通信ユニツト14A、14Bは、それぞれ送信部1
7A、17Bと、受信部18A、18Bと、制御部19
A、19Bと、アンテナ20A、20Bと、アンテナ切
換部21A、21Bとによつて構成される。送信部17
A、17B及び受信部18A、18Bは、OFDM方式
による無線回線を介してデータ通信を行える構成とされ
ている。
無線通信ユニツト16は、送信部22、受信部23、制
御部24、資源情報格納部25、アンテナ26及びアン
テナ切換部27によつて構成される。この送信部22及
び受信部23も、OFDM方式による無線回線を介して
データ通信を行える構成とされている。また資源情報格
納部25には、通信端末装置11A、11Bのデータ通
信の割り当て時間に関する資源情報が格納されるように
なされている。
たようにデータ通信がOFDM方式で行われる。この無
線LANシステム10では、例えばOFDMの147455シ
ンボル(4〔ms〕に相当する)を1フレームとし、この
フレーム内で時分割多重によるデータが送られる。
12の無線通信ユニツト16から、同期獲得用のM系列
符号が送信される。この同期獲得用のM系列符号は、各
通信端末装置11A、11Bの無線通信ユニツト14
A、14Bで受信され、この受信タイミングを基準とし
て、データの送受信のタイミングが設定される。
要求がある場合には、通信端末装置11A、11Bの無
線通信ユニツト14A、14Bから、通信制御端末装置
12の無線通信ユニツト16に送信要求が送られる。通
信制御端末装置12の無線通信ユニツト16では、この
送信要求と資源情報とに基づいて各通信端末装置11
A、11Bの送信割り当て時間が決定され、この送信割
り当て時間を含む制御情報が通信制御端末装置12の無
線通信ユニツト16から各通信端末装置11A、11B
の無線通信ユニツト14A、14Bに送られる。各通信
端末装置11A、11Bの無線通信ユニツト14A、1
4Bでは、この送信割り当て時間に従つてデータの送受
信が行われる。このときデータの送受信タイミングは、
1フレームの先頭に送られてくる同期獲得用のM系列符
号を基準にして行われる。
ニツト この項では、通信制御端末装置12に設けられている無
線通信ユニツト16について、図2を用いて説明する。
図2に示すように、無線通信ユニツト16には通信コン
トローラ30が設けられており、この通信コントローラ
30を介してデータ端末装置15とのデータのやり取り
が行われる。
10は、DQPSK(Differencially Encoded Quadrat
ure Phase Shift Keying:差動4相位相変調)変調回路
31に供給される。DQPSK変調回路31は、この送
信データS10をDQPSK変調し、その結果得られる
送信信号S11をシリアル/パラレル変換回路32に出
力する。
アルデータ列で供給される送信信号S11をパラレルデ
ータ列の送信信号S12に変換し、これを逆高速フーリ
エ変換回路(IFFT)33に出力する。逆高速フーリ
エ変換回路33は、送信信号S12に逆フーリエ変換を
施すことにより送信信号S12を周波数領域のデータに
マツピングし、その結果得られる送信信号S13をパラ
レル/シリアル変換回路34に出力する。パラレル/シ
リアル変換回路34は、パラレルデータ列で供給される
送信信号S13をシリアルデータ列に変換し、その結果
得られる送信信号S14を切換スイツチ35に出力す
る。
逆高速フーリエ変換回路33及びパラレル/シリアル変
換回路34は、送信信号S11をOFDM方式によるマ
ルチキヤリアの信号に変換するものである。OFDM方
式は、周波数間隔をf0 として各キヤリアを直交させて
符号間干渉がないようにした複数のサブキヤリアを使用
して、各サブキヤリアに低ビツトレートの信号を割り当
て、全体として高いビツトレートを得られるようにした
ものである。
形のスペクトラムを示す。図3に示すように、OFDM
方式では、送信信号S11を、互いに直交する周波数間
隔f0 のサブキヤリアにそれぞれ割り当てて、当該送信
信号S11を伝送する。
レル変換し、このパラレル変換された送信信号S12に
逆フーリエ変換処理を施すことによつて当該送信信号S
12を各サブキヤリアに割り当てる。逆に復号時には、
f0 間隔毎のサブキヤリアの信号成分を取り込み、フー
リエ変換処理を行うことによつて当該サブキヤリアに割
り当てられているデータを取り出す。
/パラレル変換回路32により、DQPSK変調回路3
1から出力される51サンプルがパラレルデータに変換
され、周波数領域にマツピングされる。このシリアル/
パラレル変換回路32の出力は、逆高速フーリエ変換回
路33により逆フーリエ変換処理が施され、当該逆高速
フーリエ変換回路33からは64サンプルの有効シンボ
ルが出力される。この64サンプルの有効シンボルに対
して、8シンボルのガードインターバルが付加される。
1シンボルは、64サンプルの有効シンボルと、8サン
プルのガードインターバルの72サンプルからなる。シ
ンボル周期Tsymbolは、例えば(Tsymbol=1.953 〔μ
s〕)であり、サンプル周期Tsampleは、例えば(T
sample=27.127〔ns〕)であり、サンプル周波数f
sampleは、例えば(fsample=36.864〔MHz〕)であ
る。
散してデータを送信しているので、1シンボル当たりの
時間が長くなる。そして、時間軸でガードインターバル
を設けているため、ジツタに対する影響やマルチパスに
対する影響を受け難いという特徴がある。なお、ガード
インターバルは、有効シンボル長の1〜2割り程度に選
ばれている。
する受信信号の中から有効シンボル長を切り出して、フ
ーリエ変換処理を行う必要がある。ジツタ等によりこの
ように有効シンボルを切り出す際に誤差があつたとして
も、ガードインターバルが存在するため、周波数成分は
変化せず、位相差のみが生じる。このため、信号中に既
知パターンを挿入して位相補正を行うか、差動符号化を
用いて位相差を打ち消すことにより復調が可能である。
通常のQPSK変調のみの場合、各ビツト毎にタイミン
グを合わせる必要があるが、OFDM方式の場合、数ビ
ツトずれても感度が数dB劣化するのみで、復調が可能
である。
ラレル/シリアル変換回路34から出力される送信信号
S14は切換スイツチ35の入力端子35Aに供給され
る。切換スイツチ35の他方の入力端子35Bには、M
系列(Maximum Length Code)発生回路36で生成され
たM系列符号S15が供給される。
列符号S15を送信する場合には、当該M系列符号S1
5を選択して出力し、それ以外の場合には送信信号S1
4を選択して出力する。切換スイツチ35からの出力信
号S16は周波数変換回路36に供給される。周波数変
換回路36には、PLLシンセサイザ37から局部発振
信号S17が供給される。周波数変換回路36は、この
局部発信信号S17を出力信号S16に乗算することに
より、所定周波数に周波数変換された送信信号S18を
生成し、これをパワーアンプ38に出力する。なお、送
信信号S18の周波数としては、例えば、準マイクロ波
帯の 2.4〔GHz〕、 5.7〔GHz〕或いは19〔GHz〕帯等
を用いることが考えられる。
定電力に増幅し、その結果得られる送信信号S19をア
ンテナ切換部27を構成する切換スイツチの入力端子2
7Aに供給する。切換スイツチ27は、送信時と受信時
でアンテナ26に対する接続を切り換えるものであり、
データ送信時には、入力端子27A側に切り換わり、デ
ータ受信時には端子27B側に切り換わる。かくしてこ
の切換スイツチ27を介して送信信号S19がアンテナ
26に供給され、当該アンテナ26から送信される。
て受信された受信信号S20は、切換スイツチ27を介
して受信アンプ(一般にはLNA(Low Noise Amplifie
r )と呼ばれる)39に供給され、ここで増幅された
後、周波数変換回路40に供給される。
イザ37からの局部発振信号S21が供給されており、
当該周波数変換回路40はこの局部発信信号S21を受
信信号S20に乗算することにより中間周波数の受信信
号S22を生成し、これをシリアル/パラレル変換回路
41に出力する。
信号S22をパラレル変換し、その結果得られる受信信
号S23を高速フーリエ変換回路42(FFT)に出力
する。高速フーリエ変換回路42は、受信信号S23に
フーリエ変換処理を施し、その結果得られる受信信号S
24をパラレル/シリアル変換回路43に出力する。パ
ラレル/シリアル変換回路43は、受信信号S24をシ
リアルデータ列の受信信号S25に変換し、これをDQ
PSK復調回路44に出力する。
高速フーリエ変換回路42及びパラレル/シリアル変換
回路43は、受信信号S22に対してOFDM方式の復
号を行うものである。つまり、シリアル/パラレル変換
回路41で、有効データが切り出され、受信波形がf0
間隔毎に取り込まれて、パラレルデータに変換される。
このシリアル/パラレル変換回路41の出力は高速フー
リエ変換回路42に供給され、フーリエ変換処理が行わ
れる。このようにしてf0 間隔毎にサンプリングした波
形をフーリエ変換処理することにより、OFDM方式の
復号が行われる。
5にDQPSK復調処理を施して受信データS26を復
元し、これを通信コントローラ30に出力する。通信コ
ントローラ30はこの受信データS26をデータ端末装
置15に出力する。
は、全体の動作はコントローラ45によつて制御され
る。データ送信及びデータ受信はコントローラ45から
の指令に基づいて行われ、通信コントローラ30はこの
制御に基づいて送信データS10又は受信データS26
のデータ受渡しをデータ端末装置15との間で行う。
ームを単位としてTDMA方式でデータを送るように
し、1フレームの先頭の1シンボルには、同期獲得用の
M系列符号を送るようにしている。このような制御を実
現するために、通信制御端末装置12の無線通信ユニツ
ト16には、M系列発生回路36と、資源情報格納部2
5を構成するメモリと、タイマ46とが設けられてい
る。この場合、1フレームの先頭のシンボルのタイミン
グで、切換スイツチ35が入力端子35B側に切り換わ
り、これによりフレーム先頭のタイミングで1シンボル
のM系列符号が送信される。
ユニツト14A、14Bから送信要求が送られると、こ
の送信要求がアンテナ26で受信され、高速フーリエ変
換回路42によつてOFDMの復調が行われ、DQPS
K復調回路44によつてDQPSK復調が行われて、通
信コントローラ30に供給される。そして復調された送
信要求を示す受信データは、通信コントローラ30から
コントローラ45に送られる。
5が接続されている。この資源情報格納部25には、1
フレームで送られる各通信端末装置11A、11Bの割
り当て時間に関する資源情報が格納されている。コント
ローラ45は、受信された送信要求と通信資源残量とに
基づいて、各通信端末装置11A、11Bの送信割り当
て時間を決定する。この送信割り当て時間を示す制御情
報は、コントローラ45から通信コントローラ30に送
られる。通信コントローラ30は、この制御情報を送信
データS10としてDQPSK変調回路31に供給し、
かくしてDQPSK変調回路31及び逆高速フーリエ変
換回路33を介して変調処理が施され、送信信号S19
としてアンテナ26から各通信端末装置11A、11B
の無線通信ユニツト14A、14Bに向けて送られる。
ト 続いてこの項では、通信端末装置11A、11Bに設け
られた無線通信ユニツト14A、14Bについて、図6
を用いて説明する。なお、無線通信ユニツト14A、1
4Bは基本的に同一の構成であるので、以降の説明で
は、無線通信ユニツト14Aとして説明する。図6に示
すように、無線通信ユニツト14Aにおいては、送信デ
ータS30は通信コントローラ51を介して入力され
る。通信コントローラ51から出力される送信データS
30は、DQPSK変調回路52に供給される。DQP
SK変調回路52は、送信データS30にDQPSK変
調を施し、その結果得られる送信信号S31をシリアル
/パラレル変換回路53に出力する。
アルデータ列の送信信号S31をパラレルデータ列の送
信信号S32に変換し、これを逆高速フーリエ変換回路
54に出力する。逆高速フーリエ変換回路54は、送信
信号S32に逆フーリエ変換処理を施すことにより当該
送信信号S32を周波数領域のデータにマツピングし、
その結果得られる送信信号S33をパラレル/シリアル
変換回路55に出力する。パラレル/シリアル変換回路
55は、パラレルデータ列で供給される送信信号S33
をシリアルデータ列に変換し、その結果得られる送信信
号S34を周波数変換回路56に供給する。なお、シリ
アル/パラレル変換回路53、逆高速フーリエ変換回路
54及びパラレル/シリアル変換回路55は、上述した
無線通信ユニツト16と同様に、送信信号S31をOF
DM方式によりマルチキヤリアの信号に変換するもので
ある。
ザ57からの局部発振信号S35が供給されており、当
該周波数変換回路56は、送信信号S34に局部発信信
号S35を乗算することにより所定周波数に周波数変換
された送信信号S36を生成し、これをパワーアンプ5
8に出力する。
定電力に増幅し、その結果得られる送信信号S37をア
ンテナ切換部21Aを構成する切換スイツチの入力端子
21AAに供給する。切換スイツチ21Aは、送信時と
受信時でアンテナ20Aに対する接続を切り換えるもの
であり、データ送信時には、入力端子21AA側に切り
換わり、データ受信時には端子21AB側に切り換わ
る。かくしてこの切換スイツチ21Aを介して送信信号
S37がアンテナ20Aに供給され、当該アンテナ20
Aから送信される。
つて受信された受信信号S38は、切換スイツチ21A
を介して受信アンプ59に供給され、ここで増幅された
後、周波数変換回路60に供給される。
ザ57からの局部発振信号S39が供給されており、当
該周波数変換回路60はこの局部発信信号S39を受信
信号S38に乗算することにより中間周波数の受信信号
S40を生成し、これをシリアル/パラレル変換回路6
1及び相関検出回路62に出力する。
信号S40をパラレル変換し、その結果得られる受信信
号S41を高速フーリエ変換回路63に出力する。高速
フーリエ変換回路63は、受信信号S41にフーリエ変
換処理を施し、その結果得られる受信信号S42をパラ
レル/シリアル変換回路64に出力する。パラレル/シ
リアル変換回路64は、受信信号S42をシリアルデー
タ列の受信信号S43に変換し、これをDQPSK復調
回路65に出力する。ここでシリアル/パラレル変換回
路61、高速フーリエ変換回路63及びパラレル/シリ
アル変換回路64は、上述した無線通信ユニツト16と
同様に、受信信号S40に対してOFDM方式の復号を
行うものである。
3にDQPSK復調処理を施して受信データS44を復
元し、これを通信コントローラ51に出力する。通信コ
ントローラ51はこの受信データS44をデータ端末装
置13Aに出力する。
ては、全体の動作はコントローラ66によつて制御され
る。データ送信及びデータ受信はコントローラ66から
の指令に基づいて行われ、通信コントローラ51はこの
制御に基づいて送信データS30又は受信データS44
のデータ受渡しをデータ端末装置13Aとの間で行う。
ームを単位としてTDMA方式でデータを送るように
し、1フレームの先頭の1シンボルでは、通信制御端末
装置12の無線通信ユニツト16から同期獲得用のM系
列符号が送られてくる。このような制御を実現するため
に、無線通信ユニツト14Aには、相関検出回路62
と、タイマ67とが設けられている。フレームの先頭の
タイミングで、通信制御端末装置12の無線通信ユニツ
ト16から送られてくるM系列符号がアンテナ20Aに
よつて受信され、相関検出回路62に送られる。相関検
出回路62は、受信された符号と予め設定されている符
号との相関を検出しており、相関が強いと判断される
と、相関がある符号すなわちM系列符号を受信したこと
を示す検出出力S45をタイマ67に出力する。タイマ
67は、この検出出力S45が与えられたタイミングを
基準時刻として時間管理を行う。
ーラ66からの指令により、通信コントローラ51から
送信要求が送られる。この送信要求は、DQPSK変調
回路52でDQPSK変調され、逆高速フーリエ変換回
路54でOFDMによる変換が行われ、アンテナ20A
から通信制御端末装置12に向けて送られる。この送信
要求は、通信制御端末装置12で受信され、当該通信制
御端末装置12からは、送信割り当て時間を含む制御情
報が返送される。
れ、高速フーリエ変換回路63でOFDMの復調が行わ
れ、DQPSK復調回路65でDQPSKの復調が行わ
れて、通信コントローラ51に供給される。そして復調
された制御情報を示す受信データは、通信コントローラ
51からコントローラ66に送られる。
が含まれている。これらの時間は、タイマ67の時間を
基準にして設定される。タイマ67は、相関検出回路6
2から検出出力S45が与えられたタイミング(すなわ
ち通信制御端末装置12からM系列符号が送られてきた
タイミング)を基準時刻とし、この基準時刻と制御情報
に含まれる時間情報とに基づいて、送信時間を管理す
る。
と判断されると、コントローラ66は通信コントローラ
51に対して送信データの送出指令を出力する。これを
受けて通信コントローラ51は送信データS30の送出
を開始する。送出された送信データS30はDQPSK
変調回路52でDQPSK変調され、逆高速フーリエ変
換回路54によつてOFDMの変換処理が行われ、アン
テナ20Aを介して送信される。またタイマ67によつ
て受信時間になつたと判断されると、コントローラ66
は受信開始の指令を高速フーリエ変換回路63等に送出
する。これによりアンテナ20Aによつて受信された受
信信号S38は、高速フーリエ変換回路63を介して復
調処理がなされる。
0では、データをOFDM方式によるマルチキヤリアを
使つて伝送している。OFDM波は、前述したように、
ジツタに強く、数サンプルずれていても復調は可能であ
る。しかしながら、それ以上ずれて、2シンボルに跨が
つてしまうと復調ができない。従つてある程度のタイミ
ング設定を行う必要がある。そこでこの無線LANシス
テム10では、例えば147455シンボル(4〔ms〕)を1
フレームとし、このフレーム内でTDMA方式でデータ
を送るようにし、各フレームの先頭の1シンボルには、
M系列符号を配置し、このM系列符号を利用して、復調
タイミングを設定するようにしている。
が 6.8〔ppm 〕ずれを持つていると、4〔ms〕の1フレ
ームの間に27.2〔ns〕の時間差が蓄積する。これは、3
6.864〔MHz 〕のサンプリングレートに相当する。従つ
て 6.8〔ppm 〕程度の精度を持つクロツクを用意すれ
ば、確実に復調できることになる。
符号の他に、周期の等しい2種類のM系列符号を用意
し、これらを加算して得られる符号系列であるゴールド
符号やバーカー符号或いは嵩符号等も用いることが可能
である。
図7を用いて説明する。図7に示すように、相関検出回
路62は大きく分けてリミツタ70、マツチトフイルタ
71及び比較器72によつて構成される。まず周波数変
換回路60から出力された受信信号S40は入力端子I
Nを介してリミツタ70に入力される。リミツタ70は
受信信号S10の信号振幅の正負に応じて当該受信信号
S40の振幅を一定にする回路である。すなわち受信信
号S40の振幅関数をr(t)とすれば、リミツタ回路
70は、次式、
負に応じて振幅値が「+1」又は「−1」となるように
して振幅を一定化し、(1)式に示すように振幅が一定
化された受信信号S50を出力する。
構成とほぼ同様の構成を有し、入力される受信信号S5
0の符号列と検出対象となる符号列に対応した係数とを
それぞれ乗算し、その乗算結果を加算することにより相
関値信号S51を得、これを続く比較器72に出力す
る。なお、このマツチトフイルタ71における相関値算
出処理は、受信信号S50の振幅関数及び検出対象の符
号系列P(t)を用いて、次式、
ような相関値cor(t)を相関値信号S51として出
力する。
号レベルと、外部から供給される閾値信号THの信号レ
ベルとを比較し、その結果、相関値信号S51の信号レ
ベルが閾値信号THの信号レベルを越えていれば、検出
対象の符号系列(すなわちM系列符号)を受信したこと
を示す検出出力S45を出力端子OUTを介してタイマ
67に出力する。
る相関値信号S51は、(2)式に示すように表される
ことから、入力される受信信号の振幅に比例する。この
ためこのマツチトフイルタ71の出力は、全体として従
来のマツチトフイルタの出力に比べて信号レベルが低く
なる。従つて比較器72に入力される閾値信号THの信
号レベルは従来に比して予め下げられた所定の値に設定
されている。
場合には、リミツタ70によつてその振幅が一定化され
たとしても、M系列符号は検出対象の符号系列であるこ
とから相関があり、これによりマツチトフイルタ71か
らは信号レベルの大きい相関値信号S51が出力され
る。従つて相関値信号S51の信号レベルが大きいこと
から、比較器72においては相関値信号S51の信号レ
ベルが閾値信号THを越えて、M系列符号を検出したこ
とを示す検出出力S45が出力される。
はないが信号レベルが大きい受信信号が受信された場合
には、受信信号S40の振幅がリミツタ70によつて
「+1」又は「−1」に一定化され、この一定化された
受信信号がマツチトフイルタ71に入力される。M系列
符号ではない信号はマツチトフイルタ71の乗算回路に
設定されている係数とは相関がないことから、係数を乗
算してその乗算結果を加算したとしても、マツチトフイ
ルタ71からは信号レベルの小さい相関値信号S51が
出力される。従つて比較器72においては、相関値信号
S51の信号レベルが閾値信号THの信号レベルを越え
ず、検出出力S45が出力されることはない。
いては、リミツタ70によつて受信信号S40の振幅を
一定化したことにより、正確にM系列符号のみを検出す
ることができる。なお、M系列符号ではない信号が受信
された場合に相関値信号S51の信号レベルが小さくな
る理由は、次に説明するように、逆にM系列符号ではな
い信号を受信したときに、従来相関値信号の信号レベル
が大きくなつていた理由を説明すれば、容易に把握し得
る。
は、入力される信号x(t)、検出対象の符号系列をP
(t)とすると、(2)式からも分かるように、次式、
号x(t)よりも10倍信号レベルが大きい入力信号x
(t)′が入力されたとすると、マツチトフイルタから
出力される相関値信号は、次式、
ベルとしては10倍大きくなる。従つてマツチトフイル
タが検出する符号系列と相関がない入力信号が入つてき
たとき、その入力信号が極端に大きいと、相関がないに
も係わらず、大きい信号レベルの相関値信号が出力され
る。
路62では、入力される受信信号S40の信号レベルを
リミツタ70によつて一定化し、これにより相関はない
が信号レベルが大きい受信信号が入つてきたときでも、
これを検出対象の符号系列と誤判定することを未然に防
止することができる。
検出したときの各部の信号波形を図8に示す。図8
(A)及び(B)は、受信信号S40の同相成分(いわ
ゆるI成分)及び直交成分(いわゆるQ成分)の信号レ
ベル(図中、Input で示す)と、リミツタ70の出力で
ある受信信号S50の信号レベル(図中、Outputで示
す)を示し、図8(C)はその受信信号S40の信号内
容を示し、図8(D)はマツチトフイルタ71の出力で
ある相関値信号S51の信号レベルを示し、図8(E)
は従来の相関検出回路のマツチトフイルタの出力を示
す。この図8(D)及び図8(E)との比較から分かる
ように、従来の場合には、受信信号S40の信号レベル
が大きいと、M系列符号(図中、「M-array 」で表記す
る)以外でも相関値信号の信号レベルが大きくなり、そ
の結果、M系列符号を受信したと誤判定していたが、本
発明による相関検出回路62の場合には、受信信号S4
0の振幅を一定化したことにより検出対象のM系列符号
でのみ信号レベルが大きくなる相関値信号S51を得る
ことができ、正確にM系列符号を受信したことを検出し
得る。
トコルについて説明する。まず図9において、この無線
LANシステム10によるデータ通信時のフレーム構成
を示す。図9に示すように、1フレームは、制御データ
伝送時間と、情報データ伝送時間とに分けられる。制御
データ伝送時間においては非同期でデータ通信が行わ
れ、また情報データ伝送時間においてはアイソクロナス
(等時)でデータ通信が行われる。通信制御端末装置1
2から同期用のシンボルを送ると、各通信端末装置11
A、11Bはこの同期用シンボル(すなわちM系列符
号)の受信に基づいて通信制御端末装置12に送信要求
を送る。通信制御端末装置12はこの送信要求に応じて
各通信端末装置11A、11Bに送信割り当て時間を含
む制御情報を送る。なお、この制御情報の伝送は、制御
データ伝送時間に非同期通信で行われる。通信端末装置
11A、11B間でデータ通信する際には、この送信割
り当て時間に従つて当該通信端末装置11A、11Bは
データ通信を行う。なお、この通信端末装置11A、1
1B間のデータ通信は、情報データ伝送時間を使用して
アイソクロナスで行われる。
信は、非同期で行うことも可能であり、また非同期通信
とアイソクロナス通信とを混在させることも可能であ
る。
11Bとの間でデータ通信を行うとときの通信シーケン
スを図10に示し、そのときの1フレーム内で行われる
TDMA通信のデータ内容を図11に示す。
頭の1シンボルでは、通信制御端末装置12から各通信
端末装置11A、11Bに向けてM系列符号が送られ
る。このM系列符号は、各通信端末装置11A及び11
Bの無線通信ユニツト14A及び14Bで受信され、こ
のM系列符号を受信したタイミングに基づいて時間管理
を行うタイマ67が設定される。
12はポーリング処理によつて通信端末装置11A及び
11Bを呼び出す。これを受けた通信端末装置11A
は、時点t2 において応答信号であるアクノリツジ信号
を返答する。また通信端末装置11Bは、時点t2 より
も遅れた時点t3 において、応答信号であるアクノリツ
ジ信号を返答する。このとき送信要求がある場合には、
このアクノリツジ信号に送信要求が含められる。ここで
例えば通信端末装置11Aは通信端末装置11Bに対し
てデータ伝送する旨を示す送信要求を送り、また通信端
末装置11Bは通信端末11Aに対してデータ伝送する
旨を示す送信要求を送つたとする。
信要求に基づいて送信割り当て時間を決め、これを時点
t4 において制御情報として通信端末装置11A、11
Bに送信する。なお、ここでは通信端末装置11Aの送
信開始時刻を時点t5 と決め、通信端末装置11Bの送
信開始時刻を時点t6 と決めたとする。
通信端末装置11Aは、時点t5 において通信端末装置
11Bに対するデータ伝送を開始する。また同様に制御
情報を受けた通信端末装置11Bは、この通信端末装置
11Aからのデータ伝送が終えると、続く時点t6 にお
いて通信端末装置11Aに対するデータ伝送を開始す
る。なお、通信端末装置11A及び11Bにおける時点
t5 及びt6 の時間判断は、M系列符号を受信したタイ
ミング基準時刻として動作するタイマ67によつて行わ
れる。
レーム内で図11に示すようなデータが送られる。すな
わち図11に示すように、1フレームの先頭でM系列符
号が送られ、時点t1 において各通信端末装置11A、
11Bが呼び出され、時点t2 及びt3 においてこの呼
び出しに対するアクノリツジ信号が返され、時点t4に
おいて送信割り当て時間を含む制御情報が送られ、時点
t5 から通信端末装置11Aから通信端末装置11Bへ
のデータ伝送が開始され、時点t6 から通信端末装置1
1Bから通信端末装置11Aへのデータ伝送が開始され
る。
0では、OFDM方式を用いているため、高速のデータ
レートを実現することが可能である。そして1フレーム
を単位としてTDMAによりデータ通信を行い、1フレ
ームの先頭でM系列を送り、このM系列を基準にして送
受信タイミングを設定するようにしている。
御端末装置12からの制御情報により送信及び受信時間
が指示されている。そして1フレームの先頭のM系列符
号を基準にして各通信端末装置11A及び11Bのタイ
マ67が設定されるため、各通信端末装置11A及び1
1Bのタイマ67は等しく設定される。このため受信時
には、この時間情報を利用して、フレーム内の必要なシ
ンボルのみ復調してデータを再生することができる。し
かも複数の通信端末装置11A、11Bから同一フレー
ム内にデータが多重され、ジツタがある場合でも、同じ
復調タイミングで復調することができる。
に多少のずれが生じても、OFDMの性質から誤りなく
復調することができる。このため各バースト毎に受信に
先立つて同期獲得する必要はなく、各バースト毎に同期
用のビツトを配する必要はない。従つてフレーム内のビ
ツトを有効利用することができる。
は、フレームの先頭で通信制御端末装置12からM系列
符号を送信し、通信端末装置11A及び11Bではこの
M系列符号を受信し、このM系列符号を受信したタイミ
ングを基準として時間管理を行う。このM系列符号を受
信したか否かの判断は、相関検出回路62によつて行わ
れる。
によつて受信信号S40の振幅を一定化し、その結果得
られる受信信号S50をマツチトフイルタ71に入力す
る。マツチトフイルタ71では、検出対象のM系列符号
に対応した係数を受信した符号系列にそれぞれ乗算し、
その乗算結果を加算することにより相関値信号S51を
出力する。かくしてこの相関値信号S51の信号レベル
を比較器72において閾値THと比較することにより、
M系列符号を受信したか否かを判断する。この場合、リ
ミツタ70によつて予め受信信号S40の振幅を「+
1」又は「−1」に一定化していることから、図8
(D)に示すように、M系列符号のときだけ信号レベル
が大きくなるような相関値信号S51を得ることがで
き、かくしてこの相関値信号S51を基に確実にM系列
符号を受信したか否かを判断することができる。
直前に信号レベルの大きい受信信号があつたためAGC
回路によつてM系列符号に対する利得を下げるような動
作が起きたとしても、リミツタ70によつて振幅が一定
化されていることから、AGC回路による利得低下の影
響は何ら受けることはない。
る代わりに、受信信号S40の平均振幅を算出し、この
平均振幅を用いてマツチトフイルタ71から出力される
相関値信号を正規化する方法も考えられるが、この方法
の場合には、極端に信号レベルが大きい受信信号を受信
したとき、平均振幅算出回路及び正規化処理を行う除算
回路がオーバーフローを起こしてM系列符号を検出し得
なくなるおそれがある。またこの方法では、平均振幅算
出回路及び除算回路を設ける必要があるため、回路構成
が複雑になり、その結果、相関検出回路を小型化し得な
くなるおそれがある。
2では、単にリミツタ70によつて受信信号S40の振
幅を「+1」又は「−1」に一定化しているだけなの
で、回路がオーバーフローを起こすこともなく、M系列
符号を確実に検出することができる。また積分器等から
なる平均振幅算出回路及び除算回路を設ける必要がない
ので、相関検出回路を簡易な構成にすることができる。
幅を一定化し、その振幅が一定化された受信信号S50
をマツチトフイルタ71に入力して相関値信号S51を
検出し、この相関値信号S51を閾値THと比較して検
出対象の符号系列を受信したか否か判定するようにした
ことにより、受信信号S40の信号レベルによる誤検出
を未然に防止し得、簡易な構成で、確実に検出対象の符
号系列を検出することができる。
直接的に相関値信号S51を検出した場合について述べ
たが、本発明はこれに限らず、受信信号S40から同相
成分(いわゆるI成分)及び直交成分(いわゆるQ成
分)を抽出し、各成分毎に相関値信号を検出するように
しても良い。この場合の例を図12及び図13を用いて
説明する。まず図12に示すように、相関検出回路80
においては、受信信号S40をまず第1及び第2の乗算
器81及び82に入力する。乗算器81には局部発振信
号S60が入力されており、また乗算器82にはこの局
部発振信号S60の位相を移相器83によつてπ/2だ
け遅延した局部発振信号S61が入力されている。乗算
器81は入力される受信信号S40と局部発振信号S6
0とを乗算することによりベースバンド信号の同相成分
SI を取り出す。また乗算器82は入力される受信信号
S40と局部発振信号S61とを乗算することによりベ
ースバンド信号の直交成分SQ を取り出す。
分SQ はそれぞれローパスフイルタ83、84を介して
不要成分が除去された後、リミツタ85、86に入力さ
れる。リミツタ85、86は、図7に示したリミツタ7
0と同じ構成のものであり、入力される同相成分SI 及
び直交成分SQ の振幅を当該振幅の正負に応じて「+
1」又は「−1」に一定化し、その結果得られる同相成
分S62及び直交成分S63をマツチトフイルタ87に
出力する。マツチトフイルタ87は、各成分毎の相関値
信号S64、S65を検出し、これをそれぞれ乗算器8
8、89に出力する。
乗算器88、89によつて二乗した後、加算器90によ
つて加算することにより同相成分及び直交成分を合わせ
た相関値信号S66が求められる。この相関値信号S6
6を比較器72に入力して、ここで閾値THと比較する
ことにより、検出対象の符号系列を受信したか否か判定
することができる。
3)を用いて受信信号S40から同相成分及び直交成分
を抽出し、各成分毎に相関値信号S64、S65を検出
し、これを合わせて相関値信号S66を検出するように
すれば、QPSK変調等、位相変調が行われている受信
信号からより正確に検出対象の符号系列を検出すること
ができる。なお、この場合に検出される相関値信号S6
6は、次式、
て示す図13に示すように、相関検出回路100におい
て、乗算器88、89の代わりに絶対値回路101、1
02を設け、各成分毎に検出した相関値信号S64、S
65の絶対値を求めてこれを加算することにより、同相
成分と直交成分を合わせた相関値信号S70を検出する
ようにしても良い。このようにすれば、二乗値を求める
よりも絶対値を求める方が回路構成が簡易であることか
ら、一段と簡易な構成で、正確に検出対象の符号系列を
検出し得る相関検出回路100を実現し得る。なお、こ
の場合に検出さる相関値信号S70は、次式、
タ70によつて受信信号S40の振幅を「+1」又は
「−1」に一定化した場合について述べたが、本発明は
これに限らず、振幅を「+0.5 」又は「−0.5 」に一定
化するようにしても良く、受信信号S40の信号レベル
を均一化し得る範囲であれば、その他の値に一定化して
も良い。
ームの先頭にOFDMの1シンボルに相当するM系列符
号を送信するようにした場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、同期用のシンボルとしては1シンボル
以外であつても良い。要は、この同期用のシンボルの長
さは可変長であつて良く、例えば図14に示すように、
M系列符号の長さを1シンボルより短い31ビツトと
し、1フレームの先頭にスペースを設けるようにしても
良いし、M系列符号の長さを1シンボルより長いものを
用いても良い。また、フレーム同期用のM系列符号は、
フレームの先頭に配置する必要はなく、またフレーム内
の複数箇所にM系列符号を配置するようにしても良い。
の位相差に情報を持たせるようにしても良い。つまりD
QPSK変調では、周波数方向の差動化が行われてい
る。受信時には、サンプルタイミングにずれがあると、
OFDM復調時のフーリエ変換後の各サブキヤリアのQ
PSK波は位相が回転する。正確なQPSK位相を得る
ための方法として、既知の位相の信号をパイロツト信号
として、OFDMサブキヤリアの一部に割り当てて、位
相の基準を作る方法がある。図15に示す例では、1番
目のキヤリアを基準にしてサブキヤリア間の位相差に情
報を持たせるようにしている。このようにすると、位相
が回転しても、サブキヤリア間での回転量は少ないの
で、誤りが少ない。なお、図15に示した例では、基準
位相を与えるキヤリアは1番目のキヤリアとしている
が、他のキヤリアを基準とするようにしても良い。
をDQPSK変調して、OFDMによりマルチキヤリア
で伝送するようにした場合について述べたが、本発明は
これに限らず、多値変調であるQAM(Quadrature Amp
litude Modulation )を用いるようにしても良い。QA
Mとしては、16値、32値、128値、256値等が
ある。さらに、符号化としてトレリス符号変調を用いる
こともできる。
御端末装置12の無線通信ユニツト16にM系列発生回
路36を設け、通信端末装置11A、11Bの無線通信
ユニツト14A、14Bに相関検出回路62を設けるよ
うにした場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、1つの端末装置にM系列発生回路と相関検出回路を
設けておき、通信制御端末装置として用いるか又は通信
端末装置として用いるかによつて、M系列発生回路と相
関検出回路とを切り換えて使用できるように構成しても
良い。
の振幅を所定の値に一定化した後にマツチトフイルタ手
段に入力するようにしたことにより、マツチトフイルタ
手段が検出対象の符号系列ではないのに誤つて信号レベ
ルの大きい相関値を出力することを防止し得ることか
ら、検出対象の符号系列のみを正確に検出することがで
き、かくして簡易な構成で正確に入力信号から所定の符
号系列を検出し得る相関検出装置を実現し得る。
示すブロツク図である。
トの構成を示すブロツク図である。
る。
である。
る。
構成を示すブロツク図である。
ある。
線図である。
示すブロツク図である。
示すブロツク図である。
の説明に供する略線図である。
説明に供する略線図である。
である。
ある。
感度の劣化の説明に供する略線図である。
87……マツチトフイルタ、3、72……比較器、10
……無線LANシステム、11A、11B……通信端末
装置、12……通信制御端末装置、13A、13B、1
5……データ端末装置、14A、14B、16……無線
通信ユニツト、36……M系列発生回路、67……タイ
マ、70……リミツタ。
Claims (7)
- 【請求項1】相関を用いて入力信号から検出対象の符号
系列を検出する相関検出装置において、 上記入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定
の値に一定化するリミツタ手段と、 上記リミツタ手段から出力される出力信号と、上記検出
対象の符号系列との相関を検出して相関値信号を出力す
るマツチトフイルタ手段と、 上記相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較するこ
とにより上記入力信号が検出対象の符号系列であるか否
か判定する比較手段とを具えることを特徴とする相関検
出装置。 - 【請求項2】上記入力信号から同相成分と直交成分を抽
出する信号抽出手段と、 上記同相成分の振幅を所定の値に一定化する第1のリミ
ツタ手段と、 上記直交成分の振幅を所定の値に一定化する第2のリミ
ツタ手段と、 上記第1及び第2のリミツタ手段から出力される出力信
号と、上記検出対象の符号系列との相関を成分毎に検出
して第1及び第2の相関値信号を出力するマツチトフイ
ルタ手段と、 上記第1の相関値信号を二乗する第1の乗算手段と、 上記第2の相関値信号を二乗する第2の乗算手段と、 上記第1及び第2の乗算手段の出力信号を加算すること
により第3の相関値信号を出力する加算手段と、 上記第3の相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較
することにより上記入力信号が検出対象の符号系列であ
るか否か判定する比較手段とを具えることを特徴とする
請求項1に記載の相関検出装置。 - 【請求項3】上記入力信号から同相成分と直交成分を抽
出する信号抽出手段と、 上記同相成分の振幅を所定の値に一定化する第1のリミ
ツタ手段と、 上記直交成分の振幅を所定の値に一定化する第2のリミ
ツタ手段と、 上記第1及び第2のリミツタ手段から出力される出力信
号と、上記検出対象の符号系列との相関を成分毎に検出
して第1及び第2の相関値信号を出力するマツチトフイ
ルタ手段と、 上記第1の相関値信号の絶対値を算出する第1の絶対値
手段と、 上記第2の相関値信号の絶対値を算出する第2の絶対値
手段と、 上記第1及び第2の絶対値手段の出力信号を加算するこ
とにより第3の相関値信号を出力する加算手段と、 上記第3の相関値信号の信号レベルを所定の閾値と比較
することにより上記入力信号が検出対象の符号系列であ
るか否か判定する比較手段とを具えることを特徴とする
請求項1に記載の相関検出装置。 - 【請求項4】相関を用いて入力信号から検出対象の符号
系列を検出する相関検出方法において、 上記入力信号の正負に応じて当該入力信号の振幅を所定
の値に一定化し、 上記振幅が一定化された入力信号と、上記検出対象の符
号系列との相関値を検出し、 上記相関値の信号レベルを所定の閾値と比較することに
より上記入力信号が検出対象の符号系列であるか否か判
定することを特徴とする相関検出方法。 - 【請求項5】上記入力信号から同相成分及び直交成分を
抽出し、各信号成分毎に算出した相関値を合成して当該
合成結果と上記閾値とを比較することを特徴とする請求
項4に記載の相関検出方法。 - 【請求項6】上記信号成分毎に算出した相関値を合成す
る際、それぞれの相関値を二乗して合成することを特徴
とする請求項5に記載の相関検出方法。 - 【請求項7】上記信号成分毎に算出した相関値を合成す
る際、それぞれの相関値の絶対値を求めて合成すること
を特徴とする請求項5に記載の相関検出方法。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9349606A JPH11186984A (ja) | 1997-12-18 | 1997-12-18 | 相関検出装置及び相関検出方法 |
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