JPH1118471A - Controller for synchronous motor - Google Patents
Controller for synchronous motorInfo
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- JPH1118471A JPH1118471A JP9160176A JP16017697A JPH1118471A JP H1118471 A JPH1118471 A JP H1118471A JP 9160176 A JP9160176 A JP 9160176A JP 16017697 A JP16017697 A JP 16017697A JP H1118471 A JPH1118471 A JP H1118471A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、工作機械や産業機
械、電気自動車等に利用される同期電動機の制御装置に
関するものであり、特に同期電動機の制御特性を改良す
る制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a synchronous motor used in machine tools, industrial machines, electric vehicles, etc., and more particularly to a control device for improving control characteristics of a synchronous motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の制御ブロック図を３相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ相）での制御を例にとり図８に示す。上位制御器より
速度指令値ＳＶＣが指令され減算器１により回転子速度
ＳＰＤとの差ＤＩＦが演算される。ＤＩＦがＰＩ制御器
２により電機子電流指令値ＳＴＣを電流指令演算部５に
出力する。また、回転子速度ＳＰＤを参照して界磁電流
演算部８１により界磁電流パターンに従い界磁電流指令
値ＳＦＣを電流指令演算部５に出力する。電流指令演算
部５は回転子位置ＳＰ（機械角）を参照し、電気角に変
換後、電機子電流指令値ＳＴＣと界磁電流指令値ＳＦＣ
をベクトル演算し、電流指令値ＳＩＣを得る。（電機子
電流指令値ＳＴＣと界磁電流指令値ＳＦＣの位相差は電
気角でπ／２[rad]である。）その後、Ｕ相電流指令値
ＳＩＵＣとそれとの位相差（２π）／３または（４π）
／３［rad]であるＶ相電流指令値ＳＩＶＣを演算する。
３相中２相が決定されれば、残りのＷ相の電流（ＳＩＷ
Ｃ）は決定されるので特に図示しない。各相の電流指令
値は増幅器８を介して３相電流として電動機９に印加さ
れ電動機９の回転子を回転させる。回転子にとりつけら
れた回転子位置検出手段である検出器１０により回転子
位置ＳＰが得られ、電流指令演算部５および微分器１２
にフィードバックされる。微分器１２は回転子位置ＳＰ
を微分して回転子速度ＳＰＤとして減算器１および界磁
電流演算部８１に出力する。以上の動作からわかるよう
に、電流指令値ＳＩＣ（相分配後、ＳＩＵＣ、ＳＩＶ
Ｃ）は界磁電流指令値ＳＦＣと電機子電流指令値ＳＴＣ
をベクトル加算して作られる。また制御する際、回転子
速度、回転子の界磁（ベクトル図でいうＩｄ成分；永久
磁石の場合も固定界磁電流成分を流していると等価的に
みなすことができる）に応じた誘起電圧が固定子巻線端
子間に生じる。2. Description of the Related Art A conventional control block diagram is represented by three phases (U, V,
FIG. 8 shows an example of control in (W phase). The speed command value SVC is instructed by the host controller, and the subtracter 1 calculates the difference DIF from the rotor speed SPD. The DIF outputs the armature current command value STC to the current command calculation unit 5 by the PI controller 2. The field current calculation unit 81 outputs a field current command value SFC to the current command calculation unit 5 according to the field current pattern with reference to the rotor speed SPD. The current command calculation unit 5 refers to the rotor position SP (mechanical angle) and converts it into an electrical angle, and then converts the armature current command value STC and the field current command value SFC
To obtain a current command value SIC. (The phase difference between the armature current command value STC and the field current command value SFC is π / 2 [rad] in electrical angle.) Then, the phase difference (2π) / 3 between the U-phase current command value SIUC and it or (4π)
A V-phase current command value SIVC of / 3 [rad] is calculated.
If two of the three phases are determined, the current of the remaining W phase (SIW
C) is not shown because it is determined. The current command value of each phase is applied as a three-phase current to the motor 9 via the amplifier 8 to rotate the rotor of the motor 9. A rotor position SP is obtained by a detector 10 as rotor position detecting means attached to the rotor, and a current command calculator 5 and a differentiator 12
Will be fed back. Differentiator 12 has rotor position SP
Is differentiated and output to the subtractor 1 and the field current calculator 81 as the rotor speed SPD. As can be seen from the above operation, the current command value SIC (after phase distribution, SIUC, SIV
C) is the field current command value SFC and the armature current command value STC
Is made by vector addition. In addition, when controlling, the induced voltage according to the rotor speed and the field of the rotor (Id component in a vector diagram; in the case of a permanent magnet, it can be regarded as equivalent to flowing a fixed field current component). Occur between the stator winding terminals.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来技術の制御装置を
使用した場合、回転子速度、回転子の界磁（ベクトル図
でいうＩｄ成分；永久磁石の場合も固定界磁電流成分を
流していると等価的にみなすことができる）に応じた誘
起電圧が固定子巻線端子間に生じるため、基底回転数
（界磁弱めを行わない領域の回転数）以上の回転数にな
った場合、端子間電圧が電源電圧を上回り、制御装置
（特に増幅器）からの電力注入の効率が低下する。その
結果、大きな電流指令値に対して実電流が振幅、位相共
に追従しなくなる。特に、リラクタンス型電動機を界磁
電流と電機子電流とを別々に演算するベクトル制御の場
合、位相が遅れるということは実際に流れる合成電流の
電機子電流成分より位相がπ／２遅れている界磁電流成
分の比率が増加することとなり、界磁弱め制御を行って
いるにも関わらず効果がなく、また電機子電流成分が低
下するため、思うようなトルクが得られないという問題
があった。巻線のターン数が多い場合（＝基底回転数を
低く設計した場合など）に、巻線インダクタンスが大き
くなり、その結果回転数が高くなると制御を行う際の電
流の周波数が高くなるので、インピーダンスＺ＝Ｒ＋ｊ
ωＬ（Ｒ：巻線抵抗、ω：角周波数、Ｌ：巻線インダク
タンス）も増加する。そのため巻線による電圧降下が増
大し、有効に利用される電圧が低下するのも位相遅れの
原因となる場合がある。また、巻線インダクタンスが大
きくなるということは、電流の応答時定数（ｔ＝Ｌ／Ｒ
sec）が長くなることとなり、高回転時の周波数の高
い電流指令の変化に応答できないことになる為、このこ
とも位相遅れおよび振幅の追従遅れの原因となってい
る。本発明は上述した事情から成されたものであり、簡
単な構成で安定して効率の良い電動機の制御を実現させ
ることができる同期電動機の制御装置を提供することを
目的とする。When a conventional control device is used, the rotor speed, the field of the rotor (Id component in a vector diagram; a fixed field current component also flows in the case of a permanent magnet). An induced voltage corresponding to the stator winding terminals is generated between the stator winding terminals. Therefore, if the rotation speed becomes higher than the base rotation speed (the rotation speed in a region where field weakening is not performed), the terminal The inter-voltage exceeds the power supply voltage, and the efficiency of power injection from the control device (particularly, the amplifier) is reduced. As a result, the actual current does not follow both the amplitude and the phase with respect to the large current command value. In particular, in the case of vector control in which the reluctance motor is operated separately for the field current and the armature current, the delay in phase means that the phase is delayed by π / 2 from the armature current component of the actually flowing combined current. As the ratio of the magnetic current component increases, there is no effect even though the field weakening control is performed, and the armature current component decreases, so that there is a problem that a desired torque cannot be obtained. . When the number of turns of the winding is large (for example, when the base rotation speed is designed to be low), the winding inductance increases. As a result, when the rotation speed increases, the frequency of the current for controlling increases. Z = R + j
ωL (R: winding resistance, ω: angular frequency, L: winding inductance) also increases. For this reason, the voltage drop due to the winding increases and the voltage used effectively decreases, which may also cause a phase delay. In addition, an increase in the winding inductance means that the current response time constant (t = L / R
sec) becomes longer, and it becomes impossible to respond to a change in a current command having a high frequency at the time of high rotation. This also causes a phase delay and a delay in following the amplitude. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to provide a synchronous motor control device capable of realizing stable and efficient motor control with a simple configuration.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】本発明の上記目的は、永
久磁石もしくは固定子巻線より得られる界磁と、固定子
の電機子電流とにより回転子の回転トルクを得る同期電
動機の制御装置であって、前記電動機の回転子位置を検
出する手段と、該電動機に電流を流すために、前記回転
子位置とトルク指令値より電流指令を算出する電流指令
演算部を具備する制御装置において、回転子位置より回
転子速度を算出し、該回転子速度を参照して位相補償量
を算出する手段を備え、トルク指令値の極性により符号
を決定した後、回転子位置に加える前記位相補償量を演
算する位相補償演算部を備え、回転子位置より回転子速
度を算出し、該回転子速度を参照してゲイン補償量を算
出する手段を備え、トルク指令値の極性により符号を決
定した後、トルク指令値に乗じる前記ゲイン補償量を演
算するゲイン補償演算部を備え、そして、位相補償演算
部およびゲイン補償演算部内に、回転子速度をパラメー
タとする制御装置外部より設定可能な関数パターンを具
備することで達成される。本発明にあっては、回転子速
度により電動機に印可する電流の位相およびゲインの補
正値を算出し、電流指令値に加算することにより効率の
良い制御装置が得られた。また、安定した制御が行える
という利点も得られた。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a synchronous motor control device for obtaining a rotating torque of a rotor by a field obtained from a permanent magnet or a stator winding and an armature current of the stator. A control device comprising: a means for detecting a rotor position of the electric motor; and a current command calculation unit for calculating a current command from the rotor position and a torque command value in order to supply a current to the motor. Means for calculating a rotor speed from the rotor position and calculating a phase compensation amount with reference to the rotor speed, wherein the sign is determined based on the polarity of the torque command value, and then the phase compensation amount is added to the rotor position. And a means for calculating the rotor speed from the rotor position and calculating the gain compensation amount by referring to the rotor speed, and determining the sign based on the polarity of the torque command value. ,torque A gain compensation calculation unit for calculating the gain compensation amount to be multiplied by the command value, and a phase compensation calculation unit and a gain compensation calculation unit including a function pattern that can be set from outside the control device and has a rotor speed as a parameter; Is achieved by According to the present invention, an efficient control device is obtained by calculating the correction value of the phase and gain of the current applied to the electric motor based on the rotor speed and adding the correction value to the current command value. In addition, an advantage that stable control can be performed is obtained.
【０００５】[0005]
【発明の実施の形態】以下、添付図面をもとに本発明の
実施形態を説明する。なお、特に断らない限り、同記
号、番号のものは同機能、性能を有するものである。図
１は本発明の実施形態の具体例である。上位制御器より
速度指令値ＳＶＣが指令され減算器１により回転子速度
ＳＰＤとの偏差ＤＩＦが演算される。偏差ＤＩＦはＰＩ
制御器２によりトルク指令値ＳＴＣとして電流指令演算
部４に出力される。電流指令演算部４には電機子電流演
算部５と界磁電流演算部１５が備えられており、電機子
電流演算部５は回転子位置ＳＰと位相補正値ＳＡＣを加
算器１６で演算した補正後回転子位置ＳＰＣを参照し、
トルク指令ＳＴＣより電機子電流指令値ＳＩＱが加算器
６に出力される。また、界磁電流演算部１５は回転子速
度ＳＰＤと補正後回転子位置ＳＰＣを参照し、界磁電流
指令値ＳＩＤを加算器６に出力する。加算器６は、電機
子電流指令値ＳＩＱと界磁電流指令値ＳＩＤをベクトル
演算し、電流指令値ＳＩＣを生成し相分配器７に出力す
る。なお、電機子電流指令値ＳＩＱと界磁電流指令値Ｓ
ＩＤの位相は電気角でπ／２ずれている。電流指令値Ｓ
ＩＣは相分配器７で相分配され、Ｕ相電流指令値ＳＩＵ
ＣおよびＶ相電流指令値ＳＩＶＣを増幅器８に出力する
（３相の場合、他の２相が決定されれば残りの１相が決
定されるため、２相のみの指令値を作成する。特に限定
するわけではなく、Ｗ相電流指令ＳＩＷＣ（図示なし）
を指令しても良い）。増幅器８からは電動機９に駆動電
流が印加される。電動機９には回転子位置を検出する検
出器１０が取り付けられており、回転子位置ＳＰを出力
する。回転子位置ＳＰは微分器１１により回転子速度Ｓ
ＰＤに変換され、電流指令値演算部４内４の界磁電流演
算部１５、及び補正部１２のゲイン補正部１３、位相補
正部１４に出力される。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. Unless otherwise specified, those having the same symbols and numbers have the same functions and performances. FIG. 1 is a specific example of the embodiment of the present invention. The speed command value SVC is instructed from the host controller, and the difference DIF from the rotor speed SPD is calculated by the subtractor 1. Deviation DIF is PI
The controller 2 outputs the torque command value STC to the current command calculation unit 4. The current command calculation unit 4 includes an armature current calculation unit 5 and a field current calculation unit 15, and the armature current calculation unit 5 corrects the rotor position SP and the phase correction value SAC by using an adder 16. With reference to the rear rotor position SPC,
Armature current command value SIQ is output to adder 6 from torque command STC. Further, the field current calculation unit 15 outputs the field current command value SID to the adder 6 with reference to the rotor speed SPD and the corrected rotor position SPC. The adder 6 performs a vector operation on the armature current command value SIQ and the field current command value SID, generates a current command value SIC, and outputs it to the phase distributor 7. Note that the armature current command value SIQ and the field current command value S
The phase of the ID is shifted by π / 2 in electrical angle. Current command value S
The IC is phase-divided by the phase distributor 7, and the U-phase current command value SIU
The C and V phase current command values SIVC are output to the amplifier 8 (in the case of three phases, if the other two phases are determined, the remaining one phase is determined, so that only two phase command values are created. Not limited, W-phase current command SIWC (not shown)
May be commanded). A drive current is applied to the motor 9 from the amplifier 8. A detector 10 for detecting a rotor position is attached to the electric motor 9, and outputs a rotor position SP. The rotor position SP is determined by the differentiator 11 to obtain the rotor speed S.
It is converted to PD and output to the field current calculator 15 in the current command value calculator 4, the gain corrector 13 and the phase corrector 14 of the corrector 12.
【０００６】図２は補正部１２の関数パターンの例であ
る。補正部１２内には、ゲイン（振幅）を補正するゲイ
ン補償演算部１３と、電流位相を補正する位相補償演算
部１４とが備えられている。ゲイン補償演算部１３には
回転子速度ＳＰＤをパラメータとしてゲイン補正係数Ｓ
ＧＣを出力するような関数パターン（ａ）が設定され
る。また位相補償演算部は回転子速度ＳＰＤをパラメー
タとして位相補正値ＳＡＣを出力するような関数パター
ン（ｂ）が設定される。関数パターンの設定は外部より
設定される方式に限定するものではなく、制御器内部メ
モリにあらかじめ関数式、またはデータマップとして持
っていても良い。FIG. 2 shows an example of a function pattern of the correction unit 12. The correction section 12 includes a gain compensation operation section 13 for correcting a gain (amplitude) and a phase compensation operation section 14 for correcting a current phase. The gain compensation calculation unit 13 uses the rotor speed SPD as a parameter to set the gain correction coefficient S
A function pattern (a) for outputting GC is set. The phase compensation calculation unit sets a function pattern (b) that outputs the phase correction value SAC using the rotor speed SPD as a parameter. The setting of the function pattern is not limited to the method set from the outside, but may be stored in advance in the controller internal memory as a function expression or a data map.
【０００７】図（ａ）は回転子速度ＳＰＤに対してゲイ
ン補正係数ＳＧＣを出力するような関数パターンであ
り、低回転時、補正係数１．０でゲインの補正がない
が、高回転時の応答遅れに対するゲインの低下を補正す
る為に、ＳＧＣ＞１．０になっている。この関数パター
ンは使用の方法によってはＳＧＣ＜１．０（ゲイン低
下）に設定することも可能であり、目的の制御方法によ
って任意に設定可能である。図（ｂ）は回転子速度ＳＰ
Ｄに対し位相補正値ＳＡＣを出力する関数パターンであ
り、低回転時の位相補正値は小さな値をとるが、高回転
時の位相遅れを補正するために、回転子速度ＳＰＤが大
きくなるほど位相補正値ＳＡＣが大きくなるようなパタ
ーンに設定してある。この関数パターンも任意に設定可
能であり、位相遅れが生じないような電動機を使用する
場合には、位相補正値０（つまりフラットな関数）に設
定も可能である。FIG. 1A shows a function pattern for outputting a gain correction coefficient SGC with respect to the rotor speed SPD. At low rotation speed, the correction coefficient is 1.0 and the gain is not corrected. In order to correct a decrease in gain due to a response delay, SGC> 1.0. This function pattern can be set to SGC <1.0 (gain reduction) depending on the method of use, and can be set arbitrarily according to the desired control method. Figure (b) shows the rotor speed SP
This is a function pattern that outputs a phase correction value SAC to D. The phase correction value at low rotation takes a small value. However, in order to correct the phase lag at high rotation, the phase correction value increases as the rotor speed SPD increases. The pattern is set such that the value SAC increases. This function pattern can also be set arbitrarily, and when a motor that does not cause a phase delay is used, the phase correction value can be set to 0 (that is, a flat function).
【０００８】図３には、本制御（ベクトル演算による制
御）の基本的な概念図を示す。界磁電流指令ＳＩＤ（Ｉ
ｄ）３１と、それより位相がπ／２または（３／２）π
［ｒａｄ］ずれた電機子電流ＳＩＱ（Ｉｑ）３２をベク
トル合成して、電流指令ＳＩＣ（Ｉｏ）３３を演算す
る。実際に流す電流は、合成電流ＳＩＣ（Ｉｏ）３３で
ある。次に図４〜６に従来技術の制御装置の不具合（電
流の位相遅れおよび振幅低減について）を説明する。図
４に位相遅れによる不具合を、ベクトル図を使用して説
明する。本制御方法では、界磁電流指令Ｉｄ（ｄ軸電流
成分）と電機子電流成分Ｉｑ（ｑ軸電流成分）をベクト
ル演算した合成電流Ｉｏを増幅器に指令して電動機を駆
動するのは、図３で説明した通りである。電流指令（合
成電流）Ｉｏに対しΔθの位相遅れが発生した場合の実
電流をＩres４２とすると、指令値に対して見かけ上の
界磁電流成分Ｉｄｒ４４はΔＩｄだけ増加し、電機子電
流成分Ｉｑｒ４６はΔＩｑだけ減少することになる。界
磁電流成分が増加するということは、端子間電圧が上昇
するということであり、特に界磁弱め制御を行う場合
は、界磁弱めを行っているにも関わらず界磁弱め効果が
なくなってしまう。また、電機子電流成分が低下するこ
とは、出力トルクが低下する為、制御対象の電動機が希
望する指令通りの動作をしないという不具合が発生す
る。FIG. 3 shows a basic conceptual diagram of the present control (control by vector operation). Field current command SID (I
d) 31 with a phase of π / 2 or (3/2) π
[Rad] A vector of the shifted armature current SIQ (Iq) 32 is synthesized to calculate a current command SIC (Io) 33. The current that actually flows is the combined current SIC (Io) 33. Next, FIGS. 4 to 6 illustrate problems (related to phase delay and amplitude reduction of current) of the conventional control device. FIG. 4 illustrates a problem caused by a phase delay with reference to a vector diagram. In the present control method, the motor is driven by instructing the amplifier the combined current Io obtained by performing a vector operation of the field current command Id (d-axis current component) and the armature current component Iq (q-axis current component) as shown in FIG. As described in the above. Assuming that the actual current when a phase delay of Δθ is generated with respect to the current command (synthetic current) Io is Ires42, the apparent field current component Idr44 increases by ΔId with respect to the command value, and the armature current component Iqr46 becomes It will decrease by ΔIq. An increase in the field current component means that the voltage between the terminals increases.In particular, when performing the field weakening control, the field weakening effect is lost even though the field weakening is performed. I will. In addition, a decrease in the armature current component causes a decrease in output torque, which causes a problem that the motor to be controlled does not operate as desired.
【０００９】図５に制御中のアナログ（連続）電流指令
５１を与えた場合の波形の具体例を示す。低速で制御を
行う場合、ほぼ指令通りに実電流５２が流れており、遅
れ時間Δｔ≒０であることが実験で確認されている。高
速回転で制御を行う場合、図５に示されるように指令値
に対して位相遅れΔθが発生し、振幅も低下しているこ
とがわかる。FIG. 5 shows a specific example of a waveform when an analog (continuous) current command 51 under control is given. When the control is performed at a low speed, the actual current 52 flows almost as instructed, and it has been experimentally confirmed that the delay time Δt ≒ 0. When the control is performed at a high speed, a phase delay Δθ occurs with respect to the command value as shown in FIG. 5, and the amplitude is also reduced.
【００１０】図６にマイクロプロセッサで制御中のデジ
タル（離散）電流指令６１を与えた場合の波形の具体例
を示す。（ａ）に低回転時の電流指令６１及び実電流波
形６２、（ｂ）に高回転時の電流指令６３及び実電流波
形６４を示す。なお、電流指令はデジタルで表現してあ
るが実電流は増幅器がアナログなため、波形もアナログ
で表現するものとする（ただし、この組み合わせに限定
するものではない）。（ａ）の低速回転時は、電流指令
値６１のサンプリング数が多いため、正弦波を滑らかに
表現することができる。そのため、実電流６２もほぼア
ナログ指令の場合に近く追従している（ただし、厳密に
はサンプリングの際に発生する階段状の波形（高い周波
数成分を含む）に対して、追従遅れが発生しているが指
令値に対しては問題のないレベルである）。（ｂ）の高
速回転時は、図に示すように電流指令値６３が階段状で
あるが、ほぼ矩形波に近くなってしまっている。これは
電流の周波数が制御周波数に近くなっている為で、マイ
クロプロセッサの処理時間に限界があり正弦波を表現す
るサンプリング数が少なくなってしまっている。矩形波
のような周波数の高い波形に対して、インダクタンスに
よる時定数（ｔ＝Ｌ／Ｒ；ただし、Ｌは巻線インダクタ
ンス、Ｒは巻線抵抗である）や増幅器や制御器特有の時
定数などが原因で、実電流波形６４は実際の制御よりも
遅れが大きくなってしまうことになる。この例の波形の
場合、電気角でπ／４近く遅れており、実電流の電機子
電流成分がほとんどゼロに近い状態であり、また界磁電
流成分は指令よりも大きくなっているため、端子間誘起
電圧が電源電圧を上回り制御不能の状態に陥ってしま
う。FIG. 6 shows a specific example of a waveform when a digital (discrete) current command 61 being controlled by a microprocessor is given. (A) shows the current command 61 and the actual current waveform 62 at the time of low rotation, and (b) shows the current command 63 and the actual current waveform 64 at the time of high rotation. Although the current command is expressed in digital form, the actual current is expressed in analog form in the amplifier, and the waveform is also expressed in analog form (however, the present invention is not limited to this combination). In the low-speed rotation of (a), the sine wave can be expressed smoothly because the sampling number of the current command value 61 is large. For this reason, the actual current 62 substantially follows the analog command (however, strictly speaking, the following delay occurs with respect to a step-like waveform (including a high frequency component) generated at the time of sampling). Although there is no problem with the command value). At the time of the high-speed rotation in (b), the current command value 63 has a step-like shape as shown in the figure, but is almost close to a rectangular wave. This is because the frequency of the current is close to the control frequency, so that the processing time of the microprocessor is limited, and the number of samplings representing a sine wave is reduced. For a high-frequency waveform such as a square wave, a time constant due to inductance (t = L / R; L is a winding inductance and R is a winding resistance), a time constant specific to an amplifier or a controller, etc. For this reason, the actual current waveform 64 has a larger delay than the actual control. In the case of the waveform of this example, the electric angle is delayed by about π / 4, the armature current component of the actual current is almost zero, and the field current component is larger than the command. The induced voltage exceeds the power supply voltage and falls into an uncontrollable state.
【００１１】図７に本発明での高回転時（デジタル）電
流制御の波形を示す。高速回転時の電流指令の位相およ
びゲインを補正した場合の電流波形を示す。波形７３
は、実際に流れてほしい電流指令値、波形７４は従来技
術での電流指令値に対する応答波形（位相遅れ、振幅低
減が発生している）である。また、波形７１は本発明に
より位相・ゲイン補正を行った場合の電流指令値であ
り、波形７２はその指令値に対する応答である。実際に
流れてほしい電流波形７３と補正後の実電流波形７２が
振幅・位相共にほぼ一致していることがわかる。このよ
うに、位相・ゲインを回転数に対して補正することで、
界磁電流成分と電機子電流成分を設計通りの制御が行え
るようになり、制御不能に陥る等の不具合が回避できる
制御装置になった。FIG. 7 shows a waveform of current control during high rotation (digital) according to the present invention. 4 shows a current waveform when the phase and gain of a current command during high-speed rotation are corrected. Waveform 73
Is a current command value that the user actually wants to flow, and a waveform 74 is a response waveform (phase lag and amplitude reduction have occurred) to the current command value in the related art. A waveform 71 is a current command value when the phase / gain correction is performed according to the present invention, and a waveform 72 is a response to the command value. It can be seen that the current waveform 73 actually desired to flow and the corrected actual current waveform 72 substantially coincide in both amplitude and phase. In this way, by correcting the phase and the gain with respect to the rotation speed,
The control device can control the field current component and the armature current component as designed, and can avoid a problem such as inability to control.
【００１２】[0012]
【発明の効果】以上のように、本発明で示す同期電動機
の制御装置によれば、回転子速度を参照して変化するゲ
インおよび位相補償演算部を内蔵する補正部を具備した
ため、電動機巻線のインダクタンスや増幅器、制御器に
起因する高速回転時に発生する電流指令に対する実電流
の位相遅れおよび振幅低減が減少し、実際に流すべき電
流位相および振幅の電流により制御が行える様になった
ため、制御不能に陥る等お不具合が減少した。さらに、
位相遅れによるトルク減少などの非線形なトルク特性に
なるのを、線形性の良い特性を持つ電動機のように制御
ができるようになった。なお、本発明は前述の第１図か
ら第６図に示した本発明の実施例に限定されるものでは
なく、その主旨を逸脱しない範囲で下記のような変形を
行なってもよい。 （１）本実施形態では、界磁電流指令と電機子電流指令
をベクトル演算して電流指令とする制御方法について説
明したが、電流指令の位相（動作角）をトルク指令値の
極性を判別して動作角の正負を決定後、ベクトル制御の
ｑ軸に相当する軸より動作角（符号付き）を移行するこ
とで、ベクトル制御と同等に制御する方法にも有効であ
る。 （２）本実施形態では、回転子を持つ電動機について説
明したが、可動子を持つ構造のリニア型電動機に適用し
ても良い。As described above, according to the control apparatus for a synchronous motor shown in the present invention, since the correction unit including the gain and phase compensation calculation unit that changes with reference to the rotor speed is provided, the motor winding The phase delay and amplitude reduction of the actual current with respect to the current command generated at the time of high-speed rotation caused by the inductance, amplifier, and controller of the motor are reduced, and the control can be performed by the current of the current phase and amplitude that should actually flow. Problems such as being disabled have decreased. further,
Non-linear torque characteristics such as torque decrease due to phase lag can be controlled like a motor having good linearity characteristics. The present invention is not limited to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 to 6 described above, and the following modifications may be made without departing from the gist of the present invention. (1) In the present embodiment, the control method in which the field current command and the armature current command are vector-operated to be a current command has been described. After determining whether the operation angle is positive or negative, the operation angle (signed) is shifted from the axis corresponding to the q-axis of the vector control, which is also effective in a method of performing control equivalent to the vector control. (2) In the present embodiment, the motor having the rotor has been described, but the present invention may be applied to a linear motor having a structure having a mover.
【図１】 本発明の同期電動機の制御装置の実施形態を
示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a control device for a synchronous motor of the present invention.
【図２】 本発明の同期電動機の制御装置に具備される
補正部の関数パターンの一例である。FIG. 2 is an example of a function pattern of a correction unit provided in the control device for a synchronous motor of the present invention.
【図３】 本発明の同期電動機の制御装置の電流演算の
ベクトル図である。FIG. 3 is a vector diagram of current calculation of the synchronous motor control device of the present invention.
【図４】 従来技術の電流指令および実電流の例を示す
ベクトル図である。FIG. 4 is a vector diagram showing an example of a current command and an actual current according to the related art.
【図５】 従来技術のアナログ波形の場合の電流指令お
よび実電流波形の例を示す説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of a current command and an actual current waveform in the case of a conventional analog waveform.
【図６】 従来技術のデジタル波形の場合の電流指令お
よび実電流波形の例を示す説明図である（（ａ）低速
時、（ｂ）高速時）。FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of a current command and an actual current waveform in the case of a digital waveform according to the related art ((a) at low speed, (b) at high speed).
【図７】 本発明と従来技術の場合の電流指令および実
電流波形の例を示す比較説明図である。FIG. 7 is a comparative explanatory diagram showing an example of a current command and an actual current waveform in the case of the present invention and the prior art.
【図８】 従来の同期電動機の制御ブロック図の例であ
る。FIG. 8 is an example of a control block diagram of a conventional synchronous motor.
１ 減算器、２ ＰＩ制御部、３ 加算器、４ 電流指
令演算部、５ 電機子電流演算部、６ 加算器、７ 相
分配器、８ 増幅器、９ 電動機、１０ 検出器、１１
微分器、１２ 補正部、１３ ゲイン補償演算部、１
４ 位相補償演算部、１５ 界磁電流演算部、１６ 加
算器、２１ 関数パターン、２２ 関数パターン、３１
界磁電流指令ベクトル、３２ 電機子電流指令ベクト
ル、３３合成電流指令ベクトル、４１ 合成電流指令ベ
クトル、４２ 合成実電流ベクトル、４３ 界磁電流指
令ベクトル、４４ 界磁実電流ベクトル、４５ 電機子
電流指令ベクトル、４６ 電機子実電流ベクトル、５１
アナログ電流指令波形、５２ アナログ実電流波形、
６１ デジタル電流指令波形、６２ 実電流波形、６３
デジタル電流指令波形、６４ 実電流波形、７１ 補
正後デジタル電流指令波形、７２ 補正後実電流波形、
７３ 補正前デジタル電流指令波形、７４補正前実電流
波形、８１ 界磁電流指令演算部。Reference Signs List 1 subtractor, 2 PI controller, 3 adder, 4 current command calculator, 5 armature current calculator, 6 adder, 7 phase distributor, 8 amplifier, 9 motor, 10 detector, 11
Differentiator, 12 correction unit, 13 gain compensation calculation unit, 1
4 phase compensation calculation unit, 15 field current calculation unit, 16 adder, 21 function patterns, 22 function patterns, 31
Field current command vector, 32 armature current command vector, 33 combined current command vector, 41 combined current command vector, 42 combined actual current vector, 43 field current command vector, 44 field actual current vector, 45 armature current command Vector, 46 armature actual current vector, 51
Analog current command waveform, 52 analog actual current waveform,
61 Digital current command waveform, 62 Actual current waveform, 63
Digital current command waveform, 64 actual current waveform, 71 corrected digital current command waveform, 72 corrected actual current waveform,
73 digital current command waveform before correction, 74 actual current waveform before correction, 81 field current command calculation unit.
Claims (3)
る界磁と、固定子の電機子電流とにより回転子の回転ト
ルクを得る同期電動機との制御装置であって、 前記電動機の回転子位置を検出する手段と、 該電動機に電流を流すために、前記回転子位置とトルク
指令値より電流指令を算出する電流指令演算部を具備す
る制御装置において、 回転子位置より回転子速度を算出し、該回転子速度を参
照して位相補償量を算出する手段を備え、回転子位置に
加える前記位相補償量を演算する位相補償演算部を備え
ることを特徴とする同期電動機の制御装置。1. A control device for a synchronous motor that obtains a rotating torque of a rotor by a field obtained from a permanent magnet or a stator winding and an armature current of a stator, wherein a rotor position of the motor is provided. And a current command calculating unit for calculating a current command from the rotor position and a torque command value in order to pass a current through the motor, wherein a rotor speed is calculated from the rotor position. And a means for calculating a phase compensation amount with reference to the rotor speed, and a phase compensation calculation unit for calculating the phase compensation amount added to the rotor position.
において、 回転子位置より回転子速度を算出し、該回転子速度を参
照してゲイン補償量を算出する手段を備え、トルク指令
値に乗じられる前記ゲイン補償量を演算するゲイン補償
演算部を備えることを特徴とする同期電動機の制御装
置。2. The synchronous motor control device according to claim 1, further comprising: means for calculating a rotor speed from a rotor position and calculating a gain compensation amount with reference to the rotor speed. A control device for a synchronous motor, comprising: a gain compensation calculation unit that calculates the gain compensation amount to be multiplied by.
制御装置において、 回転子速度をパラメータとする制御装置外部より設定可
能な関数パターンを持つ位相補償演算部およびゲイン補
償演算部を持つことを特徴とする同期電動機の制御装
置。3. The synchronous motor control device according to claim 1, further comprising a phase compensation operation unit and a gain compensation operation unit having a function pattern that can be set from outside the control device and has a rotor speed as a parameter. A control device for a synchronous motor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9160176A JPH1118471A (en) | 1997-06-17 | 1997-06-17 | Controller for synchronous motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9160176A JPH1118471A (en) | 1997-06-17 | 1997-06-17 | Controller for synchronous motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118471A true JPH1118471A (en) | 1999-01-22 |
Family
ID=15709495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9160176A Pending JPH1118471A (en) | 1997-06-17 | 1997-06-17 | Controller for synchronous motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118471A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004049554A1 (en) * | 2002-11-28 | 2004-06-10 | Nsk Ltd. | Motor and drive control device therefor |
| CN100369375C (en) * | 2002-11-28 | 2008-02-13 | 日本精工株式会社 | Motor and drive control device therefor |
| JP2009148082A (en) * | 2007-12-14 | 2009-07-02 | Konica Minolta Business Technologies Inc | Image forming apparatus |
| JP2009183051A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of synchronous machine |
-
1997
- 1997-06-17 JP JP9160176A patent/JPH1118471A/en active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004049554A1 (en) * | 2002-11-28 | 2004-06-10 | Nsk Ltd. | Motor and drive control device therefor |
| CN100369375C (en) * | 2002-11-28 | 2008-02-13 | 日本精工株式会社 | Motor and drive control device therefor |
| US7339346B2 (en) | 2002-11-28 | 2008-03-04 | Nsk Ltd. | Motor and drive control device therefor |
| US7463006B2 (en) | 2002-11-28 | 2008-12-09 | Nsk Ltd. | Motor and drive control device therefor |
| JP2009148082A (en) * | 2007-12-14 | 2009-07-02 | Konica Minolta Business Technologies Inc | Image forming apparatus |
| JP2009183051A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of synchronous machine |
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