JPH1118421A - Starting circuit for switching power source - Google Patents
Starting circuit for switching power sourceInfo
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- JPH1118421A JPH1118421A JP18606397A JP18606397A JPH1118421A JP H1118421 A JPH1118421 A JP H1118421A JP 18606397 A JP18606397 A JP 18606397A JP 18606397 A JP18606397 A JP 18606397A JP H1118421 A JPH1118421 A JP H1118421A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
の高速起動を行うための技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a technique for quickly starting a switching power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】スイッチング電源の制御回路に駆動電力
を供給するに当たっては、できるだけ無駄な電力損失を
避けるために、起動動作時には外部から供給される入力
電圧から駆動電力を得て、定常運転時にはコンバータト
ランスに設けられた補助巻線に発生する電圧から駆動電
力を得るのが一般的である。このようにして制御回路に
駆動電力を供給する従来のスイッチング電源の回路を図
３に示した。図３に示す回路では、入力端子１ａ、１ｂ
間にはトランスＴの１次巻線Ｎ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１が直列に接続され、出力端子２ａ、２ｂ間に
はトランスＴの２次巻線Ｎ２とダイオードＤ２の直列回
路が接続されると同時に、この直列回路に対して並列に
平滑コンデンサＣ２が接続され、さらにスイッチングト
ランジスタＱ１のベースに制御回路３が接続されてフラ
イバック型のスイッチング電源が構成されている。2. Description of the Related Art In supplying drive power to a control circuit of a switching power supply, drive power is obtained from an externally supplied input voltage during a start-up operation, and a converter is supplied during a steady operation in order to avoid useless power loss as much as possible. Generally, driving power is obtained from a voltage generated in an auxiliary winding provided in a transformer. FIG. 3 shows a circuit of a conventional switching power supply for supplying drive power to the control circuit in this manner. In the circuit shown in FIG. 3, the input terminals 1a, 1b
The primary winding N1 of the transformer T and the switching transistor Q1 are connected in series between them, and the series circuit of the secondary winding N2 of the transformer T and the diode D2 is connected between the output terminals 2a and 2b. A smoothing capacitor C2 is connected in parallel to this series circuit, and a control circuit 3 is connected to the base of the switching transistor Q1 to form a flyback type switching power supply.
【０００３】この図３の回路においては、制御回路３に
駆動電力を供給するために、先ず入力端子１ａ、１ｂ間
に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回路を接続し、その
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の接続点を制御回路３の電源
供給端子ＶCCに接続している。そしてトランスＴの補助
巻線Ｎ３にダイオードＤ１を直列に接続し、この直列回
路を制御回路３の電源供給端子ＶCCと入力端子１ｂ間に
接続している。このような構成とした抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ１の直列回路はスイッチング電源の起動時におい
て制御回路３に駆動電力を供給する起動回路６ａを形成
することになり、一方、補助巻線Ｎ３とダイオードＤ１
の直列回路は、これにコンデンサＣ１を含めて、スイッ
チング電源の運転時において制御回路３に駆動電力を供
給する補助電源回路４を形成することになる。In the circuit shown in FIG. 3, in order to supply drive power to the control circuit 3, first, a series circuit of a resistor R3 and a capacitor C1 is connected between input terminals 1a and 1b, and a resistor R3 and a capacitor C1 are connected. The connection point is connected to the power supply terminal V CC of the control circuit 3. The diode D1 is connected in series to the auxiliary winding N3 of the transformer T, and this series circuit is connected between the power supply terminal V CC of the control circuit 3 and the input terminal 1b. The series circuit of the resistor R3 and the capacitor C1 having such a configuration forms a start-up circuit 6a for supplying drive power to the control circuit 3 when the switching power supply is started. On the other hand, the auxiliary winding N3 and the diode D1
Will form an auxiliary power supply circuit 4 that supplies drive power to the control circuit 3 during operation of the switching power supply, including the capacitor C1.
【０００４】以上のような構成の回路に、ある時間ｔ0
において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加さ
れると、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ１に充電電流が
流れ、その端子間電圧ＶC は図４に示すように上昇して
いく。なお、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は制御回
路３の電源入力端子ＶCCに印加される電圧となる。コン
デンサＣ１の充電が進行し、時間ｔ1 において電圧ＶC
の電圧値が制御回路３の動作開始電圧ＶCMに達すると制
御回路３は動作を開始する。するとコンデンサＣ１に蓄
えられていた電力が制御回路３によって消費され、電圧
ＶC は低下していく。この時、制御回路３によってスイ
ッチングトランジスタＱ１が駆動されて出力電圧ＶO が
上昇し、この出力電圧ＶO の上昇に伴ってトランスＴの
補助巻線Ｎ３に発生する電圧ＶN3の軌跡は図４に示すよ
うに上昇する。In the circuit having the above configuration, a certain time t 0
When the input voltage V IN is applied between the input terminals 1a and 1b, a charging current flows to the capacitor C1 via the resistor R3, and the terminal voltage V C rises as shown in FIG. The terminal voltage V C of the capacitor C1 is a voltage applied to the power input terminal V CC of the control circuit 3. Charging of the capacitor C1 proceeds and the voltage V C at time t 1
And the control circuit 3 is a voltage value reaches the operation start voltage V CM of the control circuit 3 starts the operation. Then electric power stored in the capacitor C1 is consumed by the control circuit 3, the voltage V C is decreases. At this time, the output voltage V O switching transistor Q1 is driven by the control circuit 3 is increased, the trajectory of the voltage V N3 generated on the auxiliary winding N3 of the transformer T with an increase of the output voltage V O is 4 Rise as shown.
【０００５】やがて電圧ＶC と補助巻線Ｎ３に発生する
電圧ＶN3が同じ値となると、以後、制御回路３とコンデ
ンサＣ１には補助巻線Ｎ３から電力が供給されるように
なる。そして電圧ＶC は補助巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ
N3に応じて、時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電
圧ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。なおここで
は、時間ｔ0 から時間ｔ2 までの間にはスイッチング電
源は起動動作状態にあるものとして扱い、その時間を起
動時間ＳＴとする。一方、時間ｔ2以降の期間は定常運
転状態にあるものとして扱う。[0005] Eventually the voltage V N3 for generating a voltage V C to the auxiliary winding N3 becomes equal, thereafter, the control circuit 3 and the capacitor C1 so that electric power is supplied from the auxiliary winding N3. The voltage V C is the voltage V generated in the auxiliary winding N3.
Depending on the N3, stable at higher predetermined voltage value than the operation stop voltage V CI of the control circuit 3 at time t 2. Here, the switching power supply is treated as being in the starting operation state from time t 0 to time t 2 , and this time is referred to as starting time ST. On the other hand, the time t 2 after the period is treated as being in the steady operation state.
【０００６】冒頭に述べたように図３に示す構成の回路
では、制御回路３への駆動電力の供給は、起動動作時に
おいては起動回路６ａにより行うが定常運転時において
は補助電源回路４により供給を行う。ここで、定常運転
状態において抵抗Ｒ３に電流が流れると、そこに無用な
電力損失を生じることになる。そこで、定常運転状態に
おける無用な電力損失を低減するために、一般に起動回
路６ａを構成する抵抗Ｒ３の抵抗値は高い値に設定され
る。しかし、損失低減のためにと抵抗Ｒ３をあまりに高
い値に設定すると、入力電圧ＶINが印加されてからコン
デンサＣ１の端子間電圧ＶC が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMに達するまでの時間、すなわちｔ0 からｔ1 まで
の時間が、ほぼ抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の時定数によ
って決まるため、スイッチング電源の起動時間ＳＴは図
５に示すように長くなるという問題が生じる。As described at the beginning, in the circuit having the configuration shown in FIG. 3, the supply of the driving power to the control circuit 3 is performed by the starting circuit 6a during the starting operation, but by the auxiliary power supply circuit 4 during the steady operation. Supply. Here, if a current flows through the resistor R3 in the steady operation state, an unnecessary power loss is generated there. Therefore, in order to reduce unnecessary power loss in the steady operation state, generally, the resistance value of the resistor R3 constituting the starting circuit 6a is set to a high value. However, if the resistance R3 is set to an excessively high value in order to reduce the loss, the time from when the input voltage V IN is applied until the voltage V C between the terminals of the capacitor C1 reaches the operation start voltage V CM of the control circuit 3 is obtained. In other words, since the time from t 0 to t 1 is substantially determined by the time constant of the resistor R3 and the capacitor C1, there is a problem that the startup time ST of the switching power supply becomes long as shown in FIG.
【０００７】このような問題に対し、例えば、損失低減
のために抵抗Ｒ３の抵抗値を高くする一方で、スイッチ
ング電源の起動時間ＳＴを短くしようと、単純にコンデ
ンサＣ１の静電容量を小さくすることがある。しかし、
このような対策では以下のような新たな問題が生じる恐
れがある。すなわち、コンデンサＣ１の静電容量が小さ
いと、そこに蓄えることのできる電力量も小さくなるた
めに、制御回路３が動作を開始した時間ｔ1 以降におい
て、制御回路３への電力供給に伴うコンデンサＣ１の端
子間電圧ＶC の低下量が大きくなってしまう。すると図
６に示すごとく、電圧ＶN3の電圧値が制御回路３の動作
停止電圧ＶCIよりも高くなる前にコンデンサＣ１の端子
間電圧ＶC が動作停止電圧ＶCIまで低下してしまい、起
動を失敗するという現象を起こす可能性が高くなる。To solve such a problem, for example, while increasing the resistance value of the resistor R3 to reduce the loss, the capacitance of the capacitor C1 is simply reduced in order to shorten the startup time ST of the switching power supply. Sometimes. But,
Such measures may cause the following new problems. That is, when the capacitance of the capacitor C1 is small, to become smaller amount of power that can be stored therein, the control circuit 3 starts the time t 1 after the operation, capacitor associated with the power supply to the control circuit 3 the amount of decrease in the terminal voltage V C of C1 increases. Then, as shown in FIG. 6, before the voltage value of the voltage V N3 becomes higher than the operation stop voltage V CI of the control circuit 3, the voltage V C between the terminals of the capacitor C1 decreases to the operation stop voltage V CI, and the operation is started. Is more likely to fail.
【０００８】図６は、時間ｔ1aから時間ｔ1bの間で起動
を一回失敗し、時間ｔ1bから時間ｔ2 の間でようやく定
常運転状態に移行した場合の例を示しており、この場合
には、時定数からおよそ求められる起動時間よりも起動
を失敗した時間ｔ1aからｔ1bの分だけ起動時間ＳＴが長
くなってしまう。このような起動失敗の現象はコンデン
サＣ１の静電容量が小さいほど発生する可能性が高くな
り、出力端子２ａ、２ｂに接続される負荷の状態とコン
デンサＣ１の静電容量の値によっては、図６のように一
回では済まず、起動失敗の現象を数回繰り返した後によ
うやく定常運転状態に移行する場合、あるいは起動失敗
の現象を繰り返すのみで定常運転状態に移行することが
できない場合（起動不良）などが起こり得る。つまり、
単純にコンデンサＣ１の静電容量を小さくすることは、
起動時間ＳＴを短縮するどころか、返って起動時間ＳＴ
を長くしたり、起動不良を起こす製品を作り出してしま
う恐れがある。FIG. 6 shows an example in which the start-up has failed once from time t 1a to time t 1b , and has finally shifted to the steady operation state from time t 1b to time t 2. case, an amount corresponding start time when the failed time activation than start time approximately determined from the constant t 1a from t 1b ST becomes long. The possibility of such a startup failure phenomenon increases as the capacitance of the capacitor C1 decreases, and depending on the state of the load connected to the output terminals 2a and 2b and the value of the capacitance of the capacitor C1, the figure may be different. In the case where it is not possible to shift to the steady operation state only after repeating the start failure phenomenon several times, or in the case where the transition to the steady operation state cannot be made only by repeating the start failure phenomenon (startup). Defective). That is,
Simply reducing the capacitance of the capacitor C1 is as follows:
Instead of shortening the startup time ST, return the startup time ST
There is a risk of lengthening the product or creating a product that causes a startup failure.
【０００９】そこで従来には、図３の回路の起動回路６
ａに代えて図７に示すような起動回路６ｂを使用するこ
とも有った。図７に示す起動回路６ｂは、抵抗Ｒ３に直
列にトランジスタＱ２を設け、そのベースと入力端子１
ａとの間にバイアス用の抵抗Ｒ４を、そのベースと入力
端子１ｂとの間に基準電圧源としての定電圧ダイオード
ＤＺを、それぞれ接続した構成となっている。このよう
な構成の回路におけるトランジスタＱ２は、ベースに印
加される定電圧ダイオードＤＺのツェナー電圧とエミッ
タに印加される電圧ＶC の電圧差に応じてコレクタ電流
を流すため、コンデンサＣ１の端子間電圧ＶC の上昇に
伴ってコレクタ電流を制限するように動作する。このた
めトランジスタＱ２は、電圧ＶC の低いスイッチング電
源の起動時においてはコンデンサＣ２に充分に大きな充
電電流を供給して起動時間の短縮に寄与し、電圧ＶC の
高いスイッチング電源の定常運転時においては抵抗Ｒ３
に流れる電流を制限して損失低減に寄与する。なお、ダ
イオードＤ３は逆バイアス電圧からトランジスタＱ２を
保護するために設けられたものである。Therefore, conventionally, the starting circuit 6 of the circuit of FIG.
A starting circuit 6b as shown in FIG. 7 may be used instead of a. The starting circuit 6b shown in FIG. 7 has a transistor Q2 provided in series with a resistor R3, and its base and input terminal 1
a, and a constant voltage diode DZ as a reference voltage source is connected between its base and the input terminal 1b. Since the transistor Q2 in the circuit having such a configuration allows a collector current to flow according to the voltage difference between the Zener voltage of the constant voltage diode DZ applied to the base and the voltage V C applied to the emitter, the voltage between the terminals of the capacitor C1 is applied. It operates to limit the collector current with increasing V C. Thus transistor Q2 is in the startup low switching power supply with voltage V C contributes to shortening startup time by supplying a sufficiently large charging current to the capacitor C2, at the time of steady operation of the high voltage V C switching power supply Is the resistor R3
Limit the current flowing through to reduce loss. The diode D3 is provided to protect the transistor Q2 from a reverse bias voltage.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】抵抗Ｒ３とコンデンサ
Ｃ１による図３の起動回路６ａは、回路構成は非常に簡
素で済むが、回路中に発生する無用の損失の低減及び起
動失敗の現象の防止との関係上、起動時間を短縮するこ
とは困難である。一方、抵抗Ｒ３と直列にトランジスタ
Ｑ２を設けた図７の起動回路６ｂは、起動時間を短縮す
ることができ、しかも損失の低減及び起動失敗の防止を
行うことができる反面、素子数が多くなり、コストの上
昇と電源装置の大型化を招く難点が有る。また能動素子
である半導体素子（トランジスタＱ２）は、周囲温度に
対して特性が変化したりノイズに対して誤動作をする恐
れがあるため、図７に示す起動回路６ｂは抵抗素子と容
量素子だけの図３の起動回路６ａに比べて信頼性が劣る
と見られている。そこで本発明は、起動時間の短縮が可
能であり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッ
チング電源の起動回路を提供することを目的とする。The starting circuit 6a shown in FIG. 3 using the resistor R3 and the capacitor C1 has a very simple circuit configuration, but reduces unnecessary loss occurring in the circuit and prevents a failure in starting. Therefore, it is difficult to shorten the startup time. On the other hand, the start-up circuit 6b of FIG. 7 in which the transistor Q2 is provided in series with the resistor R3 can shorten the start-up time, reduce the loss and prevent the start-up failure, but increase the number of elements. However, there is a problem that the cost is increased and the power supply device is enlarged. Since the semiconductor element (transistor Q2) as an active element may change its characteristics with respect to the ambient temperature or malfunction due to noise, the startup circuit 6b shown in FIG. 7 includes only a resistance element and a capacitance element. It is considered that the reliability is lower than that of the starting circuit 6a of FIG. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a highly reliable starting circuit of a switching power supply which can reduce the starting time, has a small number of elements, and has a small number of elements.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源の起動回路は、入力端子間に接続された第１の抵抗、
第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、
第１のコンデンサに対して並列に接続した第２の抵抗を
具備し、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点
より制御回路に駆動電力を供給することを特徴とする。A starting circuit for a switching power supply according to the present invention comprises a first resistor connected between input terminals;
A series circuit of a first capacitor and a second capacitor;
A second resistor is connected in parallel to the first capacitor, and drive power is supplied to the control circuit from a connection point between the first capacitor and the second capacitor.
【００１２】[0012]
【発明の実施の形態】入力端子間に電流制限用の第１の
抵抗、電圧分圧用の第１のコンデンサ及び電力蓄積用の
第２のコンデンサを直列に接続し、第１のコンデンサと
第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端子に
接続する。さらに第１のコンデンサに対して保護動作時
における駆動電力供給用の第２の抵抗を並列に接続し、
この第１と第２の抵抗、第１と第２のコンデンサにより
起動回路を構成する。具体的に起動回路を構成するのに
際しては、第１の抵抗には低抵抗の素子を使用し、第２
の抵抗には高抵抗の素子を使用するものとする。入力電
圧が入力端子間に印加された時、低抵抗の第１の抵抗に
より第１、第２のコンデンサが急速に充電され、第２の
コンデンサの端子間に現れる分圧電圧が制御回路に印加
される。定常運転状態においては第１のコンデンサは直
流信号に対して高インピーダンスの状態になり、電流通
過を妨げる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first resistor for current limiting, a first capacitor for voltage division and a second capacitor for power storage are connected in series between input terminals, and the first capacitor and the second capacitor are connected in series. Is connected to the power supply terminal of the control circuit. Further, a second resistor for supplying drive power during the protection operation is connected in parallel to the first capacitor,
A starting circuit is constituted by the first and second resistors and the first and second capacitors. When a starting circuit is specifically configured, a low-resistance element is used for the first resistor and the second resistor is used for the second resistor.
It is assumed that a high-resistance element is used for the resistor. When an input voltage is applied between the input terminals, the first and second capacitors are rapidly charged by the low resistance first resistor, and a divided voltage appearing between the terminals of the second capacitor is applied to the control circuit. Is done. In a steady state of operation, the first capacitor is in a state of high impedance with respect to the DC signal, and prevents the passage of current.
【００１３】[0013]
【実施例】素子数が少なくて済み、しかも起動時間の短
縮が可能である本発明の起動回路とそれを有するスイッ
チング電源の回路図を図１に示した。なお、図１におい
て図３に示されたのと同じ構成要素に対しては同一の符
号を付与してある。図１に示す回路では、先ずトランス
Ｔの１次巻線Ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１、制
御回路３、ダイオードＤ２と２次巻線Ｎ２及びコンデン
サＣ２によりスイッチング電源を構成し、補助巻線Ｎ３
とダイオードＤ１により補助電源回路４を構成してい
る。この回路構成は図３の回路と同一である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a circuit diagram of a starting circuit of the present invention and a switching power supply having the starting circuit, in which the number of elements can be reduced and the starting time can be shortened. In FIG. 1, the same components as those shown in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. In the circuit shown in FIG. 1, a switching power supply is constituted by a primary winding N1 of a transformer T, a switching transistor Q1, a control circuit 3, a diode D2, a secondary winding N2, and a capacitor C2.
And the diode D1 constitute the auxiliary power supply circuit 4. This circuit configuration is the same as the circuit of FIG.
【００１４】一方、以下の部分において図１の回路構成
は図３の回路と異なっている。すなわち、入力端子１
ａ、１ｂ間に抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３及びコンデンサ
Ｃ１を直列に接続し、コンデンサＣ３とコンデンサＣ１
の接続点を制御回路３の電源供給端子ＶCCに接続する。
さらにコンデンサＣ３に対して抵抗Ｒ２を並列に接続
し、この抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ１により
起動回路５を構成している。なおここでは、起動回路５
を構成するのに際して、図３の抵抗Ｒ３に比較して、抵
抗Ｒ１には低抵抗の素子を使用し、抵抗Ｒ２には高抵抗
の素子を使用するものとする。On the other hand, the circuit configuration of FIG. 1 differs from the circuit of FIG. 3 in the following parts. That is, the input terminal 1
a, a resistor R1, a capacitor C3 and a capacitor C1 are connected in series between the capacitors C3 and C1.
Is connected to the power supply terminal V CC of the control circuit 3.
Further, a resistor R2 is connected in parallel with the capacitor C3, and the resistors R1 and R2 and the capacitors C3 and C1 constitute a starting circuit 5. Here, the starting circuit 5
It is assumed that a low-resistance element is used for the resistor R1 and a high-resistance element is used for the resistor R2 as compared with the resistor R3 in FIG.
【００１５】このような構成の起動回路５では、時間ｔ
0 において入力端子１ａ、１ｂ間に入力電圧ＶINが印加
されると低抵抗の抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３及び
コンデンサＣ１が急速に充電される。ここで、コンデン
サＣ１の端子間電圧ＶC はほぼコンデンサＣ３とコンデ
ンサＣ１の静電容量の比で求められる分圧電圧となる。
そこで、入力電圧ＶINの電圧値に対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより高い値となるよう、各コンデンサの静電容量
値を定めておく。すると抵抗Ｒ１が低抵抗であるため、
図１に示す抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、Ｃ１の直列回路
の時定数は、図３の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の直列回
路よりも小さくなる。その結果、図１の回路の入力電圧
ＶINが印加されてからコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC
が動作開始電圧ＶCMに達するまでの時間、すなわち時間
ｔ0 〜ｔ1 の期間は図３の回路よりも短くすることがで
きる（図２参照）。In the starting circuit 5 having such a configuration, the time t
When the input voltage V IN is applied between the input terminals 1a and 1b at 0 , the capacitors C3 and C1 are rapidly charged via the low-resistance resistor R1. Here, the terminal voltage V C of the capacitor C1 is a divided voltage substantially obtained from the ratio of the capacitances of the capacitors C3 and C1.
Therefore, the capacitor C1 for the voltage value of the input voltage V IN
As the value of the divided voltage appearing across is higher than the operation starting voltage V CM of the control circuit 3, previously set an electrostatic capacitance value of each capacitor. Then, since the resistance R1 is low,
The time constant of the series circuit of the resistor R1 and the capacitors C3 and C1 shown in FIG. 1 is smaller than that of the series circuit of the resistor R3 and the capacitor C1 in FIG. As a result, after the input voltage V IN of the circuit of FIG. 1 is applied, the terminal voltage V C of the capacitor C1 is applied.
Can be shorter than the circuit of FIG. 3 until the voltage reaches the operation start voltage V CM , that is, the period of time t 0 to t 1 (see FIG. 2).
【００１６】電圧ＶC が時間ｔ1 において動作開始電圧
ＶCMに達すると、制御回路３は動作を開始し、これによ
りコンデンサＣ１の端子間電圧ＶC は低下していく。出
力電圧ＶO の上昇に伴って上昇してきた補助巻線Ｎ３に
発生する電圧ＶN3と電圧ＶCが動作停止電圧ＶCIより高
い電圧値において同じ値となると、以後、制御回路３と
コンデンサＣ１には補助巻線Ｎ３より電力が供給され、
電圧ＶC は時間ｔ2 において制御回路３の動作停止電圧
ＶCIよりも高い所定の電圧値で安定する。図１の回路が
定常運転状態となり、電圧ＶC が安定した時間ｔ2 以降
においては、コンデンサＣ３は直流信号（電圧、電流）
に対してインピーダンスが非常に高い状態となる。そこ
で電流は抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の経路で流れるようになる
が、抵抗Ｒ２の抵抗値が高いために電流値は小さく抑え
られ、多少の損失発生は免れぬものの、図３の回路の抵
抗Ｒ３に発生する損失と比べると小さくて済む。When the voltage V C reaches the operation start voltage V CM at time t 1 , the control circuit 3 starts operating, whereby the voltage V C between the terminals of the capacitor C1 decreases. When the voltage V N3 and the voltage V C generated in the auxiliary winding N3, which have risen with the rise of the output voltage V O , have the same value at a voltage value higher than the operation stop voltage V CI , the control circuit 3 and the capacitor C1 thereafter Is supplied with power from the auxiliary winding N3,
Voltage V C stabilizes at time t 2 at a predetermined voltage value higher than operation stop voltage V CI of control circuit 3. After the circuit of FIG. 1 enters the steady operation state and the voltage V C becomes stable after the time t 2 , the capacitor C3 receives the DC signal (voltage, current).
, The impedance becomes very high. Then, the current flows through the path of the resistor R1 and the resistor R2. However, the current value is suppressed to be small because the resistance value of the resistor R2 is high, and although some loss is inevitable, the current flows through the resistor R3 of the circuit of FIG. It is smaller than the loss that occurs.
【００１７】なお抵抗Ｒ２は、制御回路３の内部に形成
された各種保護回路等により制御回路３によるスイッチ
ングトランジスタＱ１の駆動が停止し、補助巻線Ｎ３よ
り電力供給が行われなくなった時において、制御回路３
が保護動作を継続するのに最低限必要な電力を入力電圧
ＶINより供給するために設けられた回路素子である。図
１中ではコンデンサＣ３に対して並列に接続されている
が、コンデンサＣ３をバイパスするような電流路を形成
するのであれば、例えば抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の直
列回路に対して並列に接続するようにしても構わない。
また上記実施例の説明では、コンデンサＣ３とコンデン
サＣ１のそれぞれの静電容量値を、入力電圧ＶINに対す
るコンデンサＣ１の両端に現れる分圧電圧の値が制御回
路３の動作開始電圧ＶCMより高い値となるように定める
とした。しかし、入力電圧ＶINに対するコンデンサＣ１
の両端に現れる分圧電圧の値が制御回路３の動作開始電
圧ＶCMより、多少低くなるように各コンデンサの静電容
量値を定めても構わない。ただしこの場合、分圧電圧が
電圧ＶCM以上になるように設定した時よりも抵抗Ｒ２の
抵抗値を低めに設定しなければならず、損失低減におい
ては不利になる。Note that the resistance R2 is set when the driving of the switching transistor Q1 by the control circuit 3 is stopped by various protection circuits and the like formed inside the control circuit 3 and power supply from the auxiliary winding N3 is stopped. Control circuit 3
Are circuit elements provided to supply the minimum power required from the input voltage V IN to continue the protection operation. Although connected in parallel to the capacitor C3 in FIG. 1, if a current path that bypasses the capacitor C3 is formed, for example, it is connected in parallel to a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C3. It does not matter.
In the description of the above embodiment, the capacitance value of each of the capacitors C3 and C1 is set such that the value of the divided voltage appearing across the capacitor C1 with respect to the input voltage V IN is higher than the operation start voltage V CM of the control circuit 3. It was determined to be a value. However, the capacitor C1 for the input voltage V IN
Than the operation start voltage V CM value control circuit 3 of the divided voltage appearing across, it may be determined capacitance values of the capacitors to be slightly lower. However, in this case, the resistance value of the resistor R2 must be set lower than when the divided voltage is set to be equal to or higher than the voltage V CM , which is disadvantageous in loss reduction.
【００１８】[0018]
【発明の効果】以上に述べたように本発明のスイッチン
グ電源の起動回路は、コンデンサの分圧作用と直流イン
ピーダンスが高くなる特性を利用したものであり、第１
の抵抗及び第１と第２のコンデンサを直列に接続し、第
１と第２のコンデンサの接続点を制御回路の電源供給端
子に接続し、さらに第１のコンデンサに対して第２の抵
抗を並列接続した構成を特徴としている。As described above, the starting circuit of the switching power supply of the present invention utilizes the voltage dividing action of the capacitor and the characteristic of increasing the DC impedance.
And a first and second capacitor are connected in series, a connection point of the first and second capacitors is connected to a power supply terminal of the control circuit, and a second resistor is connected to the first capacitor. It is characterized by a configuration connected in parallel.
【００１９】この構成によれば、低抵抗値の第１の抵抗
によって各コンデンサが急速に充電されるので、スイッ
チング電源の起動時間を容易に短縮することができる。
また第１のコンデンサは、スイッチング電源の定常運転
時において直流信号に対して高インピーダンスの状態に
なり、これと並列に接続される第２の抵抗には高抵抗値
の素子が使用されることから、無用な損失発生を低減す
ることができる。さらに第２のコンデンサに大きな静電
容量の素子を使用しても第１のコンデンサとの直列合成
容量はさして大きくならないため、起動時間の長時間化
を抑制しながらも起動失敗の現象を防止することができ
る。また少数の素子で、しかも受動素子だけで構成され
るので、小型、安価で信頼性の高い回路とすることがで
きる。従って本発明によれば、起動時間の短縮が可能で
あり、かつ、素子数が少なく、信頼性の高いスイッチン
グ電源の起動回路を提供することができる。According to this configuration, since each capacitor is rapidly charged by the first resistor having a low resistance value, the start-up time of the switching power supply can be easily reduced.
Also, the first capacitor is in a high impedance state with respect to the DC signal during the steady operation of the switching power supply, and a high resistance element is used for the second resistor connected in parallel with the first capacitor. In addition, unnecessary loss can be reduced. Furthermore, even if an element having a large capacitance is used for the second capacitor, the series combined capacitance with the first capacitor does not increase so much. Therefore, it is possible to prevent the failure of the startup while suppressing the long startup time. be able to. Also, since it is composed of a small number of elements and only passive elements, a small, inexpensive and highly reliable circuit can be obtained. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a highly reliable starting circuit of a switching power supply that can reduce the starting time, has a small number of elements, and has a small number of elements.
【図１】 本発明による起動回路とそれを有したスイッ
チング電源の回路図。FIG. 1 is a circuit diagram of a startup circuit according to the present invention and a switching power supply having the same.
【図２】 起動時における図１の回路各点の電圧を示す
図。FIG. 2 is a diagram showing voltages at respective points of the circuit in FIG. 1 at the time of startup.
【図３】 従来の起動回路とそれを有したスイッチング
電源の回路図。FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional startup circuit and a switching power supply having the same.
【図４】 起動時における図３の回路各点の電圧を示す
図。FIG. 4 is a diagram showing voltages at respective points of the circuit in FIG. 3 at the time of startup.
【図５】 起動時間が長くなる場合の図３の回路各点の
電圧を示す図。FIG. 5 is a diagram showing voltages at respective points in the circuit of FIG. 3 when the startup time is long.
【図６】 起動失敗の現象を起こす場合の図３の回路各
点の電圧を示す図。FIG. 6 is a diagram showing voltages at respective points in the circuit of FIG. 3 when a phenomenon of starting failure occurs.
【図７】 トランジスタを利用した従来の起動回路の回
路図。FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional startup circuit using a transistor.
１ａ、１ｂ 入力端子 ２ａ、２ｂ 出力端子 ３ 制御回路 ４ 補助電源回路 ５ 起動回路 ６ａ、６ｂ 従来の起動回路 Ｒ１ 第１の抵抗（電流制限用） Ｒ２ 第２の抵抗 Ｃ３ 第１のコンデンサ Ｃ１ 第２のコンデンサ Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｔ トランス 1a, 1b Input terminal 2a, 2b Output terminal 3 Control circuit 4 Auxiliary power supply circuit 5 Starting circuit 6a, 6b Conventional starting circuit R1 First resistor (for current limiting) R2 Second resistor C3 First capacitor C1 Second Capacitor Q1 switching transistor T transformer
Claims (2)
１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、該
第１のコンデンサに対して並列に接続した第２の抵抗を
具備し、該第１のコンデンサと該第２のコンデンサの接
続点より制御回路に駆動電力を供給することを特徴とす
るスイッチング電源の起動回路。A first resistor connected between input terminals, a series circuit of a first capacitor and a second capacitor, and a second resistor connected in parallel to the first capacitor. A switching power supply starting circuit for supplying drive power to a control circuit from a connection point between the first capacitor and the second capacitor.
抵抗値の低い素子であることを特徴とする、請求項１に
記載したスイッチング電源の起動回路。2. The switching power supply starting circuit according to claim 1, wherein the first resistor is an element having a lower resistance value than the second resistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18606397A JPH1118421A (en) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | Starting circuit for switching power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18606397A JPH1118421A (en) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | Starting circuit for switching power source |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118421A true JPH1118421A (en) | 1999-01-22 |
Family
ID=16181749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18606397A Pending JPH1118421A (en) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | Starting circuit for switching power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118421A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1365499A1 (en) | 2002-05-22 | 2003-11-26 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| JP4729835B2 (en) * | 2001-04-06 | 2011-07-20 | 三菱電機株式会社 | DC / DC power supply |
-
1997
- 1997-06-27 JP JP18606397A patent/JPH1118421A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4729835B2 (en) * | 2001-04-06 | 2011-07-20 | 三菱電機株式会社 | DC / DC power supply |
| EP1365499A1 (en) | 2002-05-22 | 2003-11-26 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| US7151680B2 (en) | 2002-05-22 | 2006-12-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| CN1309155C (en) * | 2002-05-22 | 2007-04-04 | 日立工业设备***株式会社 | Switch power circuit and converter |
| US7394668B2 (en) | 2002-05-22 | 2008-07-01 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
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