JPH1117746A - Modulation method using frequency shift keying - Google Patents
Modulation method using frequency shift keyingInfo
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- JPH1117746A JPH1117746A JP16422297A JP16422297A JPH1117746A JP H1117746 A JPH1117746 A JP H1117746A JP 16422297 A JP16422297 A JP 16422297A JP 16422297 A JP16422297 A JP 16422297A JP H1117746 A JPH1117746 A JP H1117746A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は周波数シフトキーイ
ング（ＦＳＫ）を用いた変調方法、特に送信スペクトル
の改善に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a modulation method using frequency shift keying (FSK), and more particularly to an improvement in transmission spectrum.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、ＦＳＫを用いた変調方法が知
られており、モデム等に適用されている。ＦＳＫでは、
搬送波の周波数をデジタル情報で変化させ、たとえば二
進のＦＳＫでは１、０の信号に対してそれぞれｆH、ｆL
の２つの周波数を割り当てる。2. Description of the Related Art Conventionally, a modulation method using FSK is known and applied to a modem or the like. At FSK,
The frequency of the carrier is changed by digital information. For example, in binary FSK, fH and fL are respectively applied to signals of 1 and 0.
Are assigned.
【０００３】図１０には、デジタル情報１、０に応じて
周波数を変化させる一例が示されている。（ａ）は送信
符号例であり、横軸は時間、縦軸は振幅（１または０）
である。（ｂ）は（ａ）の符号列をＦＳＫ変調するため
の送信周波数であり、横軸は時間、縦軸は周波数（Ｈ
ｚ）である。符号「１」の場合には送信周波数は搬送中
心周波数ｆ0に対してｆHとしてｆ0＋１００Ｈｚが割り
当てられ、符号「０」の場合にはｆLとしてｆ0−１００
Ｈｚが割り当てられる。FIG. 10 shows an example in which the frequency is changed according to digital information 1 and 0. (A) is a transmission code example, the horizontal axis is time, and the vertical axis is amplitude (1 or 0).
It is. (B) is a transmission frequency for FSK-modulating the code string of (a), the horizontal axis is time, and the vertical axis is frequency (H).
z). In the case of code "1", the transmission frequency is assigned to f0 + 100 Hz as fH with respect to the carrier center frequency f0, and in the case of code "0", fL is set to fL-100.
Hz are assigned.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに単に符号列に応じて送信周波数を変化させるので
は、送信スペクトルに多数の高調波成分が出現してしま
う問題があった。However, simply changing the transmission frequency according to the code string in this manner has a problem that many harmonic components appear in the transmission spectrum.
【０００５】図１１には、図１０の送信周波数のスペク
トル分布が示されている。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸
はスペクトル密度（ｄＢ）である。高調波成分が大きな
密度で多数出現しているのが分かる。従って、例えば図
１２に示すように、ｆ0±１００Ｈｚまでは−７ｄＢ
（ｆH又はｆLのレベルに対する相対レベル）、ｆ0±２
００Ｈｚまでは−１９ｄＢ等のような送信スペクトルの
仕様が要求される場合、後段に高次のバンドパスフィル
タ（ＢＰＦ）を用いて高調波スペクトルをかなり減衰さ
せなければならず、ＢＰＦの設計が困難になるとともに
符号歪も生じ易い問題がある。FIG. 11 shows the spectrum distribution of the transmission frequency of FIG. The horizontal axis represents frequency (Hz), and the vertical axis represents spectral density (dB). It can be seen that many harmonic components appear at a large density. Therefore, as shown in FIG. 12, for example, -7 dB up to f0 ± 100 Hz.
(Relative level to fH or fL level), f0 ± 2
When a transmission spectrum specification such as -19 dB is required up to 00 Hz, a higher-order band-pass filter (BPF) must be used to attenuate the harmonic spectrum considerably in the subsequent stage, making BPF design difficult. And there is a problem that code distortion is likely to occur.
【０００６】本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑
みなされたものであり、その目的は、ＦＳＫ変調時の送
信スペクトルの高調波成分を抑制して送信スペクトルを
狭小化し、これにより簡易なＢＰＦを用いることができ
るとともに符号歪も抑制できるＦＳＫを用いた変調方法
を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the related art, and an object of the present invention is to suppress a harmonic component of a transmission spectrum at the time of FSK modulation to narrow the transmission spectrum, thereby achieving a simple BPF. It is an object of the present invention to provide a modulation method using FSK, which can use FSK and can suppress code distortion.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の発明は、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）
を用いた変調方法であって、第１のデジタル情報に対応
した第１の周波数から第２のデジタル情報に対応した第
２の周波数に変化させる際に、前記第１の周波数と前記
第２の周波数の中間の周波数を用いて漸次変化させるこ
とを特徴とする。In order to achieve the above object, a first aspect of the present invention is to provide a frequency shift keying (FSK).
And changing the first frequency corresponding to the first digital information to the second frequency corresponding to the second digital information when the first frequency and the second frequency are changed. It is characterized in that the frequency is gradually changed by using an intermediate frequency.
【０００８】また、第２の発明は、第１の発明におい
て、前記第１の周波数がｆ0＋Ａ（ｆ0は搬送中心周波
数、Ａは所定周波数）、前記第２の周波数がｆ0−Ａで
ある場合に、前記中間の周波数ｆが、以下の式で与えら
れることを特徴とする。In a second aspect based on the first aspect, the first frequency is f0 + A (f0 is a carrier center frequency, A is a predetermined frequency) and the second frequency is f0-A. , The intermediate frequency f is given by the following equation.
【０００９】[0009]
【数１】 ｆ＝ｆ0−Ａ×（Ｋｍ−２ｉ）／Ｋｍ ・・・（１） 但し、Ｋｍは所定値、ｉは０〜Ｋｍである。F = f0−A × (Km−2i) / Km (1) where Km is a predetermined value and i is 0 to Km.
【００１０】[0010]
【発明の実施の形態】以下、図面に基づき本発明の実施
形態について説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１１】図１には、本実施形態の回路構成図が示さ
れている。ＦＳＫ変調をＤＳＰ（デジタルシグナルプロ
セッサ）を用いて実現した例である。ＤＳＰ変調部１０
内にはｓｉｎ波の１０２４テーブルを使用したダイレク
トシンセサイザ１２、制御部ＣＯＮＴ１４及び帯域制限
用ＢＰＦ１６が設けられており、ＤＳＰ変調された信号
はさらにＤ／Ａ１８でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ
２０を経て伝送される。FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of the present embodiment. This is an example in which FSK modulation is realized using a DSP (digital signal processor). DSP modulator 10
A direct synthesizer 12 using a 1024 table of a sine wave, a control unit CONT 14 and a band-limiting BPF 16 are provided therein. The DSP-modulated signal is further converted into an analog signal by a D / A 18 and the LPF
20.
【００１２】ダイレクトシンセサイザ１２は周波数ｆH
及びｆLを送信し、「１」あるいは「０」のデジタル情
報に応じてこれらを切り替えてデータ変調する。ｆHは
「１」（Ｍａｒｋ）に対応し、ｆLは「０」（Ｓｐａｃ
ｅ）に対応しており、搬送波中心周波数をｆ0とした場
合に、ｆH＝ｆ0＋１００（Ｈｚ）、ｆL＝ｆ0−１００
（Ｈｚ）である。また、本実施形態では、搬送波中心周
波数ｆ0として低群と高群の２種類を同時に用いる周波
数多重でデータを送信する。The direct synthesizer 12 has a frequency fH
And fL are transmitted and switched according to digital information of "1" or "0" to perform data modulation. fH corresponds to “1” (Mark), and fL corresponds to “0” (Spac).
e), where fH = f0 + 100 (Hz) and fL = f0-100 when the carrier center frequency is f0.
(Hz). In the present embodiment, data is transmitted by frequency multiplexing using two types of low and high groups simultaneously as the carrier center frequency f0.
【００１３】表１には、本実施形態において用いられる
搬送中心周波数群が示されている。Table 1 shows carrier center frequency groups used in the present embodiment.
【００１４】[0014]
【表１】 ＤＳＰ変調部１０は、これらＦ１〜Ｆ１０の１０波群の
中から１波群を選択して低高群を同時に送信する。な
お、送信に際しては、チャネル間の干渉を防ぐために隣
接地点間に送信する際には周波数間隔を４８０Ｈｚ以上
（つまり２チャンネル以上）離して送信する。[Table 1] The DSP modulator 10 selects one wave group from the 10 wave groups of F1 to F10 and simultaneously transmits the low and high groups. In transmitting, in order to prevent interference between channels, when transmitting between adjacent points, transmission is performed with a frequency interval of 480 Hz or more (that is, two or more channels).
【００１５】このような構成において、デジタル情報を
ＦＳＫ変調して送信する際に、単にｆHとｆLを切り替え
て変調したのでは、上述したように送信スペクトルの高
調波成分が増大して所望の特性（具体的には、図１２に
示されたスペクトル仕様や符号歪が１５％以内等）を得
ることができない。そこで、本実施形態では、ｆHから
ｆLに変化させる際、あるいはｆLからｆHに変化させる
際に、従来のように急峻に変化させるのではなく、その
中間の周波数を用いて漸次変化させることにより高調波
成分を抑制する点に特徴がある。In such a configuration, when digital information is FSK-modulated and transmitted, modulation is performed simply by switching between fH and fL. As described above, the harmonic component of the transmission spectrum increases and the desired characteristic is increased. (Specifically, the spectrum specification and code distortion shown in FIG. 12 are within 15%) cannot be obtained. Therefore, in the present embodiment, when changing from fH to fL, or when changing from fL to fH, the harmonic is not gradually changed as in the conventional case, but is gradually changed using an intermediate frequency. The feature is that the wave component is suppressed.
【００１６】図２には、本実施形態における周波数遷移
の様子が示されている。ｆH（＝ｆ0＋１００Ｈｚ）から
ｆL（＝ｆ0−１００Ｈｚ）に変化する際の周波数遷移で
あり、所定時間Ｔ・Ｋｍ（Ｔは信号周期、Ｋｍは所定値
で例えば９１）の間にｆHからｆLに漸次リニアに減少さ
せる。これにより、高調波成分を抑制して後段のフィル
タ設計を容易化することができる。なお、具体的な周波
数の遷移方法については後述する。FIG. 2 shows a state of frequency transition in the present embodiment. This is a frequency transition when fH (= f0 + 100 Hz) changes to fL (= f0-100 Hz), and gradually changes from fH to fL during a predetermined time T · Km (T is a signal period, Km is a predetermined value, for example, 91). Decrease linearly. As a result, it is possible to suppress the harmonic components and facilitate the design of the subsequent filter. A specific frequency transition method will be described later.
【００１７】図３には、本実施形態におけるＤＳＰ変調
部１０の処理フローチャートが示されている。まず、送
信データＳＤを入力し（Ｓ１０１）、制御部ＣＯＮＴ１
４で送信データＳＤが「１」か否かを判定する（Ｓ１０
２）。データが「０」である場合には周波数としてｆL
（＝ｆ0−１００Ｈｚ）を選択し（Ｓ１０３）、データ
が「１」である場合には周波数としてｆH（＝ｆ0＋１０
０Ｈｚ）を選択する（Ｓ１０４）。そして、これらの周
波数を出力するとともに、ｓｉｎテーブルにアクセスし
てｆHからｆLの変化、あるいはｆLからｆHの変化を緩や
かにする（Ｓ１０５）。FIG. 3 shows a processing flowchart of the DSP modulator 10 in the present embodiment. First, the transmission data SD is input (S101), and the control unit CONT1
4 to determine whether the transmission data SD is "1" (S10).
2). If the data is "0", the frequency is fL
(= F0-100 Hz) is selected (S103). If the data is "1", the frequency is set to fH (= f0 + 10 Hz).
0 Hz) (S104). Then, these frequencies are output, and the sin table is accessed to make the change from fH to fL or the change from fL to fH slow (S105).
【００１８】以下、図２に示された周波数の漸次変化を
達成するためのｓｉｎテーブルの具体的なアクセス方法
について説明する。Hereinafter, a specific access method of the sine table for achieving the gradual change of the frequency shown in FIG. 2 will be described.
【００１９】図２において、所定値Ｋｍ（例えば９１）
個でｆHからｆLにリニアに減少させるためには、中間周
波数ｆはIn FIG. 2, a predetermined value Km (for example, 91)
In order to decrease linearly from fH to fL, the intermediate frequency f
【数２】 ｆ＝ｆ0−１００×（Ｋｍ−２ｉ）／Ｋｍ ・・・（２） であればよい。ここで、「０」はｉ＝０に対応し、
「１」はｉ＝９１に対応する。すなわち「１」から
「０」に遷移する場合にはｉは９１から１ずつ減ってい
き０に至る。「０」から「１」に遷移する場合には、こ
の逆にｉは０から１ずつ増えて９１に至る。F = f0−100 × (Km−2i) / Km (2) Here, “0” corresponds to i = 0,
“1” corresponds to i = 91. That is, when transitioning from “1” to “0”, i decreases by 1 from 91 to 0. When transitioning from “0” to “1”, conversely, i increases by 1 from 0 and reaches 91.
【００２０】ｓｉｎテーブルを１周期１０２４個とした
場合、そのテーブルへのアクセス間隔は、次式で与えら
れる。When the number of sine tables is 1024 per cycle, the access interval to the tables is given by the following equation.
【００２１】[0021]
【数３】 Ｔ：１０２４＝ＴＳ：ｄｐｈ（ｉ） ・・・（３）T: 1024 = TS: dph (i) (3)
【数４】 １／ｆ：１０２４＝１／ｆｓ：ｄｐｈ（ｉ） ・・・（４） 但し、ｄｐｈ（ｉ）はｓｉｎテーブルのアドレスの変化
量、Ｔは信号周期、ｆは信号周波数、Ｔｓはサンプリン
グ周期、ｆｓはサンプリング周波数である。1 / f: 1024 = 1 / fs: dph (i) (4) where dph (i) is the amount of change in the address of the sine table, T is the signal period, f is the signal frequency, and Ts Is a sampling period, and fs is a sampling frequency.
【００２２】これらの式より、From these equations,
【数５】 ｄｐｈ（ｉ）＝１０２４×ｆ／ｆｓ ・・・（５） が得られ、（５）式に（２）式を代入すると、Dph (i) = 1024 × f / fs (5) is obtained, and by substituting equation (2) into equation (5),
【数６】 ｄｐｈ（ｉ）＝１０２４×ｆ0／ｆｓ−１０２４００（Ｋｍ−２ｉ）／Ｋｍｆ ｓ ・・・（６） が得られる。ここで、Ｋｍを９１、ｆｓを４０９６０Ｈ
ｚとすると、Dph (i) = 1024 × f0 / fs−102400 (Km−2i) / Kmfs s (6) Here, Km is 91 and fs is 40960H.
If z
【数７】 ｄｐｈ（ｉ）＝１０２４×ｆ0／４０９６０＋（−２．５＋５×ｉ／９１） ＝ｄｐｈ０＋ｄｄｐｈ（ｉ） ・・・（７） となる。ここで、Dph (i) = 1024 × f0 / 40960 + (− 2.5 + 5 × i / 91) = dph0 + ddph (i) (7) here,
【数８】 ｄｐｈ０＝１０２４×ｆ0／４０９６０ ・・・（８） であり、ｆ0の個数（本実施形態では２０個）分だけ用
意される。また、## EQU8 ## dph0 = 1024 × f0 / 40960 (8), and the same number of f0 (20 in the present embodiment) are prepared. Also,
【数９】 ｄｄｐｈ（ｉ）＝ −２．５＋５×ｉ／９１ ・・・（９） であり、ｉ＝０〜９１であるためｄｄｐｈ（ｉ）も合計
９２個であり、ｄｄｐｈ（０）は−２．５、ｄｄｐｈ
（９１）は２．５である。Ddph (i) = − 2.5 + 5 × i / 91 (9) Since i = 0 to 91, ddph (i) is 92 in total, and ddph (0) is -2.5, ddph
(91) is 2.5.
【００２３】デジタルデータが「１」から「０」に変化
した場合、変化中の値を示すカウンタｉは、初期値がｉ
＝９１、その後ｉ＝ｉ−１と１ずつ減じられ、ｉ＝０と
なるまでｄｐｈ（ｉ）＝ｄｐｈ０＋ｄｄｐｈ（ｉ）によ
りアクセスしていく。具体的には、１０２４個のｓｉｎ
テーブルの論理アドレスをｐｈｉｎとすると、ｐｈｉｎ
＝０（初期値）として、When the digital data changes from "1" to "0", the counter i indicating the changing value has an initial value i
= 91, then i = i-1 is decremented by one, and access is made by dph (i) = dph0 + ddph (i) until i = 0. Specifically, 1024 sins
If the logical address of the table is fin, fin
= 0 (initial value),
【数１０】 ｐｈｉｎ＝ｐｈｉｎ＋ｄｐｈ（ｉ） ・・・（１０） であり、もしｐｈｉｎ≧１０２４であればＰｈｉｎ＝ｐ
ｈｉｎ−１０２４とする。物理アドレスｓｎａｄは、[Mathematical formula-see original document] fin = fin + dph (i) (10) If fin ≧ 1024, then Phin = p
It is assumed to be hin-1024. The physical address snad is
【数１１】 ｓｎａｄ＝ｉｎｔｅｇｅｒ（ｐｈｉｎ） ・・・（１１） となる。[Mathematical formula-see original document] snad = integer (fin) (11)
【００２４】再び図３に戻り、以上のようにしてｓｉｎ
テーブルにアクセスして周波数を漸次変化させて「１」
から「０」、あるいは「０」から「１」に遷移させる
と、次にＢＰＦ１６でＦＳＫ信号の高調波成分を取り除
き（バンドパスフィルタリング：Ｓ１０６）、Ｄ／Ａ１
８に出力する（Ｓ１０７）。本実施形態で用いるＢＰＦ
１６は２次チェビシェフ型ＬＰＦを周波数変換により構
成した４次のＢＰＦであり、ＦＳＫ信号の高調波成分自
体が漸次変化により抑制されているため、従来のＢＰＦ
よりも少ないメモリ容量で済み、更に演算も単純化でき
る。Returning to FIG. 3, sin
Access the table and gradually change the frequency to "1"
From “0” or from “0” to “1”, the harmonic component of the FSK signal is removed by the BPF 16 (bandpass filtering: S106), and the D / A1
8 (S107). BPF used in this embodiment
Reference numeral 16 denotes a fourth-order BPF in which a second-order Chebyshev-type LPF is formed by frequency conversion. Since a harmonic component itself of the FSK signal is suppressed by a gradual change, a conventional BPF is used.
A smaller memory capacity is required, and the calculation can be further simplified.
【００２５】図４には、本実施形態のＦＳＫ信号の一例
が示されている。横軸は時間、縦軸は周波数である。
「１」に対応するｆH（＝ｆ0＋１００Ｈｚ）から「０」
に対応するｆL（＝ｆ0−１００Ｈｚ）に変化する際、あ
るいは「０」から「１」に変化する際に周波数が漸次変
化し、いわゆるランプ関数状になっている。図１０
（ｂ）に示された従来のＦＳＫ信号と比較すると、その
相違は明らかである。FIG. 4 shows an example of the FSK signal of the present embodiment. The horizontal axis is time, and the vertical axis is frequency.
From fH (= f0 + 100Hz) corresponding to "1" to "0"
When the frequency changes to fL (= f0-100 Hz), or when it changes from "0" to "1", the frequency gradually changes, forming a so-called ramp function. FIG.
The difference is clear when compared with the conventional FSK signal shown in (b).
【００２６】図５には、図４に示されたＦＳＫ信号（バ
ンドパスフィルタリング前）のスペクトル分布が示され
ている。横軸は周波数、縦軸はスペクトル密度である。
図１１に示された従来のＦＳＫ信号のスペクトル分布と
比べると、高調波成分の密度が抑制されていることが分
かる。FIG. 5 shows the spectrum distribution of the FSK signal (before bandpass filtering) shown in FIG. The horizontal axis is frequency and the vertical axis is spectrum density.
Compared with the spectrum distribution of the conventional FSK signal shown in FIG. 11, it can be seen that the density of harmonic components is suppressed.
【００２７】図６には、本実施形態のＢＰＦ１６の周波
数特性が示されている。横軸は周波数、縦軸はゲイン
（ｄＢ）である。この特性は、ＦＳＫ信号のスペクトル
が図１２の仕様を満足するように設定される。具体的な
伝達関数は以下の通りである。FIG. 6 shows the frequency characteristics of the BPF 16 according to the present embodiment. The horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents gain (dB). This characteristic is set so that the spectrum of the FSK signal satisfies the specification of FIG. The specific transfer function is as follows.
【００２８】[0028]
【数１２】 Ｈ（ｓ）＝（ω0・ｓ／Ｑ）／（ｓ2＋ω0／Ｑ・ｓ＋ω02） ・・・（１２） ここで、ω0＝２π（ｆ1ｆ2）0.5、Ｑ＝ω0／２π｜ｆ1
−ｆ2｜であり、ｆ1、ｆ2は通過域遮断周波数である。[Number 12] H (s) = (ω0 · s / Q) / (s 2 + ω0 / Q · s + ω0 2) ··· (12) where, ω0 = 2π (f1f2) 0.5 , Q = ω0 / 2π | f1
−f2 |, where f1 and f2 are passband cutoff frequencies.
【００２９】図７には、図６に示された特性のＢＰＦ１
６を通過したＦＳＫ信号のスペクトルが示されている。
ＦＳＫ信号に含まれる高調波成分が著しく抑制され、歪
みのない良好な特性が得られている。FIG. 7 shows a BPF1 having the characteristics shown in FIG.
The spectrum of the FSK signal that has passed through No. 6 is shown.
Harmonic components contained in the FSK signal are significantly suppressed, and good characteristics without distortion are obtained.
【００３０】このように、本実施形態では、ｓｉｎテー
ブルにアクセスしてＦＳＫ信号の周波数を漸次変化させ
ることでスペクトルの高調波成分を抑制するので、後段
のＢＰＦの設計が容易化されるとともに、歪みが低減さ
れた良好なＦＳＫ信号を得ることができる。As described above, in the present embodiment, the harmonic component of the spectrum is suppressed by accessing the sine table and gradually changing the frequency of the FSK signal, thereby facilitating the design of the BPF at the subsequent stage. A good FSK signal with reduced distortion can be obtained.
【００３１】なお、本実施形態では、「１」から
「０」、あるいは「０」から「１」に変化させる際に、
Ｋｍ＝９１を用いて漸次変化させたが、この数値は適宜
調整可能であることは言うまでもない。但し、Ｋｍが小
さいと高調波成分が多く出現し、逆にＫｍが大きいと正
確な変調が不可能になるので、Ｋｍを決定する際には両
者の調和を図る必要がある。In this embodiment, when changing from “1” to “0” or “0” to “1”,
Although it was gradually changed using Km = 91, it goes without saying that this numerical value can be adjusted as appropriate. However, if Km is small, many harmonic components appear, and if Km is large, accurate modulation becomes impossible. Therefore, when Km is determined, it is necessary to harmonize both.
【００３２】また、本実施形態では図４に示されるよう
ないわゆるランプ関数状に送信周波数を漸次変化させた
が、本発明はこれに限定されることはなく、任意の関数
を用いて漸次変化させることができる。Further, in the present embodiment, the transmission frequency is gradually changed in a so-called ramp function as shown in FIG. 4, but the present invention is not limited to this, and the transmission frequency is gradually changed using an arbitrary function. Can be done.
【００３３】図８には、送信周波数を漸次変化させた他
の例が示されている。周波数は余弦波状に変化し（いわ
ゆる余弦ロールオフ）、図４に示された送信周波数より
も穏やかに変化している。FIG. 8 shows another example in which the transmission frequency is gradually changed. The frequency changes like a cosine wave (so-called cosine roll-off), and changes more gently than the transmission frequency shown in FIG.
【００３４】図９には、図８に示された送信周波数のス
ペクトル分布が示されている。図５のスペクトル分布と
比べても一層高調波が抑制されている。余弦関数値を得
るのに多くの演算が必要となるものの、より良好な特性
を得ることができる。FIG. 9 shows the spectrum distribution of the transmission frequency shown in FIG. Harmonics are further suppressed as compared with the spectrum distribution of FIG. Although many operations are required to obtain the cosine function value, better characteristics can be obtained.
【００３５】[0035]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＦＳＫ変調時の送信スペクトルの高調波成分を抑制でき
るので、従来以上に簡易なＢＰＦを用いることができる
とともに符号歪も抑制することができる。As described above, according to the present invention,
Since harmonic components of the transmission spectrum at the time of FSK modulation can be suppressed, it is possible to use a BPF that is simpler than before and to suppress code distortion.
【図１】 本発明の実施形態の回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an embodiment of the present invention.
【図２】 実施形態の「１」から「０」の周波数変化を
示す説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram showing a frequency change from “1” to “0” in the embodiment.
【図３】 実施形態のフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart of the embodiment.
【図４】 実施形態の送信周波数の変化を示す説明図で
ある。FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a change in a transmission frequency according to the embodiment.
【図５】 図４の送信周波数のスペクトル分布説明図で
ある。FIG. 5 is an explanatory diagram of the spectrum distribution of the transmission frequency in FIG. 4;
【図６】 実施形態のＢＰＦの周波数特性説明図であ
る。FIG. 6 is an explanatory diagram of frequency characteristics of the BPF of the embodiment.
【図７】 実施形態のＢＰＦを通過後のスペクトル分布
説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of a spectrum distribution after passing through the BPF of the embodiment.
【図８】 他の実施形態の送信周波数の変化を示す説明
図である。FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a change in a transmission frequency according to another embodiment.
【図９】 図８の送信周波数のスペクトル分布説明図で
ある。9 is an explanatory diagram of the spectrum distribution of the transmission frequency of FIG.
【図１０】 従来の送信周波数の変化を示す説明図であ
る。FIG. 10 is an explanatory diagram showing a change in a conventional transmission frequency.
【図１１】 図１０の送信周波数のスペクトル分布説明
図である。11 is an explanatory diagram of the spectrum distribution of the transmission frequency in FIG.
【図１２】 送信スペクトル分布の仕様を示す説明図で
ある。FIG. 12 is an explanatory diagram showing specifications of a transmission spectrum distribution.
１０ ＤＳＰ変調部、１２ ダイレクトシンセサイザ、
１４ 制御部、１６ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１
８ Ｄ／Ａ、２０ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）。10 DSP modulator, 12 direct synthesizer,
14 control unit, 16 BPF (band pass filter), 1
8 D / A, 20 LPF (low pass filter).
Claims (2)
法であって、 第１のデジタル情報に対応した第１の周波数から第２の
デジタル情報に対応した第２の周波数に変化させる際
に、前記第１の周波数と前記第２の周波数の中間の周波
数を用いて漸次変化させることを特徴とする周波数シフ
トキーイングを用いた変調方法。1. A modulation method using frequency shift keying, the method comprising: when changing from a first frequency corresponding to first digital information to a second frequency corresponding to second digital information, A modulation method using frequency shift keying, wherein the frequency is gradually changed using an intermediate frequency between the first frequency and the second frequency.
中心周波数、Ａは所定周波数）、前記第２の周波数がｆ
0−Ａである場合に、前記中間の周波数ｆが、 ｆ＝ｆ0−Ａ×（Ｋｍ−２ｉ）／Ｋｍ 但し、Ｋｍは所定値、ｉは０〜Ｋｍ で与えられることを特徴とする請求項１記載の周波数シ
フトキーイングを用いた変調方法。2. The first frequency is f0 + A (f0 is a carrier center frequency, A is a predetermined frequency), and the second frequency is f0 + A.
When 0-A, the intermediate frequency f is given by: f = f0-A * (Km-2i) / Km, where Km is a predetermined value and i is given by 0 to Km. 2. A modulation method using frequency shift keying according to 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16422297A JPH1117746A (en) | 1997-06-20 | 1997-06-20 | Modulation method using frequency shift keying |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16422297A JPH1117746A (en) | 1997-06-20 | 1997-06-20 | Modulation method using frequency shift keying |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1117746A true JPH1117746A (en) | 1999-01-22 |
Family
ID=15789000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16422297A Pending JPH1117746A (en) | 1997-06-20 | 1997-06-20 | Modulation method using frequency shift keying |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1117746A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8170422B2 (en) | 2004-07-20 | 2012-05-01 | National Institute Of Information And Communications Technology, Incorporated Administrative Agency | Frequency shift keying demodulator |
-
1997
- 1997-06-20 JP JP16422297A patent/JPH1117746A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8170422B2 (en) | 2004-07-20 | 2012-05-01 | National Institute Of Information And Communications Technology, Incorporated Administrative Agency | Frequency shift keying demodulator |
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