JPH11168334A

JPH11168334A - 可変抵抗器、利得制御増幅回路、ミクサ回路および受信回路

Info

Publication number: JPH11168334A
Application number: JP33185197A
Authority: JP
Inventors: Katsuhide Ichikawa; 勝英市川; Toshio Nagashima; 敏夫長嶋
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-12-02
Filing date: 1997-12-02
Publication date: 1999-06-22

Abstract

(57)【要約】【課題】歪特性の劣化の少ない可変抵抗器を差動増幅回
路、ミクサ回路の利得制御手段に用いたことで利得制御
時の歪特性の劣化を少なくする。【解決手段】利得制御用トランジスタ１１１、１１２
のソース共通接続点と、電流源トランジスタ１１８のド
レイン間に抵抗を挿入して利得制御用トランジスタ１１
１、１１２に直流電流を流すことで、利得制御量の劣化
を招かずに利得制御時の歪特性の劣化を小さくした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＴＶ、ＣＡＴＶ、
衛星放送、衛星通信、セルラ電話などの受信機に用いら
れる高周波信号処理のための利得制御増幅回路、ミキサ
回路および受信回路とこれらに使用する可変抵抗器とに
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術におけるミクサ回路を図5に示
す。図5おいて、ミクサ回路は、利得制御手段を有し、
電界効果トランジスタ５０４のゲートに印加する電圧に
よりドレインとソース間のチャネル抵抗を可変すること
で利得制御を行っている。

【０００３】図５に示すミクサ回路は、電源端子１０１
と、ＲＦ信号(無線周波信号)入力端子１０２および１０
３と、中間周波出力端子３０１と、局部発振信号入力端
子３０２および３０３と、出力トランス３０４とを有し
ている。さらに、ミクサ回路は、周波数変換用トランジ
スタ３０５、３０６、３０７および３０８と、増幅用ト
ランジスタ１０９および１１０と、可変抵抗器５０９
と、電流源トランジスタ５０５および５０６と、バラツ
キ吸収抵抗５０７と、ブリーダ抵抗１２０、１２１、３
０９および３１０と、バイアス印加抵抗１２２、１２
３、３１１および３１２と、高周波接地容量３１３とを
有している。

【０００４】可変抵抗器５０９は、利得制御用トランジ
スタ５０４と、歪改善抵抗５０２および５０３と、利得
制御量調整用抵抗５０１と、ゲート保護抵抗５０８と、
利得制御電圧端子１０６とにより構成される。

【０００５】トランス３０４の出力側巻線には中間周波
出力端子３０１が接続され、電源側巻線は接地容量３１
３で高周波接地された中間タップを有しており、電源側
巻線の一方の入力には周波数変換用トランジスタ３０５
のドレインと周波数変換用トランジスタ３０７のドレイ
ンとが接続され、第１の中間周波信号を出力し、電源側
巻線の他方の入力には周波数変換用トランジスタ３０６
のドレインと周波数変換用トランジスタ３０８のドレイ
ンとが接続され、第２の中間周波信号を出力し、出力巻
線からは第１と第２との中間周波信号が合成されて出力
される。また、電源電圧は、電源側巻線の中間タップを
介し電源端子１０１より供給される。そして、周波数変
換用トランジスタ３０５および３０６のソースと周波数
変換用トランジスタ３０７および３０８のソースとはそ
れぞれ共通接続され、それぞれ増幅用トランジスタ１０
９および１１０のドレインに接続される。また、増幅用
トランジスタ１０９および１１０のソース間には利得制
御のための可変抵抗器として、利得制御用トランジスタ
５０４と歪特性改善抵抗５０２および５０３の直列接続
体と利得制御量調整用抵抗５０１とが接続されるととも
に、利得制御用トランジスタ５０４のゲートにはゲート
保護抵抗５０８を介し利得制御電圧端子１０６に接続さ
れる。さらに、増幅用トランジスタ１０９および１１０
のソースにはそれぞれ電流源トランジスタ５０５および
５０６のドレインが接続されるとともに、それらのトラ
ンジスタのゲートは直接接地され、ソースは共通のバラ
ツキ吸収抵抗５０７により接地される。また、周波数変
換用トランジスタ３０５および３０８のゲートと周波数
変換用トランジスタ３０６および３０７のゲートとはそ
れぞれ共通接続され、それらの共通接続点がそれぞれ局
部発振信号入力端子３０２および３０３に接続されると
ともに、ブリーダ抵抗３０９および３１０により分圧さ
れた電圧をバイアス印加抵抗３１１および３１２を介し
それぞれ局部発振信号入力端子３０２および３０３に印
加される。また、増幅用トランジスタ１０９および１１
０のゲートは、それぞれＲＦ信号入力端子１０２および
１０３に接続されるとともに、ブリーダ抵抗１２０およ
び１２１により分圧された電圧がそれぞれバイアス印加
抵抗１２２および１２３を介し印加される。

【０００６】従来技術におけるミクサ回路は、ＲＦ信号
入力端子１０２―１０３間に入力されたＲＦ信号を増幅
用トランジスタ１０９および１１０で増幅した後、周波
数変換用トランジスタ３０５、３０６、３０７および３
０８において、局部発振信号入力端子３０２―３０３間
に入力された局部発振信号により中間周波信号に周波数
変換し、その中間周波信号を中間周波出力端子３０１に
出力する。また、利得制御は、利得制御電圧入力端子１
０６に印加する電圧により利得制御用トランジスタ５０
４のドレインとソース間のチャネル抵抗を可変すること
で制御し、利得制御量は利得制御量調整用抵抗５０１に
より調整する。

【０００７】また、ミクサ回路では、利得制御用トラン
ジスタのドレインとソース間のチャネル抵抗を可変する
ことで利得制御を行っているが、このチャネル抵抗値が
ゲート電圧に対して非線形的に変化するために、抵抗値
が急激に変化する点で歪特性が劣化するという問題があ
る。さらに、利得制御用トランジスタのドレインとゲー
トあるいはゲートとソース間の接合容量の非線形性によ
っても歪特性が劣化する。これらの劣化は、どちらも利
得制御時に発生し、図５に示す従来例では、利得制御用
トランジスタ５０４の両端に直列に歪改善抵抗５０２、
５０３を挿入するとともに、利得制御量調整を兼ねた利
得制御量調整用抵抗５０１を利得制御用トランジスタ５
０４と並列に接続することにより、利得制御用トランジ
スタのチャネル抵抗の非線形性や接合容量の非線形性に
よる利得制御時の歪特性劣化を抑えている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で示すミ
クサ回路では、利得制御用トランジスタに直列に抵抗を
挿入するとともに、利得制御量の調整を兼ねた利得制御
量調整用抵抗を利得制御用トランジスタに並列に接続さ
せることで利得制御時の歪特性改善を図っている。しか
し、この手段では、利得制御時の歪特性の劣化を小さく
する場合には、利得制御用トランジスタに直列に挿入す
る抵抗の値を大きくするとともに、利得制御用トランジ
スタと並列に接続した抵抗の値を小さくすれば良いが、
利得制御量が不足するという問題がある。

【０００９】ここで、利得制御用トランジスタに挿入す
る抵抗と利得制御量の関係について説明する。利得制御
量は利得最大時と利得最小時との増幅用トランジスタの
ソース間の抵抗比によりほぼ決まる。図５に示す利得制
御用トランジスタ５０４のオン抵抗をＲｏｎとし、挿入
する抵抗５０１、５０２および５０３の抵抗値をそれぞ
れＲ５０１、Ｒ５０２およびＲ５０３とし、利得制御用
トランジスタ５０４のオフ時の抵抗がＲ５０１、Ｒ５０
２およびＲ５０３に比べ十分大きいとすると、抵抗比
は、並列接続される（Ｒｏｎ＋Ｒ５０２＋Ｒ５０３）と
Ｒ５０１の合成抵抗とＲ５０１との比になる。このため
利得制御量を大きくするにはＲ５０２とＲ５０３を小さ
くするとともにＲ５０１を大きくすればよいが、この場
合、利得制御用トランジスタのチャネル抵抗の非線形性
や接合容量の非線形性の影響が大きくなり歪特性が劣化
するため、利得制御時の歪特性改善と利得制御量の確保
の両立が困難である。

【００１０】また、利得制御用トランジスタと直列に抵
抗を挿入することでＲＦバッファ１０９と１１０のソー
ス間の抵抗が増えることで帰還量が増え、利得の低下や
NFが劣化するという問題がある。

【００１１】本発明の目的は、上記問題を解消し、利得
制御時の歪特性改善効果を十分発揮しながら、利得制御
量の不足や利得の低下およびNFの劣化を抑えることがで
きるようにした可変抵抗器と、それを用いた利得制御増
幅回路、ミクサ回路および受信回路とを提供することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、制御電圧により抵抗が変化する可変抵抗
器において、前記制御電圧にしたがって抵抗が変化し、
電流によって抵抗値の変化領域が変わる可変抵抗手段
と、前記可変抵抗手段の変化領域を電流により特定領域
に遷移させる遷移手段とを備える。本発明によれば、特
定領域を線形的な領域とすることにより、従来技術のよ
うに、歪み調整用の抵抗を設ける必要がない。

【００１３】前記可変抵抗手段は、前記制御電圧を入力
する制御電圧入力端子と、前記遷移手段からの電流を入
力する入力端子と、抵抗性分を出力するための第１およ
び第２の出力端子とを備える。前記可変抵抗手段は、２
つのトランジスタを備え、前記制御電圧入力端子から当
該トランジスタのチャネル抵抗を変化させるための制御
電圧を入力し、前記入力端子より当該２つのトランジス
タに直流電流を入力し、当該２つのトランジスタのチャ
ネル抵抗を前記２つの出力端子に接続させるように構成
する。前記遷移手段は、電流を出力する電流源を備え
る。前記可変抵抗手段は、接合容量における歪を抑える
ための容量をさらに備えることができる。これにより、
接合容量における歪を抑えることができる。

【００１４】また、この可変抵抗器は、利得制御増幅回
路、ミクサ回路、受信回路に適用することができる。

【００１５】より具体的な構成としては、可変抵抗器に
おいて、利得制御用トランジスタとして第１と第２の電
界効果トランジスタのソースを共通接続するとともに、
それぞれのゲートに抵抗を介し制御端子を設け、その端
子に制御電圧を印加することで第１の電界効果トランジ
スタのドレインと第２の電界効果トランジスタのドレイ
ン間の抵抗値を変える構成にすることができる。さら
に、第１の電界効果トランジスタのドレインと第２の電
界効果トランジスタのドレインをそれぞれ抵抗を介し共
通の電流源に接続するとともに、第１の電界効果トラン
ジスタのソースと第２の電界効果トランジスタのソース
の共通接続点とその電流源との間に抵抗を付加した。さ
らに、第１と第２の電界効果トランジスタのゲートとソ
ース間にそれぞれ容量を付加した。

【００１６】図５に示す従来例の可変抵抗器に用いる利
得制御用トランジスタには直流電流が流れないのに対
し、本発明では、利得制御を目的とした第１と第２の電
界効果トランジスタに直流電流を流すことで、利得制御
用トランジスタのドレインとソース間のチャネル抵抗の
値が急激に変化する点を避けて、線形的な領域である特
定領域に変化領域を遷移させることで、利得制御用トラ
ンジスタのチャネル抵抗の非線形性による利得制御時の
歪特性の劣化を抑えることができる。また、第１および
第２の電界効果トランジスタのゲートとソース間にそれ
ぞれ容量を付加することにより、利得制御トランジスタ
の接合容量の非線形性による影響が小さくできるので、
利得制御トランジスタの接合容量の非線形性のよる、利
得制御時の歪特性の劣化も抑えることができる。

【００１７】また、本発明では、従来例のように、利得
制御時の歪特性改善を目的として利得制御用トランジス
タと直列に抵抗を挿入する必要がないため、増幅用トラ
ンジスタのソース間の抵抗値増加による利得の低下やNF
の劣化を抑えることができる。

【００１８】以上は可変抵抗器をミクサ回路に用いた例
を示したが、可変抵抗器を利得制御増幅回路に用いた場
合も同様の効果がある。この場合、ドレインに負荷抵抗
が接続された第３の電界効果トランジスタのソースに、
本発明における可変抵抗器の第１の電界効果トランジス
タのドレインを、ドレインに負荷抵抗が接続された第４
の電界効果トランジスタのソースに、本発明における可
変抵抗器の第２の電界効果トランジスタのドレインをそ
れぞれ接続した構成とすればよい。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を、図面
を参照して説明する。

【００２０】図１に、本発明の第１の実施形態における
可変抵抗器とそれを用いた利得制御増幅回路との回路図
を示す。図１において、利得制御増幅回路は、電源端子
１０１、ＲＦ信号入力端子１０２および１０３、出力端
子１０４および１０５、負荷抵抗１０７および１０８、
増幅用トランジスタ１０９および１１０、可変抵抗器１
２４、ブリーダ抵抗１２０および１２１、バイアス抵抗
１２２および１２３を有している。

【００２１】可変抵抗器１２４は、利得制御用トランジ
スタ１１１および１１２、抵抗１１３、利得制御量調整
用抵抗１１４および１１５、利得制御電圧端子１０６、
電流源トランジスタ１１８、および、バラツキ吸収抵抗
１１９を有している。

【００２２】図１において、増幅用トランジスタ１０９
および１１０のドレインにはそれぞれ負荷抵抗１０７お
よび１０８が接続され、それらのゲートには、ＲＦ信号
入力端子１０２および１０３が接続され、それらのソー
スには、可変抵抗器１２４に接続されている。また、こ
れら増幅用トランジスタ１０９および１１０のゲートに
はそれぞれ、電源端子１０１から印加される電源電圧を
ブリーダ抵抗１２０および１２１で分圧して得られる電
圧がバイアス印加抵抗１２２および１２３を介して印加
されている。さらに、これら増幅用トランジスタ１０９
および１１０のドレインは、それぞれ出力端子１０４お
よび１０５に接続されている。

【００２３】可変抵抗器１２４では、利得制御用トラン
ジスタ１１１および１１２のソースは共通接続され、そ
れらのトランジスタのゲートはそれぞれ抵抗１１６およ
び１１７を介し、利得制御電圧端子１０６に接続され
る。また、利得制御用トランジスタ１１１および１１２
のドレインは、それぞれ増幅用トランジスタ１０９およ
び１１０のソースに接続されるとともに、それぞれ利得
制御量調整用抵抗１１４および１１５を介し共通の電流
源トランジスタ１１８のドレインに接続される。さら
に、利得制御用トランジスタ１１１および１１２のソー
スの共通接続点と電流源トランジスタ１１８のドレイン
に抵抗１１３が接続される。また、電流源トランジスタ
１１８のゲートは直接接地され、ソースはバラツキ吸収
抵抗１１９を介し接地される。

【００２４】図1に示す利得制御増幅回路では、ＲＦ信
号入力端子１０２―１０３間に入力されたＲＦ信号を増
幅用トランジスタ１０９および１１０により増幅した
後、出力端子１０４、１０５に出力する。また、このと
きの利得は、制御端子１０６に印加される利得制御電圧
により、利得制御トランジスタ１１１おびよ１１２のチ
ャネル抵抗を変えることで制御され、その制御量は利得
制御量調整用抵抗１１４および１１５により調整可能で
ある。

【００２５】このように、利得制御時の歪特性改善手段
として、利得制御用トランジスタに直流電流が流れる構
成とすることで、利得制御用トランジスタのドレインと
ソース間のチャネル抵抗の値が急激に変化する点を避け
て、線形的な動作領域に移動させることで、利得制御を
行う場合に、利得制御用トランジスタのチャネル抵抗の
非線形性による歪特性の劣化を抑えることができる。こ
のため、図５に示した従来のミクサ回路のように利得制
御用トランジスタに直列あるいは並列に抵抗を挿入する
ことで歪特性の劣化を抑える場合に比べ、十分な利得制
御量を確保することができる。さらに、本実施の形態で
は、利得制御用トランジスタに直列に抵抗を挿入せずに
利得制御時の歪特性の劣化を抑えることができるため、
抵抗挿入による利得の低下やNFの劣化もない。また、第
１の実施の形態においては、増幅用トランジスタ１０
９、１１０および電流源トランジスタ１１８は、電界効
果トランジスタに限らずバイポーラトランジスタ等の他
の能動素子であっても、同様の効果が得られる。

【００２６】図２に、本発明の第２の実施形態における
可変抵抗器とそれを用いた利得制御増幅回路の回路図を
示す。図2において、図１に対応する部分には同一符号
を付けている。

【００２７】第2の実施の形態では、第１の実施の形態
における構成に、可変抵抗器１２４の利得制御トランジ
スタ１１１および１１２のゲートとソース間にそれぞれ
利得制御時の歪改善容量２０１および２０２を付加して
いる。これにより、利得制御用トランジスタ１１１、１
１２のドレインとゲート間とゲートとソース間の接合容
量の非線形性による歪特性劣化のうち、特に劣化の大き
いゲートとソース間の接合容量の非線形性による影響
を、これと並列に容量を付加することで小さくすること
ができる。このため、利得制御を行う場合に、利得制御
用トランジスタの接合容量の非線形性による歪特性の劣
化を抑えることができる。

【００２８】つぎに、上述した第1の実施の形態におけ
る可変抵抗器をミクサ回路に用いた場合の構成を、図3
を参照して説明する。図３に、本発明の第１の実施形態
における可変抵抗器とそれを用いたミクサ回路の回路図
を示す。図１および図５に対応する部分には同一符号を
付けている。

【００２９】図3に示すミクサ回路は、ＲＦ信号入力端
子１０２―１０３間に入力されたＲＦ信号を増幅用トラ
ンジスタ１０９および１１０により増幅した後、周波数
変換用トランジスタ３０５、３０６、３０７および３０
８において、局部発振信号入力端子３０２―３０３間に
入力された局部発振信号により中間周波信号に周波数変
換し、中間周波出力端子３０１に中間周波信号を出力す
る。また、利得制御は、第１の実施の形態における、図
１で示した可変抵抗器とそれを用いた利得制御増幅回路
と同様に、可変抵抗器１２４の利得制御電圧端子１０６
に制御電圧を印加することで制御し、利得制御量は利得
制御量調整用抵抗１１４および１１５により調整する。

【００３０】図9に、図3に示すミクサ回路と、図5に示
す従来技術におけるミクサ回路との利得制御用ＦＥＴの
動作領域を示す。図9に示すように、従来技術における
ミクサ回路の利得制御用ＦＥＴのドレイン−ソース間は
同電位のためＶｄｓ＝０Ｖを中心にした高周波信号が加
わり、この時の利得制御用ＦＥＴのチャネル抵抗は、ｄ
Ｖｄｓ／ｄＩｄとなる。また、従来技術においては、利
得制御用ＦＥＴのゲートに加わる制御電圧が大きいとき
（Ｖｇ＝Ｖｇ2の曲線）の利得制御量が小さい場合に比
べて、制御電圧が小さいとき（Ｖｇ＝Ｖｇ１の曲線）の
利得制御量が大きい場合に、利得制御用ＦＥＴのチャネ
ル抵抗が非線形に大きくなるため、歪特性が劣化する。

【００３１】これに対し、本実施の形態におけるミクサ
回路では、利得制御用ＦＥＴに、直流電流を流すこと
で、利得制御用ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧がＶｄ
ｓ＞０Ｖとして、利得制御用ＦＥＴのチャンネル抵抗が
線形的に変化する領域を動作領域とすることができ、非
線形な領域における動作を避けることができる。

【００３２】このように、第１の実施の形態における可
変抵抗器とそれを用いた利得制御増幅回路およびミクサ
回路によれば、利得制御時の歪特性改善手段として、利
得制御用トランジスタに直流電流が流れる構成とするた
め、利得制御用トランジスタのドレインとソース間のチ
ャネル抵抗の値が急激に変化する点を避けて、線形的な
領域を動作領域にすることで、利得制御時の利得制御用
トランジスタのチャネル抵抗の非線形性による歪特性の
劣化を抑えることができる。図５に示した従来のミクサ
回路のように利得制御用トランジスタに直列あるいは並
列に抵抗を挿入することで歪特性の劣化を抑える場合に
比べ、十分な利得制御量を確保することができる。さら
に、この実施の形態では、利得制御用トランジスタと直
列に抵抗を挿入せずに利得制御時の歪特性の劣化を抑え
ることができるため、抵抗挿入による利得の低下やNFの
劣化もない。また、増幅用トランジスタ１０９および１
１０、周波数変換用トランジスタ３０５、３０６、３０
７、３０８および電流源トランジスタ１１８は、電界効
果トランジスタに限らずバイポーラトランジスタ等の他
の能動素子であっても、同様の効果が得られる。

【００３３】つぎに、上述した第２の実施の形態におけ
る可変抵抗器をミクサ回路に用いた場合の構成を、図４
を参照して説明する。図４に、本発明の第２の実施形態
における可変抵抗器とそれを用いたミクサ回路の回路図
を示す。図１および図５に対応する部分には同一符号を
付けている。

【００３４】図4に示すミクサ回路は、第２の実施の形
態と同様に、可変抵抗器１２４の利得制御トランジスタ
１１１および１１２のゲートとソース間にそれぞれ利得
制御時の歪改善容量２０１および２０２を付加したこと
により、利得制御用トランジスタ１１１、１１２のドレ
インとゲート間とゲートとソース間の接合容量の非線形
性による歪特性劣化のうち、特に、劣化の大きいゲート
とソース間の接合容量の非線形性による影響をこれと並
列に容量を付加することで小さくできる。このため、利
得制御用トランジスタの接合容量の非線形性による、利
得制御時の歪みの劣化を抑えることができる。

【００３５】以上、説明したように、本発明における各
実施の形態によれば、利得制御用トランジスタ１１１お
よび１１２のドレインとソース間のチャネル抵抗を利用
した利得制御回路およびミクサ回路において、利得制御
用トランジスタ１１１および１１２のソース共通接続点
と電流源トランジスタ１１８のドレインに抵抗１１３を
挿入して利得制御用トランジスタ１１１および１１２に
直流電流を流すことにより利得制御用トランジスタ１１
１、１１２のドレインとソース間のチャネル抵抗の抵抗
値が急激に変化する点を避けた動作領域にすることで利
得制御時の歪特性の劣化を抑えることができる。さら
に、利得制御トランジスタ１１１、１１２のゲートとソ
ース間にそれぞれ利得制御時の歪改善容量２０１、２０
２を付加したことにより、接合容量の非線形性の影響を
小さくすることにより、利得制御用トランジスタの接合
容量の非線形性による利得制御時の歪特性の劣化を抑え
ることができる。

【００３６】本発明の各実子の形態における効果を、図
6〜図８を参照して説明する。図６に、図３、図４およ
び図５に示すミクサ回路の利得制御量に対する３次歪特
性を示す。図７に、図３、図４および図５に示すミクサ
回路の利得制御量に対する２次歪特性の実験結果を示
す。

【００３７】図6および図7において、実験は、電源電圧
を９Ｖ、入力ＲＦ信号周波数を５００ＭＨｚ、入力信号
レベル−１０ｄＢｍ、局部発振信号周波数を１８００Ｍ
Ｈｚ、出力中間周波信号周波数１３００ＭＨｚとして測
定した結果をそれぞれ示す。

【００３８】図６において、横軸に利得制御量を示し、
縦軸に３次歪抑圧比を示す。図6に示したように、図3お
よび図4に示したようなミクサ回路の構成とすること
で、従来技術におけるミクサ回路より、利得制御時の３
次歪特性の劣化を抑えることができる。

【００３９】また、図７において、横軸に利得制御量を
示し、縦軸に２次歪抑圧比を示す。図７に示したよう
に、図4に示したようなミクサ回路において、利得制御
トランジスタ１１１および１１２のゲートとソース間に
それぞれ容量を付加することにより、従来技術のミクサ
回路より、利得制御時の２次歪特性の劣化を抑えること
ができる。

【００４０】また、図8に、図3および図5に示すミクサ
回路の、利得制御電圧に対する利得制御特性を示す。図
8に示すように、実施の形態による利得制御回路におい
ては、利得制御量を十分に確保することができる。

【００４１】つぎに、上述した実施の形態における利得
制御増幅回路およびミクサ回路を用いた受信回路を、図
１０を参照して説明する。図１０に、ケーブルテレビジ
ョン（ＣＡＴＶ）の受信回路のブロック図を示す。図１
０において、受信回路は、ＲＦ信号入力端子１、バンド
パスフィルタ２、８および１４、利得制御増幅回路３、
アップコンバート用ミクサ４、アップコンバート用局部
発振回路７、中間周波信号増幅回路９およびダウンコン
バート用ミクサ１０、ダウンコンバート用局部発振回路
１３、ローパスフィルタ１６、中間波信号出力端子１７
とを備える。

【００４２】図１０に示すアップコンバート用ミクサ４
は、利得制御手段を備えるＲＦバッファ回路１１とミク
サ回路１２とを有している。また、利得制御増幅回路３
には、図１もしくは図２に示した利得制御増幅回路を用
いる。また、アップコンバート用ミクサ４には、図３も
しくは図４に示したミクサ回路を用いる。

【００４３】図１０において、受信回路では、ＲＦ信号
入力端子１に入力された約５５ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚの
ＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２によりＲＦ信号帯域
以外の不要帯域が減衰された後、利得制御増幅回路３に
より増幅され、アップコンバート用ミクサ４に入力され
る。このＲＦ信号は、利得手段を有したＲＦバッファ回
路５により増幅された後、ミクサ回路６において、アッ
プコンバート用局部発振回路７からの局部発振信号によ
り、ＲＦ信号帯より高い１ＧＨｚ帯の第１中間周波信号
にアップコンバートされる。このアップコンバートされ
た第１中間波信号は、バンドパスフィルタ８により、指
示されている受信チャネルを帯域選択した後、中間周波
信号増幅回路９により増幅され、ダウンコンバート用ミ
クサ１０に入力される。ダウンコンバート用ミクサ１０
に入力された第１中間周波信号は、ＲＦバッファ回路１
１により増幅された後、ミクサ回路１２において、ダウ
ンコンバート用局部発振回路１３からの局部発振信号に
より４０〜５０ＭＨｚ帯の第２中間周波信号にダウンコ
ンバートされる。第２中寒中は信号は、バンドパスフィ
ルタ１４により不要帯域が減衰された後、中間周波信号
増幅回路１５により増幅され、ローパスフィルタ１６に
より第２中間周波信号より高い周波数が減衰された後、
第２中間周波信号出力端子１７より出力される。また、
受信回路では、ＲＦ信号入力端子１に入力されるＲＦ信
号レベルに対して第２中間周波信号出力端子１７より出
力されるレベルが一定となるように利得制御増幅回路３
とアップコンバート用ミクサ４とで利得制御を行う。

【００４４】図１０に示すＣＡＴＶ受信回路では、ＲＦ
信号レベルに対し、利得制御量としては、３０ｄＢ程度
が必要となる。このため、従来技術による利得制御回路
を利得制御回路３とアップコンバート用ミクサ４とに適
用した場合には、利得制御時の歪特性が劣化するため、
ピンダイオードを用いた利得制御回路を利得制御増幅回
路３の前段に更に設ける必要がある。本実施の形態によ
る利得制御増幅回路およびミクサ回路を用いれば、歪特
性が劣化しないため、利得制御回路を余分に設ける必要
がない。

【００４５】上記実施の形態によれば、電界効果トラン
ジスタのドレインとソース間のチャネル抵抗を利用した
可変抵抗器において、電界効果トランジスタのチャネル
抵抗の非線形性や接合容量の非線形性による歪特性の劣
化の少ない可変抵抗器を差動構成の利得制御増幅回路や
ミクサ回路の利得制御回路に用いることにより、利得制
御時の歪特性の劣化を抑えることができる。

【００４６】

【発明の効果】本発明によれば、利得制御時の歪特性改
善効果を十分発揮しながら、利得制御量の不足や利得の
低下およびNFの劣化を抑えることができるようにした可
変抵抗器と、それを用いた利得制御増幅回路、ミクサ回
路および受信回路とを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態における可変抵抗器とそれを
用いた利得制御増幅回路の回路図である。

【図２】第２の実施の形態における可変抵抗器とそれを
用いた利得制御増幅回路の回路図である。

【図３】第１の実施の形態における可変抵抗器とそれを
用いたミクサ回路の回路図である。

【図４】第２の実施の形態における可変抵抗器とそれを
用いたミクサ回路の回路図である。

【図５】従来のミクサ回路の一例を示す回路図である。

【図６】従来のミクサ回路と本発明の実施の形態におけ
るミクサ回路の３次歪特性の違いを示す特性図である。

【図７】従来のミクサ回路と本発明の実施の形態におけ
るミクサ回路の２次歪特性の違いを示す特性図である。

【図８】図3および図5に示すミクサ回路の、利得制御電
圧に対する利得制御特性図である。

【図９】図3に示すミクサ回路と、図5に示す従来技術に
おけるミクサ回路との利得制御用ＦＥＴの動作領域を示
す説明図である。

【図１０】受信回路のブロック図である。

【符号の説明】

１０１…電源端子１０７、１０８…負荷抵抗１０９、１１０…増幅用トランジスタ１２４、５０９…可変抵抗器１１１、１１２、５０４…利得制御用トランジスタ２０１、２０２、４０１、４０２…利得制御時の歪特性
改善容量３０５、３０６、３０７、３０８…周波数変換用トラン
ジスタ１０２、１０３…ＲＦ信号入力端子１０４、１０５…ＲＦ信号出力端子３０１…中間周波出力端子１０６…利得制御電圧端子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御電圧により抵抗が変化する可変抵抗器
において、前記制御電圧にしたがって抵抗が変化し、電
流によって抵抗値の変化領域が変わる可変抵抗手段と、
前記可変抵抗手段の変化領域を電流により特定領域に遷
移させる遷移手段とを備えることを特徴とする可変抵抗
器。
【請求項２】請求項１に記載の可変抵抗器において、前
記可変抵抗手段は、前記制御電圧を入力する制御電圧入
力端子と、前記遷移手段からの電流を入力する入力端子
と、抵抗性分を出力するための第１および第２の出力端
子とを備えることを特徴とする可変抵抗器。
【請求項３】請求項２に記載の可変抵抗器において、前
記可変抵抗手段は、２つのトランジスタを備え、前記制
御電圧入力端子から当該トランジスタのチャネル抵抗を
変化させるための制御電圧を入力し、前記入力端子より
当該２つのトランジスタに電流を入力し、当該２つのト
ランジスタのチャネル抵抗を前記２つの出力端子に接続
させることを特徴とする可変抵抗器。
【請求項４】請求項１に記載の可変抵抗器において、前
記遷移手段は、電流を出力する電流源を備えることを特
徴とする可変抵抗器。
【請求項５】請求項３に記載の可変抵抗器において、前
記可変抵抗手段は、接合容量における歪を抑える容量を
さらに備えることを特徴とする可変抵抗器。
【請求項６】入力信号を制御電圧にしたがって増幅する
利得制御増幅回路において、制御電圧にしたがって抵抗
が変化し、電流によって抵抗値の変化領域が変わる可変
抵抗手段と、前記可変抵抗手段の変化領域を電流により
特定領域に移動させるための遷移手段とを備える可変抵
抗器と、前記可変抵抗器の抵抗値にしたがって入力信号
を増幅させる増幅手段とを備えることを特徴とする利得
制御増幅回路。
【請求項７】無線周波信号を局部発振信号により周波数
変換して得られる中間波信号を出力するミクサ回路にお
いて、制御電圧にしたがって抵抗が変化し、電流によっ
て抵抗値の変化領域が変わる可変抵抗手段と、前記可変
抵抗手段の変化領域を電流により特定領域に遷移させる
遷移手段とを備える可変抵抗器と、前記可変抵抗器の抵
抗値にしたがって無線周波信号を増幅させる増幅手段
と、前記増幅手段により増幅された無線周波信号を前記
局部発振信号により周波数変換して得られる中間波信号
を出力する変換手段とを備えることを特徴とするミクサ
回路。
【請求項８】受信信号を、当該受信信号の受信レベルに
したがって増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増
幅された受信信号を、局部発振信号により周波数変換し
て得られる中間波信号を出力するミクサ回路とを有する
受信回路において、前記増幅回路は、前記受信レベルに
応じた制御電圧にしたがって抵抗が変化し、電流によっ
て抵抗値の変化領域が変わる可変抵抗手段と、前記可変
抵抗手段の変化領域を電流により遷移させる遷移手段と
を備える可変抵抗器と、前記可変抵抗器の抵抗値にした
がって受信信号を増幅させる増幅手段とを備えることを
特徴とする受信回路。
【請求項９】請求項８に記載の受信回路において、前記
ミクサ回路は、前記制御電圧にしたがって抵抗が変化
し、電流によって抵抗値の変化領域が変わる可変抵抗手
段と、前記可変抵抗手段の変化領域を電流により特定領
域に遷移させる遷移手段とを備える可変抵抗器と、前記
可変抵抗器の抵抗値にしたがって無線周波信号を増幅さ
せる増幅手段と、前記増幅手段により増幅された受信信
号を局部発振信号により周波数変換して得られる中間波
信号を出力する変換手段とを備えることを特徴とする受
信回路。
【請求項１０】極性が異なる２系統の電流路を備える増
幅回路に接続される可変抵抗器であって、制御電圧に従
って抵抗が変化する２つの抵抗素子と、電流源とを有
し、前記２つの抵抗素子の１端は、共通に接続させて前
記電流源に接続され、前記２つの抵抗素子の他端を前記
電流路に接続させることを特徴とする可変抵抗器。