JPH11136045A - マイクロ波増幅器 - Google Patents
マイクロ波増幅器Info
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- JPH11136045A JPH11136045A JP9297601A JP29760197A JPH11136045A JP H11136045 A JPH11136045 A JP H11136045A JP 9297601 A JP9297601 A JP 9297601A JP 29760197 A JP29760197 A JP 29760197A JP H11136045 A JPH11136045 A JP H11136045A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
- H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
- H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
- H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
- H01L2224/49—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of a plurality of wire connectors
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- H01L2224/4912—Layout
- H01L2224/49175—Parallel arrangements
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- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅するマイクロ波信号に多数のキャリア周
波数が含まれる場合でも歪み特性の良いマイクロ波増幅
器を提供する。 【解決手段】 ＦＥＴ１０のドレインＤに、マイクロ波
信号のキャリア周波数で高インピーダンスとなり、複数
のキャリア周波数に起因して発生するビート信号の周波
数で低インピーダンスとなるフィルタ回路１を接続し、
その他端と接地電位（ＧＮＤ）との間にビート周波数を
短絡するコンデンサ２を接続する。
波数が含まれる場合でも歪み特性の良いマイクロ波増幅
器を提供する。 【解決手段】 ＦＥＴ１０のドレインＤに、マイクロ波
信号のキャリア周波数で高インピーダンスとなり、複数
のキャリア周波数に起因して発生するビート信号の周波
数で低インピーダンスとなるフィルタ回路１を接続し、
その他端と接地電位（ＧＮＤ）との間にビート周波数を
短絡するコンデンサ２を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波増幅器
に関し、特に異なる複数のキャリア周波数を含むマイク
ロ波信号を増幅するマイクロ波増幅器に関するものであ
る。
に関し、特に異なる複数のキャリア周波数を含むマイク
ロ波信号を増幅するマイクロ波増幅器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、衛星通信方式などでは、比較的
低周波の入力信号で変調されたマイクロ波（超高周波）
を用いて通信が行われており、その送信部ではこれらマ
イクロ波信号を高利得で増幅するため、ＦＥＴなどの能
動素子を用いたマイクロ波増幅器が用いられる。従来、
このようなマイクロ波増幅器では、能動素子に対して適
切な直流バイアス電圧を供給する手段として、マイクロ
波信号のキャリア周波数に対して高インピーダンスとな
るλｇ／４線路（λｇは、マイクロ波信号の波長を示
す）を介して直流バイアス電圧を供給するものとなって
いる。
低周波の入力信号で変調されたマイクロ波（超高周波）
を用いて通信が行われており、その送信部ではこれらマ
イクロ波信号を高利得で増幅するため、ＦＥＴなどの能
動素子を用いたマイクロ波増幅器が用いられる。従来、
このようなマイクロ波増幅器では、能動素子に対して適
切な直流バイアス電圧を供給する手段として、マイクロ
波信号のキャリア周波数に対して高インピーダンスとな
るλｇ／４線路（λｇは、マイクロ波信号の波長を示
す）を介して直流バイアス電圧を供給するものとなって
いる。
【０００３】図１２は従来のマイクロ波増幅器の一部を
示す説明図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図を
示している。ＦＥＴ１０のドレインＤに対してλｇ／４
線路１１が接続されており、その他端が直流バイアス電
圧ＶDSに接続され、さらにまた低周波の入力信号を短絡
するコンデンサ１２を介して接地に接続されている。
示す説明図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図を
示している。ＦＥＴ１０のドレインＤに対してλｇ／４
線路１１が接続されており、その他端が直流バイアス電
圧ＶDSに接続され、さらにまた低周波の入力信号を短絡
するコンデンサ１２を介して接地に接続されている。
【０００４】これらλｇ／４線路１１およびコンデンサ
１２からなる直流バイアス電圧供給回路により、キャリ
ア周波数に対して高インピーダンスを維持し、かつ入力
信号周波数に対して短絡した状態にて、ＦＥＴ１０のド
レインＤに直流バイアス電圧ＶDSを供給するものとなっ
ている。このような回路構成を取っているものとして
は、例えば特公平２−６１１７５号公報などがある。
１２からなる直流バイアス電圧供給回路により、キャリ
ア周波数に対して高インピーダンスを維持し、かつ入力
信号周波数に対して短絡した状態にて、ＦＥＴ１０のド
レインＤに直流バイアス電圧ＶDSを供給するものとなっ
ている。このような回路構成を取っているものとして
は、例えば特公平２−６１１７５号公報などがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のマイクロ波増幅器では、直流バイアス電圧Ｖ
DSを供給するλｇ／４線路の純抵抗成分Ｒが極めて低い
ことから、純抵抗成分Ｒによる電圧降下を低減できるも
のの、そのリアクタンス成分ｊＸについては考慮されて
おらず、マイクロ波信号のキャリア周波数に多数のキャ
リア周波数が存在する場合に生じる低周波のビート信号
により、そのビート周波数帯における直流バイアス電圧
供給回路のリアクタンス成分ｊＸにて直流バイアス電圧
ＶDSの電圧が低下するという問題点があった。
うな従来のマイクロ波増幅器では、直流バイアス電圧Ｖ
DSを供給するλｇ／４線路の純抵抗成分Ｒが極めて低い
ことから、純抵抗成分Ｒによる電圧降下を低減できるも
のの、そのリアクタンス成分ｊＸについては考慮されて
おらず、マイクロ波信号のキャリア周波数に多数のキャ
リア周波数が存在する場合に生じる低周波のビート信号
により、そのビート周波数帯における直流バイアス電圧
供給回路のリアクタンス成分ｊＸにて直流バイアス電圧
ＶDSの電圧が低下するという問題点があった。
【０００６】例えば、異なるキャリア周波数ｆ1 ，ｆ2
（ｆ1 ＜ｆ2 ）を有する２つのキャリア信号を混合した
場合、これら２つの周波数差（すなわちビート周波数）
ｆB＝ｆ2 −ｆ1 を周波数とするビート信号が発生す
る。したがって、ＦＥＴ１０のドレインＤに供給される
直流バイアス電流もビート信号に応じて変化する。一
方、この直流バイアス電流が流れるバイアスλｇ／４線
路は、Ｒ＋ｊＸのインピーダンスを有しており、信号の
周波数成分の電流をＩD （ｔ）とすると、ＦＥＴのドレ
イン電圧ＶDS（ｔ）は次式で表される。 ＶDS（ｔ）＝ＶDS−ＩD（ｔ）＊（Ｒ＋ｊＸ）
（ｆ1 ＜ｆ2 ）を有する２つのキャリア信号を混合した
場合、これら２つの周波数差（すなわちビート周波数）
ｆB＝ｆ2 −ｆ1 を周波数とするビート信号が発生す
る。したがって、ＦＥＴ１０のドレインＤに供給される
直流バイアス電流もビート信号に応じて変化する。一
方、この直流バイアス電流が流れるバイアスλｇ／４線
路は、Ｒ＋ｊＸのインピーダンスを有しており、信号の
周波数成分の電流をＩD （ｔ）とすると、ＦＥＴのドレ
イン電圧ＶDS（ｔ）は次式で表される。 ＶDS（ｔ）＝ＶDS−ＩD（ｔ）＊（Ｒ＋ｊＸ）
【０００７】前述したビート信号が生じる場合には、周
波数成分の電流ＩD （ｔ）、純抵抗成分Ｒおよびリアク
タンス成分ｊＸによって、ＦＥＴのドレイン電圧Ｖ
DS（ｔ）が変動する。これにより、直流バイアス電圧を
阻害されてドレインＤの直流バイアス電圧が変動し、増
幅出力に歪みが生じることが判明した。すなわち、ビー
ト信号が出力の歪みを生じさせる原因であることを本発
明者は見い出した。そこで、本発明はこのビート信号を
従来よりも低減して、より歪み特性のよいマイクロ波増
幅器を提供することを目的とする。
波数成分の電流ＩD （ｔ）、純抵抗成分Ｒおよびリアク
タンス成分ｊＸによって、ＦＥＴのドレイン電圧Ｖ
DS（ｔ）が変動する。これにより、直流バイアス電圧を
阻害されてドレインＤの直流バイアス電圧が変動し、増
幅出力に歪みが生じることが判明した。すなわち、ビー
ト信号が出力の歪みを生じさせる原因であることを本発
明者は見い出した。そこで、本発明はこのビート信号を
従来よりも低減して、より歪み特性のよいマイクロ波増
幅器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の請求項１のマイクロ波増幅器は、各
キャリア周波数で高インピーダンスとなり、各キャリア
周波数に起因して発生するビート信号のビート周波数で
低インピーダンスとなるフィルタ回路と、このフィルタ
回路と接地間に接続された第１の容量素子とを備えるも
のである。また請求項２のマイクロ波増幅器は、各キャ
リア周波数に比較して、各キャリア周波数に起因して発
生するビート信号のビート周波数での減衰量が小さい周
波数特性を有するフィルタ回路と、このフィルタ回路と
接地間に接続された第１の容量素子とを備えるものであ
る。したがって、マイクロ波信号に含まれる複数のキャ
リア周波数の差に起因して生じるビート信号が、フィル
タ回路および容量素子を介して接地電位に短絡される。
るために、本発明の請求項１のマイクロ波増幅器は、各
キャリア周波数で高インピーダンスとなり、各キャリア
周波数に起因して発生するビート信号のビート周波数で
低インピーダンスとなるフィルタ回路と、このフィルタ
回路と接地間に接続された第１の容量素子とを備えるも
のである。また請求項２のマイクロ波増幅器は、各キャ
リア周波数に比較して、各キャリア周波数に起因して発
生するビート信号のビート周波数での減衰量が小さい周
波数特性を有するフィルタ回路と、このフィルタ回路と
接地間に接続された第１の容量素子とを備えるものであ
る。したがって、マイクロ波信号に含まれる複数のキャ
リア周波数の差に起因して生じるビート信号が、フィル
タ回路および容量素子を介して接地電位に短絡される。
【０００９】また、請求項３は、請求項１または２記載
のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、マイク
ロ波信号を増幅する能動素子の出力に設けたものであ
る。また、請求項４は、請求項３記載のマイクロ波増幅
器において、フィルタ回路を、能動素子の出力端子に接
続される線路の能動素子の出力端子近傍に設けたもので
ある。したがって、能動素子からの出力に含まれるビー
ト信号が、フィルタ回路および容量素子を介して接地電
位に短絡される。
のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、マイク
ロ波信号を増幅する能動素子の出力に設けたものであ
る。また、請求項４は、請求項３記載のマイクロ波増幅
器において、フィルタ回路を、能動素子の出力端子に接
続される線路の能動素子の出力端子近傍に設けたもので
ある。したがって、能動素子からの出力に含まれるビー
ト信号が、フィルタ回路および容量素子を介して接地電
位に短絡される。
【００１０】また、請求項５は、請求項１または２記載
のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、第２の
容量素子とインダクタンス素子との並列接続からなるＬ
Ｃ並列共振回路から構成したものである。また、請求項
６は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器におい
て、インダクタンス素子を、ボンディングワイヤー線ま
たはコイル状の導線から構成したものである。また、請
求項７は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器に
おいて、インダクタンス素子を、配線パターンにより形
成されたミアンダラインまたはスパイラルインダクタか
ら構成したものである。また、請求項８は、請求項１ま
たは２記載のマイクロ波増幅器において、第１または第
２の容量素子を、絶縁膜を介して積層された配線パター
ンから構成したものである。
のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、第２の
容量素子とインダクタンス素子との並列接続からなるＬ
Ｃ並列共振回路から構成したものである。また、請求項
６は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器におい
て、インダクタンス素子を、ボンディングワイヤー線ま
たはコイル状の導線から構成したものである。また、請
求項７は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器に
おいて、インダクタンス素子を、配線パターンにより形
成されたミアンダラインまたはスパイラルインダクタか
ら構成したものである。また、請求項８は、請求項１ま
たは２記載のマイクロ波増幅器において、第１または第
２の容量素子を、絶縁膜を介して積層された配線パター
ンから構成したものである。
【００１１】また、請求項９は、請求項１または２記載
のマイクロ波増幅器において、第１の容量素子を複数の
容量素子から構成し、各容量素子のうち容量が小さいも
のほどフィルタ回路との接続点の近くに配置したもので
ある。また、請求項１０は、請求項９記載のマイクロ波
増幅器において、各容量素子のうち大容量のものとフィ
ルタ回路との接続点との間にインダクタンス素子を備え
るものである。したがって、フィルタ回路の出力がイン
ダクタンス素子を介して大容量の容量素子に入力され
る。また、請求項１１は、請求項１または２記載のマイ
クロ波増幅器において、フィルタ回路と容量素子との接
続点に、所定の直流バイアス電圧を供給する直流バイア
ス電圧供給手段を備えるものである。したがって、フィ
ルタ回路と容量素子との接続点から直流バイアス電圧が
供給される。
のマイクロ波増幅器において、第１の容量素子を複数の
容量素子から構成し、各容量素子のうち容量が小さいも
のほどフィルタ回路との接続点の近くに配置したもので
ある。また、請求項１０は、請求項９記載のマイクロ波
増幅器において、各容量素子のうち大容量のものとフィ
ルタ回路との接続点との間にインダクタンス素子を備え
るものである。したがって、フィルタ回路の出力がイン
ダクタンス素子を介して大容量の容量素子に入力され
る。また、請求項１１は、請求項１または２記載のマイ
クロ波増幅器において、フィルタ回路と容量素子との接
続点に、所定の直流バイアス電圧を供給する直流バイア
ス電圧供給手段を備えるものである。したがって、フィ
ルタ回路と容量素子との接続点から直流バイアス電圧が
供給される。
【００１２】また、請求項１２は、請求項１または２記
載のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、ロー
パスフィルタまたはローパスフィルタ型のバンドリジェ
クションフィルタから構成したものである。また、請求
項１３は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器に
おいて、マイクロ波信号を増幅する能動素子の入力にフ
ィルタ回路を設けたものである。
載のマイクロ波増幅器において、フィルタ回路を、ロー
パスフィルタまたはローパスフィルタ型のバンドリジェ
クションフィルタから構成したものである。また、請求
項１３は、請求項１または２記載のマイクロ波増幅器に
おいて、マイクロ波信号を増幅する能動素子の入力にフ
ィルタ回路を設けたものである。
【００１３】また、請求項１４は、請求項１または２記
載のマイクロ波増幅器において、複数の能動素子が設け
られているとともに、これら各能動素子の出力と接地間
にフィルタ回路と第１の容量素子とが直列接続されてお
り、増幅するマイクロ波信号を各能動素子に分配する分
配器と、分配器と複数の能動素子との間に接続された入
力整合回路と、各能動素子の出力信号を合成して出力す
る合成器と、各能動素子と合成器との間に接続された出
力整合回路とを備え、分配器、入力整合回路、各能動素
子、フィルタ回路、容量素子、出力整合回路および合成
器を１つのパッケージ内に収容したものである。
載のマイクロ波増幅器において、複数の能動素子が設け
られているとともに、これら各能動素子の出力と接地間
にフィルタ回路と第１の容量素子とが直列接続されてお
り、増幅するマイクロ波信号を各能動素子に分配する分
配器と、分配器と複数の能動素子との間に接続された入
力整合回路と、各能動素子の出力信号を合成して出力す
る合成器と、各能動素子と合成器との間に接続された出
力整合回路とを備え、分配器、入力整合回路、各能動素
子、フィルタ回路、容量素子、出力整合回路および合成
器を１つのパッケージ内に収容したものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態である
マイクロ波増幅器を示す説明図であり、（ａ）は回路
図、（ｂ）は他の回路例、（ｃ）は上面およひ側面図で
ある。同図において、前述の説明（図１２参照）と同じ
または同等部分には同一符号を付してある。
して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態である
マイクロ波増幅器を示す説明図であり、（ａ）は回路
図、（ｂ）は他の回路例、（ｃ）は上面およひ側面図で
ある。同図において、前述の説明（図１２参照）と同じ
または同等部分には同一符号を付してある。
【００１５】従来のマイクロ波増幅器（図１２参照）と
比較して、ＦＥＴ１０のドレインＤ（出力端子）に接続
された線路であってドレインＤの近傍に、マイクロ波信
号のキャリア周波数ｆ0 （波長λｇ）では高インピーダ
ンスであり、複数のキャリア周波数に起因して発生する
ビート信号のビート周波数ｆB で低インピーダンスとな
るフィルタ回路１が接続され、その他端と接地電位（Ｇ
ＮＤ）との間にビート信号周波数成分を短絡するコンデ
ンサ２（容量素子）とが接続されている。
比較して、ＦＥＴ１０のドレインＤ（出力端子）に接続
された線路であってドレインＤの近傍に、マイクロ波信
号のキャリア周波数ｆ0 （波長λｇ）では高インピーダ
ンスであり、複数のキャリア周波数に起因して発生する
ビート信号のビート周波数ｆB で低インピーダンスとな
るフィルタ回路１が接続され、その他端と接地電位（Ｇ
ＮＤ）との間にビート信号周波数成分を短絡するコンデ
ンサ２（容量素子）とが接続されている。
【００１６】また、ＦＥＴ１０のドレインＤに接続され
た線路には、λｇ／４線路１１とコンデンサ１２と直流
バイアス電圧ＶDSからなる直流バイアス電圧供給回路も
接続されているので、図１２に示した従来技術と同様
に、キャリア周波数に対して高インピーダンスとなる。
このため、直流バイアス電圧ＶDS側へのマイクロ波信号
の漏れを防ぐことができる。
た線路には、λｇ／４線路１１とコンデンサ１２と直流
バイアス電圧ＶDSからなる直流バイアス電圧供給回路も
接続されているので、図１２に示した従来技術と同様
に、キャリア周波数に対して高インピーダンスとなる。
このため、直流バイアス電圧ＶDS側へのマイクロ波信号
の漏れを防ぐことができる。
【００１７】また、フィルタ回路１をドレインＤの近傍
に設けることにより、ＦＥＴ１０のドレインＤからフィ
ルタ回路１までの線路距離が長い場合と比較して、その
線路のインダクタンス成分を小さくすることができ、効
率よくビート信号を低減できる。したがって、フィルタ
回路１は、余剰なインダクタンス成分が付加されないよ
うに、ＦＥＴ１０のドレインＤの端子の根本に接続する
のが最も望ましい。なお、λｇ／４線路１１は、ＦＥＴ
１０のドレインＤに接続された線路のどこに設けてもよ
い。
に設けることにより、ＦＥＴ１０のドレインＤからフィ
ルタ回路１までの線路距離が長い場合と比較して、その
線路のインダクタンス成分を小さくすることができ、効
率よくビート信号を低減できる。したがって、フィルタ
回路１は、余剰なインダクタンス成分が付加されないよ
うに、ＦＥＴ１０のドレインＤの端子の根本に接続する
のが最も望ましい。なお、λｇ／４線路１１は、ＦＥＴ
１０のドレインＤに接続された線路のどこに設けてもよ
い。
【００１８】フィルタ回路１としては、図１（ｂ）に示
すように、マイクロ波信号のキャリア周波数で共振する
コンデンサ１Ａとインダクタンス１Ｂとの並列回路から
なるＬＣ並列共振回路から構成できる。これにより、ド
レインＤ側から接地側を見た場合、ＬＣ並列共振回路が
キャリア周波数で共振するため、キャリア周波数でのイ
ンピーダンスは高インピーダンス（オープン）となる
が、ビート周波数付近で共振せず、低インピーダンスと
なる。
すように、マイクロ波信号のキャリア周波数で共振する
コンデンサ１Ａとインダクタンス１Ｂとの並列回路から
なるＬＣ並列共振回路から構成できる。これにより、ド
レインＤ側から接地側を見た場合、ＬＣ並列共振回路が
キャリア周波数で共振するため、キャリア周波数でのイ
ンピーダンスは高インピーダンス（オープン）となる
が、ビート周波数付近で共振せず、低インピーダンスと
なる。
【００１９】したがって、コンデンサ１Ａとインダクタ
ンス１Ｂからなるフィタル回路１と、大容量のコンデン
サ２という極めて少ない部品数で構成でき、回路をかな
り小型化できる。なお、インダクタンス１Ｂは、図１
（ｃ）に示すように、ボンディングワイヤー線で構成で
きるため、部材費や製造コストを削減できる。キャリア
周波数をｆ0 とすると、コンデンサ容量Ｃとインダクタ
ンスＬは、 ｆ0 ＝１／（２×π×ＳＱＲ（Ｌ×Ｃ）） により決定される。なおＳＱＲ（Ｌ×Ｃ）は、Ｌ×Ｃの
平方根を示す。
ンス１Ｂからなるフィタル回路１と、大容量のコンデン
サ２という極めて少ない部品数で構成でき、回路をかな
り小型化できる。なお、インダクタンス１Ｂは、図１
（ｃ）に示すように、ボンディングワイヤー線で構成で
きるため、部材費や製造コストを削減できる。キャリア
周波数をｆ0 とすると、コンデンサ容量Ｃとインダクタ
ンスＬは、 ｆ0 ＝１／（２×π×ＳＱＲ（Ｌ×Ｃ）） により決定される。なおＳＱＲ（Ｌ×Ｃ）は、Ｌ×Ｃの
平方根を示す。
【００２０】コンデンサ２は大容量のチップコンデンサ
などを用い、特に、ビート周波数成分でインピーダンス
がほぼゼロとなる容量を選択する。例えば、ビート周波
数ｆB ＝１０ＭＨｚで、コンデンサ２の容量がＣ2 ＝１
μＦの場合、そのインピーダンスＺは、 Ｚ＝１／（２×π×ｆB ×Ｃ2 ） ＝０．０２Ω となり、十分な低インピーダンスが得られる。
などを用い、特に、ビート周波数成分でインピーダンス
がほぼゼロとなる容量を選択する。例えば、ビート周波
数ｆB ＝１０ＭＨｚで、コンデンサ２の容量がＣ2 ＝１
μＦの場合、そのインピーダンスＺは、 Ｚ＝１／（２×π×ｆB ×Ｃ2 ） ＝０．０２Ω となり、十分な低インピーダンスが得られる。
【００２１】図２はＬＣ並列共振回路によるＮＰＲ特性
の変化を示す説明図であり、２１はＬ＝λｇ／４の場合
（従来と同等）、２２はＬＣ並列共振回路の場合を示し
ている。ＮＰＲ特性とは、電力増幅器の線形特性を示す
性能指標の１つである。増幅器に複数波の信号を加える
と、その歪み特性のため出力信号には入力した信号成分
の他に多くの不用な信号成分が発生し、これにより発生
した歪み信号成分は増幅器の出力信号品質を劣化させ
る。
の変化を示す説明図であり、２１はＬ＝λｇ／４の場合
（従来と同等）、２２はＬＣ並列共振回路の場合を示し
ている。ＮＰＲ特性とは、電力増幅器の線形特性を示す
性能指標の１つである。増幅器に複数波の信号を加える
と、その歪み特性のため出力信号には入力した信号成分
の他に多くの不用な信号成分が発生し、これにより発生
した歪み信号成分は増幅器の出力信号品質を劣化させ
る。
【００２２】特に、移動体通信などでは、移動体の通信
局数が多く、１つの増幅器で非常に多くの信号を増幅す
る。このような場合に線形特性の評価を行うには、信号
発生器を多数用意しなくてはならないので、実際には評
価できない。この代わりに、入力信号に雑音を使用して
増幅器の線形特性を評価する方法が考えられている。
局数が多く、１つの増幅器で非常に多くの信号を増幅す
る。このような場合に線形特性の評価を行うには、信号
発生器を多数用意しなくてはならないので、実際には評
価できない。この代わりに、入力信号に雑音を使用して
増幅器の線形特性を評価する方法が考えられている。
【００２３】この方法は、雑音信号の中に非常に狭い雑
音信号のないスリット（帯域）を設けて、この雑音信号
を増幅器に入力し、出力側でこのスリットに生じた電力
密度と雑音信号密度との電力比を測定する。したがっ
て、スリットに生じた電力密度が大きいほど増幅器の線
形特性が悪いことを表するものとなる。この電力比をＮ
ＰＲ（Noise Power Ratio ）といい、ＮＰＲの絶対値が
大きいほど複数波信号の増幅において歪みの発生が小さ
く、線形特性がよいと判断される。
音信号のないスリット（帯域）を設けて、この雑音信号
を増幅器に入力し、出力側でこのスリットに生じた電力
密度と雑音信号密度との電力比を測定する。したがっ
て、スリットに生じた電力密度が大きいほど増幅器の線
形特性が悪いことを表するものとなる。この電力比をＮ
ＰＲ（Noise Power Ratio ）といい、ＮＰＲの絶対値が
大きいほど複数波信号の増幅において歪みの発生が小さ
く、線形特性がよいと判断される。
【００２４】したがって、フィルタ回路として、ＬＣ並
列共振回路を用いることにより、λｇ／４線路を用いた
場合と比較して、ｊＸの小さくすることができるととも
に、ビート周波数成分を短絡するコンデンサ２を介して
接地することにより、複数のキャリア周波数に起因して
発生するビート信号を確実に低減できる。図２では、線
路長Ｌ＝λｇ／４のマイクロストリップ線路を用いた場
合と比較して、ＬＣ並列共振回路を用いた場合のＮＰＲ
特性が出力バックオフ量の広い範囲にわたって大幅に改
善されていることがわかる。
列共振回路を用いることにより、λｇ／４線路を用いた
場合と比較して、ｊＸの小さくすることができるととも
に、ビート周波数成分を短絡するコンデンサ２を介して
接地することにより、複数のキャリア周波数に起因して
発生するビート信号を確実に低減できる。図２では、線
路長Ｌ＝λｇ／４のマイクロストリップ線路を用いた場
合と比較して、ＬＣ並列共振回路を用いた場合のＮＰＲ
特性が出力バックオフ量の広い範囲にわたって大幅に改
善されていることがわかる。
【００２５】図３は、インダクタンスの構成例を示す説
明図であり、（ａ）はコイル状導線、（ｂ）はミアンダ
ラインの配線パターン、（ｃ）はスパイラリインダクタ
の配線パターンをそれぞれ用いた例を示している。特
に、図３（ａ）の場合には、比較的大きいインダクタン
ス量が得られ、図３（ｂ）および（ｃ）の場合には、部
材費および組立工程を削減できる。
明図であり、（ａ）はコイル状導線、（ｂ）はミアンダ
ラインの配線パターン、（ｃ）はスパイラリインダクタ
の配線パターンをそれぞれ用いた例を示している。特
に、図３（ａ）の場合には、比較的大きいインダクタン
ス量が得られ、図３（ｂ）および（ｃ）の場合には、部
材費および組立工程を削減できる。
【００２６】図４は、ＭＭＩＣによる構成例を示す説明
図であり、絶縁膜を介して配線パターンからなる電極を
積層することにより、基板上にコンデンサを形成した例
（ＭＭＩＣ：Monolithic Microwave Integrated Circui
t ）を示している。これにより、フィルタ回路１および
コンデンサ２の各回路部品が不要となり、組立工程を削
減できる。
図であり、絶縁膜を介して配線パターンからなる電極を
積層することにより、基板上にコンデンサを形成した例
（ＭＭＩＣ：Monolithic Microwave Integrated Circui
t ）を示している。これにより、フィルタ回路１および
コンデンサ２の各回路部品が不要となり、組立工程を削
減できる。
【００２７】次に、図５を参照して、本発明の第２の実
施の形態について説明する。図５は、本発明の第２の実
施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であり、
（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図である。同図におい
て、前述の説明（図１参照）と同じまたは同等部分には
同一符号を付してある。
施の形態について説明する。図５は、本発明の第２の実
施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であり、
（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図である。同図におい
て、前述の説明（図１参照）と同じまたは同等部分には
同一符号を付してある。
【００２８】本発明の第１の実施の形態（図１参照）と
比較して、ここではビート周波数成分を短絡するコンデ
ンサ２として、並列接続された複数のコンデンサ２Ａ〜
２Ｃを用いた点が異なる。ビート周波数が比較的低い場
合、大容量のコンデンサ２が必要となるが、この種のコ
ンデンサは形状が大きく、回路規模も大きくなる。これ
を避けるため、コンデンサ２を並列接続された複数のコ
ンデンサ２Ａ〜２Ｃで構成することにより、回路規模の
増大を回避できる。
比較して、ここではビート周波数成分を短絡するコンデ
ンサ２として、並列接続された複数のコンデンサ２Ａ〜
２Ｃを用いた点が異なる。ビート周波数が比較的低い場
合、大容量のコンデンサ２が必要となるが、この種のコ
ンデンサは形状が大きく、回路規模も大きくなる。これ
を避けるため、コンデンサ２を並列接続された複数のコ
ンデンサ２Ａ〜２Ｃで構成することにより、回路規模の
増大を回避できる。
【００２９】この場合、容量の小さいものほどフィルタ
回路１近傍に配置し、容量の大きいものほど離れた位置
に配置する。これにより、フィルタ回路１近傍に配置ス
ペースがない場合でも、無理なく配置できる。また、ビ
ート周波数成分のうち、比較的高い周波数成分が近傍の
コンデンサ２Ａで減衰されるため、離れたコンデンサ２
Ｃへは比較的波長の長い成分が供給されるものとなり、
大容量コンデンサで生じうる特性劣化、すなわち高周波
成分での共振発生に起因する特性劣化を回避できる。
回路１近傍に配置し、容量の大きいものほど離れた位置
に配置する。これにより、フィルタ回路１近傍に配置ス
ペースがない場合でも、無理なく配置できる。また、ビ
ート周波数成分のうち、比較的高い周波数成分が近傍の
コンデンサ２Ａで減衰されるため、離れたコンデンサ２
Ｃへは比較的波長の長い成分が供給されるものとなり、
大容量コンデンサで生じうる特性劣化、すなわち高周波
成分での共振発生に起因する特性劣化を回避できる。
【００３０】なお、図６に示すように、小容量コンデン
サ２Ａと大容量コンデンサ２Ｃとの間にインダクタンス
３を設けてもよい。これにより、高周波成分がインダク
タンス３により遮断され、大容量コンデンサ２Ｃでの共
振に起因する特性劣化を回避できる。
サ２Ａと大容量コンデンサ２Ｃとの間にインダクタンス
３を設けてもよい。これにより、高周波成分がインダク
タンス３により遮断され、大容量コンデンサ２Ｃでの共
振に起因する特性劣化を回避できる。
【００３１】次に、図７を参照して、本発明の第３の実
施の形態について説明する。図７は、本発明の第３の実
施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であり、
（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図である。同図におい
て、前述の説明（図１参照）と同じまたは同等部分には
同一符号を付してある。
施の形態について説明する。図７は、本発明の第３の実
施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であり、
（ａ）は回路図、（ｂ）は構成図である。同図におい
て、前述の説明（図１参照）と同じまたは同等部分には
同一符号を付してある。
【００３２】本発明の第１の実施の形態（図１参照）と
比較して、ここではＦＥＴ１０のドレインＤにフィルタ
回路１を介して直流バイアス電圧ＶDSを供給するように
した点が異なる。すなわち、図７では、フィルタ回路１
とコンデンサ２との接続点に直流バイアス電圧ＶDSが接
続されており、ここからフィルタ回路１のインダクタン
ス１Ｂを介して、ＦＥＴ１０のドレインＤに直流バイア
ス電圧ＶDSが供給される。
比較して、ここではＦＥＴ１０のドレインＤにフィルタ
回路１を介して直流バイアス電圧ＶDSを供給するように
した点が異なる。すなわち、図７では、フィルタ回路１
とコンデンサ２との接続点に直流バイアス電圧ＶDSが接
続されており、ここからフィルタ回路１のインダクタン
ス１Ｂを介して、ＦＥＴ１０のドレインＤに直流バイア
ス電圧ＶDSが供給される。
【００３３】これにより、図１２に示した従来技術と同
様に、キャリア周波数に対して高インピーダンスとな
る。このため、直流バイアス電圧ＶDS側へのマイクロ波
信号の漏れを防ぐことができるという効果が得られる。
さらに、ドレインと接続された線路の片側に近接して配
置することができるので、前述した実施の形態よりも占
有面積を小さくできる（図１，図６参照）。
様に、キャリア周波数に対して高インピーダンスとな
る。このため、直流バイアス電圧ＶDS側へのマイクロ波
信号の漏れを防ぐことができるという効果が得られる。
さらに、ドレインと接続された線路の片側に近接して配
置することができるので、前述した実施の形態よりも占
有面積を小さくできる（図１，図６参照）。
【００３４】次に、図８を参照して、本発明の第４の実
施の形態について説明する。図８は、本発明の第４の実
施の形態によるマイクロ波増幅器に用いるフィルタ回路
の周波数特性を示す説明図であり、（ａ）はローパスフ
ィルタの特性例、（ｂ）はバンドリジェクションフィル
タの特性例である。
施の形態について説明する。図８は、本発明の第４の実
施の形態によるマイクロ波増幅器に用いるフィルタ回路
の周波数特性を示す説明図であり、（ａ）はローパスフ
ィルタの特性例、（ｂ）はバンドリジェクションフィル
タの特性例である。
【００３５】本発明の第１の実施の形態（図１参照）と
比較して、ここでは、フィルタ回路１として、例えば図
８（ｂ）に示す特性を有するローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）や、図８（ｃ）に示すような特性を有するローパス
タイプのバンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ：帯域
消去フィルタ）などが用いられる。いずれの場合も、マ
イクロ波信号のキャリア周波数ｆ0 で減衰量が大きく
（高インピーダンス）、ビート信号のビート周波数ｆB
で減衰量が小さい（低インピーダンス）周波数特性を有
している。
比較して、ここでは、フィルタ回路１として、例えば図
８（ｂ）に示す特性を有するローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）や、図８（ｃ）に示すような特性を有するローパス
タイプのバンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ：帯域
消去フィルタ）などが用いられる。いずれの場合も、マ
イクロ波信号のキャリア周波数ｆ0 で減衰量が大きく
（高インピーダンス）、ビート信号のビート周波数ｆB
で減衰量が小さい（低インピーダンス）周波数特性を有
している。
【００３６】図９は、ローパスタイプのバンドリジェク
ションフィルタを用いた構成例を示す説明図である。こ
こでいうローパスタイプとは、図９（ａ）に示すよう
に、直列接続された１以上のインダクタンスＬの両端、
または両端および各インダクタンス間にコンデンサＣを
接続したものである。
ションフィルタを用いた構成例を示す説明図である。こ
こでいうローパスタイプとは、図９（ａ）に示すよう
に、直列接続された１以上のインダクタンスＬの両端、
または両端および各インダクタンス間にコンデンサＣを
接続したものである。
【００３７】図９（ｂ）には、ＬＣ３段形のローパスタ
イプのバンドリジェクションフィルタとして、１つのイ
ンダクタンスＬをポンディングワイヤー線で構成し、そ
の両端にチップコンデンサＣを配置し、その他端を接地
電位（ＧＮＤ）に接続したものが示されている。これに
より、ＬＣ共振形（図１参照）に比較して、ＬＣの値を
組み合わせることにより、広帯域のマイクロ波信号に対
して高インピーダンスとすることができる。
イプのバンドリジェクションフィルタとして、１つのイ
ンダクタンスＬをポンディングワイヤー線で構成し、そ
の両端にチップコンデンサＣを配置し、その他端を接地
電位（ＧＮＤ）に接続したものが示されている。これに
より、ＬＣ共振形（図１参照）に比較して、ＬＣの値を
組み合わせることにより、広帯域のマイクロ波信号に対
して高インピーダンスとすることができる。
【００３８】次に、図１０を参照して、本発明の第５の
実施の形態について説明する。図１０は本発明の第５の
実施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であ
り、（ａ）はＦＥＴのゲートＧおよびドレインＤの両方
に前述のフィルタ回路と大容量コンデンサを設けた場
合、（ｂ）はさらに前述の第２の実施の形態（図６参
照）を組み合わせた場合を示している。
実施の形態について説明する。図１０は本発明の第５の
実施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であ
り、（ａ）はＦＥＴのゲートＧおよびドレインＤの両方
に前述のフィルタ回路と大容量コンデンサを設けた場
合、（ｂ）はさらに前述の第２の実施の形態（図６参
照）を組み合わせた場合を示している。
【００３９】図１０（ａ）では、フィルタ回路３１と大
容量のコンデンサ３２との直列接続回路をＦＥＴ１０の
ドレインＤと接地電位との間に接続するとともに、フィ
ルタ回路４１と大容量のコンデンサ４２との直列接続回
路をＦＥＴ１０のゲートＧと接地電位との間に接続して
いる。これにより、ＦＥＴ１０の出力側だけではなく入
力側でもビート信号を減衰さることができ、ビート信号
に起因する出力歪みを効率よく抑制できる。
容量のコンデンサ３２との直列接続回路をＦＥＴ１０の
ドレインＤと接地電位との間に接続するとともに、フィ
ルタ回路４１と大容量のコンデンサ４２との直列接続回
路をＦＥＴ１０のゲートＧと接地電位との間に接続して
いる。これにより、ＦＥＴ１０の出力側だけではなく入
力側でもビート信号を減衰さることができ、ビート信号
に起因する出力歪みを効率よく抑制できる。
【００４０】また図１０（ｂ）では、図１０（ａ）の構
成のうち、コンデンサ３２を、複数のコンデンサ３２
Ａ，３２Ｂで構成し、特に、比較的容量の小さいコンデ
ンサ３２Ａをフィルタ回路１に直接接続するとともに、
その接続点からにインダクタンス３３を介して比較的容
量の大きいコンデンサ３２Ｂを接続したものであり、コ
ンデンサ４２についても、同様にコンデンサ４２Ａ，４
２Ｂおよびインダクタンス４３から構成したものであ
る。
成のうち、コンデンサ３２を、複数のコンデンサ３２
Ａ，３２Ｂで構成し、特に、比較的容量の小さいコンデ
ンサ３２Ａをフィルタ回路１に直接接続するとともに、
その接続点からにインダクタンス３３を介して比較的容
量の大きいコンデンサ３２Ｂを接続したものであり、コ
ンデンサ４２についても、同様にコンデンサ４２Ａ，４
２Ｂおよびインダクタンス４３から構成したものであ
る。
【００４１】これにより、前述の第２の実施の形態（図
６参照）と同様に、高周波成分がインダクタンス３３，
４３により遮断され、大容量コンデンサ３２Ｂ，３３Ｂ
で生じうる特性劣化、すなわち高周波成分での共振発生
に起因する特性劣化を回避できる。なお、ＦＥＴ１０の
入力側のみにフィルタ回路４１およびコンデンサ４２を
設けてもよく、前述した第１の実施の形態と同様の作用
効果が得られる。
６参照）と同様に、高周波成分がインダクタンス３３，
４３により遮断され、大容量コンデンサ３２Ｂ，３３Ｂ
で生じうる特性劣化、すなわち高周波成分での共振発生
に起因する特性劣化を回避できる。なお、ＦＥＴ１０の
入力側のみにフィルタ回路４１およびコンデンサ４２を
設けてもよく、前述した第１の実施の形態と同様の作用
効果が得られる。
【００４２】次に、図１１を参照して、本発明の第６の
実施の形態について説明する。図１１は、本発明の第６
の実施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であ
り、パッケージ内部で並列動作する複数ＦＥＴを整合す
る内部整合型のマイクロ波増幅器（トランジスタ）であ
る。このような、パッケージ内部で並列動作する複数Ｆ
ＥＴを整合する内部整合型のマイクロ波増幅器では、パ
ッケージ内部に分配回路７１、入力整合回路７２，８
２、ＦＥＴ回路７３，８３、出力整合回路７４，８４お
よび合成回路７５が設けられている。
実施の形態について説明する。図１１は、本発明の第６
の実施の形態によるマイクロ波増幅器を示す説明図であ
り、パッケージ内部で並列動作する複数ＦＥＴを整合す
る内部整合型のマイクロ波増幅器（トランジスタ）であ
る。このような、パッケージ内部で並列動作する複数Ｆ
ＥＴを整合する内部整合型のマイクロ波増幅器では、パ
ッケージ内部に分配回路７１、入力整合回路７２，８
２、ＦＥＴ回路７３，８３、出力整合回路７４，８４お
よび合成回路７５が設けられている。
【００４３】ゲート端子７０から入力されたマイクロ波
信号は、分配回路７１にて各入力整合回路７２，８２に
分配され、ここでインダクタンスやキャパシタンスなど
によりインピーダンス整合された後、ＦＥＴ回路７３，
８３に設けられた並列動作する各ＦＥＴに入力され、増
幅出力される。その後、出力整合回路７４，８４にてイ
ンダクタンスやキャパシタンスなどによりインピーダン
ス整合された後、合成回路７５ですべての増幅出力が合
成されて、ドレイン端子７６から出力されるものとな
る。
信号は、分配回路７１にて各入力整合回路７２，８２に
分配され、ここでインダクタンスやキャパシタンスなど
によりインピーダンス整合された後、ＦＥＴ回路７３，
８３に設けられた並列動作する各ＦＥＴに入力され、増
幅出力される。その後、出力整合回路７４，８４にてイ
ンダクタンスやキャパシタンスなどによりインピーダン
ス整合された後、合成回路７５ですべての増幅出力が合
成されて、ドレイン端子７６から出力されるものとな
る。
【００４４】しかし、このようなマイクロ波増幅器に、
多数のキャリア周波数が含まれるマイクロ波信号を入力
した場合、これらキャリア周波数により低周波のビート
信号が発生し、入力整合回路７２，８２および出力整合
回路７４，８４が有するインダクタンス、キャパシタン
ス、分配回路７１および合成回路７５の伝送ラインによ
る位相角、その他ボンディングワイヤなどのリアクタン
ス成分ｊＸにて、ＦＥＴ回路７３，８３の増幅出力に歪
みを生じるという問題点があった。
多数のキャリア周波数が含まれるマイクロ波信号を入力
した場合、これらキャリア周波数により低周波のビート
信号が発生し、入力整合回路７２，８２および出力整合
回路７４，８４が有するインダクタンス、キャパシタン
ス、分配回路７１および合成回路７５の伝送ラインによ
る位相角、その他ボンディングワイヤなどのリアクタン
ス成分ｊＸにて、ＦＥＴ回路７３，８３の増幅出力に歪
みを生じるという問題点があった。
【００４５】本発明の第６の実施の形態（図１１参照）
では、ＦＥＴ回路７３，８３のドレインＤの近傍に、ド
レインＤからのボンディングパターン７７，８７を設
け、ボンディングパターン７７，８７とＦＥＴ回路７
３，８３のドレインＤとを接続するようにしたものであ
る。さらに、ボンディングパターン７７，８７の一端
に、フィルタ回路５１，５３をそれぞれ接続し、その他
端と接地電位（ＧＮＤ）との間にビート信号を短絡する
コンデンサ５２，５４を接続したものである。
では、ＦＥＴ回路７３，８３のドレインＤの近傍に、ド
レインＤからのボンディングパターン７７，８７を設
け、ボンディングパターン７７，８７とＦＥＴ回路７
３，８３のドレインＤとを接続するようにしたものであ
る。さらに、ボンディングパターン７７，８７の一端
に、フィルタ回路５１，５３をそれぞれ接続し、その他
端と接地電位（ＧＮＤ）との間にビート信号を短絡する
コンデンサ５２，５４を接続したものである。
【００４６】この場合、フィルタ回路５１は、それぞれ
コンデンサ５１Ａおよびインダクタンス５１ＢのＬＣ並
列共振回路から構成され、フィルタ回路５３は、コンデ
ンサ５３Ａおよびインダクタンス５３ＢのＬＣ並列共振
回路から構成されているが、前述した他の構成例を用い
てもよい。
コンデンサ５１Ａおよびインダクタンス５１ＢのＬＣ並
列共振回路から構成され、フィルタ回路５３は、コンデ
ンサ５３Ａおよびインダクタンス５３ＢのＬＣ並列共振
回路から構成されているが、前述した他の構成例を用い
てもよい。
【００４７】これにより、ＦＥＴ側から見た比較的低い
ビート周波数における負荷側インピーダンスは、出力整
合回路７４，８４が有するインダクタ、キャパシタおよ
び合成回路７５の伝送ラインなどによりリアクタンス成
分ｊＸが大きくなる。しかし、ドレインＤの近傍にフィ
ルタ回路を並列に設けることにより、リアクタンス成分
ｊＸを小さくできる。
ビート周波数における負荷側インピーダンスは、出力整
合回路７４，８４が有するインダクタ、キャパシタおよ
び合成回路７５の伝送ラインなどによりリアクタンス成
分ｊＸが大きくなる。しかし、ドレインＤの近傍にフィ
ルタ回路を並列に設けることにより、リアクタンス成分
ｊＸを小さくできる。
【００４８】したがって、多数のキャリア周波数に起因
する低周波のビート信号は減衰し、増幅出力の歪みを低
減できる。これにより、パッケージ内部で並列動作する
複数ＦＥＴを整合する内部整合型のマイクロ波増幅器
に、多数のキャリア周波数が含まれるマイクロ波が入力
された場合でも、多数のキャリア周波数に起因する低周
波のビート信号を減衰することができ、増幅出力の歪み
を低減できる。
する低周波のビート信号は減衰し、増幅出力の歪みを低
減できる。これにより、パッケージ内部で並列動作する
複数ＦＥＴを整合する内部整合型のマイクロ波増幅器
に、多数のキャリア周波数が含まれるマイクロ波が入力
された場合でも、多数のキャリア周波数に起因する低周
波のビート信号を減衰することができ、増幅出力の歪み
を低減できる。
【００４９】なお、図１１では、パッケージ内部で並列
動作する複数のＦＥＴを整合する内部整合型のマイクロ
波増幅器を例に説明したが、並列動作のみならず、単一
動作の場合でも本発明を適用することができ、前述と同
様の作用効果が得られる。さらに、パッケージに収容す
る場合のみではなく、ディスクリート部品を用いて並列
動作する複数ＦＥＴを有するマイクロ波集積回路に適用
することができ、前述と同様の作用効果が得られる。
動作する複数のＦＥＴを整合する内部整合型のマイクロ
波増幅器を例に説明したが、並列動作のみならず、単一
動作の場合でも本発明を適用することができ、前述と同
様の作用効果が得られる。さらに、パッケージに収容す
る場合のみではなく、ディスクリート部品を用いて並列
動作する複数ＦＥＴを有するマイクロ波集積回路に適用
することができ、前述と同様の作用効果が得られる。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、各キャ
リア周波数で高インピーダンスとなり、ビート信号のビ
ート周波数で低インピーダンスとなるフィルタ回路、あ
るいは各キャリア周波数に比較して、ビート信号のビー
ト周波数での減衰量が小さい周波数特性を有するフィル
タ回路と、このフィルタ回路と接地間に接続された容量
素子とを設けて、マイクロ波信号に含まれる複数のキャ
リア周波数の差に起因して生じるビート信号を、フィル
タ回路および容量素子を介して接地電位に短絡するよう
にしたものである。したがって、従来のように、単にλ
ｇ／４線路を介して低周波の入力信号をコンデンサにて
接地電位に短絡する場合と比較して、マイクロ波信号に
含まれる複数のキャリア周波数の差に起因して生じるビ
ート信号を確実に減衰させることができ、増幅するマイ
クロ波信号に多数のキャリア周波数が含まれる場合でも
良好な歪み特性が得られる。
リア周波数で高インピーダンスとなり、ビート信号のビ
ート周波数で低インピーダンスとなるフィルタ回路、あ
るいは各キャリア周波数に比較して、ビート信号のビー
ト周波数での減衰量が小さい周波数特性を有するフィル
タ回路と、このフィルタ回路と接地間に接続された容量
素子とを設けて、マイクロ波信号に含まれる複数のキャ
リア周波数の差に起因して生じるビート信号を、フィル
タ回路および容量素子を介して接地電位に短絡するよう
にしたものである。したがって、従来のように、単にλ
ｇ／４線路を介して低周波の入力信号をコンデンサにて
接地電位に短絡する場合と比較して、マイクロ波信号に
含まれる複数のキャリア周波数の差に起因して生じるビ
ート信号を確実に減衰させることができ、増幅するマイ
クロ波信号に多数のキャリア周波数が含まれる場合でも
良好な歪み特性が得られる。
【００５１】また、このフィルタ回路を能動素子の出力
端子に設け、あるいはこの出力端子に接続される線路で
あってかつその能動素子の出力端子近傍の線路に設けた
ので、能動素子の出力端からフィルタ回路までの線路距
離が長い場合と比較して、その線路距離によるインダク
タンス成分を小さくすることができ、より効率よくビー
ト信号を低減できる。また、フィルタ回路を、容量素子
とインダクタンス素子との並列接続からなるＬＣ並列共
振回路から構成したので、極めて簡素な回路構成により
フィルタ回路を構成できる。また、フィルタ回路のイン
ダクタンス素子を、ボンディングワイヤー線またはコイ
ル状の導線、あるいは配線パターンにより形成されたミ
アンダラインまたはスパイラルインダクタから構成し、
あるいは容量素子を、絶縁膜を介して積層された配線パ
ターンから構成したので、部材費、製造コストや組立工
数を削減できる。
端子に設け、あるいはこの出力端子に接続される線路で
あってかつその能動素子の出力端子近傍の線路に設けた
ので、能動素子の出力端からフィルタ回路までの線路距
離が長い場合と比較して、その線路距離によるインダク
タンス成分を小さくすることができ、より効率よくビー
ト信号を低減できる。また、フィルタ回路を、容量素子
とインダクタンス素子との並列接続からなるＬＣ並列共
振回路から構成したので、極めて簡素な回路構成により
フィルタ回路を構成できる。また、フィルタ回路のイン
ダクタンス素子を、ボンディングワイヤー線またはコイ
ル状の導線、あるいは配線パターンにより形成されたミ
アンダラインまたはスパイラルインダクタから構成し、
あるいは容量素子を、絶縁膜を介して積層された配線パ
ターンから構成したので、部材費、製造コストや組立工
数を削減できる。
【００５２】また、フィルタ回路に接続される容量素子
を複数の容量素子から構成し、各容量素子のうち容量が
小さいものほど前記フィルタ回路との接続点の近くに配
置したので、フィルタ回路近傍に配置スペースがない場
合でも、無理なく配置できるとともに、ビート周波数成
分のうち、比較的高い周波数成分が近傍の容量素子で減
衰されるため、離れた容量素子へは比較的波長の長い成
分が供給されるものとなり、大容量の容量素子で生じう
る特性劣化、すなわち高周波成分での共振発生に起因す
る特性劣化を回避できる。また、これら複数の容量素子
のうち大容量のものとフィルタ回路との接続点との間に
インダクタンス素子を設けたので、高周波成分がこのイ
ンダクタンスにより遮断され、大容量の容量素子での共
振に起因する特性劣化を回避できる。また、フィルタ回
路と容量素子との接続点から、能動素子に対して所定の
直流バイアス電圧を供給するようにしたので、直流バイ
アス電圧を能動素子の出力端子へ供給するための回路が
不要となり、回路構成部品を低減できるとともに、回路
面積を小さくでき、増幅器を小型化することができる。
を複数の容量素子から構成し、各容量素子のうち容量が
小さいものほど前記フィルタ回路との接続点の近くに配
置したので、フィルタ回路近傍に配置スペースがない場
合でも、無理なく配置できるとともに、ビート周波数成
分のうち、比較的高い周波数成分が近傍の容量素子で減
衰されるため、離れた容量素子へは比較的波長の長い成
分が供給されるものとなり、大容量の容量素子で生じう
る特性劣化、すなわち高周波成分での共振発生に起因す
る特性劣化を回避できる。また、これら複数の容量素子
のうち大容量のものとフィルタ回路との接続点との間に
インダクタンス素子を設けたので、高周波成分がこのイ
ンダクタンスにより遮断され、大容量の容量素子での共
振に起因する特性劣化を回避できる。また、フィルタ回
路と容量素子との接続点から、能動素子に対して所定の
直流バイアス電圧を供給するようにしたので、直流バイ
アス電圧を能動素子の出力端子へ供給するための回路が
不要となり、回路構成部品を低減できるとともに、回路
面積を小さくでき、増幅器を小型化することができる。
【００５３】また、フィルタ回路を、ローパスフィルタ
またはローパスフィルタ型のバンドリジェクションフィ
ルタから構成したので、マイクロ波信号に含まれる複数
のキャリア周波数の差に起因して生じるビート信号を確
実に減衰させることができ、ＬＣの値の組み合わせによ
り、広帯域のマイクロ波信号に対して高インピーダンス
とすることができる。また、フィルタ回路を、マイクロ
波信号を増幅する能動素子の入力にも設けたので、能動
素子の出力側だけではなく入力側でもビート信号を減衰
さることができ、ビート信号に起因する出力歪みを効率
よく抑制できる。また、分配器、入力整合回路、能動素
子、フィルタ回路、容量素子、出力整合回路および合成
器とを１つのパッケージ内に収納したので、ビート信号
を除去するための回路部を外部に設けることなく、増幅
するマイクロ波信号に多数のキャリア周波数が含まれる
場合でも良好な歪み特性が得られるとともに、外部に接
続されるバイアス回路に依存しない。
またはローパスフィルタ型のバンドリジェクションフィ
ルタから構成したので、マイクロ波信号に含まれる複数
のキャリア周波数の差に起因して生じるビート信号を確
実に減衰させることができ、ＬＣの値の組み合わせによ
り、広帯域のマイクロ波信号に対して高インピーダンス
とすることができる。また、フィルタ回路を、マイクロ
波信号を増幅する能動素子の入力にも設けたので、能動
素子の出力側だけではなく入力側でもビート信号を減衰
さることができ、ビート信号に起因する出力歪みを効率
よく抑制できる。また、分配器、入力整合回路、能動素
子、フィルタ回路、容量素子、出力整合回路および合成
器とを１つのパッケージ内に収納したので、ビート信号
を除去するための回路部を外部に設けることなく、増幅
するマイクロ波信号に多数のキャリア周波数が含まれる
場合でも良好な歪み特性が得られるとともに、外部に接
続されるバイアス回路に依存しない。
【図１】 本発明の第１の実施の形態によるマイクロ波
増幅器を示す説明図である。
増幅器を示す説明図である。
【図２】 ＬＣ並列共振回路によるＮＰＲ特性を示す説
明図である。
明図である。
【図３】 インダクタンスの構成例を示す説明図であ
る。
る。
【図４】 ＭＭＩＣによるコンデンサの構成例を示す説
明図である。
明図である。
【図５】 本発明の第２の実施の形態によるマイクロ波
増幅器を示す説明図である。
増幅器を示す説明図である。
【図６】 本発明の第２の実施の形態による他のマイク
ロ波増幅器を示す説明図である。
ロ波増幅器を示す説明図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態によるマイクロ波
増幅器を示す説明図である。
増幅器を示す説明図である。
【図８】 本発明の第４の実施の形態によるマイクロ波
増幅器を示す説明図であり
増幅器を示す説明図であり
【図９】 ローパスタイプのバンドリジェクションフィ
ルタを用いた構成例を示す説明図である。
ルタを用いた構成例を示す説明図である。
【図１０】 本発明の第５の実施の形態によるマイクロ
波増幅器を示す説明図である。
波増幅器を示す説明図である。
【図１１】 本発明の第６の実施の形態によるマイクロ
波増幅器を示す説明図である。
波増幅器を示す説明図である。
【図１２】 従来のマイクロ波増幅器を示す説明図であ
る。
る。
１，３１，４１，５１，５３…フィルタ回路、１Ａ，５
１Ａ，５３Ａ…コンデンサ（第２の容量素子）、１Ｂ，
５１Ｂ，５３Ｂ…インダクタンス（インダクタンス素
子）、２，２Ａ〜２Ｃ，３２，３２Ａ，３２Ｂ，４２，
４２Ａ，４２Ｂ，５２，５４…コンデンサ（第１の容量
素子）、３，３３，４３…インダクタンス（インダクタ
ンス素子）、１０…ＦＥＴ（能動素子）、１１…λｇ／
４線路、１２…コンデンサ、７１…分配回路、７２，８
２…入力整合回路、７３，８３…ＦＥＴ回路、７４，８
４…出力整合回路、７５…合成回路，７７，８７…ボン
ディングパターン。
１Ａ，５３Ａ…コンデンサ（第２の容量素子）、１Ｂ，
５１Ｂ，５３Ｂ…インダクタンス（インダクタンス素
子）、２，２Ａ〜２Ｃ，３２，３２Ａ，３２Ｂ，４２，
４２Ａ，４２Ｂ，５２，５４…コンデンサ（第１の容量
素子）、３，３３，４３…インダクタンス（インダクタ
ンス素子）、１０…ＦＥＴ（能動素子）、１１…λｇ／
４線路、１２…コンデンサ、７１…分配回路、７２，８
２…入力整合回路、７３，８３…ＦＥＴ回路、７４，８
４…出力整合回路、７５…合成回路，７７，８７…ボン
ディングパターン。
Claims (14)
- 【請求項１】 異なる複数のキャリア周波数を含むマイ
クロ波信号を能動素子を用いて増幅するマイクロ波増幅
器において、 各キャリア周波数で高インピーダンスとなり、各キャリ
ア周波数に起因して発生するビート信号のビート周波数
で低インピーダンスとなるフィルタ回路と、 このフィルタ回路と接地間に接続された第１の容量素子
とを備えることを特徴とするマイクロ波増幅器。 - 【請求項２】 異なる複数のキャリア周波数を含むマイ
クロ波信号を能動素子を用いて増幅するマイクロ波増幅
器において、 各キャリア周波数に比較して、各キャリア周波数に起因
して発生するビート信号のビート周波数での減衰量が小
さい周波数特性を有するフィルタ回路と、 このフィルタ回路と接地間に接続された第１の容量素子
とを備えることを特徴とするマイクロ波増幅器。 - 【請求項３】 前記フィルタ回路が、前記マイクロ波信
号を増幅する能動素子の出力に設けられることを特徴と
する請求項１または２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項４】 前記フィルタ回路が、前記能動素子の出
力端子に接続される線路の前記能動素子の出力端子近傍
に設けられることを特徴とする請求項３記載のマイクロ
波増幅器。 - 【請求項５】 前記フィルタ回路が、第２の容量素子と
インダクタンス素子との並列接続からなるＬＣ並列共振
回路から構成されていることを特徴とする請求項１また
は２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項６】 前記インダクタンス素子が、ボンディン
グワイヤー線またはコイル状の導線から構成されている
ことを特徴とする請求項１または２記載のマイクロ波増
幅器。 - 【請求項７】 前記インダクタンス素子が、配線パター
ンにより形成されたミアンダラインまたはスパイラルイ
ンダクタから構成されていることを特徴とする請求項１
または２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項８】 前記第１または第２の容量素子が、絶縁
膜を介して積層された配線パターンから構成されている
ことを特徴とする請求項１または２記載のマイクロ波増
幅器。 - 【請求項９】 前記第１の容量素子が複数の容量素子か
ら構成され、各容量素子のうち容量が小さいものほど前
記フィルタ回路との接続点の近くに配置されていること
を特徴とする請求項１または２記載のマイクロ波増幅
器。 - 【請求項１０】 前記各容量素子のうち大容量のものと
前記フィルタ回路との接続点との間にインダクタンス素
子を備えることを特徴とする請求項９記載のマイクロ波
増幅器。 - 【請求項１１】 前記フィルタ回路と前記容量素子との
接続点に、所定の直流バイアス電圧を供給する直流バイ
アス電圧供給手段を備えることを特徴とする請求項１ま
たは２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項１２】 前記フィルタ回路は、ローパスフィル
タまたはローパスフィルタ型のバンドリジェクションフ
ィルタから構成されていることを特徴とする請求項１ま
たは２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項１３】 前記フィルタ回路が、前記マイクロ波
信号を増幅する能動素子の入力に設けられることを特徴
とする請求項１または２記載のマイクロ波増幅器。 - 【請求項１４】 複数の能動素子が設けられているとと
もに、これら各能動素子の出力と接地間に前記フィルタ
回路と前記第１の容量素子とが直列接続されており、 増幅するマイクロ波信号を前記各能動素子に分配する分
配器と、 前記分配器と前記複数の能動素子との間に接続された入
力整合回路と、 前記各能動素子の出力信号を合成して出力する合成器
と、 前記各能動素子と前記合成器との間に接続された出力整
合回路とを備え、 前記分配器、前記入力整合回路、前記各能動素子、前記
フィルタ回路、前記容量素子、前記出力整合回路および
前記合成器を１つのパッケージ内に収容したことを特徴
とする請求項１または２記載のマイクロ波増幅器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09297601A JP3123484B2 (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | マイクロ波増幅器 |
| CN98123560A CN1099755C (zh) | 1997-10-29 | 1998-10-29 | 减小差频噪声的微波放大器 |
| US09/181,913 US6346859B1 (en) | 1997-10-29 | 1998-10-29 | Microwave amplifier with reduced beat noise |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09297601A JP3123484B2 (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | マイクロ波増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136045A true JPH11136045A (ja) | 1999-05-21 |
| JP3123484B2 JP3123484B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=17848680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09297601A Expired - Fee Related JP3123484B2 (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | マイクロ波増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6346859B1 (ja) |
| JP (1) | JP3123484B2 (ja) |
| CN (1) | CN1099755C (ja) |
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| JP2006019789A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器 |
| JP2007329669A (ja) * | 2006-06-07 | 2007-12-20 | Murata Mfg Co Ltd | 電力増幅装置 |
| JP2012235223A (ja) * | 2011-04-28 | 2012-11-29 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
| WO2014050611A1 (ja) | 2012-09-25 | 2014-04-03 | 三菱電機株式会社 | マイクロ波増幅器 |
| JP2017513428A (ja) * | 2014-03-21 | 2017-05-25 | 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 電力増幅回路およびトランスミッタ |
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| JPH06188654A (ja) * | 1992-12-18 | 1994-07-08 | Fujitsu Ltd | 高周波増幅器 |
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1997
- 1997-10-29 JP JP09297601A patent/JP3123484B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-10-29 US US09/181,913 patent/US6346859B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-29 CN CN98123560A patent/CN1099755C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Date | Code | Title | Description |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |