JPH1080141A - Power-supply apparatus - Google Patents
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- JPH1080141A JPH1080141A JP23654096A JP23654096A JPH1080141A JP H1080141 A JPH1080141 A JP H1080141A JP 23654096 A JP23654096 A JP 23654096A JP 23654096 A JP23654096 A JP 23654096A JP H1080141 A JPH1080141 A JP H1080141A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力を直流電
力に変換する電源装置に係り、特に、比較的大容量の平
滑用コンデンサを有する直流電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply for converting AC power to DC power, and more particularly to a DC power supply having a relatively large-capacity smoothing capacitor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】商用電源は、交流電力で供給されるのが
一般的であり、他方、電気機器は、例えばインバータ装
置やシーケンサ、サーモモジュールを用いた冷却装置な
ど、直流電力により動作するものが数多く存在し、この
ため、交流電力を直流電力に変換して出力する直流電源
装置が使用されている。2. Description of the Related Art A commercial power supply is generally supplied by AC power, while an electric device is operated by DC power, such as an inverter device, a sequencer, or a cooling device using a thermo module. There are many DC power supplies that convert AC power into DC power and output the DC power.
【０００３】ところで、このような直流電源装置として
は、ダイオードなどの半導体素子からなる整流回路を用
い、商用交流電源から給電された交流から直流を得る方
式が殆どであるが、この場合、そのままでは直流出力に
リップル(脈流)分が残ってしまうので、直流出力側に平
滑用コンデンサを設けるのが通例である。[0003] In most cases, such a DC power supply uses a rectifier circuit composed of a semiconductor element such as a diode and obtains DC from AC supplied from a commercial AC power supply. Since a ripple (pulsation) remains in the DC output, it is customary to provide a smoothing capacitor on the DC output side.
【０００４】しかして、このような平滑用コンデンサを
用いると、電源投入時、この平滑用コンデンサの充電電
流による過渡的な突入電流が生じてしまう。そこで、平
滑用コンデンサと直列に抵抗(突入電流制限用抵抗)を接
続し、充電電流を抑えて突入電流を制限する方法が、従
来から一般的に用いられていた。However, when such a smoothing capacitor is used, a transient rush current occurs due to the charging current of the smoothing capacitor when the power is turned on. Therefore, a method of connecting a resistor (inrush current limiting resistor) in series with the smoothing capacitor and suppressing the charging current to limit the inrush current has been generally used.
【０００５】そして、この方法では、定常状態に移行し
た後で、突入電流制限用抵抗による電力損失が生じない
ようにするため、継電器(リレー)の接点、或いはサイリ
スタなどのスイッチング素子を用い、平滑用コンデンサ
の初期充電が終ったあと、この抵抗が短絡されてしまう
ようにする方法が用いられていた。In this method, in order to prevent the occurrence of power loss due to the inrush current limiting resistor after the transition to the steady state, the switching element such as a contact of a relay or a thyristor is used. After the initial charge of the capacitor for use, a method has been used in which this resistor is short-circuited.
【０００６】一方、この突入電流制限用抵抗として、温
度依存抵抗変化素子であるパワーサーミスタ(商品名)を
使用し、リレーなどによる短絡手段を不要にする方法も
用いられていた。On the other hand, a method has been used in which a power thermistor (trade name), which is a temperature-dependent variable resistance element, is used as the rush current limiting resistor, and a short-circuit means such as a relay is unnecessary.
【０００７】ここで、これらの従来技術の内、突入電流
制限用抵抗とリレーを用いた公知例としては、例えば、 安川電機株式会社発行 “ 技報 ”第５８巻 No.２ １９９４ 通巻２２３号 を挙げることができ、サイリスタを用いた公知例として
は、例えば、 ＣＱ出版発行、 “ 改訂 スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ ”
(第５章） を挙げることができる。[0007] Of these conventional techniques, as a known example using a rush current limiting resistor and a relay, for example, “Technical Report”, Vol. 58, No. 2, 1994, Vol. Known examples using a thyristor include, for example, CQ Publishing, “Revised switching regulator design know-how”
(Chapter 5).
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、突入
電流制限用抵抗を用いることによる不具合について配慮
がされておらず、以下の点で問題があった。まず、充分
な電流制限のためには、突入電流制限用抵抗として、損
失２０Ｗなどのかなり大きな電力容量のものが必要にな
るので、装置の小型化と低価格化が阻害されていた。In the above prior art, no consideration is given to the inconvenience caused by the use of the inrush current limiting resistor, and there is a problem in the following points. First, in order to sufficiently limit the current, a resistor having a considerably large power capacity such as a loss of 20 W is required as a rush current limiting resistor, which hinders miniaturization and cost reduction of the device.
【０００９】次に、突入電流制限用抵抗の抵抗値は、電
源投入当初での突入電流の制限値で決まるので、この制
限値を小さくしようとすると、ＣＲ時定数が大きくなっ
て、平滑用コンデンサの充電完了までの時間が長くな
り、電源投入後、定常状態になるまでの遅れが著しくな
り、他方、この遅れを嫌って、突入電流制限用抵抗の抵
抗値を小さくすれば、突入電流が大きくなって、商用交
流電源系に擾乱を与えたり、整流回路の保護が不十分に
得られなくなってしまう虞れがあった。Next, since the resistance value of the inrush current limiting resistor is determined by the inrush current limit value at the time of turning on the power, if this limit value is reduced, the CR time constant becomes large, and the smoothing capacitor is increased. The time until the completion of charging becomes longer, and the delay from turning on the power until reaching a steady state becomes remarkable.On the other hand, if the resistance of the inrush current limiting resistor is reduced to avoid this delay, the inrush current increases. As a result, there is a risk that the commercial AC power supply system may be disturbed or the rectifier circuit may not be sufficiently protected.
【００１０】また、定格負荷電流が大きくなるにつれ、
リレーの接点容量を大きくする必要があり、場合によっ
ては、コンタクタ（電磁接触器)が必要になるので、こ
の点でも装置の小型化と低価格化が阻害されていた。Further, as the rated load current increases,
It is necessary to increase the contact capacity of the relay, and in some cases, a contactor (electromagnetic contactor) is required, and this also hinders miniaturization and cost reduction of the device.
【００１１】さらに、突入電流制限用抵抗短絡用にサイ
リスタを使用した場合には、ミス点弧の虞れがあるた
め、充分な電流抑制が得られなかったり、電源再投入時
に消弧できないで過大な電流が流れたり、素子の破壊を
生じたりする虞れがあり、さらに、近年は、サイリスタ
が他の半導体素子にとって代られるようになった結果、
入手が困難になる傾向にあり、実装に問題があった。Further, when a thyristor is used for short-circuiting a resistor for limiting inrush current, there is a risk of misfiring, so that sufficient current suppression cannot be obtained or the arc cannot be extinguished when the power is turned on again, resulting in an excessively large current. Current may flow, or the element may be destroyed. In addition, in recent years, thyristors have been replaced by other semiconductor elements,
It tends to be difficult to obtain and there is a problem in implementation.
【００１２】そして、これら突入電流制限用抵抗と、リ
レー又はサイリスタなどは、電源投入後、定常運転状態
に入ってしまえば、以後は、機能上は何の役にも立たな
い不必要なものになっているに過ぎなかった。本発明の
目的は、従来の問題点を解決し、小型化、低価格化が充
分に図れるようにした電源装置を提供することにある。[0012] These inrush current limiting resistors and relays or thyristors become unnecessary if they enter a steady-state operation state after power-on, and have no function. It was just becoming. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a power supply device which solves the conventional problems and which can be sufficiently reduced in size and cost.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】上記目的は、平滑用コン
デンサによる突入電流の制限機能を、自己消弧型の半導
体素子である絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ(Ｉ
ＧＢＴ)により得るようにすると共に、この絶縁ゲート
形バイポーラトランジスタの導通状態を突入電流制限動
作中に制御するようにして達成される。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an insulated gate bipolar transistor (I-type) which is a self-extinguishing type semiconductor device by using a smoothing capacitor to limit an inrush current.
GBT), and the conduction state of the insulated gate bipolar transistor is controlled during the inrush current limiting operation.
【００１４】ここで、近年、ＩＧＢＴの使用範囲の拡大
は目覚ましく、このことは、電流検出機能が付与された
マルチエミッタ形のＩＧＢＴが製品化されるにつれて、
さらに加速されている。そこで、本発明では、この電流
検出機能を利用し、平滑用コンデンサへの充電電流が一
定値を越えないように制御することができるようにした
ものであり、このとき、ＩＧＢＴは、定電流素子と見做
すことができ、これにより、突入電流制限用抵抗と同様
の機能を得ることができる。[0014] In recent years, the range of use of IGBTs has been remarkably expanded. This is because a multi-emitter type IGBT provided with a current detection function has been commercialized.
It is being accelerated further. Therefore, in the present invention, the current detection function is used to control the charging current to the smoothing capacitor so as not to exceed a certain value. At this time, the IGBT is provided with a constant current element. Thus, the same function as that of the inrush current limiting resistor can be obtained.
【００１５】そして、平滑用コンデンサの初期充電が完
了した時点で、ＩＧＢＴによる電流の制限値を変更する
ことにより、従来技術でのリレー又はサイリスタと同様
の機能を得ることができると共に、これらの有効利用が
図れることになる。By changing the current limit value of the IGBT at the time when the initial charging of the smoothing capacitor is completed, it is possible to obtain the same function as that of the relay or thyristor in the prior art, and to obtain the above-mentioned functions. It can be used.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】以下、本発明による電源装置につ
いて、図示の実施の形態により詳細に説明する。図１
は、本発明の一実施形態で、図において、１は交流電
源、２は整流回路、３は平滑用コンデンサ、４はＩＧＢ
Ｔ、５は電流検出用の抵抗、６は電流制御回路、７は動
作電圧取出用の抵抗、そして８は動作電圧を平滑するた
めのコンデンサである。なお、Ｐは直流＋出力端子で、
Ｎは直流−出力端子、Ｐ0は整流＋出力端子、そしてＮ0
は整流−出力端子である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a power supply device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments. FIG.
Is an embodiment of the present invention. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a rectifier circuit, 3 is a smoothing capacitor, and 4 is an IGB.
T, 5 are resistors for current detection, 6 is a current control circuit, 7 is a resistor for taking out an operating voltage, and 8 is a capacitor for smoothing the operating voltage. P is a DC + output terminal,
N DC - output terminals, P 0 is rectified + output terminal and N 0,
Is a rectification-output terminal.
【００１７】交流電源１は、例えば商用３相交流電源
で、これから供給された３相交流電圧が整流回路２によ
り整流されて出力端子Ｐ0、Ｎに直流電圧Ｖ0が出力さ
れ、この直流電圧Ｅが平滑用コンデンサ３により平滑化
され、出力端子Ｐ、Ｎから、図示してない、例えばシー
ケンサなどの直流電力を必要とする負荷に、直流電圧Ｖ
として供給されるようになっている。The AC power supply 1 is, for example, a commercial three-phase AC power supply. The supplied three-phase AC voltage is rectified by a rectifier circuit 2 and a DC voltage V 0 is output to output terminals P 0 and N. E is smoothed by the smoothing capacitor 3, and the DC voltage V is applied from the output terminals P and N to a load (not shown) such as a sequencer, which requires DC power.
It is supplied as.
【００１８】このとき、整流回路２の負側の出力端子Ｎ
0と負側の出力端子Ｎの間には、電流検出用の抵抗５を
介して、ＩＧＢＴ４のエミッタＥとコレクタＣが直列に
接続されており、従って、このＩＧＢＴ４の導通状態に
より、整流回路２から平滑用コンデンサ３に流れ込む電
流を制御することができ、このときの電流Ｉが抵抗５を
流れることにより、電流検出電圧ＶIS が得られること
になる。At this time, the negative output terminal N of the rectifier circuit 2
The emitter E and the collector C of the IGBT 4 are connected in series between the 0 and the negative output terminal N via the current detecting resistor 5. , The current flowing into the smoothing capacitor 3 can be controlled. At this time, the current I flows through the resistor 5 to obtain the current detection voltage V IS .
【００１９】ＩＧＢＴ４のゲートＧは電流制御回路６の
端子６a に接続され、エミッタＥは同じく電流制御回路
６の端子６b に接続され、これにより、ＩＧＢＴ４の導
通状態は、この電流制御回路６により制御されるように
なっている。The gate G of the IGBT 4 is connected to the terminal 6 a of the current control circuit 6, and the emitter E is also connected to the terminal 6 b of the current control circuit 6. Is controlled by the
【００２０】動作電圧取出用の抵抗７は、正側の整流出
力端子Ｐ0の電圧を分圧し、電流制御回路６を動作させ
るため、所定の電圧を取り出す働きをする。そして、こ
のとき、コンデンサ８は、電流制御回路６から見た電源
側のインピーダンスを下げる働きをする。The operating voltage extracting resistor 7 functions to extract a predetermined voltage to divide the voltage of the positive side rectified output terminal P 0 and operate the current control circuit 6. At this time, the capacitor 8 functions to lower the impedance on the power supply side as viewed from the current control circuit 6.
【００２１】次に、図２により電流制御回路６の詳細に
ついて説明する。まず、端子６c は抵抗７とコンデンサ
８の接続点Ｐ1に、そして端子６d は整流回路２の負側
の出力端子Ｎ0に接続され、これにより、端子６c と端
子６d 間に、ツェナーダイオード６０のツェナー電圧Ｖ
Z60 で決まる動作電圧ＶCC が、この電流制御回路６を
動作させるための電源として得られるようになってい
る。Next, the details of the current control circuit 6 will be described with reference to FIG. First, the connection point P 1 of the terminal 6 c resistor 7 and capacitor 8, and the terminal 6 d is connected to the output terminal N 0 of the negative side of the rectifier circuit 2, thereby, between the terminals 6 c and the terminal 6 d , Zener voltage V of Zener diode 60
An operating voltage V CC determined by Z60 is obtained as a power supply for operating the current control circuit 6.
【００２２】オペアンプ(演算増幅器)６３は、その反転
入力(−)に、抵抗６１とツェナーダイオード６２の接続
点から、このツェナーダイオード６２のツェナー電圧Ｖ
Z62で決まる所定の電圧を取り込み、これにより、抵抗
６４、６５と共に、オフセット値を持った誤差増幅器と
して動作し、ＩＧＢＴ４のエミッタＥと抵抗５の接続点
に現われる電流検出電圧ＶIS を端子６b を介して非反
転入力(＋)に取り込み、反転した電圧Ｖ1 を出力する働
きをする。An operational amplifier (operational amplifier) 63 has a zener voltage V of the zener diode 62 connected to the inverting input (−) of the operational amplifier 63 from a connection point between the resistor 61 and the zener diode 62.
Captures the predetermined voltage determined by Z62, thereby, the resistance 64 and 65, operates as an error amplifier having an offset value, the terminal 6 the current sense voltage V IS appearing at the connection point of the emitter E and the resistor 5 of the IGBT 4 b uptake in the non-inverting input (+) via operative to output the voltages V 1 inverted.
【００２３】オペアンプ６６は、抵抗６７、６８と共に
反転増幅器として動作し、オペアンプ６３の出力電圧Ｖ
1 の極性を反転し、電圧Ｖ2 を出力する働きをする。従
って、このオペアンプ６６の出力電圧Ｖ2 は、レベルが
変更されただけで、電流検出電圧ＶIS に比例した電圧
となる。The operational amplifier 66 operates as an inverting amplifier together with the resistors 67 and 68, and outputs the output voltage V of the operational amplifier 63.
Inverting the first polarity, and serves to output a voltage V 2. Therefore, the output voltage V 2 of the operational amplifier 66 becomes a voltage proportional to the current detection voltage V IS just by changing the level.
【００２４】オペアンプ７２は、オペアンプ６６の出力
電圧Ｖ2 を反転入力(−)に、抵抗６９とツェナーダイオ
ード７０の接続点に現われる電圧ＶC を非反転入力(＋)
に夫々取り込み、電圧ＶC を基準値として、これらを比
較し、比較結果をバッファ用のトランジスタ７３、７４
で電流増幅し、ＩＧＢＴ４を制御するための信号電圧Ｖ
G を端子６a から出力させる働きをする。The operational amplifier 72 has an inverting input an output voltage V 2 of the operational amplifier 66 (-), a non-inverting input voltage V C appearing at the connection point of the resistor 69 and zener diode 70 (+)
And compare them with the voltage V C as a reference value, and compare the comparison results with buffer transistors 73 and 74.
Signal V for controlling the IGBT 4
It serves to output G from the terminal 6 a.
【００２５】従って、この電流制御回路６は、電流検出
用抵抗５で検出された電圧ＶIS が基準の電圧ＶC に追
従してゆくのに必要な信号電圧ＶG を出力し、且つ、こ
の結果、ＩＧＢＴ４の導通状態が制御されるので、電流
検出電圧ＶIS も、この電圧ＶC に追従してゆくように
動作することになり、結局、信号電圧ＶG は電圧ＶCに
比例して変化し、さらに、この信号電圧ＶG に比例して
検出電圧ＶIS も変化することになる。[0025] Therefore, the current control circuit 6 outputs a signal voltage V G required voltage V IS detected by the current detection resistor 5 is slide into following the voltage V C of the reference, and this result, the conduction state of the IGBT4 is controlled, also the current detection voltage V iS, it will be operative to slide into follow this voltage V C, after all, the signal voltage V G in proportion to the voltage V C The detection voltage V IS changes in proportion to the signal voltage V G.
【００２６】そして、この結果、基準の電圧ＶC に対応
した電流が電流検出用抵抗５に流れるように信号電圧Ｖ
G が制御され、ＩＧＢＴ４の導通状態が制御されること
になる。なお、トランジスタ７５と抵抗７６、７７につ
いては、後述する。As a result, the signal voltage V is adjusted so that a current corresponding to the reference voltage V C flows through the current detection resistor 5.
G is controlled, and the conduction state of the IGBT 4 is controlled. The transistor 75 and the resistors 76 and 77 will be described later.
【００２７】ところで、この実施形態では、さらにツェ
ナーダイオード７０と並列にコンデンサ７１が接続され
ており、これにより、交流電源１の投入時、動作用の電
源電圧ＶCC が立上がった後、定常状態に移行するまで
の間、このコンデンサ７１により、電圧ＶC が過渡的な
変化をし、これにより、平滑用コンデンサ３の突入電流
を抑制する働きが得られるようにしてあり、以下、この
動作について、図３により説明する。By the way, in this embodiment, a capacitor 71 is further connected in parallel with the Zener diode 70, so that when the AC power supply 1 is turned on, after the power supply voltage V CC for operation rises, The voltage V C changes transiently by the capacitor 71 until the operation shifts to, so that the function of suppressing the inrush current of the smoothing capacitor 3 can be obtained. This will be described with reference to FIG.
【００２８】まず、この実施形態では、電源投入時での
動作用の電源電圧ＶCC の立上り遅れが他の動作に影響
を与えないようにするため、抵抗７とコンデンサ８、そ
れにツェナーダイオード６０の定格値が定められてお
り、従って、この図３では、電源電圧ＶCC の立上り遅
れは無視してある。First, in this embodiment, in order to prevent the rise delay of the power supply voltage V CC for operation at power-on from affecting other operations, the resistor 7, the capacitor 8, and the zener diode 60 are used. The rated value is determined, and therefore, in FIG. 3, the rise delay of the power supply voltage V CC is ignored.
【００２９】そこで、いま、時刻ｔ0 で電源１が投入さ
れ、動作用の電源電圧ＶCC が立上ったとすると、抵抗
６９を介してコンデンサ７１に充電が開始されるので、
この結果、図３(a)に実線で示すように、電圧ＶC は、
時刻ｔ0 から、抵抗６９の抵抗値とコンデンサ７１の静
電容量値で定まる時定数に従って上昇してゆき、図示の
ように、ある所定の時間経過後の時刻ｔS で、ツェナー
ダイオード７０のツェナー電圧ＶZ70 に達し、これ以
降、この電圧を保つようになる。If the power supply 1 is turned on at time t 0 and the power supply voltage V CC for operation rises, charging of the capacitor 71 via the resistor 69 is started.
As a result, as shown by the solid line in FIG. 3 (a), the voltage V C,
From the time t 0, Yuki increased according to the time constant determined by the capacitance value of the resistance value and the capacitor 71 of the resistor 69, as shown, at time t S of after a certain predetermined time, the Zener Zener diode 70 The voltage reaches the voltage V Z70 , and thereafter, this voltage is maintained.
【００３０】ところで、上記したように、端子６ａに現
われる信号電圧ＶG は、電圧ＶC に追従している。そこ
で、時刻ｔ0 で電源が立ち上がったときには、信号電圧
ＶG は、まだゼロであり、従って、このときは、ＩＧＢ
Ｔ４はオフであり、以後、信号電圧ＶG が上昇してゆく
につれ、オンになってから、時間の経過と共にその導通
状態が高く制御され、時刻ｔS 以降、飽和状態にもたら
されるので、このときのＩＧＢＴ４の導通抵抗(オン抵
抗)Ｒ0 は、同じく図３(a)に破線で示すように変化す
る。By the way, as described above, the signal voltage V G appearing at terminal 6a, are following the voltage V C. Therefore, when the power supply rises at time t 0, the signal voltage V G is still zero, therefore, this time, IGB
T4 is off, thereafter, as the signal voltage V G is slide into rising from turned on, its conduction state is highly controlled over time, the time t S later, since brought into saturation, the At this time, the conduction resistance (on resistance) R 0 of the IGBT 4 also changes as shown by a broken line in FIG.
【００３１】一方、時刻ｔ0 で電源が投入されると、電
源電圧Ｖ0 が現われるので、平滑用コンデンサ３にも充
電電流ＩC が流れ始めようとする。しかしながら、この
とき、ＩＧＢＴ４の導通抵抗Ｒ0 が、図３(a)に示すよ
うに制御されるので、本来なら、図３(b)に破線で示す
ように流れようとする平滑用コンデンサ３の充電電流Ｉ
C は、同図に実線で示すように、立上りが抑えられなが
ら、しかし平均的にはかなり大きな値を保ち、比較的短
時間で充電が完了して、電流はゼロに収斂されてしま
う。On the other hand, when the power is turned on at time t 0 , the power supply voltage V 0 appears, so that the charging current I C starts to flow through the smoothing capacitor 3. However, at this time, the conduction resistance R 0 of the IGBT 4 is controlled as shown in FIG. 3A, so that the smoothing capacitor 3 which normally flows as shown by the broken line in FIG. Charging current I
As shown by the solid line in the figure, C has a suppressed rise, but keeps a considerably large value on average, charging is completed in a relatively short time, and the current converges to zero.
【００３２】ここで、図３(b)の一点鎖線は、比較のた
め、突入電流抑制用の抵抗を用いた従来技術の場合での
充電電流ＩC の変化を示したものである。なお、破線
は、突入電流抑制用の抵抗を用いなかった場合の電流変
化を示すものであることは、上記した通りである。[0032] Here, a chain line in FIG. 3 (b), for comparison, shows the variation of the charging current I C in the case of the prior art using a resistor for inrush current suppression. Note that, as described above, the broken line indicates a current change when the inrush current suppressing resistor is not used.
【００３３】従って、この本発明の実施態様によれば、
図３(b)から明らかなように、電源投入時での平滑用コ
ンデンサ３の充電電流ＩC の最大値を適正値に抑えなが
ら、しかも短時間で充電を完了させることができ、この
結果、始動後、速やかに通常の動作状態へ移行し、端子
Ｐ、Ｎからの直流電流の供給を開始させることができ
る。Therefore, according to this embodiment of the present invention,
As is clear from FIG. 3B, the charging can be completed in a short time while the maximum value of the charging current I C of the smoothing capacitor 3 at the time of turning on the power is suppressed to an appropriate value. After the start, the state immediately shifts to the normal operation state, and the supply of the direct current from the terminals P and N can be started.
【００３４】そして、このとき、これも図３(a)、(b)か
ら明らかなように、時刻ｔS 以降、ＩＧＢＴ４は飽和状
態にされるので、リレーなどにより短絡する必要はな
く、このままで充分に小さな電力損失に抑えることがで
きる。At this time, as is clear from FIGS. 3 (a) and 3 (b), the IGBT 4 is saturated after the time t S , so that there is no need to short-circuit with a relay or the like. The power loss can be suppressed to a sufficiently small value.
【００３５】次に、図２のトランジスタ７５と抵抗７
６、７７の機能について説明する。このトランジスタ７
５は、通常は、抵抗７７により遮断状態にされている
が、所定の信号ＡＬＭが入力されたとき導通(オン)し、
オペアンプ７２の非反転入力(＋)を、抵抗７６を介して
共通電位に接続する働きをし、これにより、異常信号Ａ
ＬＭが入力されたとき、ＩＧＢＴ４が遮断(オフ)される
ようにしてある。Next, the transistor 75 and the resistor 7 shown in FIG.
Functions 6 and 77 will be described. This transistor 7
5 is normally cut off by the resistor 77, but conducts (ON) when a predetermined signal ALM is input,
The function of connecting the non-inverting input (+) of the operational amplifier 72 to the common potential via the resistor 76 is thereby achieved.
When the LM is input, the IGBT 4 is cut off (off).
【００３６】そこで、図示してない異常検出回路などか
ら、必要に応じて信号ＡＬＭを発生させてやれば、端子
Ｐ、Ｎから供給されている負荷電流を遮断することがで
き、従って、この実施形態によれば、ＩＧＢＴ４により
保護動作が得られることになり、ＩＧＢＴ４の有効利用
が図れることになる。Therefore, if a signal ALM is generated from an abnormality detection circuit (not shown) as necessary, the load current supplied from the terminals P and N can be cut off. According to the embodiment, the protection operation can be obtained by the IGBT 4, and the IGBT 4 can be effectively used.
【００３７】次に、本発明の他の実施形態について、説
明する。図４は、マルチエミッタ形のＩＧＢＴを用いた
本発明の実施形態で、図において、４０がマルチエミッ
タ形ＩＧＢＴで、その他の構成は、図１の実施形態と同
じである。Next, another embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 shows an embodiment of the present invention using a multi-emitter type IGBT. In FIG. 4, reference numeral 40 denotes a multi-emitter type IGBT, and other configurations are the same as those of the embodiment of FIG.
【００３８】なお、このような、マルチエミッタ形ＩＧ
ＢＴは、例えば、“ 富士技報 ”(Vol.６８ No.５ １９
９５)、又は、“ '９５三菱半導体データブック ”(パ
ワーモジュールＭＯＳ編 ＩＰＭの使い方)、或いは、Ｉ
ＰＭのデータシートなどにあるように、周知である。Incidentally, such a multi-emitter type IG
BT is described in, for example, “Fuji Technical Report” (Vol. 68 No. 519).
95) or "'95 Mitsubishi Semiconductor Data Book" (How to use IPM for power module MOS) or I
As is well known in PM data sheets and the like.
【００３９】この図４の実施形態では、マルチエミッタ
形ＩＧＢＴ４０のコレクタと主エミッタをそのまま負荷
電流経路に直列に挿入し、副エミッタに電流検出用の抵
抗５を接続したものである。マルチエミッタ形ＩＧＢＴ
の副エミッタには、主エミッタに流れる電流に比例した
電流が流れるので、副エミッタに接続した電流検出用の
抵抗５によって、主エミッタに流れる電流を検出するこ
とができ、従って、この図４の実施形態によっても、図
１の実施形態と同様な動作を得る構成とができる。In the embodiment shown in FIG. 4, the collector and the main emitter of the multi-emitter type IGBT 40 are directly inserted in series into the load current path, and the current detecting resistor 5 is connected to the sub-emitter. Multi-emitter type IGBT
Since the current proportional to the current flowing through the main emitter flows through the sub-emitter, the current flowing through the main emitter can be detected by the current detecting resistor 5 connected to the sub-emitter. According to the embodiment, a configuration for obtaining the same operation as the embodiment of FIG. 1 can be obtained.
【００４０】マルチエミッタ形ＩＧＢＴの副エミッタに
に流れる電流は、主エミッタに流れる電流に比例する
が、その電流値は、かなり小さな値になる。従って、こ
の図４の実施形態によれば、主エミッタに抵抗が接続さ
れていないので、負荷電流による電圧降下がなく、且
つ、抵抗５による電力損失を減らすことができる。The current flowing through the sub-emitter of the multi-emitter type IGBT is proportional to the current flowing through the main emitter, but its current value is considerably small. Therefore, according to the embodiment of FIG. 4, since no resistor is connected to the main emitter, there is no voltage drop due to the load current, and the power loss due to the resistor 5 can be reduced.
【００４１】次に、図５は、本発明を電動機駆動用のイ
ンバータ装置に適用した場合の実施形態で、図におい
て、１０は逆変換部(インバータ部)で、１１はフライホ
ィールダイオード、そして１２は誘導電動機である。こ
の図５の実施形態は、図１に示した直流電源に、逆変換
部１０を付加してインバータ装置を構成し、その出力で
誘導電動機１２を可変電圧、可変周波数駆動するように
したものである。Next, FIG. 5 shows an embodiment in which the present invention is applied to an inverter device for driving a motor. In the figure, reference numeral 10 denotes an inverse converter (inverter), 11 denotes a flywheel diode, and 12 denotes a flywheel diode. Is an induction motor. In the embodiment of FIG. 5, an inverter device is formed by adding an inverse converter 10 to the DC power supply shown in FIG. 1, and the output of the inverter drives an induction motor 12 with a variable voltage and a variable frequency. is there.
【００４２】ここで、フライホィールダイオード１１
は、インバータ装置が回生動作状態になったとき、誘導
電動機１２から回生された電力により、コンデンサ３側
とコンデンサ８側の電圧に差異が生じてしまうのを防止
するためのもので、このため、ＩＧＢＴ４０のコレクタ
−エミッタ間に逆並列接続してある。なお、逆変換部１
０としては、通常、ＩＧＰＭ(ＩＧＢＴパワーモジュー
ル)と呼ばれるパッケージ化された半導体装置が用いら
れる。Here, the flywheel diode 11
Is to prevent a difference in voltage between the capacitor 3 side and the capacitor 8 side due to electric power regenerated from the induction motor 12 when the inverter device enters a regenerative operation state. The IGBT 40 is connected in anti-parallel between the collector and the emitter. Note that the inverse transform unit 1
As 0, a packaged semiconductor device called an IGPM (IGBT power module) is usually used.
【００４３】従って、この図５の実施形態によれば、突
入電流制限用の抵抗と、この抵抗を短絡するためのリレ
ーなどを用いないで、インバータ装置を提供することが
できる。また、この実施形態によれば、逆変換部１０の
電流が電流制御回路６により検出され、この検出結果に
よりＩＧＢＴ４０が制御されるので、逆変換部１０の出
力が短絡したときなどでの保護動作が自動的に得られ
る。Therefore, according to the embodiment of FIG. 5, it is possible to provide an inverter device without using a resistor for limiting an inrush current and a relay for short-circuiting the resistor. Further, according to this embodiment, the current of the inverse converter 10 is detected by the current control circuit 6 and the IGBT 40 is controlled based on the detection result, so that the protection operation when the output of the inverse converter 10 is short-circuited or the like. Is automatically obtained.
【００４４】そして、この結果、従来は、逆変換部１０
内にある６個の半導体スイッチング素子にそれぞれ必要
とした保護回路が不要になり、装置の小型化と低価格化
を更に図ることができる。また、この実施形態によれ
ば、出力異常時やインバータ異常時に信号ＡＬＭを発生
させ、電流制御回路６に入力されるようにしてやれば、
異常時には出力電圧を制限することができるので、電動
機１２には電圧が印加されず、安全性の高い装置を得る
ことができる。As a result, the conventional inverse transform unit 10
The protection circuits required for the six semiconductor switching elements provided therein are not required, and the size and cost of the device can be further reduced. Further, according to this embodiment, if the signal ALM is generated when the output is abnormal or the inverter is abnormal, and is input to the current control circuit 6,
Since the output voltage can be limited at the time of abnormality, no voltage is applied to the electric motor 12, and a highly safe device can be obtained.
【００４５】次に、図６は、本発明の更に別の実施形態
で、図において、１３は補助電源用のスイッチング電源
回路(ＳＰＳ)で、その他の構成は図５の実施形態と同じ
である。このスイッチング電源回路１３は、抵抗７を介
して整流回路２の出力である直流電圧を取り込み、所定
の電圧の複数の独立した電力を発生する働きをする。FIG. 6 shows still another embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 13 denotes a switching power supply circuit (SPS) for an auxiliary power supply, and other configurations are the same as those of the embodiment of FIG. . The switching power supply circuit 13 functions to take in a DC voltage output from the rectifier circuit 2 via the resistor 7 and generate a plurality of independent powers of a predetermined voltage.
【００４６】周知のように、このようなインバータ装置
では、逆変換部１０の制御回路などを動作させる電源、
つまり補助電源を要する。そこで、この図６の実施形態
では、スイッチング電源回路１３を用いて補助電力を得
るようにしたものであり、このとき、電流制御回路６に
も、このスイッチング電源回路１３から動作用の電力が
供給されるように構成したものである。As is well known, in such an inverter device, a power supply for operating a control circuit and the like of the inverse conversion unit 10,
That is, an auxiliary power supply is required. Therefore, in the embodiment of FIG. 6, auxiliary power is obtained by using the switching power supply circuit 13. At this time, power for operation is also supplied from the switching power supply circuit 13 to the current control circuit 6. It is configured to be performed.
【００４７】ここで、抵抗７はコンデンサ８の突入電流
制限用で、一般的には数オームから〜数十オームのもの
が使用されるが、省略されることもある。スイッチング
電源回路１３には、コンデンサ８の電圧が供給され、こ
れにより複数の独立した電源が生成され、その１つが電
流制御回路６の電源になる。Here, the resistor 7 is used to limit the inrush current of the capacitor 8 and generally has a resistance of several ohms to several tens of ohms, but may be omitted. The switching power supply circuit 13 is supplied with the voltage of the capacitor 8, thereby generating a plurality of independent power supplies, one of which serves as the power supply for the current control circuit 6.
【００４８】従って、この実施形態によれば、所望する
任意の電圧を容易に得ることができる。すなわち、周知
のように、スイッチング電源回路はトランスを用いるの
が一般的なので、このトランスとして複数の二次コイル
を有するものを用いることにより、容易に独立した数種
類の電圧の供給が可能になるからである。Therefore, according to this embodiment, any desired voltage can be easily obtained. That is, as is well known, since a switching power supply circuit generally uses a transformer, it is possible to easily supply several independent voltages by using a transformer having a plurality of secondary coils. It is.
【００４９】図６に「他の回路へ」と示してあるのは、
このスイッチング電源回路１３の出力が、逆変換部１０
のＩＧＢＴの駆動電源やインバータ制御用マイコンの電
源、或いはインタフェース用の電源など、種々の電源と
して使用されることを示している。FIG. 6 shows "to another circuit".
The output of the switching power supply circuit 13 is
It is used as various power supplies such as a drive power supply for the IGBT, a power supply for the microcomputer for inverter control, or a power supply for the interface.
【００５０】次に、図７は、インバータ装置の直流部に
平滑用のインダクンス素子１４を設けた本発明の実施形
態である。近年、インバータ装置の高調波による障害発
生が問題になり、このため、直流回路の平滑用として、
にコンデンサに加えてインダクタンスを設ける方法が用
いられるようになっているが、この場合、図示のよう
に、インダクンス素子１４の入力側とコンデンサ３の負
極側との間にダイオード１５を設ける必要がある。Next, FIG. 7 shows an embodiment of the present invention in which a smoothing inductance element 14 is provided in the DC section of the inverter device. In recent years, the occurrence of failures due to harmonics of inverter devices has become a problem.
In this case, it is necessary to provide a diode 15 between the input side of the inductance element 14 and the negative side of the capacitor 3 as shown in the figure. .
【００５１】このダイオード１５は、インダクンス素子
１４の逆起電力による電流が継続して流れることができ
るようにするために必要なものである。従って、この図
７の実施形態によれば、高調波障害にも充分に対処した
インバータ装置を提供することができる。The diode 15 is necessary to allow a current due to the back electromotive force of the inductance element 14 to continuously flow. Therefore, according to the embodiment of FIG. 7, it is possible to provide an inverter device which sufficiently copes with harmonic interference.
【００５２】ところで、以上の実施形態で個別に説明し
た内容を相互に組合せたり、一部分のみで使用してもよ
いことは、自明である。また、以上の実施形態で提示し
た、整流回路、ＩＧＢＴ、フライホィールダイオードな
どの半導体素子については、それらを一枚の金属基板に
実装すれば、放熱、大きさの点で非常に有利になり、汎
用的に使用できるパワーモジュールが構成できる。By the way, it is obvious that the contents individually described in the above embodiments may be combined with each other or used only partially. In addition, for semiconductor elements such as rectifier circuits, IGBTs, and flywheel diodes presented in the above embodiments, mounting them on a single metal substrate is extremely advantageous in terms of heat dissipation and size, A power module that can be used for general purposes can be configured.
【００５３】また、このとき、前記半導体素子の全部で
はなく、用途に応じて必要な部分を実装してパワーモジ
ュールを構成しても良いことは、言うまでもない。ここ
で、サイリスタの代りにＩＧＢＴを使用するメリットと
して、工程の簡素化があげられることを付け加えてお
く。サイリスタは、ハンダ接続で、ＩＧＢＴは、ワイヤ
接続のため、工程が変わるからである。At this time, it goes without saying that a power module may be constructed by mounting not a whole of the semiconductor element but a necessary part according to a use. Here, it is added that the advantage of using the IGBT instead of the thyristor is that the process is simplified. This is because the thyristor is connected by solder and the IGBT is connected by wire, so that the process changes.
【００５４】[0054]
【発明の効果】本発明によれば、平滑用コンデンサの突
入電流制限機能を小型、低価格で実現できる。また、こ
のとき、この突入電流の最大値の充分な抑制と共に、そ
の平均値の増大が得られるので、平滑用コンデンサの充
電完了時間が大幅に短縮でき、電源投入から定常運転に
入るまでの待ち時間を充分に短く抑えることができる。According to the present invention, the inrush current limiting function of the smoothing capacitor can be realized at a small size and at a low price. In addition, at this time, the average value of the inrush current is sufficiently suppressed and the average value is increased, so that the charging completion time of the smoothing capacitor can be significantly reduced, and the waiting time from the power-on to the start of the steady operation is obtained. The time can be kept sufficiently short.
【図１】本発明による電源装置の一実施形態を示すブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a power supply device according to the present invention.
【図２】本発明の一実施形態における電流制御回路のブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a current control circuit according to one embodiment of the present invention.
【図３】本発明の一実施形態の動作を説明するための特
性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
【図４】マルチエミッタ形ＩＧＢＴを使用した本発明の
一実施形態を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of the present invention using a multi-emitter type IGBT.
【図５】本発明による電源装置をインバータ装置に適用
した場合の一実施形態を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment in which the power supply device according to the present invention is applied to an inverter device.
【図６】本発明による電源装置をインバータ装置に適用
した場合の他の一実施形態を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment in which the power supply device according to the present invention is applied to an inverter device.
【図７】本発明による電源装置をインバータ装置に適用
した場合の更に別の一実施形態を示すブロック図であ
る。FIG. 7 is a block diagram showing still another embodiment in which the power supply device according to the present invention is applied to an inverter device.
【符号の説明】 １ 交流電源 ２ 整流回路 ３ 平滑用コンデンサ ４ ＩＧＢＴ(絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ) ５ 電流検出用の抵抗 ６ 電流制御回路 ７ 動作電圧取出用の抵抗 ８ 動作電圧を平滑するためのコンデンサ １０ 逆変換部(インバータ部) １１ フライホィールダイオード １２ 誘導電動機[Description of Signs] 1 AC power supply 2 Rectifier circuit 3 Smoothing capacitor 4 IGBT (insulated gate bipolar transistor) 5 Current detection resistor 6 Current control circuit 7 Operating voltage extraction resistor 8 Capacitor for smoothing operating voltage 10 Inverting part (inverter part) 11 Flywheel diode 12 Induction motor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 辨谷 広行 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 江守 昭彦 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Hiroyuki Benya 7-1-1-1 Higashi Narashino, Narashino-shi, Chiba Industrial Equipment Division, Hitachi, Ltd. (72) Inventor Akihiko Emori 7-1-1 Omika-cho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture No. 1 Inside the Hitachi Research Laboratory, Hitachi, Ltd.
Claims (3)
えた電源回路において、 前記整流回路と前記平滑用コンデンサの間に接続した絶
縁ゲート形バイポーラトランジスタと、 前記絶縁ゲート形バイポーラトランジスタのゲートに制
御信号を供給する電流制御回路を設け、 前記整流回路の電源投入時、ゼロから所定の時定数をも
って立ち上がる制御信号が、前記電流制御回路から発生
されるように構成されていることを特徴とする電源装
置。1. A power supply circuit having a smoothing capacitor at an output of a rectifier circuit, wherein an insulated gate bipolar transistor connected between the rectifier circuit and the smoothing capacitor is controlled by a gate of the insulated gate bipolar transistor. A power supply, comprising: a current control circuit that supplies a signal; and a control signal that rises from zero with a predetermined time constant when the power supply of the rectifier circuit is turned on is generated from the current control circuit. apparatus.
を検出し、この検出結果に応じて前記絶縁ゲート形バイ
ポーラトランジスタに流れる電流を制御する手段が前記
電流制御回路に設けられていることを特徴とする電源装
置。2. The current control circuit according to claim 1, wherein a means for detecting a current flowing through the insulated gate bipolar transistor and controlling a current flowing through the insulated gate bipolar transistor in accordance with a result of the detection is provided in the current control circuit. A power supply device, which is provided.
時、前記絶縁ゲート形バイポーラトランジスタを遮断制
御するように構成されていることを特徴とする電源装
置。3. The power supply according to claim 1, wherein the current control circuit has an abnormal signal input, and is configured to control the cutoff of the insulated gate bipolar transistor when the abnormal signal is input. apparatus.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23654096A JPH1080141A (en) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | Power-supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23654096A JPH1080141A (en) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | Power-supply apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1080141A true JPH1080141A (en) | 1998-03-24 |
Family
ID=17002192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23654096A Pending JPH1080141A (en) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | Power-supply apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1080141A (en) |
-
1996
- 1996-09-06 JP JP23654096A patent/JPH1080141A/en active Pending
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