JPH1075237A - 無線通信システムの受信回路 - Google Patents
無線通信システムの受信回路Info
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- JPH1075237A JPH1075237A JP8229000A JP22900096A JPH1075237A JP H1075237 A JPH1075237 A JP H1075237A JP 8229000 A JP8229000 A JP 8229000A JP 22900096 A JP22900096 A JP 22900096A JP H1075237 A JPH1075237 A JP H1075237A
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- JP
- Japan
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- signal
- antennas
- communication system
- combining
- receiving circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 選択サイトダイバーシティは処理が簡単であ
るものの、複数の変調器の出力するベースバンド信号の
うち、いずれか一のベースバンド信号を選択してデータ
再生するため、シャドウイングに対してはある程度の改
善効果はあるものの、選択されなかった他のベースバン
ド信号は利用されず、利用効率が悪い。 【解決手段】 無線通信システムの受信回路において、
複数のアンテナで受信した信号のダイバーシティ合成を
行う合成部を有する。このように、複数のアンテナで受
信した信号をダイバーシティ合成するため、パスダイバ
ーシティ効果によるシャドウイングやフラットフェージ
ングに対する改善が得られる。
るものの、複数の変調器の出力するベースバンド信号の
うち、いずれか一のベースバンド信号を選択してデータ
再生するため、シャドウイングに対してはある程度の改
善効果はあるものの、選択されなかった他のベースバン
ド信号は利用されず、利用効率が悪い。 【解決手段】 無線通信システムの受信回路において、
複数のアンテナで受信した信号のダイバーシティ合成を
行う合成部を有する。このように、複数のアンテナで受
信した信号をダイバーシティ合成するため、パスダイバ
ーシティ効果によるシャドウイングやフラットフェージ
ングに対する改善が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信システムの
受信回路に関する。Ｂ−ＩＳＤＮ等の高速有線ネットワ
ークの実用化の進展に伴い、高速無線アクセス系の開発
が検討されている。これら高速無線ＬＡＮや高速無線ア
クセスシステムの実現は、端末の利用場所を選ばない移
動／可搬ワイヤレスマルチメディア通信を可能にする上
で重要なインフラとして期待されている。
受信回路に関する。Ｂ−ＩＳＤＮ等の高速有線ネットワ
ークの実用化の進展に伴い、高速無線アクセス系の開発
が検討されている。これら高速無線ＬＡＮや高速無線ア
クセスシステムの実現は、端末の利用場所を選ばない移
動／可搬ワイヤレスマルチメディア通信を可能にする上
で重要なインフラとして期待されている。
【０００２】
【従来の技術】ミリ波や準ミリ波を用いた高速無線ＬＡ
Ｎや高速無線アクセスシステムにおいては、電波の直進
性が高いために人や物によって基地局アンテナと端末ア
ンテナの間の見通しが遮られるいわゆるシャドウイング
により受信レベルが低下して伝送特性が劣化する。従来
ではこのシャドウイングによる劣化を軽減するために基
地局側に複数のアンテナを場所的に離れて設置し、最も
受信レベルの大きいアンテナからの受信信号を選択する
選択サイトダイバーシティを行なっている。選択サイト
ダイバーシティを用いた基地局の構成を図１０に、移動
局の構成を図１１に示す。
Ｎや高速無線アクセスシステムにおいては、電波の直進
性が高いために人や物によって基地局アンテナと端末ア
ンテナの間の見通しが遮られるいわゆるシャドウイング
により受信レベルが低下して伝送特性が劣化する。従来
ではこのシャドウイングによる劣化を軽減するために基
地局側に複数のアンテナを場所的に離れて設置し、最も
受信レベルの大きいアンテナからの受信信号を選択する
選択サイトダイバーシティを行なっている。選択サイト
ダイバーシティを用いた基地局の構成を図１０に、移動
局の構成を図１１に示す。
【０００３】図１０において、基地局１０の変調信号点
発生部１２は下り回線の送信データを供給されて、例え
ばＱＰＳＫ変調を行う。得られたベースバンド信号は変
調器１４で高周波信号に周波数変換された後、サービス
エリア１６内に互いに離れて設置された分散アンテナ１
８1 〜１８m に共通に供給され送信される。
発生部１２は下り回線の送信データを供給されて、例え
ばＱＰＳＫ変調を行う。得られたベースバンド信号は変
調器１４で高周波信号に周波数変換された後、サービス
エリア１６内に互いに離れて設置された分散アンテナ１
８1 〜１８m に共通に供給され送信される。
【０００４】また、分散アンテナ１８1 〜１８m 夫々で
受信された上り回線の信号は基地局１０の復調器２０1
〜２０m 夫々でベースバンド信号に復調されてセレクタ
２２に供給される。セレクタ２２では供給されるｍ系統
の受信信号のうちの最も受信レベルの大きいものを選択
出力する。ここで選択された受信信号はデータ再生部２
４でデータ再生され、得られた受信データが出力され
る。
受信された上り回線の信号は基地局１０の復調器２０1
〜２０m 夫々でベースバンド信号に復調されてセレクタ
２２に供給される。セレクタ２２では供給されるｍ系統
の受信信号のうちの最も受信レベルの大きいものを選択
出力する。ここで選択された受信信号はデータ再生部２
４でデータ再生され、得られた受信データが出力され
る。
【０００５】図１１において、端末局３０はセクターア
ンテナ３２を持つ。セクターアンテナ３２はｎ個の単一
指向性アンテナの向きを互いに異ならせて配置したもの
である。上記のセクターアンテナ３２のｎ個のアンテナ
で受信された下り回線の信号は端末局３０の復調器３４
1 〜３４n 夫々でベースバンド信号に復調されてセレク
タ３６に供給される。セレクタ３６では供給されるｎ系
統の受信信号のうち最も受信レベルの大きいものを選択
出力する。ここで選択された受信信号はデータ再生部３
８でデータ再生され、得られた受信データが出力され
る。
ンテナ３２を持つ。セクターアンテナ３２はｎ個の単一
指向性アンテナの向きを互いに異ならせて配置したもの
である。上記のセクターアンテナ３２のｎ個のアンテナ
で受信された下り回線の信号は端末局３０の復調器３４
1 〜３４n 夫々でベースバンド信号に復調されてセレク
タ３６に供給される。セレクタ３６では供給されるｎ系
統の受信信号のうち最も受信レベルの大きいものを選択
出力する。ここで選択された受信信号はデータ再生部３
８でデータ再生され、得られた受信データが出力され
る。
【０００６】また、端末局３０の変調信号点発生部４０
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器４２で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ３２の
ｎ個のアンテナに共通に供給され、送信される。
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器４２で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ３２の
ｎ個のアンテナに共通に供給され、送信される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来システムの選択サ
イトダイバーシティは処理が簡単であるものの、複数の
復調器の出力するベースバンド信号のうち、いずれか一
のベースバンド信号を選択してデータ再生するため、シ
ャドウイングに対してはある程度の改善効果はあるもの
の、選択されなかった他のベースバンド信号は利用され
ず、利用効率が悪い。一方、高速無線通信での品質劣化
要因としてシャドウイングの他に、壁面等で反射した電
波が干渉することにより生じるマルチパスフェージング
があるが、選択サイトダイバーシティはこのマルチパス
フェージングに対して改善効果がないという問題があっ
た。
イトダイバーシティは処理が簡単であるものの、複数の
復調器の出力するベースバンド信号のうち、いずれか一
のベースバンド信号を選択してデータ再生するため、シ
ャドウイングに対してはある程度の改善効果はあるもの
の、選択されなかった他のベースバンド信号は利用され
ず、利用効率が悪い。一方、高速無線通信での品質劣化
要因としてシャドウイングの他に、壁面等で反射した電
波が干渉することにより生じるマルチパスフェージング
があるが、選択サイトダイバーシティはこのマルチパス
フェージングに対して改善効果がないという問題があっ
た。
【０００８】本発明は、上記の点に鑑みなされたもの
で、シャドウイング及びマルチパスフェージングの影響
を抑圧して無線伝送品質を向上させる無線通信システム
の受信回路に関する。
で、シャドウイング及びマルチパスフェージングの影響
を抑圧して無線伝送品質を向上させる無線通信システム
の受信回路に関する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、無線通信システムの受信回路において、複数のアン
テナで受信した信号のダイバーシティ合成を行う合成部
を有する。このように、複数のアンテナで受信した信号
をダイバーシティ合成するため、パスダイバーシティ効
果によるシャドウイングやフラットフェージングに対す
る改善が得られる。
は、無線通信システムの受信回路において、複数のアン
テナで受信した信号のダイバーシティ合成を行う合成部
を有する。このように、複数のアンテナで受信した信号
をダイバーシティ合成するため、パスダイバーシティ効
果によるシャドウイングやフラットフェージングに対す
る改善が得られる。
【００１０】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
無線通信システムの受信回路において、前記合成部は、
複数のアンテナで受信した信号夫々の遅延量を略同一と
する複数の可変遅延手段と、上記複数の可変遅延手段の
出力する信号夫々に重み付けして合成する重み付け合成
手段とで構成する。
無線通信システムの受信回路において、前記合成部は、
複数のアンテナで受信した信号夫々の遅延量を略同一と
する複数の可変遅延手段と、上記複数の可変遅延手段の
出力する信号夫々に重み付けして合成する重み付け合成
手段とで構成する。
【００１１】このように複数の可変遅延手段と重み付け
合成手段とによりダイバーシティ合成が可能となり、シ
ャドウイングやフラットフェージングに対する改善が得
られる。請求項３に記載の発明は、請求項２記載の無線
通信システムの受信回路において、前記重み付け合成手
段の出力する信号の等化を行う判定帰還型等化手段を有
する。
合成手段とによりダイバーシティ合成が可能となり、シ
ャドウイングやフラットフェージングに対する改善が得
られる。請求項３に記載の発明は、請求項２記載の無線
通信システムの受信回路において、前記重み付け合成手
段の出力する信号の等化を行う判定帰還型等化手段を有
する。
【００１２】このため、判定帰還型等化手段において信
号中の遅延波の影響を除去することができ、シャドウイ
ングやフラットフェージングの他にマルチパスフェージ
ングの影響も抑圧することができる。請求項４に記載の
発明は、請求項１記載の無線通信システムの受信回路に
おいて、前記合成部は、トランスバーサル合成判定帰還
型等化手段で構成する。
号中の遅延波の影響を除去することができ、シャドウイ
ングやフラットフェージングの他にマルチパスフェージ
ングの影響も抑圧することができる。請求項４に記載の
発明は、請求項１記載の無線通信システムの受信回路に
おいて、前記合成部は、トランスバーサル合成判定帰還
型等化手段で構成する。
【００１３】このため、トランスバーサル合成判定帰還
型等化手段のトランスバーサル合成部で各アンテナで受
信した信号の遅延時間を略同一としてトランスバーサル
合成することによりシャドウイングやフラットフェージ
ングの影響を抑圧でき、判定帰還型等化部で信号中の遅
延波の影響を除去でき、マルチパスフェージングの影響
を抑圧できる。
型等化手段のトランスバーサル合成部で各アンテナで受
信した信号の遅延時間を略同一としてトランスバーサル
合成することによりシャドウイングやフラットフェージ
ングの影響を抑圧でき、判定帰還型等化部で信号中の遅
延波の影響を除去でき、マルチパスフェージングの影響
を抑圧できる。
【００１４】請求項５に記載の発明は、請求項１記載の
無線通信システムの受信回路において、前記複数のアン
テナは、互いに離間して設置された分散アンテナであ
る。これにより、サービスエリア内の移動局から送信さ
れる上り回線の信号を基地局でダイバーシティ合成が可
能な状態で受信できる。
無線通信システムの受信回路において、前記複数のアン
テナは、互いに離間して設置された分散アンテナであ
る。これにより、サービスエリア内の移動局から送信さ
れる上り回線の信号を基地局でダイバーシティ合成が可
能な状態で受信できる。
【００１５】請求項６に記載の発明は、請求項１記載の
無線通信システムの受信回路において、前記複数のアン
テナは、向きを互いに異ならせて配置した単一指向性ア
ンテナで、セクタアンテナを構成する。
無線通信システムの受信回路において、前記複数のアン
テナは、向きを互いに異ならせて配置した単一指向性ア
ンテナで、セクタアンテナを構成する。
【００１６】これにより、基地局から送信される下り回
線の信号を移動局でダイバーシティ合成が可能な状態で
受信できる。
線の信号を移動局でダイバーシティ合成が可能な状態で
受信できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１，図２は本発明の第１実施例
の基地局、移動局夫々のブロック図を示す。図１におい
て、基地局５０の変調信号点発生部５２は下り回線の送
信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ変調を行う。得
られたベースバンド信号は変調器５４で高周波信号に周
波数変換された後、サービスエリア５６内に互いに離れ
て設置された分散アンテナ５８1 〜５８3 に共通に供給
され送信される。
の基地局、移動局夫々のブロック図を示す。図１におい
て、基地局５０の変調信号点発生部５２は下り回線の送
信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ変調を行う。得
られたベースバンド信号は変調器５４で高周波信号に周
波数変換された後、サービスエリア５６内に互いに離れ
て設置された分散アンテナ５８1 〜５８3 に共通に供給
され送信される。
【００１８】また、分散アンテナ５８1 〜５８3 夫々で
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０3 夫々でベースバンド信号に復調されてトランス
バーサル合成判定帰還型等化器６２を構成するフィード
フォーワードフィルタ（ＦＦ）６４1 〜６４3 夫々に供
給される。
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０3 夫々でベースバンド信号に復調されてトランス
バーサル合成判定帰還型等化器６２を構成するフィード
フォーワードフィルタ（ＦＦ）６４1 〜６４3 夫々に供
給される。
【００１９】ダイバーシティ合成手段及びトランスバー
サル合成判定帰還型等化手段としてのトランスバーサル
合成判定帰還型等化器６２は、ＦＦ６４1 〜６４3 と、
このＦＦ６４1 〜６４3 夫々の出力信号を合成する加算
器６６とよりなるトランスバーサル合成部と、加算器６
６の出力信号からフィードバックフィルタ（ＦＢ）６８
の出力信号を減算する減算器７０と、減算器７０の出力
信号つまりＱＰＳＫ変調信号を閾値と比較することによ
りデータ判定を行って受信データを再生し出力するデー
タ判定器７２と、受信データのフィルタリングを行って
減算器７０に供給するＦＢ６８と、減算器７０の出力信
号から受信データを減算する減算器７４と、減算器７４
の出力信号を供給されて係数計算を行い、得られた係数
をＦＦ６４1 〜６４3 及びＦＢ６８に供給する係数計算
部７６とからなる判定帰還型等化部とから構成されてい
る。
サル合成判定帰還型等化手段としてのトランスバーサル
合成判定帰還型等化器６２は、ＦＦ６４1 〜６４3 と、
このＦＦ６４1 〜６４3 夫々の出力信号を合成する加算
器６６とよりなるトランスバーサル合成部と、加算器６
６の出力信号からフィードバックフィルタ（ＦＢ）６８
の出力信号を減算する減算器７０と、減算器７０の出力
信号つまりＱＰＳＫ変調信号を閾値と比較することによ
りデータ判定を行って受信データを再生し出力するデー
タ判定器７２と、受信データのフィルタリングを行って
減算器７０に供給するＦＢ６８と、減算器７０の出力信
号から受信データを減算する減算器７４と、減算器７４
の出力信号を供給されて係数計算を行い、得られた係数
をＦＦ６４1 〜６４3 及びＦＢ６８に供給する係数計算
部７６とからなる判定帰還型等化部とから構成されてい
る。
【００２０】図２において、端末局７０はセクターアン
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されてトランスバーサル合成判定帰還型等化
器８２を構成するフィードフォーワードフィルタ（Ｆ
Ｆ）８４1 〜８４3 夫々に供給される。
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されてトランスバーサル合成判定帰還型等化
器８２を構成するフィードフォーワードフィルタ（Ｆ
Ｆ）８４1 〜８４3 夫々に供給される。
【００２１】ダイバーシティ合成手段及びトランスバー
サル合成判定帰還型等化手段としてのトランスバーサル
合成判定帰還型等化器８２は、ＦＦ８４1 〜８４3 と、
このＦＦ８４1 〜８４3 夫々の出力信号を合成する加算
器８６とよりなるトランスバーサル合成部と、加算器８
６の出力信号からフィードバックフィルタ（ＦＢ）８８
の出力信号を減算する減算器９０と、減算器９０の出力
信号つまりＱＰＳＫ変調信号を閾値と比較することによ
りデータ判定を行って受信データを再生し出力するデー
タ判定器９２と、受信データのフィルタリングを行って
減算器９０に供給するＦＢ８８と、減算器９０の出力信
号から受信データを減算する減算器９４と、減算器９４
の出力信号を供給されて係数計算を行い、得られた係数
をＦＦ８４1 〜８４3 及びＦＢ８８に供給する係数計算
部９６とからなる判定帰還型等化部とから構成されてい
る。
サル合成判定帰還型等化手段としてのトランスバーサル
合成判定帰還型等化器８２は、ＦＦ８４1 〜８４3 と、
このＦＦ８４1 〜８４3 夫々の出力信号を合成する加算
器８６とよりなるトランスバーサル合成部と、加算器８
６の出力信号からフィードバックフィルタ（ＦＢ）８８
の出力信号を減算する減算器９０と、減算器９０の出力
信号つまりＱＰＳＫ変調信号を閾値と比較することによ
りデータ判定を行って受信データを再生し出力するデー
タ判定器９２と、受信データのフィルタリングを行って
減算器９０に供給するＦＢ８８と、減算器９０の出力信
号から受信データを減算する減算器９４と、減算器９４
の出力信号を供給されて係数計算を行い、得られた係数
をＦＦ８４1 〜８４3 及びＦＢ８８に供給する係数計算
部９６とからなる判定帰還型等化部とから構成されてい
る。
【００２２】また、端末局７０の変調信号点発生部７６
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
【００２３】上記実施例で分散アンテナの数及びセクタ
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。ＦＦ６４1 〜６４3 ，８４1 〜８
４3 ，ＦＢ６８，９８夫々はトランスバーサルフィルタ
であり、図３に示す構成である。同図中、端子１００に
は入力信号（ＦＦの場合は復調された信号、ＦＢの場合
はデータ判定された信号）が入来し、ｘ段構成のシフト
レジスタ１０２に供給される。シフトレジスタ１０２の
各段の出力は係数器１０４1 〜１０４x 夫々で係数ａ1
〜ａx 夫々を乗算された後、加算器１０６に供給されて
総和がとられ、この総和が端子１０８より出力される。
上記の係数器１０４1 〜１０４x 夫々の係数は係数計算
部によって設定される。なお、シフトレジスタ１０２の
段数がＦＦ，ＦＢのタップ数である。
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。ＦＦ６４1 〜６４3 ，８４1 〜８
４3 ，ＦＢ６８，９８夫々はトランスバーサルフィルタ
であり、図３に示す構成である。同図中、端子１００に
は入力信号（ＦＦの場合は復調された信号、ＦＢの場合
はデータ判定された信号）が入来し、ｘ段構成のシフト
レジスタ１０２に供給される。シフトレジスタ１０２の
各段の出力は係数器１０４1 〜１０４x 夫々で係数ａ1
〜ａx 夫々を乗算された後、加算器１０６に供給されて
総和がとられ、この総和が端子１０８より出力される。
上記の係数器１０４1 〜１０４x 夫々の係数は係数計算
部によって設定される。なお、シフトレジスタ１０２の
段数がＦＦ，ＦＢのタップ数である。
【００２４】ここで、送受信がＴＤＭＡ（時分割多元接
続）で行われる場合、図４に示すＴＤＭＡフレームの各
タイムスロットの先頭にトレーニング信号ＴＲが付加さ
れ、これに続いてデータ信号ＤＡＴＡが続いている。ト
ランスバーサル合成判定帰還型等化器６２，８２夫々は
上記のトレーニング信号を用いて適応アルゴリズムによ
りＦＦ６４1 〜６４3 ，８４1 〜８４3 及びＦＢ６８，
９８の係数を計算し、その後もデータ信号を用いて係数
を計算して更新する。
続）で行われる場合、図４に示すＴＤＭＡフレームの各
タイムスロットの先頭にトレーニング信号ＴＲが付加さ
れ、これに続いてデータ信号ＤＡＴＡが続いている。ト
ランスバーサル合成判定帰還型等化器６２，８２夫々は
上記のトレーニング信号を用いて適応アルゴリズムによ
りＦＦ６４1 〜６４3 ，８４1 〜８４3 及びＦＢ６８，
９８の係数を計算し、その後もデータ信号を用いて係数
を計算して更新する。
【００２５】適応アルゴリズムには最小平均二自乗法
（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ法）等の各
種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を用いて説明
する。どの方法を用いるかはシステムで許容される処理
量や収束速度に応じて選択する。
（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ法）等の各
種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を用いて説明
する。どの方法を用いるかはシステムで許容される処理
量や収束速度に応じて選択する。
【００２６】時刻ｎにおけるトランスバーサル合成判定
帰還型等化器６２，８２の出力信号ｚ（ｎ）は次式で表
わされる。ここで、ｘk （ｎ）はｋ番目のアンテナで受
信したベースバンド信号、ａ(n) k,i はｋ番目のアンテ
ナで受信したベースバンド信号が供給されるＦＦのシフ
トレジスタ１０２のｉ段目の信号に対する係数、ｂ(n )
j はＦＢのシフトレジスタ１０２のｊ段目の信号に対す
る係数、ｄ（ｎ）は判定された受信データを表わし、こ
れらは複素数である。またＭはアンテナ数、ＮはＦＦ夫
々のタップ数、ＬはＦＢのタップ数を表わす。
帰還型等化器６２，８２の出力信号ｚ（ｎ）は次式で表
わされる。ここで、ｘk （ｎ）はｋ番目のアンテナで受
信したベースバンド信号、ａ(n) k,i はｋ番目のアンテ
ナで受信したベースバンド信号が供給されるＦＦのシフ
トレジスタ１０２のｉ段目の信号に対する係数、ｂ(n )
j はＦＢのシフトレジスタ１０２のｊ段目の信号に対す
る係数、ｄ（ｎ）は判定された受信データを表わし、こ
れらは複素数である。またＭはアンテナ数、ＮはＦＦ夫
々のタップ数、ＬはＦＢのタップ数を表わす。
【００２７】
【数１】
【００２８】このとき、等化誤差信号ｅ（ｎ）は次のよ
うに表わされる。 ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｚ（ｎ） ・・・ (2) この場合、ＬＭＳ法による更新式は次のようになる。こ
こで＊は複素共役をとることを表わし、μ，γ夫々は定
数である。
うに表わされる。 ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｚ（ｎ） ・・・ (2) この場合、ＬＭＳ法による更新式は次のようになる。こ
こで＊は複素共役をとることを表わし、μ，γ夫々は定
数である。
【００２９】 ａ(n+1) k,i ＝ａ(n) k,i ＋μ・ｘk (n-i+1) ・ｅ* (n) ・・・ (3) ｂ(n+1) j ＝ｂ(n) j ＋γ・ｄ(n-j) ・ｅ* (n) ・・・ (4) 係数計算部７６では（３），（４）式の演算を行い、Ｆ
Ｆ６０1 〜６０3 及びＦＢ６８の各係数は共通の誤差信
号ｅ（ｎ）に応じて制御され、平均誤差電力Ｅ〔ｅ
（ｎ）2 〕を最小とするように動作する。
Ｆ６０1 〜６０3 及びＦＢ６８の各係数は共通の誤差信
号ｅ（ｎ）に応じて制御され、平均誤差電力Ｅ〔ｅ
（ｎ）2 〕を最小とするように動作する。
【００３０】本実施例では基地局５０，端末局７０夫々
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、トランスバー
サル合成部で全アンテナの受信信号をダイバーシティ合
成しているため、パスダイバーシティ効果によりシャド
ウイングに対する改善が得られ、全アンテナの受信信号
を利用しているため利用効率が向上し、改善効果が大き
い。また、反射波の遅延量がデータ伝送速度に対して小
さいときに生じるフラットフェージングに対してもシャ
ドウイングに対すると同様の改善が得られる。
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、トランスバー
サル合成部で全アンテナの受信信号をダイバーシティ合
成しているため、パスダイバーシティ効果によりシャド
ウイングに対する改善が得られ、全アンテナの受信信号
を利用しているため利用効率が向上し、改善効果が大き
い。また、反射波の遅延量がデータ伝送速度に対して小
さいときに生じるフラットフェージングに対してもシャ
ドウイングに対すると同様の改善が得られる。
【００３１】一方、判定帰還型等化部で受信信号に含ま
れる遅延波の影響を除去することにより、マルチパスフ
ェージングの影響を抑圧することができる。図５，図６
は本発明の第２実施例の基地局、移動局夫々のブロック
図を示す。図５において、基地局５０の変調信号点発生
部５２は下り回線の送信データを供給されて、例えばＱ
ＰＳＫ変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器
５４で高周波信号に周波数変換された後、サービスエリ
ア５６内に互いに離れて設置された分散アンテナ５８1
〜５８m に共通に供給され送信される。
れる遅延波の影響を除去することにより、マルチパスフ
ェージングの影響を抑圧することができる。図５，図６
は本発明の第２実施例の基地局、移動局夫々のブロック
図を示す。図５において、基地局５０の変調信号点発生
部５２は下り回線の送信データを供給されて、例えばＱ
ＰＳＫ変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器
５４で高周波信号に周波数変換された後、サービスエリ
ア５６内に互いに離れて設置された分散アンテナ５８1
〜５８m に共通に供給され送信される。
【００３２】また、分散アンテナ５８1 〜５８m 夫々で
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０m 夫々でベースバンド信号に復調されて可変遅延
手段としての可変遅延回路１１０1 〜１１０3 及び遅延
推定部１１２1 〜１１２3 夫々に供給される。
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０m 夫々でベースバンド信号に復調されて可変遅延
手段としての可変遅延回路１１０1 〜１１０3 及び遅延
推定部１１２1 〜１１２3 夫々に供給される。
【００３３】可変遅延回路１１０1 〜１１０3 夫々は遅
延推定部１１２1 〜１１２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１１４1 〜
１１４3 夫々に供給する。遅延推定部１１２1 〜１１２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
１４1 〜１１４3 は係数計算部１２２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１１６で合成される。この係数器１１
４1 〜１１４3と加算器１１６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１１８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１２０は
加算器１１６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１２２はこの誤差信号から係
数器１１４1 〜１１４3 夫々に設定する係数を計算す
る。
延推定部１１２1 〜１１２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１１４1 〜
１１４3 夫々に供給する。遅延推定部１１２1 〜１１２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
１４1 〜１１４3 は係数計算部１２２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１１６で合成される。この係数器１１
４1 〜１１４3と加算器１１６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１１８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１２０は
加算器１１６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１２２はこの誤差信号から係
数器１１４1 〜１１４3 夫々に設定する係数を計算す
る。
【００３４】図６において、端末局７０はセクターアン
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されて可変遅延手段としての可変遅延回路１
３０1 〜１３０3 及び遅延推定部１３２1 〜１３２3 夫
々に供給される。
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されて可変遅延手段としての可変遅延回路１
３０1 〜１３０3 及び遅延推定部１３２1 〜１３２3 夫
々に供給される。
【００３５】可変遅延回路１３０1 〜１３０3 夫々は遅
延推定部１３２1 〜１３２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１３４1 〜
１３４3 夫々に供給する。遅延推定部１３２1 〜１３２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
３４1 〜１３４3 は係数計算部１４２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１３６で合成される。この係数器１３
４1 〜１３４3と加算器１３６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１３８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１４０は
加算器１３６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１４２はこの誤差信号から係
数器１３４1 〜１３４3 夫々に設定する係数を計算す
る。
延推定部１３２1 〜１３２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１３４1 〜
１３４3 夫々に供給する。遅延推定部１３２1 〜１３２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
３４1 〜１３４3 は係数計算部１４２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１３６で合成される。この係数器１３
４1 〜１３４3と加算器１３６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１３８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１４０は
加算器１３６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１４２はこの誤差信号から係
数器１３４1 〜１３４3 夫々に設定する係数を計算す
る。
【００３６】また、端末局７０の変調信号点発生部７６
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
【００３７】上記実施例で分散アンテナの数及びセクタ
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。可変遅延回路１１０1 〜１１０3 ，１
３０1 〜１３０3 夫々は図７に示す構成である。同図
中、端子１５０には復調された信号、つまりベースバン
ド信号が入来し、ｘ段構成のシフトレジスタ１５２に供
給される。シフトレジスタ１５２の各段の出力のうちの
いずれかがスイッチ１５４に接続されて端子１５６より
出力される。スイッチ１５４がシフトレジスタ１５２の
どの段に接続するかは遅延推定部が設定する。
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。可変遅延回路１１０1 〜１１０3 ，１
３０1 〜１３０3 夫々は図７に示す構成である。同図
中、端子１５０には復調された信号、つまりベースバン
ド信号が入来し、ｘ段構成のシフトレジスタ１５２に供
給される。シフトレジスタ１５２の各段の出力のうちの
いずれかがスイッチ１５４に接続されて端子１５６より
出力される。スイッチ１５４がシフトレジスタ１５２の
どの段に接続するかは遅延推定部が設定する。
【００３８】ここで、係数計算部１２２，１４２はＴＤ
ＭＡフレームのトレーニング信号を用いて適応アルゴリ
ズムにより係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１３
４3夫々の係数を計算し、その後もデータ信号を用いて
係数を計算して更新する。適応アルゴリズムには最小平
均二自乗法（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ
法）等の各種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を
用いて説明する。どの方法を用いるかはシステムで許容
される処理量や収束速度に応じて選択する。ＬＭＳ法を
用いた場合、係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１
３４3 夫々の係数ａ(n+1) k は（３’）式で表わされ
る。
ＭＡフレームのトレーニング信号を用いて適応アルゴリ
ズムにより係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１３
４3夫々の係数を計算し、その後もデータ信号を用いて
係数を計算して更新する。適応アルゴリズムには最小平
均二自乗法（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ
法）等の各種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を
用いて説明する。どの方法を用いるかはシステムで許容
される処理量や収束速度に応じて選択する。ＬＭＳ法を
用いた場合、係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１
３４3 夫々の係数ａ(n+1) k は（３’）式で表わされ
る。
【００３９】 ａ(n+1) k ＝ａ(n) k ＋μｘk (n+1) ｅ* (n) ・・・(3') 遅延推定部１１２1 〜１１２3 ，１３２1 〜１３２3 夫
々は判定信号ｄ（ｎ−１）と、受信信号ｘk （ｎ−τ）
との相互相関Ｒ（τ）を(5) 式で計算し、相関値の絶対
値が最大となる遅延量τmax を(6) 式で求め、このτ
max を各可変遅延回路に設定する。
々は判定信号ｄ（ｎ−１）と、受信信号ｘk （ｎ−τ）
との相互相関Ｒ（τ）を(5) 式で計算し、相関値の絶対
値が最大となる遅延量τmax を(6) 式で求め、このτ
max を各可変遅延回路に設定する。
【００４０】
【数２】
【００４１】本実施例では基地局５０，端末局７０夫々
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、各ベースバン
ド信号の遅延量が同じようになるように遅延し、重み付
けを行ってダイバーシティ合成しているため、パスダイ
バーシティ効果によりシャドウイングに対する改善が得
られ、全アンテナの受信信号を利用しているため利用効
率が向上し、改善効果が大きい。また、反射波の遅延量
がデータ伝送速度に対して小さいときに生じるフラット
フェージングに対してもシャドウイングに対すると同様
の改善が得られる。
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、各ベースバン
ド信号の遅延量が同じようになるように遅延し、重み付
けを行ってダイバーシティ合成しているため、パスダイ
バーシティ効果によりシャドウイングに対する改善が得
られ、全アンテナの受信信号を利用しているため利用効
率が向上し、改善効果が大きい。また、反射波の遅延量
がデータ伝送速度に対して小さいときに生じるフラット
フェージングに対してもシャドウイングに対すると同様
の改善が得られる。
【００４２】また、合成時にベースバンド信号中の遅延
波の一部が除去されるため、マルチパスフェージングの
影響も一部抑圧することができる。図８，図９は本発明
の第３実施例の基地局、移動局夫々のブロック図を示
す。図８において、基地局５０の変調信号点発生部５２
は下り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器５４で
高周波信号に周波数変換された後、サービスエリア５６
内に互いに離れて設置された分散アンテナ５８1 〜５８
m に共通に供給され送信される。
波の一部が除去されるため、マルチパスフェージングの
影響も一部抑圧することができる。図８，図９は本発明
の第３実施例の基地局、移動局夫々のブロック図を示
す。図８において、基地局５０の変調信号点発生部５２
は下り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器５４で
高周波信号に周波数変換された後、サービスエリア５６
内に互いに離れて設置された分散アンテナ５８1 〜５８
m に共通に供給され送信される。
【００４３】また、分散アンテナ５８1 〜５８m 夫々で
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０m 夫々でベースバンド信号に復調されて可変遅延
回路１１０1 〜１１０3 及び遅延推定部１１２1 〜１１
２3 夫々に供給される。可変遅延回路１１０1 〜１１０
3 夫々は遅延推定部１１２1 〜１１２3 夫々から設定さ
れた遅延量で供給されるベースバンド信号を遅延するこ
とにより、各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器
１１４1 〜１１４3 夫々に供給する。遅延推定部１１２
1 〜１１２3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受
信データとから各ベースバンド信号の遅延量を推定す
る。係数器１１４1 〜１１４3 は係数計算部１２２から
供給される係数を乗算してベースバンド信号の重み付け
を行い、これらの信号は加算器１１６で合成される。こ
の係数器１１４1 〜１１４3と加算器１１６が重み付け
合成手段に対応する。データ判定器１１８は供給される
信号、つまりＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによっ
てデータ判定を行って受信データを再生し出力する。減
算器１２０は加算器１１６の出力信号から受信データを
減算して誤差信号を生成し、係数計算部１２２はこの誤
差信号から係数器１１４1 〜１１４3 及びフィードバッ
クフィルタ（ＦＢ）１２６夫々に設定する係数を計算す
る。
受信された上り回線の信号は基地局５０の復調器６０1
〜６０m 夫々でベースバンド信号に復調されて可変遅延
回路１１０1 〜１１０3 及び遅延推定部１１２1 〜１１
２3 夫々に供給される。可変遅延回路１１０1 〜１１０
3 夫々は遅延推定部１１２1 〜１１２3 夫々から設定さ
れた遅延量で供給されるベースバンド信号を遅延するこ
とにより、各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器
１１４1 〜１１４3 夫々に供給する。遅延推定部１１２
1 〜１１２3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受
信データとから各ベースバンド信号の遅延量を推定す
る。係数器１１４1 〜１１４3 は係数計算部１２２から
供給される係数を乗算してベースバンド信号の重み付け
を行い、これらの信号は加算器１１６で合成される。こ
の係数器１１４1 〜１１４3と加算器１１６が重み付け
合成手段に対応する。データ判定器１１８は供給される
信号、つまりＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによっ
てデータ判定を行って受信データを再生し出力する。減
算器１２０は加算器１１６の出力信号から受信データを
減算して誤差信号を生成し、係数計算部１２２はこの誤
差信号から係数器１１４1 〜１１４3 及びフィードバッ
クフィルタ（ＦＢ）１２６夫々に設定する係数を計算す
る。
【００４４】ＦＢ１２６は判定された受信データのフィ
ルタリングを行って減算器１２４に供給する。減算器１
２４は加算器１１６の出力信号からＦＢ１２６の出力信
号を減算してデータ判定器１１８に供給する。上記のデ
ータ判定器１１８から減算器１２４によって判定帰還型
等化手段である判定帰還型等化部が構成されている。
ルタリングを行って減算器１２４に供給する。減算器１
２４は加算器１１６の出力信号からＦＢ１２６の出力信
号を減算してデータ判定器１１８に供給する。上記のデ
ータ判定器１１８から減算器１２４によって判定帰還型
等化手段である判定帰還型等化部が構成されている。
【００４５】図９において、端末局７０はセクターアン
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されて可変遅延回路１３０1 〜１３０3 及び
遅延推定部１３２1 〜１３２3 夫々に供給される。
テナ７２を持つ。セクターアンテナ７２は３個の単一指
向性アンテナ７３1 〜７３3 の向きを互いに異ならせて
配置したものである。上記のセクターアンテナ７２の各
アンテナ７３1 〜７３3 で受信された下り回線の信号は
端末局７０の復調器７４1 〜７４n 夫々でベースバンド
信号に復調されて可変遅延回路１３０1 〜１３０3 及び
遅延推定部１３２1 〜１３２3 夫々に供給される。
【００４６】可変遅延回路１３０1 〜１３０3 夫々は遅
延推定部１３２1 〜１３２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１３４1 〜
１３４3 夫々に供給する。遅延推定部１３２1 〜１３２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
３４1 〜１３４3 は係数計算部１４２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１３６で合成される。この係数器１３
４1 〜１３４3と加算器１３６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１３８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１４０は
加算器１３６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１４２はこの誤差信号から係
数器１３４1 〜１３４3 夫々及びフィードバックフィル
タ（ＦＢ）１４６夫々に設定する係数を計算する。
延推定部１３２1 〜１３２3 夫々から設定された遅延量
で供給されるベースバンド信号を遅延することにより、
各ベースバンド信号の位相をそろえて係数器１３４1 〜
１３４3 夫々に供給する。遅延推定部１３２1 〜１３２
3 夫々は各ベースバンド信号と判定された受信データと
から各ベースバンド信号の遅延量を推定する。係数器１
３４1 〜１３４3 は係数計算部１４２から供給される係
数を乗算してベースバンド信号の重み付けを行い、これ
らの信号は加算器１３６で合成される。この係数器１３
４1 〜１３４3と加算器１３６が重み付け合成手段に対
応する。データ判定器１３８は供給される信号、つまり
ＱＰＳＫ信号を閾値と比較することによってデータ判定
を行って受信データを再生し出力する。減算器１４０は
加算器１３６の出力信号から受信データを減算して誤差
信号を生成し、係数計算部１４２はこの誤差信号から係
数器１３４1 〜１３４3 夫々及びフィードバックフィル
タ（ＦＢ）１４６夫々に設定する係数を計算する。
【００４７】ＦＢ１４６は判定された受信データのフィ
ルタリングを行って減算器１４４に供給する。減算器１
４４は加算器１３６の出力信号からＦＢ１４６の出力信
号を減算してデータ判定器１３８に供給する。上記のデ
ータ判定器１３８から減算器１４４によって判定帰還型
等化手段である判定帰還型等化部が構成されている。
ルタリングを行って減算器１４４に供給する。減算器１
４４は加算器１３６の出力信号からＦＢ１４６の出力信
号を減算してデータ判定器１３８に供給する。上記のデ
ータ判定器１３８から減算器１４４によって判定帰還型
等化手段である判定帰還型等化部が構成されている。
【００４８】また、端末局７０の変調信号点発生部７６
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
は上り回線の送信データを供給されて、例えばＱＰＳＫ
変調を行う。得られたベースバンド信号は変調器７８で
高周波信号に周波数変調されてセクターアンテナ７２の
各アンテナ７３1 〜７３3 に共通に供給され、送信され
る。
【００４９】上記実施例で分散アンテナの数及びセクタ
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。ここで、係数計算部１２２，１４２は
ＴＤＭＡフレームのトレーニング信号を用いて適応アル
ゴリズムにより係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜
１３４3及びＦＢ１２６，１４６夫々の係数を計算し、
その後もデータ信号を用いて係数を計算して更新する。
アンテナを構成するアンテナの数は３に限らず、いくつ
であっても良い。ここで、係数計算部１２２，１４２は
ＴＤＭＡフレームのトレーニング信号を用いて適応アル
ゴリズムにより係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜
１３４3及びＦＢ１２６，１４６夫々の係数を計算し、
その後もデータ信号を用いて係数を計算して更新する。
【００５０】適応アルゴリズムには最小平均二自乗法
（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ法）等の各
種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を用いて説明
する。どの方法を用いるかはシステムで許容される処理
量や収束速度に応じて選択する。ＬＭＳ法を用いた場
合、係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１３４3 夫
々の係数ａ(n+1) k は（３’）式で表わされる。また、
ＦＢ１２６，１４６夫々の係数は（４）式で表わされ
る。
（ＬＭＳ法）や、逐次最小二自乗法（ＲＬＳ法）等の各
種の方法があるが、本実施例ではＬＭＳ法を用いて説明
する。どの方法を用いるかはシステムで許容される処理
量や収束速度に応じて選択する。ＬＭＳ法を用いた場
合、係数器１１４1 〜１１４3 ，１３４1 〜１３４3 夫
々の係数ａ(n+1) k は（３’）式で表わされる。また、
ＦＢ１２６，１４６夫々の係数は（４）式で表わされ
る。
【００５１】遅延推定部１１２1 〜１１２3 ，１３２1
〜１３２3 夫々は判定信号ｄ（ｎ−１）と、受信信号ｘ
k （ｎ−τ）との相互相関Ｒ（τ）を(5) 式で計算し、
相関値の絶対値が最大となる遅延量τmax を(6) 式で求
め、このτmax を各可変遅延回路に設定する。
〜１３２3 夫々は判定信号ｄ（ｎ−１）と、受信信号ｘ
k （ｎ−τ）との相互相関Ｒ（τ）を(5) 式で計算し、
相関値の絶対値が最大となる遅延量τmax を(6) 式で求
め、このτmax を各可変遅延回路に設定する。
【００５２】本実施例では基地局５０，端末局７０夫々
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、各ベースバン
ド信号の遅延量が同じようになるように遅延し、重み付
けを行ってダイバーシティ合成しているため、パスダイ
バーシティ効果によりシャドウイングに対する改善が得
られ、全アンテナの受信信号を利用しているため利用効
率が向上し、改善効果が大きい。また、反射波の遅延量
がデータ伝送速度に対して小さいときに生じるフラット
フェージングに対してもシャドウイングに対すると同様
の改善が得られる。
において、複数のアンテナ５８1 〜５８3 又は７３1 〜
７３3 のうちいずれかのアンテナにおける受信信号レベ
ルが、シャドウイングにより低下しても、各ベースバン
ド信号の遅延量が同じようになるように遅延し、重み付
けを行ってダイバーシティ合成しているため、パスダイ
バーシティ効果によりシャドウイングに対する改善が得
られ、全アンテナの受信信号を利用しているため利用効
率が向上し、改善効果が大きい。また、反射波の遅延量
がデータ伝送速度に対して小さいときに生じるフラット
フェージングに対してもシャドウイングに対すると同様
の改善が得られる。
【００５３】一方、判定帰還型等化部で受信信号に含ま
れる遅延波の影響を除去することにより、マルチパスフ
ェージングの影響を抑圧することができる。
れる遅延波の影響を除去することにより、マルチパスフ
ェージングの影響を抑圧することができる。
【００５４】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、
無線通信システムの受信回路において、複数のアンテナ
で受信した信号のダイバーシティ合成を行う合成手段を
有する。
無線通信システムの受信回路において、複数のアンテナ
で受信した信号のダイバーシティ合成を行う合成手段を
有する。
【００５５】このように、複数のアンテナで受信した信
号をダイバーシティ合成するため、パスダイバーシティ
効果によるシャドウイングやフラットフェージングに対
する改善が得られる。また、請求項２に記載の発明は、
請求項１記載の無線通信システムの受信回路において、
前記合成手段は、複数のアンテナで受信した信号夫々の
遅延量を略同一とする複数の可変遅延手段と、上記複数
の可変遅延手段の出力する信号夫々に重み付けして合成
する重み付け合成手段とで構成する。
号をダイバーシティ合成するため、パスダイバーシティ
効果によるシャドウイングやフラットフェージングに対
する改善が得られる。また、請求項２に記載の発明は、
請求項１記載の無線通信システムの受信回路において、
前記合成手段は、複数のアンテナで受信した信号夫々の
遅延量を略同一とする複数の可変遅延手段と、上記複数
の可変遅延手段の出力する信号夫々に重み付けして合成
する重み付け合成手段とで構成する。
【００５６】このように複数の可変遅延手段と重み付け
合成手段とによりダイバーシティ合成が可能となり、シ
ャドウイングやフラットフェージングに対する改善が得
られる。また、請求項３に記載の発明は、請求項２記載
の無線通信システムの受信回路において、前記重み付け
合成手段の出力する信号の等化を行う判定帰還型等化手
段を有する。
合成手段とによりダイバーシティ合成が可能となり、シ
ャドウイングやフラットフェージングに対する改善が得
られる。また、請求項３に記載の発明は、請求項２記載
の無線通信システムの受信回路において、前記重み付け
合成手段の出力する信号の等化を行う判定帰還型等化手
段を有する。
【００５７】このため、判定帰還型等化手段において信
号中の遅延波の影響を除去することができ、シャドウイ
ングやフラットフェージングの他にマルチパスフェージ
ングの影響も抑圧することができる。また、請求項４に
記載の発明は、請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、前記合成手段は、トランスバーサル合成
判定帰還型等化手段で構成する。
号中の遅延波の影響を除去することができ、シャドウイ
ングやフラットフェージングの他にマルチパスフェージ
ングの影響も抑圧することができる。また、請求項４に
記載の発明は、請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、前記合成手段は、トランスバーサル合成
判定帰還型等化手段で構成する。
【００５８】このため、トランスバーサル合成判定帰還
型等化手段のトランスバーサル合成部で各アンテナで受
信した信号の遅延時間を略同一としてトランスバーサル
合成することによりシャドウイングやフラットフェージ
ングの影響を抑圧でき、判定帰還型等化部で信号中の選
択波の影響を除去でき、マルチパスフェージングの影響
を抑圧できる。
型等化手段のトランスバーサル合成部で各アンテナで受
信した信号の遅延時間を略同一としてトランスバーサル
合成することによりシャドウイングやフラットフェージ
ングの影響を抑圧でき、判定帰還型等化部で信号中の選
択波の影響を除去でき、マルチパスフェージングの影響
を抑圧できる。
【００５９】また、請求項５に記載の発明は、請求項１
記載の無線通信システムの受信回路において、前記複数
のアンテナは、互いに離間して設置された分散アンテナ
である。これにより、サービスエリア内の移動局から送
信される上り回線の信号を基地局でダイバーシティ合成
が可能な状態で受信できる。
記載の無線通信システムの受信回路において、前記複数
のアンテナは、互いに離間して設置された分散アンテナ
である。これにより、サービスエリア内の移動局から送
信される上り回線の信号を基地局でダイバーシティ合成
が可能な状態で受信できる。
【００６０】また、請求項６に記載の発明は、請求項１
記載の無線通信システムの受信回路において、前記複数
のアンテナは、向きを互いに異ならせて配置した単一指
向性アンテナで、セクタアンテナを構成する。
記載の無線通信システムの受信回路において、前記複数
のアンテナは、向きを互いに異ならせて配置した単一指
向性アンテナで、セクタアンテナを構成する。
【００６１】これにより、基地局から送信される下り回
線の信号を移動局でダイバーシティ合成が可能な状態で
受信できる。
線の信号を移動局でダイバーシティ合成が可能な状態で
受信できる。
【図１】本発明システムの基地局装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明システムの移動局装置のブロック図であ
る。
る。
【図３】フィルタのブロック図である。
【図４】ＴＤＭＡフレームを説明するための図である。
【図５】本発明システムの基地局装置のブロック図であ
る。
る。
【図６】本発明システムの移動局装置のブロック図であ
る。
る。
【図７】可変遅延回路のブロック図である。
【図８】本発明システムの基地局装置のブロック図であ
る。
る。
【図９】本発明システムの移動局装置のブロック図であ
る。
る。
【図１０】従来システムの基地局装置のブロック図であ
る。
る。
【図１１】従来システムの移動局装置のブロック図であ
る。
る。
５０ 基地局 ５２，７６ 変調信号点発生部 ５４，７８ 変調器 ５６ サービスエリア ５８1 〜５８3 分散アンテナ ６０1 〜６０3 ，７４1 〜７４3 復調器 ６２，８２ トランスバーサル合成判定帰還型等化器 ６４1 〜６４3 フィードフォワードフィルタ ６６，８６ 加算器 ６８，８８ フィードバックフィルタ ７０，９０ 減算器 ７２，７４，９２，９４ データ判定器 ７６，９６ 係数計算部
Claims (6)
- 【請求項１】 無線通信システムの受信回路において、 複数のアンテナで受信した信号のダイバーシティ合成を
行う合成手段を有することを特徴とする無線通信システ
ムの受信回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、 前記合成手段は、複数のアンテナで受信した信号夫々の
遅延量を略同一とする複数の可変遅延手段と、 上記複数の可変遅延手段の出力する信号夫々に重み付け
して合成する重み付け合成手段とで構成したことを特徴
とする無線通信システムの受信回路。 - 【請求項３】 請求項２記載の無線通信システムの受信
回路において、 前記重み付け合成手段の出力する信号の等化を行う判定
帰還型等化手段を有することを特徴とする無線通信シス
テムの受信回路。 - 【請求項４】 請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、 前記合成手段は、トランスバーサル合成判定帰還型等化
手段で構成したことを特徴とする無線通信システムの受
信回路。 - 【請求項５】 請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、 前記複数のアンテナは、互いに離間して設置された分散
アンテナであることを特徴とする無線通信システムの受
信回路。 - 【請求項６】 請求項１記載の無線通信システムの受信
回路において、 前記複数のアンテナは、向きを互いに異ならせて配置し
た単一指向性アンテナで、セクタアンテナを構成するこ
とを特徴とする無線通信システムの受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8229000A JPH1075237A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 無線通信システムの受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8229000A JPH1075237A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 無線通信システムの受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075237A true JPH1075237A (ja) | 1998-03-17 |
Family
ID=16885197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8229000A Pending JPH1075237A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 無線通信システムの受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1075237A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001030011A1 (en) * | 1999-10-21 | 2001-04-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | An adaptive digital beamforming receiver to improve signal reception |
| JP2011041001A (ja) * | 2009-08-11 | 2011-02-24 | Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd | 無線基地局、及び無線通信方法 |
| JP2011259460A (ja) * | 2011-07-15 | 2011-12-22 | Fujitsu Ltd | データ受信装置および適応等化回路 |
-
1996
- 1996-08-29 JP JP8229000A patent/JPH1075237A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001030011A1 (en) * | 1999-10-21 | 2001-04-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | An adaptive digital beamforming receiver to improve signal reception |
| JP2011041001A (ja) * | 2009-08-11 | 2011-02-24 | Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd | 無線基地局、及び無線通信方法 |
| JP2011259460A (ja) * | 2011-07-15 | 2011-12-22 | Fujitsu Ltd | データ受信装置および適応等化回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040708 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041026 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050308 |