JPH1074084A - Electronic musical instrument - Google Patents
Electronic musical instrumentInfo
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- JPH1074084A JPH1074084A JP9182970A JP18297097A JPH1074084A JP H1074084 A JPH1074084 A JP H1074084A JP 9182970 A JP9182970 A JP 9182970A JP 18297097 A JP18297097 A JP 18297097A JP H1074084 A JPH1074084 A JP H1074084A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電子ピアノ等の電
子楽器に関し、特に、鍵盤における押鍵時の強度に応じ
て発生する楽音の特性を制御する電子楽器に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an electronic musical instrument such as an electronic piano, and more particularly to an electronic musical instrument for controlling the characteristics of musical tones generated in accordance with the strength of keys pressed on a keyboard.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、鍵盤における押鍵時の強度で
ある所謂タッチ情報により、例えば、図２１に示すよう
に、低域通過フィルタのカットオフ周波数を変更制御し
て、発生する楽音の特性を制御する電子楽器が知られて
いる。2. Description of the Related Art Conventionally, as shown in FIG. 21, for example, as shown in FIG. 21, the cutoff frequency of a low-pass filter is changed and controlled based on so-called touch information, which is the strength at the time of depressing a key on a keyboard, and the characteristic of a tone generated An electronic musical instrument for controlling a musical instrument is known.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような従来の電子楽器では、低域通過フィルタのカット
オフ周波数を変更制御する際、上記図２１に示したよう
に、キーのタッチｔｃ１，ｔｃ２，ｔｃ３，・・・に対
してロールオフ又はスロープ特性が一定であったため、
音色によっては楽音特性の変化具合が非常に不自然な印
象を与える場合があった。However, in the above-described conventional electronic musical instrument, when the cutoff frequency of the low-pass filter is changed and controlled, as shown in FIG. 21, the key touches tc1 and tc2 are performed. , Tc3, ..., the roll-off or slope characteristics were constant,
Depending on the timbre, the degree of change in the tone characteristics may give a very unnatural impression.
【０００４】そこで、本発明は、上記の欠点を除去する
ために成されたもので、鍵盤における押鍵時の操作強度
に応じて、自然で良好な楽音の変化を得る電子楽器を提
供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in order to eliminate the above-mentioned drawbacks, and provides an electronic musical instrument capable of obtaining a natural and good tone change in accordance with the operation strength of a keyboard when a key is pressed. With the goal.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明に係る電子楽器
は、楽音の発音開始及び停止を指示する発音指示手段
と、上記発音指示手段により発音指示される際の操作強
度を検出する検出手段と、上記発音指示手段による発音
指示及び上記検出手段の検出結果に基づいて楽音の発生
を制御する制御手段と、上記制御手段により制御される
楽音を発生する楽音発生手段とを備え、上記楽音発生手
段は、共振周波数及び共振の鋭さを示す値によりフィル
タ特性が上記制御手段により制御されるディジタルフィ
ルタを含み、上記制御手段により制御されたフィルタ特
性で楽音を発生し、上記制御手段は、操作強度に対応し
て複数の共振周波数情報を記憶した第１のテーブル手段
と、操作強度に対応して複数の共振の鋭さを示す値の情
報を記憶した第２のテーブル手段とを含み、上記検出手
段の検出結果に基づいて上記第１のテーブル及び第２の
テーブルから選出した共振周波数情報及び共振の鋭さを
示す値の情報により上記フィルタ特性を制御することを
特徴とする。An electronic musical instrument according to the present invention comprises: sounding instruction means for instructing the start and stop of sounding of musical sounds; and detecting means for detecting the operation intensity when sounding is instructed by the sounding instruction means. Control means for controlling generation of a musical tone based on a sounding instruction by the sounding instruction means and a detection result of the detecting means; and a musical sound generating means for generating a musical sound controlled by the control means. Includes a digital filter whose filter characteristics are controlled by the control means by a value indicating the resonance frequency and the sharpness of the resonance, and generates a musical tone with the filter characteristics controlled by the control means. First table means for storing a plurality of pieces of resonance frequency information correspondingly, and second table means for storing a plurality of pieces of information indicating values of the sharpness of the resonance corresponding to the operation intensity. And controlling the filter characteristic with resonance frequency information and information on a value indicating the sharpness of resonance selected from the first table and the second table based on the detection result of the detection means. And
【０００６】また、上記ディジタルフィルタは、低域通
過フィルタであり、上記共振周波数は、フィルタのカッ
トオフ周波数を決定することを特徴とする。Further, the digital filter is a low-pass filter, and the resonance frequency determines a cutoff frequency of the filter.
【０００７】また、上記フィルタ特性を制御する制御手
段は、複数の音色ごとに共振周波数情報のベース値及び
共振の鋭さ情報のベース値を各々記憶した記憶手段と、
上記第１のテーブル手段からの共振周波数情報と上記記
憶手段からの共振周波数ベース値を加算する第１の加算
器と、上記第２のテーブル手段からの共振の鋭さ情報と
上記記憶手段からの共振の鋭さ情報のベース値を加算す
る第２の加算器とを含むことを特徴とする。The control means for controlling the filter characteristics includes a storage means for storing a base value of resonance frequency information and a base value of resonance sharpness information for each of a plurality of timbres;
A first adder for adding the resonance frequency information from the first table means and the resonance frequency base value from the storage means; a resonance sharpness information from the second table means and a resonance from the storage means; And a second adder for adding a base value of the sharpness information.
【０００８】また、上記共振の鋭さ情報は、対数値で記
憶されていることを特徴とする。[0008] The resonance sharpness information is stored as a logarithmic value.
【０００９】また、上記ディジタルフィルタは、上記共
振周波数情報と共振の鋭さ情報に基づいて、少なくとも
４つのフィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，ｆ）を発生するフィ
ルタ係数発生回路と、上記フィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，
ｆ）を楽音信号に掛ける乗算器とを含むことを特徴とす
る。The digital filter includes a filter coefficient generating circuit for generating at least four filter coefficients (A, a, b, f) based on the resonance frequency information and the resonance sharpness information; A, a, b,
and f) a multiplier for multiplying the tone signal by f).
【００１０】また、上記フィルタ係数発生回路は、１か
ら共振周波数情報の余弦値を引いたフィルタ係数Ａを発
生する余弦関数発生器と、上記フィルタ係数Ａに係数ｄ
を掛けてフィルタ係数ａを形成する係数ｄ乗算器と、上
記共振周波数情報の正弦値を発生する正弦関数発生器
と、上記正弦値に係数Ｄを掛けてフィルタ係数ｂを形成
する係数Ｄ乗算器とを含み、上記係数Ｄは、共振の鋭さ
情報Ｑの逆数の１／２であり、上記係数ｄは、共振の鋭
さ情報Ｑの逆数の１／２（Ｑが１以上の場合）又は一定
値（Ｑが１以下の場合）であることを特徴とする。The filter coefficient generator includes a cosine function generator for generating a filter coefficient A obtained by subtracting a cosine value of resonance frequency information from 1;
, A coefficient d multiplier for generating a filter coefficient a, a sine function generator for generating a sine value of the resonance frequency information, and a coefficient D multiplier for forming a filter coefficient b by multiplying the sine value by a coefficient D The coefficient D is 1/2 of the reciprocal of the resonance sharpness information Q, and the coefficient d is 1/2 of the reciprocal of the resonance sharpness information Q (when Q is 1 or more) or a constant value. (When Q is 1 or less).
【００１１】また、上記フィルタ特性を制御する制御手
段は、上記共振の鋭さの情報を対数値で記憶した上記第
２のテーブル手段を含み、上記フィルタ係数発生回路
は、上記対数値の補数をとる補数回路と、上記補数回路
の出力をリニア変数値に変換する対数−リニア変数変換
回路と、上記対数−リニア変数変換回路の出力を２で割
って上記係数値Ｄを得る割算手段と、上記係数値Ｄと一
定値１／２を比較する比較器と、上記比較器の出力がＤ
≦１／２を示すとき上記係数値Ｄを係数値ｄとして出力
し、上記比較器の出力がＤ＞１／２を示すとき上記一定
値１／２を係数値ｄとして出力する選択手段とを含むこ
とを特徴とする。The control means for controlling the filter characteristic includes the second table means storing the information on the sharpness of the resonance as a logarithmic value, and the filter coefficient generating circuit takes a complement of the logarithmic value. A complement circuit, a log-linear variable conversion circuit for converting the output of the complement circuit into a linear variable value, dividing means for dividing the output of the log-linear variable conversion circuit by 2 to obtain the coefficient value D, A comparator for comparing the coefficient value D with a constant value 1/2, and an output of the comparator
Selecting means for outputting the coefficient value D as a coefficient value d when ≤1 / 2, and outputting the constant value 1/2 as a coefficient value d when the output of the comparator indicates D> 1/2. It is characterized by including.
【００１２】また、上記フィルタ係数発生回路は、上記
フィルタ係数ｂを入力とし、フィルタ係数ｆとして、 ｆ（ｂ）＝ｂ／（１＋ｂ） を出力する関数発生器を含み、上記関数発生器は、 ｆ（ｂ）＝ｂ （０≦ｂ＜１／４） ｆ（ｂ）＝ｂ／２＋（２／１６） （１／４≦ｂ＜１／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／４＋（４／１６） （１／２≦ｂ＜３／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／８＋（７／１６） （３／２≦ｂ＜２） ｆ（ｂ）＝ｂ／１６＋（９／１６） （２≦ｂ＜４） をフィルタ係数ｂ（０≦ｂ＜４）の各レンジで発生する
折れ線近似回路であることを特徴とする。Further, the filter coefficient generation circuit includes a function generator that receives the filter coefficient b as input and outputs f (b) = b / (1 + b) as a filter coefficient f, and the function generator includes: f (b) = b (0 ≦ b <１ ／) f (b) = b / 2 + (2/16) (１ ／ ≦ b <１ ／) f (b) = b / 4 + (4 / 16) (1/2 ≦ b <3/2) f (b) = b / 8 + (7/16) (3/2 ≦ b <2) f (b) = b / 16 + (9/16) (2) ≦ b <4) in a polygonal line approximation circuit that is generated in each range of the filter coefficient b (0 ≦ b <4).
【００１３】また、上記折れ線近似回路は、上記フィル
タ係数ｂの各レンジを識別するレンジ識別回路と、上記
レンジ識別回路のレンジ情報出力に基づいてオフセット
定数値を発生するオフセット発生回路と、上記フィルタ
係数ｂを入力として１／２、１／４、１／８、１／１６
の割り算を各レンジごとに行う割算器と、上記オフセッ
ト発生回路と割算器の各出力を加算する加算器とを含む
ことを特徴とする。The polygonal line approximation circuit includes a range identification circuit for identifying each range of the filter coefficient b, an offset generation circuit for generating an offset constant value based on a range information output of the range identification circuit, 1/2, 1/4, 1/8, 1/16 with coefficient b as input
, For each range, and an adder for adding the offset generation circuit and each output of the divider.
【００１４】また、上記ディジタルフィルタは、入力楽
音信号に上記フィルタ係数ａを掛ける係数ａ乗算器と、
上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィルタ係数
ｂを掛ける係数ｂ乗算器と、上記係数ａ乗算器と上記係
数ｂ乗算器の各出力を加算する第１の加算器と、上記第
１の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第１の遅延
回路と、上記係数ａ乗算器の出力に２を掛ける第１の乗
算器と、上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィ
ルタ係数Ａを掛ける係数Ａ乗算器と、上記係数Ａ乗算器
の出力に２を掛ける第２の乗算器と、上記第１の乗算器
と上記第２の乗算器の各出力を加算する第２の加算器
と、上記第２の加算器の出力を１サンプル時間遅延する
第２の遅延回路と、上記係数ａ乗算器と上記第２の遅延
回路の各出力を加算する第３の加算器と、上記第３の加
算器の出力に上記フィルタ係数ｆを掛けて上記ディジタ
ルフィルタの出力を得る係数ｆ乗算器とを含むことを特
徴とする。The digital filter includes a coefficient a multiplier for multiplying the input tone signal by the filter coefficient a,
A coefficient b multiplier for multiplying the output signal of the digital filter by the filter coefficient b, a first adder for adding each output of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier, and a first adder A first delay circuit that delays the output by one sample time, a first multiplier that multiplies the output of the coefficient a multiplier by 2, and a coefficient A multiplier that multiplies the output signal of the digital filter by the filter coefficient A A second multiplier for multiplying the output of the coefficient A multiplier by 2, a second adder for adding the outputs of the first multiplier and the second multiplier, and the second addition. A second delay circuit that delays the output of the delay unit by one sample time, a third adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the second delay circuit, and an output of the third adder. Multiply the above filter coefficient f and output the digital filter Characterized in that it comprises a coefficient f multiplier that.
【００１５】また、上記ディジタルフィルタは、上記係
数ｂ乗算器、係数Ａ乗算器及び係数ｆ乗算器の各々の入
力と出力を加算して係数乗算出力とする第４、第５及び
第６の加算器を更に含むことを特徴とする。Further, the digital filter adds fourth and fifth and sixth additions of the input and output of each of the coefficient b multiplier, coefficient A multiplier and coefficient f multiplier to obtain a coefficient multiplied output. It further comprises a vessel.
【００１６】本発明に係る電子楽器は、楽音の発音開始
及び停止を指示する発音指示手段と、上記発音指示手段
により発音指示される際の操作強度を検出する検出手段
と、上記発音指示手段による発音指示及び上記検出手段
の検出結果に基づいて楽音の発生を制御する制御手段
と、上記制御手段により制御される楽音を発生する楽音
発生手段とを備え、上記楽音発生手段は、共振周波数及
び共振の鋭さを示す値によりフィルタ特性が上記制御手
段により制御されるディジタルフィルタを含み、上記制
御手段により制御されたフィルタ特性で楽音を発生し、
上記制御手段は、操作強度に対応して複数の共振周波数
情報を記憶した第１のテーブル手段と、共振周波数情報
に対応して複数の共振の鋭さを示す値の情報を記憶した
第２のテーブル手段とを含み、上記検出手段の検出結果
に基づいて共振周波数情報を上記第１のテーブルから選
出し、その選出した共振周波数情報に基づいて共振の鋭
さを示す値を上記第２のテーブルから選出することを特
徴とする。An electronic musical instrument according to the present invention comprises a sounding instruction means for instructing start and stop of sounding of a musical tone, a detecting means for detecting an operation intensity when sounding is instructed by the sounding instruction means, and a sounding instruction means. Control means for controlling generation of a musical tone based on a sounding instruction and a detection result of the detection means; and musical tone generating means for generating a musical tone controlled by the control means, wherein the musical tone generating means has a resonance frequency and a resonance frequency. Including a digital filter whose filter characteristic is controlled by the control means by a value indicating the sharpness of the tone, generating a musical tone with the filter characteristic controlled by the control means,
The control means comprises: first table means for storing a plurality of pieces of resonance frequency information corresponding to the operation intensity; and a second table for storing a plurality of pieces of information indicating values of resonance sharpness corresponding to the resonance frequency information. Means for selecting resonance frequency information from the first table based on the detection result of the detection means, and selecting a value indicating the sharpness of resonance from the second table based on the selected resonance frequency information. It is characterized by doing.
【００１７】また、上記ディジタルフィルタは、低域通
過フィルタであり、上記共振周波数は、フィルタのカッ
トオフ周波数を決定することを特徴とする。Further, the digital filter is a low-pass filter, and the resonance frequency determines a cutoff frequency of the filter.
【００１８】また、上記フィルタ特性を制御する制御手
段は、複数の音色ごとに共振周波数情報のベース値及び
共振の鋭さ情報のベース値を各々記憶した記憶手段と、
上記第１のテーブル手段からの共振周波数情報と上記記
憶手段からの共振周波数ベース値を加算する第１の加算
器と、上記第２のテーブル手段からの共振の鋭さ情報と
上記記憶手段からの共振の鋭さ情報のベース値を加算す
る第２の加算器とを含むことを特徴とする。The control means for controlling the filter characteristics includes a storage means for storing a base value of resonance frequency information and a base value of resonance sharpness information for each of a plurality of timbres.
A first adder for adding the resonance frequency information from the first table means and the resonance frequency base value from the storage means; a resonance sharpness information from the second table means and a resonance from the storage means; And a second adder for adding a base value of the sharpness information.
【００１９】また、上記共振の鋭さ情報は、対数値で記
憶されていることを特徴とする。Further, the resonance sharpness information is stored as a logarithmic value.
【００２０】また、上記ディジタルフィルタは、上記共
振周波数情報と共振の鋭さ情報に基づいて、少なくとも
４つのフィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，ｆ）を発生するフィ
ルタ係数発生回路と、上記フィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，
ｆ）を楽音信号に掛ける乗算器とを含むことを特徴とす
る。The digital filter includes a filter coefficient generating circuit for generating at least four filter coefficients (A, a, b, f) based on the resonance frequency information and the resonance sharpness information; A, a, b,
and f) a multiplier for multiplying the tone signal by f).
【００２１】また、上記フィルタ係数発生回路は、１か
ら共振周波数情報の余弦値を引いたフィルタ係数Ａを発
生する余弦関数発生器と、上記フィルタ係数Ａに係数ｄ
を掛けてフィルタ係数ａを形成する係数ｄ乗算器と、上
記共振周波数情報の正弦値を発生する正弦関数発生器
と、上記正弦値に係数Ｄを掛けてフィルタ係数ｂを形成
する係数Ｄ乗算器とを含み、上記係数Ｄは、共振の鋭さ
情報Ｑの逆数の１／２であり、上記係数ｄは、共振の鋭
さ情報Ｑの逆数の１／２（Ｑが１以上の場合）又は一定
値（Ｑが１以下の場合）であることを特徴とする。The filter coefficient generator includes a cosine function generator for generating a filter coefficient A obtained by subtracting a cosine value of resonance frequency information from 1;
, A coefficient d multiplier for generating a filter coefficient a, a sine function generator for generating a sine value of the resonance frequency information, and a coefficient D multiplier for forming a filter coefficient b by multiplying the sine value by a coefficient D The coefficient D is 1/2 of the reciprocal of the resonance sharpness information Q, and the coefficient d is 1/2 of the reciprocal of the resonance sharpness information Q (when Q is 1 or more) or a constant value. (When Q is 1 or less).
【００２２】また、上記フィルタ特性を制御する制御手
段は、上記共振の鋭さの情報を対数値で記憶した上記第
２のテーブル手段を含み、上記フィルタ係数発生回路
は、上記対数値の補数をとる補数回路と、上記補数回路
の出力をリニア変数値に変換する対数−リニア変数変換
回路と、上記対数−リニア変数変換回路の出力を２で割
って上記係数値Ｄを得る割算手段と、上記係数値Ｄと一
定値１／２を比較する比較器と、上記比較器の出力がＤ
≦１／２を示すとき上記係数値Ｄを係数値ｄとして出力
し、上記比較器の出力がＤ＞１／２を示すとき上記一定
値１／２を係数値ｄとして出力する選択手段とを含むこ
とを特徴とする。The control means for controlling the filter characteristics includes the second table means storing the information on the sharpness of the resonance as a logarithmic value, and the filter coefficient generating circuit takes the complement of the logarithmic value. A complement circuit, a log-linear variable conversion circuit for converting the output of the complement circuit into a linear variable value, dividing means for dividing the output of the log-linear variable conversion circuit by 2 to obtain the coefficient value D, A comparator for comparing the coefficient value D with a constant value 1/2, and an output of the comparator
Selecting means for outputting the coefficient value D as a coefficient value d when ≤1 / 2, and outputting the constant value 1/2 as a coefficient value d when the output of the comparator indicates D> 1/2. It is characterized by including.
【００２３】また、上記フィルタ係数発生回路は、上記
フィルタ係数ｂを入力とし、フィルタ係数ｆとして、 ｆ（ｂ）＝ｂ／（１＋ｂ） を出力する関数発生器を含み、上記関数発生器は、 ｆ（ｂ）＝ｂ （０≦ｂ＜１／４） ｆ（ｂ）＝ｂ／２＋（２／１６） （１／４≦ｂ＜１／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／４＋（４／１６） （１／２≦ｂ＜３／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／８＋（７／１６） （３／２≦ｂ＜２） ｆ（ｂ）＝ｂ／１６＋（９／１６） （２≦ｂ＜４） をフィルタ係数ｂ（０≦ｂ＜４）の各レンジで発生する
折れ線近似回路であることを特徴とする。The filter coefficient generating circuit includes a function generator that receives the filter coefficient b as input and outputs f (b) = b / (1 + b) as a filter coefficient f, and the function generator includes: f (b) = b (0 ≦ b <１ ／) f (b) = b / 2 + (2/16) (１ ／ ≦ b <１ ／) f (b) = b / 4 + (4 / 16) (1/2 ≦ b <3/2) f (b) = b / 8 + (7/16) (3/2 ≦ b <2) f (b) = b / 16 + (9/16) (2) ≦ b <4) in a polygonal line approximation circuit that is generated in each range of the filter coefficient b (0 ≦ b <4).
【００２４】また、上記折れ線近似回路は、上記フィル
タ係数ｂの各レンジを識別するレンジ識別回路と、上記
レンジ識別回路のレンジ情報出力に基づいてオフセット
定数値を発生するオフセット発生回路と、上記フィルタ
係数ｂを入力として１／２、１／４、１／８、１／１６
の割り算を各レンジごとに行う割算器と、上記オフセッ
ト発生回路と割算器の各出力を加算する加算器とを含む
ことを特徴とする。The broken line approximation circuit includes a range identification circuit for identifying each range of the filter coefficient b, an offset generation circuit for generating an offset constant value based on a range information output of the range identification circuit, 1/2, 1/4, 1/8, 1/16 with coefficient b as input
, For each range, and an adder for adding the offset generation circuit and each output of the divider.
【００２５】また、上記ディジタルフィルタは、入力楽
音信号に上記フィルタ係数ａを掛ける係数ａ乗算器と、
上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィルタ係数
ｂを掛ける係数ｂ乗算器と、上記係数ａ乗算器と上記係
数ｂ乗算器の各出力を加算する第１の加算器と、上記第
１の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第１の遅延
回路と、上記係数ａ乗算器の出力に２を掛ける第１の乗
算器と、上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィ
ルタ係数Ａを掛ける係数Ａ乗算器と、上記係数Ａ乗算器
の出力に２を掛ける第２の乗算器と、上記第１の乗算器
と上記第２の乗算器の各出力を加算する第２の加算器
と、上記第２の加算器の出力を１サンプル時間遅延する
第２の遅延回路と、上記係数ａ乗算器と上記第２の遅延
回路の各出力を加算する第３の加算器と、上記第３の加
算器の出力に上記フィルタ係数ｆを掛けて上記ディジタ
ルフィルタの出力を得る係数ｆ乗算器とを含むことを特
徴とする。The digital filter includes a coefficient a multiplier for multiplying the input tone signal by the filter coefficient a,
A coefficient b multiplier for multiplying the output signal of the digital filter by the filter coefficient b, a first adder for adding each output of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier, and a first adder A first delay circuit that delays the output by one sample time, a first multiplier that multiplies the output of the coefficient a multiplier by 2, and a coefficient A multiplier that multiplies the output signal of the digital filter by the filter coefficient A A second multiplier for multiplying the output of the coefficient A multiplier by 2, a second adder for adding the outputs of the first multiplier and the second multiplier, and the second addition. A second delay circuit that delays the output of the delay unit by one sample time, a third adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the second delay circuit, and an output of the third adder. Multiply the above filter coefficient f and output the digital filter Characterized in that it comprises a coefficient f multiplier that.
【００２６】また、上記ディジタルフィルタは、上記係
数ｂ乗算器、係数Ａ乗算器及び係数ｆ乗算器の各々の入
力と出力を加算して係数乗算出力とする第４、第５及び
第６の加算器を更に含むことを特徴とする。Further, the digital filter adds fourth and fifth and sixth additions of the inputs and outputs of the coefficient b multiplier, the coefficient A multiplier and the coefficient f multiplier to obtain a coefficient multiplication output. It further comprises a vessel.
【００２７】[0027]
【作用】本発明によれば、発音指示手段により発音指示
される際の操作強度に応じて、楽音発生手段のフィルタ
特性を制御するための共振周波数及び共振の鋭さを示す
値が任意に変更される。本発明によれば、発音指示手段
により発音指示される際の操作強度に応じて、楽音発生
手段のフィルタ特性を制御するための共振周波数が任意
に変更され、その変更された共振周波数に応じて、上記
楽音発生手段のフィルタ特性を制御するための共振の鋭
さを示す値が任意に変更される。According to the present invention, the value indicating the resonance frequency and the sharpness of the resonance for controlling the filter characteristics of the musical sound generating means are arbitrarily changed according to the operation intensity at the time of sounding instruction by the sounding instruction means. You. According to the present invention, the resonance frequency for controlling the filter characteristic of the musical sound generating means is arbitrarily changed according to the operation intensity at the time of sounding instruction by the sounding instruction means, and according to the changed resonance frequency. The value indicating the sharpness of the resonance for controlling the filter characteristic of the musical tone generating means is arbitrarily changed.
【００２８】[0028]
【発明の実施の形態】以下、本発明の形態について図面
を用いて説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２９】本発明に係る電子楽器は、例えば、図１に
示すような電子楽器１００に適用される。The electronic musical instrument according to the present invention is applied to, for example, an electronic musical instrument 100 as shown in FIG.
【００３０】この電子楽器１００は、上記図１に示すよ
うに、ダンパペダル１と、鍵盤回路２と、鍵盤回路２に
接続された鍵走査／タッチ検出回路３と、パネル回路４
と、ＣＰＵ５と、ＲＯＭ（ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍ
ｏｒｙ）６と、ＲＡＭ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｓｓｓ
ｍｅｍｏｒｙ）７と、インターフェース回路８と、イン
ターフェース回路８に接続された楽音発生回路９とを備
えている。そして、ダンパペダル１、鍵走査／タッチ検
出回路３、パネル回路４、ＣＰＵ５、ＲＯＭ６、ＲＡＭ
７及びインターフェース回路８は、各々バスライン１０
に接続されており、相互に通信がなされるように構成さ
れている。As shown in FIG. 1, the electronic musical instrument 100 includes a damper pedal 1, a keyboard circuit 2, a key scanning / touch detection circuit 3 connected to the keyboard circuit 2, and a panel circuit 4.
, CPU 5, and ROM (read only mem)
ory) 6 and RAM (random accesss)
memory 7, an interface circuit 8, and a tone generation circuit 9 connected to the interface circuit 8. Then, a damper pedal 1, a key scanning / touch detection circuit 3, a panel circuit 4, a CPU 5, a ROM 6, a RAM
7 and the interface circuit 8
And are configured to communicate with each other.
【００３１】また、楽音発生回路９は、インターフェー
ス回路８とデータバスＣＩＤにより各々接続された波形
発生回路９１、ディジタルフィルタ回路９２及び振幅エ
ンベロープ発生回路９４と、ディジタルフィルタ回路９
２及び振幅エンベロープ発生回路９４の各出力が供給さ
れる乗算器９３と、乗算器９３の出力が供給される累算
回路９５と、累算回路９５の出力が供給されるディジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器９６と、Ｄ／Ａ変換器９
６の出力が供給されるサウンドシステム９７とを備えて
おり、波形発生回路９１の出力はディジタルフィルタ回
路９２に供給されるように構成されている。The tone generating circuit 9 includes a waveform generating circuit 91, a digital filter circuit 92, an amplitude envelope generating circuit 94, and a digital filter circuit 9 connected to the interface circuit 8 and the data bus CID, respectively.
A multiplier 93 to which each output of the 2 and amplitude envelope generation circuit 94 is supplied, an accumulation circuit 95 to which the output of the multiplier 93 is supplied, and a digital / analog (D / A / D) to which the output of the accumulation circuit 95 is supplied. A) Converter 96 and D / A converter 9
And a sound system 97 to which the output of the waveform generating circuit 6 is supplied. The output of the waveform generating circuit 91 is supplied to the digital filter circuit 92.
【００３２】まず、電子楽器１００全体の一連の動作に
ついて説明する。First, a series of operations of the entire electronic musical instrument 100 will be described.
【００３３】ＣＰＵ５は、マイクロプロセッサからな
り、ＲＯＭ６に予め記憶されているプログラムに従っ
て、装置全体の種々の動作制御を行う。The CPU 5 is composed of a microprocessor and controls various operations of the entire apparatus according to a program stored in the ROM 6 in advance.
【００３４】ＲＯＭ６は、ＣＰＵ５のプログラム用のメ
モリであり、ＣＰＵ５の動作を決定するプログラムが予
め記憶されている。また、ＲＯＭ６には、そのプログラ
ムに他に、音色パラメータやキーのタッチによる音色制
御用のテーブル等が記憶されている。ここで、上記音色
パラメータとしては、波形発生回路９１の出力波形を指
示するパラメータ、ディジタルフィルタ回路９２の後述
する共振周波数や、フィルタのロールオフ又はスロープ
特性、すなわち周波数特性カーブの山谷の鋭さを示す値
Ｑを指定するパラメータ、振幅エンベロープ発生回路９
４が出力するエンベロープ信号を制御するパラメータ等
がある。The ROM 6 is a memory for a program of the CPU 5, and a program for determining the operation of the CPU 5 is stored in advance. In addition to the program, the ROM 6 stores a tone color parameter, a tone color control table by touching a key, and the like. Here, the tone color parameter indicates a parameter indicating an output waveform of the waveform generation circuit 91, a resonance frequency described later of the digital filter circuit 92, a roll-off or slope characteristic of the filter, that is, a sharpness of a peak and a trough of a frequency characteristic curve. Parameter for specifying value Q, amplitude envelope generation circuit 9
4 controls the envelope signal output.
【００３５】ＲＡＭ７は、ＣＰＵ５の作業用のメモリで
あり、ＣＰＵ５が種々の処理を行うにあたって一時的に
処理内容を記憶するのに使用される。また、ＲＡＭ７に
は、パネル回路４等の現在状態の情報も記憶される。The RAM 7 is a working memory for the CPU 5, and is used to temporarily store processing contents when the CPU 5 performs various processing. The RAM 7 also stores information on the current state of the panel circuit 4 and the like.
【００３６】鍵盤回路２には、図示していないが、キー
毎に２つのスイッチが設けられており、各スイッチは、
ダイオードを介したマトリクス回路の構成としている。Although not shown, the keyboard circuit 2 is provided with two switches for each key.
It has a configuration of a matrix circuit via a diode.
【００３７】鍵走査／タッチ検出回路３は、鍵盤回路２
の各スイッチの状態を走査し、スイッチの状態変化に応
じて、押鍵及び離鍵のイベントを検出すると共に、押鍵
時の強さ（タッチ）を検出する。そして、鍵走査／タッ
チ検出回路３は、押鍵（キーＯＮ）及び離鍵（キーＯＦ
Ｆ）のイベントの検出結果を鍵情報として、また、押鍵
時のタッチの検出結果をタッチデータとしてＣＰＵ５に
供給する。The key scanning / touch detection circuit 3 includes the keyboard circuit 2
The state of each switch is scanned to detect key press and key release events and to detect the key press strength (touch) according to the change in the switch state. Then, the key scanning / touch detection circuit 3 performs a key press (key ON) and a key release (key OF).
The detection result of the event F) is supplied to the CPU 5 as key information, and the detection result of the touch at the time of key depression is supplied to the CPU 5 as touch data.
【００３８】パネル回路４には、図示していない音色選
択スイッチ、効果選択スイッチ及び音量設定スイッチ等
が設けられており、これらのスイッチの各状態は、ＣＰ
Ｕ５により読み取られる。The panel circuit 4 is provided with a tone color selection switch, an effect selection switch, a volume setting switch, and the like (not shown).
Read by U5.
【００３９】ダンパペダル１の操作は、スイッチのＯＮ
／ＯＦＦ情報としてＣＰＵ５により読み取られる。When the damper pedal 1 is operated, the switch is turned on.
It is read by the CPU 5 as / OFF information.
【００４０】したがって、ＣＰＵ５は、鍵走査／タッチ
検出回路３により検出された鍵盤回路２の鍵情報及びタ
ッチデータ、パネル回路４の各スイッチの状態、及びダ
ンパペダル１のＯＮ／ＯＦＦ状態等に基づいて、装置全
体の動作制御を行うと共に、ＲＯＭ６に記憶されている
各情報をインターフェース回路８を介して楽音発生回路
９に供給する。Accordingly, the CPU 5 determines the key information and touch data of the keyboard circuit 2 detected by the key scanning / touch detection circuit 3, the state of each switch of the panel circuit 4, the ON / OFF state of the damper pedal 1, and the like. In addition to controlling the operation of the entire apparatus, it supplies each piece of information stored in the ROM 6 to the musical tone generation circuit 9 via the interface circuit 8.
【００４１】インターフェース回路８は、同期化回路等
からなり、ＣＰＵ５から楽音発生回路９へのデータ転送
を、楽音発生回路９の動作タイミングに同期させるため
のものである。すなわち、インターフェース回路８は、
ＣＰＵ５から楽音発生回路９へのデータ転送が行われる
と、ＣＰＵ５がバスライン１０上に出力したデータを楽
音発生回路９の動作タイミングに同期してデータバスＣ
ＩＤを介して楽音発生回路９に供給する。また、インタ
ーフェース回路８は、ＣＰＵ５の指示に従って、後述す
る強制的なフェーズ遷移を要求する強制遷移信号Ｗｆ
と、振幅エンベロープ発生回路９４からの要求信号ＲＱ
ｆをクリアするクリア信号Ｃｌｆとを振幅エンベロープ
発生回路９４に供給する。The interface circuit 8 comprises a synchronizing circuit and the like, and synchronizes the data transfer from the CPU 5 to the tone generating circuit 9 with the operation timing of the tone generating circuit 9. That is, the interface circuit 8
When data is transferred from the CPU 5 to the tone generating circuit 9, the data output from the CPU 5 onto the bus line 10 is synchronized with the operation timing of the tone generating circuit 9 by the data bus C.
It is supplied to the tone generation circuit 9 via the ID. Further, according to the instruction of the CPU 5, the interface circuit 8 transmits a forced transition signal Wf for requesting a forced phase transition described later.
And a request signal RQ from the amplitude envelope generation circuit 94.
A clear signal Clf for clearing f is supplied to the amplitude envelope generating circuit 94.
【００４２】波形発生回路９１は、図示していないが、
位相累算器、波形メモリ及びサンプル補間回路等から構
成されており、ＣＰＵ５からの指示により、複数チャン
ネル分の楽音信号ＧＷＤを時分割で発生する。Although not shown, the waveform generating circuit 91
It is composed of a phase accumulator, a waveform memory, a sample interpolation circuit and the like, and generates a tone signal GWD for a plurality of channels in a time-division manner in accordance with an instruction from the CPU 5.
【００４３】ディジタルフィルタ回路９２は、ＣＰＵ５
により指示されたフィルタ特性で、波形発生回路９１か
らの楽音信号ＧＷＤにディジタルフィルタ演算を施して
生成した楽音信号ＦＷＤを時分割で発生する。The digital filter circuit 92 includes a CPU 5
A digital tone signal FWD generated by performing a digital filter operation on the tone signal GWD from the waveform generating circuit 91 is generated in a time-division manner with the filter characteristics designated by the following.
【００４４】振幅エンベロープ発生回路９４は、ＣＰＵ
５からデータ転送された情報に基づいて、複数チャンネ
ル分の振幅エンベロープ信号Ｅｃを時分割で発生する。The amplitude envelope generating circuit 94 includes a CPU
5, an amplitude envelope signal Ec for a plurality of channels is generated in a time-division manner.
【００４５】乗算器９３は、ディジタルフィルタ回路９
２からの楽音信号ＦＷＤと、振幅エンベロープ発生回路
９４からの振幅エンベロープ信号Ｅｃとを乗算し、その
乗算結果を累算回路９５に時分割で供給する。The multiplier 93 is a digital filter circuit 9
2 is multiplied by the amplitude envelope signal Ec from the amplitude envelope generation circuit 94, and the result of the multiplication is supplied to the accumulation circuit 95 in a time division manner.
【００４６】累算回路９５は、乗算器９３から時分割で
供給された複数チャンネル分の乗算結果を累算して全チ
ャンネル分の乗算結果を合成し、ディジタル楽音信号を
生成する。The accumulation circuit 95 accumulates the multiplication results for a plurality of channels supplied from the multiplier 93 in a time-division manner, synthesizes the multiplication results for all the channels, and generates a digital tone signal.
【００４７】Ｄ／Ａ変換器９６は、累算回路９５で得ら
れたディジタル楽音信号をアナログ化してサウンドシス
テム９７に供給する。The D / A converter 96 converts the digital tone signal obtained by the accumulation circuit 95 into an analog signal and supplies the analog signal to the sound system 97.
【００４８】サウンドシステム９７は、図示していない
アンプ及びスピーカ等からなり、Ｄ／Ａ変換器９６から
の楽音信号を音響出力する。The sound system 97 includes an amplifier and a speaker (not shown), and outputs a tone signal from the D / A converter 96 as sound.
【００４９】以上が電子楽器１００全体の一連の動作で
ある。The above is a series of operations of the electronic musical instrument 100 as a whole.
【００５０】つぎに、ＣＰＵ５について具体的に説明す
る。Next, the CPU 5 will be specifically described.
【００５１】ＣＰＵ５は、上述したように、ＲＯＭ６に
記憶されている各情報をインターフェース回路８を介し
て楽音発生回路９に供給するようになされているが、Ｒ
ＯＭ６に記憶されている情報としては、例えば、ポイン
タテーブルＴａ、波形アドレステーブルＴｂ及びパラメ
ータテーブルＴｃ等とする。As described above, the CPU 5 supplies each piece of information stored in the ROM 6 to the musical sound generation circuit 9 through the interface circuit 8.
The information stored in the OM 6 is, for example, a pointer table Ta, a waveform address table Tb, a parameter table Tc, and the like.
【００５２】ポインタテーブルＴａは、音色パラメータ
の一部として記憶されているテーブルであり、図２に示
すように、Ｎ個のキー番号Ｋｎに対応した、使用する波
形の番号Ｗｎと、使用するパラメータの番号Ｐｎとから
構成される。このポインタテーブルＴａは、ＣＰＵ５の
発音開始処理において参照される。The pointer table Ta is a table stored as a part of the tone color parameter. As shown in FIG. 2, the number Wn of the waveform to be used and the parameter W to be used corresponding to the N key numbers Kn And the number Pn. This pointer table Ta is referred to in the sound generation start processing of the CPU 5.
【００５３】波形アドレステーブルＴｂは、音色パラメ
ータとして記憶されているテーブルであり、図３に示す
ように、Ｍ個の波形番号Ｗｎに対応したアドレスＷａか
ら構成される。また、アドレスＷａは、スタートアドレ
スＳＴ、ループトップアドレスＬＴ及びループエンドア
ドレスＬＥからなり、波形発生回路９１の波形メモリの
アドレスを示す。この波形アドレステーブルＴｂは、Ｃ
ＰＵ５の発音開始処理において参照される。これによ
り、押鍵されたキーに対応した波形アドレスの情報が波
形発生回路９１に供給され、波形発生回路９１が出力す
る楽音信号ＧＷＤの波形が制御される。The waveform address table Tb is a table stored as timbre parameters and, as shown in FIG. 3, is composed of addresses Wa corresponding to M waveform numbers Wn. The address Wa includes a start address ST, a loop top address LT, and a loop end address LE, and indicates an address of a waveform memory of the waveform generation circuit 91. This waveform address table Tb is represented by C
It is referred to in the sound generation start processing of PU5. As a result, the information of the waveform address corresponding to the depressed key is supplied to the waveform generation circuit 91, and the waveform of the tone signal GWD output from the waveform generation circuit 91 is controlled.
【００５４】パラメータテーブルＴｃは、音色パラメー
タとして記憶されているテーブルであり、図４に示すよ
うに、Ｌ個のパラメータ番号Ｐｎに対応したパラメータ
Ｐｖから構成される。また、パラメータＰｖは、アタッ
クスピードＡＳ、アタックレベルＡＬ、ディケイ１スピ
ードＤ１Ｓ、ディケイ１終了値Ｄ１Ｅ、ディケイ２スピ
ードＤ２Ｓ、リリーススピードＲＳからなる。The parameter table Tc is a table stored as timbre parameters and, as shown in FIG. 4, comprises parameters Pv corresponding to L parameter numbers Pn. The parameter Pv includes an attack speed AS, an attack level AL, a decay 1 speed D1S, a decay 1 end value D1E, a decay 2 speed D2S, and a release speed RS.
【００５５】ここで、例えば、ディジタルフィルタ回路
９２は、低域通過フィルタの特性を有するものとし、共
振周波数はカットオフ周波数に略対応するとみなす。そ
こで、この電子楽器１００では、共振周波数及びＱの値
を変更制御することにより、ディジタルフィルタ回路９
２のフィルタ特性を制御するようになされている。した
がって、パラメータＰｖは、共振周波数バイアスωｏＢ
及びＱバイアスＱＢも含んでいる。Here, for example, it is assumed that the digital filter circuit 92 has the characteristics of a low-pass filter, and that the resonance frequency substantially corresponds to the cutoff frequency. Therefore, in the electronic musical instrument 100, the digital filter circuit 9 is controlled by changing and controlling the resonance frequency and the value of Q.
The second filter characteristic is controlled. Therefore, the parameter Pv is the resonance frequency bias ωoB
And Q bias QB.
【００５６】上述のように、パラメータＰｖは、ディジ
タルフィルタ回路９２の共振周波数やＱを指定するパラ
メータや、振幅エンベロープ発生回路９４が出力するエ
ンベロープ信号を制御するパラメータ等を示すものであ
る。このようなパラメータテーブルＴｃは、ＣＰＵ５の
発音開始処理において参照される。このとき参照された
各パラメータのうち、すなわち押鍵されたキーに対応し
た各パラメータのうち、振幅エンベロープ発生回路９４
が出力するエンベロープ信号を制御するパラメータの一
部は、ＲＡＭ７に一時的に記憶される。また、残りのパ
ラメータはディジタルフィルタ回路９２及び振幅エンベ
ロープ発生回路９４に供給され、ディジタルフィルタ回
路９２のフィルタ特性、及び振幅エンベロープ発生回路
９４が出力するエンベロープ信号が制御される。As described above, the parameter Pv indicates a parameter for specifying the resonance frequency and Q of the digital filter circuit 92, a parameter for controlling the envelope signal output from the amplitude envelope generation circuit 94, and the like. Such a parameter table Tc is referred to in the sound generation start processing of the CPU 5. Among the parameters referred to at this time, that is, among the parameters corresponding to the depressed key, the amplitude envelope generation circuit 94
Are temporarily stored in the RAM 7. The remaining parameters are supplied to a digital filter circuit 92 and an amplitude envelope generation circuit 94, and the filter characteristics of the digital filter circuit 92 and the envelope signal output from the amplitude envelope generation circuit 94 are controlled.
【００５７】また、ＲＯＭ６には、上述のようなポイン
タテーブルＴａ、波形アドレステーブルＴｂ及びパラメ
ータテーブルＴｃが記憶されていると共に、図５に示す
ようなＴＤ−ωｏテーブルＴｄ及びＴＤ−ＱテーブルＴ
ｅも記憶されている。そして、ＣＰＵ５は、ＲＯＭ６に
記憶されたＴＤ−ωｏテーブルＴｄ及びＴＤ−Ｑテーブ
ルＴｅを用いて、ディジタルフィルタ回路９２のフィル
タ特性をキーのタッチに応じて任意に変更制御するよう
になされている。The ROM 6 stores the pointer table Ta, the waveform address table Tb, and the parameter table Tc as described above, as well as the TD-ωo table Td and the TD-Q table Td shown in FIG.
e is also stored. The CPU 5 uses the TD-ωo table Td and the TD-Q table Te stored in the ROM 6 to arbitrarily change and control the filter characteristics of the digital filter circuit 92 according to the touch of a key.
【００５８】すなわち、ＣＰＵ５は、先ず、鍵走査／タ
ッチ検出回路３からの鍵情報により、押鍵されたキーに
対応する共振周波数バイアス値（又はベース値）ωｏＢ
及びＱバイアス値（又はベース値）ＱＢをパラメータテ
ーブルＴｃから読み出す。次に、ＣＰＵ５は、上記図５
に示すように、ＴＤ−ωｏテーブルＴｄを用いて、鍵走
査／タッチ検出回路３からのタッチデータＴＤを変換
し、その変換データとパラメータテーブルＴｃから読み
出した共振周波数バイアスωｏＢを加算器１８１により
加算する。そして、ＣＰＵ５は、加算器１８１の加算出
力を共振周波数ωｏと決定する。また、ＣＰＵ５は、Ｔ
Ｄ−ＱテーブルＴｅを用いて、鍵走査／タッチ検出回路
３からのタッチデータＴＤを変換し、その変換データと
パラメータテーブルＴｃから読み出したＱバイアスＱＢ
を加算器１８２により加算する。そして、ＣＰＵ５は、
加算器１８２の加算出力をＱの値と決定する。そして、
ＣＰＵ５は、決定した共振周波数ωｏとＱの値をインタ
ーフェース回路８を介してディジタルフィルタ回路９２
に供給する。That is, the CPU 5 first uses the key information from the key scanning / touch detection circuit 3 to set the resonance frequency bias value (or base value) ωoB corresponding to the pressed key.
And the Q bias value (or base value) QB from the parameter table Tc. Next, the CPU 5 executes the processing shown in FIG.
As shown in the table, the touch data TD from the key scanning / touch detection circuit 3 is converted using the TD-ωo table Td, and the converted data and the resonance frequency bias ωoB read from the parameter table Tc are added by the adder 181. I do. Then, the CPU 5 determines the addition output of the adder 181 as the resonance frequency ωo. Further, the CPU 5
Using the DQ table Te, the touch data TD from the key scanning / touch detection circuit 3 is converted, and the converted data and the Q bias QB read from the parameter table Tc are converted.
Are added by the adder 182. Then, the CPU 5
The addition output of the adder 182 is determined as the value of Q. And
The CPU 5 applies the determined resonance frequencies ωo and Q to the digital filter circuit 92 via the interface circuit 8.
To supply.
【００５９】したがって、ディジタルフィルタ回路９２
のフィルタ特性は、例えば、図６に示すような振幅−周
波数特性に制御されることとなる。Therefore, the digital filter circuit 92
Are controlled to, for example, amplitude-frequency characteristics as shown in FIG.
【００６０】尚、上記図６は、Ｑの値がリニア表現で
「１」より小さい場合の振幅−周波数特性を示したもの
である。また、ＣＰＵ５における振幅エンベロープ信号
の制御処理についての詳細な説明は後述する。FIG. 6 shows the amplitude-frequency characteristics when the value of Q is smaller than "1" in a linear expression. A detailed description of the control process of the amplitude envelope signal in the CPU 5 will be described later.
【００６１】つぎに、ディジタルフィルタ回路９２につ
いて具体的に説明する。Next, the digital filter circuit 92 will be specifically described.
【００６２】ディジタルフィルタ回路９２は、図７に示
すように、ＣＰＵ５からの共振周波数ωｏが供給される
共振周波数ωｏ用のメモリ９２１と、ＣＰＵ５からのＱ
の値が供給されるＱ用のメモリ９２２と、メモリ９２１
及びメモリ９２２の各出力が供給されるフィルタ係数発
生回路９２３と、フィルタ係数発生回路９２３の出力が
供給されると共に波形発生回路９１からの楽音信号ＧＷ
Ｄが供給されるフィルタ演算回路９２４とを備えてお
り、フィルタ演算回路９２４の出力が乗算器９３に供給
されるようになされている。As shown in FIG. 7, the digital filter circuit 92 includes a memory 921 for the resonance frequency ωo to which the resonance frequency ωo is supplied from the CPU 5, and a Q
Memory 922 to which the value of
And a filter coefficient generating circuit 923 to which each output of the memory 922 is supplied, and an output of the filter coefficient generating circuit 923 to be supplied and a tone signal GW from the waveform generating circuit 91.
And a filter operation circuit 924 to which D is supplied. The output of the filter operation circuit 924 is supplied to the multiplier 93.
【００６３】共振周波数ωｏ用のメモリ（以下、ωｏメ
モリと言う）９２１は、例えば、発音チャンネル数と同
数ワードのＲＡＭからなり、ＣＰＵ５からの共振周波数
ωｏをチャンネル毎に記憶する。そして、ωｏメモリ９
２１は、記憶した共振周波数ωｏを時分割でフィルタ係
数発生回路９２３に供給する。The memory 921 for the resonance frequency ωo (hereinafter referred to as ωo memory) 921 is, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels, and stores the resonance frequency ωo from the CPU 5 for each channel. And ωo memory 9
21 supplies the stored resonance frequency ωo to the filter coefficient generation circuit 923 in a time-division manner.
【００６４】Ｑ用のメモリ（以下、Ｑメモリと言う）９
２２は、例えば、発音チャンネル数と同数ワードのＲＡ
Ｍからなり、ＣＰＵ５からのＱをチャンネル毎に記憶す
る。そして、Ｑメモリ９２２は、記憶したＱを時分割で
フィルタ係数発生回路９２３に供給する。Memory for Q (hereinafter referred to as Q memory) 9
22 is, for example, RA of the same number of words as the number of sounding channels.
M, and stores Q from the CPU 5 for each channel. Then, the Q memory 922 supplies the stored Q to the filter coefficient generation circuit 923 in a time-division manner.
【００６５】フィルタ係数発生回路９２３は、ωｏメモ
リ９２１からの共振周波数ωｏと、Ｑメモリ９２２から
のＱとに基づいて、フィルタ係数Ａ，ａ，ｂ，ｆを発生
し、フィルタ演算回路９２４に供給する。The filter coefficient generation circuit 923 generates filter coefficients A, a, b, and f based on the resonance frequency ωo from the ωo memory 921 and Q from the Q memory 922, and supplies the filter coefficients to the filter operation circuit 924. I do.
【００６６】ここで、アナログの２次ローパスフィルタ
の伝達関数を双一次変換することによって得た本実施の
形態によるディジタルフィルタの伝達関数は、Here, the transfer function of the digital filter according to the present embodiment obtained by bilinearly converting the transfer function of the analog secondary low-pass filter is as follows:
【００６７】[0067]
【数１】 (Equation 1)
【００６８】なる式１である。但し、フィルタの振幅−
周波数特性の最大値が略１になるように、係数ａを定め
てある。ωｏは、サンプリング周波数を正規化して表現
した共振周波数であり、 ０＜ωｏ＜π である。Ｑは、フィルタ設計により決定されるクオリテ
ィファクタである。Equation 1 is obtained. However, the filter amplitude −
The coefficient a is determined so that the maximum value of the frequency characteristic becomes approximately 1. ωo is a resonance frequency expressed by normalizing the sampling frequency, and 0 <ωo <π. Q is a quality factor determined by the filter design.
【００６９】そこで、上記式１において、 ｆ＝ｂ／（１＋ｂ） とおくと、Then, in the above equation 1, if f = b / (1 + b),
【００７０】[0070]
【数２】 (Equation 2)
【００７１】なる式２となる。 ｆ＝ｂ／（１＋ｂ）の計算においては、近似計算を行
う。Equation 2 is obtained. In the calculation of f = b / (1 + b), an approximate calculation is performed.
【００７２】すなわち、フィルタ係数発生回路９２３
は、例えば、第１回路９２３ａ、第２回路９２３ｂ及び
第３回路９２３ｃの３つの回路を備えている。That is, the filter coefficient generating circuit 923
Includes, for example, three circuits of a first circuit 923a, a second circuit 923b, and a third circuit 923c.
【００７３】第１回路９２３ａは、図８に示すように、
Ｑメモリ９２２からのＱが供給される補数回路１０１
と、補数回路１０１の出力が供給される対数／リニア変
換回路１０２と、対数／リニア変換回路１０２の出力が
供給される１ビット右シフト回路１０３と、１ビット右
シフト回路１０３の出力Ｄ及び所定値（＝「１／２」）
が各々供給されるセレクタ１０４及び比較器１０５とを
備えており、比較器１０５の出力は、セレクタ１０４に
供給されるようになされている。また、１ビット右シフ
ト回路１０３の出力Ｄ、及びセレクタ１０４の出力ｄ
は、第２回路９２３ｂに供給されるようになされてい
る。As shown in FIG. 8, the first circuit 923a
Complement circuit 101 to which Q from Q memory 922 is supplied
And a logarithmic / linear conversion circuit 102 to which the output of the complement circuit 101 is supplied; a 1-bit right shift circuit 103 to which the output of the logarithmic / linear conversion circuit 102 is supplied; Value (= "1/2")
Are supplied to the selector 104, and the output of the comparator 105 is supplied to the selector 104. The output D of the 1-bit right shift circuit 103 and the output d of the selector 104
Are supplied to the second circuit 923b.
【００７４】そして、比較器１０５は、１ビット右シフ
ト回路１０３の出力Ｄと、所定値（＝「１／２」）とを
比較し、その比較結果をセレクタ１０４に供給する。セ
レクタ１０４は、比較器１０５の比較結果に基づいて、
１ビット右シフト回路１０３の出力Ｄと、所定値（＝
「１／２」）との何れかを選択して出力する。したがっ
て、第１回路９２３ａから第２回路９２３ｂには、１ビ
ット右シフト回路１０３（１／２割算器）の出力Ｄ（＝
１／（２Ｑ））が供給されると共に、Ｑが「１」以上の
場合（Ｑ≧１又はＤ≦１／２）には、セレクタ１０４の
出力ｄの値が「ｄ＝１／（２Ｑ）」で供給され、Ｑが
「１」より小さい場合（Ｑ＜１又はＤ＞１／２）には、
セレクタ１０４の出力ｄの値が「ｄ＝１／２」で供給さ
れる。The comparator 105 compares the output D of the 1-bit right shift circuit 103 with a predetermined value (= “１ ／”), and supplies the comparison result to the selector 104. The selector 104, based on the comparison result of the comparator 105,
The output D of the 1-bit right shift circuit 103 and a predetermined value (=
"1/2") is selected and output. Therefore, the output D (=) of the 1-bit right shift circuit 103 (1/2 divider) is supplied from the first circuit 923a to the second circuit 923b.
1 / (2Q)), and when Q is equal to or greater than “1” (Q ≧ 1 or D ≦ 1/2), the value of the output d of the selector 104 becomes “d = 1 / (2Q) , And when Q is smaller than “1” (Q <1 or D> １ ／),
The value of the output d of the selector 104 is supplied at “d = １ ／”.
【００７５】第２回路９２３ｂは、図９に示すように、
ωｏメモリ９２１からの共振周波数ωｏが各々供給され
るＣｏｓｉｎｅ発生器１０６及びＳｉｎｅ発生器１０７
と、Ｃｏｓｉｎｅ発生器１０６の出力が供給される乗算
器１０８と、Ｓｉｎｅ発生器１０７の出力が供給される
乗算器１０９とを備えており、Ｃｏｓｉｎｅ発生器１０
６の出力、乗算器１０８の出力、及び乗算器１０９の出
力がフィルタ係数Ａ、ａ及びｂとして上記図７のフィル
タ演算回路９２４に供給されると共に、乗算器１０９の
出力（＝フィルタ係数ｂ）が第３回路９２３ｃにも供給
されるようになされている。As shown in FIG. 9, the second circuit 923b
The Cosine generator 106 and the Sine generator 107 to which the resonance frequency ωo from the ωo memory 921 is respectively supplied.
And a multiplier 108 to which the output of the Cosine generator 106 is supplied, and a multiplier 109 to which the output of the Sine generator 107 is supplied.
The output of the multiplier 6, the output of the multiplier 108, and the output of the multiplier 109 are supplied to the filter operation circuit 924 in FIG. 7 as the filter coefficients A, a, and b, and the output of the multiplier 109 (= filter coefficient b). Is also supplied to the third circuit 923c.
【００７６】Ｃｏｓｉｎｅ発生器１０６は、図示してい
ないが、ＲＯＭテーブルとその補間回路からなり、ωｏ
メモリ９２１からの共振周波数ωｏから得られる「１−
ｃｏｓωｏ」の値をフィルタ係数Ａとしてフィルタ演算
回路９２４に供給すると共に、そのフィルタ係数Ａを乗
算器１０８に供給する。乗算器１０８は、Ｃｏｓｉｎｅ
発生器１０６からのフィルタ係数Ａに、第１回路９２３
ａの出力ｄを乗算し、その乗算結果をフィルタ係数ａと
してフィルタ演算回路９２４に供給する。Ｓｉｎｅ発生
器１０７は、図示していないが、ＲＯＭテーブルとその
補間回路からなり、ωｏメモリ９２１からの共振周波数
ωｏから得られる「ｓｉｎωｏ」の値を乗算器１０９に
供給する。乗算器１０９は、Ｓｉｎｅ発生器１０７の出
力（＝ｓｉｎωｏ）に、第１回路９２３ａの出力Ｄを乗
算し、その乗算結果をフィルタ係数ｂとしてフィルタ演
算回路９２４及び第３回路９２３ｃに各々供給する。Although not shown, the Cosine generator 106 comprises a ROM table and its interpolation circuit.
“1−” obtained from the resonance frequency ωo from the memory 921
The value of “cosωo” is supplied to the filter operation circuit 924 as the filter coefficient A, and the filter coefficient A is supplied to the multiplier 108. The multiplier 108 is a Cosine
The first coefficient 923 is added to the filter coefficient A from the generator 106.
The output d is multiplied by the output d, and the multiplication result is supplied to the filter operation circuit 924 as a filter coefficient a. Although not shown, the Sine generator 107 includes a ROM table and its interpolation circuit, and supplies the value of “sinωo” obtained from the resonance frequency ωo from the ωo memory 921 to the multiplier 109. The multiplier 109 multiplies the output (= sinωo) of the sine generator 107 by the output D of the first circuit 923a, and supplies the multiplication result as a filter coefficient b to the filter operation circuit 924 and the third circuit 923c.
【００７７】第３回路９２３ｃは、折れ線近似回路から
なり、図１０に示すように、第２回路９２３ｂからのフ
ィルタ係数ｂが各々供給される区間識別回路１１０及び
バレルシフタ１１１と、区間識別回路１１０の出力が供
給されるオフセット発生回路１１２と、バレルシフタ１
１１及びオフセット発生回路１１２の各出力が供給され
る加算器１１３とを備えており、区間識別回路１１０の
出力はバレルシフタ１１１にも供給されるようになされ
ている。そして、加算器１１３の出力がフィルタ係数ｆ
として上記図７のフィルタ演算回路９２４に供給される
ようになされている。The third circuit 923c is composed of a polygonal line approximation circuit. As shown in FIG. 10, the section identification circuit 110 and the barrel shifter 111 to which the filter coefficient b from the second circuit 923b is supplied, respectively, The offset generation circuit 112 to which the output is supplied, and the barrel shifter 1
11 and an adder 113 to which the outputs of the offset generation circuit 112 are supplied. The output of the section identification circuit 110 is also supplied to the barrel shifter 111. The output of the adder 113 is the filter coefficient f
Is supplied to the filter operation circuit 924 in FIG.
【００７８】区間識別回路１１０は、第２回路９２３ｂ
からのフィルタ係数ｂの上位４ビットにより３ビットの
区間情報を生成する一種のエンコーダであり、表１に従
って、フィルタ係数ｂに対応する３ビットの区間情報を
オフセット発生回路１１２及びバレルシフタ１１１に供
給する。The section discriminating circuit 110 includes a second circuit 923b
Is a kind of encoder that generates 3-bit section information by the upper 4 bits of the filter coefficient b from the filter coefficient b, and supplies the 3-bit section information corresponding to the filter coefficient b to the offset generation circuit 112 and the barrel shifter 111 according to Table 1. .
【００７９】[0079]
【表１】 [Table 1]
【００８０】バレルシフタ１１１は、区間識別回路１１
０からの３ビットの区間情報により、表２に従って、第
２回路９２３ｂからのフィルタ係数ｂを右シフト（２の
累乗の割算）して加算器１１３に供給する。The barrel shifter 111 includes the section identification circuit 11
In accordance with Table 2, the filter coefficient b from the second circuit 923b is right-shifted (divided by a power of 2) and supplied to the adder 113 according to the 3-bit section information from 0.
【００８１】[0081]
【表２】 [Table 2]
【００８２】オフセット発生回路１１２は、区間識別回
路１１０からの３ビットの区間情報により、表３に従っ
て、４ビットのオフセット値を発生して加算器１１３に
供給する。The offset generation circuit 112 generates a 4-bit offset value according to Table 3 based on the 3-bit section information from the section identification circuit 110, and supplies the offset value to the adder 113.
【００８３】[0083]
【表３】 [Table 3]
【００８４】そして、加算器１１３は、バレルシフタ１
１１の出力とオフセット発生回路１１２の出力を加算し
て、その加算結果をフィルタ係数ｆとしてフィルタ演算
回路９２４に供給する。The adder 113 is provided with the barrel shifter 1
11 and the output of the offset generation circuit 112, and the result of addition is supplied to the filter operation circuit 924 as a filter coefficient f.
【００８５】したがって、フィルタ演算回路９２４に
は、フィルタ係数ｆが折れ線近似されたものが供給され
ることとなる。すなわち、 ｆ（ｂ）＝ｂ／（１＋ｂ） が「０≦ｂ＜４」の範囲内で、 ｆ（ｂ）≒ｂ （０≦ｂ＜１／４） ｆ（ｂ）≒（ｂ／２） ＋（２／１６） （１／４≦ｂ＜１／２） ｆ（ｂ）≒（ｂ／４） ＋（４／１６） （１／２≦ｂ＜３／２） ｆ（ｂ）≒（ｂ／８） ＋（７／１６） （３／２≦ｂ＜２） ｆ（ｂ）≒（ｂ／１６）＋（９／１６） （２≦ｂ＜４） と近似されたものがフィルタ係数ｆとしてフィルタ演算
回路９２４に供給される。Therefore, the filter operation circuit 924 is supplied with a filter coefficient f obtained by approximating a broken line. That is, when f (b) = b / (1 + b) is within the range of “0 ≦ b <4”, f (b) ≒ b (0 ≦ b <１ ／) f (b) ≒ (b / 2) + (2/16) (１ ／ ≦ b <１ ／) f (b) ≒ (b / 4) + (4/16) (１ ／ ≦ b <3/2) f (b) ≒ ( b / 8) + (7/16) (3/2 ≦ b <2) f (b) ≒ (b / 16) + (9/16) (2 ≦ b <4) It is supplied to the filter operation circuit 924 as f.
【００８６】フィルタ演算回路９２４は、図１１に示す
ように、上記図１の波形発生回路９１からの楽音信号Ｇ
ＷＤが供給される乗算器１２１と、乗算器１２１の出力
が供給される加算器１２２、１ビット左シフト回路１２
３及び加算器１２４と、加算器１２２の出力が供給され
る乗算器１２８と、乗算器１２８の出力が供給される加
算器１２９とを備えており、加算器１２２の出力は加算
器１２９にも供給され、加算器１２９の出力が楽音波形
ＦＷＤとして上記図１の乗算器９３に供給されるように
なされている。また、フィルタ演算回路９２４は、加算
器１２４の出力が供給される１サンプル遅延メモリ１２
５と、１ビット左シフト回路１２３及び１サンプル遅延
メモリ１２５の各出力が供給される加算器１２６と、加
算器１２６の出力が供給される１サンプル遅延メモリ１
２７とを備えており、１サンプル遅延メモリ１２７は加
算器１２２に供給されるようになされている。さらに、
フィルタ演算回路９２４は、加算器１２９の出力が各々
供給される乗算器１３１及び１３３と、加算器１２９及
び乗算器１３１の各出力が供給される加算器１３０と、
加算器１３０の出力が供給される１ビット左シフト回路
１３２と、加算器１２９及び乗算器１３３の各出力が供
給される加算器１３４とを備えており、１ビット左シフ
ト回路１３２の出力が加算器１２６に供給され、加算器
１３４の出力が加算器１２４に供給されるようになされ
ている。As shown in FIG. 11, the filter operation circuit 924 generates the tone signal G from the waveform generation circuit 91 shown in FIG.
A multiplier 121 to which WD is supplied, an adder 122 to which an output of the multiplier 121 is supplied, a 1-bit left shift circuit 12
3 and an adder 124, a multiplier 128 supplied with the output of the adder 122, and an adder 129 supplied with the output of the multiplier 128. The output of the adder 122 is also supplied to the adder 129. The output of the adder 129 is supplied to the multiplier 93 of FIG. 1 as a musical tone waveform FWD. Further, the filter operation circuit 924 includes a one-sample delay memory 12 to which the output of the adder 124 is supplied.
5, an adder 126 to which the outputs of the one-bit left shift circuit 123 and the one-sample delay memory 125 are supplied, and a one-sample delay memory 1 to which the output of the adder 126 is supplied
27, and the one-sample delay memory 127 is supplied to the adder 122. further,
The filter operation circuit 924 includes multipliers 131 and 133 to which outputs of the adder 129 are respectively supplied, an adder 130 to which respective outputs of the adders 129 and 131 are supplied,
A 1-bit left shift circuit 132 to which the output of the adder 130 is supplied, and an adder 134 to which each output of the adder 129 and the multiplier 133 are supplied. The output of the 1-bit left shift circuit 132 is added. The output of the adder 134 is supplied to the adder 124, and the output of the adder 134 is supplied to the adder 124.
【００８７】そして、乗算器１２１は、波形発生回路９
１からの楽音信号ＧＷＤに、フィルタ係数発生回路９２
３で得られたフィルタ係数ａを乗算し、乗算器１２８
は、加算器１２２の出力にフィルタ係数発生回路９２３
で得られたフィルタ係数ｆを乗算するようになされてい
る。また、乗算器１３１は、加算器１２９の出力である
楽音波形ＦＷＤに、フィルタ係数発生回路９２３で得ら
れたフィルタ係数Ａを乗算し、乗算器１３３は、加算器
１２９の出力である楽音波形ＦＷＤに、フィルタ係数発
生回路９２３で得られたフィルタ係数ｂを乗算するよう
になされている。The multiplier 121 is connected to the waveform generator 9
1 to the tone signal GWD from
3 is multiplied by the filter coefficient a obtained in
Is added to the output of the adder 122 by the filter coefficient generation circuit 923.
Is multiplied by the filter coefficient f obtained in step (1). The multiplier 131 multiplies the tone waveform FWD output from the adder 129 by the filter coefficient A obtained by the filter coefficient generation circuit 923, and the multiplier 133 outputs the tone waveform FWD output from the adder 129. Is multiplied by the filter coefficient b obtained by the filter coefficient generation circuit 923.
【００８８】また、１サンプル遅延メモリ１２５及び１
２７は、例えば、発音チャンネル数と同数ワードのＲＡ
Ｍからなり、入力された信号に対して、ディジタルフィ
ルタ演算のための１サンプル分の遅延量を与えるもので
ある。The one-sample delay memories 125 and 1
27 is, for example, RA of the same number of words as the number of sounding channels.
M, which gives a delay amount of one sample for the digital filter operation to the input signal.
【００８９】上述のような構成により、このフィルタ演
算回路９２４は、波形発生回路９１からの楽音信号ＧＷ
Ｄにフィルタ演算を施す。With the above configuration, the filter operation circuit 924 generates the tone signal GW from the waveform generation circuit 91.
D is subjected to a filter operation.
【００９０】上述のように、ディジタルフィルタ回路９
２は、ＣＰＵ５によりキーのタッチに応じて任意に変更
制御されたフィルタ特性で、波形発生回路９１からの楽
音信号ＧＷＤにフィルタ演算を施して、そのフィルタ演
算を施した楽音信号ＧＷＤを楽音信号ＦＷＤとして乗算
器９３に供給する。そして、この乗算器９３には、振幅
エンベロープ発生回路９４の出力も供給される。As described above, the digital filter circuit 9
Reference numeral 2 denotes a filter characteristic which is arbitrarily changed and controlled by the CPU 5 in accordance with a touch of a key. Is supplied to the multiplier 93. The output of the amplitude envelope generating circuit 94 is also supplied to the multiplier 93.
【００９１】つぎに、振幅エンベロープ発生回路９４に
ついて具体的に説明する。Next, the amplitude envelope generating circuit 94 will be specifically described.
【００９２】振幅エンベロープ発生回路９４は、図１２
に示すように、ＣＰＵ５からのパラメータ各々供給され
る時変数信号発生回路９４１及び振幅レベル再生回路９
４２と、振幅レベル再生回路９４２と接続されたフェー
ズ遷移制御回路９４３とを備えており、時変数信号発生
回路９４１及びフェーズ遷移制御回路９４３の各出力は
振幅レベル再生回路９４２に供給され、振幅レベル再生
回路９４２の出力はフェーズ遷移制御回路９４３に供給
されるようになされている。また、フェーズ遷移制御回
路９４３には、ＣＰＵ５の指示によりインターフェース
回路８から出力される強制遷移信号Ｗｆとクリア信号Ｃ
ｌｆが供給されるようになされている。さらに、フェー
ズ遷移制御回路９４３からのパラメータ要求信号ＲＱｆ
がインターフェース回路８に供給され、振幅レベル再生
回路９４２の出力が乗算器９３に供給されるようになさ
れている。The amplitude envelope generating circuit 94 has a structure shown in FIG.
As shown in the figure, the time variable signal generation circuit 941 and the amplitude level reproduction circuit 9 supplied with the respective parameters from the CPU 5
42, and a phase transition control circuit 943 connected to the amplitude level reproduction circuit 942. The outputs of the time variable signal generation circuit 941 and the phase transition control circuit 943 are supplied to the amplitude level reproduction circuit 942, The output of the reproduction circuit 942 is supplied to the phase transition control circuit 943. Further, the phase transition control circuit 943 includes a forced transition signal Wf and a clear signal C
If is supplied. Further, the parameter request signal RQf from the phase transition control circuit 943
Is supplied to the interface circuit 8, and the output of the amplitude level reproduction circuit 942 is supplied to the multiplier 93.
【００９３】時変数信号発生回路９４１は、ＣＰＵ５か
らのスピードに関するパラメータτによって正規化され
た時変数信号αを発生してフェーズ遷移制御回路９４３
及び振幅レベル再生回路９４２に各々供給する。このパ
ラメータτは、振幅エンベロープのフェーズ時間の決定
に関与するものであり、上記図４に示されるパラメータ
テーブルＴｃの中のアタックスピードＡＳと、ディケイ
１スピードＤ１Ｓ或いはディケイ２スピードＤ２Ｓと、
リリーススピードＲＳに対応する。The time variable signal generation circuit 941 generates a time variable signal α normalized by the speed parameter τ from the CPU 5 to generate a phase transition control circuit 943.
And an amplitude level reproduction circuit 942. This parameter τ is involved in determining the phase time of the amplitude envelope, and includes the attack speed AS, the decay 1 speed D1S or the decay 2 speed D2S in the parameter table Tc shown in FIG.
Corresponds to Release Speed RS.
【００９４】すなわち、時変数信号発生回路９４１は、
図１３に示すように、ＣＰＵ５からのパラメータτ用の
メモリ１４１と、メモリ１４１の出力及びフェーズ遷移
制御回路９４３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎが供給さ
れるセレクタ１４２と、セレクタ１４２の出力が供給さ
れるパラメータτ用のメモリ１４３と、メモリ１４３の
出力が供給される乗算器１４４とを備えており、メモリ
１４３の出力はセレクタ１４２にも供給されるようにな
されている。また、時変数信号発生回路９４１は、フェ
ーズ遷移制御回路９４３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎ
及び所定値「１」が供給されるセレクタ１４５と、セレ
クタ１４５の出力が供給される時変数信号α用のメモリ
１４６と、メモリ１４６の出力が供給される減算器１４
７とを備えており、メモリ１４６の出力は乗算器１４４
にも供給されるようになされており、減算器１４７の出
力がセレクタ１４５、フェーズ遷移制御回路９４３及び
振幅レベル再生回路９４２に各々供給されるようになさ
れている。That is, the time variable signal generation circuit 941
As shown in FIG. 13, a memory 141 for the parameter τ from the CPU 5, a selector 142 to which the output of the memory 141 and the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 are supplied, and an output of the selector 142 are supplied. A memory 143 for the parameter τ and a multiplier 144 to which the output of the memory 143 is supplied are provided. The output of the memory 143 is also supplied to the selector 142. Further, the time variable signal generation circuit 941 receives the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943.
A selector 145 to which the output of the selector 145 is supplied, a memory 146 for the time variable signal α to which the output of the selector 145 is supplied, and a subtractor 14 to which the output of the memory 146 is supplied.
7 and the output of the memory 146 is a multiplier 144
The output of the subtracter 147 is supplied to the selector 145, the phase transition control circuit 943, and the amplitude level reproduction circuit 942, respectively.
【００９５】パラメータτ用のメモリ（以下、τＢメモ
リと言う）１４１は、例えば、発音チャンネル数と同数
ワードのＲＡＭからなり、ＣＰＵ５からの次フェーズで
使用するパラメータτをパラメータτＢとしてチャンネ
ル毎に記憶する。A memory 141 for parameter τ (hereinafter referred to as τB memory) 141 is composed of, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels. I do.
【００９６】パラメータτ用のメモリ（以下、τＷメモ
リと言う）１４３は、例えば、発音チャンネル数と同数
ワードのＲＡＭからなり、セレクタ１４２から出力され
るパラメータをパラメータτＷとしてチャンネル毎に記
憶する。The memory for parameter τ (hereinafter referred to as τW memory) 143 is composed of, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels, and stores a parameter output from the selector 142 as a parameter τW for each channel.
【００９７】ここで、セレクタ１４２には、τＢメモリ
１４１に記憶されたパラメータτＢと、τＷメモリ１４
３に記憶されたパラメータτＷとが供給され、セレクタ
１４２は、フェーズ遷移制御回路９４３からのフェーズ
遷移信号ｔｒｎが「真」（＝「１」）となったときに、
τＢメモリ１４１に記憶されたパラメータτＢをτＷメ
モリ１４３に供給する。したがって、τＷメモリ１４３
には、パラメータτＢが現在フェーズで使用するパラメ
ータτＷとして記憶されることとなる。Here, the selector 142 stores the parameter τB stored in the τB memory 141 and the τW memory 14
3 is supplied to the selector 142. When the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 becomes “true” (= “1”), the selector 142
The parameter τB stored in the τB memory 141 is supplied to the τW memory 143. Therefore, the τW memory 143
, The parameter τB is stored as the parameter τW used in the current phase.
【００９８】尚、フェーズ遷移制御回路９４３が出力す
るフェーズ遷移信号ｔｒｎは、ＣＰＵ５の指示による強
制的なフェーズ遷移を要求する強制遷移信号Ｗｆに応答
して、「真」となるようになされており、この詳細な説
明は後述する。The phase transition signal trn output from the phase transition control circuit 943 is set to “true” in response to a forced transition signal Wf requesting a forced phase transition according to an instruction from the CPU 5. This will be described later in detail.
【００９９】一方、時変数信号α用のメモリ（以下、α
メモリと言う）１４６は、例えば、発音チャンネル数と
同数ワードのＲＡＭからなり、セレクタ１４５からの時
変数信号αをチャンネル毎に記憶する。On the other hand, a memory for the time variable signal α (hereinafter, α
The memory 146 includes, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels, and stores the time variable signal α from the selector 145 for each channel.
【０１００】乗算器１４４は、αメモリ１４６に記憶さ
れた時変数信号αと、τＷメモリ１４３に記憶された現
在フェーズで使用するパラメータτＷとを乗算し、その
乗算結果を減算器１４７に供給する。The multiplier 144 multiplies the time variable signal α stored in the α memory 146 by the parameter τW used in the current phase stored in the τW memory 143, and supplies the result of the multiplication to the subtractor 147. .
【０１０１】減算器１４７は、αメモリ１４６に記憶さ
れた時変数信号αから乗算器１４４の乗算結果を減算
し、その減算結果を時変数信号αとして出力する。The subtractor 147 subtracts the multiplication result of the multiplier 144 from the time variable signal α stored in the α memory 146, and outputs the subtraction result as the time variable signal α.
【０１０２】ここで、セレクタ１４５には、所定値
「１」と、減算器１４７が出力する時変数信号αとが供
給され、セレクタ１４５は、フェーズ遷移制御回路９４
３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎが「偽」（＝「０」）
となったときに、減算器１４７からの時変数信号αをα
メモリ１４６に供給し、フェーズ遷移制御回路９４３か
らのフェーズ遷移信号ｔｒｎが「真」（＝「１」）とな
ったときに、所定値「１」をαメモリ１４６に供給す
る。したがって、αメモリ１４６には、正規化された時
変数信号αの現在値が記憶され、この時変数信号αは、
例えば、 α（ｎ）＝α（ｎ−１）−α（ｎ−１）＊τＷ なる演算式で表され、フェーズ遷移信号ｔｒｎが「真」
（＝「１」）となったときに、「１」に初期化される。The predetermined value “1” and the time variable signal α output from the subtractor 147 are supplied to the selector 145.
3 is "false" (= "0")
When the time variable signal α from the subtractor 147 becomes α
The predetermined value “1” is supplied to the α memory 146 when the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 becomes “true” (= “1”). Therefore, the current value of the normalized time variable signal α is stored in the α memory 146.
For example, α (n) = α (n−1) −α (n−1) * τW, and the phase transition signal trn is “true”.
(= “1”), it is initialized to “1”.
【０１０３】上述のようにして時変数信号発生回路９４
１で得られた時変数信号αは、振幅レベル再生回路９４
２及びフェーズ遷移制御回路９４３に供給される。As described above, the time variable signal generating circuit 94
The time variable signal α obtained in step 1 is
2 and the phase transition control circuit 943.
【０１０４】振幅レベル再生回路９４２は、ＣＰＵ５か
らのパラメータＬと、時変数信号発生回路９４１からの
時変数信号αとから、振幅エンベロープの振幅レベルを
再生し、振幅エンベロープの現在値を振幅エンベロープ
信号Ｅｃとして乗算器９３に供給する。パラメータＬ
は、アタックフェーズでは上記図４のパラメータテーブ
ルＴｃの中のアタックレベルＡＬを鍵のタッチデータに
より変更した値であり、ディケイフェーズでは上記パラ
メータテーブルＴｃの中のディケイ１終了値Ｄ１Ｅその
ものである。The amplitude level reproducing circuit 942 reproduces the amplitude level of the amplitude envelope from the parameter L from the CPU 5 and the time variable signal α from the time variable signal generating circuit 941, and converts the current value of the amplitude envelope into the amplitude envelope signal. It is supplied to the multiplier 93 as Ec. Parameter L
Is a value obtained by changing the attack level AL in the parameter table Tc of FIG. 4 according to the key touch data in the attack phase, and is the decay 1 end value D1E itself in the parameter table Tc in the decay phase.
【０１０５】このとき、目標レベルとしては、ＣＰＵ５
からのパラメータｚにより、パラメータＬと「０」の何
れかが選択される。パラメータｚは、パラメータＬの意
味を指定するものであり、パラメータｚが「０（偽）」
のときには、パラメータＬは振幅エンベロープ制御の目
標値として扱われ、パラメータｚが「１（真）」のとき
には、パラメータＬは時変数信号の終了値として扱わ
れ、目標値として０（ゼロ）が指定されたと見なされ
る。At this time, the CPU 5
Is selected from the parameter L and “0” in accordance with the parameter z. The parameter z specifies the meaning of the parameter L, and the parameter z is “0 (false)”.
, The parameter L is treated as the target value of the amplitude envelope control, and when the parameter z is “1 (true)”, the parameter L is treated as the end value of the time variable signal, and 0 (zero) is designated as the target value. It is considered to have been done.
【０１０６】また、振幅レベル再生回路９４２は、ＣＰ
Ｕ５からの現在フェーズで使用するパラメータＬＷ及び
パラメータｚＷをフェーズ遷移制御回路９４３に供給す
る。Further, the amplitude level reproduction circuit 942 outputs the CP
The parameter LW and the parameter zW used in the current phase from U5 are supplied to the phase transition control circuit 943.
【０１０７】すなわち、振幅レベル再生回路９４２は、
図１４に示すように、ＣＰＵ５からのパラメータ各々供
給されるパラメータＬ用のメモリ１５１及びパラメータ
ｚ用のメモリ１５２と、メモリ１５２の出力及びフェー
ズ遷移制御回路９４３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎが
供給されるセレクタ１５５と、セレクタ１５５の出力が
供給されるパラメータｚ用のメモリ１５８とを備えてお
り、メモリ１５８の出力は、パラメータｚＷとして出力
されると共に、セレクタ１５５及び後述するセレクタ１
５９にも供給されるようになされている。また、振幅レ
ベル再生回路９４２は、メモリ１５１の出力及びフェー
ズ遷移制御回路９４３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎが
供給されるセレクタ１５４と、セレクタ１５４の出力が
供給されるパラメータＬ用のメモリ１５７と、メモリ１
５７の出力、メモリ１５８の出力及び所定値「０」が各
々供給されるセレクタ１５９とを備えており、メモリ１
５７の出力は、パラメータＬＷとして出力されると共に
セレクタ１５４にも供給されるようになされている。さ
らに、振幅レベル再生回路９４２は、フェーズ遷移制御
回路９４３からのフェーズ遷移信号ｔｒｎが供給される
セレクタ１５３と、セレクタ１５３の出力が供給される
振幅エンベロープ初期値Ｅｉ用のメモリ１５６と、メモ
リ１５６及びセレクタ１５９の各出力が供給される減算
器１６０と、減算器１６０の出力及び時変数信号発生回
路９４１からの時変数信号αが供給される乗算器１６１
と、乗算器１６１及びセレクタ１５９の各出力が供給さ
れる加算器１６２とを備えており、加算器１６２の出力
は、振幅エンベロープ信号Ｅｃとして出力されると共に
セレクタ１５３にも供給されるようになされている。ま
た、セレクタ１５３には、メモリ１５６の出力も供給さ
れるようになされている。That is, the amplitude level reproduction circuit 942 is
As shown in FIG. 14, a memory 151 for a parameter L and a memory 152 for a parameter z, each of which is supplied with a parameter from the CPU 5, an output of the memory 152, and a phase transition signal trn from a phase transition control circuit 943 are supplied. A selector 155 and a memory 158 for a parameter z to which the output of the selector 155 is supplied are provided. The output of the memory 158 is output as a parameter zW, and the selector 155 and a selector 1 to be described later.
59 as well. The amplitude level reproduction circuit 942 includes a selector 154 to which the output of the memory 151 and the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 are supplied, a memory 157 for a parameter L to which the output of the selector 154 is supplied, 1
57, an output of the memory 158, and a selector 159 to which a predetermined value “0” is supplied.
The output of 57 is output as the parameter LW and also supplied to the selector 154. Further, the amplitude level reproduction circuit 942 includes a selector 153 to which the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 is supplied, a memory 156 for an amplitude envelope initial value Ei to which the output of the selector 153 is supplied, a memory 156, A subtractor 160 to which each output of the selector 159 is supplied, and a multiplier 161 to which the output of the subtractor 160 and the time variable signal α from the time variable signal generation circuit 941 are supplied
And an adder 162 to which the outputs of the multiplier 161 and the selector 159 are supplied. The output of the adder 162 is output as the amplitude envelope signal Ec and also supplied to the selector 153. ing. The output of the memory 156 is also supplied to the selector 153.
【０１０８】パラメータｚ用のメモリ（以下、ｚＢメモ
リと言う）１５２は、例えば、発音チャンネル数と同数
ワードのＲＡＭからなり、ＣＰＵ５からのパラメータｚ
を次フェーズで使用するパラメータｚＢとしてチャンネ
ル毎に記憶する。The memory for parameter z (hereinafter referred to as zB memory) 152 is, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels.
Is stored for each channel as a parameter zB used in the next phase.
【０１０９】パラメータｚ用のメモリ（以下、ｚＷメモ
リと言う）１５８は、例えば、発音チャンネル数と同数
ワードのＲＡＭからなり、セレクタ１５５から出力され
るパラメータをパラメータｚＷとしてチャンネル毎に記
憶する。The memory 158 for the parameter z (hereinafter referred to as zW memory) is composed of, for example, a RAM having the same number of words as the number of sound channels, and stores the parameter output from the selector 155 as the parameter zW for each channel.
【０１１０】ここで、セレクタ１５５には、ｚＢメモリ
１５２に記憶されたパラメータｚＢと、ｚＷメモリ１５
８に記憶されたパラメータｚＷとが供給され、セレクタ
１５５は、フェーズ遷移制御回路９４３からのフェーズ
遷移信号ｔｒｎが「真」（＝「１」）となったときに、
ｚＢメモリ１５２に記憶されたパラメータｚＢをｚＷメ
モリ１５８に供給する。したがって、ｚＷメモリ１５８
には、セレクタ１５５からのパラメータｚＢが現在フェ
ーズで使用するパラメータｚＷとして記憶されることと
なる。Here, the selector 155 stores the parameter zB stored in the zB memory 152 and the zW memory 15.
8 is supplied to the selector 155. When the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 becomes “true” (= “1”),
The parameter zB stored in the zB memory 152 is supplied to the zW memory 158. Therefore, the zW memory 158
, The parameter zB from the selector 155 is stored as the parameter zW used in the current phase.
【０１１１】一方、パラメータＬ用のメモリ（以下、Ｌ
Ｂメモリと言う）１５１は、例えば、発音チャンネル数
と同数ワードのＲＡＭからなり、ＣＰＵ５からのパラメ
ータＬを次フェーズで使用するパラメータＬＢとしてチ
ャンネル毎に記憶する。On the other hand, a memory for parameter L (hereinafter, L
The B memory 151 includes, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels, and stores a parameter L from the CPU 5 as a parameter LB used in the next phase for each channel.
【０１１２】パラメータＬ用のメモリ（以下、ＬＷメモ
リと言う）１５７は、例えば、発音チャンネル数と同数
ワードのＲＡＭからなり、セレクタ１５４から出力され
るパラメータをパラメータＬＷとしてチャンネル毎に記
憶する。The memory for parameter L (hereinafter referred to as LW memory) 157 is composed of, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels, and stores the parameters output from the selector 154 as the parameter LW for each channel.
【０１１３】ここで、セレクタ１５４には、ＬＢメモリ
１５１に記憶されたパラメータＬＢと、ＬＷメモリ１５
７に記憶されたパラメータＬＷとが供給され、セレクタ
１５４は、フェーズ遷移制御回路９４３からのフェーズ
遷移信号ｔｒｎが「真」（＝「１」）となったときに、
ＬＢメモリ１５１に記憶されたパラメータＬＢをＬＷメ
モリ１５７に供給する。したがって、ＬＷメモリ１５７
には、セレクタ１５４からのパラメータＬＢが現在フェ
ーズで使用するパラメータＬＷとして記憶されることと
なる。Here, the selector 154 stores the parameter LB stored in the LB memory 151 and the LW memory 15
7 is supplied to the selector 154. When the phase transition signal trn from the phase transition control circuit 943 becomes “true” (= “1”),
The parameter LB stored in the LB memory 151 is supplied to the LW memory 157. Therefore, the LW memory 157
, The parameter LB from the selector 154 is stored as the parameter LW used in the current phase.
【０１１４】振幅エンベロープ初期値Ｅｉ用のメモリ
（以下、Ｅｉメモリと言う）１５６は、例えば、発音チ
ャンネル数と同数ワードのＲＡＭからなり、セレクタ１
５３からの出力を初期値Ｅｉとしてチャンネル毎に記憶
する。The memory (hereinafter referred to as Ei memory) 156 for the amplitude envelope initial value Ei is composed of, for example, a RAM having the same number of words as the number of sounding channels.
The output from 53 is stored as an initial value Ei for each channel.
【０１１５】ここで、セレクタ１５９には、ＬＷメモリ
１５７に記憶された現在フェーズで使用するパラメータ
ＬＷと、所定値「０」とが供給され、セレクタ１５９
は、ｚＷメモリ１５８に記憶された現在フェーズで使用
するパラメータｚＷに基づいて、パラメータＬＷと所定
値「０」の何れかを選択して減算器１６０及び加算器１
６２に供給する。Here, the selector 159 is supplied with the parameter LW used in the current phase stored in the LW memory 157 and a predetermined value “0”.
Selects one of the parameter LW and a predetermined value “0” based on the parameter zW used in the current phase stored in the zW memory 158, and selects the subtractor 160 and the adder 1
62.
【０１１６】減算器１６０は、Ｅｉメモリ１５６に記憶
された初期値Ｅｉからセレクタ１５９の出力値を減算
し、その減算結果を乗算器１６１に供給する。The subtractor 160 subtracts the output value of the selector 159 from the initial value Ei stored in the Ei memory 156, and supplies the result of the subtraction to the multiplier 161.
【０１１７】乗算器１６１は、減算器１６０の減算結果
と、時変数信号発生回路９４１からの時変数信号αを乗
算し、その乗算結果を加算器１６２に供給する。The multiplier 161 multiplies the subtraction result of the subtractor 160 by the time variable signal α from the time variable signal generation circuit 941 and supplies the multiplication result to the adder 162.
【０１１８】加算器１６２は、乗算器１６１の乗算結果
と、セレクタ１５９の出力値とを加算し、その加算結果
を振幅エンベロープ信号Ｅｃとして出力すると共に、セ
レクタ１５３に供給する。The adder 162 adds the multiplication result of the multiplier 161 and the output value of the selector 159, outputs the addition result as an amplitude envelope signal Ec, and supplies the amplitude envelope signal Ec to the selector 153.
【０１１９】セレクタ１５３には、加算器１６２からの
振幅エンベロープ信号Ｅｃと、上述のようにしてＥｉメ
モリ１５６に記憶された初期値Ｅｉが供給され、セレク
タ１５３は、フェーズ遷移制御回路９４３からのフェー
ズ遷移信号ｔｒｎが「真」（＝「１」）となったとき
に、加算器１６２からの振幅エンベロープ信号ＥｃをＥ
ｉメモリ１５６に供給する。すなわち、フェーズ遷移信
号ｔｒｎが「真」（＝「１」）となったときに、現在フ
ェーズの振幅エンベロープ信号Ｅｃが新たな初期値Ｅｉ
としてＥｉメモリ１５６に記憶される。この現在フェー
ズの振幅エンベロープ信号Ｅｃは、 Ｅｃ＝（Ｅｉ−ＬＷ）＊α＋ＬＷ なる演算式で求められ、「（Ｅｉ−ＬＷ）」が時変数信
号αに対する利得となる。The selector 153 is supplied with the amplitude envelope signal Ec from the adder 162 and the initial value Ei stored in the Ei memory 156 as described above. When the transition signal trn becomes “true” (= “1”), the amplitude envelope signal Ec from the adder
The data is supplied to the i-memory 156. That is, when the phase transition signal trn becomes “true” (= “1”), the amplitude envelope signal Ec of the current phase is set to the new initial value Ei.
Is stored in the Ei memory 156. The amplitude envelope signal Ec of the current phase is obtained by an arithmetic expression of Ec = (Ei−LW) * α + LW, and “(Ei−LW)” is a gain for the time variable signal α.
【０１２０】上述のようにして振幅レベル再生回路９４
２で得られた振幅エンベロープ信号Ｅｃは、上記図１の
乗算器９３に供給され、パラメータＬＷ及びパラメータ
ｚＷは、フェーズ遷移制御回路９４３に供給される。As described above, the amplitude level reproducing circuit 94
2, the amplitude envelope signal Ec is supplied to the multiplier 93 shown in FIG. 1, and the parameter LW and the parameter zW are supplied to the phase transition control circuit 943.
【０１２１】フェーズ遷移制御回路９４３は、時変数信
号発生回路９４１からの時変数信号αがフェーズ終了値
に達したか否かを検出し、時変数信号αがフェーズ終了
値に達したことを検出した場合に、フェーズ遷移信号ｔ
ｒｎを時変数信号発生回路９４１及び振幅レベル再生回
路９４２に各々供給すると共に、次フェーズのパラメー
タ要求信号ＲＱｆをインターフェース回路８を介してＣ
ＰＵ５に供給する。このとき、フェーズ終了値として
は、振幅レベル再生回路９４２からのパラメータｚＷに
より、パラメータＬＷも用いることができるようになさ
れている。そして、このフェーズ遷移制御回路９４３か
ら出力されるフェーズ遷移信号ｔｒｎは、インターフェ
ース回路８からの強制遷移信号Ｗｆ、すなわちＣＰＵ５
の指示による強制的なフェーズ遷移を要求する信号にも
応答して、「真」となるようになされている。また、フ
ェーズ遷移制御回路９４３から出力されるパラメータ要
求信号ＲＱｆは、インターフェース回路８からのクリア
信号Ｃｌｆ、すなわちＣＰＵ５の指示による信号により
クリアされるようになされている。The phase transition control circuit 943 detects whether the time variable signal α from the time variable signal generation circuit 941 has reached the phase end value, and detects that the time variable signal α has reached the phase end value. The phase transition signal t
rn is supplied to the time variable signal generating circuit 941 and the amplitude level reproducing circuit 942, and the parameter request signal RQf of the next phase is output to the C through the interface circuit 8.
Supply to PU5. At this time, the parameter LW can also be used as the phase end value based on the parameter zW from the amplitude level reproduction circuit 942. The phase transition signal trn output from the phase transition control circuit 943 is a forced transition signal Wf from the interface circuit 8, that is, the CPU 5
In response to a signal requesting a compulsory phase transition in accordance with the instruction of (1). The parameter request signal RQf output from the phase transition control circuit 943 is cleared by a clear signal Clf from the interface circuit 8, that is, a signal instructed by the CPU 5.
【０１２２】すなわち、フェーズ遷移制御回路９４３
は、図１５に示すように、振幅レベル再生回路９４２か
らのパラメータＬＷ，ｚＷ及び時変数信号αのフェーズ
終了値（固定値）が供給されるセレクタ１７１と、セレ
クタ１７１の出力及び時変数信号発生回路９４１からの
時変数信号αが供給される比較器１７２と、比較器１７
２の出力及びインターフェース回路８からの強制遷移信
号Ｗｆが供給されるＯＲゲート１７３と、インターフェ
ース回路８からの強制遷移信号Ｗｆが供給されるＮＯＴ
ゲート１７５と、インターフェース回路８からのクリア
信号Ｃｌｆが供給されるＮＯＴゲート１７６と、比較器
１７２の出力が供給されるＯＲゲート１７４と、ＮＯＴ
ゲート１７５，１７６及びＯＲゲート１７４の各出力が
供給されるＡＮＤゲート１７７と、ＡＮＤゲート１７７
の出力が供給されるメモリ１７８とを備えており、ＯＲ
ゲート１７４には、メモリ１７８の出力も供給されるよ
うになされている。そして、ＯＲゲート１７３の出力が
フェーズ遷移信号ｔｒｎとして出力され、メモリ１７８
の出力がパラメータ要求信号ＲＱｆとして出力されるよ
うになされている。That is, the phase transition control circuit 943
As shown in FIG. 15, a selector 171 to which the parameters LW and zW and a phase end value (fixed value) of the time variable signal α from the amplitude level reproducing circuit 942 are supplied, an output of the selector 171 and a time variable signal generation A comparator 172 to which the time variable signal α from the circuit 941 is supplied;
2 and an OR gate 173 to which the forced transition signal Wf from the interface circuit 8 is supplied, and a NOT to which the forced transition signal Wf from the interface circuit 8 is supplied
A gate 175, a NOT gate 176 to which a clear signal Clf from the interface circuit 8 is supplied, an OR gate 174 to which an output of the comparator 172 is supplied,
AND gate 177 to which respective outputs of gates 175 and 176 and OR gate 174 are supplied, and AND gate 177
And a memory 178 to which the output of
The output of the memory 178 is also supplied to the gate 174. Then, the output of the OR gate 173 is output as the phase transition signal trn,
Is output as a parameter request signal RQf.
【０１２３】セレクタ１７１は、振幅レベル再生回路９
４２からのパラメータｚＷが「真」（＝「１」）のとき
に、振幅レベル再生回路９４２からのパラメータＬＷを
フェーズ終了値として比較器１７２に供給し、振幅レベ
ル再生回路９４２からのパラメータｚＷが「偽」（＝
「０」）のときに、フェーズ終了値（固定値）を比較器
１７２に供給する。The selector 171 is connected to the amplitude level reproducing circuit 9.
42, the parameter LW from the amplitude level reproduction circuit 942 is supplied to the comparator 172 as the phase end value, and the parameter zW from the amplitude level reproduction circuit 942 is “true” (= “1”). "False" (=
At the time of “0”), the phase end value (fixed value) is supplied to the comparator 172.
【０１２４】比較器１７２は、セレクタ１７１からのフ
ェーズ終了値と、時変数信号発生回路９４１からの時変
数信号αとを比較することにより、現在フェーズの終了
値を検出する。そして、比較器１７２は、その検出信号
をＯＲゲート１７３及び１７４に供給する。The comparator 172 detects the end value of the current phase by comparing the phase end value from the selector 171 with the time variable signal α from the time variable signal generation circuit 941. Then, the comparator 172 supplies the detection signal to the OR gates 173 and 174.
【０１２５】したがって、ＯＲゲート１７３には、イン
ターフェース回路８からの強制遷移信号Ｗｆ、すなわち
ＣＰＵ５の指示による強制的なフェーズ遷移を要求する
信号と、比較器１７２からの現在フェーズの終了値の検
出信号とが供給され、このＯＲゲート１７３の出力がフ
ェーズ遷移信号ｔｒｎとして上記図１２の時変数信号発
生回路９４１及び振幅レベル再生回路９４２に供給され
る。Therefore, the OR gate 173 includes a forced transition signal Wf from the interface circuit 8, that is, a signal for requesting a forced phase transition according to an instruction from the CPU 5, and a detection signal for detecting the end value of the current phase from the comparator 172. The output of the OR gate 173 is supplied to the time variable signal generation circuit 941 and the amplitude level reproduction circuit 942 of FIG. 12 as the phase transition signal trn.
【０１２６】一方、ＡＮＤゲート１７７には、ＮＯＴゲ
ート１７５を介したインターフェース回路８からの強制
遷移信号Ｗｆと、ＮＯＴゲート１７６を介したインター
フェース回路８からのクリア信号Ｃｌｆと、ＯＲゲート
１７４の出力とが供給され、このＡＮＤゲート１７７の
出力がメモリ１７８に供給される。On the other hand, the AND gate 177 receives the forced transition signal Wf from the interface circuit 8 via the NOT gate 175, the clear signal Clf from the interface circuit 8 via the NOT gate 176, and the output of the OR gate 174. And the output of the AND gate 177 is supplied to the memory 178.
【０１２７】メモリ１７８は、例えば、発音チャンネル
数と同数ワードのＲＡＭからなり、ＡＮＤゲート１７７
の出力をパラメータ要求信号ＲＱｆとしてチャンネル毎
に記憶する。The memory 178 comprises, for example, a RAM having the same number of words as the number of sound channels, and an AND gate 177.
Is stored as a parameter request signal RQf for each channel.
【０１２８】ここで、ＯＲゲート１７４には、メモリ１
７８に記憶されたパラメータ要求信号ＲＱｆと、比較器
１７２からの現在フェーズの終了値の検出信号とが供給
され、上述したように、このＯＲゲート１７４の出力が
ＡＮＤゲート１７７に供給される。Here, the OR gate 174 has the memory 1
The parameter request signal RQf stored in 78 and the detection signal of the end value of the current phase from the comparator 172 are supplied, and the output of the OR gate 174 is supplied to the AND gate 177 as described above.
【０１２９】したがって、メモリ１７８には、次フェー
ズのパラメータ要求信号ＲＱｆが記憶され、このパラメ
ータ要求信号ＲＱｆが上記図１のインターフェース回路
８を介してＣＰＵ５に供給される。Therefore, the memory 178 stores the parameter request signal RQf of the next phase, and this parameter request signal RQf is supplied to the CPU 5 through the interface circuit 8 shown in FIG.
【０１３０】上述のようにして、振幅エンベロープ発生
回路９４で得られた振幅エンベロープ信号Ｅｃは、乗算
器９３に供給され、乗算器９３により、ディジタルフィ
ルタ回路９２で得られた楽音信号ＦＷＤと乗算されるこ
ととなる。また、振幅エンベロープ発生回路９４が出力
する振幅エンベロープ信号Ｅｃは、ＣＰＵ５から制御さ
れ、これにより、電子楽器１００は、ダンパペダル１の
操作に応答して動作する。As described above, the amplitude envelope signal Ec obtained by the amplitude envelope generating circuit 94 is supplied to the multiplier 93, and the multiplier 93 multiplies the tone signal FWD obtained by the digital filter circuit 92 by the multiplier 93. The Rukoto. The amplitude envelope signal Ec output from the amplitude envelope generation circuit 94 is controlled by the CPU 5, whereby the electronic musical instrument 100 operates in response to the operation of the damper pedal 1.
【０１３１】つぎに、ＣＰＵ５における振幅エンベロー
プ発生回路９４の制御処理について具体的に説明する。Next, the control processing of the amplitude envelope generating circuit 94 in the CPU 5 will be specifically described.
【０１３２】まず、電子楽器１００では、振幅エンベロ
ープの形状を上記図１９に示すような形状としている。
すなわち、キーＯＮ時のフェーズは、アタックフェーズ
ＡＰ、及びディケイフェーズＤＰ１，ＤＰ２で構成さ
れ、キーＯＦＦ時のフェーズは、リリースフェーズＲＰ
で構成される。ここで、ダンパペダル１のＯＮ／ＯＦＦ
に応答させるために、キーＯＦＦ時のフェーズは、さら
に後述する複数のフェーズで構成されているが、振幅エ
ンベロープを制御するパラメータとしては、アタックフ
ェーズＡＰ、ディケイフェーズＤＰ１，ＤＰ２、及びリ
リースフェーズＲＰの４つのフェーズに対応するパラメ
ータのみを用いる。First, in the electronic musical instrument 100, the shape of the amplitude envelope is as shown in FIG.
That is, the key ON phase is composed of an attack phase AP and decay phases DP1 and DP2, and the key OFF phase is a release phase RP
It consists of. Here, ON / OFF of the damper pedal 1
The key-off phase is composed of a plurality of phases to be described later. The parameters for controlling the amplitude envelope include an attack phase AP, decay phases DP1 and DP2, and a release phase RP. Only the parameters corresponding to the four phases are used.
【０１３３】そこで、上述のような振幅エンベロープを
制御するために、ＣＰＵ５は、先ず、発音開始時、アタ
ックフェーズＡＰのパラメータτ、パラメータＬ及びパ
ラメータｚを振幅エンベロープ発生回路９４に供給し、
インターフェース回路８の強制遷移信号Ｗｆを「真」に
する。このとき、アタックフェーズＡＰのパラメータｚ
を「偽」とし、パラメータＬを目標レベル、すなわちア
タックレベルとする。In order to control the amplitude envelope as described above, the CPU 5 first supplies the parameter τ, the parameter L and the parameter z of the attack phase AP to the amplitude envelope generating circuit 94 at the start of sound generation.
The forced transition signal Wf of the interface circuit 8 is set to “true”. At this time, the parameter z of the attack phase AP
Is set to “false”, and the parameter L is set to the target level, that is, the attack level.
【０１３４】次に、ＣＰＵ５は、ディケイフェーズＤＰ
１のパラメータτ、パラメータＬ及びパラメータｚを振
幅エンベロープ発生回路９４に供給する。このとき、デ
ィケイフェーズＤＰ１のパラメータｚを「真」とし、パ
ラメータＬをディケイフェーズＤＰ１のフェーズ終了値
とする。また、強制遷移信号Ｗｆを「偽」とする。Next, the CPU 5 executes the decay phase DP
The parameter τ, parameter L, and parameter z of 1 are supplied to the amplitude envelope generation circuit 94. At this time, the parameter z of the decay phase DP1 is set to “true”, and the parameter L is set to the phase end value of the decay phase DP1. Further, the forced transition signal Wf is set to “false”.
【０１３５】次に、ＣＰＵ５は、振幅エンベロープ発生
回路９４からの次フェーズのパラメータ要求信号ＲＱｆ
が「真」となったことを認識すると、クリア信号Ｃｌｆ
を「真」とすることにより、上記パラメータ要求信号Ｒ
Ｑｆをクリアすると共に、ディケイフェーズＤＰ２のパ
ラメータτ、パラメータＬ及びパラメータｚを振幅エン
ベロープ発生回路９４に供給する。このとき、強制遷移
信号Ｗｆを「偽」とし、ディケイフェーズＤＰ２のパラ
メータＬを「０」とする。尚、ディケイフェーズＤＰ２
のパラメータｚに関しては、ディケイフェーズＤＰ２の
パラメータＬを「０」としているため、「真」及び
「偽」のいずれでもよい。Next, the CPU 5 outputs the parameter request signal RQf of the next phase from the amplitude envelope generating circuit 94.
Is recognized as "true", the clear signal Clf
Is set to “true”, the parameter request signal R
While clearing Qf, the parameter τ, parameter L and parameter z of the decay phase DP2 are supplied to the amplitude envelope generation circuit 94. At this time, the forced transition signal Wf is set to “false”, and the parameter L of the decay phase DP2 is set to “0”. The decay phase DP2
Since the parameter L of the decay phase DP2 is set to “0”, any of “true” and “false” may be used.
【０１３６】そして、離鍵により発音停止が指示される
と、ＣＰＵ５は、リリースフェーズＲＰのパラメータ
τ、パラメータＬ及びパラメータｚを振幅エンベロープ
発生回路９４に供給し、インターフェース回路８の強制
遷移信号Ｗｆを「真」にする。このとき、リリースフェ
ーズＲＰのパラメータＬを「０」とする。尚、リリース
フェーズＲＰのパラメータｚに関しては、リリースフェ
ーズＲＰのパラメータＬを「０」としているため、
「真」及び「偽」のいずれでもよい。Then, when the sound generation stop is instructed by releasing the key, the CPU 5 supplies the parameter τ, the parameter L and the parameter z of the release phase RP to the amplitude envelope generating circuit 94 and outputs the forced transition signal Wf of the interface circuit 8. "True". At this time, the parameter L of the release phase RP is set to “0”. In addition, regarding the parameter z of the release phase RP, since the parameter L of the release phase RP is set to “0”,
It may be either “true” or “false”.
【０１３７】また、フェーズがリリースフェーズＲＰに
あるとき、ダンパペダル１がＯＮされると、すなわち発
音停止禁止が指示されると、ＣＰＵ５は、ディケイフェ
ーズＤＰ２のパラメータτ、パラメータＬ及びパラメー
タｚを振幅エンベロープ発生回路９４に供給する。この
とき、強制遷移信号Ｗｆを「真」とする。When the damper pedal 1 is turned on when the phase is in the release phase RP, that is, when the prohibition of sound generation stop is instructed, the CPU 5 sets the parameters τ, L and z of the decay phase DP2 to the amplitude envelope. It is supplied to the generation circuit 94. At this time, the forced transition signal Wf is set to “true”.
【０１３８】ここで、図１６は、上述のようなＣＰＵ５
の処理によるフェーズ遷移を示す図である。Here, FIG. 16 shows the CPU 5 as described above.
It is a figure which shows the phase transition by the process of FIG.
【０１３９】尚、図１６のアタックフェーズａｐ
（Ｎ）、アタックフェーズａｐ（Ｆ）が夫々第１Ｎ状
態、第１Ｆ状態に対応し、ディケイフェーズｄｐ１
（Ｎ）、ディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）が夫々第２Ｎ状
態、第２Ｆ状態に対応し、ディケイフェーズｄｐ２
（Ｎ）、ディケイフェーズｄｐ２（Ｆ）が夫々第３Ｎ状
態、第３Ｆ状態に対応し、リリースフェーズｒｐが第４
状態に対応する。The attack phase ap shown in FIG.
(N), the attack phase ap (F) corresponds to the first N state and the first F state, respectively, and the decay phase dp1
(N), the decay phase dp1 (F) corresponds to the second N state and the second F state, respectively, and the decay phase dp2
(N), the decay phase dp2 (F) corresponds to the third N state and the third F state, respectively, and the release phase rp corresponds to the fourth phase.
Corresponds to the state.
【０１４０】上記図１６に示すように、この電子楽器１
００では、ダンパペダル１のＯＮ（Ｎ）／ＯＦＦ（Ｆ）
に応答させるために、上記図１９に示したアタックフェ
ーズＡＰ、ディケイフェーズＤＰ１，ＤＰ２、リリース
フェーズＲＰの４つのフェーズに対して、アタックフェ
ーズａｐ（Ｎ）、アタックフェーズａｐ（Ｆ）、ディケ
イフェーズｄｐ１（Ｎ）、ディケイフェーズｄｐ１
（Ｆ）、ディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）、ディケイフェ
ーズｄｐ２（Ｆ）、リリースフェーズｒｐの７つのフェ
ーズを定義している。そして、アタックフェーズａｐ
（Ｆ）、ディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）及びディケイフ
ェーズｄｐ２（Ｆ）の３つのフェーズは、キーＯＦＦ且
つダンパベダル１ＯＮの状態に対応するフェーズとして
いる。但し、上述したように、アタックフェーズａｐ
（Ｎ）とアタックフェーズａｐ（Ｆ）、ディケイフェー
ズｄｐ１（Ｎ）とディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）、及び
ディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）とディケイフェーズｄｐ
２（Ｆ）は、各々同一のパラメータとしている。As shown in FIG. 16, the electronic musical instrument 1
At 00, ON (N) / OFF (F) of the damper pedal 1
19, the attack phase ap (N), the attack phase ap (F), and the decay phase dp1 for the four phases of the attack phase AP, the decay phases DP1 and DP2, and the release phase RP shown in FIG. (N), decay phase dp1
(F), decay phase dp2 (N), decay phase dp2 (F), and release phase rp are defined. And attack phase ap
(F), three phases of decay phase dp1 (F) and decay phase dp2 (F) are phases corresponding to the state of key OFF and damper pedal 1ON. However, as described above, the attack phase ap
(N) and attack phase ap (F), decay phase dp1 (N) and decay phase dp1 (F), and decay phase dp2 (N) and decay phase dp
2 (F) have the same parameters.
【０１４１】そして、キーＯＮ時のフェーズとしては、
アタックフェーズａｐ（Ｎ）、ディケイフェーズｄｐ１
（Ｎ）及びディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）の３つのフェ
ーズを用い、キーＯＦＦ時のフェーズとしては、リリー
スフェーズｒｐ、アタックフェーズａｐ（Ｆ）、ディケ
イフェーズｄｐ１（Ｆ）及びディケイフェーズｄｐ２
（Ｆ）を用いている。Then, as the phase at the time of key ON,
Attack phase ap (N), decay phase dp1
(N) and three phases of decay phase dp2 (N) are used, and the phases at the time of key OFF are release phase rp, attack phase ap (F), decay phase dp1 (F) and decay phase dp2.
(F) is used.
【０１４２】尚、上記図１６において、「ＫＮ」はキー
ＯＮ、「ＫＦ」はキーＯＦＦ、「ＰＮ」はダンパペダル
ＯＮ、「ＰＦ」はダンパペダルＯＦＦ、「ｔｒｎ」はフ
ェーズ遷移信号、「＆」は論理積を各々表すものとす
る。In FIG. 16, "KN" is key ON, "KF" is key OFF, "PN" is damper pedal ON, "PF" is damper pedal OFF, "trn" is a phase transition signal, and "&" It represents the logical product.
【０１４３】先ず、従来例（図２０）と同様に任意のキ
ーが新たにＯＮされることにより発音開始の指示がなさ
れると、ＣＰＵは、複数の発音チャンネルのうちキーオ
フ時のフェーズ（リリースフェーズｒｐ）にあるチャン
ネルのいずれかにそのキーを割り当て、発音開始処理を
行なう。これにより、「リリースフェーズｒｐ→アタッ
クフェーズａｐ（Ｎ）」とフェーズが進行する。そし
て、そのままキーがＯＮ状態であった場合、ＣＰＵが出
力する制御パラメータにより、「アタックフェーズａｐ
→ディケイフェーズｄｐ１（Ｎ）→ディケイフェーズｄ
ｐ２（Ｎ）」とフェーズが進行し、ディケイフェーズｄ
ｐ２（Ｎ）で留った状態となり、ディケイフェーズｄｐ
２の減衰率で消音する。First, as in the conventional example (FIG. 20), when an arbitrary key is newly turned on to give an instruction to start sound generation, the CPU sets a key-off phase (release phase) of a plurality of sound channels. rp), the key is assigned to any of the channels, and sound generation start processing is performed. Accordingly, the phase proceeds from “release phase rp → attack phase ap (N)”. Then, if the key is in the ON state as it is, the “attack phase ap
→ Decay phase dp1 (N) → Decay phase d
p2 (N) ”and the decay phase d
p2 (N) stays and the decay phase dp
Mute at 2 decay rate.
【０１４４】次に、そのキーがＯＦＦされることにより
発音停止の指示がなされると、ＣＰＵが出力する制御パ
ラメータにより、「ディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）→デ
ィケイフェーズｄｐ２（Ｆ）」とフェーズが移る。この
とき、ダンパペダルがＯＮであれば、即ち発音停止が禁
止されていた場合、そのままディケイフェーズｄｐ２
（Ｆ）に留った状態になる。但し、ディケイフェーズｄ
ｐ２（Ｎ）とディケイフェーズｄｐ２（Ｆ）に対応する
各制御パラメータを同一としているため、発音中の楽音
に変化はない。Next, when an instruction to stop sounding is given by turning off the key, the phase shifts from “decay phase dp2 (N) → decay phase dp2 (F)” according to the control parameter output by the CPU. . At this time, if the damper pedal is ON, that is, if the sound generation stop is prohibited, the decay phase dp2
(F). However, decay phase d
Since the control parameters corresponding to p2 (N) and the decay phase dp2 (F) are the same, there is no change in the musical tone being sounded.
【０１４５】一方、ダンパペダルがＯＦＦであれば、す
なわち発音停止が許可であった場合、ＣＰＵが出力する
制御パラメータにより、「ディケイフェーズｄｐ２
（Ｆ）→リリースフェーズｒｐ」とフェーズが移され
る。このときダンパペダルが再度ＯＮされると、「リリ
ースフェーズｒｐ→ディケイフェーズｄｐ２（Ｆ）」と
フェーズが移される（リダンパ）。On the other hand, if the damper pedal is off, that is, if the stop of sound generation is permitted, the control parameter output by the CPU causes the control unit to output the "decay phase dp2
(F) → release phase rp ”. At this time, when the damper pedal is turned on again, the phase is shifted from “release phase rp → decay phase dp2 (F)” (redamper).
【０１４６】キーがＯＮされフェーズがアタックフェー
ズａｐ（Ｎ）にあるときにキーがＯＦＦされると、「ア
タックフェーズａｐ（Ｎ）→アタックフェーズａｐ
（Ｆ）」とフェーズが移される。このとき、アタックフ
ェーズａｐ（Ｎ）とアタックフェーズａｐ（Ｆ）は、パ
ラメータが同一であるため、発音中の楽音が変化するこ
とはない。If the key is turned off when the key is turned on and the phase is in the attack phase ap (N), the following is obtained: “attack phase ap (N) → attack phase ap”
(F) "and the phase is shifted. At this time, since the parameters of the attack phase ap (N) and the attack phase ap (F) are the same, the musical tone being generated does not change.
【０１４７】そして、このとき、ダンパペダル１がＯＮ
であった場合、フェーズ遷移信号ｔｒｎがあるまでフェ
ーズはアタックフェーズａｐ（Ｆ）に留った状態とな
る。そして時変数信号αが終了値に達するごとに生じる
フェーズ遷移信号ｔｒｎに従って、「アタックフェーズ
ａｐ（Ｆ）→ディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）→ディケイ
フェーズｄｐ２（Ｆ）」とフェーズが進行し、ディケイ
フェーズｄｐ２の減衰率で消音する。Then, at this time, the damper pedal 1 is turned on.
In this case, the phase remains in the attack phase ap (F) until the phase transition signal trn is present. Then, in accordance with the phase transition signal trn generated each time the time variable signal α reaches the end value, the phase progresses from “attack phase ap (F) → decay phase dp1 (F) → decay phase dp2 (F)” to decay phase dp2. The sound is muted at the attenuation rate of.
【０１４８】一方、ダンパペダル１がＯＦＦであった場
合、「アタックフェーズａｐ（Ｆ）→リリースフェーズ
ｒｐ」とフェーズが移される。On the other hand, when the damper pedal 1 is OFF, the phase is shifted from “attack phase ap (F) → release phase rp”.
【０１４９】また、フェーズがディケイフェーズｄｐ１
（Ｎ）にあるときにキーがＯＦＦされると、「ディケイ
フェーズｄｐ１（Ｎ）→ディケイフェーズｄｐ１
（Ｆ）」とフェーズが移される。このとき、ディケイフ
ェーズｄｐ１（Ｎ）とディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）
は、パラメータが同一であるため、発音中の楽音が変化
することはない。The phase is the decay phase dp1.
If the key is turned off when the state is at (N), the decay phase dp1 (N) → decay phase dp1
(F) "and the phase is shifted. At this time, the decay phase dp1 (N) and the decay phase dp1 (F)
Since the parameters have the same parameters, the musical tone being generated does not change.
【０１５０】そして、このとき、ダンパペダル１がＯＮ
であった場合、振幅エンベロープ発生回路９４で次のフ
ェーズ遷移信号ｔｒｎが生じるまで、フェーズはディケ
イフェーズｄｐ１（Ｆ）に留った状態となる。そして、
時変数信号αが終了値に達するごとに生じるフェーズ遷
移信号ｔｒｎに従って、「ディケイフェーズｄｐ１
（Ｆ）→ディケイフェーズｄｐ２（Ｆ）」とフェーズが
進行する。At this time, the damper pedal 1 is turned on.
In this case, the phase remains in the decay phase dp1 (F) until the next phase transition signal trn is generated in the amplitude envelope generation circuit 94. And
According to the phase transition signal trn generated each time the time variable signal α reaches the end value, the “decay phase dp1
(F) → decay phase dp2 (F) ”.
【０１５１】一方、ダンパペダル１がＯＦＦであった場
合、「ディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）→リリースフェー
ズｒｐ」とフェーズが移される。On the other hand, when the damper pedal 1 is OFF, the phase is shifted from “decay phase dp1 (F) → release phase rp”.
【０１５２】上述のように、電子楽器１００では、ダン
パペダル１のＯＮ／ＯＦＦに対応して、アタックフェー
ズＡＰを２つのアタックフェーズａｐ（Ｎ）とアタック
フェーズａｐ（Ｆ）に定義し、ディケイフェーズＤＰ１
を２つのディケイフェーズｄｐ１（Ｎ）とディケイフェ
ーズｄｐ１（Ｆ）に定義し、ディケイフェーズＤＰ２を
２つのディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）とディケイフェー
ズｄｐ２（Ｆ）に定義し、アタックフェーズａｐ
（Ｆ）、ディケイフェーズｄｐ１（Ｆ）及びディケイフ
ェーズｄｐ２（Ｆ）の３つのフェーズをキーＯＦＦ且つ
ダンパペダル１ＯＮの状態に対応するフェーズとして定
義して振幅エンベロープを制御するようになされている
ため、ダンパベダル１がＯＮの状態において、キーＯＮ
直後にＯＦＦされた場合でも、アタックの立ち上がりが
中途半端になるような現象を防ぐことができると共に、
常に２段ディケイの構成で振幅エンベロープを制御する
ことができる。また、振幅エンベロープ発生回路９４
は、２つ分のフェーズの各パラメータを保持することが
できるようになされているため、ＣＰＵ５は、振幅エン
ベロープ発生回路９４からのパラメータ要求信号ＲＱｆ
により、図１７に示すように、ディケイフェーズｄｐ１
（Ｎ）とディケイフェーズｄｐ２（Ｎ）、及びディケイ
フェーズｄｐ１（Ｆ）とディケイフェーズｄｐ２（Ｆ）
を特に区別することなく、容易にフェーズ進行の管理を
行うことができる。As described above, in the electronic musical instrument 100, the attack phase AP is defined as two attack phases ap (N) and apache phase ap (F) corresponding to ON / OFF of the damper pedal 1, and the decay phase DP1
Is defined as two decay phases dp1 (N) and decay phase dp1 (F), the decay phase DP2 is defined as two decay phases dp2 (N) and decay phase dp2 (F), and the attack phase ap is defined.
(F), the decay phase dp1 (F) and the decay phase dp2 (F) are defined as phases corresponding to the state of the key OFF and the state of the damper pedal 1 ON to control the amplitude envelope. When key 1 is ON, key ON
Even if it is turned off immediately afterwards, it is possible to prevent the attack from rising halfway,
The amplitude envelope can always be controlled with a two-stage decay configuration. Further, the amplitude envelope generating circuit 94
Can hold each parameter of two phases, the CPU 5 outputs the parameter request signal RQf from the amplitude envelope generation circuit 94.
As a result, as shown in FIG.
(N) and decay phase dp2 (N), and decay phase dp1 (F) and decay phase dp2 (F)
, The phase progress can be easily managed.
【０１５３】また、電子楽器１００では、上記図５に示
したような２つのＴＤ−ωｏテーブルＴｄとＴＤ−Ｑテ
ーブルＴｅを設けることにより、ディジタルフィルタ回
路９２のフィルタ特性を指定する共振周波数ωｏとＱの
値をキーのタッチに応じて任意に変更制御するようにな
されているため、キーのタッチによる楽音特性の変化具
合を自然なものとすることができる。Also, in the electronic musical instrument 100, by providing two TD-ωo tables Td and TD-Q table Te as shown in FIG. 5, the resonance frequency ωo for specifying the filter characteristics of the digital filter circuit 92 is determined. Since the value of Q is arbitrarily changed and controlled according to the touch of the key, it is possible to make the tone characteristic change by the touch of the key natural.
【０１５４】尚、上述した電子楽器１００では、上記図
６に示したようなフィルタ特性の変更制御を行うことと
したが、上記図２１に示したように、Ｑの値を一定にし
てフィルタ特性の変更制御も行うようにしてもよい。In the above-described electronic musical instrument 100, the control for changing the filter characteristics as shown in FIG. 6 is performed. However, as shown in FIG. May be controlled.
【０１５５】また、電子楽器１００で用いている発音チ
ャンネル数と同数ワードのＲＡＭで構成されている各メ
モリを、各々、同数ステージのシフトレジスタで構成さ
れるメモリとしてもよい。[0155] Further, each memory composed of RAMs of the same number of words as the number of sound channels used in the electronic musical instrument 100 may be memories composed of shift registers of the same number of stages.
【０１５６】また、ＣＰＵ５は、上記図５に示したよう
なフローグラフにより、ディジタルフィルタ回路９２の
フィルタ特性をキーのタッチに応じて任意に変更制御す
ることとしたが、図１８に示すようなフローグラフによ
りその変更制御を行うようにしてもよい。すなわち、こ
の場合、ＴＤ−ωｏテーブルＴｄを用いて、鍵走査／タ
ッチ検出回路３からのタッチデータＴＤを変換し、その
変換データを加算器１８１に供給すると共に、上記図５
のＴＤ−ＱテーブルＴｅの代わりに設けられたωｏ−Ｑ
テーブルＴｅ’を用いてさらに変換し、その変換データ
を加算器１８２に供給するようにする。また、ωｏ−Ｑ
テーブルＴｅ’は、ＲＯＭ６に記憶されているものとす
る。Also, the CPU 5 arbitrarily changes and controls the filter characteristics of the digital filter circuit 92 in accordance with the touch of the key according to the flow graph as shown in FIG. The change control may be performed by a flow graph. That is, in this case, the touch data TD from the key scanning / touch detection circuit 3 is converted by using the TD-ωo table Td, and the converted data is supplied to the adder 181.
Ωo-Q provided in place of the TD-Q table Te
Further conversion is performed using the table Te ′, and the converted data is supplied to the adder 182. Also, ωo-Q
The table Te 'is assumed to be stored in the ROM 6.
【０１５７】[0157]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、発
音指示手段により発音指示される際の操作強度に応じ
て、楽音発生手段のフィルタ特性を制御するための共振
周波数及び共振の鋭さを示す値を任意に変更するように
構成したことにより、発生する楽音が如何なる音色を有
するものであっても、その楽音の特性の変化具合を自然
なものとすることができる。したがって、上記操作強度
に応じた楽音の変化を常に自然で良好なものとすること
ができる。As described above, according to the present invention, the resonance frequency and the sharpness of the resonance for controlling the filter characteristics of the musical sound generating means are controlled in accordance with the operation intensity at the time of sounding instruction by the sounding instruction means. By arbitrarily changing the indicated value, even if the generated musical tone has any timbre, the characteristic change of the musical tone can be made natural. Therefore, the change of the musical tone according to the operation intensity can always be made natural and favorable.
【０１５８】本発明によれば、発音指示手段により発音
指示される際の操作強度に応じて、楽音発生手段のフィ
ルタ特性を制御するための共振周波数を任意に変更し、
その変更した共振周波数に応じて、上記楽音発生手段の
フィルタ特性を制御するための共振の鋭さを示す値を任
意に変更するように構成したことにより、発生する楽音
が如何なる音色を有するものであっても、その楽音の特
性の変化具合を自然なものとすることができる。したが
って、上記操作強度に応じた楽音の変化を常に自然で良
好なものとすることができる。According to the present invention, the resonance frequency for controlling the filter characteristics of the musical sound generating means is arbitrarily changed in accordance with the operation intensity at the time of sounding instruction by the sounding instruction means,
By changing the value indicating the sharpness of the resonance for controlling the filter characteristic of the tone generating means arbitrarily according to the changed resonance frequency, the tone generated has any tone. However, it is possible to make the tone characteristic change natural. Therefore, the change of the musical tone according to the operation intensity can always be made natural and favorable.
【図１】本発明に係る電子楽器を適用した電子楽器の構
成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electronic musical instrument to which an electronic musical instrument according to the present invention is applied.
【図２】ＲＯＭに記憶されているポインタテーブルを説
明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a pointer table stored in a ROM.
【図３】ＲＯＭに記憶されている波形アドレステーブル
を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a waveform address table stored in a ROM.
【図４】ＲＯＭに記憶されているパラメータテーブルを
説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a parameter table stored in a ROM.
【図５】ＣＰＵのフィルタ特性制御処理を説明するため
のフローグラフである。FIG. 5 is a flowchart illustrating a filter characteristic control process of a CPU.
【図６】ディジタルフィルタ回路のフィルタ特性を説明
するための図である。FIG. 6 is a diagram for explaining filter characteristics of a digital filter circuit.
【図７】上記ディジタルフィルタ回路の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the digital filter circuit.
【図８】上記ディジタルフィルタ回路のフィルタ係数発
生回路の第１回路の構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a first circuit of a filter coefficient generation circuit of the digital filter circuit.
【図９】上記ディジタルフィルタ回路のフィルタ係数発
生回路の第２回路の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a second circuit of the filter coefficient generation circuit of the digital filter circuit.
【図１０】上記ディジタルフィルタ回路のフィルタ係数
発生回路の第３回路の構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a third circuit of the filter coefficient generation circuit of the digital filter circuit.
【図１１】上記ディジタルフィルタ回路のフィルタ演算
回路の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a filter operation circuit of the digital filter circuit.
【図１２】振幅エンベロープ発生回路の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of an amplitude envelope generation circuit.
【図１３】上記振幅エンベロープ発生回路の時変数信号
発生回路の構成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a time variable signal generation circuit of the amplitude envelope generation circuit.
【図１４】上記振幅エンベロープ発生回路の振幅レベル
再生回路の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an amplitude level reproducing circuit of the amplitude envelope generating circuit.
【図１５】上記振幅エンベロープ発生回路のフェーズ遷
移制御回路の構成を示すブロック図である。FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a phase transition control circuit of the amplitude envelope generation circuit.
【図１６】上記電子楽器における振幅エンベロープのフ
ェーズ遷移を説明するための図である。FIG. 16 is a diagram for explaining a phase transition of an amplitude envelope in the electronic musical instrument.
【図１７】上記ＣＰＵのフェーズ進行の管理を説明する
ための図である。FIG. 17 is a diagram for describing management of the phase progress of the CPU.
【図１８】上記ＣＰＵのフィルタ特性制御処理を説明す
るためのフローグラフである。FIG. 18 is a flowchart illustrating a filter characteristic control process of the CPU.
【図１９】振幅エンベロープの形状を説明するための図
である。FIG. 19 is a diagram for explaining the shape of an amplitude envelope.
【図２０】従来の振幅エンベロープのフェーズ遷移を説
明するための図である。FIG. 20 is a diagram for explaining phase transition of a conventional amplitude envelope.
【図２１】従来のフィルタ特性を説明するための図であ
る。FIG. 21 is a diagram for explaining conventional filter characteristics.
１ ダンパペダル ２ 鍵盤回路 ３ 鍵操作／タッチ検出回路 ４ パネル回路 ５ ＣＰＵ ６ ＲＯＭ ７ ＲＡＭ ８ インターフェース回路 ９ 楽音発生回路 ９１ 波形発生回路 ９２ ディジタルフィルタ回路 ９３ 乗算器 ９４ 振幅エンベロープ発生回路 ９５ 累算回路 ９６ Ｄ／Ａ変換器 ９７ サウンドシステム １００ 電子楽器 Reference Signs List 1 damper pedal 2 keyboard circuit 3 key operation / touch detection circuit 4 panel circuit 5 CPU 6 ROM 7 RAM 8 interface circuit 9 musical sound generation circuit 91 waveform generation circuit 92 digital filter circuit 93 multiplier 94 amplitude envelope generation circuit 95 accumulation circuit 96 D / A converter 97 Sound system 100 Electronic musical instrument
Claims (22)
指示手段と、 上記発音指示手段により発音指示される際の操作強度を
検出する検出手段と、 上記発音指示手段による発音指示及び上記検出手段の検
出結果に基づいて楽音の発生を制御する制御手段と、 上記制御手段により制御される楽音を発生する楽音発生
手段とを備え、 上記楽音発生手段は、共振周波数及び共振の鋭さを示す
値によりフィルタ特性が上記制御手段により制御される
ディジタルフィルタを含み、上記制御手段により制御さ
れたフィルタ特性で楽音を発生し、 上記制御手段は、操作強度に対応して複数の共振周波数
情報を記憶した第１のテーブル手段と、操作強度に対応
して複数の共振の鋭さを示す値の情報を記憶した第２の
テーブル手段とを含み、上記検出手段の検出結果に基づ
いて上記第１のテーブル及び第２のテーブルから選出し
た共振周波数情報及び共振の鋭さを示す値の情報により
上記フィルタ特性を制御することを特徴とする電子楽
器。1. A sounding instruction means for instructing start and stop of sounding of a musical tone, a detecting means for detecting an operation intensity when sounding is instructed by the sounding instruction means, a sounding instruction by the sounding instruction means and the detecting means Control means for controlling the generation of a musical tone based on the detection result, and musical tone generating means for generating a musical tone controlled by the control means, wherein the musical tone generating means comprises a resonance frequency and a value indicating the sharpness of resonance. The digital filter has a filter characteristic controlled by the control means, generates a musical tone with the filter characteristic controlled by the control means, and the control means stores a plurality of pieces of resonance frequency information corresponding to the operation intensity. And a second table storing information of a plurality of values indicating the sharpness of the resonance corresponding to the operation intensity. Based on the results electronic musical instrument and controlling the filter characteristic by the information value indicating the sharpness of elected the resonance frequency information and resonance from said first and second tables.
ィルタであり、 上記共振周波数は、フィルタのカットオフ周波数を決定
することを特徴とする請求項１記載の電子楽器。2. The electronic musical instrument according to claim 1, wherein the digital filter is a low-pass filter, and the resonance frequency determines a cutoff frequency of the filter.
は、複数の音色ごとに共振周波数情報のベース値及び共
振の鋭さ情報のベース値を各々記憶した記憶手段と、上
記第１のテーブル手段からの共振周波数情報と上記記憶
手段からの共振周波数ベース値を加算する第１の加算器
と、上記第２のテーブル手段からの共振の鋭さ情報と上
記記憶手段からの共振の鋭さ情報のベース値を加算する
第２の加算器とを含むことを特徴とする請求項１記載の
電子楽器。3. The control means for controlling the filter characteristic includes: a storage means for storing a base value of resonance frequency information and a base value of resonance sharpness information for each of a plurality of timbres; A first adder for adding the resonance frequency information and the resonance frequency base value from the storage means, and adding the resonance sharpness information from the second table means and the base value of the resonance sharpness information from the storage means; The electronic musical instrument according to claim 1, further comprising a second adder that performs the operation.
れていることを特徴とする請求項１記載の電子楽器。4. The electronic musical instrument according to claim 1, wherein said resonance sharpness information is stored as a logarithmic value.
波数情報と共振の鋭さ情報に基づいて、少なくとも４つ
のフィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，ｆ）を発生するフィルタ
係数発生回路と、上記フィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，ｆ）
を楽音信号に掛ける乗算器とを含むことを特徴とする請
求項１記載の電子楽器。5. The digital filter, comprising: a filter coefficient generating circuit for generating at least four filter coefficients (A, a, b, f) based on the resonance frequency information and resonance sharpness information; A, a, b, f)
2. An electronic musical instrument according to claim 1, further comprising: a multiplier for multiplying the tone signal by the multiplier.
振周波数情報の余弦値を引いたフィルタ係数Ａを発生す
る余弦関数発生器と、上記フィルタ係数Ａに係数ｄを掛
けてフィルタ係数ａを形成する係数ｄ乗算器と、上記共
振周波数情報の正弦値を発生する正弦関数発生器と、上
記正弦値に係数Ｄを掛けてフィルタ係数ｂを形成する係
数Ｄ乗算器とを含み、 上記係数Ｄは、共振の鋭さ情報Ｑの逆数の１／２であ
り、 上記係数ｄは、共振の鋭さ情報Ｑの逆数の１／２（Ｑが
１以上の場合）又は一定値（Ｑが１以下の場合）である
ことを特徴とする請求項５記載の電子楽器。6. A cosine function generator for generating a filter coefficient A obtained by subtracting a cosine value of resonance frequency information from 1 and a filter coefficient a by multiplying the filter coefficient A by a coefficient d. A coefficient d multiplier, a sine function generator that generates a sine value of the resonance frequency information, and a coefficient D multiplier that multiplies the sine value by a coefficient D to form a filter coefficient b. The coefficient d is １ ／ of the reciprocal of the resonance sharpness information Q (when Q is 1 or more) or a constant value (when Q is 1 or less) The electronic musical instrument according to claim 5, wherein
は、上記共振の鋭さの情報を対数値で記憶した上記第２
のテーブル手段を含み、 上記フィルタ係数発生回路は、上記対数値の補数をとる
補数回路と、上記補数回路の出力をリニア変数値に変換
する対数−リニア変数変換回路と、上記対数−リニア変
数変換回路の出力を２で割って上記係数値Ｄを得る割算
手段と、上記係数値Ｄと一定値１／２を比較する比較器
と、上記比較器の出力がＤ≦１／２を示すとき上記係数
値Ｄを係数値ｄとして出力し、上記比較器の出力がＤ＞
１／２を示すとき上記一定値１／２を係数値ｄとして出
力する選択手段とを含むことを特徴とする請求項６記載
の電子楽器。7. A control means for controlling the filter characteristic, wherein the information on the sharpness of the resonance is stored as a logarithmic value.
Wherein the filter coefficient generation circuit comprises a complement circuit for taking the complement of the logarithmic value, a log-linear variable conversion circuit for converting the output of the complement circuit to a linear variable value, and a log-linear variable conversion Division means for dividing the output of the circuit by 2 to obtain the coefficient value D, a comparator for comparing the coefficient value D with a constant value 1/2, and when the output of the comparator indicates D≤1 / 2 The coefficient value D is output as a coefficient value d, and the output of the comparator is D>
7. The electronic musical instrument according to claim 6, further comprising: selecting means for outputting said constant value 1/2 as a coefficient value d when indicating 1/2.
ルタ係数ｂを入力とし、フィルタ係数ｆとして、 ｆ（ｂ）＝ｂ／（１＋ｂ） を出力する関数発生器を含み、 上記関数発生器は、 ｆ（ｂ）＝ｂ （０≦ｂ＜１／４） ｆ（ｂ）＝ｂ／２＋（２／１６） （１／４≦ｂ＜１／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／４＋（４／１６） （１／２≦ｂ＜３／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／８＋（７／１６） （３／２≦ｂ＜２） ｆ（ｂ）＝ｂ／１６＋（９／１６） （２≦ｂ＜４） をフィルタ係数ｂ（０≦ｂ＜４）の各レンジで発生する
折れ線近似回路であることを特徴とする請求項７記載の
電子楽器。8. The filter coefficient generation circuit includes a function generator that receives the filter coefficient b as an input and outputs f (b) = b / (1 + b) as a filter coefficient f, wherein the function generator includes: f (b) = b (0 ≦ b <１ ／) f (b) = b / 2 + (2/16) (１ ／ ≦ b <１ ／) f (b) = b / 4 + (4 / 16) (1/2 ≦ b <3/2) f (b) = b / 8 + (7/16) (3/2 ≦ b <2) f (b) = b / 16 + (9/16) (2) 8. The electronic musical instrument according to claim 7, wherein the electronic musical instrument is a broken-line approximation circuit that generates ≦ b <4) in each range of the filter coefficient b (0 ≦ b <4).
数ｂの各レンジを識別するレンジ識別回路と、上記レン
ジ識別回路のレンジ情報出力に基づいてオフセット定数
値を発生するオフセット発生回路と、上記フィルタ係数
ｂを入力として１／２、１／４、１／８、１／１６の割
り算を各レンジごとに行う割算器と、上記オフセット発
生回路と割算器の各出力を加算する加算器とを含むこと
を特徴とする請求項８記載の電子楽器。9. The line approximation circuit includes: a range identification circuit for identifying each range of the filter coefficient b; an offset generation circuit for generating an offset constant value based on a range information output of the range identification circuit; A divider that performs a division of 1/2, 1/4, 1/8, 1/16 for each range with the coefficient b as an input, and an adder that adds each output of the offset generation circuit and the divider. The electronic musical instrument according to claim 8, comprising:
信号に上記フィルタ係数ａを掛ける係数ａ乗算器と、上
記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィルタ係数ｂ
を掛ける係数ｂ乗算器と、上記係数ａ乗算器と上記係数
ｂ乗算器の各出力を加算する第１の加算器と、上記第１
の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第１の遅延回
路と、上記係数ａ乗算器の出力に２を掛ける第１の乗算
器と、上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィル
タ係数Ａを掛ける係数Ａ乗算器と、上記係数Ａ乗算器の
出力に２を掛ける第２の乗算器と、上記第１の乗算器と
上記第２の乗算器の各出力を加算する第２の加算器と、
上記第２の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第２
の遅延回路と、上記係数ａ乗算器と上記第２の遅延回路
の各出力を加算する第３の加算器と、上記第３の加算器
の出力に上記フィルタ係数ｆを掛けて上記ディジタルフ
ィルタの出力を得る係数ｆ乗算器とを含むことを特徴と
する請求項８記載の電子楽器。10. The digital filter comprises: a coefficient a multiplier for multiplying an input tone signal by the filter coefficient a; and a filter coefficient b for an output signal of the digital filter.
, A first adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier, and a first adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier.
A delay circuit that delays the output of the adder by one sample time, a first multiplier that multiplies the output of the coefficient a multiplier by 2, and a coefficient that multiplies the output signal of the digital filter by the filter coefficient A An A multiplier, a second multiplier that multiplies the output of the coefficient A multiplier by 2, a second adder that adds each output of the first multiplier and the output of the second multiplier,
A second delaying the output of the second adder by one sample time.
, A third adder for adding the outputs of the coefficient a multiplier and the second delay circuit, and a digital filter for multiplying the output of the third adder by the filter coefficient f. 9. The electronic musical instrument according to claim 8, further comprising a coefficient f multiplier for obtaining an output.
ｂ乗算器、係数Ａ乗算器及び係数ｆ乗算器の各々の入力
と出力を加算して係数乗算出力とする第４、第５及び第
６の加算器を更に含むことを特徴とする請求項１０記載
の電子楽器。11. The digital filter according to claim 4, wherein said input and output of each of said coefficient b multiplier, coefficient A multiplier and coefficient f multiplier are added to obtain a coefficient multiplied output. The electronic musical instrument according to claim 10, further comprising an instrument.
音指示手段と、 上記発音指示手段により発音指示される際の操作強度を
検出する検出手段と、 上記発音指示手段による発音指示及び上記検出手段の検
出結果に基づいて楽音の発生を制御する制御手段と、 上記制御手段により制御される楽音を発生する楽音発生
手段とを備え、 上記楽音発生手段は、共振周波数及び共振の鋭さを示す
値によりフィルタ特性が上記制御手段により制御される
ディジタルフィルタを含み、上記制御手段により制御さ
れたフィルタ特性で楽音を発生し、 上記制御手段は、操作強度に対応して複数の共振周波数
情報を記憶した第１のテーブル手段と、共振周波数情報
に対応して複数の共振の鋭さを示す値の情報を記憶した
第２のテーブル手段とを含み、上記検出手段の検出結果
に基づいて共振周波数情報を上記第１のテーブルから選
出し、その選出した共振周波数情報に基づいて共振の鋭
さを示す値を上記第２のテーブルから選出することを特
徴とする電子楽器。12. A sounding instruction means for instructing start and stop of sounding of a musical tone, a detecting means for detecting an operation intensity when sounding is instructed by the sounding instruction means, a sounding instruction by the sounding instruction means and the detecting means Control means for controlling the generation of a musical tone based on the detection result, and musical tone generating means for generating a musical tone controlled by the control means, wherein the musical tone generating means comprises a resonance frequency and a value indicating the sharpness of resonance. The digital filter has a filter characteristic controlled by the control means, generates a musical tone with the filter characteristic controlled by the control means, and the control means stores a plurality of pieces of resonance frequency information corresponding to the operation intensity. And a second table storing information of a plurality of values indicating the sharpness of the resonance corresponding to the resonance frequency information. An electronic device comprising: selecting resonance frequency information from the first table based on a detection result of a stage; and selecting a value indicating a sharpness of resonance from the second table based on the selected resonance frequency information. Musical instruments.
フィルタであり、 上記共振周波数は、フィルタのカットオフ周波数を決定
することを特徴とする請求項１２記載の電子楽器。13. The electronic musical instrument according to claim 12, wherein the digital filter is a low-pass filter, and the resonance frequency determines a cutoff frequency of the filter.
は、複数の音色ごとに共振周波数情報のベース値及び共
振の鋭さ情報のベース値を各々記憶した記憶手段と、上
記第１のテーブル手段からの共振周波数情報と上記記憶
手段からの共振周波数ベース値を加算する第１の加算器
と、上記第２のテーブル手段からの共振の鋭さ情報と上
記記憶手段からの共振の鋭さ情報のベース値を加算する
第２の加算器とを含むことを特徴とする請求項１２記載
の電子楽器。14. The control means for controlling the filter characteristic includes: storage means for storing a base value of resonance frequency information and a base value of resonance sharpness information for each of a plurality of timbres; A first adder for adding the resonance frequency information and the resonance frequency base value from the storage means, and adding the resonance sharpness information from the second table means and the base value of the resonance sharpness information from the storage means; 13. The electronic musical instrument according to claim 12, further comprising a second adder that performs the operation.
されていることを特徴とする請求項１２記載の電子楽
器。15. The electronic musical instrument according to claim 12, wherein said resonance sharpness information is stored as a logarithmic value.
周波数情報と共振の鋭さ情報に基づいて、少なくとも４
つのフィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，ｆ）を発生するフィル
タ係数発生回路と、上記フィルタ係数（Ａ，ａ，ｂ，
ｆ）を楽音信号に掛ける乗算器とを含むことを特徴とす
る請求項１２記載の電子楽器。16. The digital filter according to claim 1, wherein at least four digital filters are provided based on the resonance frequency information and the resonance sharpness information.
A filter coefficient generating circuit for generating two filter coefficients (A, a, b, f);
13. The electronic musical instrument according to claim 12, further comprising: a multiplier for multiplying the tone signal by f).
共振周波数情報の余弦値を引いたフィルタ係数Ａを発生
する余弦関数発生器と、上記フィルタ係数Ａに係数ｄを
掛けてフィルタ係数ａを形成する係数ｄ乗算器と、上記
共振周波数情報の正弦値を発生する正弦関数発生器と、
上記正弦値に係数Ｄを掛けてフィルタ係数ｂを形成する
係数Ｄ乗算器とを含み、 上記係数Ｄは、共振の鋭さ情報Ｑの逆数の１／２であ
り、 上記係数ｄは、共振の鋭さ情報Ｑの逆数の１／２（Ｑが
１以上の場合）又は一定値（Ｑが１以下の場合）である
ことを特徴とする請求項１６記載の電子楽器。17. The filter coefficient generation circuit generates a cosine function generator that generates a filter coefficient A obtained by subtracting a cosine value of resonance frequency information from 1, and forms a filter coefficient a by multiplying the filter coefficient A by a coefficient d. A coefficient d multiplier, a sine function generator that generates a sine value of the resonance frequency information,
A coefficient D multiplier for multiplying the sine value by a coefficient D to form a filter coefficient b, wherein the coefficient D is の of the reciprocal of resonance sharpness information Q, and the coefficient d is a resonance sharpness 17. The electronic musical instrument according to claim 16, wherein the reciprocal of the information Q is 1/2 (when Q is 1 or more) or a constant value (when Q is 1 or less).
は、上記共振の鋭さの情報を対数値で記憶した上記第２
のテーブル手段を含み、 上記フィルタ係数発生回路は、上記対数値の補数をとる
補数回路と、上記補数回路の出力をリニア変数値に変換
する対数−リニア変数変換回路と、上記対数−リニア変
数変換回路の出力を２で割って上記係数値Ｄを得る割算
手段と、上記係数値Ｄと一定値１／２を比較する比較器
と、上記比較器の出力がＤ≦１／２を示すとき上記係数
値Ｄを係数値ｄとして出力し、上記比較器の出力がＤ＞
１／２を示すとき上記一定値１／２を係数値ｄとして出
力する選択手段とを含むことを特徴とする請求項１７記
載の電子楽器。18. A control means for controlling the filter characteristic, wherein the information on the sharpness of the resonance is stored as a logarithmic value.
Wherein the filter coefficient generation circuit comprises a complement circuit for taking the complement of the logarithmic value, a log-linear variable conversion circuit for converting the output of the complement circuit to a linear variable value, and a log-linear variable conversion Division means for dividing the output of the circuit by 2 to obtain the coefficient value D, a comparator for comparing the coefficient value D with a constant value 1/2, and when the output of the comparator indicates D≤1 / 2 The coefficient value D is output as a coefficient value d, and the output of the comparator is D>
18. The electronic musical instrument according to claim 17, further comprising: selecting means for outputting said constant value 1/2 as a coefficient value d when indicating 1/2.
ィルタ係数ｂを入力とし、フィルタ係数ｆとして、 ｆ（ｂ）＝ｂ／（１＋ｂ） を出力する関数発生器を含み、 上記関数発生器は、 ｆ（ｂ）＝ｂ （０≦ｂ＜１／４） ｆ（ｂ）＝ｂ／２＋（２／１６） （１／４≦ｂ＜１／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／４＋（４／１６） （１／２≦ｂ＜３／２） ｆ（ｂ）＝ｂ／８＋（７／１６） （３／２≦ｂ＜２） ｆ（ｂ）＝ｂ／１６＋（９／１６） （２≦ｂ＜４） をフィルタ係数ｂ（０≦ｂ＜４）の各レンジで発生する
折れ線近似回路であることを特徴とする請求項１８記載
の電子楽器。19. The filter coefficient generation circuit includes a function generator that receives the filter coefficient b as input and outputs f (b) = b / (1 + b) as a filter coefficient f, wherein the function generator includes: f (b) = b (0 ≦ b <１ ／) f (b) = b / 2 + (2/16) (１ ／ ≦ b <１ ／) f (b) = b / 4 + (4 / 16) (1/2 ≦ b <3/2) f (b) = b / 8 + (7/16) (3/2 ≦ b <2) f (b) = b / 16 + (9/16) (2) 19. The electronic musical instrument according to claim 18, wherein the electronic musical instrument is a broken line approximation circuit that generates ≤b <4) in each range of the filter coefficient b (0≤b <4).
係数ｂの各レンジを識別するレンジ識別回路と、上記レ
ンジ識別回路のレンジ情報出力に基づいてオフセット定
数値を発生するオフセット発生回路と、上記フィルタ係
数ｂを入力として１／２、１／４、１／８、１／１６の
割り算を各レンジごとに行う割算器と、上記オフセット
発生回路と割算器の各出力を加算する加算器とを含むこ
とを特徴とする請求項１９記載の電子楽器。20. The polygonal line approximation circuit, a range identification circuit for identifying each range of the filter coefficient b, an offset generation circuit for generating an offset constant value based on a range information output of the range identification circuit, and the filter A divider that performs a division of 1/2, 1/4, 1/8, 1/16 for each range with the coefficient b as an input, and an adder that adds each output of the offset generation circuit and the divider. 20. The electronic musical instrument according to claim 19, comprising:
信号に上記フィルタ係数ａを掛ける係数ａ乗算器と、上
記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィルタ係数ｂ
を掛ける係数ｂ乗算器と、上記係数ａ乗算器と上記係数
ｂ乗算器の各出力を加算する第１の加算器と、上記第１
の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第１の遅延回
路と、上記係数ａ乗算器の出力に２を掛ける第１の乗算
器と、上記ディジタルフィルタの出力信号に上記フィル
タ係数Ａを掛ける係数Ａ乗算器と、上記係数Ａ乗算器の
出力に２を掛ける第２の乗算器と、上記第１の乗算器と
上記第２の乗算器の各出力を加算する第２の加算器と、
上記第２の加算器の出力を１サンプル時間遅延する第２
の遅延回路と、上記係数ａ乗算器と上記第２の遅延回路
の各出力を加算する第３の加算器と、上記第３の加算器
の出力に上記フィルタ係数ｆを掛けて上記ディジタルフ
ィルタの出力を得る係数ｆ乗算器とを含むことを特徴と
する請求項１９記載の電子楽器。21. The digital filter, comprising: a coefficient a multiplier for multiplying an input tone signal by the filter coefficient a; and a filter coefficient b for an output signal of the digital filter.
, A first adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier, and a first adder that adds the outputs of the coefficient a multiplier and the coefficient b multiplier.
A first delay circuit for delaying the output of the adder by one sample time, a first multiplier for multiplying the output of the coefficient a multiplier by 2, and a coefficient for multiplying the output signal of the digital filter by the filter coefficient A An A multiplier, a second multiplier that multiplies the output of the coefficient A multiplier by 2, a second adder that adds the respective outputs of the first multiplier and the second multiplier,
A second delaying the output of the second adder by one sample time.
, A third adder for adding the respective outputs of the coefficient a multiplier and the second delay circuit, and a digital filter for multiplying the output of the third adder by the filter coefficient f. 20. The electronic musical instrument according to claim 19, further comprising a coefficient f multiplier for obtaining an output.
ｂ乗算器、係数Ａ乗算器及び係数ｆ乗算器の各々の入力
と出力を加算して係数乗算出力とする第４、第５及び第
６の加算器を更に含むことを特徴とする請求項２１記載
の電子楽器。22. A fourth, fifth, and sixth adder for adding the input and output of each of the coefficient b multiplier, coefficient A multiplier, and coefficient f multiplier to obtain a coefficient multiplied output. The electronic musical instrument according to claim 21, further comprising an instrument.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP18297097A JP3448187B2 (en) | 1996-06-25 | 1997-06-24 | Electronic musical instrument |
Applications Claiming Priority (3)
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|---|---|---|---|
| JP8-184132 | 1996-06-25 | ||
| JP18413296 | 1996-06-25 | ||
| JP18297097A JP3448187B2 (en) | 1996-06-25 | 1997-06-24 | Electronic musical instrument |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1074084A true JPH1074084A (en) | 1998-03-17 |
| JP3448187B2 JP3448187B2 (en) | 2003-09-16 |
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ID=26501567
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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| Country | Link |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004347703A (en) * | 2003-05-20 | 2004-12-09 | Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd | Music playing operation display device |
| WO2019058457A1 (en) * | 2017-09-20 | 2019-03-28 | ヤマハ株式会社 | Sound signal generation device, keyboard instrument, and program |
-
1997
- 1997-06-24 JP JP18297097A patent/JP3448187B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004347703A (en) * | 2003-05-20 | 2004-12-09 | Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd | Music playing operation display device |
| WO2019058457A1 (en) * | 2017-09-20 | 2019-03-28 | ヤマハ株式会社 | Sound signal generation device, keyboard instrument, and program |
| US11222618B2 (en) | 2017-09-20 | 2022-01-11 | Yamaha Corporation | Sound signal generation device, keyboard instrument, and sound signal generation method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3448187B2 (en) | 2003-09-16 |
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