JPH1065935A - Video camera - Google Patents

Video camera

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JPH1065935A
JPH1065935A JP8220096A JP22009696A JPH1065935A JP H1065935 A JPH1065935 A JP H1065935A JP 8220096 A JP8220096 A JP 8220096A JP 22009696 A JP22009696 A JP 22009696A JP H1065935 A JPH1065935 A JP H1065935A
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JP
Japan
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coefficient
signal
bpf
circuit
waveform
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Application number
JP8220096A
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Japanese (ja)
Inventor
Fumihiko Sudo
文彦 須藤
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Publication date
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Publication of JPH1065935A publication Critical patent/JPH1065935A/en
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To freely vary the thickness of an outline by pulling out a coefficient which is given to a digital filtering means in an outline emphasizing means from a table of a storing part where the coefficient is preliminarily stored in an optional interval and successively varying pulse width without distorting the waveform of an outline signal. SOLUTION: Mixed output data VL of a horizontal low-pass component is supplied from a mixer 41 to a horizontal(H)-BPF 48 in an outline emphasizing (IE) circuit 6, and the BPF 48 extracts a horizontal high-pass component and outputs a horizontal DTL signal. The BPF 48 which consists of delay units 49 to 51, coefficient multipliers 52 to 55 and an adder 56 also functions as a variable coefficient filter. A coefficient generator 57 selects a coefficient that is preliminarily stored in a coefficient table 58 in an optional interval by a sampling circuit 59 and a trimming circuit 60 and supplies it to the multipliers 52 to 55. Thereby, pulse width or a center frequency can successively be varied without distorting the pulse waveform and frequency characteristic of a DTL signal for outline emphasis.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明はビデオカメラ装置に
用いて好適な輪郭強調回路内のデジタルフィルタの改良
に係わり、特に輪郭信号の波形の周波数特性を歪ませず
パルス幅又は通過帯域の中心周波数を連続可変出来る様
に成したビデオカメラ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement of a digital filter in a contour emphasizing circuit suitable for use in a video camera apparatus, and more particularly to a pulse width or a center frequency of a pass band without distorting the frequency characteristics of a contour signal waveform. The present invention relates to a video camera device capable of continuously changing the distance.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来からＤＳＰ（Digital Signal Proce
sser）を用いたビデオカメラ装置として図１０に示す様
に構成されていたものが知られている。2. Description of the Related Art A DSP (Digital Signal Processor) has been conventionally used.
As a video camera device using the sser), one configured as shown in FIG. 10 is known.

【０００３】図１０のビデオカメラ装置１に於いて、Ｒ
（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３枚のＣＣＤ（Charge C
oupled Device ）２Ｒ，２Ｇ，２Ｂから成る夫々の撮像
素子の撮像出力はビデオアンプ３Ｒ，３Ｇ，３Ｂにて所
定のレベルまで増幅され、白／黒バランスがとられて、
アナログ−デジタル変換器（以下ＡＤＣと記す）４Ｒ，
４Ｇ，４Ｂに供給される。In the video camera device 1 shown in FIG.
(Red), G (green) and B (blue) CCDs (Charge C
oupled Device) The imaging outputs of the respective imaging devices composed of 2R, 2G, and 2B are amplified to predetermined levels by video amplifiers 3R, 3G, and 3B, and white / black balance is obtained.
Analog-digital converter (hereinafter referred to as ADC) 4R,
4G and 4B.

【０００４】ＡＤＣ４Ｒ，４Ｇ，４ＢにてＲ，Ｇ，Ｂの
夫々の撮像信号はデジタル信号に変換されて１Ｈ（１水
平期間）のラインメモリ５Ｒ1 ，５Ｒ2 ，５Ｇ1 ，５Ｇ
2 ，５Ｂ1 ，５Ｂ2 に供給され、現時点の撮像信号（０
Ｈ）及び１Ｈ，２Ｈ遅延させた出力が夫々得られる。
Ｒ，Ｇ，Ｂの夫々の０Ｈ，１Ｈ，２Ｈ遅延出力は輪郭強
調回路（Image Enhancer：以下ＩＥと記す）６に入力さ
れる。[0004] ADC4R, 4G, 4B in R, G, line memory 5R 1 of the image signal of each of B is converted into a digital signal IH (1 horizontal period), 5R 2, 5G 1, 5G
2 , 5B 1 , 5B 2 and the current imaging signal (0
H) and outputs delayed by 1H and 2H, respectively.
The 0H, 1H, and 2H delay outputs of R, G, and B are input to an outline enhancer (hereinafter, referred to as IE) 6.

【０００５】ＩＥ回路６では画面の輪郭強調用の水平、
垂直の高域成分である輪郭信号（以下ディテール信号：
ＤＴＬ信号と記す）が生成される。本願発明は、このＩ
Ｅ回路６の構成にかかるものである。In the IE circuit 6, a horizontal line for enhancing the outline of the screen,
A contour signal that is a vertical high-frequency component (hereinafter referred to as a detail signal:
DTL signal) is generated. The present invention is based on this I
This is related to the configuration of the E circuit 6.

【０００６】ラインメモリ５Ｒ1 ，５Ｇ1 ，５Ｂ1 から
のＲ，Ｇ，Ｂの１Ｈ遅延出力はリニヤマトリックス回路
７に供給されて、色相、飽和度等の補正が成される。The 1H delayed output of R, G, B from the line memories 5R 1 , 5G 1 , 5B 1 is supplied to a linear matrix circuit 7 where the hue, saturation and the like are corrected.

【０００７】リニヤマトリックス回路７からのＲ，Ｇ，
Ｂの出力は加算器８Ｒ，８Ｇ，８Ｂに入力され、ＩＥ回
路からのＤＴＬ信号は夫々の加算器８Ｒ，８Ｇ，８Ｂに
供給されて、ＤＴＬ信号が加算される。[0007] R, G, from the linear matrix circuit 7
The output of B is input to the adders 8R, 8G, 8B, and the DTL signal from the IE circuit is supplied to each of the adders 8R, 8G, 8B, where the DTL signals are added.

【０００８】Ｒ，Ｇ，Ｂ加算器８Ｒ，８Ｇ，８Ｂからの
加算出力はニー／ガンマ回路９Ｒ，９Ｇ，９Ｂに供給さ
れて、非線形処理を受ける。即ち、ニー回路は高輝度部
分を圧縮し、見掛け上のダイナミックレンジを拡大させ
るものであり、ガンマ回路は陰極線管の電圧−輝度特性
に対して逆特性を持たせる様な処理が施される。The added output from the R, G, B adders 8R, 8G, 8B is supplied to knee / gamma circuits 9R, 9G, 9B and subjected to non-linear processing. That is, the knee circuit compresses a high-luminance portion and expands an apparent dynamic range, and the gamma circuit is subjected to a process for giving a reverse characteristic to the voltage-luminance characteristic of the cathode ray tube.

【０００９】ニー／ガンマ回路９Ｒ，９Ｇ，９Ｂで非線
形処理が施されたＲ，Ｇ，Ｂ信号はマトリックス回路１
０で輝度信号Ｙ、色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙに変換され
る。この輝度信号Ｙ及び色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙは並列
−直列変換回路１１を介してシリアルコンポーネントデ
ジタルデータとして、又ＤＡＣ１２，１３，１４によっ
てアナログ信号に変換され、輝度信号Ｙ及び色差信号Ｒ
−Ｙ，Ｂ−Ｙのアナログコンポーネント出力として利用
される。更に、エンコーダ１５でエンコードしてデジタ
ルコンポジット信号に変換されたり、この出力を更にＤ
ＡＣ１６に供給し、アナログ用のＶＢＳ（Video Burst
and Syncsignal）出力として利用される。The R, G, and B signals subjected to nonlinear processing by the knee / gamma circuits 9R, 9G, and 9B are converted into matrix signals by the matrix circuit 1.
At 0, it is converted into a luminance signal Y and color difference signals RY, BY. The luminance signal Y and the color difference signals RY and BY are converted into serial component digital data through a parallel-serial conversion circuit 11 and converted into analog signals by DACs 12, 13, and 14.
-Y, BY are used as analog component outputs. Further, it is encoded by the encoder 15 and converted into a digital composite signal.
AC16 to supply analog VBS (Video Burst
and Syncsignal) used as output.

【００１０】上述の例ではＲ，Ｇ，Ｂのすべてのライン
にラインメモリ５Ｒ1 ，５Ｇ1 ，５Ｂ1 及び５Ｒ2 ，５
Ｇ2 ，５Ｂ2 を設けたものを説明したが、ラインメモリ
は大きな回路で高価なので廉価なビデオカメラ装置では
省略されることがあり、例えば中程度のビデオカメラ装
置ではＢ用のラインメモリ５Ｂ1 ，５Ｂ2 は省略され、
更に廉価なビデオカメラ装置ではＲ／Ｂ用のラインメモ
リを省略する場合もある。この優先順位は輝度信号（Ｙ
＝０．２９９Ｒ＋０．５８７Ｇ＋０．１１４Ｂ）の比率
の大きさによって決められている。それは、ＤＴＬ信号
が、輪郭強調を目的としたもので、色信号には関係な
く、輝度信号のみに関与する為である。In the above example, the line memories 5R 1 , 5G 1 , 5B 1 and 5R 2 , 5 are stored in all the R, G, B lines.
Although the line memory provided with G 2 and 5B 2 has been described, the line memory is expensive because of its large circuit and may be omitted in an inexpensive video camera device. For example, in a medium-sized video camera device, the line memory 5B 1 for B is used. , 5B 2 are omitted,
Further, inexpensive video camera devices may omit the line memory for R / B. This priority is determined by the luminance signal (Y
= 0.299R + 0.587G + 0.114B). The reason for this is that the DTL signal is intended for edge enhancement, and is concerned only with the luminance signal regardless of the color signal.

【００１１】上述の様にビデオカメラ装置１内のＩＥ回
路６は、一般には光学系や撮像素子の空間周波数の高域
成分の特性の不充分さを補うために、水平、垂直方向の
輪郭信号（ＤＴＬ信号）を抽出して元の信号に加算し
て、鮮鋭度の改善を図る様に成したものであり、ＩＥ回
路６はワーク用のＲＯＭ１９やＲＡＭ２０等の記憶手段
を有し、操作部１８で操作可能なビデオカメラ装置１と
は別構成のリモートコントローラ内のマイクロコンピュ
ータ（ＣＰＵ）１７で制御される様に成されている。As described above, the IE circuit 6 in the video camera apparatus 1 generally includes horizontal and vertical contour signals in order to compensate for the insufficiency of the characteristics of the high frequency component of the spatial frequency of the optical system and the image sensor. (DTL signal) is extracted and added to the original signal to improve the sharpness. The IE circuit 6 has a storage means such as a work ROM 19 and a RAM 20, and an operation unit. The microcomputer 18 is controlled by a microcomputer (CPU) 17 in a remote controller having a configuration different from that of the video camera device 1 operable by 18.

【００１２】従来のＩＥ回路６の水平ディテール生成用
のＢＰＦの具体的な系統図を図１１に示す。即ち、従来
のＩＥ回路６は特性の異なる例えば２つの固定係数型の
デジタル帯域通過濾波器（ＢＰＦ1 及びＢＰＦ2 ）６ａ
及び６ｂの出力を減算器６ｃ及び加算器６ｂに供給し、
ＣＰＵ１７から混合比ｋを乗算器６ｄに供給して、混合
比ｋを変えてＤＴＬ信号のパルス幅等を変化させて輪郭
補償を行なっていた。FIG. 11 shows a specific system diagram of a BPF for generating horizontal detail of the conventional IE circuit 6. As shown in FIG. That is, the conventional IE circuit 6 are different, for example, two fixed coefficient type digital band-pass filter characteristics (BPF 1 and BPF 2) 6a
And 6b are supplied to a subtractor 6c and an adder 6b,
The CPU 17 supplies the mixing ratio k to the multiplier 6d, and changes the mixing ratio k to change the pulse width and the like of the DTL signal to perform contour compensation.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】例えば、上述のＩＥ回
路６の第１のＢＰＦ1 ６ａの帯域中心周波数ｆ2 が高
く、図１２のＡ1 の様な周波数特性を有し、第２のＢＰ
Ｆ2 ６ｂの帯域中心周波数ｆ1 が低く、ｆ2 ＞ｆ1 であ
ったとし、図１２のＢ1 の様な周波数特性を有するもの
とすると、これら第１及び第２のＢＰＦ1 ６ａ及び第２
のＢＰＦ2 ６ｂのステップ応答波形は図１２のＡ2 及び
Ｂ2 の波形２１及び２２、インパルス応答波形は図１２
のＡ3 及びＢ3 の波形２３及び２４の様になる。[0005] For example, a first BPF 1 6a band center frequency f 2 is higher in the IE circuit 6 described above, has a frequency characteristic such as A 1 in FIG. 12, the second BP
F 2 6b band center frequency f 1 is low and, and f 2> was f 1, assuming that a frequency characteristic such as B 1 in FIG. 12, the first and second BPF 1 6a and the 2
The step response waveform of BPF 2 6b is the waveforms 21 and 22 of A 2 and B 2 in FIG. 12, and the impulse response waveform is FIG.
The waveforms 23 and 24 of A 3 and B 3 of FIG.

【００１４】今、第１及び第２のＢＰＦ1 ６ａ及びＢＰ
Ｆ2 ６ｂの出力ｘ及びｙを加減算して混合比ｋで混合し
たときのＤＴＬ信号は（１−ｋ）ｘ＋ｋｙとなり、混合
時の周波数特性は図１２Ｃ1 又はＤ1 の様になって通過
帯域の中心周波数は第１及び第２のＢＰＦ1 ６ａ及びＢ
ＰＦ2 ６ｂの中間の周波数に変化するがステップ応答波
形は図１２のＣ2 又はＤ2 に示す波形２５及び２７の様
に歪み２５ａ及び２７ａを生ずる。又、インパルス応答
波形も図１２Ｃ3 又はＤ3 波形２６又は２８の様にリギ
ンク２６ａ及び２８ａを発生する問題があった。[0014] Now, the first and second BPF 1 6a and BP
F 2 6b outputs x and DTL signal when mixed with the addition and subtraction mixing ratio k of the y (1-k) x + ky next, the frequency characteristic at the time of mixing is bandpass become as in FIG. 12C 1 or D 1 the center frequency of the first and second BPF 1 6a and B
Changes in the middle of the frequency of the PF 2 6b but step response waveform causing distortions 25a and 27a as the waveform 25 and 27 shown in C 2 or D 2 in FIG. 12. Further, there is a problem of generating a rigging 26a and 28a as the impulse response waveforms Figure 12C 3 or D 3 waveform 26 or 28.

【００１５】本発明は叙上の問題点を解消するためにビ
デオカメラ装置に用いるＩＥ回路６内のデジタルフィル
タの係数発生器にインパルス応答の詳細なディテールの
係数をメモリしたテーブルを設け、このテーブルから任
意の間隔でデータを抜きとって水平信号生成用可変デジ
タルフィルタの係数として、インパルス応答波形が歪等
がなく相似形のままパルス幅を連続的に可変出来る様に
成したビデオカメラ装置を提供するにある。According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, a coefficient generator of a digital filter in an IE circuit 6 used in a video camera apparatus is provided with a table in which coefficients of detailed details of an impulse response are stored. A video camera device that extracts data at arbitrary intervals from the filter and uses it as a coefficient of a variable digital filter for horizontal signal generation so that the pulse width can be continuously varied while the impulse response waveform is similar and has no distortion. To be.

【００１６】[0016]

【課題を解決するための手段】本発明のビデオカメラ装
置はその例が図１に示されている様に、撮像素子で撮像
した映像信号の鮮鋭度を補償するための輪郭強調手段６
を有するビデオカメラ装置に於いて、輪郭強調手段６内
に設けられた輪郭信号抽出用のデジタル濾波手段４８
と、このデジタル濾波手段４８の係数を発生させる記憶
部５８を含む係数発生手段５７とを具備し、係数発生手
段５７内の記憶部５８にインパルス応答値テーブルを格
納し、該インパルス応答値テーブルから任意の間隔のデ
ータを抜きとってデジタル濾波手段４８の係数とし、上
記デジタル濾波手段４８を可変型と成したものである。As shown in FIG. 1, a video camera apparatus according to the present invention has an outline emphasis means 6 for compensating the sharpness of a video signal picked up by an image pickup device.
The digital filtering means 48 for extracting a contour signal provided in the contour emphasizing means 6
And a coefficient generating means 57 including a storage section 58 for generating coefficients of the digital filtering means 48. An impulse response value table is stored in the storage section 58 in the coefficient generating means 57. Data at an arbitrary interval is extracted and used as a coefficient of the digital filtering means 48, and the digital filtering means 48 is of a variable type.

【００１７】本発明のビデオカメラ装置によれば輪郭強
調回路６内の有限長応答型等のデジタルフィルタを可変
型となし、輪郭信号のパルス波形や周波数特性を歪ませ
ることなくパルス幅や通過中心周波数を連続的に可変出
来て、輪郭補償時の輪郭の太さを自由に可変可能なもの
が得られる。According to the video camera device of the present invention, the digital filter such as the finite-length response type in the contour emphasizing circuit 6 is of a variable type, so that the pulse width and the center of the signal passing without distorting the pulse waveform and frequency characteristics of the contour signal. The frequency can be continuously varied and the thickness of the contour at the time of contour compensation can be freely varied.

【００１８】[0018]

【発明の実施の形態】以下、本発明のビデオカメラ装置
の一実施例を図１乃至図９によって説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of a video camera apparatus according to the present invention will be described below with reference to FIGS.

【００１９】従来の図１０で示すビデオカメラ装置１で
はＲ，Ｇ，Ｂの撮像出力側に夫々ラインメモリ５Ｒ1 ，
５Ｒ2 ，５Ｇ1 ，５Ｇ2 ，５Ｂ1 ，５Ｂ2 を設けて、遅
延させないＲ，Ｇ，Ｂの映像信号Ｒ０Ｈ，Ｇ０Ｈ，Ｂ０
Ｈ、１ライン遅延した映像信号Ｒ１Ｈ，Ｇ１Ｈ，Ｂ１Ｈ
並びに２ライン遅延した映像信号Ｒ２Ｈ，Ｇ２Ｈ，Ｂ２
ＨをＩＥ回路６に供給している。In the conventional video camera apparatus 1 shown in FIG. 10, the line memories 5R 1 , 5R 1 ,
5R 2 , 5G 1 , 5G 2 , 5B 1 , 5B 2 are provided to provide R, G, B video signals R0H, G0H, B0 which are not delayed.
H, video signals R1H, G1H, B1H delayed by one line
And video signals R2H, G2H, B2 delayed by two lines
H is supplied to the IE circuit 6.

【００２０】この様な映像信号の供給されるＩＥ回路６
の詳細な系統図を図１に示す。図１でＲ，Ｇ，Ｂの現在
の映像信号及び遅延された映像信号Ｒ０Ｈ，Ｒ１Ｈ，Ｒ
２Ｈ：Ｇ０Ｈ，Ｇ１Ｈ，Ｇ２Ｈ：Ｂ０Ｈ，Ｂ１Ｈ，Ｂ２
Ｈは夫々垂直用高域通過濾波器（以下Ｖ−ＨＰＦと記
す）３０Ｒ，３０Ｇ，３０Ｂに供給されると共に、垂直
用低域通過濾波器（以下Ｖ−ＬＰＦと記す）３１Ｒ，３
１Ｇ，３１Ｂに供給される。An IE circuit 6 to which such a video signal is supplied
1 is shown in FIG. In FIG. 1, R, G, B current video signals and delayed video signals R0H, R1H, R
2H: G0H, G1H, G2H: B0H, B1H, B2
H is supplied to a vertical high-pass filter (hereinafter, referred to as V-HPF) 30R, 30G, 30B, respectively, and a vertical low-pass filter (hereinafter, referred to as V-LPF) 31R, 3R.
1G and 31B.

【００２１】Ｒ，Ｇ，Ｂ用Ｖ−ＨＰＦ３０Ｒ，３０Ｇ，
３０Ｂ並びにＶ−ＬＰＦ３１Ｒ，３１Ｇ，３１Ｂは３タ
ップの固定係数で構成した略々同一のデジタルフィルタ
であるのでＲ用のＶ−ＨＰＦ３０Ｒ及びＶ−ＬＰＦ３１
Ｒの構成のみを説明する。V-HPFs 30R, 30G for R, G, B
30B and V-LPFs 31R, 31G, 31B are substantially the same digital filters composed of fixed coefficients of three taps, so that the V-HPF 30R and V-LPF 31 for R are used.
Only the configuration of R will be described.

【００２２】ＲのＶ−ＨＰＦ３０ＲにはＲ０Ｈ信号及び
Ｒ２Ｈ信号が−１／２係数の乗算器３２及び３４に供給
され、Ｒ１Ｈ信号は係数１の乗算器３３に供給され、こ
れら乗算器３２，３３，３４の夫々の出力は加算器３５
で加算されて垂直の高域成分信号ＲＶＨが出力されて混
合器４０に供給される。The R0H signal and the R2H signal are supplied to the -32 coefficient multipliers 32 and 34 to the R V-HPF 30R, and the R1H signal is supplied to the coefficient 1 multiplier 33. , 34 are added to an adder 35.
And a vertical high-frequency component signal RVH is output and supplied to the mixer 40.

【００２３】Ｒ用の垂直の高域成分信号ＲＶＨと同様の
出力信号ＧＶＨがＧ用のＶ−ＨＰＦ３０Ｇから出力され
て混合器４０に供給される。Ｂ用の垂直の高域成分信号
ＢＶＨも垂直用ＨＰＦ３０Ｂから出力されて混合器４０
に供給される。An output signal GVH similar to the R vertical high frequency component signal RVH is output from the G V-HPF 30G and supplied to the mixer 40. The vertical high frequency component signal BVH for B is also output from the vertical HPF 30B and
Supplied to

【００２４】ＲのＶ−ＬＰＦ３１ＲにはＲ０Ｈ信号及び
Ｒ２Ｈ信号が１／４係数の乗算器３６及び３８に供給さ
れ、Ｒ１Ｈ信号は１／２係数の乗算器３７に供給され
る。これら乗算器の夫々の出力は加算器３９で加算され
て、垂直の低域成分信号ＲＶＬが出力されて混合器４１
に供給される。The R0H signal and the R2H signal are supplied to the R V-LPF 31R to multipliers 36 and 38 having 1/4 coefficient, and the R1H signal is supplied to the multiplier 37 having 1/2 coefficient. The outputs of these multipliers are added by an adder 39 to output a vertical low-frequency component signal RVL.
Supplied to

【００２５】Ｒ用の垂直の低域成分信号ＲＶＬと同様の
出力信号ＧＶＬがＧ用のＶ−ＬＰＦ３１Ｇから出力され
て混合器４１に供給される。Ｂ用の垂直の低域成分信号
ＢＶＬもＶ−ＬＰＦ３１Ｂから出力されて混合器４１に
供給される。An output signal GVL similar to the vertical low frequency component signal RVL for R is output from the V-LPF 31G for G and supplied to the mixer 41. The vertical low-frequency component signal BVL for B is also output from the V-LPF 31B and supplied to the mixer 41.

【００２６】混合器４０及び４１は供給信号が垂直の高
域成分信号ＲＶＨ，ＧＶＨ，ＢＶＨであるか垂直の低域
成分信号ＲＶＬ，ＧＶＬ，ＢＶＬかの差のみで同一の構
成であるので以下、混合器４０の構成のみ説明する。The mixers 40 and 41 have the same configuration only by the difference between the supply signals being the vertical high frequency component signals RVH, GVH, BVH and the vertical low frequency component signals RVL, GVL, BVL. Only the configuration of the mixer 40 will be described.

【００２７】Ｒ及びＢの垂直の高域（低域）成分信号Ｒ
ＶＨ及びＢＶＨ（ＲＶＬ及びＢＶＬ）は減算器４２及び
４３に入力され、Ｇの垂直の高域（低域）成分信号ＧＶ
Ｈは減算器４２及び４３並びに加算器４６に供給され、
減算器４２及び４３の減算出力は乗算器４４及び４５に
供給され、乗算器４４及び４５の夫々の乗算出力は加算
器４６に供給される。乗算器４４及び４５にＣＰＵ１７
内の記憶手段（ＲＯＭ１９，ＲＡＭ２０等のレジスタ）
からの混合比ｋ（１〜０）の乗算係数が供給されてい
る。R and B vertical high frequency (low frequency) component signals R
VH and BVH (RVL and BVL) are input to the subtracters 42 and 43, and the vertical high-frequency (low-frequency) component signal GV of G
H is supplied to subtracters 42 and 43 and an adder 46,
The subtraction outputs of the subtracters 42 and 43 are supplied to multipliers 44 and 45, and the respective multiplication outputs of the multipliers 44 and 45 are supplied to an adder 46. The CPU 17 is provided to the multipliers 44 and 45
Storage means (registers such as ROM 19 and RAM 20)
Are supplied with a multiplication coefficient of the mixture ratio k (1 to 0).

【００２８】上述の混合器４０及び４１は混合比ｋの総
和が１なので本来は３個の乗算器を必要とするところを
２個の乗算器４４及び４５で済ましている。In the mixers 40 and 41 described above, since the sum of the mixing ratio k is 1, two multipliers 44 and 45 are required instead of three multipliers.

【００２９】混合比は、ユーザの好み、撮像している画
像の特徴によって変えられる。例えば、青っぽい絵を取
るときは、Ｂの比率を多くする。然し、Ｇ，Ｒ，Ｂの順
番にＳ／Ｎ比が悪くなり、輝度への影響も減るので、通
常は、Ｇの混合比を大きめに、Ｂの混合比を小さめに設
計している。The mixing ratio can be changed according to the user's preference and the characteristics of the image being captured. For example, when taking a bluish picture, the ratio of B is increased. However, since the S / N ratio becomes worse in the order of G, R, and B, and the influence on luminance is reduced, the mixing ratio of G is set to be large and the mixing ratio of B is set to be small.

【００３０】又、撮像素子のＲ，Ｇ，Ｂ用空間フィルタ
で空間画素ずらしをしている場合は、折り返し歪みを打
ち消し合わせるために混合器４０及び４１の混合比を
Ｇ：（Ｒ＋Ｂ）＝１：１にしている。When the spatial pixels are shifted by the R, G, B spatial filters of the image sensor, the mixing ratio of the mixers 40 and 41 is set to G: (R + B) = 1 in order to cancel aliasing distortion. : 1

【００３１】更に、Ｖ−ＨＰＦ３０Ｒ，３０Ｇ，３０Ｂ
の出力は交流成分であるので、単なる混合でなくＲ，
Ｇ，Ｂの垂直の高域成分信号データＲＶＨ，ＧＶＨ，Ｂ
ＶＨのうちで振幅の最も大きなものを順次比較選択する
様な混合法を採る場合もある。Further, V-HPFs 30R, 30G, 30B
Is an AC component, so R,
G, B vertical high frequency component signal data RVH, GVH, B
In some cases, a mixing method is employed in which VHs having the largest amplitude are sequentially compared and selected.

【００３２】混合器４０の加算器４６からは混合データ
ＶＨが出力されて水平用ＬＰＦ４７（以下Ｈ−ＬＰＦと
記す）に供給される。垂直の高域成分の混合出力データ
ＶＨはＨ−ＬＰＦ４７で水平方向に帯域制限され、垂直
方向のＤＴＬ信号データＶＨＨＬとなる。The mixed data VH is output from the adder 46 of the mixer 40 and supplied to the horizontal LPF 47 (hereinafter, referred to as H-LPF). The mixed output data VH of the vertical high frequency component is band-limited in the horizontal direction by the H-LPF 47, and becomes DTL signal data VHHL in the vertical direction.

【００３３】Ｈ−ＬＰＦ４７はデジタルフィルタ構成で
混合出力データＶＨが供給される直列接続された遅延器
４９，５０‥‥５１、並列接続した係数乗算器５２，５
３，５４‥‥５５並びに乗算器５２，５３，５４‥‥５
５の出力が加算される加算器５６で構成される。Ｈ−Ｌ
ＰＦ４７の係数（ｃｏｅｆ）はＣＰＵ１７から与えら
れ、この係数は標本化周波数、色信号副搬送波周波数に
よって変えられる。例えば標本化周波数が３６ＭＨｚ
で、色信号副搬送波周波数３．５８ＭＨｚ付近で−４０
ｄＢ、４ＭＨｚ以上が−２０ｄＢのＨ−ＬＰＦ４７は、
１５タップで、（８，５，５，８，８，１２，１１，１
４，１１，１２，８，８，５，５，８）／１２８で構成
される。The H-LPF 47 has a digital filter configuration, and the delay units 49, 50 # 51 connected in series to which the mixed output data VH is supplied, and the coefficient multipliers 52, 5 connected in parallel.
3,54 ‥‥ 55 and multipliers 52,53,54 ‥‥ 5
5 is formed by an adder 56 to which the outputs of 5 are added. HL
The coefficient (coef) of the PF 47 is given from the CPU 17, and this coefficient is changed according to the sampling frequency and the chrominance signal subcarrier frequency. For example, the sampling frequency is 36 MHz
-40 around the chrominance signal subcarrier frequency of 3.58 MHz.
The H-LPF 47 whose dB and 4 MHz are -20 dB is
With 15 taps, (8, 5, 5, 8, 8, 12, 11, 1
4, 11, 12, 8, 8, 8, 5, 5, 8) / 128.

【００３４】この様にＨ−ＬＰＦ４７の前段で垂直の低
域成分を帯域制限するのは、斜め方向の輪郭はそれほど
強調する必要がなく、雑音成分は無相関であることか
ら、Ｓ／Ｎ比を良くする為と、ＮＴＳＣの色信号副搬送
波の周波数が斜め成分に当たるため、この部分を強調す
るとエンコーダ時のクロスカラーが増大するのを防ぐた
めである。The reason why the band of the vertical low frequency component is limited before the H-LPF 47 is that the contour in the oblique direction does not need to be emphasized so much and the noise component has no correlation, so that the S / N ratio is low. This is because the frequency of the NTSC chrominance signal subcarrier impinges on an oblique component, and if this portion is emphasized, the cross color at the time of encoder is prevented from increasing.

【００３５】混合器４１の加算器４６からも垂直の低域
成分の混合出力のデータＶＬが水平用帯域通過濾波器
（以下Ｈ−ＢＰＦと記す）４８に供給される。Ｈ−ＢＰ
Ｆ４８では水平方向の高域成分を抽出し、水平のＤＴＬ
信号を出力する。予め、垂直方向にＶ−ＬＰＦ３１Ｒ，
３１Ｇ，３１Ｂで帯域制限しているのは、前述の様に斜
め成分を抑圧し、Ｓ／Ｎ比を稼ぐと共にクロスカラーを
抑えるためである。From the adder 46 of the mixer 41, the data VL of the mixed output of the vertical low-frequency components is also supplied to a horizontal band-pass filter (hereinafter referred to as H-BPF) 48. H-BP
In F48, the high frequency component in the horizontal direction is extracted and the horizontal DTL is extracted.
Output a signal. The V-LPF31R,
The reason why the band is limited by 31G and 31B is to suppress the oblique component as described above, to increase the S / N ratio, and to suppress the cross color.

【００３６】垂直の低域成分の混合出力データＶＬが供
給されるＨ−ＢＰＦ４８は有限長インパルス応答型（Fi
nite Inpulse Response ：ＦＩＲ）デジタルフィルタで
あり、遅延器４９，５０‥‥５１，係数乗算器５２，５
３，５４‥‥５５並びに加算器５６より成る可変係数フ
ィルタと成されている。The H-BPF 48 to which the mixed output data VL of the vertical low-frequency component is supplied is a finite-length impulse response type (Fi
nite Inpulse Response (FIR) digital filter, which includes delay units 49, 50 ‥‥ 51, coefficient multipliers 52, 5
3, 54 係数 55 and a variable coefficient filter comprising an adder 56.

【００３７】乗算器５２，５３，５４‥‥５５には係数
発生器５７から係数が供給される。この係数生成法につ
いては後述する。The multipliers 52, 53, 54 ‥‥ 55 are supplied with coefficients from a coefficient generator 57. This coefficient generation method will be described later.

【００３８】Ｈ−ＢＰＦ４８の加算器５６からは水平方
向のＤＴＬ信号ＶＬＨＨが出力される。この水平方向の
ＤＴＬ信号ＶＬＨＨとＨ−ＬＰＦ４７からの垂直方向の
ＤＴＬ信号ＶＨＨＬは混合器６１で混合される。この混
合器６１も混合器４０及び４１と同様に減算器６２及び
加算器６３並びに乗算器６４で構成され、混合比ｋの総
和は１であるので１つの乗算器６４のみで済ませてい
る。混合比ｋはＣＰＵ１７から与えられ、この混合比は
撮像画像の特徴とユーザの好みで変えられる様に成され
ている。The adder 56 of the H-BPF 48 outputs a horizontal DTL signal VLHH. The horizontal DTL signal VLHH and the vertical DTL signal VHHL from the H-LPF 47 are mixed by the mixer 61. Similarly to the mixers 40 and 41, the mixer 61 includes a subtractor 62, an adder 63, and a multiplier 64. Since the sum of the mixing ratio k is 1, only one multiplier 64 is required. The mixture ratio k is provided from the CPU 17, and the mixture ratio is changed according to the characteristics of the captured image and the user's preference.

【００３９】混合器６１の混合出力はＤＴＬ信号の利得
を決める乗算器６５に供給され、乗算器６５にはＣＰＵ
１７からＤＴＬ信号の所定レベルが乗算される。このレ
ベルも撮像される画像の特性とユーザの好みでリモート
コントロール、即ちＣＰＵ１７側の操作部１８側でコン
トロールされる。The mixed output of the mixer 61 is supplied to a multiplier 65 which determines the gain of the DTL signal.
17 is multiplied by the predetermined level of the DTL signal. This level is also controlled by the remote control, that is, the operation unit 18 of the CPU 17 depending on the characteristics of the image to be captured and the preference of the user.

【００４０】又、Ｈ−ＢＰＦ４８の乗算器５２，５３，
５４‥‥５５に供給する係数を発生させるための係数発
生器５７には後述する様に係数テーブル５８と、この係
数テーブル５８から抜き出した係数をサンプリングする
サンプリング回路５９と、このサンプリング回路５９か
ら直流利得を零にする様なトリミング回路６０を有し、
このトリミング回路６０の出力を乗算器５２，５３，５
４‥‥５５の可変係数として供給し、可変型のデジタル
フィルタを構成している。Further, the multipliers 52, 53,
A coefficient generator 57 for generating coefficients to be supplied to 54 ‥‥ 55 includes a coefficient table 58, a sampling circuit 59 for sampling coefficients extracted from the coefficient table 58, and a DC It has a trimming circuit 60 that makes the gain zero,
The output of the trimming circuit 60 is applied to multipliers 52, 53, 5
It is supplied as a variable coefficient of 4 ‥‥ 55 to form a variable digital filter.

【００４１】以下、係数発生器５７内の係数テーブル５
８を詳述する前にフィルタ係数の生成法の理論的な説明
を図２について詳記する。Hereinafter, the coefficient table 5 in the coefficient generator 57
Before describing FIG. 8 in detail, a theoretical description of a method of generating filter coefficients will be described in detail with reference to FIG.

【００４２】図２のＡ1 及び図２のＡ2 は入力側のステ
ップ応答に対するインパルス応答波形を示し、図２のＢ
1 及び図２のＢ2 は出力側の同様の波形を示している。[0042] A 2 of A 1 and 2 of Figure 2 shows an impulse response waveform for the step response of the input side, in FIG. 2 B
1 and B 2 in FIG. 2 shows the same waveform as the output side.

【００４３】ＤＴＬ信号は映像信号の輪郭強調や補償に
用いられるものであるからステップ応答は図２のＡ1 又
は図２のＢ1 の波形の様に上下にひげが１つづつの形で
なくてはならず、従って、インパルス応答は図２のＡ2
又は図２のＢ2 の様な波形である必要がある。The DTL signal is not in the form whiskers vertically one by one as the edge enhancement and from those used for compensating step response of B 1 A 1 or 2 in FIG. 2 waveform of the video signal Therefore, the impulse response is A 2 in FIG.
Or it must be a waveform such as B 2 in FIG.

【００４４】この様なインパルス応答の出力波形を図３
に拡大して示す。図３で縦軸は振幅を横軸は角度（時間
・αｔ）を示している。このインパルス応答波形は下記
の（１）式で表すことが出来る。 Ｉ（ｔ）＝0.5cos（αｔ）＋0.5cos（２αｔ）（−π≦αｔ≦π）‥‥（１）FIG. 3 shows an output waveform of such an impulse response.
It is shown enlarged. In FIG. 3, the vertical axis indicates amplitude and the horizontal axis indicates angle (time · αt). This impulse response waveform can be expressed by the following equation (1). I (t) = 0.5cos (αt) + 0.5cos (2αt) (− π ≦ αt ≦ π) ‥‥ (1)

【００４５】この様な１式でディテールのパルス幅はα
の値によって可変される。この１式を選択した理由は、 （イ）積分値が零、即ち、直流値が零であるので、ＨＰ
Ｆ（実際には図１の様にＢＰＦ４８）になること。 （ロ）波形の両端が滑らかに零になっている（微分値も
零）こと。 （ハ）波形が左右対称であること。 を満足するためである。In such a formula, the pulse width of the detail is α
Is varied by the value of. The reason for selecting this equation is: (a) Since the integral value is zero, that is, the DC value is zero,
F (actually BPF48 as shown in FIG. 1). (B) Both ends of the waveform are smoothly zero (the differential value is also zero). (C) The waveform is bilaterally symmetric. Is to satisfy.

【００４６】非巡回型のＦＩＲデジタルフィルタの係数
はインパルス応答と等しくなる。従って１式のαの値を
所望のディテールのパルス幅になる様に決めて、サンプ
リング回路５９等で図４の様に標本化すればその値がそ
のまま係数となる。The coefficients of the non-cyclic FIR digital filter are equal to the impulse response. Accordingly, if the value of α in Equation 1 is determined so as to have a desired detail pulse width and is sampled by the sampling circuit 59 or the like as shown in FIG. 4, the value becomes a coefficient as it is.

【００４７】この標本化の際に重要なことは図４のサン
プリング点６６を中心に左右対称となる様に標本化する
ことであり、又、余り輪郭信号のパルス幅を狭くした
り、係数の語長を小さく量子化すると、零点の位置がず
れ、直流が漏れて輪郭強調用のＩＥ回路６に用いるＨ−
ＢＰＦ４８としては適当ではなくなるので、注意が必要
である。What is important in this sampling is to perform sampling so as to be symmetrical with respect to the sampling point 66 in FIG. 4, and to narrow the pulse width of the residual contour signal and to reduce the coefficient of the coefficient. If the word length is quantized to a small value, the position of the zero point shifts, DC leaks, and H−H used in the IE circuit 6 for contour enhancement is used.
Care must be taken because the BPF 48 is no longer suitable.

【００４８】上述の様な条件に基づいて設計された係数
発生器５７は実際にはビデオカメラ装置内に組み込まれ
たＣＰＵのソフトウエア処理と成されているが、この様
な組み込み型の小型のＣＰＵによって固定小数点演算で
１式のｃｏｓ演算させるには能力不足であるので、ＣＰ
Ｕ内には下記２式の係数テーブル５８を不揮発性の記憶
手段内に格納している。 ｙ＝0.5cos（ｘ）＋0.5cos（２ｘ）（０≦ｘ≦π）‥‥（２）The coefficient generator 57 designed based on the above-described conditions is actually formed by software processing of a CPU incorporated in the video camera apparatus. Since the CPU does not have enough capacity to perform the cos operation of one equation in fixed-point arithmetic, CP
In U, the following two coefficient tables 58 are stored in nonvolatile storage means. y = 0.5cos (x) + 0.5cos (2x) (0 ≦ x ≦ π) ‥‥ (2)

【００４９】２式では図３で示したインパルス応答波形
では０°を中心に左右対称であるので、インパルス応答
波形の半分の０〜πまでのｙ（量子化数）及びｘ（サン
プリング数）を格納している。ここで、ｘがπ／２５６
刻み、ｙが１／１２８刻みで８ビットのテーブルは表１
の様に成る。In equation (2), since the impulse response waveform shown in FIG. 3 is symmetrical about 0 °, y (quantization number) and x (sampling number) of 0 to π, which are half of the impulse response waveform, are calculated. Stored. Here, x is π / 256
Table 1 shows an 8-bit table where the increment is y and the y is 1/128.
It becomes like.

【００５０】[0050]

【表１】 [Table 1]

【００５１】この様な表１のテーブルであれば２５６バ
イトであり小容量の記憶手段に容易に組み込める。The table shown in Table 1 has 256 bytes, and can be easily incorporated in a small-capacity storage means.

【００５２】次に、この係数テーブル５８から、いくつ
かおきに係数を抜き取る。例えば、Ｈ−ＢＰＦ４８のタ
ップ数が１９タップで、５０おきに抜き取ったとする
と、次の表２の様に成る。Next, a coefficient is extracted from the coefficient table 58 every several numbers. For example, assuming that the number of taps of the H-BPF 48 is 19 and that sampling is performed at intervals of 50, the following Table 2 is obtained.

【００５３】[0053]

【表２】 [Table 2]

【００５４】ここで、Ｈ−ＢＰＦ４８のタップ数が前述
の条件で１９であるから１９タップ中の真中のタップが
１番目の係数＝１２６と成る。次に５０おきに抜き取る
とするとテーブル５１番目の係数の７３が８タップ目、
及び１０タップ目となり、次にテーブル１０１番目の係
数の−２６が７タップ目及び１１タップ目となる。この
様に順次５０おきに抜きとって行き２５６番目以降はテ
ーブルがないので係数は零とする。Here, since the number of taps of the H-BPF 48 is 19 under the above-mentioned conditions, the center coefficient of the 19 taps is the first coefficient = 126. Next, if sampling at intervals of 50, 73 of the coefficient of the 51st table is the 8th tap,
And the 10th tap, and then the −101 of the coefficient of the 101st table becomes the 7th tap and the 11th tap. Thus, the coefficient is set to zero since there is no table for the 256th and subsequent data after every 50th sampling.

【００５５】この様にディテールのパルス幅は、抜き取
った間隔にほぼ反比例し、通過帯域の中心周波数は、抜
き取った間隔にほぼ比例する。従って、１００おきに抜
き取ると、５０おきの場合と比べて、ディテールのパル
ス幅は約１／２になり、通過帯域の中心周波数は約２倍
になる。この、抜き取る間隔を変えることにより、ディ
テールのパルス幅と通過帯域の中心周波数を可変にする
ことが図１のサンプリング回路５９で行なえる。この場
合、上述のパルス幅は図１０で示したビデオカメラ装置
１外に設けられたリモートコントローラ内のＣＰＵ１７
の操作部１８等から供給される。As described above, the pulse width of the detail is substantially inversely proportional to the extracted interval, and the center frequency of the pass band is substantially proportional to the extracted interval. Therefore, if every 100th sampling is performed, the pulse width of the detail becomes about 1/2 and the center frequency of the pass band becomes about twice as compared with every 50th sampling. The sampling circuit 59 shown in FIG. 1 can vary the pulse width of the detail and the center frequency of the pass band by changing the sampling interval. In this case, the above-described pulse width is determined by the CPU 17 in the remote controller provided outside the video camera device 1 shown in FIG.
From the operation unit 18 and the like.

【００５６】次にトリミング回路６０内で行なうトリミ
ング動作を以下説明する。Next, the trimming operation performed in the trimming circuit 60 will be described below.

【００５７】先に表２で係数テーブル５７から５０おき
に抜きとった係数の総和を採ると１０となる。この総和
が０にならないと、直流の利得が零にならないのでトリ
ミング動作で総和が零になる様な調整をソフトウエアで
行なう様に調整する。Ｈ−ＢＰＦ４８の中心のタップの
係数は必ずテーブルの１番目になるので１２６は固定と
なり、トリミング時には中心タップ以外の係数を微妙に
増減させて、総和を零とする様にする。The sum of the coefficients extracted from the coefficient table 57 at intervals of 50 in Table 2 is 10 as described above. If this sum does not become 0, the DC gain does not become zero, so adjustment is made by software so that the sum becomes zero by the trimming operation. Since the coefficient of the tap at the center of the H-BPF 48 is always the first in the table, 126 is fixed. During trimming, the coefficients other than the center tap are slightly increased or decreased to make the sum zero.

【００５８】下記の表３に上述の５０おきに係数テーブ
ルから抜きとった係数をトリミングした結果を示す。即
ち、１番目の係数は不変で、５１番目に１が減算され、
７２となり、１０１番目に１が加算されて−２７とな
り、１５１番目及び２０１番目並びに２５１番目に夫々
１が加算されて−７１及び−３６並びに−１となる様に
図３のインパルス応答波形の０を中心とする左右対称波
形について夫々トリミングすることで総和が０と成る様
に成される。Table 3 below shows the results of trimming the coefficients extracted from the coefficient table at the above-mentioned 50th interval. That is, the first coefficient is unchanged, 1 is subtracted from the 51st,
3 is obtained by adding 1 to the 101st to become -27, and adding 1 to the 151st and 201th and the 251st to become -71, -36 and -1 respectively. Are trimmed for left and right symmetrical waveforms centered at the center, so that the sum becomes zero.

【００５９】[0059]

【表３】 [Table 3]

【００６０】図５は上述の様なトリミング回路６０内で
のプログラムドロジックの流れ図を示すものである。FIG. 5 shows a flow chart of the programmed logic in the trimming circuit 60 as described above.

【００６１】図５で第１ステップＳＴ1 ではＨ−ＢＰＦ
４８のタップの数ｉを０にし、係数の総和をＪとする初
期化が行われる。[0061] In FIG 5 the first step ST 1 the H-BPF
Initialization is performed by setting the number i of the 48 taps to 0 and setting the sum of the coefficients to J.

【００６２】第２ステップＳＴ2 では係数の総和Ｊ（以
下単にＪと記す）が０か否かをＣＰＵ（図示されていな
い係数発生器内のＣＰＵ）がみて、０であればエンドに
至るが０でなければ第３ステップＳＴ3 に至る。In the second step ST 2 , the CPU (CPU in the coefficient generator not shown) checks whether or not the sum J of the coefficients (hereinafter simply referred to as J) is 0. If nonzero reach the third step ST 3.

【００６３】第３ステップＳＴ3 ではＪが０より小さい
か否かをみる。Ｊが０より大きい正数であれば第４ステ
ップＳＴ4 に、小さい負の数であれば第８ステップＳＴ
8 に進む。[0063] In the third step ST 3 J sees whether smaller than 0. If J is a positive number greater than 0, the fourth step ST 4 is performed. If J is a small negative number, the eighth step ST 4 is performed.
Proceed to 8 .

【００６４】第４ステップＳＴ4 及び第８ステップＳＴ
8 では共にタップ数ｉ＋１とされ、図４の波形でみれば
インパルス応答波形の中心のサンプリング点６６から左
右方向に１サンプリング分の１タップづつ移動した位置
に成される。Fourth step ST 4 and eighth step ST
In FIG. 8 , the number of taps is set to i + 1. In the waveform of FIG. 4, the tap is formed at a position shifted by one tap corresponding to one sampling in the left-right direction from the sampling point 66 at the center of the impulse response waveform.

【００６５】第４ステップＳＴ4 でＪはＪ−２とされ、
第８ステップＳＴ8 でＪはＪ＋２とされる。In the fourth step ST 4 , J is set to J−2,
J In the eighth step ST 8 is a J + 2.

【００６６】次に第４及び第８ステップＳＴ4 及びＳＴ
8 終了後に夫々第５及び第９ステップＳＴ5 及びＳＴ9
に進み、これら両ステップＳＴ5 及びＳＴ9 ではタップ
数ｉがタップ数の半分より大きいかをみて、Ｈ−ＢＰＦ
４８のタップ数、上述の例では１９タップの半分の９を
越えている“ＹＥＳ”の場合は夫々第６及び第１０ステ
ップＳＴ6 及びＳＴ10に進め、ここでｉ＝１として第６
ステップＳＴ6 からは第７ステップＳＴ6 に進め、第１
０ステップＳＴ10からは第１１ステップＳＴ11に進め
る。Next, the fourth and eighth steps ST 4 and ST
8 the fifth and ninth respectively after completion of step ST 5 and ST 9
The process advances, or the look these two steps ST 5 and ST 9 in the number of taps i is greater than half the number of taps, H-BPF
48 the number of taps of the advances respectively sixth and tenth step ST 6 and ST 10 in the case of in which "YES" beyond the 9 half 19 taps in the above example, as where i = 1 6
Advanced to a seventh step ST 6 from step ST 6, first
From 0 Step ST 10 advances to the eleventh step ST 11.

【００６７】第５ステップＳＴ5 でｉがタップ数の半分
以内である“ＮＯ”の場合は第７ステップＳＴ7 に進め
る。[0067] In the case of the 5 i in step ST 5 is within half the number of taps "NO" proceeds to a seventh step ST 7.

【００６８】第７ステップＳＴ7 では中心＋ｉ番目の係
数を１減らし、且つ中心−ｉ番目の係数を１減らして、
第２ステップＳＴ2 に戻され、所定回数繰り返される。[0068] The seventh step ST center + i th At 7 coefficients reduced by one, and and the center -i-th coefficient decreased 1,
Is returned to the second step ST 2, it is repeated a predetermined number of times.

【００６９】第９ステップＳＴ9 が“ＮＯ”の場合は第
１１ステップＳＴ11に進められ、第１１ステップＳＴ11
では中心＋ｉ番目の係数を１増やし、且つ、中心−ｉ番
目の係数を１増やすことで、第２ステップＳＴ2 に戻さ
れ、所定回数が繰り返されて表３で説明した様なトリミ
ング操作が完成する。[0069] For the ninth step ST 9 is "NO" proceeds to the eleventh step ST 11, the 11 step ST 11
In the center + i th coefficient is increased by one, and, by increasing 1 center -i-th coefficient is returned to the second step ST 2, are repeated a predetermined number of times such trimming operation described in Table 3 is completed I do.

【００７０】上述の様なトリミング処理を３６ＭＨＺで
標本化した時のトリミング前後の周波数特性を図６に、
ステップ応答特性を図７に示す。FIG. 6 shows the frequency characteristics before and after trimming when the above-described trimming processing is sampled at 36 MHz.
FIG. 7 shows the step response characteristics.

【００７１】図６及び図７で実線はトリミング後を破線
はトリミング前を示している。図６に示す周波数特性曲
線では利得０近傍６７ではトリミングによって直流の利
得が零になっている以外は全体の特性は殆ど変わってい
ないが、図７に示すステップ応答波形ではトリミング前
の破線で示す波形では立ち上がり及び立ち下がりの前後
でｄで示す段差がついているが実線で示すトリミング後
の波形ではこの段差ｄがとれていることが解る。In FIGS. 6 and 7, the solid line shows the state after trimming and the broken line shows the state before trimming. In the frequency characteristic curve shown in FIG. 6, the overall characteristics are almost the same except that the DC gain becomes zero due to trimming in the vicinity of the gain 0 67, but the step response waveform shown in FIG. In the waveform, there is a step indicated by d before and after the rise and fall, but it can be seen that the step d is removed in the waveform after trimming indicated by the solid line.

【００７２】図８及び図９は標本化時のサンプリング周
波数が３６ＭＨＺで係数テーブル５７から係数を抜き取
る間隔を夫々１２８，８５，５１，４３，３７，３２の
７種類に選択した場合のＨ−ＢＰＦ４８の周波数特性曲
線とステップ対応曲線である。FIGS. 8 and 9 show the H-BPF 48 in the case where the sampling frequency at the time of sampling is 36 MHZ and the intervals at which the coefficients are extracted from the coefficient table 57 are 128, 85, 51, 43, 37 and 32, respectively. Is a frequency characteristic curve and a step correspondence curve.

【００７３】この場合、タップの係数は下記の表４の如
きものである。In this case, tap coefficients are as shown in Table 4 below.

【００７４】[0074]

【表４】 [Table 4]

【００７５】図８の周波数特性曲線で波形７０，７１，
７２，７３，７４，７５，７６の順に抜き取り間隔が１
２８，８５，６４，５１，４３，３７，３２おきにとっ
たものであり、図９のステップ応答曲線で波形８０，８
１，８２，８３，８４，８５，８６の順に抜き取り間隔
が１２８，８５，６４，５１，４３，３７，３２おきに
とったものであり、周波数特性曲線７０〜７６では、抜
き取る間隔が狭くなるほど、中心周波数が低くなり、通
過帯域の幅が狭くなり、中心周波数での利得が大きくな
っている。ステップ応答曲線では、抜き取る間隔が狭く
なるほど、幅が広くなり、振幅も大きくなっている。In the frequency characteristic curve of FIG.
72, 73, 74, 75, 76 in the order of 1
28, 85, 64, 51, 43, 37, and 32, and the waveforms 80, 8 in the step response curve of FIG.
The sampling intervals are set at intervals of 128, 85, 64, 51, 43, 37, and 32 in the order of 1, 82, 83, 84, 85, 86. In the frequency characteristic curves 70 to 76, the sampling intervals become smaller. , The center frequency is lowered, the width of the pass band is narrowed, and the gain at the center frequency is increased. In the step response curve, the narrower the sampling interval, the wider the width and the larger the amplitude.

【００７６】従って、抜き取る係数の間隔を変えたとき
は、水平ディテールの振幅が変わるので図１の系統図に
於ける水平方向のＤＴＬ信号データＶＬＨＨと垂直方向
のＤＴＬ信号データＶＨＨＬの混合器６１での混合比及
び乗算器６５での全体の利得、即ちＤＴＬレベルを再調
整する必要がある。これは、インパルス応答の波形が相
似形で、振幅が不変になるように設計しているためで、
全タップの係数を、全タップの係数の絶対値の総和で除
してやれば、ステップ応答の振幅が不変になる為であ
る。然し、実際ビデオカメラ装置の信号波形では、レン
ズ、光学ＬＰＦ、ＡＤＣ前のフィルタ、そのほかで、高
域の振幅がかなり落ちているので、逆に、高周波ほど振
幅を上げてやるような処理が必要になる。Therefore, when the interval of the coefficient to be extracted is changed, the amplitude of the horizontal detail changes, so that the mixer 61 of the horizontal DTL signal data VLHH and the vertical DTL signal data VHHL in the system diagram of FIG. , And the overall gain in the multiplier 65, that is, the DTL level needs to be readjusted. This is because the impulse response waveform is designed to be similar and the amplitude is invariant.
This is because if the coefficients of all taps are divided by the sum of the absolute values of the coefficients of all taps, the amplitude of the step response will not change. However, in the actual signal waveform of the video camera device, the high-frequency amplitude is considerably reduced by the lens, the optical LPF, the filter before the ADC, and so on. become.

【００７７】本発明のビデオカメラ装置は上述の様に構
成したので図８及び図９の周波数特性曲線及びステップ
応答曲線に示す様にＩＥ回路の輪郭強調用の線幅を変え
ても波形を歪ませることなく、パルス幅或は通過中心周
波数を係数テーブルから所定の間隔で選択することで連
続的に簡単に可変可能なものが得られる。Since the video camera apparatus of the present invention is constructed as described above, the waveform is distorted even when the line width for contour enhancement of the IE circuit is changed as shown in the frequency characteristic curve and the step response curve in FIGS. Without changing, the pulse width or the center frequency of the passage is selected at predetermined intervals from the coefficient table, so that it is possible to continuously and easily change the frequency.

【００７８】[0078]

【発明の効果】本発明のビデオカメラ装置によれば、輪
郭強調用のＤＴＬ信号のパルス波形、周波数特性を歪ま
せることなく、パルス幅若しくはＢＰＦの通過帯域の中
心周波数を連続的に容易に変化させることが出来るもの
が得られる。According to the video camera apparatus of the present invention, the pulse width or the center frequency of the pass band of the BPF can be continuously and easily changed without distorting the pulse waveform and frequency characteristics of the DTL signal for edge enhancement. What you can do is obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明のビデオカメラ装置に用いるイメージエ
ンハンサの系統図である。FIG. 1 is a system diagram of an image enhancer used in a video camera device of the present invention.

【図２】本発明の説明に供するステップ応答及びそのイ
ンパルス応答波形図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a step response and an impulse response waveform thereof for explanation of the present invention.

【図３】本発明に用いるインパルス応答波形の説明図で
ある。FIG. 3 is an explanatory diagram of an impulse response waveform used in the present invention.

【図４】本発明に用いるインパルス応答波形のサンプリ
ング波形図である。FIG. 4 is a sampling waveform diagram of an impulse response waveform used in the present invention.

【図５】本発明のイメージエンハンサに用いるフィルタ
の係数発生器のトリミング時の流れ図である。FIG. 5 is a flowchart at the time of trimming of a coefficient generator of a filter used in the image enhancer of the present invention.

【図６】本発明のトリミングを操作時のトリミング前後
の周波数特性曲線図である。FIG. 6 is a frequency characteristic curve diagram before and after trimming when trimming of the present invention is operated.

【図７】本発明のトリミング操作時のトリミング前後の
ステップ応答曲線図である。FIG. 7 is a step response curve diagram before and after trimming during the trimming operation of the present invention.

【図８】本発明の係数発生器の係数テーブルの係数を複
数種類の間隔で選択した時の周波数特性曲線図である。FIG. 8 is a frequency characteristic curve diagram when coefficients in a coefficient table of the coefficient generator of the present invention are selected at a plurality of types of intervals.

【図９】本発明の係数発生器の係数テーブルの係数を複
数種類の間隔で選択した時のステップ応答曲線図であ
る。FIG. 9 is a step response curve diagram when coefficients in a coefficient table of the coefficient generator of the present invention are selected at a plurality of types of intervals.

【図１０】従来のＤＰＳビデオカメラ装置の系統図であ
る。FIG. 10 is a system diagram of a conventional DPS video camera device.

【図１１】従来のイメージエンハンサ回路の説明図であ
る。FIG. 11 is an explanatory diagram of a conventional image enhancer circuit.

【図１２】従来の周波数特性に対するステップ及びイン
パルス応答波形説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram of a conventional step and impulse response waveform for frequency characteristics.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ビデオカメラ装置、６ ＩＥ回路、１７ ＣＰＵ、
４８ Ｈ−ＢＰＦ、５７ 係数発生器、５８ 係数テー
ブル、５９ サンプリング回路、６０ トリミング回路1 video camera device, 6 IE circuits, 17 CPU,
48 H-BPF, 57 coefficient generator, 58 coefficient table, 59 sampling circuit, 60 trimming circuit

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 撮像素子で撮像した映像信号の鮮鋭度を
補償するための輪郭強調手段を有するビデオカメラ装置
に於いて、 上記輪郭強調手段内に設けられた輪郭信号抽出用のデジ
タル濾波手段と、 上記デジタル濾波手段の係数を発生させる記憶部を含む
係数発生手段とを具備し、 上記係数発生手段内の上記記憶部にインパルス応答値テ
ーブルを格納し、該インパルス応答値テーブルから任意
の間隔のデータを抜きとって上記デジタル濾波手段の係
数とし、上記デジタル濾波手段を可変型と成したことを
特徴とするビデオカメラ装置。1. A video camera device having a contour emphasizing means for compensating sharpness of a video signal picked up by an image pickup device, comprising: a digital filtering means provided in said contour emphasizing means for extracting a contour signal. And a coefficient generation unit including a storage unit for generating a coefficient of the digital filtering unit. An impulse response value table is stored in the storage unit in the coefficient generation unit, and an arbitrary interval is set from the impulse response value table. A video camera device wherein data is extracted and used as a coefficient of the digital filtering means, and the digital filtering means is variable. 【請求項２】 前記記憶部のインパルス応答値テーブル
から任意に抜き取ったデータの中心以外の係数を増減さ
せて直流利得を零になす様にトリミングを行なうことを
特徴とする請求項１記載のビデオカメラ装置。2. The video according to claim 1, wherein the trimming is performed so that the DC gain becomes zero by increasing or decreasing a coefficient other than the center of data arbitrarily extracted from the impulse response value table of the storage unit. Camera device.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005065196A (en) * 2003-08-20 2005-03-10 Sony Corp Filter, signal processor, signal processing method, recording medium, and program
US7430021B2 (en) 2004-06-24 2008-09-30 Hitachi, Ltd. Video display apparatus having contour correction function
JP2009189031A (en) * 2009-03-27 2009-08-20 Sony Corp Image signal processor, viewfinder, display device, image signal processing method, recording medium, and program

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005065196A (en) * 2003-08-20 2005-03-10 Sony Corp Filter, signal processor, signal processing method, recording medium, and program
US7430021B2 (en) 2004-06-24 2008-09-30 Hitachi, Ltd. Video display apparatus having contour correction function
JP2009189031A (en) * 2009-03-27 2009-08-20 Sony Corp Image signal processor, viewfinder, display device, image signal processing method, recording medium, and program

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