JPH1065439A - Array antenna system - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the number of transmission-reception modules so as to attain a low cost and to facilitate the mount by providing a beam control signal generating function to direct an antenna beam at an optional angle. SOLUTION: A plurality of element antennas belonging to a single row of an antenna aperture plane 2 are connected to a common transmission reception module 3 and a phase gradient is formed in the vertical direction on the antenna aperture plane 2 under the control of an inside transmission line type phase shifter. A phase gradient in a horizontal direction on the antenna aperture plane 2 is formed under the control of a transmission phase shifter 9 composed of a conductor wire group 11b or the like equipped on the front side of the antenna aperture plane 2 and extended in the longitudinal direction. A beam control signal generating function directing a beam in a discrete angular direction in the space by the superimposing action of both is provided in the signal processing unit.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は通信、レーダ等に
用いるアレーアンテナ装置、特に電子走査型アレーアン
テナ装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an array antenna used for communication, radar, etc., and more particularly to an electronic scanning array antenna.

【０００２】[0002]

【従来の技術】まず第１の従来のアレーアンテナ装置に
ついて説明する。図１４は通常のモノパルス方式の電子
走査型アレーアンテナ装置のブロック図であり、１は素
子アンテナ、２は複数個の素子アンテナ１の配列から成
る４象限に分割されたアンテナ開口面、３は１個１個の
素子アンテナ１と直結され、各素子アンテナ１に供給さ
れるＲＦ信号あるいは各素子アンテナ１で受信されたＲ
Ｆ信号の増幅と、空間内ビーム制御のための透過位相制
御の働きをする送受信モジュール、４は送信時は各送受
信モジュール３へのＲＦ信号の分配供給、受信時は各送
受信モジュール３からのＲＦ信号の合成を行う電力分配
合成回路、５は４つの象限に属する素子アンテナ１から
の受信信号を同位相あるいは逆位相合成することにより
モノパルス和パターン、Ａｚ方向差パターン、Ｅｌ方向
差パターンを生成するモノパルス信号合成器、５ａはそ
の和信号端子、５ｂはそのＡｚ方向差信号端子、５ｃは
そのＥｌ方向差信号端子、６はＲＦ信号の送信、受信を
行う送受信機、７はモノパルス追尾信号処理、アンテナ
ビーム制御のための送受信モジュール内３の伝送線路型
移相器に対する移相量設定処理等を行う信号処理器、８
は上記信号処理器７からの移相量設定のための信号を各
送受信モジュールに分配供給する制御信号分配回路であ
る。2. Description of the Related Art First, a first conventional array antenna device will be described. FIG. 14 is a block diagram of a general mono-pulse type electronic scanning array antenna device, wherein 1 is an element antenna, 2 is an antenna aperture surface divided into four quadrants comprising an array of a plurality of element antennas 1, and 3 is 1 RF signal supplied to each element antenna 1 or R signal received by each element antenna 1
A transmitting / receiving module that functions to amplify the F signal and control a transmission phase for controlling a beam in space. 4 is a distribution / supply of an RF signal to each transmitting / receiving module 3 during transmission, and an RF signal from each transmitting / receiving module 3 during reception. The power distributing / combining circuit 5 for combining signals generates the monopulse sum pattern, the Az direction difference pattern, and the El direction difference pattern by combining the received signals from the element antennas 1 belonging to the four quadrants in the same or opposite phases. A monopulse signal synthesizer, 5a its sum signal terminal, 5b its Az direction difference signal terminal, 5c its El direction difference signal terminal, 6 a transceiver for transmitting and receiving RF signals, 7 a monopulse tracking signal processing, A signal processor for performing a phase shift amount setting process for the transmission line type phase shifter in the transmitting / receiving module 3 for controlling the antenna beam;
Is a control signal distribution circuit for distributing and supplying a signal for setting the amount of phase shift from the signal processor 7 to each transmitting / receiving module.

【０００３】図１５はアンテナ開口面２上の素子アンテ
ナ１の配列を示す図である。この例では各象限内の素子
アンテナ数ｎ₁ 、ｎ₂ 、ｎ₃ 、ｎ₄ が等しい（ｎ₁ ＝ｎ
₂ ＝ｎ₃ ＝ｎ₄ ＝ｎ）、素子配列間隔ｄの正方形配列の
アンテナ開口を定義している。図１６ではθ−φ座標系
の角度と座標軸の関係を定義している。図中Ｐは観測点
であり、アンテナ開口面２はＸＹ平面内にあるものとし
ている。FIG. 15 is a diagram showing an arrangement of element antennas 1 on an antenna aperture 2. In this example, the number of element antennas n ₁ , n ₂ , n ₃ , n ₄ in each quadrant is equal (n ₁ = n
_{2 = n 3 = n 4 =} n), defines the antenna aperture square array of elements arrangement interval d. FIG. 16 defines the relationship between the angle and the coordinate axes of the θ-φ coordinate system. In the figure, P is an observation point, and the antenna aperture surface 2 is assumed to be in the XY plane.

【０００４】図１７は送受信モジュール３の内部部品構
成を示すブロック図であり、３ａ、３ｂはＲＦ信号入出
力コネクタ、３ｄは伝送線路型移相器、３ｅは移相器ド
ライバ、３ｆ、３ｇはＲＦスイッチ、３ｈは無反射終
端、３ｉ、３ｊは増幅器、３ｋはサーキュレータであ
る。FIG. 17 is a block diagram showing the internal components of the transmitting / receiving module 3. Reference numerals 3a and 3b denote RF signal input / output connectors, 3d a transmission line type phase shifter, 3e a phase shifter driver, 3f and 3g. The RF switch, 3h is a reflectionless termination, 3i, 3j are amplifiers, and 3k is a circulator.

【０００５】次に動作原理を説明する。図１５に示すア
ンテナ開口面２上のＮ個（Ｎ＝４ｎ、ｎは各象限毎の素
子アンテナ数）の素子アンテナ１から成る平面アレーア
ンテナにおいてｉ番目の素子アンテナ１（ｉ＝１，２，
・・・，Ｎ）の位置座標を（Ｘ_i 、Ｙ_i ）、励振位相を
Ψ_i 、放射指向性をｆ_i （θ，φ）とすると、モノパル
ス信号合成器５の和信号端子５ａで見たアレーアンテナ
の放射指向性は指向性の積の原理により〔数１〕で表わ
される。Next, the operation principle will be described. In a planar array antenna composed of N (N = 4n, where n is the number of element antennas in each quadrant) element antennas 1 on the antenna aperture 2 shown in FIG. 15, the i-th element antenna 1 (i = 1, 2, 2)
.., N), (X _i , Y _i ), the excitation phase is Ψ _i , and the radiation directivity is f _i (θ, φ), as seen at the sum signal terminal 5 a of the monopulse signal combiner 5. The radiation directivity of the array antenna is expressed by [Equation 1] based on the principle of the directivity product.

【０００６】[0006]

【数１】 (Equation 1)

【０００７】〔数１〕においてｋは波数（ｋ＝２π／
λ、λは波長）である。ここで簡単のために各素子アン
テナ１の放射指向性を無指向性（ｆ_i （θ，φ）＝
１）、さらに各素子アンテナ１の励振振幅を等振幅（ａ
_i ＝１）とすると〔数１〕は〔数２〕のように書き換え
られる。In Equation 1, k is a wave number (k = 2π /
λ and λ are wavelengths). Here omnidirectional radiation directivity of the antenna elements 1 for simplicity _{(f i (θ, φ)} =
1) Further, the excitation amplitude of each element antenna 1 is set to an equal amplitude (a
_{If (i} = 1), [Equation 1] is rewritten as [Equation 2].

【０００８】[0008]

【数２】 (Equation 2)

【０００９】ここでモノパルス信号合成器５の和信号端
子５ａで見たアレーアンテナの放射指向性を空間内の任
意の角度（θ_s ，φ_s ）で最大とする（（θ_s ，φ_s ）
方向にアンテナビームを走査する）ためには〔数２〕に
おける各素子アンテナ１の励振位相Ψ_i は〔数３〕の値
を取ればよい。Here, the radiation directivity of the array antenna viewed at the sum signal terminal 5a of the monopulse signal synthesizer 5 is maximized at an arbitrary angle (θ _s , φ _s ) in space ((θ _s , φ _s )).
In order to scan the antenna beam in the direction), the excitation phase Ψ _i of each element antenna 1 in [Equation 2] should take the value of [Equation 3].

【００１０】[0010]

【数３】 (Equation 3)

【００１１】送受信モジュール３は各素子アンテナ１の
１個１個に対応して接続されており、その内部の伝送線
路型移相器３ｄはデジタル移相器であるとすると、その
設定位相は〔数３〕で与えられるΨ_i に近い量子化位相
値とすればよい。さらに現象を簡略化した例としてビー
ム走査方向を図１６のＸＹ平面内、即ちφ＝０の面内と
すると〔数３〕は〔数４〕のように書き換えられる。The transmitting / receiving module 3 is connected to each of the element antennas 1 correspondingly. If the transmission line type phase shifter 3d in the transmitting / receiving module 3 is a digital phase shifter, the set phase is [ The quantization phase value may be close to Ψ _i given by Expression 3]. As a further simplified example, if the beam scanning direction is in the XY plane of FIG. 16, that is, in the plane of φ = 0, [Equation 3] can be rewritten as [Equation 4].

【００１２】[0012]

【数４】 (Equation 4)

【００１３】このときモノパルス信号合成器５の和信号
端子５ａで観測されるＸＺ平面内の角度θに関する放射
指向性の式はビーム走査角θ_s をパラメータとして〔数
５〕となる。[0013] angle theta formula radiation directivity articles XZ plane to be observed by the sum signal terminals 5a of the monopulse signal combiner 5 this time is [Equation 5] a beam scanning angle theta _s as a parameter.

【００１４】[0014]

【数５】 (Equation 5)

【００１５】次にモノパルス信号合成器５のＡｚ方向差
信号端子５ｂで観測されるＸＺ平面内の角度θに関する
放射指向性の式はビーム走査角θ_s をパラメータとして
〔数６〕で与えられる。[0015] Next monopulse signal combiner 5 angle theta Formula radiation directivity articles XZ plane observed in Az direction difference signal terminal 5b of is given by [6] The beam scanning angle theta _s as a parameter.

【００１６】[0016]

【数６】 (Equation 6)

【００１７】〔数５〕、〔数６〕で与えられる放射指向
性の例を図１８に示す。FIG. 18 shows an example of the radiation directivity given by [Equation 5] and [Equation 6].

【００１８】次に第２の従来のアレーアンテナ装置につ
いて説明する。図１９は例えばＭｉｃｒｏｗａｖｅ Ｊ
ｏｕｒｎａｌ ｖｏｌ ２４，ｎｏ ２，Ｆｅｂ １９
８１のＦｉｇ１２あるいはＵｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ
Ｐａｔｅｎｔ ３，７０８，７９６ Ｊａｎ ２，１
９７３のＦｉｇ４，Ｆｉｇ５に示されている、透過型移
相器をその構成要素として用いるアレーアンテナ装置の
ブロック図である。図中９は透過型移相器、１０は偏波
回転板である。Next, a second conventional array antenna device will be described. FIG. 19 shows, for example, Microwave J
own vol 24, no 2, Feb 19
81 of Fig12 or United States
Patent 3,708,796 Jan 2,1
FIG. 97 is a block diagram of an array antenna device shown in FIG. 973 and using a transmission type phase shifter as a component thereof. In the figure, 9 is a transmission type phase shifter, and 10 is a polarization rotating plate.

【００１９】このアレーアンテナ装置の動作原理を図を
用いて説明する。図２０は透過型移相器を構成する位相
制御板１１の構成図であり、図中１１ａは誘電体シー
ト、１１ｂは上記誘電体シート１１ａ上に印刷等の手段
により形成された上下方向に延びた導体線であり、その
配列間隔は一定値ｄ_x とする。１１ｃは上記導体線１１
ｂ上に所定の間隔ｄ_y で配置されたピンダイオード等の
スイッチング素子である。上記導体線１１ｂには信号処
理器７から制御信号分配回路８を介してスイッチング制
御信号（直流バイアス電圧）が供給される。次に図２１
を用いてスイッチング素子１１ｃの動作に基づく１枚の
位相制御板１１の動作について説明する。導体線１１ｂ
にスイッチング素子１１ｃに対して順バイアスとなるよ
うな電圧を印加するとスイッチング素子１１ｃは導通状
態となるから、図２１（ｃ）に示すように各導体線１１
ｂは連続した１本の線と等価な働きをする。この状態は
入射する電界ベクトルの向きと平行に間隔ｄ_x で導体線
が並んだのと同等であり、位相制御板１１は入射波に対
して誘導性リアクタンスとして寄与する。リアクタンス
値Ｘは導体線１１ｂの間隔ｄ_x 、導体線１１の太さ、入
射角及び波長の関数である。導体線１１ｂに逆バイアス
電圧を印加した場合はスイッチング素子１１ｃがしゃ断
状態となり、図２１（ａ）に示すように各導体線１１ｂ
は素子間隔ｄ_yで入射電界ベクトルと平行な向きに長さ
Ｌ_y のストリップ導体が複数個配列されたものと等価と
なる。この等価回路のリアクタンスは図２２に示すよう
にストリップ導体長Ｌ_y が使用周波数における半波長以
上の長さのときは誘導性リアクタンスとして、半波長以
下のときは容量性リアクタンスとして働く。このように
スイッチング素子１１ｃに印加するバイアス電圧の極性
の違いにより入射する平面波に対する位相制御板１１の
サセプタンス値が異なる値を呈することとなるため、こ
の位相制御板１１を透過する平面波の位相の違いがもた
らされる。スイッチング素子１１ｃに対する印加バイア
スが順バイアス、逆バイアスの両方の状態で入射波の反
射を小さく抑えるためには、スイッチング素子１１ｃの
配列パラメータを適切に選ぶと共に、同じ構成の位相制
御板１１を２枚重ね合わせた図２３に示すサンドイッチ
パネル１２の構造とし、２枚の位相制御板１１の間隔ｄ
_z として適切な値を選定することが必要である。尚サン
ドイッチパネル１２の等価回路は図２４に示すものであ
り、上記のパラメータ設定により入射波に対する反射係
数Гの絶対値が０に近付けられることになる。The principle of operation of the array antenna device will be described with reference to the drawings. FIG. 20 is a configuration diagram of the phase control plate 11 constituting the transmission type phase shifter. In the figure, reference numeral 11a denotes a dielectric sheet, and 11b extends in the vertical direction formed on the dielectric sheet 11a by printing or the like. a conductor line, the sequence interval is a constant value d _x. 11c is the conductor wire 11
a switching element such disposed pin diodes at a predetermined interval d _y on b. A switching control signal (DC bias voltage) is supplied to the conductor line 11b from the signal processor 7 via the control signal distribution circuit 8. Next, FIG.
The operation of one phase control plate 11 based on the operation of the switching element 11c will be described with reference to FIG. Conductor wire 11b
When a voltage is applied to the switching element 11c so that a forward bias is applied to the switching element 11c, the switching element 11c is turned on. Therefore, as shown in FIG.
b has a function equivalent to one continuous line. This state is equivalent to a state in which conductor lines are arranged at a distance d _x in parallel with the direction of the incident electric field vector, and the phase control plate 11 contributes to the incident wave as inductive reactance. The reactance value X is a function of the distance d _x between the conductor wires 11b, the thickness of the conductor wires 11, the incident angle, and the wavelength. When a reverse bias voltage is applied to the conductor line 11b, the switching element 11c is in a cut-off state, and as shown in FIG.
Strip conductor length L _y in the direction parallel to the incident electric field vector with element spacing d _y is equivalent to that a plurality sequences. As shown in FIG. 22, the reactance of this equivalent circuit acts as an inductive reactance when the strip conductor length _Ly is longer than a half wavelength at the operating frequency, and acts as a capacitive reactance when the strip conductor length is less than a half wavelength. As described above, the susceptance value of the phase control plate 11 with respect to the incident plane wave has a different value due to the difference in the polarity of the bias voltage applied to the switching element 11c. Therefore, the difference in the phase of the plane wave transmitted through the phase control plate 11 is different. Is brought. In order to reduce the reflection of the incident wave when the bias applied to the switching element 11c is both a forward bias and a reverse bias, an arrangement parameter of the switching element 11c is appropriately selected, and two phase control plates 11 having the same configuration are used. The sandwich panel 12 shown in FIG. 23 is superimposed, and the distance d between the two phase control plates 11 is set to d.
It is necessary to select an appropriate value for _z . The equivalent circuit of the sandwich panel 12 is shown in FIG. 24, and the absolute value of the reflection coefficient に 対 す る with respect to the incident wave approaches 0 by setting the above parameters.

【００２０】ここで図２５の動作概念図に示すように上
記サンドイッチパネル１２の複数個の組合わせとして透
過型移相器９を構成し、さらに１枚のサンドイッチパネ
ル１２内で部位によりスイッチング素子１１ｃの導通状
態／非導通状態を選択すべく導体線１１ｂへの印加バイ
アスを設定してやれば、透過型移相器９は全体として導
体線１１ｃの配列間隔ｄ_x に対応した区画毎に入射平面
波の透過位相が階段状に異なる状況を現出できるため図
示のような透過型移相器９を透過後の波面が形成され空
間内へのビーム走査が行われる。ビーム走査方向に十分
広いアンテナ開口面幅を有するアンテナに対して任意の
角度へのアンテナビームの指向が成立するためには、サ
ンドイッチパネル１２の複数組の組み合わせとしての透
過型移相器９の移相量は最大３６０°である必要があ
る。したがって１組のサンドイッチパネル１２当りの透
過移相量が２π／２^m となるように導体線１１ｂの配列
間隔ｄ_x 、スイッチング素子１１ｃの配列間隔ｄ_y 等の
パラメータを設定してやれば、このサンドイッチパネル
１２をｍ枚積層した透過型移相器９はｍビットの移相器
として動作させ得る。Here, as shown in the operation conceptual diagram of FIG. 25, a transmission type phase shifter 9 is constituted as a combination of a plurality of the sandwich panels 12, and further, the switching elements 11c are formed in one sandwich panel 12 depending on parts. do it by setting the bias applied to the conductor wires 11b so as to select a conductive state / nonconductive state of the transmission type phase shifter 9 is transmission of incident plane wave per section corresponding to the arrangement interval d _x of overall conductor wire 11c Since a situation in which the phases differ stepwise can appear, a wavefront after transmission through the transmission type phase shifter 9 as shown in the figure is formed, and beam scanning into space is performed. In order for the antenna beam to be directed to an arbitrary angle with respect to an antenna having a sufficiently large antenna aperture width in the beam scanning direction, the transmission type phase shifter 9 as a combination of a plurality of sets of the sandwich panel 12 is required. The phase volume must be at most 360 °. Thus a set of arrangement interval of the conductive line 11b as transmission phase shift amount per sandwich panel 12 is 2π / 2 ^m d _x, do it by setting the parameters such as arrangement interval d _y of the switching element 11c, the sandwich panel The transmission type phase shifter 9 in which m sheets 12 are stacked can be operated as an m-bit phase shifter.

【００２１】以上説明した透過型移相器９の動作原理は
入射電界ベクトルの向きに平行に導体線１１ｂが配列さ
れた場合に成立するものである。したがって前述の説明
の範囲でのビーム走査は導体線１１ｂに直交する面内の
１次元走査に限定される。空間内の任意の角度に向けて
ビーム走査を行うためには図２６に示すように導体線１
１ｂの配列方向が互いに直交する２組の透過型移相器９
を並べて配置し、その中間に偏波回転板１０を装備し、
この偏波回転板１０を平面波が透過する前と透過した後
とではその電界ベクトルの向きが９０°異なるように設
定しておけばよい。これにより２組の透過型移相器９−
１と９−２を構成する導体線１１ｂの配列方向に対し電
界ベクトルの向きはいずれもこれと平行となり、前述の
動作原理によりＸＺ面内及びＸＹ面内の波面形成に伴う
３次元空間へのアンテナビームの指向が成立する。The operating principle of the transmission type phase shifter 9 described above is established when the conductor wires 11b are arranged in parallel to the direction of the incident electric field vector. Therefore, beam scanning within the range described above is limited to one-dimensional scanning in a plane orthogonal to the conductor line 11b. In order to perform beam scanning at an arbitrary angle in the space, as shown in FIG.
Two sets of transmission phase shifters 9 whose arrangement directions of 1b are orthogonal to each other
Are arranged side by side, equipped with a polarization rotation plate 10 in the middle,
The direction of the electric field vector may be set to be 90 ° different before and after the plane wave is transmitted through the polarization rotating plate 10. Thereby, two sets of transmission type phase shifters 9-
The direction of the electric field vector is parallel to the direction of arrangement of the conductor wires 11b constituting 1 and 9-2. The direction of the antenna beam is established.

【００２２】第１の従来のアレーアンテナ装置１におい
ては〔数３〕として各素子アンテナ１毎の励振位相Ψ_i
が与えられることを述べたが、第２の従来のアレーアン
テナ装置を考えるに当たりアンテナ開口面２上での全素
子アンテナ１の励振位相は等しいものと仮定する。透過
型移相器９による位相シフトは図２６に示すように、そ
れぞれ間隔Ｄ_x で並ぶｎ_x 個の区画１３、間隔Ｄ_y で並
ぶｎ_y 個の区画１４毎に一定値を取り得るものと考える
と、図２４において透過型移相器９−１、９−２の２個
の組み合わせにより想定される仮想開口面１５上で独立
に位相設定の可能な区画１６の数はｎ_x ×ｎ_y である。
第１の従来のアレーアンテナ装置の説明における〔数
３〕に相当する上記各区画１３、１４、１６毎の透過位
相量はそれぞれ〔数７〕、〔数８〕、〔数９〕で表わさ
れる。In the first conventional array antenna device 1, the excitation phase Ψ _i for each element antenna 1 is expressed as [Equation 3].
However, when considering the second conventional array antenna apparatus, it is assumed that the excitation phases of all element antennas 1 on the antenna aperture surface 2 are equal. Phase shift by transmission phase shifter 9, as shown in FIG. 26, as the n _x number of compartments 13 arranged in the respective intervals D _x, for each n _y-number of compartments 14 arranged at intervals D _y can take a constant value consider the number of possible compartments 16 independently phase setting on the virtual opening surface 15 that is assumed by the two combinations of the transmission type phase shifter 9-1, 9-2 in FIG. 24 n _x × n _y It is.
In the description of the first conventional array antenna apparatus, the transmission phase amounts corresponding to the sections 13, 14, and 16 corresponding to [Equation 3] are represented by [Equation 7], [Equation 8], and [Equation 9], respectively. .

【００２３】[0023]

【数７】 (Equation 7)

【００２４】[0024]

【数８】 (Equation 8)

【００２５】[0025]

【数９】 (Equation 9)

【００２６】〔数７〕、〔数８〕、〔数９〕に用いられ
る角度θ_AZ、θ_El、θ、φの定義は図２７に示すとおり
であり、相互の関係は〔数１０〕〔数１１〕で表わされ
るとおりである。The definitions of the angles θ _AZ , θ _El , θ and φ used in [Equation 7], [Equation 8] and [Equation 9] are as shown in FIG. Equation 11].

【００２７】[0027]

【数１０】 (Equation 10)

【００２８】[0028]

【数１１】 [Equation 11]

【００２９】〔数７〕は第１の透過型移相器９−１によ
って、〔数８〕は第２の透過型移相器９−２によっても
たらされる各々ｉ番目の区画１３ｉ及び１４ｉの透過移
相量を示すものであり〔数９〕は両者の和として表わさ
れる移相量であるから、結果として〔数１０〕〔数１
１〕で表わされる角度（θ、φ）方向にアンテナビーム
が走査されることになる。[Equation 7] is transmitted by the first transmission-type phase shifter 9-1, and [Equation 8] is transmission of the i-th sections 13i and 14i, respectively, which are provided by the second transmission-type phase shifter 9-2. Since it represents the amount of phase shift and [Equation 9] is the amount of phase shift expressed as the sum of the two, as a result, [Equation 10] [Equation 1]
1], the antenna beam is scanned in the angle (θ, φ) direction.

【００３０】以上従来のアレーアンテナ装置２例につい
てその動作原理の大略を説明した。第１の従来のアレー
アンテナ装置は送受信モジュール内の伝送線路型移相器
の移相量設定により空間内の任意の角度へのビーム指向
が行えるが、送受信モジュールは各素子アンテナ１個１
個にそれぞれ接続される方式であり、アレーアンテナ装
置の構成には素子アンテナと同数の送受信モジュールが
必要である。送受信モジュールは図１７に示す回路要素
によって構成されるものであるが、増幅器等の能動部品
がその主構成要素となるため１個１個が高価である。し
たがってこの送受信モジュールを多数使用するアレーア
ンテナ装置は高価な装置とならざるを得ない。また各素
子アンテナと各送受信モジュールは接続ケーブル等を介
さない直結方式による接続が望ましい。この場合、図１
５に示す素子アンテナ配列間隔ｄと同じ間隔で送受信モ
ジュールをそのＺ軸方向後方に配列する必要が生じる。
一方前述の面状アレーアンテナの指向性合成理論から、
その放射指向性には配列間隔とビーム走査各及び波長の
関係でグレーティングローブが発生する。ビーム走査方
向の素子アンテナ配列間隔をｄ、ビーム走査角をθ_s 、
波長をλとすると、グレーティングローブ発生角度θ_g
は〔数１２〕で与えられる。The operation principle of two conventional array antenna devices has been described above. The first conventional array antenna apparatus can perform beam pointing to an arbitrary angle in space by setting a phase shift amount of a transmission line type phase shifter in a transmission / reception module.
The array antenna device requires the same number of transmitting and receiving modules as the element antenna. The transmitting / receiving module is constituted by the circuit elements shown in FIG. 17, but each of them is expensive because active components such as an amplifier are the main components. Therefore, an array antenna device using a large number of transmission / reception modules has to be an expensive device. It is desirable that each element antenna and each transmission / reception module be connected by a direct connection method without using a connection cable or the like. In this case, FIG.
It is necessary to arrange the transmission / reception modules at the same interval as the element antenna arrangement interval d shown in FIG.
On the other hand, from the directivity synthesis theory of the planar array antenna described above,
In the radiation directivity, grating lobes are generated due to the relationship between the arrangement interval, beam scanning, and wavelength. The element antenna arrangement interval in the beam scanning direction is d, the beam scanning angle is θ _s ,
If the wavelength is λ, the grating lobe generation angle θ _g
Is given by [Equation 12].

【００３１】[0031]

【数１２】 (Equation 12)

【００３２】放射指向性にグレーティングローブが現れ
るとアンテナ利得の低下、誤方位等のシステム運用上の
悪影響があるため、グレーティングローブの発生は極力
避けるべきであり、そのためには素子アンテナの配列間
隔を〔数１３〕で与えられる最大値以下に抑える必要が
ある。If grating lobes appear in the radiation directivity, adverse effects on the system operation such as a decrease in antenna gain and erroneous azimuths should be avoided as much as possible. It must be kept below the maximum value given by [Equation 13].

【００３３】[0033]

【数１３】 (Equation 13)

【００３４】〔数１３〕は〔数１２〕においてグレーテ
ィングローブ発生角θ_g ＝９０°（可視領域との境界）
と置いて得られるものである。ここで例えば最大ビーム
走査角を６０°とすると可視領域内にグレーティングロ
ーブを発生させないための条件は〔数１４〕となる。[Equation 13] is the same as [Equation 12], but the grating lobe generation angle θ _g = 90 ° (boundary to the visible region)
Is obtained. Here, for example, when the maximum beam scanning angle is 60 °, the condition for preventing the generation of grating lobes in the visible region is given by [Equation 14].

【００３５】[0035]

【数１４】 [Equation 14]

【００３６】高い周波数、特にミリ波帯等において上記
の条件を守って素子アンテナを配列する場合にはその配
列間隔は極めて狭いものとなり、これと同一の間隔で素
子アンテナと同数の送受信モジュールを実装しようとす
ると送受信モジュールに極限的な小型化が要求されるこ
ととなり、実現性が大きな問題となる。第２の従来のア
レーアンテナ装置としてあげたアンテナ方式は上記した
第１の従来のアレーアンテナ装置の問題点を解消できる
方式として有用ではあるが、アンテナ開口面に損失性の
透過型移相器２組と偏波回転板を装備する必要性がある
ことから、これらの透過損失を含めて考えたアンテナ利
得の低下が避けられない。ミリ波帯等への適用を考える
とこの利得低下量はかなり大きなものとなり、システム
運用上の大きな欠陥となり得る。この欠陥を補うために
より大きな電力を送信しようとすると、送受信モジュー
ルを具備しないこの方式においては送信機からの大電力
送信が要求される。これによりモノパルス信号合成器、
電力分配合成回路等の給電回路部品への耐電力性要求が
大きなものとなり、これもシステム構築上の大きな問題
となる。When the element antennas are arranged at a high frequency, especially in a millimeter wave band, etc., while observing the above conditions, the arrangement interval is extremely narrow, and the same number of transmitting and receiving modules as the element antennas are mounted at the same interval. If this is attempted, an extremely small size of the transmitting and receiving module is required, and the feasibility becomes a serious problem. The antenna system described as the second conventional array antenna device is useful as a system capable of solving the above-mentioned problems of the first conventional array antenna device, but a lossy transmission type phase shifter 2 is provided on the antenna aperture surface. Since it is necessary to equip the set and the polarization rotation plate, it is inevitable that the antenna gain including the transmission loss is reduced. Considering the application to the millimeter wave band or the like, the amount of the gain reduction is considerably large, and may be a large defect in system operation. To transmit more power to compensate for this deficiency, high power transmission from the transmitter is required in this scheme without a transceiver module. This allows a monopulse signal synthesizer,
There is a great demand for power durability of power supply circuit components such as a power distribution / synthesis circuit, which also poses a major problem in system construction.

【００３７】[0037]

【発明が解決しようとする課題】以上のように第１の従
来のアレーアンテナ装置は送受信モジュール数が多いこ
とによりシステムが高価なものになるという課題、使用
周波数が高くなると送受信モジュールの実装が極めて難
しくなるという課題があった。また第２の従来のアレー
アンテナ装置は２組の透過型移相器及び偏波回転板の透
過損失が総合のアンテナ利得の低下をもたらしシステム
の総合性能を損なうという、これも高い周波数において
より顕著となる問題点があった。As described above, the first conventional array antenna apparatus has the problem that the system becomes expensive due to the large number of transmitting and receiving modules, and the mounting of the transmitting and receiving modules becomes extremely difficult when the operating frequency increases. There was a problem that it became difficult. In the second conventional array antenna apparatus, the transmission loss of the two sets of transmission type phase shifters and the polarization rotator lowers the overall antenna gain and impairs the overall performance of the system. There was a problem.

【００３８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、第１の従来のアレーアンテナ装
置において構成品である送受信モジュールの数を削減し
て低コスト化を図るとともにその実装を容易とした構成
と、さらに第２の従来のアレーアンテナ装置において透
過型移相器の１組と偏波回転板を削除してその挿入損失
を低減した構成とを組み合わせた新たなアレーアンテナ
装置を提供するものである。The present invention has been made in order to solve the above-described problems. In the first conventional array antenna apparatus, the number of transmission / reception modules as components is reduced to reduce the cost and to reduce the cost. A new array antenna combining a configuration that facilitates mounting and a configuration in which a set of transmission phase shifters and a configuration in which a polarization rotator is removed from the second conventional array antenna apparatus to reduce insertion loss. An apparatus is provided.

【００３９】[0039]

【課題を解決するための手段】第１の発明によるアレー
アンテナ装置は４象限から成るアンテナ開口面上で各象
限中の単一の行に属する複数個の素子アンテナ群をまと
めて１つの送受信モジュールと接続し、さらにアンテナ
開口面の前面に素子アンテナからの放射電界ベクトルと
平行な向きとなる上下方向に延びた導体線、及び上記導
体線の中間に所定の間隔で配備したスイッチング素子と
を含む積層基板から成る透過型移相器を設置するような
構成とし、その信号処理器内には、アンテナ開口面上の
垂直方向の励振位相勾配を送受信モジュール内の伝送線
路型移相器の位相設定量の差異によって形成し、アンテ
ナ開口面上の水平方向の励振位相勾配を複数の導体線上
のスイッチング素子の制御によってもたらされる透過型
移相器内の位相設定量の差異によって形成し、両者の重
畳により３次元空間内の任意の角度にアンテナビームを
指向させるようなビーム制御信号発生機能を具備させた
ものである。An array antenna device according to a first aspect of the present invention collectively combines a plurality of element antenna groups belonging to a single row in each quadrant on a four-quadrant antenna aperture surface into one transmitting / receiving module. A conductor line extending in the vertical direction in a direction parallel to the radiated electric field vector from the element antenna, and a switching element provided at a predetermined interval in the middle of the conductor line. A transmission type phase shifter consisting of a laminated substrate is installed, and in the signal processor, the vertical excitation phase gradient on the antenna aperture surface is set by the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module. The phase setting in the transmission type phase shifter, which is formed by the difference in the amount, causes the horizontal excitation phase gradient on the antenna aperture plane to be brought about by the control of the switching element on the conductor lines. Formed by the amount of difference, in which an arbitrary angle in three-dimensional space by both superimposed is provided with a beam control signal generation functions, such as to direct the antenna beam.

【００４０】また第２の発明によるアレーアンテナ装置
は、その機器構成を第１の発明によるアレーアンテナ装
置と同じくし、信号処理器内には、アンテナ開口面上の
水平方向の励振位相勾配の形成を、複数の導体線上のス
イッチング素子の制御によってもたらされるアンテナ開
口面の前面に装備された透過型移相器の位相設定量の差
異によって行うばかりでなく、アンテナ開口面上で各象
限中の単一の行に属する複数個の素子アンテナ群に接続
された送受信モジュール内の伝送線路型移相器の位相設
定量の差異によっても補填的に行わせるようなビーム制
御信号発生機能を具備させたものである。The array antenna device according to the second invention has the same equipment configuration as that of the array antenna device according to the first invention, and forms a horizontal excitation phase gradient on the antenna aperture surface in the signal processor. Of the transmission phase shifter mounted in front of the antenna aperture caused by the control of the switching elements on the plurality of conductor lines, as well as the single phase in each quadrant on the antenna aperture. A beam control signal generation function that compensates for a difference in the phase setting amount of a transmission line type phase shifter in a transmission / reception module connected to a plurality of element antenna groups belonging to one row. It is.

【００４１】第３の発明によるアレーアンテナ装置は４
象限から成るアンテナ開口面上で各象限中の単一の列に
属する複数個の素子アンテナ群をまとめて１つの送受信
モジュールと接続し、さらにアンテナ開口面の前面に素
子アンテナからの放射電界ベクトルと平行な向きとなる
横方向に延びた導体線、及び上記導体線の中間に所定の
間隔で配備したスイッチング素子とを含む積層基板から
成る透過型移相器を設置するような構成とし、その信号
処理器内には、アンテナ開口面上の垂直方向の励振位相
勾配を送受信モジュール内の伝送線路型移相器の位相設
定量の差異によって形成し、アンテナ開口面上の水平方
向の励振位相勾配を複数の導体線上のスイッチング素子
の制御によってもたらされる透過型移相器内の位相設定
量の差異によって形成し、両者の重畳により３次元空間
内の任意の角度にアンテナビームを指向させるようなビ
ーム制御信号発生機能を具備させたものである。The array antenna device according to the third invention has 4
A plurality of element antenna groups belonging to a single column in each quadrant are collectively connected on an antenna opening surface composed of quadrants to one transmission / reception module, and a radiated electric field vector from the element antenna is provided in front of the antenna opening surface. A transmission type phase shifter composed of a laminated substrate including a horizontally extending conductor line extending in a parallel direction, and switching elements provided at predetermined intervals in the middle of the conductor line is provided, and a signal of the transmission type phase shifter is provided. In the processor, the vertical excitation phase gradient on the antenna aperture surface is formed by the difference in the phase setting amount of the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module, and the horizontal excitation phase gradient on the antenna aperture surface is calculated. It is formed by the difference of the phase setting amount in the transmission type phase shifter caused by the control of the switching elements on the plural conductor lines, and the two are superimposed to an arbitrary angle in the three-dimensional space. It is obtained by including a beam control signal generation functions, such as to direct Ntenabimu.

【００４２】また第４の発明によるアレーアンテナ装置
は、その機器構成を第３の発明によるアレーアンテナ装
置と同じくし、信号処理器内には、アンテナ開口面上の
水平方向の励振位相勾配の形成を、複数の導体線上のス
イッチング素子の制御によってもたらされるアンテナ開
口面の前面に装備された透過型移相器の位相設定量の差
異によって行うばかりでなく、アンテナ開口面上で各象
限中の単一の列に属する複数個の素子アンテナ群に接続
された送受信モジュール内の伝送線路型移相器の位相設
定量の差異によっても補填的に行わせるようなビーム制
御信号発生機能を具備させたものである。The array antenna device according to the fourth invention has the same equipment configuration as that of the array antenna device according to the third invention, and forms a horizontal excitation phase gradient on the antenna aperture surface in the signal processor. Of the transmission phase shifter mounted in front of the antenna aperture caused by the control of the switching elements on the plurality of conductor lines, as well as the single phase in each quadrant on the antenna aperture. A beam control signal generation function that compensates for a difference in the phase setting amount of a transmission line type phase shifter in a transmission / reception module connected to a plurality of element antenna groups belonging to one column. It is.

【００４３】[0043]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１を示すア
レーアンテナ装置のブロック図、図２は構成品の配置の
概略を示す図、図３はアンテナ開口面内の素子アンテナ
の配置と波面形成の概念的原理を示す図である。図２に
示すように透過型移相器９はアンテナ開口面２の前面に
間隔ｈを隔ててアンテナ開口面２と平行に配置される。
寸法ｈは設計中心周波数において反射が最小となるよう
な最適寸法とする。素子アンテナ１はその放射電界ベク
トルが図２、図３（ａ）に示す向きとなるように励振さ
れ、透過型移相器９の位相制御板１１上にはこの電界ベ
クトルの向きと平行になるよう上下方向に延びた導体線
１１ｂが配置されるものとする。図３（ａ）においてア
ンテナ開口面２上の破線で囲った区画２ａは共通に１つ
の送受信モジュール３が接続される１つの給電点１ｆか
ら分岐された１象限内の１行に属する複数個の素子アン
テナ１が属する区画である。また図３（ａ）においてア
ンテナ開口面２上の点線で囲った区画２ｂは透過型移相
器９によりその領域内で一定の励振位相量が設定される
と考えられる区画である。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 is a block diagram of an array antenna device according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram schematically showing an arrangement of components, and FIG. 3 is a conceptual diagram of an arrangement of element antennas in an antenna aperture plane and wavefront formation. It is a figure showing a principle. As shown in FIG. 2, the transmission type phase shifter 9 is arranged in front of the antenna opening surface 2 in parallel with the antenna opening surface 2 at an interval h.
The dimension h is an optimal dimension that minimizes reflection at the design center frequency. The element antenna 1 is excited so that its radiated electric field vector has the direction shown in FIGS. 2 and 3A, and is parallel to the direction of this electric field vector on the phase control plate 11 of the transmission type phase shifter 9. The conductor line 11b extending in the up-down direction is arranged as described above. In FIG. 3A, a section 2a surrounded by a broken line on the antenna opening surface 2 is a plurality of sections belonging to one row in one quadrant branched from one feeding point 1f to which one transmitting / receiving module 3 is commonly connected. The section to which the element antenna 1 belongs. In FIG. 3A, a section 2b surrounded by a dotted line on the antenna aperture 2 is a section in which a transmission phase shifter 9 is expected to set a constant excitation phase amount in the area.

【００４４】次に動作について説明する。個々の送受信
モジュール３内の伝送線路型移相器３ｄの設定移相量を
変化させるとアンテナ開口面２上の各象限内では図３
（ａ）の破線で囲った区画２ａ毎に移相器のビット数ｍ
に応じた位相設定分解能（３６０°／２^m ）の範囲で異
なる励振位相をその区画内の素子アンテナ１に与えるこ
とができるので、アンテナ開口面２上のＹ軸方向の素子
アンテナ励振位相分布として図３（ｂ）に示すような階
段上の位相分布Ψ_y を形成することができる。この位相
分布Ψ_y によりアンテナ開口面２上には図３（ｂ）中直
線Ｉ_y で示すような仮想の波面（等位相面）が形成され
ると考えてよい。波面の傾き角θ_Elは〔数８〕〔数１
１〕で定義されるＥｌ（エレベーション）方向へのビー
ム走査角に相当する。一方アンテナ開口面２の前面に配
置された透過型移相器９には上記の波面を有する（波面
の法線方向にポインティングベクトルを有する）平面波
が入射すると考えられる。透過型移相器９の位相制御板
１１上にはその中間にスイッチング素子１１ｃが挿入さ
れた導体線１１ｂが、入射する平面波の電界ベクトルと
平行な向きに配列されているから、第２の従来のアレー
アンテナ装置について述べたと同じ動作原理に従って、
透過型移相器９上の部位毎の導体線１１ｂへの印加バイ
アスの選定により図３（ａ）中の点線で囲まれた区画２
ｂ毎に透過型移相器９のビット数ｍに応じた位相設定分
解能（３６０°／２^m ）の範囲で異なる励振位相を与え
ることができる。これによりアンテナ開口面２上のＸ軸
方向の励振位相分布として図３（ｃ）に示すような階段
上の位相分布Ψ_x を形成することができる。この位相分
布Ψ_x によりアンテナ開口面２上には図３（ｃ）中直線
Ｉ_xで示すような仮想の波面が形成されると考えてよ
い。波面の傾き角θ_AZは〔数７〕〔数１０〕で定義され
るＡｚ（アジマス）方向へのビーム走査角に相当する。Next, the operation will be described. When the set phase shift amount of the transmission line type phase shifter 3d in each transmission / reception module 3 is changed, FIG.
(A) The number m of bits of the phase shifter for each section 2a surrounded by the broken line
A different excitation phase can be given to the element antenna 1 in the section within the range of the phase setting resolution (360 ° / 2 ^m ) according to the above, so that the element antenna excitation phase distribution on the antenna aperture surface 2 in the Y-axis direction can be obtained. A stepwise phase distribution 上 の_y as shown in FIG. 3B can be formed. By this phase distribution [psi _y may be considered on the antenna aperture plane 2 FIG 3 (b) virtual wavefront as shown at medium linear I _y (equiphase surface) is formed. The tilt angle θ _{El of the} wavefront is [Equation 8] [Equation 1
1] corresponds to the beam scanning angle in the El (elevation) direction. On the other hand, it is considered that a plane wave having the above wavefront (having a pointing vector in the normal direction of the wavefront) is incident on the transmission type phase shifter 9 arranged in front of the antenna aperture surface 2. On the phase control plate 11 of the transmission type phase shifter 9, conductor wires 11b having switching elements 11c inserted therebetween are arranged in a direction parallel to the electric field vector of the incident plane wave. According to the same operating principle as described for the array antenna device of
By selecting a bias to be applied to the conductor wire 11b for each part on the transmission type phase shifter 9, a section 2 surrounded by a dotted line in FIG.
Different excitation phases can be given for each b within the range of the phase setting resolution (360 ° / 2 ^m ) according to the bit number m of the transmission type phase shifter 9. Thus it is possible to form a phase distribution [psi _x on the stairs, as shown in FIG. 3 (c) as the excitation phase distribution of the X-axis direction on the antenna aperture plane 2. It may be considered as the phase distribution [psi _x by on the antenna aperture plane 2 virtual wavefront as shown in FIG. 3 (c) medium-linear I _x is formed. The inclination angle θ _{AZ of the} wavefront corresponds to the beam scanning angle in the Az (azimuth) direction defined by [Equation 7] and [Equation 10].

【００４５】以上のようにこのアレーアンテナ装置は送
受信モジュール３内の伝送線路型移相器３ｄの制御によ
ってＥｌ方向の波面形成を、アンテナ開口面２の前面に
装備した透過型移相器９上のスイッチング素子１１ｃの
制御によりＡｚ方向の波面形成を行ない、これらの重畳
作用によってＡｚ、Ｅｌ両方向に傾斜した波面を形成し
て２次元空間内の任意の角度にビームを走査することが
できる。次に具体例を用いてさらに詳しく動作原理を説
明する。As described above, in this array antenna apparatus, the wavefront formation in the El direction is controlled by the transmission line type phase shifter 3 d in the transmission / reception module 3 on the transmission type phase shifter 9 provided in front of the antenna aperture 2. By controlling the switching element 11c, a wavefront in the Az direction is formed, and a wavefront inclined in both the Az and El directions is formed by the superposition of these, and the beam can be scanned at an arbitrary angle in a two-dimensional space. Next, the operation principle will be described in more detail using a specific example.

【００４６】説明を簡便にするためにアンテナ開口面２
が図４に示すようなＸ軸方向の素子アンテナ配列間隔が
ｄ_x ＝５ｍｍ、Ｙ軸方向の素子アンテナ配列間隔がｄ_y
＝５ｍｍ、素子アンテナ数が各象限当たり１６、全体で
６４の正方形配列のアレーアンテナを適用例として考え
る。このブロック図は図５であり、１個の送受信モジュ
ール３はアンテナ開口面２上の各象限内の１行に属する
４個の素子アンテナ１（図４中破線で囲まれた区画２ａ
内の素子アンテナ１）にまとめて給電点１ｆから接続さ
れている。また透過型移相器９の透過位相設定値が同一
の値を取る区画２ｂは図４中点線で囲まれた４区画にな
るものとする。ここでビーム走査方向はＡｚ方向（ＸＺ
平面内）に限定する。また移相器は送受信モジュール３
内の伝送線路型移相器３ｄ、アンテナ開口面２の前面の
透過型移相器９共最小位相変化量が４５°で位相設定誤
差のない理想的な３ビット移相器であるものとする。ま
た初期状態（送受信モジュール３内の伝送線路型移相器
３ｄ、アンテナ開口面２の前面の透過型移相器９共全リ
セット状態）において透過型移相器９を透過後の位相
（図５における面Ａ上の位相）は等位相であるものとす
る。この条件下で前述の原理によりビームを走査する状
況を図６、図８、図１０を用いて説明する。ビーム走査
方向がＡｚ方向（ＸＺ面内）であるから送受信モジュー
ル３内の伝送線路型移相器３ｄは全リセット状態のまま
透過型移相器９の制御により波面を形成する。図６、図
７はアンテナ開口面２の中心を原点とした（Ｘ、Ｙ）座
標で表わされる図５の面Ａ上の６４個の点における透過
平面波の位相を表わしたものであり表中の数値の単位は
〔度〕である。図８、図９はこれを棒グラフ形式で表わ
したものである。まず基準状態として透過型移相器９の
透過位相を図４に示した区画２ｂ−１、２ｂ−２、２ｂ
−３、２ｂ−４に対してそれぞれ０°、４５°、９０
°、１３５°と４５°おきに与えるよう制御した状態を
考える。この状態を状態（１）として図６（ａ）、図８
（ａ）に示す。信号周波数を３５ＧＨｚとすると、この
ときモノパルス信号合成器５のＡｚ方向差信号端子５ｂ
で見たモノパルス差パターンは図８（１）に示すような
ものとなる。次に状態（１）に対して図４の区画２ｂ−
４のみ透過位相が４５°進むように透過型移相器９のス
イッチング素子１１ｃを制御する。この状態を状態（１
０）と定義しこれを図６（ｂ）、図８（ｂ）に示す。こ
のときのＡｚ方向モノパルス差パターンは図１０（１
０）となる。状態（１）と比較してのビーム走査間隔は
約３°である。尚図１０には状態（１）、状態（１０）
におけるモノパルス信号合成器５の和信号端子５ａで見
たモノパルス和パターンも併せて破線で表示する。To simplify the explanation, the antenna opening surface 2
In FIG. 4, the element antenna arrangement interval in the X-axis direction is d _x = 5 mm, and the element antenna arrangement interval in the Y-axis direction is d _y
= 5 mm, the number of element antennas is 16 in each quadrant, and a total of 64 square array antennas are considered as application examples. This block diagram is FIG. 5. One transmitting / receiving module 3 is composed of four element antennas 1 belonging to one row in each quadrant on the antenna opening surface 2 (section 2 a surrounded by a broken line in FIG. 4).
Are connected together from a feed point 1f. The section 2b in which the transmission phase set value of the transmission type phase shifter 9 has the same value is assumed to be four sections surrounded by a dotted line in FIG. Here, the beam scanning direction is the Az direction (XZ
(Within a plane). The phase shifter is the transmitting / receiving module 3
It is assumed that both the transmission line type phase shifter 3d and the transmission type phase shifter 9 on the front surface of the antenna aperture 2 are ideal 3-bit phase shifters with a minimum phase change of 45 ° and no phase setting error. . In the initial state (the transmission line type phase shifter 3d in the transmission / reception module 3 and the transmission type phase shifter 9 in front of the antenna aperture 2 are all reset), the phase after passing through the transmission type phase shifter 9 (FIG. Are on the same plane A). A situation in which a beam is scanned under the above-described principle according to the above-described principle will be described with reference to FIGS. 6, 8, and 10. FIG. Since the beam scanning direction is in the Az direction (in the XZ plane), the transmission line type phase shifter 3d in the transmission / reception module 3 forms a wavefront under the control of the transmission type phase shifter 9 in an all-reset state. 6 and 7 show the phases of the transmitted plane waves at 64 points on the surface A in FIG. 5 represented by (X, Y) coordinates with the center of the antenna aperture 2 as the origin. The unit of the numerical value is [degree]. 8 and 9 show this in a bar graph format. First, as a reference state, the transmission phase of the transmission type phase shifter 9 is divided into sections 2b-1, 2b-2, and 2b shown in FIG.
-3, 2b-4, 0 °, 45 °, 90 ° respectively
Let us consider a state in which the control is performed so as to be provided at every 135 ° and 45 °. This state is referred to as state (1) in FIGS.
(A). Assuming that the signal frequency is 35 GHz, the Az direction difference signal terminal 5b of the monopulse signal synthesizer 5 at this time
The monopulse difference pattern seen in FIG. 8 is as shown in FIG. Next, for the state (1), the section 2b- in FIG.
The switching element 11c of the transmission type phase shifter 9 is controlled so that the transmission phase of only 4 advances by 45 °. This state is referred to as state (1
0), which is shown in FIGS. 6 (b) and 8 (b). The Az direction monopulse difference pattern at this time is shown in FIG.
0). The beam scanning interval in comparison with the state (1) is about 3 °. FIG. 10 shows state (1) and state (10).
The mono-pulse sum pattern viewed at the sum signal terminal 5a of the mono-pulse signal synthesizer 5 in FIG.

【００４７】以上に述べたとおり本実施の形態１のアレ
ーアンテナ装置は従来のアレーアンテナ装置におけるの
と同様に、空間内の離散的な角度方向にビームを指向さ
せることが可能である。As described above, the array antenna device of the first embodiment can direct a beam in a discrete angular direction in space, as in the conventional array antenna device.

【００４８】実施の形態２．実施の形態２のアレーアン
テナ装置は実施の形態１のアレーアンテナ装置と共通の
構成を有するもので、移相器の制御、ビーム走査の基本
原理も実施の形態１と同等である。実施の形態１との相
違点はＡｚ方向（ＸＺ面内）のビーム走査に際し、アン
テナ開口面２の前面の透過型移相器９の透過位相制御ば
かりでなく、送受信モジュール３内の伝送線路型移相器
３ｄの位相制御も併せて使用するという点である。その
構成は以下に実施の形態１と同じ図４、図５であると
し、その原理を図６、図７、図８、図９を用いて説明す
る。Embodiment 2 The array antenna device according to the second embodiment has the same configuration as the array antenna device according to the first embodiment, and the basic principles of phase shifter control and beam scanning are the same as those in the first embodiment. The difference from the first embodiment is that, in beam scanning in the Az direction (in the XZ plane), not only the transmission phase control of the transmission phase shifter 9 in front of the antenna aperture surface 2 but also the transmission line type in the transmission / reception module 3. The point is that the phase control of the phase shifter 3d is also used. The configuration is hereinafter described with reference to FIGS. 4 and 5 which are the same as those in the first embodiment, and the principle thereof will be described with reference to FIGS. 6, 7, 8 and 9.

【００４９】まず基準状態として実施の形態１と同じく
送受信モジュール３内の伝送線路型移相器３ｄを全リセ
ット状態のまま透過型移相器９の制御により図６
（ａ）、図８（ａ）に示す図５の面Ａ上の位相分布（状
態（１））を形成する。次にこの状態から送受信モジュ
ール３−１−１及び３−４−４内の伝送線路型移相器３
ｄの透過位相を制御して図４の区画２ａ−１−１、２ａ
−４−４の励振位相を状態（１）から４５°だけ進め
る。周波数を同じく３５ＧＨｚとするとモノパルス信号
合成器５のＡｚ方向差信号端子５ｂで見たモノパルス差
パターンは図１１（２）に示すものとなる。次に状態
（２）からさらに送受信モジュール３−１−２、３−４
−３内の伝送線路型移相器３ｄの透過位相を制御して図
４の区画２ａ−１−２、２ａ−４−３の励振位相を４５
°進める。これを状態（３）と称することにする。この
ときの図５の面Ａ上の位相分布は図６（ｃ）、図８
（ｃ）に示すものとなる。Ａｚ方向モノパルス差パター
ンは図１１（３）である。以下同様に送受信モジュール
３−１−３と３−４−２及び送受信モジュール３−１−
４と３−４−１内の伝送線路型移相器３ｄの透過位相を
制御して図４の区画２ａ−１−３と２ａ−４−２及び区
画２ａ−１−４と２ａ−４−１の励振位相を４５°ずつ
進めていく。この状態をそれぞれ状態（４）、状態
（５）と称しそのときの図５の面Ａ上の位相分布を図６
（ｄ）、図８（ｄ）及び図６（ｅ）、図８（ｅ）に示
す。またこのときのＡｚ方向モノパルス差パターンをそ
れぞれ図１１（４）、図１１（５）に示す。次に状態
（５）から送受信モジュール３−３−１と３−４−４、
３−３−２と３−４−３、３−３−３と３−４−２、３
−３−４と３−４−１内の伝送線路型移相器３ｄの透過
位相を制御して図４の区画２ａ−２−２と２ａ−３−
４、２ａ−２−２と２ａ−３−３、２ａ−２−３と２ａ
−３−２、２ａ−２−４と２ａ−３−１の励振位相を順
次４５°ずつ遅らせていく。この状態をそれぞれ状態
（６）、状態（７）、状態（８）、状態（９）と称する
こととし、図５の面Ａ上の位相分布をそれぞれ図６
（ｆ）及び図８（ｆ）、図７（ｇ）及び図９（ｇ）、図
７（ｈ）及び図９（ｈ）、図７（ｉ）及び図９（ｉ）、
図７（ｊ）及び図９（ｊ）に示す。またこのときのＡｚ
方向モノパルス差パターンはそれぞれ図１１（６）、図
１１（７）、図１１（８）、図１１（９）に示すものと
なる。実施の形態２におけるビーム走査間隔は状態
（１）と状態（２）、状態（２）と状態（３）、・・・
・状態（８）と状態（９）等の間のＡｚ方向モノパルス
差パターンの零点角度の間隔である。図１１からこの間
隔は約０．３°と実施の形態１に比較して１／１０以下
に低減されていることがわかる。尚図１１には状態
（１）〜状態（９）のモノパルス信号合成器５の和信号
端子５ａで見たモノパルス和パターンも併せて破線で示
してある。First, as in the first embodiment, the transmission line type phase shifter 3d in the transmission / reception module 3 is controlled to the reset state by the transmission type phase shifter 9 as shown in FIG.
8A, a phase distribution (state (1)) on the surface A in FIG. 5 shown in FIG. 8A is formed. Next, from this state, the transmission line type phase shifter 3 in the transmission / reception modules 3-1-1 and 3-4-4 is used.
d by controlling the transmission phase of the section 2d.
The excitation phase of -4-4 is advanced by 45 degrees from the state (1). If the frequency is also 35 GHz, the monopulse difference pattern seen at the Az direction difference signal terminal 5b of the monopulse signal synthesizer 5 is as shown in FIG. Next, from the state (2), the transmission / reception modules 3-1-2 and 3-4 are further added.
The excitation phase of the sections 2a-1-2 and 2a-4-3 in FIG.
° Advance. This will be referred to as state (3). At this time, the phase distribution on the surface A in FIG.
(C) is obtained. The Az direction monopulse difference pattern is shown in FIG. Hereinafter, similarly, the transmission / reception modules 3-1-3 and 3-4-2 and the transmission / reception module 3-1-3-1
4 and 3-4-1, the transmission phase of the transmission line type phase shifter 3d is controlled so that the sections 2a-1-3 and 2a-4-2 and the sections 2a-1-4 and 2a-4- in FIG. The excitation phase of No. 1 is advanced by 45 °. These states are referred to as state (4) and state (5), respectively, and the phase distribution on the surface A in FIG. 5 at that time is shown in FIG.
(D), FIG. 8 (d), FIG. 6 (e), and FIG. 8 (e). The monopulse difference patterns in the Az direction at this time are shown in FIGS. 11 (4) and 11 (5), respectively. Next, from the state (5), the transmission / reception modules 3-3-1 and 3-4-4,
3-3-2 and 3-4-3, 3-3-3 and 3-4-2, 3
The transmission phases of the transmission line type phase shifters 3d in -3-4 and 3-4-1 are controlled to control the sections 2a-2-2 and 2a-3- in FIG.
4, 2a-2-2 and 2a-3-3, 2a-2-3 and 2a
-3-2, 2a-2-4 and 2a-3-1 are sequentially delayed by 45 °. These states are referred to as state (6), state (7), state (8), and state (9), respectively, and the phase distribution on plane A in FIG.
(F) and FIGS. 8 (f), 7 (g) and 9 (g), FIGS. 7 (h) and 9 (h), FIGS. 7 (i) and 9 (i),
FIG. 7 (j) and FIG. 9 (j). Az at this time
The direction monopulse difference patterns are as shown in FIGS. 11 (6), 11 (7), 11 (8) and 11 (9), respectively. In the second embodiment, the beam scanning intervals are state (1) and state (2), state (2) and state (3),.
The interval between the zero point angles of the Az direction monopulse difference pattern between the state (8) and the state (9). From FIG. 11, it can be seen that this interval is about 0.3 °, which is reduced to 1/10 or less as compared with the first embodiment. In FIG. 11, the broken line also shows the monopulse sum pattern viewed at the sum signal terminal 5a of the monopulse signal synthesizer 5 in the state (1) to the state (9).

【００５０】以上に述べたとおり本実施の形態２のアレ
ーアンテナ装置によれば従来のアレーアンテナ装置にお
けるのと同様に、空間内の離散的な角度方向にビームを
指向させることが可能であるとともに、実施の形態１の
アレーアンテナ装置に比べてより細かなビーム制御が可
能である。As described above, according to the array antenna apparatus of the second embodiment, similarly to the conventional array antenna apparatus, it is possible to direct a beam in a discrete angular direction in space, and In addition, finer beam control is possible as compared with the array antenna device of the first embodiment.

【００５１】実施の形態３．尚以上はアンテナ開口面２
を構成する単一の行に属する複数個の素子アンテナ１を
共通の送受信モジュール３に接続し、この内部の伝送線
路型移相器３ｄの制御によりアンテナ開口面２上の垂直
方向の位相勾配を形成し、アンテナ開口面２の前面に装
備された縦方向に延びた導体線群１１ｂ等により構成さ
れる透過型移相器９の制御によりアンテナ開口面２上の
水平方向の位相勾配を形成し、この両者の重畳作用によ
り空間内の離散的な角度方向にビームを指向させるビー
ム制御信号発生機能を信号処理器７内に具備させた例に
ついて示したが、この逆、即ちアンテナ開口面２を構成
する単一の列に属する複数個の素子アンテナ１を共通の
送受信モジュール３に接続し、この内部の伝送線路型移
相器３ｄの制御によりアンテナ開口面２上の水平方向の
位相勾配を形成し、アンテナ開口面２の前面に装備され
た横方向に延びた導体線群１１ｂ等により構成される透
過型移相器９の制御によりアンテナ開口面２上の垂直方
向の位相勾配を形成し、この両者の重畳作用により空間
内の離散的な角度方向にビームを指向させるビーム制御
信号発生機能を信号処理器７内に具備させたものであっ
てもよい。Embodiment 3 FIG. The above is the antenna opening surface 2
Are connected to a common transmitting / receiving module 3, and a vertical phase gradient on the antenna aperture 2 is controlled by the internal transmission line type phase shifter 3d. A phase gradient in the horizontal direction on the antenna aperture 2 is formed by the control of the transmission type phase shifter 9 formed of a group of conductor wires 11b extending in the vertical direction provided on the front surface of the antenna aperture 2 and the like. In the signal processor 7, a function of generating a beam control signal for directing a beam in a discrete angular direction in space by the superposition of the two has been described. A plurality of element antennas 1 belonging to a single row are connected to a common transmission / reception module 3, and a horizontal phase gradient on the antenna opening surface 2 is formed by controlling a transmission line type phase shifter 3d inside the element antennas. I A phase gradient in the vertical direction on the antenna opening surface 2 is formed by the control of the transmission type phase shifter 9 constituted by a group of conductor wires 11b extending in the horizontal direction provided on the front surface of the antenna opening surface 2 and the like. The signal processor 7 may be provided with a beam control signal generation function of directing a beam in a discrete angular direction in space by the superposition effect of.

【００５２】実施の形態４．また以上はアンテナ開口面
２内１象限上の１行に属する全ての素子アンテナ１が１
個の送受信モジュール３に共通に接続される場合につい
て示したが、大きな開口面積を有するアレーアンテナ装
置に対して、例えばこれを図１２、図１３に示すように
１象限内の１行を複数の区画２ａに分け、それぞれの区
画毎に１個の送受信モジュール３が接続されるような構
成としてもよく、この場合各区画２ａに対応して励振位
相を制御することにより実施の形態１、実施の形態２の
ように１行区画内に属する全ての素子アンテナ１に対し
て１つの送受信モジュール３が接続された場合に比べて
Ｅｌ方向にもさらに細かくビーム指向方向を制御するこ
とが可能である。Embodiment 4 FIG. In the above, all the element antennas 1 belonging to one row on one quadrant in the antenna aperture 2 are 1
Although the case where the transmission / reception module 3 is commonly connected is shown, for an array antenna device having a large aperture area, for example, as shown in FIG. 12 and FIG. It is also possible to adopt a configuration in which the transmission / reception module 3 is divided into sections 2a and one transmission / reception module 3 is connected to each section. In this case, the first and second embodiments are controlled by controlling the excitation phase corresponding to each section 2a. Compared to the case where one transmitting / receiving module 3 is connected to all the element antennas 1 belonging to one row section as in the form 2, it is possible to control the beam directing direction more finely in the El direction.

【００５３】[0053]

【発明の効果】以上のように第１、第３の発明によれ
ば、アレーアンテナ装置の主要構成品である移相器とし
て送受信モジュール内の伝送線路型移相器とアンテナ開
口面前面に配置される透過型移相器とを備え、送受信モ
ジュール内の伝送線路型移相器の位相設定量の差異によ
ってもたらされるアンテナ開口面上のいずれか１方向の
励振位相勾配と、透過型移相器内の複数の導体線上のス
イッチング素子群の制御により形成される透過型移相器
内の部位毎の位相設定量の差異によってもたらされるア
ンテナ開口面上のもう１方向の励振位相勾配との重畳に
より３次元空間内の離散的な角度へのアンテナビームの
指向を行わせるようなビーム制御信号発生機能を信号処
理器内に具備させたので、送受信モジュール内の伝送線
路型移相器のみによりビーム走査を行う従来のアレーア
ンテナ装置に比べると、送受信モジュール数が低減され
ることで装置の低価格化を図ることができ、さらにアン
テナ開口面裏面への送受信モジュールの実装のための空
間的余裕が確保できるためミリ波帯等の高い周波数帯に
おいても装置構成が容易となる。またアンテナ開口面前
面に配備した透過型移相器のみによってビーム走査を行
う方式のアレーアンテナ装置に比べると、透過型移相器
の枚数が１枚でよいこと、偏波回転板が不要であること
から挿入損失を低減することができ、総合的には価格、
性能両面から見てバランスの取れたアレーアンテナ装置
が得られるという効果がある。As described above, according to the first and third aspects of the present invention, the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module is disposed as a phase shifter, which is a main component of the array antenna device, in front of the antenna opening surface. A transmission-type phase shifter provided in the transmission / reception module, and an excitation phase gradient in any one direction on the antenna opening surface caused by a difference in the phase setting amount of the transmission line-type phase shifter in the transmission / reception module; Of the excitation phase gradient in the other direction on the antenna aperture surface caused by the difference of the phase setting amount for each part in the transmission type phase shifter formed by the control of the switching elements on a plurality of conductor wires in the antenna. Since the signal processor has a beam control signal generation function for directing the antenna beam to a discrete angle in a three-dimensional space, only the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module is used. Compared with the conventional array antenna device that performs beam scanning, the number of transmitting and receiving modules is reduced, thereby reducing the cost of the device. In addition, there is a space for mounting the transmitting and receiving module on the back surface of the antenna opening surface. Therefore, the device configuration is easy even in a high frequency band such as a millimeter wave band. Also, as compared with an array antenna apparatus of a type in which beam scanning is performed only by a transmission type phase shifter provided in front of an antenna opening surface, the number of transmission type phase shifters may be one, and a polarization rotator is not required. Therefore, insertion loss can be reduced, and overall price,
There is an effect that an array antenna device that is well-balanced in terms of performance can be obtained.

【００５４】また第２、第４の発明によれば第１、第２
の発明に関わるアレーアンテナ装置と同等の機器構成と
したまま、アンテナ開口面上のいずれか１方向の位相勾
配を透過型移相器内の複数の導体線上のスイッチング素
子群に対する供給バイアス電圧の設定の差異により制御
するばかりでなく、アンテナ開口面上の限定された象
限、行に属する素子アンテナ群に接続された送受信モジ
ュール内の伝送線路型移相器の位相設定の差異によって
も補填的に制御するようなビーム制御信号発生機能を信
号処理器内に具備させるようにしたので、３次元空間内
の離散的な角度に向けて細かくアンテナビームを指向さ
せることが可能となり、低価格性、実装の容易性、低損
失性に加えてさらに高精度のアレーアンテナ装置を得る
ことができるという効果がある。According to the second and fourth aspects of the present invention, the first and second aspects
The setting of the supply bias voltage to the switching element group on a plurality of conductor lines in the transmission type phase shifter by setting the phase gradient in any one direction on the antenna opening surface while keeping the device configuration equivalent to the array antenna device according to the invention of the present invention. Control not only by the difference in the phase of the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module connected to the limited quadrant on the antenna aperture surface, but also to the element antenna group belonging to the row. The signal processor has a function to generate a beam control signal as described above, so that it is possible to finely direct an antenna beam toward a discrete angle in a three-dimensional space, thereby reducing cost and mounting. In addition to easiness and low loss, there is an effect that an array antenna device with higher accuracy can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 この発明の実施の形態１、実施の形態２のア
レーアンテナ装置を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an array antenna device according to Embodiments 1 and 2 of the present invention.

【図２】 この発明の実施の形態１、実施の形態２のア
レーアンテナ装置の主要構成品の配置の概略を示す図で
ある。FIG. 2 is a diagram schematically illustrating an arrangement of main components of the array antenna device according to the first and second embodiments of the present invention.

【図３】 この発明の実施の形態１、実施の形態２のア
レーアンテナ装置のアンテナ開口面内の素子アンテナの
配列及び波面形成の概念的原理を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a conceptual principle of arrangement of element antennas in an antenna aperture plane and formation of a wavefront in the array antenna device according to the first and second embodiments of the present invention.

【図４】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置のアンテナ開口面内の素
子アンテナ配列、励振位相設定区画の分割を示す図であ
る。FIG. 4 is a diagram showing an element antenna array in an antenna aperture plane and division of an excitation phase setting section in an array antenna device which is an application example of the first and second embodiments of the present invention.

【図５】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置を示すブロック図であ
る。FIG. 5 is a block diagram showing an array antenna device as an application example of the first and second embodiments of the present invention.

【図６】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置によりビーム走査を行う
際のアンテナ開口面上の区画毎の励振位相分布を示す数
値表である。FIG. 6 is a numerical table showing an excitation phase distribution for each section on an antenna aperture surface when performing beam scanning by the array antenna apparatus according to the first and second embodiments of the present invention.

【図７】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置によりビーム走査を行う
際のアンテナ開口面上の区画毎の励振位相分布を示す数
値表である。FIG. 7 is a numerical table showing an excitation phase distribution for each section on the antenna aperture surface when performing beam scanning by the array antenna apparatus according to the first and second embodiments of the present invention.

【図８】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置によりビーム走査を行う
際のアンテナ開口面上の区画毎の励振位相分布を示す棒
グラフである。FIG. 8 is a bar graph showing an excitation phase distribution for each section on the antenna aperture surface when performing beam scanning by the array antenna apparatus according to the first and second embodiments of the present invention.

【図９】 この発明の実施の形態１、実施の形態２の適
用例であるアレーアンテナ装置によりビーム走査を行う
際のアンテナ開口面上の区画毎の励振位相分布を示す棒
グラフである。FIG. 9 is a bar graph showing an excitation phase distribution for each section on the antenna aperture surface when performing beam scanning by the array antenna apparatus which is an application example of the first and second embodiments of the present invention.

【図１０】 この発明の実施の形態１の適用例であるア
レーアンテナ装置によるモノパルス和パターン及びモノ
パルス差パターン形成例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an example of forming a monopulse sum pattern and a monopulse difference pattern by the array antenna device which is an application example of the first embodiment of the present invention.

【図１１】 この発明の実施の形態２の適用例であるア
レーアンテナ装置によるモノパルス和パターン及びモノ
パルス差パターン形成例を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing an example of forming a monopulse sum pattern and a monopulse difference pattern by an array antenna device which is an application example of the second embodiment of the present invention.

【図１２】 この発明の実施の形態３のアレーアンテナ
装置のアンテナ開口面内の励振位相設定区画の分割を示
す図である。FIG. 12 is a diagram showing division of an excitation phase setting section in an antenna aperture plane of an array antenna device according to a third embodiment of the present invention.

【図１３】 この発明の実施の形態３のアレーアンテナ
装置の構成の一部を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a part of a configuration of an array antenna device according to a third embodiment of the present invention.

【図１４】 従来のアレーアンテナ装置その１を示すブ
ロック図である。FIG. 14 is a block diagram showing a conventional array antenna device 1;

【図１５】 従来のアレーアンテナ装置、この発明のア
レーアンテナ装置のアンテナ開口面上の素子アンテナ配
列を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing a conventional array antenna device and an element antenna array on an antenna aperture surface of the array antenna device of the present invention.

【図１６】 空間座標系の定義を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing a definition of a spatial coordinate system.

【図１７】 従来のアレーアンテナ装置その１及びこの
発明のアレーアンテナ装置の構成品である送受信モジュ
ールの内部ブロック図である。FIG. 17 is an internal block diagram of a transmission / reception module which is a component of the conventional array antenna device 1 and the array antenna device of the present invention.

【図１８】 モノパルス和パターン、モノパルス差パタ
ーン形成例を示す図である。FIG. 18 is a diagram illustrating an example of forming a monopulse sum pattern and a monopulse difference pattern.

【図１９】 従来のアレーアンテナ装置その２を示すブ
ロック図である。FIG. 19 is a block diagram showing a conventional array antenna device 2;

【図２０】 透過型移相器を構成する１枚の位相制御板
を示す図である。FIG. 20 is a diagram showing one phase control plate constituting a transmission type phase shifter.

【図２１】 透過型移相器内の導体線上のスイッチング
素子の動作原理を示す図である。FIG. 21 is a diagram illustrating an operation principle of a switching element on a conductor line in a transmission type phase shifter.

【図２２】 透過型移相器内の導体線上のスイッチング
素子に逆バイアス電圧を印加した場合の導体線アレーの
サセプタンスを示す図である。FIG. 22 is a diagram showing the susceptance of a conductor line array when a reverse bias voltage is applied to a switching element on a conductor line in a transmission type phase shifter.

【図２３】 位相制御板２枚の重ね合わせにより構成さ
れるサンドイッチパネルを示す図である。FIG. 23 is a view showing a sandwich panel formed by superposing two phase control plates.

【図２４】 サンドイッチパネルの等価回路モデルを示
す図である。FIG. 24 is a diagram showing an equivalent circuit model of the sandwich panel.

【図２５】 透過型移相器内の導体線上のスイッチング
素子の制御による電波透過後の波面形成の原理を概念的
に示す図である。FIG. 25 is a diagram conceptually illustrating the principle of forming a wavefront after radio wave transmission by controlling a switching element on a conductor line in a transmission type phase shifter.

【図２６】 従来のアレーアンテナ装置２において、２
枚の透過型移相器の中間に偏波回転板を装備して３次元
的にビームを走査するための波面を形成する原理を概念
的に示す図である。FIG. 26 shows a conventional array antenna device 2;
It is a figure which shows notionally the principle which equips with the polarization rotation board in the middle of two transmission type phase shifters, and forms the wavefront for three-dimensionally scanning a beam.

【図２７】 空間座標系の定義を示す図である。FIG. 27 is a diagram showing a definition of a spatial coordinate system.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 素子アンテナ、２ アンテナ開口面、３ 送受信モ
ジュール、４ 電力分配合成回路、５ モノパルス信号
合成器、６ 送受信機、７ 信号処理器、８制御信号分
配回路、９ 透過型移相器、１１ 位相制御板、１１ａ
誘電体シート、１１ｂ 導体線、１１ｃ スイッチン
グ素子。Reference Signs List 1 element antenna, 2 antenna aperture plane, 3 transmission / reception module, 4 power distribution / combination circuit, 5 monopulse signal combiner, 6 transceiver, 7 signal processor, 8 control signal distribution circuit, 9 transmission type phase shifter, 11 phase control Board, 11a
Dielectric sheet, 11b conductor wire, 11c switching element.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０１Ｑ 23/00 Ｈ０１Ｑ 23/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. ⁶ Identification number Reference number in the agency FI Technical display location H01Q 23/00 H01Q 23/00

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 複数個の素子アンテナから成る平面上の
アンテナ開口部、上記アンテナ開口部への送信電力分配
供給及びアンテナ開口部で受信された信号の合成を行う
電力分配合成器、モノパルス受信信号を生成するモノパ
ルス信号合成器、上記素子アンテナの励振位相を制御す
る移相器、空間へのアンテナビームの指向方向を電子的
に変化させるためのビーム制御信号を発生し得る信号処
理器とを備えたアレーアンテナ装置において、上記アン
テナ開口面と電力分配合成器との間に装備された、アン
テナ開口面を構成する単一の行に属する複数個の素子ア
ンテナの励振位相を共通に制御する伝送線路型移相器を
含む複数個の送受信モジュール、並びにアンテナ開口面
の前面に装備された、その中間に所定の間隔でスイッチ
ング素子群が挿入された上下方向に延びた導体線群を含
む積層基板から成り、上記スイッチング素子への印加電
圧の制御によりそこに入射する電磁波の透過位相を制御
し得る透過型移相器とを有し、上記信号処理器内には開
口面上の垂直方向の位相勾配を送受信モジュール内の伝
送線路型移相器の位相設定量の差異によって形成し、さ
らに水平方向の位相勾配をスイッチング素子群への供給
バイアスの差異によって生じる透過型移相器の位相設定
量の差異によって形成し、両者の重畳作用により３次元
空間内の任意の角度にアンテナビームを指向させるビー
ム制御信号発生機能を具備したことを特徴とするアレー
アンテナ装置。An antenna opening on a plane comprising a plurality of element antennas, a power distribution combiner for distributing transmission power to the antenna opening and synthesizing a signal received at the antenna opening, a monopulse reception signal A phase shifter that controls the excitation phase of the element antenna, and a signal processor that can generate a beam control signal for electronically changing the directivity of the antenna beam to space. In the array antenna device, a transmission line provided between the antenna aperture surface and the power distribution combiner and commonly controlling the excitation phases of a plurality of element antennas belonging to a single row constituting the antenna aperture surface A plurality of transmitting and receiving modules including a phase shifter, and a switching element group inserted at a predetermined interval in the middle between the transmitting and receiving modules and the antenna opening surface. And a transmission type phase shifter that can control a transmission phase of an electromagnetic wave incident thereon by controlling a voltage applied to the switching element. In the signal processor, the vertical phase gradient on the aperture plane is formed by the difference in the phase setting amount of the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module, and the horizontal phase gradient is supplied to the switching element group by the supply bias. And a beam control signal generating function for directing the antenna beam at an arbitrary angle in a three-dimensional space by a superposition of the two by a difference in the phase setting amount of the transmission type phase shifter caused by the difference between the two. Array antenna device. 【請求項２】 開口面上の水平方向の位相勾配を形成す
る働きを、スイッチング素子群への供給バイアスの差異
によって生じる透過型移相器の位相設定量の差異による
ばかりでなく、アンテナ開口面上の限定された行に属す
る素子アンテナ群に接続された送受信モジュール内の伝
送線路型移相器の位相設定量の差異によっても補填的に
行わせるビーム制御制御信号発生機能を上記信号処理器
内に具備させたことを特徴とする請求項１に記載のアレ
ーアンテナ装置。2. The function of forming the horizontal phase gradient on the aperture surface is caused not only by the difference in the phase setting amount of the transmission type phase shifter caused by the difference in the supply bias to the switching element group, but also by the antenna aperture surface. A beam control control signal generation function for compensating even by a difference in the phase setting amount of the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module connected to the element antenna group belonging to the above-described limited row in the signal processor. The array antenna device according to claim 1, wherein the array antenna device is provided with: 【請求項３】 複数個の素子アンテナから成る平面上の
アンテナ開口部、上記アンテナ開口部への送信電力分配
供給及びアンテナ開口部で受信された信号の合成を行う
電力分配合成器、モノパルス受信信号を生成するモノパ
ルス信号合成器、上記素子アンテナの励振位相を制御す
る移相器、空間へのアンテナビームの指向方向を電子的
に変化させるためのビーム制御信号を発生し得る信号処
理器とを備えたアレーアンテナ装置において、上記アン
テナ開口面と電力分配合成器との間に装備された、アン
テナ開口面を構成する単一の列に属する複数個の素子ア
ンテナの励振位相を共通に制御する伝送線路型移相器を
含む複数個の送受信モジュール、並びにアンテナ開口面
の前面に装備された、その中間に所定の間隔でスイッチ
ング素子群が挿入された、横方向に延びた導体線群を含
む積層基板から成り、上記スイッチング素子への印加電
圧の制御によりそこに入射する電磁波の透過位相を制御
し得る透過型移相器とを有し、上記信号処理器内には開
口面上の垂直方向の位相勾配を送受信モジュール内の伝
送線路型移相器の位相設定量の差異によって形成し、さ
らに水平方向の位相勾配をスイッチング素子群への供給
バイアスの差異によって生じる透過型移相器の位相設定
量の差異によって形成し、両者の重畳作用により３次元
空間内の任意の角度にアンテナビームを指向させるビー
ム制御信号発生機能を具備したことを特徴とするアレー
アンテナ装置。3. An antenna opening on a plane including a plurality of element antennas, a power splitter / combiner for distributing transmission power to the antenna opening and synthesizing a signal received at the antenna opening, and a monopulse reception signal. A phase shifter that controls the excitation phase of the element antenna, and a signal processor that can generate a beam control signal for electronically changing the directivity of the antenna beam to space. In the array antenna device, a transmission line provided between the antenna aperture surface and the power distribution combiner and commonly controlling the excitation phases of a plurality of element antennas belonging to a single column constituting the antenna aperture surface A plurality of transmitting and receiving modules including a phase shifter, and a switching element group inserted at a predetermined interval in the middle between the transmitting and receiving modules and the antenna opening surface. A transmission type phase shifter which can control a transmission phase of an electromagnetic wave incident thereon by controlling a voltage applied to the switching element, comprising a laminated substrate including a conductor line group extending in a lateral direction, In the signal processor, a vertical phase gradient on the aperture surface is formed by a difference in a phase setting amount of a transmission line type phase shifter in the transmission / reception module, and a horizontal phase gradient is supplied to the switching element group. A beam control signal generation function is provided which is formed by a difference in phase setting amount of a transmission type phase shifter caused by a difference in bias, and directs an antenna beam to an arbitrary angle in a three-dimensional space by a superposition of both. Array antenna device. 【請求項４】 開口面上の水平方向の位相勾配を形成す
る働きを、スイッチング素子群への供給バイアスの差異
によって生じる透過型移相器の位相設定量の差異による
ばかりでなく、アンテナ開口面上の限定された列に属す
る素子アンテナ群に接続された送受信モジュール内の伝
送線路型移相器の位相設定量の差異によっても補填的に
行わせるビーム制御制御信号発生機能を上記信号処理器
内に具備させたことを特徴とする請求項３に記載のアレ
ーアンテナ装置。4. The function of forming a horizontal phase gradient on the aperture surface is caused not only by the difference in the phase setting amount of the transmission phase shifter caused by the difference in the supply bias to the switching element group, but also by the antenna aperture surface. A beam control control signal generation function for compensating for the difference in the phase setting amount of the transmission line type phase shifter in the transmission / reception module connected to the element antenna group belonging to the above-described limited row in the signal processor. The array antenna device according to claim 3, wherein the array antenna device is provided.