JPH10508383A

JPH10508383A - コリオリ質量流量計測定における適応ライン・エンハンスメントのための方法及び装置

Info

Publication number: JPH10508383A
Application number: JP9505892A
Authority: JP
Inventors: ダービー，ハワード・ヴィンセント; ボーズ，タマル; ラジャン，サーラマン
Original assignee: Micro Motion Inc
Current assignee: Micro Motion Inc
Priority date: 1995-07-12
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 1998-08-18
Anticipated expiration: 2016-07-03
Also published as: CA2208452C; HK1018094A1; EP0838020A1; DE69607756T2; US5555190A; RU2155325C2; JP2930430B2; EP0838020B1; CN1190461A; AU6542496A; AU704345B2; CA2208452A1; CN1104631C; MX9707529A; WO1997003339A1; DE69607756D1

Abstract

(57)【要約】コリオリ質量流量計における振動流管の周波数と位相の関係を決定するための装置及び方法。振動流管の周波数と位相の関係を正確に決定し、これにより質量流量計を流れる物質の質量流量を一層正確に決定するために、適応ライン・エンハンスメント（ＡＬＥ）技術及び装置がデジタル信号処理（ＤＳＰ）装置において用いられる。第一の実施の形態においては、振動流管上の各対応の検知器信号からの信号の品質を向上させるのに適応ノッチ・フィルタが用いられる。第二の実施の形態においては、各対応の検知器信号からの信号の品質を向上させるために複数の適応ノッチ・フィルタがカスケード接続される。両方の実施の形態において、各検知器信号に関連するアンチエイリアシング・デシメーション・フィルタは、各検知器信号に関連する一定周波数のＡ／Ｄサンプリング装置からのサンプル数を低減することにより、計算上の複雑性を低減せしめる。一定のサンプリング周波数と振動流管の変動性の基本周波数との間のスペクトル漏洩を補償するために、計算上の調節が実行される。この付加された計算上の複雑性にも拘わらず、本発明は従来の設計よりも簡潔であり、適応ノッチ濾波により更に良好なノイズ免疫性を与える。デジタル・フィルタの収束を改善し且つフィルタの不安定性の質量流量測定への干渉の可能性を低減するために、ノッチ・フィルタの重み適応化アルゴリズムに発見的手法が適用される。

Description

【発明の詳細な説明】コリオリ質量流量計測定における適応ライン・エンハンスメントのための方法及び装置発明の分野本発明は質量流量測定に関し、詳細にはコリオリ質量流量計におけるデジタル信号処理適応濾波方法及び装置の使用に関する。課題導管を流れる物質の質量流量及び他の情報を測定するのにコリオリ質量流量計を用いることが知られている。斯かる流量計は、全てＪ．Ｅ．スミス他による１９７８年８月２９日の米国特許第４、１０９、５２４号、１９８５年１月１日の米国特許第４、４９１、０２５号、及び１９８２年２月１１日の米国特許第Ｒｅ．３１,４５０号に開示されている。これらの流量計は１つ又はそれ以上の直線又は湾曲構造の流管を有する。コリオリ質量流量計における各流管は、単純曲げ、捩り或いは結合形であり得る１組の固有振動モードを有する。各流管はこれらの固有モードの１つで共振振動するよう駆動される。流量計の入り口側において流量計に連結された導管から流量計への物質流は流管又は諸流管を通して送られ、出口側を通して流量計から出る。振動する流体充填系の固有振動モードは流管と流管内の物質との合成質量によって部分的に規定される。流量計に何も流れていない時、流管に沿った全ての点は、印加されたドライバ力に因り、同相で旋回点を中心に振動する。物質が流れ始めると、コリオリ加速により、流管に沿った各点は異なった位相を有する。流管の入り口側の位相はドライバより遅れ、出口側の位相はドライバより進む。流管の運動を表す正弦波信号を生成するために流管に検知器が置かれる。２つの検知器信号間の位相差は、流管を通る物質の質量流量に比例する。この測定における１つの複雑な要因は、典型的なプロセス物質の密度が変化することである。密度の変化は固有モードの周波数を変化させる。流量計の制御系は共振を維持するため、振動周波数は密度の変化に応答して変化する。この状況における質量流量は位相差と振動周波数との比に比例する。上記のスミスによる米国特許第Ｒｅ．３１、４５０号は位相差と振動周波数の両方を測定する必要を回避したコリオリ流量計を開示している。位相差は、流量計の２つの正弦波状の検知器出力信号の水平交差点間の時間遅延を測定することにより決定される。この方法が用いられると、振動周波数の変化が相殺され、質量流量は測定された時間遅延に比例する。この測定方法は以後、時間遅延又はΔ ｔ測定と呼ばれる。コリオリ質量流量計における測定は高い精度で為されなければならないが、これは導き出された流量情報が測定値の少なくとも０.１５％の精度を有していなければならないという要求がしばしばなされるからである。検知器出力信号を受信する信号処理回路はこの位相差を高精度で測定し、流れているプロセス物質の所望の特徴を測定値の少なくとも０.１５％の所要の精度で発生する。これらの精度を達成するためには、信号処理回路は流量計から受信する２つの信号の位相シフトを測定する際に高精度で作動する必要がある。流量計の２つの出力信号間の位相シフトは処理回路によって物質特性を導き出すのに用いられる情報であるため、処理回路は検知器出力信号によって提供される位相シフト情報を隠し得るいかなる位相シフトをも導入しないことが必要である。実際は、各入力信号の位相が０.００１°だけ小さい値で、ある場合では、数ｐｐｍより小さい値だけシフトするように、この処理回路は極端に低い固有位相シフトを有する必要がある。プロセス物質に関して導き出された情報が０.１５％より小さい精度を有していなければならない場合、この大きさの位相精度が要求される。コリオリ流量計出力信号の周波数は多くの工業的に発生されたノイズの周波数範囲に入る。又、検知器出力信号の振幅はしばしば小さいものであり、多くの場合、ノイズ信号の振幅を大幅に超えることがない。これにより、流量計の感度が限定され、有用な情報の抽出が非常に困難になる。計器出力信号周波数をノイズ帯域から外すために、又は出力信号の振幅を増大させるために設計者ができることは多くない。実用的なコリオリ検知器や流量計の設計者には、最適な信号対雑音比やダイナミックレンジを下回る値を有する出力信号の発生を招来する妥協が必要となる。この制限により、流量計の出力信号から確実に導き出され得る最大及び最小の流量を含む流量計の特性及び仕様が決定される。与えられた駆動周波数において２つのコリオリ流量計出力信号間で測定出来る最小時間遅延の大きさは、信号対雑音比、関連の回路及びハードウエアの複雑性、並びに関連の回路及びハードウエアのコストと複雑性を限定する経済的要件を含む種々の要因によって限定される。又、経済的に魅力のある流量計を達成するためには、時間遅延測定の下限が出来るだけ低くなければならない。２つの出力信号を受信する処理回路は、例えば気体のような低密度及び質量を有する物質の流動特性を測定するのに必要な高感度を有する計器を提供するように、２つの信号間の時間遅延を確実に測定出来なければならない。従来のアナログ回路設計が、コリオリ流量計の全ての可能な作動条件の下で正確な時間遅延測定を単独で行うことができる程度に関しては限度がある。これらの限度は、半導体デバイスの欠陥及び他の回路要素によって発生されるノイズを含む、いかなる電子装置にも存在する固有のノイズに因る。これらの限度は、又、同様に測定を限定するが遮蔽、防護、接地等の技術によってある程度低下することが出来る周囲のノイズにも因る。もう１つの限度は検知器出力信号自体の信号対雑音比である。良好なアナログ回路設計は、電子装置におけるノイズだけでなく、その環境における周囲ノイズに関する問題の幾つかを克服することが出来る。しかしながら、アナログ・フィルタを使用することなく、出力信号の信号対雑音比の改善を達成することは出来ない。しかし、アナログ・フィルタは処理される信号の振幅及び位相を変えてしまう。これは望ましいことではない。何となれば、２つの信号間の時間遅延はプロセス流体の特徴を導き出すのに用いられる基礎情報だからである。未知又は種々の振幅及び／又は位相特性を有するフィルタを用いると、２つの検知器出力信号間の位相差が許容出来ない程変化し、流動物質の正確な情報の導出が妨げられてしまう。流量計の駆動信号は通常、調整され、位相シフトされ、計器の駆動コイルのための正弦波駆動電圧を生成するのに用いられた後に検知器出力信号の１つから導き出される。これは、検知器信号に存在する高調波及びノイズ成分が増幅されて駆動コイルに印加され、流管をそれらの共振周波数で振動させるという欠点を有する。しかしながら、不用な機械的振動や計器駆動回路に帰還され閉ループにおいて強化される電気的干渉によって、望ましくない駆動信号が発生され、その結果、時間遅延測定の精度並びに確度を更に下落させる比較的高振幅の自己持続性の妨害信号が形成され得る。上記の問題を軽減することを求める幾つかの周知の方法及び回路設計がある。上記の問題の幾つかを軽減するための１つの斯かる上首尾の技術がエム．ゾロックによる米国特許第５、２３１、８８４号とブラックによる米国特許第５、２２８、３２７号に記載されている。これらの特許には、高精度積分器を有する３つの同じチャンネルをフィルタとして用いるコリオリ流量計信号処理回路が記載されている。これらのチャンネルのうちの第一チャンネルは、１つの検知器信号に、例えば、左に永久的に接続される。他の２つのチャンネル（第二及び第三）は右検知器信号に一度に１つずつ交互に接続される。これらのチャンネルの１つ、例えば、第二チャンネルが右検知器信号に接続されると、第三チャンネルは、第一チャンネルと共に左検知器信号に接続される。第一チャンネルと第三チャンネルとの間の固有位相遅延は、共に左信号に接続されている２つのチャンネルの出力間の時間差を比較することにより測定される。この特徴的な遅延が一旦決定されると、この第三チャンネルと右検知器信号に接続されている第二チャンネルの役割が切り替えられる。この新しい構成においては、第二チャンネルはその遅延特性の校正が行われ、一方、第三の校正されたチャンネルは右検知器信号に接続される。第二及び第三チャンネルの役割は、制御回路によって毎分略一回、交互に切り替えられる。この１分間隔（約３０乃至６０秒）の期間中、老化、温度、及び他の効果は、フィルタの位相シフトに何も有意な影響を及ぼすことがなく、それ故、それらの位相関係は既知であり、定義されていると考えられる。ゾロックに用いられる精密に校正された積分器は、積分器の振幅伝達関数における約６ｄｂ／オクターブ・ロールオフにのぼる信号対雑音比の改善を行う。不幸にも、この６ｄｂ／オクターブ改善は、コリオリ流量計が作動する多くの状況（軽量物質や過度に雑音のある環境）では十分ではない。その理由は、ゾロックの積分器等の単極フィルタが比較的広い帯域を有しているからである。その結果、不用の流管振動モード、雑音環境、物質流ノイズ並びに電磁干渉又は高周波干渉及び乱れによって発生するノイズ信号は、精度に要する一層高い計器感度に必要な程度には除去されない。それらの周波数に応じて、それらの振幅はある程度減少するが、気体のような低質量物質を測定するときには、２つの検知器出力信号間の精密な時間遅延測定に依然として干渉し得る。ゾロック及びブラックのシステムには、もう１つのエラー発生源がある。積分器時間遅延測定は正弦波検知器信号の３つの良く規定された点において為される。２つの検知器信号は、それらの形状が同じであり、それらのピーク値に対して対称的であるときにのみ理想的である。しかしながら、検知器信号を発生する２つの磁気回路（検知器）が同じでない時、その結果得られる非理想的な波形は不確定の位相状態を有し得る異なる量の高調波を含んでいるので、形状が変更され、対称性が潜在的に変更され得る。斯かる変化の結果、正常作動期間中に、ゾロックの積分器が１つの波形によって校正され、次に別の波形を測定するのに用いられると、波形の差により、その高調波の量とその高調波の変化し且つ不確定な位相に起因して、不確定で未知の量のエラーが生成され得る。他のアナログ回路設計技術は、複雑性、不十分なノイズ不感受性、或いは不十分な高調波除去と同様の問題を被る。上記に論じられた問題を克服すると共に処理されている信号の信号対雑音比を改善するために、デジタル信号処理（以後、ＤＳＰと呼ばれる）及び関連のデジタル濾波等の技術が現在利用可能である。しかしながら、これらの代替技術は従来のアナログ回路設計より複雑であり高価であった。加うるに、これらの従来のＤＳＰ設計はノイズ不感受性と高調波除去に関して従来のアナログ回路設計に対する控え目な改善を示すにすぎない。ロマノによって１９９０年６月１９日に発行された米国特許第４、９３４、１９６号は、位相差Δｔ及び相関する質量流量を計算するためのＤＳＰ設計を教示する。ロマノの設計では、振動流管の各周期内に整数のサンプリング回数を維持するために、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が変更される。可変周波数のサンプリングの必要性はロマノのＤＳＰ設計を複雑にする。このＤＳＰ設計は従来の個別アナログ回路設計から全く構造的に区別されるが、基本周波数の整数倍においてのみ濾波の有意の改善が行われるため、測定精度の点でアナログ設計に対して控え目な改善が提供されるだけである。しかし、共振周波数が基本周波数の整数倍でなく、それ故従来のＤＳＰ設計によっては殆ど除去されない流管の機械的振動モードから、多くの信号成分が生じる。従来のどの技術（アナログ或いは従来のＤＳＰ）も非高調波或いは広帯域ノイズを効果的に拒絶出来ない。上記の論述から、コリオリ質量流量計において質量流量を測定するための改良された方法及び装置の必要性があることが分かる。解決方法本発明は、上記に認識された問題を解決し、コリオリ質量流量計における質量流量測定の精度を改善するためにデジタル濾波及びデジタル信号処理（ＤＳＰ）方法及び装置を適用することにより、当該技術分野に進歩を達成する。本発明は質量流量の計算に用いられる周波数及び位相測定の精度を改善するために適応（ａｄａｐｔｉｖｅ）ノッチ・フィルタを含むＤＳＰ設計を含んでいる。本発明における適応ノッチ濾波の使用は、適応ライン・エンハンスメント（ＡｄａｐｔｉｖｅＬｉｎｅＥｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ，ＡＬＥ）と通常呼ばれる技術の１つの応用である。本発明では、各振動流管からの信号がサンプリングされ、デジタル化され、次に基本周波数を中心とした狭い周波数帯域（ノッチ）の外の全てのノイズ信号を通過するデジタル適応ノッチ・フィルタによって処理される。次に、このデジタル化され濾波された信号は元のデジタル化された信号から減分されて、実質的に全てのノイズ信号が消された状態で基本周波数の検知器出力信号波形を表す品質の向上した信号が生成される。この方法及び装置によって高調波だけでなく非高調波のノイズ信号が無くなる。最初は、ノッチ・フィルタの「ノッチ」の幅は広く、時間が経過するにつれて基本周波数に収束するほど狭くなるように適応される。適応アルゴリズムにより、適応フィルタのノッチ周波数は振動流管の基本的周波数の時間経過による変化を追尾するように急速に適応化される。本発明のＤＳＰ設計はロマノの可変周波数設計から区別された一定のサンプリング周波数を用いる。この一定のサンプリング周波数という手法により、適応ノッチ・フィルタの振動流管の基本的周波数への急速な収束が可能になり、回路設計の全体が簡略化される。一定のサンプリング速度により、サンプリング速度を変化させるために付加的な回路を設けるというロマノに示された必要性が無くなる。本発明の設計では、一定のサンプリング周波数と振動流管の変動性の基本周波数との間のスペクトル漏洩を補償するための計算調整が実施される。この付加された計算上の複雑性にも拘わらず、本発明はロマノによって例示される先行技術より簡略であり、適応ノッチ濾波により更に良好なノイズ不感受性を提供する。本発明は、全ての公知の設計と比較すると、優良なノイズ不感受性と高調波除去を提供し、ロマノによって開示されたＤＳＰ設計の諸特徴を簡略化する。これにより、特にノイズの多い環境だけでなく低密度の流動物質（気体等）への応用においてさえも流量測定の改善された精度が可能になる。流管は同一の基本周波数で振動するため、ノッチ・フィルタの適応は２つのノッチ・フィルタの１つのみからのサンプルによって決定される。このように決定された適応重みはノッチ・フィルタの両方に適用される。本発明によって計算に適用される発見的手法により、ノッチ・フィルタが計算の不安定性に因って基本周波数から逸脱することから防止される。他の発見的手法は、ノッチ・フィルタによって測定される信号対雑音比が小さすぎる時に、適応のための収束計算を再開させる。小さな信号対雑音比は、適応ノッチ・フィルタが基本周波数に収束しないことを示している。これは、振動流管の基本周波数におけるシフトが原因となり得る。本発明の第一の実施の形態では、各振動流管検知器からの出力信号が対応のＡ／Ｄ変換器によって一定の周波数においてサンプリングされる。各Ａ／Ｄ変換器によって発生されたサンプル値は次に、対応のデシメーション・フィルタに加えられ、後続の計算に用いられるサンプルの数を減らすことにより計算上の複雑性を低下せしめる。デシメーション・フィルタは又、サンプリングされたアナログ信号を平滑するためにある程度のアンチエイリアシング濾波を行う。次にデシメーション処理された信号はそれぞれ、対応の適応ノッチ・フィルタに加えられ、各検知器からの信号の品質を更に向上させる。各検知器からの品質の向上した出力信号は、大部分のノイズ及び高調波を濾波された後、対応の位相計算要素に加えられ、２つの品質の向上した信号間の位相差が決定される。各位相計算要素の出力は計算要素に加えられ、品質の向上した検知器信号間の時間差、従って、それに比例する質量流量が決定される。本発明の方法の第二の実施の形態では、４つの適応ノッチ・フィルタ、即ち、左右のチャンネルの信号の各々に２つのフィルタが直列に利用される。左右の各チャンネルにおける２つのフィルタは、信号品質の向上には限度があるが、振動流管の基本周波数の変化に急速に収束する能力を供給するために低Ｑ（広いノッチ）フィルタを利用するので、「カスケード接続」されている。第一のカスケード接続されたノッチ・フィルタからの信号出力は第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタに加えられる。第二のノッチ・フィルタは高Ｑ（狭いノッチ）フィルタを利用して、従来の解決方法に対して、また、上記の第一の実施の形態に対して優良なノイズ及び高調波除去を行う。第二のノッチ・フィルタは、その狭いノッチ（高Ｑ）にも拘わらず、第一のノッチ・フィルタによって実施される限定された信号品質の向上（濾波）に因る振動流管の基本周波数の変化に依然として急速に適応することが出来る。第二のノッチ・フィルタは、加えられた信号における低下したノイズ及び高調波レベルによって、振動流管の基本周波数の変化に急速に収束することが出来る。第一のカスケード接続されたノッチ・フィルタのノッチ形状より更に広いノッチ形状を有する付加的なノッチ・フィルタ（第五フィルタ）が、振動流管の基本周波数の推定を提供するために用いられる。この推定は、重み適応計算によって用いられて、第一のカスケード接続されたノッチ・フィルタの周波数パラメータを左チャンネルと右チャンネルの両方に設定する。第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタからの出力は、重み適応計算によって用いられ、第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタの周波数パラメータを調節する。各検知器からの出力信号の品質を向上させるための２つの（或いはそれ以上の）カスケード接続された適応ノッチ・フィルタの斯かる組み合わせによって、濾波の除去特性と適応フィルタが振動流管の基本周波数の変化に収束する速度の両方が更に向上される。本明細書において用いられる「適応ノッチ・フィルタ」の用語は広義では可変パラメータを有するフィルタを指す。この定義は、フィルタ・パラメータをフィルタ自体の入力及び出力に基づいて自動的に調節するための機構と可変のパラメータとを組み合わせる一層広く許容された定義と対照される。本明細書に用いられているように、幾つかのノッチ・フィルタの適応が各フィルタ自体の入力及び出力ではなく他のフィルタの作動に基づいて計算される。換言すれば、本発明における幾つかのノッチ・フィルタは他のノッチ・フィルタ計算の操作に従う。この理由により、これらのフィルタと適応機構の詳細な論述が分けられる。１つの適応計算は、唯１つのフィルタからの入力に基づいて多数のノッチ・フィルタのパラメータを調節し得る。本発明の上記の及び他の特徴は以下の説明及び添付の図面から明らかとなろう。図面の簡単な説明図１は、本発明の装置及び方法を実施する計器電子回路に取り付けられている典型的なコリオリ質量流量計を示し、図２は、本発明に従って流量計を通過する質量流量を決定する計器電子回路内の計算要素のブロック図を示し、図３は、唯１つの適応ノッチ・フィルタが各検知器信号と関連して用いられる、図２に示す本発明の第一の実施の形態の付加的な詳細を示し、図４乃至１２は、図３に示す本発明の第一の実施の形態の計算要素の付加的な詳細を示し、図１３は、２つのカスケード接続された適応ノッチ・フィルタが各検知器信号と関連して用いられる、図２に示す本発明の第二の実施の形態の付加的な詳細を示し、図１４乃至図１６は、図１３に示す本発明の第二の実施の形態の計算要素の付加的な詳細を示し、図１７は、本発明の第一の実施の形態のソフトウエア実施のフローチャートであり、Ａ／Ｄ変換器の作動及びサンプルの関連のデシメーションのための割り込み処理を示し、図１８は、本発明の第一の実施の形態のソフトウエア実施のフローチャートであり、Δｔ位相差の濾波及び決定のためにデシメーション処理されたサンプルの処理を示し、図１９は、各デシメーション処理されたサンプルが処理された後に更新済みのフィルタ・パラメータを決定する、図１８の要素の付加的な詳細を示すフローチャートであり、図２０は、本発明のソフトウエア方法を実施するのに好適なデジタル信号処理電子回路のブロック図である。好ましい実施の形態の詳細な説明典型的なコリオリ質量流量計１０が図１に示されており、この流量計１０は、位相がずれた夫々の曲げ軸Ｗ−Ｗ及びＷ’−Ｗ’を中心とする実質的に同じばね定数及び慣性モーメントを有するようにマニホルド体３０に固着された２つの片持ちばり取り付けされた流管１２、１４を有している。流管１２、１４の上部１３０、１３０’の間の中点領域には駆動コイル及び磁石２０が取り付けられており、これにより流管１２、１４は軸Ｗ−Ｗ及びＷ’− Ｗ’を中心に位相がずれて振動する。流管１２、１４の相対運動を検知するために、流管１２、１４の上部のそれぞれの端部の近くに左検知器１６及び右検知器１８が取り付けられている。この検知は、流管１２、１４上端のそれらのゼロ交差点又は何等かの他の予め規定された点を通る運動を測定することによる方法を含む多くの方法で為され得る。流管１２、１４は左側脚部１３１、１３１’並びに右側脚部１３４、１３４’を有する。これらの側脚部は互いの方に向って下方に収束しており、マニホルド要素１２１、１２１’の表面１２０、１２０’に取り付けられている。ブレースバー１４０Ｒ、１４０Ｌは流管１２、１４の側脚部に鑞接されており、ドライバ２０が経路１５６を通して付勢されるときに流管が位相をずらして振動する軸Ｗ−Ｗ、Ｗ’−Ｗ’を規定するよう働く。軸Ｗ−Ｗ、Ｗ’−Ｗ’の位置は、ブレースバー１４０Ｒ、１４０Ｌの流管側脚部１３１、１３１’、１３４、１３４’への設置によって決定される。流管の温度とこれらの流管の中を流れる物質のおおよその温度を測定するために、流管１４の側脚部１３１には温度検知器２２が取り付けられている。この温度情報はこれらの流管のばね定数の変化を決定するのに用いられる。ドライバ２０、検知器１６、１８並びに温度検知器２２は、それぞれ経路１５６、１５７、１５８、１５９によって質量流量計器２４に接続される。質量流量計器２４は、検知器１６、１８、２２から受信された信号を処理して流量計１０を通る物質の質量流量だけでなく物質の密度と温度等の他の測定値をも決定する少なくとも１つのマイクロプロセッサを含む。質量流量計器２４は又、流管１２、１４を軸Ｗ −Ｗ、Ｗ’−Ｗ’を中心に位相をずらして振動させるために、駆動信号を経路１５６を通してドライバ２０に印加する。マニホルド体３０は鋳物１５０、１５０’から形成されている。鋳物要素１５０、１５０’はフランジ１０３、１０３’によって供給導管及び出口導管（図示せず）に取り付け可能である。マニホルド体３０は物質流を供給導管から流管１２、１４に逸らし、出口導管に戻す。マニホルドのフランジ１０３、１０３’が入口端１０４と出口端１０４’を通して、被測定プロセス物質を運ぶ導管系に連結されると、物質はフランジ１０３の入口オリフィス１０１を通ってマニホルド体３０とマニホルド要素１１０に入り、鋳物要素１５０の漸次に変化する断面を有するチャンネル（図示せず）によって流管１２、１４に接続される。物質はマニホルド要素１２１によって分割され、流管１４、１２の左側脚部１３１、１３１’にそれぞれ送られる。物質は次に、上部の流管要素１３０、１３０’及び右側脚部１３４、１３４’を通り、流管のマニホルド要素１２１’内で再合流して単流になる。流体はこの後、出口鋳物要素１５０’のチャンネル（図示せず）に送られ、次に出口マニホルド要素１１０’に送られる。出口端１０４’はボルト穴１０２’を有するフランジ１０３’によって導管系（図示せず）に連結される。物質は出口オリフィス１０１’から出て導管系（図示せず）中の流れに戻る。質量流量計器２４は経路１５７、１５８、１５９を通して受信された信号を分析して、経路１５５を通して標準出力信号を発生し、関連の導管系（図示せず）を通る質量流量の監視及び制御のための制御システム又はオペレータによって利用される質量流量を指示する。概説本発明は、質量流量計器２４内での計算機能を実施するようにデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップ内で作動可能なデジタル信号処理法を含む。流管の検知器の各々から出力として発生されたアナログ信号から、個別のサンプルが取られる。左右の検知器からの個別のサンプルは標準のアナログ・デジタル変換（Ａ／Ｄ）装置の使用によってデジタル化される。一旦デジタル化されると、これらのサンプルの更なる処理はＤＳＰチップ内でデジタル信号処理法によって実行される。デジタル化された信号サンプルの処理は、本明細書では２つの形式で表される。１つの表現形式では、種々の濾波及び処理機能に用いられるＤＳＰソフトウエア・フローチャート及び式が与えられる。本発明の方法の説明を助けるために、種々の式の計算を疑似回路（例えば、加算ジャンクション、乗算ジャンクション、遅延回路、レジスタ、マルチプレクサ等を表すブロック図）として示す第二の表現形式が利用される。ある種の一層複雑な数学的演算は疑似回路図に高レベルの要素として残され、本明細書では通常は「計算要素」と呼ばれる。本発明のこれら２つの説明形式は同等の記述として意図されており、これらの記述のどれも本発明の方法及び機能を完全に特定する。概説−疑似回路：図２は、本発明の流量計の電子回路の全体的構造及びこの電子回路における関連の情報の流れを示している。本発明の計器電子回路は２つの本質的に同じ「チャンネル」、即ち左流管検知器出力信号を処理するための第一チャンネル及び右流管検知器出力信号を処理するための第二チャンネルを含む。これら２つの「チャンネル」は、以下に述べるようにノッチ・フィルタの重み適応を除いて同じである。以下に与えられる説明は振動流管の基本周波数が約１００Ｈｚである典型的なコリオリ流量計について論じられる。本発明の装置及び方法が任意の通常の流量計の基本振動周波数に適用されることは容易に認識されよう。以下に論じられる計算要素の多くは流量計検知器出力信号の種々のサンプリングに関連するクロック信号と同期して作動する。図２のクロック２１４は以下に論じられる計算要素の種々のサンプリング速度に関連するクロック信号を供給する。先ず、クロック２１４は周期的なパルス信号クロックを経路２７０を経由してＡ／Ｄ変換器２００に供給して、流管検知器によって発生された生（未処理）の信号のサンプリング速度を決定する。各Ａ／Ｄ変換器２００はその対応のアナログ信号をサンプリングし、そのサンプル値を、クロック２１４によって経路２７０に印加される信号パルス毎にデジタル形に変換する。経路２７０を通してＡ／Ｄ変換器２００に印加されるこのクロック信号は、本発明の処理に必要な一定のサンプリング速度での流管検知器出力信号のサンプリングを可能にするために、非常に精密な周波数を有していなければならない。このクロックパルス精度は水晶制御クロックの使用によって達成されることが望ましい。この同じクロック信号は経路２７０を経由して４８：１デシメーション・フィルタ要素２０２にも印加される。デシメーション・フィルタ要素２０２は、サンプリングされた信号値の有意なアンチエイリアシング濾波を行うとともに、サンプルの数を４８分の１に減らす。当業者は、４８：１の特定のデシメーション比が特定の応用環境に依存して工業設計上の選択の問題であることを認識しよう。クロック２１４は又、以下に論じられる他の計算要素に信号ＣＬＫを供給する。ＣＬＫ信号の周波数はデシメーション・フィルタ要素２０２によって出力されたサンプル値の周波数に対応する。換言すると、ＣＬＫクロック信号の周波数は、発生されて経路２７０に印加されるクロック信号の周波数の４８分の１である。本発明の好ましい実施の形態では、ＣＬＫ信号によって「クロック」される計算要素は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）チップ上で作動可能なソフトウエア機能として実施される。したがって、これらの機能は、デシメーション処理済みの個別のサンプリングされた検知器出力信号値に対して計算を実施する。これらの機能の「クロック処理（ｃｌｏｃｋｉｎｇ）」は個別のサンプル値の使用可能性に対応する。これらの値は、これらの機能がＡ／Ｄ変換器２００の一定速度の水晶制御サンプリング周波数に対して実際に非同期で作動し得るように、ソフトウエアで実現される待ち行列或いはＦＩＦＯでバッファされるのが望ましい。以下の図面の説明では、ＣＬＫ信号は、デシメーション処理された個別のサンプリングされた検知器出力信号値が計算要素による更なる処理に使用可能になる周波数を表す。ＤＳＰチップ内のソフトウエアにおける実際の計算処理は経路２７０上のクロック信号のＡ／Ｄサンプリング周波数に対して一般的に非同期で進行する。図１の右流管検知器１８からの出力信号は図１の経路１５８を通してＡ／Ｄ変換器２００に加えられる。図１の左流管検知器１６からの出力信号は図１の経路１５７を通して別のＡ／Ｄ変換器２００に加えられる。Ａ／Ｄ変換器２００は右流管検知器からのアナログ信号をサンプリングしてデジタル値に変換する。別のＡ／Ｄ変換器２００は左流管検知器からのアナログ信号をサンプリングしてデジタル値に変換する。Ａ／Ｄ変換器２００は、システムワイドのクロック２１４によって供給され経路２７０を通して受信された一定周波数の周期的なクロック信号に応答して作動する。変換されたデジタル値は経路２０２を通して４８：１デシメーション・フィルタ要素２０２に印加される。４８：１デシメーション・フィルタ要素２０２は２段、即ち、８：１段とそれに続く６：１段である。デシメーション・フィルタ要素２０２は両段共、有限インパルス応答（ＦＩＲ）アンチエイリアシング・フィルタとして実現されるのが望ましい。当業者は、これらのデシメーション段にはＩＩＲフィルタが用いられることを認識しよう。ＦＩＲ濾波又はＩＩＲ濾波の使用は、計算上の複雑性と特定の設計で用いられる計算要素の相対電力に基づく設計選択の問題である。デシメーション・フィルタ要素２０２の第一段は３８.４ｋＨｚから４.８ｋＨｚへのサンプリング速度の８：１低減を実施する。フィルタの伝達関数は、Ｇ（ｚ）＝（１−ｚ^-8）⁵／（１−ｚ^-1）⁵ である。極ゼロ相殺（ｐｏｌｅ−ｚｅｒｏｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）は３６個のタップのＦＩＲフィルタを生じる。このフィルタはサブサンプリング周波数の各倍数において５つのゼロを有している。これにより、第二段フィルタの通過帯域へ入り込む（ａｌｉａｓｉｎｔｏ）これらの周波数の強い除去が行われる。第一段フィルタは、単一の精密コンピュータ演算で表される小さな整数の係数を有しており、これにより畳み込みの計算上の複雑性を簡略化し、実施速度を改善することができる。デシメーション・フィルタ要素２０２の第二段フィルタは４.８ｋＨｚから８００Ｈｚへのサンプリング速度の６：１低減を実施する。第二段フィルタは周知のレメツ交換アルゴリズムを用いて設計される１３１タップのＦＩＲフィルタである。この通過帯域はＤＣ〜２５０Ｈｚであり、停止帯域は４００Ｈｚで始まる。この通過帯域は重み１０^-5を有し、停止帯域は重み１を有している。これら２つのデシメーション・フィルタによって高度のアンチエイリアシングが与えられる。全てのエイリアシング成分は１２０ｄＢ以上減少し、ＤＣ〜２３０Ｈｚのリプルは１.５ｄＢより小さい。Ａ／Ｄ変換器２００及び経路２５０を経由して接続されるデシメーション・フィルタ要素２０２を含む左チャンネルは、上に論じた右チャンネルと同じに作動する。左チャンネルのためのデシメーション・フィルタ要素２０２の出力は、その出力信号を経路２５４に加える。Ａ／Ｄ変換器２００からのサンプル値及びデシメーション段の計算は３２ビット固定小数点演算を利用して所要の計算精度と性能を維持することが好ましい。ノッチ・フィルタ処理の後の計算、位相計算、Δｔ計算及び質量流量計算は、より複雑な機能に伴う広範囲の計算上のスケーリングに起因して浮動小数点演算を用いて実施されるのが望ましい。アンチエイリアシング及びデシメーション処理されたデジタル信号値が経路２５６を通して適応ノッチ・フィルタ２０４に印加される。以下に詳細に論じられる適応ノッチ・フィルタ２０４は、振動流管の基本周波数を中心とする帯域外の全ての周波数を効果的に濾波することにより信号値の品質を向上させる。適応ノッチ・フィルタ２０４は基本周波数を中心とする１つの帯域の周波数（ノッチ）を除去する。その結果得られる信号は振動流管の基本周波数を中心とするノッチの外側の全てのノイズである。次に、このノイズ信号は、基本周波数とデシメーション・フィルタ要素２０２によって濾波されない全てのノイズとの和であって経路２５６を通してノッチ・フィルタ２０４に入力として印加される信号から減算される。次に、大部分のノイズ信号が濾波された振動流管の基本周波数を表す減算の結果は、ノッチ・フィルタ２０４の出力として経路２６２に加えられる。ノッチ・フィルタ２０４のパラメータ（重み因子又は係数及びバイアス除去（ｄｅｂｉａｓｉｎｇ）パラメータ）はノッチの特性、即ち、ノッチの形状（除去される周波数の帯域幅）及び基本周波数を決定する。これらのパラメータは重み適応要素２１０によって計算され、経路２５８を経由してノッチ・フィルタ２０４に印加される。左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は経路２５４を経由してその入力を受けて、その出力を経路２６０に加える。以下に論じられるように、左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４から出力として発生される信号は、両方のノッチ・フィルタ（左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタ）の係数を決定する際にフィードバックとして重み適応要素２１０によって用いられる。両方のノッチ・フィルタ２０４（左右の信号チャンネル）の重み因子（係数）は、重み適応要素２１０の作動によって決定される。重み適応要素２１０は濾波された信号と、濾波されていない信号のノイズ部分と、左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４からの濾波された信号の勾配とを受け取る。これらの信号値は時間依存（反復）計算に用いられ、ノッチ・フィルタの適切な係数を決定する。このように決定された係数はノッチの特性を制御する。ノッチの形状と基本周波数は、基本周波数の変化を追尾するように適応化される。ノッチの形状は、適応ノッチ・フィルタが基本周波数への変化に収束する速度を決定する。ノッチが広いと、濾波が少ないが、一層迅速に基本周波数の変化に調節される。ノッチが狭いと、基本周波数の変化に緩慢に収束するが、入力検知器信号の優良な濾波を行う。左或いは右のチャンネルの出力信号のいずれをも重み適応要素２１０へのフィードバックとして用い得ることが認識されよう。左チャンネルの出力信号と右チャンネルの出力信号の両方を重み適応要素２１０に利用することが可能であるが、付加される計算上の複雑性に優る明確な利点はない。重み適応要素２１０への入力源に無関係に、その中で計算される重み適応パラメータは、両方の検知器信号出力チャンネルが同じに処理されるように左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４に適用される。左右のチャンネルに適用される１つの組のパラメータを用いることは、２つのチャンネル間のきわどい位相関係、即ち質量流量に比例するΔｔ値を計算するのに用いられる基本的な値を維持するのに役立つ。重み適応要素２１０によって計算される値は、以下に論じられるように、位相とΔｔの計算にも用いられる。要素２１２は重み適応要素２１０から係数を受け取り、振動流管の基本周波数を決定する。周波数及びゴエルツェル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）重み情報が周波数計算要素２１２によって発生され、経路２６８に加えられる。適応ノッチ・フィルタ２０４によって発生された濾波済みの信号は経路２６２を経由して位相計算要素２０６に加えられる。位相計算要素２０６は周波数計算要素２１２から経路２６８を通してゴエルツェル重み情報及び周波数情報を受け取る。位相計算要素２０６は２つのハニング（Ｈａｎｎｉｎｇ）・ウインドウによるフーリエ解析技術を用いて濾波済みの信号の位相を決定する。ウインドウの長さは公称又は予測の流管基本周波数の関数である。ウインドウの長さは、サンプルが収集され重み付けされて流管の位相を決定するための複数の流管振動サイクルを決定する。予測の流管周波数は、製造時に本発明の電子回路にプログラミングされ、特定の設置／応用場所においてパラメータとして入力され、又は、流量計の作動及び適切な測定によって決定され得る。ウインドウの長さは応答時間と信号ノイズ除去及び漏洩との間のトレードオフを表す。位相を決定するために累積されるサイクル数が多いと、ノイズの付加的な除去が行われるが、因果関係を達成するために付加的な遅延が必要となるので、流管振動位相関係の変化に対する応答が遅くなる。サンプルが少なくなると遅延が減少し、従って、流管振動位相の変化に対する応答速度が改善されるが、ノイズの除去が悪くなる。８つの流管サイクルが、サイクルで測定される好ましいウインドウ長さとして選択される。所与の予測周波数を仮定すると、好ましいウインドウ・サイズ（２Ｎ）は、以下のように決定される。ウインドウ長さ＝２・フロア（３２００／予測流管周波数）ここで、フロア（ｘ）はｘより小さいかｘに等しい最大の整数である。ハニング・ウインドウは１ハニング・ウインドウ期間に個別のサンプルに適用される重みのベクトルとして表される。２Ｎがハニング・ウインドウの１つの期間内の個別のサンプルの数である時、ｋが０から２Ｎの範囲の場合にｋ番目の個別のサンプルの重みは以下のように決定される。半ウインドウ信号パルスが図２のクロック２１４によって発生され、重なり合うハニング・ウインドウの並列計算に関して以下に詳細に論じられる目的のためにＮ個の個別のサンプル毎に（サンプリングされた検知器出力信号の１つの完全なハニング・ウインドウは１つの期間に２Ｎ個の個別のサンプルを有する）図２の経路２７４に加えられる。加うるに、図２のクロック２１４はカウンタ値であるＳＡＭＰＮＯを経路２７２に加える。経路２７２上のＳＡＭＰＮＯは０からＮ −１まで（ＣＬＫ信号のモジュロＮ関数として）計数する。経路２７２上のＳＡＭＰＮＯカウンタはＣＬＫ信号のパルス毎に増分する。ＳＡＭＰＮＯがＮ−１に達すると、クロック２１４からのＣＬＫ信号の次のパルスはＳＡＭＰＮＯを０にリセットする。半ウインドウ信号はゼロに等しいＳＡＭＰＮＯカウンタに対応する。本発明の好ましい実施の形態では、ＳＡＭＰＮＯカウンタは１つのハニング・ウインドウの間に処理される個別のデシメーション処理済みのサンプリングされた検知器出力信号値の数を計数するソフトウエアで実施される。ソフトウェア実施のＳＡＭＰＮＯカウンタは図２のクロック２１４によって経路２７０上に与えられる固定周波数水晶制御クロックに対して非同期で増分する。各ウインドウの縁における信号サンプルには、ウインドウの中央の方の信号サンプルより低い重みが与えられる。使用可能なデータをより完全に利用するために、ウインドウが１ウインドウ長の半分だけ重なり合うように、２つのフーリエ計算が同時に為される。新しいフーリエ位相測定値がサンプルの半ウインドウ毎に生成される。本発明における一定のウインドウ・サイズの使用によって、ハニング・ウインドウ重みが流量測定が始まる前に予め計算され得る。本発明のように、離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）と共に用いられると、ウインドウ・サイズはＤＴＦＴフィルタ出力に特有な周波数弁別の鮮鋭度を決定する。これは又、ノイズ及び疑似高調波の除去を増大する。不幸にも、より大きなウインドウ・サイズはフィルタの位相変化に対する応答を遅くする。それ故、上記のように決定されたウインドウ・サイズは、これらの競合する目的（改善された周波数弁別及びノイズ除去に対する位相変化への迅速な応答）のバランスを取るのに適する最も良く知られた近似を表す。この好ましいウインドウ・サイズは環境条件に対して最適化するよう種々の流量計応用のために変えることが出来る。位相計算要素２０６は、濾波された個別のサンプリング値を加算し、サンプリングされ濾波された検知器出力信号の位相を示す複素数を発生する。この複素数は後続のΔｔ計算に用いられるよう経路２６６に加えられる。詳細には、ゴエルツェル・フィルタ・フーリエ変換が、右チャンネルと左チャンネルの両方の濾波された個別のサンプリングされた検知器出力信号値の各ハニング・ウインドウに適用される。ゴエルツェル・フィルタの係数は周波数計算要素２１２によって決定され、経路２６８を通して位相計算要素２０６に供給される。位相計算要素２０６の複素数出力は経路２６６に加えられ、Δｔ計算に用いられる。左チャンネルのための位相計算要素２０６は上に論じた右チャンネルと同じに作動する。左チャンネルのための適応ノッチ・フィルタ２０５の出力はその出力信号を経路２６０に加える。位相計算要素２０６はこれらの信号を受け取り、左チャンネル信号の位相を示す値を経路２６４に加える。左右のチャンネルの位相情報は位相計算要素２０６の作動によって決定され、左チャンネルの経路２６４及び右チャンネルの経路２６６を通してΔｔ計算要素２０８に受け取られる。周波数計算要素２１０の作動によって決定される周波数情報は経路２６８を通してΔｔ計算要素２０８に受け取られる。Δｔ計算要素２０８は、コリオリ流量計の流管を流れる物質の質量流量に略比例する左検知器出力信号と右検知器出力信号との間の位相差から生じる時間遅延を決定する。左チャンネルのフーリエ変換に右チャンネルのフーリエ変換の共役が乗算される。次に、複素数の結果の角度が計算される。この位相差角度は振動流管の管周波数（位相測定値と一致するために適宜の単位に変換される）によって除算されてΔｔ値が生成される。概説−ソフトウエア図１７−図１９のフローチャートは、ソフトウェア実施の本発明の方法の作動の概説を与えている。図１７は、（図２の）Ａ／Ｄ変換器からの割り込みに応答して実時間で作動するソフトウエアの一部分の作動を示している。図１８は、図１７に示すソフトウエアの作動によって生成されデシメーション処理されたサンプルに対して更なる濾波及び処理を実行するソフトウエア実施の一部分の作動を示している。図１７に示されるソフトウエアの作動によって生成されたデシメーション処理されたサンプルは、図１８のソフトウエアがＡ／Ｄ変換器２００からの正確に調時されたサンプルに対して非同期で作動し得るようにバッファ処理される。図１９は、質量流量の結果的な測定値の安定性と精度を保証するのを助ける発見的手法を含む図１８の要素の付加的な詳細を与えている。図１７−図１９のソフトウエアは図２０により詳細に示されている質量流量計器２４上で作動可能である。図２０のデジタル信号プロセッサ２０００は、任意の普通のマイクロプロセッサによく似ているが、信号処理タスクへの応用に調整された特殊目的の機能を有する計算装置である。多くの斯かるＤＳＰプロセッサ装置は当業者には公知である。斯かる装置の１つの例はテキサスインスツルメンツ製ＴＭＳ３２０Ｃ５０−５７である。この装置は固定小数点演算信号処理装置である。ソフトウエア・エミュレーション・ライブラリが高精度の浮動小数点計算に対して与えられている。この例示の装置は、サンプリング及びデシメーションの作動に必要な３２ビットの精度を与える。この浮動小数点エミュレーション・ソフトウエアは大抵の流量計応用に対して適切な機能を与えるが、他のプロセッサ装置は特定の流量計応用のために付加的な浮動小数点計算機能が必要となる場合に用いられる。プロセッサ２０００はバス２０５２を通してプログラムＲＯＭ２００２からのプログラム命令を読み出し、データを操作し、バス２０５４を通してＲＡＭ２００４においてバッファ処理を行う。当業者は、幾つかのコスト及びパフォーマンスの要因に依存して、プログラム命令をＲＯＭ２００２からＲＡＭ２００４に複写してプロセッサ２０００の命令フェッチ機能を改善することが、ある状況下では好ましいことを認識しよう。Ａ／Ｄ変換器２００は各々、経路１５７、１５８にそれぞれ加えられるそれぞれの流管検知器出力信号からアナログ信号を受け取る。プロセッサ２０００は制御信号をそれぞれ経路２５０、２５２を経由してＡ／Ｄ変換器２００に加え、それぞれ経路２５０、２５２を経由してＡ／Ｄ変換器２００からデジタル化されたサンプル値を受け取る。プロセッサ２０００は制御信号を経路２０５０を経由してクロック２１４に加え、Ａ／Ｄ変換器２００のサンプリング周波数を決定する。これに応答して、クロック２１４はサンプリング周波数のクロック信号を経路２７０を経由してＡ／Ｄ変換器２００に加える。このようにして、プロセッサ２０００は初期段階でＡ／Ｄ変換器２００のサンプリング周波数を所望速度に設定する。好ましい実施の形態において、Ａ／Ｄ変換器２００は複数の変換器及びＤＳＰプロセッサへの単一の通信バス接続体により単一の集積回路内で実施される。これにより、２つのサンプリングされた信号間の位相関係が、物理的に分離されたＡ／Ｄ変換器回路間の不均衡の影響ではなく振動流管のコリオリ効果に起因することを保証する。多くの斯かるステレオＡ／Ｄ変換器チップが当業者に公知である。斯かるチップの１つの例が２チャンネル・ステレオＡ／Ｄ変換器デバイスであるクリスタル・セミコンダクターズ製ＣＳ５３２９である。プロセッサ２０００は流管が振動する適切な基本周波数を決定し、比例信号を経路２０５８に加える。ドライバ回路２００８は経路２０５８に加えられた信号を流管を駆動して振動させるのに適した信号に変換し、この信号を経路１５６に加える。流管を駆動して振動させるための多くの方法及び装置は当技術においては周知であり、ここでは更に論じる必要がない。プロセッサ２０００はまた、サンプリングされたチャンネル間の位相差から△ ｔ値を決定し、△ｔ値に比例する信号を経路２０５６に加える。Ｄ／Ａ変換器２００６は、経路２０５６に加えられた信号値を質量流量に比例する経路１５５に加えられるアナログ信号に変換する。経路１５５上の信号は特定の流量計測定応用に適切な利用手段（図示せず）に加えられる。概観−ソフトウエア（実時間割り込み処理）：上に述べたように、Ａ／Ｄ変換器２００は一定の周波数において作動して、左右の流管からの検知器出力信号の正確に調時されたサンプル値を与える。図１７に示されるように、これらの生のサンプル値は２段の４８：１デシメーション・フィルタによってデシメーション処理される。このデシメーション濾波により、サンプリング速度が低減され、斯くしてノッチ・フィルタに印加するため、及び、位相差及びその結果としてのΔｔ測定値を決定するために必要な計算用の電力が低減されると共に、サンプリングされたデータのある程度の平滑化（アンチエイリアシング）が行われる。周知のソフトウェア技術を適用して重要度の低い計算処理の期間に割り込みのネスティングを行い、これにより、Ａ／Ｄ変換器２００のサンプル割り込みが処理されている間に複雑な計算に因るデータの消失を避けることが出来る。例えば、ＦＩＦＯメモリ技術の使用におけるような回路バッファリングを適用し、前のサンプルが処理されている間に付加的なデータを保持することが出来る。これらのバッファリング技術及び他の技術は当技術においては公知であるため、更に述べる必要がない。図１７の要素１７００は、左右の流管検知器信号出力の各々に対するデジタル化されたサンプルの使用可能性を示すために、Ａ／Ｄ変換器２００によって生成された割り込みの発生を表す。次に、要素１７０２はこの割り込みに応答して作動して、左右の流管検知器信号（本明細書では左チャンネル及び右チャンネルとも呼ばれる）毎にＡ／Ｄ変換器２００からサンプリングされたデジタル値を読み出す。Ａ／Ｄ変換器２００から読み出されたサンプリングされたデジタル値は、左チャンネル及び右チャンネルの各々に関連した第一段円形バッファに記憶される。各チャンネルの第一段円形バッファはＦＩＲフィルタのサンプル値を記憶するのに十分なサイズを有する。第一段フィルタは３６タップのフィルタであることが好ましく、それ故、各チャンネルの円形バッファには少なくとも３６個のエントリが必要である。要素１７０４は、要素１７０２の作動によりＡ／Ｄ変換器２００から読み出されたサンプル値の最後の畳み込み以後に８個の新しいサンプルが第一段円形バッファに記憶されているか否かを決定するように作動可能である。８個の新しいサンプルが未だ読み出されていない場合、このＡ／Ｄ変換器２００割り込みの処理が完了する。８個の新しいサンプルが最後の畳み込み以後に第一段円形バッファに記憶されている場合、要素１７０６は各チャンネルに対する第一段円形バッファに現在記憶されている３６個のサンプル値の畳み込みを決定するように作動可能である。各チャンネルの畳み込み処理された値は各チャンネルに関連する第二段円形バッファに記憶される。各チャンネルの第二段円形バッファはＦＩＲフィルタのサンプル値を記憶するのに充分なサイズを有する。第二段フィルタは１３１タップのフィルタであることが好ましく、それ故、各チャンネルの円形バッファには少なくとも１３１個のエントリが必要である。要素１７０８は、６個の新しい値が要素１７０６の作動によって第二段円形バッファに記憶されているかを決定するように作動可能である。第一段の畳み込みからの６個の新しい値が未だ第二段円形バッファに記憶されていない場合、このＡ／Ｄ変換器２００の割り込みの処理が完了する。６個の新しい値が第二段円形バッファに記憶されている場合、要素１７１０は各チャンネルの第二段円形バッファに記憶されている１３１個の値の畳み込みを決定するように作動可能である。次に、各チャンネルの第二段円形バッファ値の第二段フィルタの和（畳み込み）が各チャンネルに関連するデシメーション処理済みサンプルの円形バッファに記憶される。各チャンネルのデシメーション処理済みサンプルの円形バッファはその関連の左又は右のチャンネルのサンプルに対してデシメーション処理された値を保持する。これらのバッファは、図１８に関して以下に述べる非同期処理が更なる濾波と処理のための値を検索することが出来るまで、デシメーション処理された値を保持するのに用いられる。デシメーション計算は、この図１７の割り込み処理ソフトウエア内で処理され得るほど単純である。ノッチ・フィルタを適用し、位相差及びΔｔ値を決定し、ノッチ・フィルタのパラメータを適応させるための更なる処理は複雑であり、それ故、Ａ／Ｄ変換器２００からサンプル値を読み出すのに必要な実時間処理に対して非同期で作動する。当業者は、図１７の割り込み処理と図１８の非同期処理の間のタスクの分割は、選択されたＤＳＰチップの機能特性とＡ／Ｄ変換器サンプリング周波数によって測定された所望機能目標に応じて設計選択の問題であることを認識しよう。幾つかの等価ソフトウエア及び関連するデータ構造は、本発明の精神及び範囲内にある。図１７−図１９に関して本明細書に要約されるソフトウエア構造が、本発明の理解を助けるために、下記の「疑似回路」に述べられている。これらの疑似回路の説明においては、上記の図１７に述べられている作動によって発生されたデシメーション処理されたサンプル毎に、ＣＬＫと呼ばれる信号がパルス発生される。換言すると、このＣＬＫ信号はサンプリング周波数の１／４８である。図１７ − 図１９に示すソフトウエアの記述で分かるように、ＣＬＫ信号は、デシメーション処理されたサンプル値（より精密には、左チャンネルに１つ、右チャンネルに１つの一対のデシメーション処理された値）がデシメーション処理済みサンプルの円形バッファにおいて使用可能であることを示すだけである。計算的に一層複雑なノッチ濾波及びΔｔの決定は、精密に調時されたサンプリング周波数でクロックされるＡ／Ｄ変換及び関連の２段階デシメーションに関して非同期で実行される。換言すると、以下に論じられるＣＬＫ信号はデシメーション処理されたサンプルがデシメーション処理済みサンプルの円形バッファにおいて使用可能であるという指示にすぎないことが好ましい。概観−ソフトウエア（非同期デジタル信号処理）：図１８は、図１７に関して上に論じた実時間サンプリング及びデシメーション操作に応答して作動可能なソフトウエアの非同期部分を示すフローチャートである。図１８の要素１８００は両チャンネルのサンプリングされたデータを予め処理するのに用いられる円形バッファ（第一段、第二段、及びデシメーション処理済みサンプル）を初期化するのに必要な全ての処理を表している。加えるに、要素１８００は、変換器の一定のサンプリング周波数（即ち、クロック２１４）を設定するために、及び、サンプル値がＡ／Ｄ変換器２００から利用可能な時にＡ／Ｄ変換器２００がＤＳＰ作動に割り込むことを許可するために、図２のＡ／Ｄ変換器２００に関連する任意の必要なハードウエアを初期化する。要素１８０２は一対のデシメーション処理されたサンプル値がデシメーション処理済みサンプルの円形バッファ（１つは左チャンネルに対して、もう１つは右チャンネルに対して）の各々で利用可能になるまで待機するように作動可能である。一対のデシメーション処理されたサンプル値が利用可能になると、要素１８０４はノッチ・フィルタ機能をデシメーション処理されたサンプル値に適用し、これにより信号の質を向上させるように作動可能となる。この信号は不要ノイズ及び信号周波数の高調波を除去することにより品質が高められる。次に、要素１８０６はノッチ・フィルタのパラメータを更新するように作動可能である。本発明の適応方法は、振動流管の基本周波数の変化を補償するようにノッチ・フィルタパラメータを適応させる。ノッチ・フィルタの適応過程において、計器２４によって為される流量測定の安全性を保証するのを助けるために、発見的手法が利用される。これらの発見的手法は以下に一層詳細に論じられる。更新されたフィルタ・パラメータはノッチ・フィルタに適用される。次に、図１８の要素１８１２は、サンプルが新しい半ウインドウ期間の始点における最初のサンプルであるか否かを決定するように作動可能となる（即ち、前の半ウインドウでの全部のサンプルの処理が完了していることを示すＳＡＭＰＮＯ＝０）。サンプルが新しい半ウインドウ期間の始点における最初のサンプルでない場合、処理は要素１８０８及び１８１０に続き、ゴエルツェル・フィルタのパラメータを更新し、信号及びノイズ・エネルギ値を累算する。サンプルが新しい半ウインドウ期間の始点における最初のサンプルである場合、前の半ウインドウの完了に関する処理が以下に論じられる要素１８１４の作動によって実行される。要素１８１４は、累算され品質の向上したサンプル・エネルギ及び累算され品質の向上したノイズ成分エネルギが以下に論じられる要素１８１０の作動によって発生されるならば、信号対雑音比（ＳＮＲ）を決定するように、半ウインドウ期間の終点（新しい半ウインドウ期間の始点）において作動可能である。また、要素１８１０の作動によって発生された累算されたエネルギの和は、次のハニング半ウインドウ期間のサンプルの始点に対して累算を準備するために、要素１８１４の作動によってリセットされる。次に、要素１８１６がＳＮＲが許容しきい値を上回るか否かを試験する。本発明において、多くの共通の応用のための好ましいＳＮＲしきい値は５である。当業者は、好ましいＳＮＲしきい値が各特定の流量測定環境及び応用の要求に応じて変化し得ることを認識しよう。ＳＮＲが所定のしきい値を下回る場合、ＳＮＲ誤り条件が前の半ウインドウ期間（完了したばかりの半ウインドウ）に存在すると言われる。要素１８１６が前の半ウインドウにＳＮＲ誤りが存在したと決定する場合、処理は要素１８１８に続く。そうでない場合、処理は要素１８２０に続く。要素１８１８はノッチ・フィルタの重みの適応に含まれる計算をリセットするように作動可能である。詳細には、バイアス除去パラメータ（α）、忘却係数（λ）及び共分散マトリクス（Ｐ）は全て、計算を再開してノッチ・フィルタを振動流管の基本周波数へ収束させる状態へリセットされる。次に、要素１８２０は、直前のサンプル値の期間での各チャンネル上の信号の位相を示す複素数からΔｔを決定するように作動可能である。換言すると、（以下に論じられるように半ウインドウ毎に生じる）サンプル値の各ハニング・ウインドウの後に、Δｔ値は各チャンネルの位相を示す複素数へ変形される、直前のハニング・ウインドウのサンプルから計算される。要素１８２０は更に、要素１８０８によって発生される累算されたパラメータから、次の期間のゴエルツェル・フィルタ係数を決定するように作動可能である。要素１８０８のパラメータ累算は又、新しい期間を開始するようにリセットされる。次に処理は要素１８０８及び１８１０に続き、ゴエルツェル・フィルタのパラメータを更新し、信号及びノイズ・エネルギを累算する。要素１８０８は、半ウインドウ期間にわたって平均のノッチ・フィルタ重みを累算することにより、ゴエルツェル・フィルタを更新するように作動可能である。半ウインドウ期間の境界において、次の半ウインドウ期間のサンプルの処理に備えて、ゴエルツェル・フィルタの重みが更新される。要素１８０８は又、品質の向上したサンプル値の発生に応答して、品質の向上したサンプル値を複素ゴエルツェル・フィルタに加える。ゴエルツェル・フィルタは、上に論じたように、波形の位相を表し且つ一連の波形サンプル値について累算された複素数を生成する。この位相値は左右のチャンネルに対して累算される。上に論じたように、ゴエルツェル・フィルタは各チャンネルの品質の向上したサンプリングされた信号の位相を示す複素数を累算するのに用いられる。この累算はハニング・ウインドウの長さ（２Ｎで示される前記長さ）に等しい複数のサンプルの間継続する。ハニング・ウインドウにおけるサンプルのスパンは、関連の流管検知器信号の８個の全振動サイクルにほぼ及ぶ。サンプリングされたデータの利用を最大化するために、２つのゴエルツェル・フィルタ計算が１つのチャンネルのサンプルに対して並列に実行される（合計４つの計算、即ち、左右のチャンネルの各々に対して２つずつ）。１つのチャンネル上の２つの並列計算は当該チャンネルの品質の向上した同じサンプル値に対して実行されるが、１つの計算は他方の計算の半ハニング・ウインドウ後に（即ち、Ｎ個のサンプルだけ遅れて）開始する。換言すると、１つのチャンネルのサンプルに適用されるこれら２つの並列ゴエルツェル・フィルタ計算は、振動検知器信号サンプルの半ハニング・ウインドウ期間だけ時間的に互いから分離される。要素１８１０は、質の向上した信号エネルギを累算し、サンプル値のノイズ・エネルギを累算するように作動可能である。これらの累算された値は、信号対雑音比が所望限度内にあるか否かを決定するために半ウインドウ（要素１８１４に関して上に論じたように）の終点において検査される。次に、この方法の処理は、別のデシメーション処理されたサンプル値の受領を待機するために要素１８０２へ戻ることによって継続する。図１９は、別のデシメーション処理されたサンプル値の処理に備えてフィルタ・パラメータを更新する要素１８０６の作動の更なる詳細を与える。図１８に関して上に論じたＳＮＲ試験に加えて、ノッチ・フィルタ計算での不安定性を防ぐのを助けるために、別の発見的手法試験が本発明の方法に適用される。図１９に示される発見的手法試験は、計算されたノッチ・フィルタ重みが所定の許容範囲内で安定であるかどうかを調べる。新しく計算されたフィルタ重みは、これらが許容範囲外にある場合、次のサンプルには用いられない。斯かる場合、前のサンプル値から計算された重みの以前の値は、後続の計算が許容されるフィルタ重みを生じるまで用いられる。要素１９０２乃至１９０８は、現在のサンプル値から、更新された忘却係数、更新された利得ベクトル、更新されたバイアス除去パラメータ及び更新された共分散マトリクスを決定するように作動可能である。次に、要素１９１０は、（前のサンプル処理から計算された）前の重み、利得ベクトル及びバイアス除去パラメータ値が要素１９０２乃至１９０８の作動によって決定されたと仮定して、更新されたノッチ・フィルタ重みを決定するように作動可能である。図１８に関して上に論じたように、改善された信号対雑音比を試験することによりエラーが検知されると、更新された係数に関連する計算は流管のシフトされた基本周波数上へのノッチの収束を再開するようにリセットされる。要素１９１２は、許容値の所定の範囲に対する新しく計算された重みの安定性を評価するように作動可能である。新しく計算された重みが許容範囲にある場合、要素１９１４は次のデシメーション処理されたサンプルの処理に備えて新しい重みをノッチ・フィルタに適用するように作動する。新しく計算された重みが許容範囲の外にある場合、新しい重みはフィルタには適用されず、前の重み（前のサンプルの処理から計算された）が次のデシメーション処理されたサンプルに対して用いられる。第一の好ましい実施の形態：本発明の第一の例示の好ましい実施の形態において、左チャンネルからの個別のデジタル化されたサンプルを濾波するためのフィルタと右チャンネルからの個別のデジタル化されたサンプルを濾波するためのフィルタとの２つの適応ノッチ・フィルタが用いられる。重み適応計算は、左チャンネル処理に関連した信号をサンプリングすることにより両適応ノッチ・フィルタのノッチ・パラメータを調節する。図３は、図２の計算要素間の情報の流れに関する更なる詳細を示すために図２の要素を分解している。計算要素２０４は図２に最初に示される適応ノッチ・フィルタである。左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は（図２の）経路２５４からデシメーション処理された検知器出力信号のサンプル（ｘ_L）を受ける。ノッチ・フィルタ伝達関数の重み係数（Ｗ）は経路２５８を経由して重み適応要素２１０から入力される。ノッチの形状を決定するバイアス除去パラメータ（ α）が又、経路２５８を経由して重み適応要素２１０から入力される。右チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は（図２の）経路２５６からデシメーション処理された検知器出力信号のサンプル（ｘ_R）を受け取るが、そうでない場合は、左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４と同じに作動する。左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタは両方とも重み適応要素２１０から経路２５８を経由して同じ適応パラメータ（Ｗ及びα）を受け取る。左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタは、それぞれの出力経路２６０、２６２にそれぞれ加えられた個別のサンプル値によって表される品質の向上した信号を発生する。左右のチャンネルに対するそれぞれｅ_L及びｅ_Rとして表された品質の向上した信号は、振動流管の基本周波数の近くの狭い周波数帯域を除いて全てのノイズ信号が濾波されている関連の入力信号サンプルを表している。左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は入力信号サンプルのノイズ部分（ｎ_L）と入力信号サンプル値の勾配ベクトルを示す値（ψ）をその出力経路２６０に加える。これらの信号値（ｅ_L、ｎ_L及びψ）は、重み適応要素２１０がノッチ・フィルタの次の調節のための重み適応パラメータを決定するのに用いられる。左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は両方とも同じ関数を計算するが、右チャンネルの適応ノッチ・フィルタからのノイズ及び勾配値は本発明の方法及び装置には用いられない。実際、右チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４の未使用の信号は、好ましい実施の形態のＤＳＰソフトウエアによって計算されない。適応ノッチ・フィルタ２０４によって計算される関数は以下に詳細に論じられる。左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４からの品質の向上した信号の値は、それぞれ経路２６０及び２６２を経由して、位相計算要素２０６によって受け取られる。位相計算要素２０６は、経路２６０及び２６２上のそれぞれの入力に加えられた品質の向上した個別のサンプル信号によって表される正弦波信号の位相を決定する。フーリエ変換位相計算要素２０６はハニング・ウインドウの重み付け法を利用し、対応の正弦波入力信号の８個のサイクルを表わす各チャンネル上の２Ｎ個の個別の重み付けされたサンプルを合算する。以下に論じるように、本発明における種々の計算要素はそれぞれの計算をハニング・ウインドウ期間の半分（サンプル０．．．Ｎ−１）の期間に受け取られたデータに適用する。この半分のウインドウ・サイクルの特定のサンプル（サンプル０．．．Ｎ−１）を示す値ＳＡＭＰＮＯは、経路２７２を経由して位相計算要素２０６に入力として受け取られる。ＳＡＭＰＮＯ値は、ハニング・ウインドウの第一及び第二の半分に対する品質の向上したサンプル信号値に適用される重みのベクトルに対する指標として用いられる。これらの重み付け法は以下に論じる位相計算要素２０６に用いられる。位相計算要素２０６は、濾波された個別のサンプリング信号値にゴエルツェル・フィルタ・フーリエ変換を適用し、システムの各チャンネル上の正弦波信号の位相を決定する。ゴエルツェル・フィルタの係数（複素数のＢ）が周波数計算要素２１２によって経路２６８を経由して位相計算要素２０６に供給される。ゴエルツェル・フィルタは、これらのサンプルを各ハニング・ウインドウにおいて処理し、サンプリングされた正弦波検知器出力信号の位相を表す複素数を発生する。位相計算要素２０６によって発生された複素数値は、それぞれ左右のチャンネルに対する経路２６４及び２６６に加えられる。Δｔ計算要素２０８は、サンプリングされた信号の位相を示す複素数をそれぞれ左右のチャンネルの信号に対応する経路２６４、２６６上で受け取る。Δｔ計算要素２０８は、経路２６８を経由して周波数計算要素２１２から振動流管の基本周波数を示す数（Ω）を受け取る。各チャンネルから得られるデータをより完全に利用するために、位相、周波数及びΔｔの計算が半ウインドウ（上記で決定されたようにハニング・ウインドウ長さの半分）毎に実行される。２つの位相計算が各チャンネル上の濾波された個別のサンプリングされた入力値に対して実行される。これらの２つの並列計算の各々は、濾波された個別のサンプル値の全ウインドウ毎に１回完了する。これらの計算は、ハニング・ウインドウの長さの半分に等しい幾つかのサンプルに対応する期間だけ時間的に互いにずれている。これら２つの計算要素がハニング・ウインドウの長さの半分だけ互いにずれているので、これら２つの並列計算の一方は各チャンネル上の半ウインドウ期間毎にその計算を完了する。それ故、半ウインドウ期間毎に、新しい位相、周波数及びΔｔの計算が完了し、質量流量測定に利用される。図２の重み適応要素２１０は、４つの副要素、即ちＳＮＲ誤り検出要素３００、ノッチ・フィルタ重み計算要素３０２、利得ベクトル計算要素３０４及びバイアス除去パラメータ計算要素３０６に分解された状態で図示されている。ＳＮＲ誤り検出要素３００は、左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生されて経路２６０に加えられる品質の向上した信号値（ｅ_L）と、濾波されていないサンプル値のノイズ成分（ｎ_L）とを受け取る。ＳＮＲ誤り検出要素３００は濾波されていないサンプル値のノイズ成分（ｎ_L）に対する品質の向上した信号値（ｅ_L）のエネルギの比がしきい値を下回るか否かを決定する。信号対雑音比が所定の下限を下回ると、これは通常、ノッチ・フィルタ２０４が振動流管の基本周波数に収束されないことを示す。信号対雑音比が不適切であると分かると、ＳＮＲ誤り信号が発生して図３の経路３５０を通してＳＮＲ誤り検出要素３００の出力に加えられる。以下に論じるように、経路３５０に加えられるＳＮＲ誤り信号は、ノッチ・フィルタを適応させるのに用いられる計算を再開し且つ振動流管の基本周波数上にノッチを収束させるために、重み適応要素２１０内の他の計算要素によって用いられる。ＳＮＲ誤り検出要素３００の正確な計算及び詳細が図７に関して以下に提示される。ノッチ・フィルタ重み計算要素３０２は左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生し経路２６０に加えられる濾波されていないサンプル値のノイズ成分（ｎ_L）を受け取る。要素３０２は又、利得ベクトル計算要素３０４によって発生され経路３５２に加えられる利得ベクトル値（２成分ベクトルＫ）を受け取る。加うるに、要素３０２はバイアス除去パラメータ計算要素３０６によって発生され経路３５４に加えられる更新されたバイアス除去パラメータ（α’）を受け取る。次に、ノイズフィルタ重み計算要素はノッチ・フィルタ重み（Ｗ）の更新された値を計算し、これらをノッチ・フィルタ２０４及び周波数計算要素２１２によって用いられるように経路２５８に加える。ノッチ・フィルタ要素３０２の正確な計算及び詳細が図６に関して以下に提示される。利得ベクトル計算要素３０４は左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生され経路２６０に加えられる勾配（ψ）を受け取る。要素３０４は又、ＳＮＲ誤り検出要素３００によって発生し経路３５０に加えられるＳＮＲ誤り信号を受け取る。加うるに、要素３０４はバイアス除去計算要素３０６によって発生し経路３５６に加えられる忘却係数（λ）を受け取る。次に、利得ベクトル計算要素３０４は利得ベクトル（Ｋ）の更新された値を計算し、これらをノッチ・フィルタ重み計算要素３０２によって用いられるように経路３５２に加える。利得ベクトル計算要素３０４の正確な計算及び詳細が図５に関して以下に提示される。バイアス除去パラメータ計算要素３０６はＳＮＲ誤り検出要素３００によって発生され経路３５０に加えられるＳＮＲ誤り信号を受け取る。次に、バイアス除去パラメータ計算要素３０６はバイアス除去パラメータ（α）の更新された値を計算し、これをノッチ・フィルタ２０４によって用いられるように経路２５８に加える。バイアス除去パラメータ計算要素３０６は又、更新されたバイアス除去パラメータ（α’）を計算し、これをノッチ・フィルタ重み計算要素３０２によって用いられるように経路３５４に加える。加うるに、バイアス除去計算要素３０６は更新された忘却係数（λ）を計算し、それを利得ベクトル計算要素３０４によって用いられるように経路３５６に加える。バイアス除去パラメータ計算要素３０６の正確な計算及び詳細が図８に関して以下に提示される。図２の周波数計算要素２１２が、２つの副要素、即ち、ゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８と半ウインドウ係数パイプライン３１０に分解された状態で図示されている。ゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８は重み適応要素２１０の作動によって決定され経路２５８に加えられるノッチ・フィルタ重みを受け取る。次にゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８はゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’ ）を複素数として決定し、又、個別のサンプリングされた信号によって表される正弦波の流管検知器出力信号の周波数（Ω’）をノッチ・フィルタの重みに含まれるものとして決定する。このように決定された両方の値は、図２のクロック２１４によって経路２７４に加えられる半ウインドウ信号によって示される各半ウインドウ期間の終点において計算される。このように決定されたゴエルツェル重み及び周波数は半ウインドウ係数パイプライン３１０によって用いられるように経路３５８に加えられる。ゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８の正確な計算及び詳細が図９に関して以下に提示される。半ウインドウ係数パイプライン３１０はゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８によって上記のように計算されたゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’）及び周波数（Ω’）を受け取る。次に半ウインドウ係数パイプライン３１０は計算された値（Ｂ’及びΩ’）のタイミングを調節し、それらを重なり合う半ウインドウの間の２つの並列計算の１つと関連せしめる。半ウインドウ係数パイプライン３１０の正確な計算及び詳細が図１０に関して以下に提示される。前記のように、図３（及び以下に論じられる詳細な図）に示される要素によって実行される計算は、広いスケールの数値精度にわたって精度を維持するように浮動小数点演算を用いて実行されるのが好ましい。浮動小数点計算機能は図２０の信号プロセッサ２０００内のハードウエアによって実行されるか、ソフトウエア・ライブラリ機能を用いてプロセッサ２０００によってエミュレーションされ得る。性能及びコストの要因は浮動小数点のハードウエアとソフトウエアとの間の選択を本発明の各応用に対して適切なものとして決定する。第一の例示的な実施の形態−ノッチ・フィルタ：図４は、図３の適応ノッチ・フィルタ２０４内で実行される機能及び計算に関する更なる詳細を示している。一方が左チャンネルに関連し、他方が右チャンネルに関連する適応ノッチ・フィルタ２０４は構成と実行される計算に関して同じである。左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は経路２５４からデシメーション処理された離散時間のサンプルの検知器値を入力として受け、その濾波された出力を経路２６０に加える。右チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は経路２５６からデシメーション処理された離散時間のサンプルの検知器値を入力として受け、その濾波された出力を経路２６２に加える。適応ノッチ・フィルタ２０４は又、経路２５８を経由して図３の重み適応要素２１０から現在の重み（Ｗ₁及びＷ₂として表される２成分ベクトルＷ）及びバイアス除去パラメータ（α）を受け取る。適応ノッチ・フィルタ２０４は、経路２５８からのバイアス除去パラメータを、その出力が経路４８８に加えられる乗算ジャンクション４４６の両方の入力に加えることにより、バイアス除去パラメータの二乗（α²）を発生する。適応ノッチ・フィルタ２０４内の箱型の破線によって示される図４の適応ノッチ・フィルタ２０４内の要素の一部分は、入力信号サンプルの勾配（ψ₁、ψ₂として表される２成分ベクトルψ）を計算するのに用いられる。このように計算された勾配値は、左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４における経路２６０に加えられる。この勾配は図３の重み適応要素２１０によって用いられ、経路２５４上で受け取られる次のサンプルの更新されたノッチ・フィルタ重みが計算される。勾配を計算するのに用いられる図４の箱型の破線内の要素は、右チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４においては用いられない。図４の適応ノッチ・フィルタ２０４は、個別のサンプルの入力値内に存在するノイズを決定する。この入力サンプ値からノイズ信号値を減算することにより、品質の向上した濾波値が生成され、経路２６０上に出力される。適応ノッチ・フィルタ２０４は、二次フィルタ多項式及びマトリクス演算により、品質の向上した信号値ｅを以下のように決定する（ここで、以下の式で用いられる変数（ｔ）はサンプリング周期“ｔ”に対応する変数の値を示す）：ｘ（ｔ）経路２５４（右チャンネルに対しては２５６）上に受け取られる入力信号値Ａ(t)=diag(α(t),α(t)²) バイアス除去対角行列Ｗ(t)=[Ｗ₁(t),Ｗ₂(t)] 重みベクトルＹ(t)=[ｙ(t-1),ｙ(t-2)]^T 再帰フィルタ状態ベクトルｙ(t)=ｘ(t)+Ｗ(t)Ａ(t)Ｙ(t) 中間計算ｎ(t)=ｙ(t)-Ｗ(t)Ｙ(t) 入力信号ｘから分離されたノイズ信号ｅ(t)=ｘ(t)-ｎ(t) 品質の向上した信号で、入力信号ｘ−ノイズ信号ｎ図４の疑似回路は、これらの式を回路及び計算要素の形で説明している。加算ジャンクション４００は経路２５４（右チャンネルの場合は２５６）上の入力信号値と経路４５２（上記のようにＷＡＹを表す）上の中間計算値とを加算して、経路４５０に加えられるｙ＝ｘ＋ＷＡＹを上記のように発生する。経路４５０上のｙの値は入力として遅延回路４０８に加えられ、それを１サンプル・クロック期間（ＣＬＫ）だけ遅延せしめ、次にそれを出力経路４６０に加える。経路４６０上の１回遅延されたｙの値は遅延回路４３６に入力され、それを別のサンプル・クロック周期（ＣＬＫ）だけ遅延せしめ、次にそれを出力経路４６８に加える。経路４６０上の１回遅延されたｙの値及び経路４６８上の２回遅延されたｙの値は上記のベクトルＹを表す。バイアス除去対角行列Ａは、それぞれ経路２５８、４８８上のバイアス除去パラメータとその二乗（α及びα²）とから構成される。経路４６０、４６８上のベクトルＹには、それぞれ乗算ジャンクション４０６、４３４を通して経路２５８、４８８に加えられるバイアス除去対角行列Ａが乗算され、これによりそれぞれ経路４５８、４７０上にＡＹが生成される。この積に、それぞれ乗算ジャンクション４０４、４３２を通して経路２５８に加えられる重みベクトルＷが乗算され、これによりそれぞれ経路４５６、４５４上に中間計算値が生成される。それぞれ経路４５６、４５４上の２つの中間値は加算ジャンクション４０２に加えられ、これにより上記のように経路４５２上にスカラー値ＷＡＹが生成される。経路４６０、４６８上のベクトルＹには又、それぞれ乗算ジャンクション４１４、４３８を通して経路２５８上の重みベクトルＷが乗算され、これにより、経路４６４、４６６上に中間値が生成される。経路４６４、４６６上の２つの中間値は加算ジャンクション４１６を通して加算され、経路４６２上に値ＷＹが生成される。加算ジャンクション４１２は経路４５０上の値ｙから経路４６２上の値ＷＹを減算し、これにより、経路４７０上にノイズ値ｎ＝ｙ−ＷＹが生成される。左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４において、入力サンプル値ｘのノイズ部分ｎを表す値は、図３の重み適応要素２１０において用いられるように経路２６０に印加される。加算ジャンクション４１０は、経路２５４（右チャンネルでは２５６）上の入力サンプル値ｘから経路４７０上のノイズ値ｎを減算し、これにより、経路２６０（右チャンネルでは２６２）上に品質の向上した信号値ｅ＝ｘ−ｎを生成する。品質の向上した信号値は後続の位相計算要素２０６において且つ以下に論じられる重み適応要素２１０において用いられる。ノイズ値ｎ及び品質の向上した信号値ｅに加えて、適応ノッチ・フィルタ２０４は勾配ベクトルψを経路２６０上のψ₁、ψ₂として計算する。適応ノッチ・フィルタ２０４は二次フィルタ多項式及びマトリクス演算によって勾配ベクトルを以下のように決定する。Ｆ(t)=[ｆ(t-1),ｆ(t-2)]^T 再帰フィルタ状態ベクトルｆ(t)=ｎ(t)+Ｗ(t)Ａ(t)Ｆ(t) 中間計算 ψ(t)=Ｙ(t)-Ａ(t)Ｆ(t) 勾配ベクトル加算ジャンクション４１８はその入力経路４７４上の中間計算値ＷＡＦに入力経路４７０上のノイズ値ｎを加算して、経路４７２上にｆ＝ｎ＋ＷＡＦを生成する。経路４７２上の値ｆは入力として遅延回路４２０に加えられ、それを１サンプル・クロック周期（ＣＬＫ）だけ遅延せしめ、次にそれを出力経路４７６に加える。経路４７６上の１回遅延された値ｎは遅延回路４３０に入力され、それを別のサンプル・クロック周期（ＣＬＫ）だけ遅延せしめ、次にそれを出力経路４８４に加える。経路４７６上の１回遅延された値ｆ及び経路４８４上の２回遅延された値ｆは上記のベクトルＦを表す。経路４７６、４８４上のベクトルＦに、それぞれ乗算ジャンクション４２６、４４２を通して経路２５８、４８８に加えられるバイアス除去対角行列Ａが乗算され、これにより、それぞれ経路４７８、４８６上にＡＦが生成される。この積に、それぞれ乗算ジャンクション４２４、４４０を通して経路２５８に加えられる重みベクトルＷが乗算され、これにより、それぞれ経路４８０、４８２上に中間計算値が生成される。それぞれ経路４８０、４８２上の２つの中間値は加算ジャンクション４２２に加えられ、これにより、上記のようにスカラー値ＷＡＦが経路４７４上に生成される。経路４７８、４８６上の中間積ＡＦは加算ジャンクション４２８、４４４により経路４６０、４６８上のＹベクトルから減算され、これにより、勾配ベクトル ψ（ψ₁、ψ₂）＝Ｙ−ＡＦが生成され、経路２６０に加えられる。経路２６０上の勾配ベクトルは、更新されたノッチ・フィルタ重みを計算するために図３の重み適応要素２１０によって用いられる。左右のチャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４は上記のように作動する。経路２６０上の勾配ベクトルψ及びノイズ値ｎの計算は右チャンネルには不要であり、従って右チャンネルにおいては計算段階として飛び越してよい。重み適応要素２１０は経路２６０に加えられた左チャンネルからの値のみを利用して、両方のノッチ・フィルタ２０４の重みを調節する。品質の向上した信号値ｅのみが右チャンネルから用いられ、位相計算要素２０６によって用いられるように経路２６２に加えられる。第一の例示的な実施の形態−重み適応：図３の重み適応要素２１０は、全て左チャンネルの適応ノッチ・フィルタ２０４によって発生され経路２６０に加えられる品質の向上した信号値ｅ_L，濾波されていない入力信号のノイズ部分ｎL及び勾配ψを受け取る。次に、重み適応要素２１０は重みベクトルＷ及びバイアス除去パラメータαを決定し、それらを経路２５８に印加して、両チャンネルのノッチ・フィルタを適応ノッチ・フィルタ２０４において処理されるべき次の個別のサンプル値に対して調節する。重み適応機能のこの説明を簡略化するために、重み適応要素２１０は、各々が全計算の諸部分を実行する４つの副要素、即ち、ＳＮＲ誤り検出要素３００、ノッチ・フィルタ重み計算要素３０２、利得ベクトル計算要素３０４及びバイアス除去パラメータ計算要素３０６に分解される。図７において更に詳細に示されているＳＮＲ誤り検出要素３００は、左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生され経路２６０に加えられた品質の向上した信号値（ｅ_L）及び濾波されていないサンプル値のノイズ成分（ｎ_L）を受け取る。ＳＮＲ誤り検出要素３００は、濾波されていないサンプル値のノイズ成分（ｎ_L）に対する品質の向上した信号値（ｅ_L）のエネルギの比がしきい値を下回るか否かを決定する。ＳＮＲ誤り検出要素３００は図７に更に詳細に示されている。図７のＳＮＲ誤り検出要素３００は、ノイズ・エネルギを加算し、ノイズの除去されたエネルギを加算し、これら２つの値の比を所定のしきい値と比較することにより、信号対雑音比を決定する。ＳＮＲ誤り検出要素は、経路２６０を通して左チャンネルから、品質の向上した信号値ｅ_L及びノイズ信号ｎ_Lを受け取る。ノイズ信号値は乗算ジャンクション７００の両入力に加えられ、これにより、ノイズ信号の二乗ｎ²が生成され、経路７５０に加えられる。経路７５０上のｎ² は、２：１マルチプレクサ７０４の一方の入力と加算ジャンクション７０６の一方の入力とに加えられる。マルチプレクサ７０４の出力は経路７５８を経由してレジスタ７１２の入力に加えられる。レジスタ７１２は、サンプル・クロックによりクロックされると、その入力値を記憶する。レジスタ７１２の現在の値はその出力に与えられ、加算ジャンクション７０６の他方の入力へ経路７６４を通して印加される。加算ジャンクション７０６の和出力は経路７５４を通してマルチプレクサ７０４の他方の入力に加えられる。経路２７４上に信号を受け取る各半ウインドウ期間の始点において、マルチプレクサ７０４は経路７５０上のｎ²値に接続された入力を選択して、新しい半ウインドウ期間のノイズ・エネルギの加算を再開する。半ウインドウ期間における他の全てのサンプルに対して、マルチプレクサ７０４は経路７５４に接続された入力を選択してノイズ・エネルギを累算する。累算されるノイズ・エネルギは半ウインドウ期間にわたってサンプル毎にレジスタ７１２に累算され、現在の累算された和が経路７６４を経由してレジスタ７１２の出力に加えられる。累算される和は新しい半ウインドウ期間毎に再開される。ノイズが除去された信号エネルギは、経路２６０上で受け取られた品質の向上した信号値を二乗して累算することにより、同様の様式で累算される。ノイズが除去されたエネルギは、ノイズ・エネルギの累算について上に述べたと同じ様式で経路７５２、７５６、７６０、７６２を経由して乗算ジャンクション７０２、加算ジャンクション７１０、マルチプレクサ７０８及びレジスタ７１４の作動によって累算される。サンプル値の各半ウインドウ期間を通して累算された、ノイズの除去されたエネルギは、経路７６２を経由してレジスタ７１４の出力に加えられる。計算要素７１６は、累算されたノイズ・エネルギを経路７６４を経由して、累算されたノイズの除去されたエネルギを経路７６２を経由してそれぞれ受け取り、これらの値を所定のしきい値と比較する。ノイズが除去された累算値とノイズの累算値との比が信号対雑音比である。この比が所定のしきい値を下回ると、信号対雑音比誤り状態が検出されて、これを指示する信号が計算要素７１６の出力に加えられる。誤りタイミング要素７１８は計算要素７１６によって発生した誤り状態信号を経路７６６を通して受け取り、半ウインドウ信号を経路２７４上に受け取る。誤り状態が入力経路７６６上で検知されると、誤りタイミング要素７１８はパルス信号を経路３５０上のＳＮＲ誤りに加える。経路３５０上のＳＮＲ誤り信号は重み適応要素２１０内の他の副要素によって検知され、これにより、種々のノッチ・パラメータの計算を強制リセットする。ＳＮＲ誤りへの信号の印加に続いて、誤りタイミング要素７１８は更なる信号が経路３５０上のＳＮＲ誤り信号に加えられない猶予期間を実施する。猶予期間は、ノッチ・フィルタ・パラメータに振動流管の基本周波数に再収束する期間を許容するためのものである。誤りタイミング要素７１８は又、パワーオン初期化の期間中に猶予期間を実施して、ノッチ・フィルタを基本周波数に収束せしめる。パワーオン初期化の間の猶予期間は約１００個の半ウインドウ期間であることが好ましい。ＳＮＲ誤りの検出に続く猶予期間は約６６個の半ウインドウ期間であることが好ましい。図６に更に詳細に示されているノッチ・フィルタ重み計算要素３０２は、左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生され経路２６０に加えられる濾波されていないサンプル値（ｎ_L）のノイズ成分を受け取る。要素３０２は又、利得ベクトル計算要素３０４によって発生され経路３５２に加えられる利得ベクトル値（Ｋ）を受け取る。加うるに、要素３０２は、バイアス除去パラメータ計算要素３０６によって発生され経路３５４に加えられる更新されたバイアス除去パラメータ（α’）を受け取る。次に、ノッチ・フィルタ重み計算要素３０２はノッチ・フィルタ重み（Ｗ）の更新された値を計算し、それらをノッチ・フィルタ２０４及び周波数計算要素２１２で用いるように経路２５８に加える。ノッチ・フィルタ重み計算要素３０２はマトリクス演算によって適応ノッチ・フィルタ２０４の重みＷを以下のように決定する。Ｗ'(t)=Ｗ(t)+ｎ(t)Ｋ(t) 安定であれば、更新された重みベクトルそうでなければＷ'(t)=Ｗ(t) 不安定であれば、更新されない重み乗算ジャンクション６０２、６０４は経路３５２上の利得ベクトルＫ（Ｋ₁，Ｋ₂）に経路２６０上で受け取られた信号サンプルのノイズ成分（ｎ）を乗算して、経路６５０、６５６上に積ｎＫを生成する。経路６５０上の積は加算ジャンクション６０６に加えられる。加算ジャンクション６０６の他方の入力は経路６５２上の、以前に計算されたＷ₁重みである。加算ジャンクション６０６の出力はＷ₁＋Ｗ₂であり、経路６５４を通してマルチプレクサ６１６の通常選択される入力に加えられる。マルチプレクサ６１６の出力は経路６７０を経由してマルチプレクサ６２４の通常選択される入力に加えられる。この入力値は通常、マルチプレクサ６２４を通して出力経路６７４を経由して遅延回路６２０の入力に送られると共に、要素３０８におけるゴエルツェル重みの計算に用いられるように、次の更新された値Ｗ₁’（ここで、Ｗ_x’は次に受け取るサンプル値に対して用いられる値Ｗ_xを示す）としてバス２５８に送られる。遅延回路６２０からの１回遅延された係数（Ｗ₁）はノッチ・フィルタ２０４によって用いられるようにＷ₁ としてバス２５８に加えられる。経路６７６上のマルチプレクサ６２４の通常選択されない入力はシステム・リセット信号によって選択され、ゼロ値（０）をＷ₁ 重みの初期値として加える。経路６５６上の他方の積は加算ジャンクション６０８に加えられる。加算ジャンクション６０８の他方の入力は経路６６６上の、以前に計算されたＷ₂重みである。加算ジャンクション６０８の出力はＷ₂＋ｎＫ₂であり、経路６６０を経由してマルチプレクサ６１８の通常選択される入力に加えられる。マルチプレクサ６１８の出力は経路６７２を経由してマルチプレクサ６２６の通常選択される入力に加えられる。この入力値は通常、マルチプレクサ６２６を通して出力経路６７６を経由して遅延回路６２２の入力に送られると共に、要素３０８においてゴエルツェル重みの計算に用いられるように次の更新された値Ｗ₂’として経路２５８に送られる。遅延回路６２２からの１回遅延された係数（Ｗ₂）はノッチ・フィルタ２０４によって用いられるようにＷ₂としてバス２５８に加えられる。経路６７８上のマルチプレクサ６２６の通常選択されない入力はシステム・リセット信号によって選択され、負の１の値（−１）をＷ₂重みの初期値として適用する。乗算ジャンクション６００は経路３５４上の更新されたバイアス除去パラメータα’（ここで、α’は次に受け取るサンプル値に対して用いられるαの値を示す）を両入力として受け取り、二乗値α’²をその出力経路６５８に生成する。乗算ジャンクション６１０は経路３５４上のバイアス除去パラメータα’を一方の入力として、経路６５４上の更新された重みＷ₁を他方の入力として受け取り、積α’Ｗ₁をその出力６６２に生成する。乗算ジャンクション６１２は経路６５８上の二乗のバイアス除去パラメータα’²を一方の入力として、経路６６０上の更新された重みＷ₂を他方の入力として受け取り、積α’²Ｗ₂をその出力６６４に生成する。安定性試験要素６１４は第一のパラメータＸ＝α’Ｗ₁を経路６６２に、第二のパラメータＹ＝α’²Ｗ₂を経路６６４に受け取る。安定性試験要素６１４はパラメータＸ、Ｙを評価し、試験の条件が満足された場合に１の出力信号を発生する。安定性試験は、｜Ｙ｜＜１、及び、｜Ｘ｜＜（１−Ｙ）の場合おいてのみ、１の信号を出力する。この試験では、ノッチ・フィルタ２０４の安定性を、従って結果として得られる質量流量測定値の有効性を保証するために、ノッチ・フィルタの極を単位円内に入るように規制する。安定性試験要素６１４の出力は経路６６８を経由してマルチプレクサ６１６、６１８の選択入力に加えられる。マルチプレクサ６１６、６１８の通常選択されない入力は、それぞれ以前に計算されたＷ₁及びＷ₂の値を受け取る。更新されたノッチ・フィルタ重みが要素６１４によって実行される安定性試験に不合格であった場合、ゼロ出力信号が試験要素６１４によってその出力経路６６８に発生される。経路６６８上のゼロ出力信号に応答して、マルチプレクサ６１６、６１８は経路６５２、６６６上のそれぞれの通常選択されない入力を出力経路６７０、６７２に加える。これにより、対応の係数の以前に計算された値が、処理されるべき次のサンプル値に対して再使用される。換言すると、重みベクトルは、安定性試験要素６１４が計算の不安定性を示す限り、最後の安定な計算値から変化することはない。この試験により、不安定なノッチ・フィルタ重み計算に関連する数値問題が解消され、また、ノッチ・フィルタは振動流管の基本周波数の変化に収束するので、ノッチ・フィルタの短時間の不安定期間における大きく誤った流量計算が防止される。図５に更に詳細に図示されている利得ベクトル計算要素３０４は、左チャンネルのノッチ・フィルタ２０４によって発生され経路２６０に加えられる勾配（ψ ）を受け取る。要素３０４は又、ＳＮＲ誤り検出要素３００によって発生され経路３５０に加えられるＳＮＲ誤り信号を受け取る。加うるに、要素３０４はバイアス除去パラメータ計算要素３０６によって発生され経路３５６に加えられる忘却係数（λ）を受け取る。次に、利得ベクトル計算要素３０４は利得ベクトル（Ｋ）の更新された値を計算し、それらをノッチ・フィルタ重み計算要素３０２によって用いられるように経路３５２に加える。図５に更に詳細に図示されている利得ベクトル計算要素３０４は、経路２６０上の勾配ベクトル（ψ）、経路３５６上の忘却係数（λ）及び経路３５０上のＳＮＲ誤り信号を受け取り、利得ベクトル（Ｋ₁、Ｋ₂）を計算し、計算された利得ベクトルをその後の処理のために経路３５２に加える。図５に示される計算要素は全体的にそれらの種々の入力に対してマトリクス操作を実行し、出力計算スカラー値又はベクトルを生成する。利得ベクトル計算要素３０４はマトリクス演算を用いて利得ベクトルＫを以下のように決定する。Ｋ(t)=Ｑ^T(t)/(λ(t)+ψ(t)^TＱ(t)) 更新された利得ベクトルＱ(t)=Ｐ(t)ψ(t) 中間計算ベクトルＰ'(t)=(Ｐ(t)-Ｑ(t)Ｋ(t)/λ(t) 次の共分散マトリクス計算要素５００は経路２６０を通して勾配ベクトルψを受け取り、遅延回路５１４から経路５５２を通して現在の共分散マトリクス（Ｐ）を受け取る。図５から分かるように、共分散マトリクス（Ｐ）を表す信号を運ぶ経路が３つの信号により示されている。これは、２ｘ２共分散マトリクスの対称特性を示す。２ｘ２共分散マトリクス（Ｐ）の２つの対角線外の（ｏｆｆ−ｄｉａｇｏｎａｌ）要素は常に等しい。それ故、（図５の疑似回路やＤＳＰソフトウエアの好ましい実施形態のどちらであろうと）本発明の実施においては、３つの値を表すだけでよい。次に計算要素５００は中間積Ｑ＝Ｐψを計算し、Ｑベクトルを経路５５０に加える。計算要素５０２は経路５５０上のＱベクトル、経路２６０上の勾配ベクトルψ、経路３５６上の忘却係数λを受け取り、利得ベクトルＫ（Ｋ₁、Ｋ₂）を計算し、更に処理するために利得ベクトルを経路３５２に加える。要素５０４は経路５５２上の現在の共分散マトリクスＰの現在の値を受け取り、経路３５２上の現在の利得ベクトルＫを受け取り、経路５５０上の現在のＱベクトルを受け取って、新しい共分散マトリクスＰ’＝（Ｐ−ＱＫ）／λを計算し、次の受領されたサンプルを処理する際にＰとして用いるように新しい共分散マトリクスＰ’を経路５５４に加える。マルチプレクサ５０８、５１２は、システム・リセットが存在する時に或いはＳＮＲ誤り状態が検出された時に、要素５０４によって実行される計算をリセットするのに用いられる。マルチプレクサ５０８は通常、その入力経路５５４上の新しい共分散マトリクスをその出力経路５５８に加える。ＳＮＲ誤り信号が経路３５０に加えられると、マルチプレクサ５０８はその他方の入力経路５５６を選択して初期マトリクス値（Ｐ_SNR）をその出力経路５５８に加える。マルチプレクサ５１２は通常、その入力経路５５８上の値をその出力経路５６２に遅延レジスタ５１４への入力として加える。システム・リセットが印加されると、マルチプレクサ５１２はその他方の入力経路５６０を選択して初期マトリクス値（Ｐ_INIT）をその出力経路５６２に加える。換言すると、システム・リセットあるいはＳＮＲ誤り状態が検知されると、共分散マトリクス計算がリセットされる。そうでない場合、次の共分散マトリクス（次に受け取るサンプルに用いられるＰ’）の計算は、経路５５４からマルチプレクサ５０８、５１２を経由して経路５６２に加えられる、以前の共分散マトリクス（Ｐ）の関数となる。遅延回路５１４は、次のサンプル値がＣＬＫパルスによって信号されて処理のために受け取られるまで、経路５６２上のその入力の印加を遅延させ、その記憶された値を出力経路５５２に共分散計算要素５０４への入力として加える。図８に更に詳細に図示されているバイアス除去パラメータ計算要素３０６は、ＳＮＲ誤り検出要素３００によって発生し経路３５０に加えられるＳＮＲ誤り信号を受け取る。次に、バイアス除去パラメータ計算要素３０６はバイアス除去パラメータ（α）の更新された値を計算し、それをノッチ・フィルタ２０４によって用いられるように経路２５８に加える。バイアス除去パラメータ計算要素３０６は又、次のサンプルのための更新されたバイアス除去パラメータ（α’）を計算し、それをノッチ・フィルタ重み計算要素３０２によって用いられるように経路３５４に加える。加うるに、バイアス除去パラメータ計算要素３０６は更新された忘却係数（λ）を計算し、それを利得ベクトル計算要素３０４によって用いられるように経路３５６に加える。バイアス除去パラメータ計算要素３０６はバイアス除去パラメータ及び忘却係数を α'(t)=α(t)α_DECAY+α_ADDER 更新されたバイアス除去パラメータの計算 λ(t)=λ'(t-1)λ_DECAY+λ_ADDER 更新された忘却係数の計算のように決定する。レジスタ８００、８０２、８０４、８０６は忘却係数λの計算に用いられる値を含んでいる。２：１マルチプレクサ８１８は、以前の忘却係数λの値が加えられる経路３５６から一方の入力を受け取る。マルチプレクサ８１８は通常、この値を出力経路８７２に、及び２：１マルチプレクサ８２０の一方の入力に送るように選択される。マルチプレクサ８２０は通常、この値を出力経路８７４に、及びレジスタ８２６の入力に送るように選択される。レジスタ８２６は、そのクロック線にＣＬＫ信号のパルスが送られるまで、以前の忘却係数λの値を含んでいる。レジスタ８２６の値は経路８５８上のその出力を介して乗算ジャンクション８２８の一方の入力に加えられる。乗算ジャンクション８２８の他方の入力はレジスタ８０２に記憶されているλ_DECAYを受け取る経路８５２である。乗算ジャンクション８２８の積λ・λ_DECAYはその出力経路８６０に、及び加算ジャンクション８３０の一方の入力に加えられる。加算ジャンクション８３０の他方の入力はレジスタ８００に記憶されているλ_ADDER値を受け取る経路８５０である。加算ジャンクション８３０の加算結果は更新された忘却係数λ＝λ・λ_DECAY＋ λ_ADDERとして経路３５６に加えられる。ＳＮＲ誤り信号が経路３５０に加えられると、マルチプレクサ８１８はレジスタ８０４に記憶されているλ_SNRを受け取る経路８５４からその入力を選択する。次に、この値は経路８７２へのマルチプレクサ８１８の出力に加えられ、次の値の通常の計算に通常用いられる、以前の忘却係数に置換する。この所定の値は、ＳＮＲ誤り状態が上で論じたように認識されるときは必ず、経路３５６上の忘却係数λの計算をリセットする。この所定の忘却係数は振動流管の基本周波数への収束を強制する目的で適応ノッチ・フィルタの計算を再開する。システムワイドのリセットがマルチプレクサ８２０に加えられると、このマルチプレクサはレジスタ８０６に記憶されているα_INITを受け取る経路８５６からその入力を選択する。次に、この値は経路８７４へのマルチプレクサ８２０の出力に加えられ、次の値の通常の計算に用いららる、以前の忘却係数に置換する。この所定の忘却係数は、振動流管の基本周波数への収束を強制する目的で適応ノッチ・フィルタの計算を開始する。レジスタ８０８、８１０、８１２、８３２はバイアス除去パラメータαの計算に用いられる値を含んでいる。２：１マルチプレクサ８３４は、以前のバイアス除去パラメータαの値が加えられる経路３５４から一方の入力を受け取る。マルチプレクサ８３４は通常、この値を出力経路８７８に、及びマルチプレクサ８１４の入力に送るように選択される。マルチプレクサ８１４は通常、この値を出力経路８６８とレジスタ８１６の入力とに加えるように選択される。レジスタ８１６は、そのクロック線にＣＬＫ信号のパルスが送られるまで、以前のバイアス除去パラメータαの値を含んでいる。レジスタ８１６の値は経路２５８上のその出力を介して乗算ジャンクション８２２の一方の入力及び図３の適応ノッチ・フィルタ２０４に加えられる。乗算ジャンクション８２２の他方の入力はレジスタ８１０に記憶されているλ_DECAYを受け取る経路８６４である。乗算ジャンクション８２２の積α・α_DECAYはその出力経路８６６に、及び加算ジャンクション８２４の一方の入力に加えられる。加算ジャンクション８２４の他方の入力はレジスタ８０８に記憶されているα_ADDER値を受け取る経路８６２である。加算ジャンクション８２４の加算結果は更新されたバイアス除去パラメータα’＝α・α_DECAY ＋α_ADDERとして経路３５４に加えられる。ＳＮＲ誤り信号が経路３５０に加えられると、マルチプレクサ８３４はレジスタ８３２に記憶されているα_SNRを受け取る経路８７６からその入力を選択する。次に、この値は経路８７８へのマルチプレクサ８３４の出力に加えられ、次の値の通常の計算に通常用いられる、以前のバイアス除去パラメータに置換する。この所定の値は、ＳＮＲ誤り状態が上で論じたように認識されるときは必ず、経路３５４上のバイアス除去パラメータαの計算をリセットする。この所定のバイアス除去パラメータは、振動流管の基本周波数への収束を強制する目的で適応ノッチ・フィルタの計算を再開する。システムワイドのリセットがマルチプレクサ８１４に加えられると、このマルチプレクサはレジスタ８１２に記憶されているα_INITを受け取る経路８７０からその入力を選択する。次に、この値は経路８６８へのマルチプレクサ８１４の出力に加えられ、次の値の通常の計算に用いられる、以前のバイアス除去パラメータに置換する。この所定のバイアス除去パラメータは、振動流管の基本周波数への収束を強制する目的で適応ノッチ・フィルタの計算を開始する。第一の例示的な実施の形態−周波数計算：図３の周波数計算要素２１２は、２つのサブ要素、即ち、フィルタ重み計算要素３０８及び半ウインドウ係数パイプライン３１０に分解された状態で図示されている。図９に更に詳細に示されているゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８は、重み適応要素２１０の作動によって決定され経路２５８に加えられるノッチ・フィルタ重みを受け取る。次にゴエルツェル・フィルタ重み計算要素３０８はゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’）を複素数として決定し、また個別のサンプル信号値によって表されノッチ・フィルタの重みに含まれる正弦波流管検知器信号の周波数（Ω’）を決定する。このように決定された両方の値は、図２のクロック２１４によって経路２７４に加えられる半ウインドウ信号によって示される各半ウインドウ期間の終点において計算される。このように決定されたゴエルツェル重み及び周波数は、半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。加算ジャンクション９００は次のノッチ・フィルタ重みＷ₁’を一方の入力として経路２５８を経由して受け取り、その他方の入力を経路９６６からレジスタ９１６の出力として受け取る。生成された和は経路９５０に２：１マルチプレクサ９０４への入力として加えられる。経路上のマルチプレクサ９０４の他方の入力はバス２５８上の次の重み（Ｗ₁’）である。マルチプレクサ９０４は通常、入力からの経路９５０上の和を通過させ、この値を経路９５４上の出力に加えるように選択される。２：１マルチプレクサ９１２は通常、入力経路９５４上の値を経路９６２上の出力へ送るように選択される。経路９６２上の値は、サンプル・クロックＣＬＫの各パルス時にロードされる入力値としてレジスタ９１６に加えられる。レジスタ９１６に記憶される現在の値は、上述の重み（Ｗ₁’）の累算された和である。新しい半ウインドウ期間の始点において、信号が図２のクロック２１４によって経路２７４上の半ウインドウに加えられる。半ウインドウ期間の始点において、マルチプレクサ９０４は、受け取った重みの新しい累算を再開するように、経路２５８からの他方の入力を選択するべく１周期にわたって切り替えられる。パワーオン初期化の期間中、システムワイドのリセット信号がマルチプレクサ９１２に加えられ、これによりマルチプレクサ９１２はゼロ（０）の初期重み値を受け取る経路９５８から入力を選択する。これにより経路２５８上に受け取る重みの新しい累算が開始される。加算ジャンクション９０２はノッチ・フィルタ重みＷ₂’を経路２５８を通して一方の入力として受け取り、その他方の入力を経路９６８からレジスタ９１８の出力として受け取る。生成された和は経路９５２に２：１マルチプレクサ９０６への一方の入力として加えられる。マルチプレクサ９０６の他方の入力はバス２５８上の次の重み（Ｗ₂’）である。マルチプレクサ９０６は通常、経路９５２上の和を入力から通過させ、この値を入力経路９５６に加えるように選択される。２：１マルチプレクサ９１４は通常、入力経路９５６上の値を経路９６４上の出力へ送るように選択される。経路９６４上の値はサンプル・クロックＣＬＫの各パルス時ににロードされる入力値としてレジスタ９１８に加えられる。レジスタ９１８に記憶されている現在の値は、前に述べた重み（Ｗ₂’）の累算された和である。新しい半ウインドウ期間の始点において、信号が図２のクロック２１４によって経路２７４上の半ウインドウに加えられる。半ウインドウ期間の始点において、マルチプレクサ９０６は、受け取る重みの新しい累算を再開するように、経路２５８からの他方の入力を選択するべく１周期にわたって切り替えられる。パワーオン初期化の期間中、システムワイドのリセット信号がマルチプレクサ９１４に加えられ、これによりマルチプレクサ９１４は初期の重み値の負の１（−１）を受ける経路９６０からその入力を選択する。これにより、経路２５８上に受け取られる重みの新しい累算が開始される。経路２５８上に受け取られる重み（Ｗ₁’）の和は経路９６６を経由して計算要素９２０のＸ入力に加えられる。経路２５８上に受け取られる重み（Ｗ₂’）の和は経路９６８を経由して計算要素９２０のＹ入力に加えられる。計算要素９２０はゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’₀）の実数部をＢ’₀＝Ｘ／（２ｓｑｒｔ（−ＹＮ））により計算する。ここでＸ及びＹは上記の要素９２０の入力であり、Ｎは半ウインドウ期間におけるサンプルの数である。より詳細には、フィルタ重みの実数部は、以下に等しい。Ｂ’₀＝ａｖｇ（Ｗ₁’）／（２ｓｑｒｔ（−ａｖｇ（Ｗ₂’）））ここで、ａｖｇ（ｘ）はサンプルの以前の半ウインドウ期間にわたるｘの平均値である。計算要素９２０によって計算されるゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’₀ ）の実数部は、以下に論じられる半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。ゴエルツェル・フィルタ重みの実数部は又、計算要素９２２のＸ入力に加えられ、計算要素９２２はゴエルツェル・フィルタ重みの虚数部（Ｂ’₁）を以下のように計算する。Ｂ’₁＝ｓｑｒｔ（１−Ｘ²）ここで、Ｘは上記で計算されるフィルタ重みの実数部である。計算要素９２２によって計算されるゴエルツェル・フィルタ重みの虚数部（Ｂ’₁）は、以下に論じられる半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。加うるに、ゴエルツェル・フィルタ重みの実数部は計算要素９２４のＸ入力に加えられ、計算要素９２４は振動流管の基本周波数（Ω’）を以下のように計算する。 Ω’＝ｃｏｓ^-1Ｘここで、Ｘは上記のように計算されるフィルタ重みの実数部である。計算要素９２４によって計算される基本周波数（Ω’）は以下に論じる半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。計算要素９２０、９２２、９２４によって実行される計算はそれらのそれぞれの入力が特定の適切な範囲外にある時は不確定である。これらの計算の出力値は、これらの入力がそれぞれの計算に適切となるように保証される時点のハニング・ウインドウの境界上でのみ利用される。この理由により、図９の図によって示唆される不確定な計算は、ほとんど実用的な関連性がない。これらの計算は、ノッチ・フィルタの特定のエラー条件の下では半ウインドウの境界では無効である。しかしながら、斯かるフィルタ・エラーは、上で論じたように、幾つかの半ウインドウ期間内で検出され補正される。実際の問題として、ゴエルツェル・フィルタ重み計算におけるこれらのエラーの影響は無視され得る。本発明の生産的利用において、斯かる条件は検出され、流量測定値が一時的に使用不可能であることを示すようにフラグが立てられる。上で論じたように、図９の疑似回路は本発明の方法及び関連の計算を理解する上での補助としての意図を持つにすぎない。図１０に更に詳細に示される半ウインドウ係数パイプライン３１０は、上記のようにゴエルツェル・フィルタ計算要素３０８によって計算されるゴエルツェル・フィルタ重み（Ｂ’＝Ｂ’₀Ｂ’₁）及び周波数（Ω’）を受け取る。要素３０８の作動によって計算された値は、重みと周波数を計算するのに用いられた半ウインドウ期間のサンプルに対応する。次に半ウインドウ係数パイプライン３１０は計算された値（Ｂ’及びΩ’）のタイミングを調節し、それらを重なり合う半ウインドウの２つの並列位相計算の１つと関連せしめる。ゴエルツェル・フィルタはウインドウ化されたＤＴＦＴをサンプルの半ウインドウ期間毎に計算するのに用いられる。しかしながら、ウインドウ化されたＤＴＦＴを計算するには、サンプル値の加算がウインドウ全体にわたって行われることが必要である。したがって、本明細書の他の個所で論じるように、２つのゴエルツェル・フィルタは並列に計算される。第１のフィルタはウインドウの第一の半分に対して所要の計算を実行する。ウインドウの第一の半分が完了し、新たなフィルタ計算が開始されなければならないとき、第一の半分の状態が第二のフィルタへ転送される。第二のフィルタはウインドウの第二の半分にわたって濾波することにより計算を完了する責を有する。このようにして、完全なウインドウ計算が各半ウインドウの境界において完了し得る。半ウインドウ係数パイプライン３１０は完全なウインドウのフィルタ重みの計算を該計算に関連する半ウインドウのパイプライン化された部分と整列させ、これにより、同じ完全なウインドウのフィルタ重みを用いて第一の半ウインドウと第二の半ウインドウとが累算されるようにする。遅延回路１０００、１００２、１００４、１０１０、１０１２、１０１４はそれぞれの入力上の値をそれぞれの出力に加えてそれぞれのクロック入力線の１パルスだけ遅延されることにより作動する。遅延回路１０００、１００２、１００４、１０１０、１０１２、１０１４及びマルチプレクサ１００６、１００８、１０１６、１０１８の各々はそれぞれの入力クロック・パルスを受け取る。即ち、経路１０６２（“Ｘ”と示される）を通してＡＮＤゲート１０２０の出力から信号を選択する。ＡＮＤゲート１０２０はサンプル・クロックＣＬＫを一方の入力として、且つ経路２７４上の半ウインドウ信号をその他方の入力として受け取る。各半ウインドウ期間の始点において、それぞれのレジスタにおける値は、それぞれの入力バスに接続される入力値でロードされる。このローディングは半ウインドウの始点におけるＣＬＫパルスと同期する。ゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₀ は経路３５８を通して遅延回路１０００の入力に、且つマルチプレクサ１００６の一方の入力（通常選択されない入力）に加えられる。１回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₀は経路１０５０を通してマルチプレクサ１００６の他方の入力（通常選択される入力）に、遅延回路１０１０の入力に、及びマルチプレクサ１０１６の一方の入力（通常選択されない入力）に加えられる。１回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₀は、以下の図１１について更に詳細に論じる２つの並列の半ウインドウ位相計算の第一の計算に対応する位相計算要素２０６による更なる使用のために、マルチプレクサ１００６を通して経路２６８にゴエルツェル・フィルタ重みＢ₀₁として加えられる。２回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₀は経路１０５６を経由してマルチプレクサ１０１６の他方の入力（通常選択される入力）に加えられる。２回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₀は、以下の図１１について更に詳細に論じる２つの並列の半ウインドウ位相計算の第二の計算に対応する位相計算要素２０６による更なる処理のために、マルチプレクサ１０１６を通してゴエルツェル・フィルタ重みＢ₀₂として経路２６８に加えられる。半ウインドウ信号が経路２７４（図１０において“Ａ”として示されている）に加えられると、マルチプレクサ１００６は、入力経路３５８からの入力値Ｂ’₀の遅延されない値であるゴエルツェル・フィルタ重みＢ₀₁として更に処理するために、入力経路３５８上の信号を経路２６８に加えるように選択される。同様に、半ウインドウ信号が経路２７４（図１０において”Ａ”として示されている）に加えられると、マルチプレクサ１０１６は、入力経路３５８からの入力値Ｂ’₀の１回遅延された値であるゴエルツェル・フィルタ重みＢ₀₂として更に処理するために、入力経路１０５０上の信号を経路２６８に加えるように選択される。ゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₁は経路３５８を経由して遅延回路１００２の入力及びマルチプレクサ１００８の一方の入力（通常選択されない入力）に加えられる。１回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₁は経路１０５２を経由してマルチプレクサ１００８の他方の入力（通常選択される入力）、遅延回路１０１２の入力、及びマルチプレクサ１０１８の一方の入力（通常選択されない入力）に加えられる。１回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₁は、以下に図１１について更に詳細に論じる２つの並列の半ウインドウ位相計算の第一の半分に対応する位相計算要素２０６による更なる処理のために、マルチプレクサ１００８を通してゴエルツェル・フィルタ重みＢ₁₁として経路２６８に加えられる。２回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₁は経路１０５８を通してマルチプレクサ１０１８の他方の入力（通常選択される入力）に加えられる。２回遅延されたゴエルツェル・フィルタ重みＢ’₁は、以下に図１１について更に詳細に論じる２つの並列の半ウインドウ位相計算の第二の半分に対応する位相計算要素２０６による更なる処理のために、マルチプレクサ１０１８を通してゴエルツェル・フィルタ重みＢ₁₂として経路２６８に加えられる。半ウインドウ信号が経路２７４（図１０において“Ａ”として示されている）に加えられると、マルチプレクサ１００８は、入力経路３５８からの入力値Ｂ’₁の遅延されない値であるゴエルツェル・フィルタ重みＢ₁₁として更に処理するために、入力経路３５８上の信号を経路２６８に加えるように選択される。同様に、半ウインドウ信号が経路２７４（図１０において“Ａ”として示されている）に加えられると、マルチプレクサ１０１８は、入力経路３５８からの入力値Ｂ’₁の１回遅延された値であるゴエルツェル・フィルタ重みＢ₁₂として更に処理するために、入力経路１０５２上の信号を経路２６８に加えるように選択される。基本周波数Ω’は、経路３５８を通して遅延回路１００４の入力に加えられる。１回遅延された周波数Ω’は経路１０５４を通して遅延回路１０１４の入力に加えられる。２回遅延された周波数Ω’は遅延回路１０１４によって、Δｔ計算要素２０８による更なる処理のために周波数Ωとして経路２６８に加えられる。第一の例示的な実施の形態一位相計算：図１１で更に詳細に示される位相計算要素２０６は、濾波された個別のサンプル値を処理して、サンプリングされ濾波された検知器出力信号の位相を表す複素数を発生する。この複素数は、経路２６６に（及び左チャンネルの位相計算要素２０６によって経路２６４に）加えられ、後続のΔｔ計算に用いられる。詳細には、ゴエルツェル・フィルタ・フーリエ変換が左右のチャンネルの濾波された個別のサンプリングされた検知器出力信号値の各ハニング・ウインドウに適用される。ゴエルツェル・フィルタの係数は周波数計算要素２１２によって決定され、経路２６８を通して位相計算要素２０６に供給される。位相計算要素２０６の複素数出力は経路２６６に（及び左チャンネルの位相計算要素２０６によって経路２６４に）加えられ、Δｔ計算に用いられる。使用可能なサンプル・データを一層効果的に利用するために、２つの計算が並列に、即ち、第一の計算はサンプル・データの各ウインドウに対して、第二の計算は、第一の並列計算よりも半ウインドウ長さだけ遅いサンプルから開始するサンプル・データの各ウインドウに対して実行される。各半ウインドウ期間の境界において、ウインドウの第一の半分の部分フーリエ和が第一の並列計算要素から転送されて第二の部分計算を初期化する。同時に、サンプルの先行する全ウインドウ期間の複素位相値を表す第二の並列計算要素からの完了した計算が後続のΔ ｔ計算に転送される。要素１１００、１１０２は、経路２７２上の現在の半ウインドウ内の現在のサンプル数（ＳＡＭＰＮＯ）を受け取り、それらの出力経路（それぞれ１１５０、１１５２）に対応の予め計算された重み値を印加する。重み値がＳＡＭＰＮＯ指標値によって指標付けされるベクトル（ＷＩＮＤＯＷ）から取り出される。要素１１０２は値Ｎ（ハニング・ウインドウの長さの半分）をＷＩＮＤＯＷベクトルにおいて指標付けする際に経路２７２上に受け取られるＳＡＭＰＮＯ値に加算し、重み値をハニング・ウインドウのサイズの半分に対応する幾つかのサンプルだけオフセットされる。経路１１５０、１１５２上の重み値は、それぞれ乗算ジャンクション１１０４、１１０６の入力に加えられる。乗算ジャンクション１１０４、１１０６の他方の入力は経路２６０（又は右チャンネルの経路２６２）上の品質の向上した次のサンプル値（ｅ）である。乗算ジャンクション１１０４、１１０６はそれらの積（ハニング・ウインドウ重み付けされ品質の向上したサンプル値）を、それぞれ出力経路１１５４、１１５６に、それぞれ、計算要素１１０８、１１１０への入力として加える。計算要素１１０８、１１１０は各々、ゴエルツェル・フィルタを重み付けされたサンプルに適用し、サンプリングされた信号値の位相を表す複素数を形成する。重み付けされたサンプルは、サンプルの半ウインドウ長さの期間にわたってＣＬＫ経路に加えられるパルス状の各サンプル・クロック信号時に処理される。計算要素１１０８は、重み付けされたサンプル値（ｗｓａｍｐ）を経路２６８に受け取り、第一の半ウインドウに対するゴエルツェル・フィルタ係数（Ｂ₀₁、Ｂ₁₁ ）を経路２６８に受け取り、前のフィルタ状態を経路１１５８に受け取って、新しいフィルタ状態を複素和Ｙ’＝ｗｓａｍｐ＋ＢＹとして計算する。この新しい状態は、ＣＬＫ経路に加えられる次のクロック・パルス時に出力経路１１６２に加えられる。計算要素１１１０は、重み付けされたサンプル値（ｗｓａｍｐ）を経路１１５６に受け取り、第二の半ウインドウに対するゴエルツェル・フィルタ係数（Ｂ₀₂、Ｂ₁₂）を経路２６８に受け取り、前のフィルタ状態を経路１１６０に受け取って、新しいフィルタ状態を複素和Ｙ’＝ｗｓａｍｐ＋ＢＹとして計算する。新しいフィルタ状態は、Ｒ_L、Ｑ_L（左チャンネルに対して）として出力経路２６４に加えられる（右チャンネルに対してはＲ_R，Ｑ_Rとして経路２６６に加えられる）。処理されるべき新しいサンプルを示すＣＬＫ信号のパルス毎に、計算要素１１０８、１１１０はそれぞれの計算を実行する。要素１１０８、１１１０の新しく計算された出力値（Ｙ’）は、次のサンプリング周期のクロック・パルス（ＣＬＫ）時に、それぞれ出力経路１１６２、２６４（右チャンネルに対しては２６６）に加えられる。クロックされた出力値は、経路１１６２、２６４を通して、それぞれマルチプレクサ１１１２、１１１４の通常選択されるゼロ入力に加えられる。マルチプレクサ１１１２、１１１４はそれぞれの通常選択される入力値をそれぞれの出力１１５８、１１６０に加え、従って、次のゴエルツェル・フィルタ計算で用いるために要素１１０８、１１１０のＹ入力に加える。経路２７４上のパルス状の半ウインドウ信号の受領の際に、計算要素１１０８、１１１０は、次の半ウインドウ期間にわたってゴエルツェル・フィルタ処理のために再開される。通常、マルチプレクサ１１１２は、現在の半ウインドウ期間における計算要素１１０８の現在の状態として入力経路１１６２上の複素値を出力経路１１５８に加えるように選択される。半ウインドウ期間の始点において（以前の半ウインドウ期間の終点において）、経路２７４に加えられる半ウインドウ信号はマルチプレクサ１１１２を選択し、入力経路１１６４上のゼロ値を出力経路１１５８に加える。これにより、第一の計算要素１１０８におけるフィルタが新しい半ウインドウ期間を開始するようにリセットされる。通常、マルチプレクサ１１１４は、入力経路２６４（右チャンネルに対しては２６６）上の複素値を出力経路１１６０に現在の半ウインドウ期間における計算要素１１１０の状態として加えるように選択される。半ウインドウ期間の始点において、経路２７４に加えられた半ウインドウ信号は、要素１１０８の現在の出力として計算された入力経路１１６２上の以前のウインドウ期間からのフィルタ状態を出力経路１１６０に加えるように、マルチプレクサ１１１４を選択する。これにより、計算要素１１１０は、要素１１０８の作動によって直前の半ウインドウに対して計算された部分ゴエルツェル・フィルタ処理の結果により、新しい半ウインドウ期間を開始する。換言すると、計算要素１１０８は、サンプルの各ウインドウの第一の半分を処理し、要素１１１０はウインドウの第二の半分を処理して、これを第一の半分と合成し、前のウインドウ長さの各半ウインドウ期間における位相を表す複素数を生成する。各半ウインドウの境界において、完了した位相計算は前のウインドウ期間の位相を表す要素１１１０の出力として経路２６４（右チャンネルに対しては２６６）に発生される。上に論じたように、各半ウインドウの境界において、半ウインドウ係数パイプライン３１０は第一の半ウインドウ並列計算要素１１０８のゴエルツェル・フィルタ係数（Ｂ₀₁、Ｂ₁₁）を第二の半ウインドウ並列計算要素１１１０に用いられる係数（Ｂ₀₂、Ｂ₁₂）にシフトさせる。これによって、対応する第二の半ウインドウ並列部分計算に適用されたと同じゴエルツェル・フィルタ重みが確実に第一の半ウインドウ並列部分計算に適用される。第一の例示的な実施の形態−Δｔ計算：図１２に更に詳細に図示されるΔｔ計算要素２０８は、位相計算要素２０６の作動によって決定され且つ左チャンネルに対しては経路２６４に、右チャンネルに対しては経路２６６に加えられる左右のチャンネルの位相情報を受け取る。周波数計算要素２１２の作動によって決定された周波数情報は、経路２６８を経由してΔｔ計算要素２０８によって受け取られる。Δｔ計算要素２０８は、左右の流管検知器出力信号間の位相差から生じる２つのサンプリングされた正弦波信号間の時間差を決定する。Δｔ値はコリオリ流量計の流管を流れる物質の質量流量にほぼ比例する。他の因子は当該技術分野において周知であり、計算された質量流量を補正して温度変化及び他の因子に対して調節するのに用いられる。左チャンネルのフーリエ変換に、右チャンネルのフーリエ変換の共役が乗算される。次にこの複素結果の角度が計算される。この位相差は振動流管の管周波数によって除算され、Δｔ値が与えられる。左チャンネルの位相値の実数部と虚数部（Ｒ_L、Ｑ_L）は、経路２６４を経由して左チャンネルの計算要素２０６から受け取られる。右チャンネルの位相値の実数部と虚数部（Ｒ_R、Ｑ_R）は、経路２６６を経由して左チャンネルの計算要素２０６から受け取られる。乗算器ジャンクション１２００はＲ_Lを経路２６４を通して、Ｒ_Rを経路２６６を通して入力として受け取って積Ｒ_LＲ_Rを生成し、この積を経路１２５０に加える。乗算器ジャンクション１２０２はＱ_Lを経路２６４を通して、Ｑ_Rを経路２６６を通して入力として受け取って積Ｑ_LＱ_Rを生成し、この積を経路１２５２に加える。乗算器ジャンクション１２０４はＱ_Lを経路２６４を通して、Ｒ_Rを経路２６６を通して入力として受け取って積Ｑ_LＲ_Rを生成し、この積を経路１２５４に加える。乗算器ジャンクション１２０６はＲ_Lを経路２６４を通して、Ｑ_Rを経路２６６を通して入力として受け取って積Ｒ_LＱ_Rを生成し、この積を経路１２５６に加える。加算ジャンクション１２０８は積Ｒ_LＲ_Rを経路１２５０を通して、積Ｑ_RＱ_Rを経路１２５２を通して受け取って和Ｒ_LＲ_R＋Ｑ_LＱ_Rを生成し、この和を経路１２６８を経由して計算要素１２１２のＸ入力に加える。加算ジャンクション１２１０は積Ｑ_LＲ_Rを経路１２５４を通して、積Ｒ_LＱ_Rを経路１２５６を通して受け取って和Ｑ_LＲ_R−Ｒ_LＱ_Rを生成し、この和を経路１２７０を経由して計算要素１２１２のＹ入力に加える。計算要素１２１２はそのＸ入力を経路１２６８から、そのＹ入力を経路１２７０からそれぞれ受け取り、Ｘ入力及びＹ入力によって（Ｘ＋ｉＹ）として表される複素数の引き数（位相）（即ち、ＡＲＧ（Ｘ＋ｉＹ））から、左チャンネルの流管検知器上の正弦波信号と右チャンネルの流管検知器上の正弦波信号との間の位相差角を決定する。計算要素１２１２の作動によってこのように計算された位相差角は、経路１２５８を経由して計算要素１２１４のＸ入力に加えられる。図３の周波数計算要素２１２の作動によって計算された周波数（Ω）は、経路２６８を経由して計算要素１２１４のＹ入力に加えられる。次に、計算要素１２１４は比Ｘ／Ｙ（位相差／周波数）を計算し、計算された比の値を経路１２６０を通してその出力に加える。乗算ジャンクション１２１８は、計算された比の値を経路１２６０を経由して一方の入力に受け取り、一定のサンプリング周期（サンプリング周波数の逆数）を表すレジスタ１２１６に記憶された値Ｎを経路１２６２に受け取る。乗算ジャンクション１２１８への２つの入力の積はΔｔであり、経路１２６４を通してレジスタ１２２２の入力に加えられる。レジスタ１２２２は、経路１２６６上のパルスによってクロックされると、現在の値をその入力にロードする。アンド・ゲート１２２０はサンプリング周波数のクロックＣＬＫを一方の入力に、新しい半ウインドウ・サンプリング周期の開始を示す半ウインドウ信号をその他方の入力に受け取る。アンド・ゲート１２２０の出力は、図２のクロック２１４によって発生されたサンプリング周波数のクロック・パルスＣＬＫに同期した半ウインドウ信号パルスである。レジスタ１２２２に記憶されたΔｔ値は流量計を通る物質の質量流量を表し、質量流量計算要素２９０による使用のために経路２９４に加えられる。当該技術分野において周知であるように、Δｔ値は流管の質量流量にほぼ比例する。質量流量計算要素２９０はΔｔ値を補正して質量流量を生成し、これを経路１５５を経由して図２の利用手段２９２に加える。要素２９０は適切な補正及びスケーリングを実行して温度及び他の環境因子の影響を補償する。上記の実施の形態は幾つかの定数値を利用してノッチ・フィルタに関連する計算をリセットする。バイアス除去パラメータ（α）、忘却係数（λ）及び共分散マトリクス（Ｐ）は全て、ノッチ・フィルタのパラメータを基本周波数の変化に適応させるための計算処理を再開するように、エラー条件の下ではリセットされる。バイアス除去パラメータ（α）及び忘却係数（λ）は上記のように調節され初期化される。当業者であれば認識するように、これらの値は如何なる特定の流管の分野及び環境パラメータにも適応され得る。これらの定数の有用な値は、振動流管の予測公称基本周波数（ｆｒｅｑ）の関数として以下のように計算され得る。α_INIT=0.90^freq/100，α_LIMIT=0.98^freq/100，α_DECAY=0.999^freq/100，α_SNR =0.95^freq/100， λ_INT=0.97^freq/100，λ_LIMIT=0.995^freq/100，λ_DECAY=0.99^freq/100，λ_SNR=0 .97^freq/100， α_ADDER=α_LIMIT(１−α_DECAY) λ_ADDER=λ_LIMIT(1-λ_DECAY) 共分散マトリクス（Ｐ）は上記の種々の条件の下で以下のように初期化される。Ｐ_INIT=10^-2ＩＰ_SNR=10^-4Ｉここで“Ｉ”は単位行列である。第二の例示的な実施の形態（知り得る最善のモード）：本発明を実施するための現在知り得る最善のモードが、本発明の方法の第二の実施の形態として図１３−図１６に示されている。上記の第一実施の形態のように、左右のチャンネルのデシメーション処理されサンプリングされた値によって表され且つ経路２５４、２５６にそれぞれ加えられる信号の品質を向上させるのに、適応ノッチ・フィルタが用いられる。この第二の実施の形態では、４つの適応ノッチ・フィルタが、即ち、左右のチャンネルの信号の各々に対して２つのフィルタが直列に利用される。左右の各チャンネルの２つのフィルタは、第一のフィルタが低Ｑ（広いノッチ）のフィルタを利用して、信号品質の向上には限度があるが振動流管の基本周波数の変化に急速に収束する能力を供給するので、「カスケード接続」されている。次に、カスケード接続された第一のフィルタからの信号出力はカスケード接続された第二のノッチ・フィルタに加えられる。第二のノッチ・フィルタは、以前の解決法より或いは上記の第一の実施の形態より優良なノイズ及び高調波除去を行うように、高Ｑ（狭いノッチ）のフィルタを利用する。第二のノッチ・フィルタは、その狭いノッチ（高Ｑ）にも拘わらず、第一のノッチ・フィルタによって実行される限定された信号品質の向上（濾波）に因り、振動流管の基本周波数の変化に依然として急速に適応する。第二のノッチ・フィルタに加えられる信号における低下したノイズと高調波レベルによって、第二のノッチ・フィルタは振動流管の基本周波数の変化に急速に収束することが出来る。振動流管の基本周波数の推定値を提供するために、カスケード接続された第一のノッチ・フィルタより更に広いノッチを有する第二のノッチ・フィルタが用いられる。この推定値は重み適応計算によって用いられ、左右のチャンネルのカスケード接続された第一のノッチ・フィルタの周波数パラメータを設定する。カスケード接続された第二のノッチ・フィルタからの出力は重み適応計算によって用いられ、カスケード接続された第二のノッチ・フィルタの周波数パラメータを調節する。上で論じた第一の実施の形態は、広いノッチ（低Ｑ）の使用を通して振動流管の基本周波数の変化への急速な収束を可能にすると同時に、ノッチの幅を均衡させて一層良好な信号品質の向上のための狭いノッチ（高Ｑ）を提供することを試みている。ノッチ・フィルタのこの特質を均衡させることを試みるとき、バイアス除去パラメータ（α）は、次のサンプリングされた信号値のノッチ幅を調節するために各サンプリング期間において修正される。この第二の実施の形態は一定のノッチ形状（一定のＱ値）内の複数のノッチ・フィルタを用いて周波数変化の急速な追尾と優良なノイズ除去の要件に対する最適な解を与える。この第二の実施の形態は３つの理由により第一の実施の形態よりも優良な精度及び反復性を与える。第一に、カスケード接続された第二のノッチ・フィルタは一定の狭いノッチ形状（高Ｑ）を保持して優良なノイズ及び高調波除去を行う。この改善されたノイズ除去だけが、他の解決法と比較すると改善された精度を与える。第二に、振動流管の基本周波数の変化に対するカスケード接続されたフィルタの改善された追尾によって、サンプリングされた信号値の品質向上の反復性が改善される。そして第三に、カスケード接続されたノッチ・フィルタは要素２０８における後続のΔｔ計算に対して流管周波数の一層精密な推定値を提供する。これらの改善は計算の複雑性を犠牲にして導き出される。この第二の実施の形態の個々の計算要素は、第一の実施の形態よりもいくらか単純である（スカラー演算対マトリクス）。しかしながら、この第二の実施の形態は、５つのノッチフィルタと各サンプルでの２つの重み適応計算とを適用することにより、計算の全体的な複雑性を増大させる。計算的に若干複雑であるが、この第二の実施の形態は市販のデジタル信号プロセッサの計算能力内では良好である。第二の例示的な実施の形態−概観図１３は、図２の計算要素間の情報の流れに関する更なる詳細を図示するために図２の要素を分解したものである。計算要素１３００は第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタである。左チャンネルの第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３００は、（図２の）経路２５４からデシメーション処理された入力検知器出力信号サンプルを受け取る。ノッチ・フィルタ伝達関数の重み係数（θ（ｔ））は経路１３６０を通して重み適応要素１３０２から入力される。ノッチの形状を決定するバイアス除去パラメータ（α₁）は経路１３６４（“Ｅ”として示される）を通してレジスタ・ファイル１３０６から入力される。右チャンネルの第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３００は、（図２の）経路２５６からデシメーション処理された入力検知器出力信号サンプルを受け取るが、そうでない場合は左チャンネルの第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３００と同じに作動する。左右のチャンネルの第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタは経路１３６０を通して重み適応要素１３０２から同じ適応パラメータ（θ（ｔ））を受け取り、レジスタ・ファイル１３０６から経路１３６４を通して同じバイアス除去パラメータ（α₁）を受け取る。付加的な適応ノッチ・フィルタ１３０８は経路２５４を通して左チャンネルからデシメーション処理された信号サンプル値を受け取る。このノッチ・フィルタは経路１３６４を通してレジスタ・ファイル１３０６からバイアス除去パラメータ（α₀）を受け取る。このバイアス除去パラメータ（α₀）は、振動流管の基本周波数の変化を迅速に追尾することが出来るように広いノッチ（低Ｑ）を規定する。このノッチ・フィルタの品質の向上した出力信号は利用されない（フィルタはその広いノッチ形状の故に有効な品質向上をほとんど行わない）。その代わり、エラー因子（ｎ）及び勾配（ψ）が出力として発生され、重みパラメータ（θ （ｔ−１）及びθ（ｔ））の計算のために経路１３５８を通して重み適応要素１３０２に加えられる。この新しく計算された重みパラメータ（θ（ｔ−１）及びθ （ｔ））は、次のデシメーション処理済みのサンプリングされた信号の受領に備えて、重み適応要素１３０２によってノッチ・フィルタ１３００、１３０８に加えられる。左右のチャンネルのノッチ・フィルタ１３００によって処理される各々のデシメーション処理されたサンプル入力の品質の向上した信号値は、それぞれ左右のチャンネルのｙ_L及びｙ_Rとして、経路１３５０を通して対応の第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタ１３１０に加えられる。第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタ１３１０は経路１３６２を通して重み適応要素１３１２から同じ重みパラメータ（θ（ｔ−１）及びθ（ｔ））を受け取る。ノッチの形状を決定するバイアス除去パラメータ（α₂）は、経路１３６４（“Ｅ”として示される）を通してレジスタ・ファイル１３０６から入力される。左チャンネルの第二のカスケード接続されたノッチ・フィルタ１３１０の出力が重みパラメータ（ θ（ｔ−１）及びθ（ｔ））の計算のために経路２６０を通して重み適応要素１３１２に加えられると、エラー因子（ｎ）及び勾配（ψ）が発生する。この新しく計算された重みパラメータ（θ（ｔ−１）及びθ（ｔ））は、第一のカスケード接続されたノッチ・フィルタ１３００によって信号品質が向上された次のデシメーション処理済みのサンプリングされた信号値の受領に備えて、重み適応要素１３１２によって経路１３６２を通してノッチ・フィルタ１３１０に加えられる。左右のチャンネルの第二のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３１０は、それぞれの出力経路２６０、２６２に加えられた個別のサンプル値によって表される品質の向上した信号を発生する。それぞれ左右のチャンネルに対してｅ_L及びｅ_Rとして示される品質の向上した信号は、振動流管の基本周波数近くの狭いノッチの周波数を除く全てのノイズ信号が濾波された関連の入力信号サンプルを表す。図１３について上で論じた全てのノッチフィルタ（１３００、１３０８、１３１０）は同じ関数を計算して、同じ出力値、即ち、品質の向上した信号値（ｙ又はｅ）、エラー因子（ｎ）及び勾配（ψ）を発生する。しかしながら、右チャンネルの第二のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３１０及び第一のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタからのノイズ（エラー因子）及び勾配値は、本発明の方法及び装置には用いられない。同様に、周波数追尾の適応ノッチ・フィルタ１３０８の品質の向上した信号値出力は本発明の方法には用いられない。全てのノッチ・フィルタ１３００、１３０８、１３１０によって計算された関数は以下に詳細に論じられる。エラー因子は本質的にはサンプル値のノイズ成分である。本明細書と同様に再帰的最小二乗アルゴリズムを適用すると、後天的（ａｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）予測エラーによってフィルタの収束速度が改善されることは、当業者には公知である（アライ・ネホーラルの「規制された極及びゼロを有する最小パラメータ適応ノッチ・フィルタ」、IEEET ransactions on Acoustic，Speech and Signal processing、第ASSP−３３巻、４号、１９８５年８月、９８７頁を参照せよ）。左右のチャンネルの第二のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３１０からの品質の向上した信号値（ｅ_L及びｅ_R）は、位相計算要素２０６にそれぞれ経路２６０、２６２を通して入力される。位相計算要素２０６及びΔｔ計算要素２０８は第一の実施の形態と図３−図１２について上に論じた要素と同じである。周波数計算要素１３０４は経路１３６２を通して重み適応要素１３１２からフィルタ重み（θ（ｔ））を受け取り、位相計算要素２０６のゴエルツェル・フィルタ計算のために重み（Ｂ’）を計算し、振動流管の周波数（Ω’）を計算する。これらの出力値は経路３５８を通して半ウインドウ・マルチプレクサの半ウインドウ係数パイプライン３１０に加えられる。半ウインドウ係数パイプライン３１０は第一の実施の形態及び図３−図１２に関して上で論じている。第二の例示的な実施の形態−ノッチ・フィルタ：図１４は、第二の実施の形態の適応ノッチ・フィルタ１３００、１３０８、１３１０の更なる詳細を示している。上で論じたように、特定の出力値及び関連の入力値の中には、本発明のこの第二の実施の形態の他の点では同じ適応ノッチ・フィルタのうちのいずれかで用いられないものがある。図１４の説明は、全ての入力と出力が（左チャンネルの第二のカスケード接続された適応ノッチ・フィルタ１３１０において）利用されるように、図示のノッチ・フィルタの作動を論じている。簡略のために、以下に詳細に論じるノッチ・フィルタは、この第二の実施の形態の全ての５つの適応ノッチ・フィルタ（１３００、１３０８、１３１０）を表すために参照数字１３１０（左チャンネル）によって言及される。左チャンネルのフィルタ１３１０はその入力を経路１３５０を通して受け取り、その出力を経路２６０に加える。他のノッチ・フィルタはそれぞれの入力を経路２５４（左チャンネルは１３００、１３０８）、２５６（右チャンネルは１３００）及び１３５２（右チャンネルは１３１０）から受け取る。他のノッチ・フィルタはそれぞれの出力信号を経路１３５０（左チャンネルは１３００）、１３５２（右チャンネルは１３００）、１３５８（１３０８）、２６２（右チャンネルは１３１０）に加える。当業者が認識するように、全ての５つのノッチ・フィルタの計算要素の作動は同じである。図１４の適応ノッチ・フィルタ１３１０（左チャンネル）はその入力経路１３５０に入力される個別のサンプル入力値ｕ（ｔ）に存在するノイズを決定する（ここで以下の式に用いられる（ｔ）はサンプル周期“ｔ”に対応する値を示す）。バイアス除去パラメータ（以下の式にはαとして示される）は経路１３６４に（α₂として）受け取られる。現在のサンプル周期（θ（ｔ））と前のサンプル周期（θ（ｔ−１））とのノッチフィルタの係数は、経路１３６２を通して受け濾波値ｅが生成されて経路２６０上に出力される。適応ノッチ・フィルタ１３１０は二次フィルタ多項式によって品質の向上した信号値ｅ（ｔ）を以下のように決定する。加うるに、適応ノッチ・フィルタ１３１０は勾配（ψ（ｔ））を以下のように決定する。 ψ(t)=φ(t)-α²ψ(t-2)-αψ(t-1)θ(t-1) 最後に、適応ノッチ・フィルタ１３１０はまた、エラー推定値（ｎ（ｔ））を以下のように決定する。適応ノッチ・フィルタ１３１０は経路１３５０を通して受け取った入力値（ｕ（ｔ）又はｙ（ｔ）−ノッチ・フィルタに加えられるべきサンプル値）を遅延回路１４０８に加える。遅延回路１４０８の出力として発生した１回遅延された入力サンプル値ｕ（ｔ−１）は経路１４５４を通して遅延回路１４１０に加え、２回遅延された入力サンプル値ｕ（ｔ−２）は経路１４５６に加えられる。遅延回路１４０８、１４１０は、それぞれの入力に加えられた値を上に論じたＣＬＫ経路に加えられたサンプル・クロック信号の１パルスだけ遅延させる。遅延回路１４２６、１４２８、１４４０、１４４２は同様に作動し、それぞれの入力値をＣＬＫ信号経路によって示される１サンプル・クロック期間だけ遅延させる。経路１３６４に受け取られたバイアス除去パラメータαは乗算ジャンクション１４１２の両入力に加えられ、その出力される積α²は経路１４６８に加えられる。経路１３６４上のバイアス除去パラメータα及び経路１４６２（後述）上の１８上の二乗されたバイアス除去パラメータα²及び経路１４６４（後述））上の１回遅延された入力サンプル値ｕ（ｔ−１）は加算ジャンクション１４１４に４１８によって経路１４５６上の２回遅延された入力サンプル値ｕ（ｔ−２）か８６に加えられる。経路１４５８上の中間値φ（ｔ）及び経路１３６２上のフィルタ係数θ（ｔ）は乗算ジャンクション１４２２に加えられて中間値φ（ｔ）θ （ｔ）を生成し、この積は経路１４７２に加えられる。経路１４５８上の中間値 φ（ｔ）及び経路１３６２上のフィルタ係数θ（ｔ−１）は乗算ジャンクション１４２４に加えられて中間値φ（ｔ）θ（ｔ−１）を生成し、この積は経路１４７０に加えられる。ノッチ・フィルタ１３１０は、先ず、経路１３５０上の入２）を加算ジャンクション１４００の入力に加えて和ｕ（ｔ）＋ｕ（ｔ−２）− φ（ｔ）θ（ｔ）は、加算ジャンクション１４０４によって経路１４５０上の中１４０６によって経路１３５０上の入力サンプル値ｕ（ｔ）から減算され、その結果生じる品質の向上した出力信号値ｅ（ｔ）はノッチ・フィルタの出力経路２成する。経路１４６２、１４６４上のこれらの遅延されたノイズ推定値は上に論じたように中間の計算に利用される。ノッチ・フィルタ１３１０によって発生した品質の向上した信号ｅ（ｔ）に加えて、先天的（ａｐｒｉｏｒｉ）ノイズ推定値ｎ（ｔ）が後述の重み適応計算での使用のために決定される。経路１４７０上の中間値φ（ｔ）θ（ｔ−１）は加算ジャンクション１４０２によって経路１４５０上の中間値ｕ（ｔ）＋ｕ（ｔｎ（ｔ）を決定し、この推定エラーを経路２６０に加え、重み適応計算要素１３１２により使用する（後述）。最後に、ノッチ・フィルタ１３１０は勾配ψ（ｔ）を後述の重み適応計算における使用のために再帰的に計算する。経路２６０上の現在の勾配値ψ（ｔ）は遅延回路１４４０に加えられ、経路１４７４に１回遅延された勾配値ψ（ｔ−１）を生成する。経路１４７４上の１回遅延された勾配値ψ（ｔ−１）は遅延回路１４４２に加えられ、経路１４８０に２回遅延された勾配値ψ（ｔ−２）を生成する。経路１４７４上の１回遅延された勾配値ψ（ｔ−１）及び経路１３６２上の重み係数θ（ｔ−１）が乗算ジャンクション１４３４によって乗算され、乗算ジャンクション１４３４はこの中間積を経路１４７６に加える。経路１４７６上のこの中間積及び経路１３６４上のバイアス除去パラメータαは乗算ジャンクション１４３２に加えられ、経路１４７８に中間積αθ（ｔ−１）ψ（ｔ−１）を生成する。経路１４８０上の２回遅延された勾配ψ（ｔ−２）及び経路１４６８上のバイアス除去パラメータの二乗α²は乗算ジャンクション１４３８に加えられる。乗算ジャンクション１４３８の積は経路１４８２に加えられ、加算ジャンクション１４３６によって経路１４５８上の中間値φ（ｔ）から減算され、経路１４８４に中間値φ（ｔ）−α²ψ（ｔ−２）を生成する。経路１４７８上の中間値は加算ジャンクション１４３０によって経路１４８４上の中間値から減算され、次の新しい勾配 ψ(t)=φ(t)-α²ψ(t-2)-αθ(t-1)ψ(t-1) を生成し、これを経路２６０に加える。第二の例示的な実施の形態−重み適応：図１５は、図１３の重み適応計算要素１３０２及び１３１２の構造及び作動に関する更なる詳細を与える。重み適応計算要素１３０２、１３１２は同じ計算を実行するが、図１３のレジスタ・ファイル１３０６から及びそれらの関連の適応ノッチ・フィルタ１３０８、１３１０から、それぞれ独自の入力値を受け取る。重み適応計算要素１３０２は経路１３５８を通してノッチ・フィルタ１３０８からエラー因子ｎ及び勾配ψを受け取り、経路１３６４を通してレジスタ・ファイル１３０６から忘却係数λ1を受け取る。重み適応計算要素１３０２は経路１３６０を経由して現在の重みθ（ｔ）をノッチ・フィルタ１３００、１３０８に加える。１回遅延された重みθ（ｔ−１）は経路１３６０を介してノッチ・フィルタ１３０８に加えられる。重み適応計算要素１３１２は経路２６０を介してノイズ推定値ｎ及び勾配ψを左チャンネルのノッチ・フィルタ１３１０から受け取り、経路１３６４を介して忘却係数λ₂をレジスタ・ファイル１３０６から受け取る。重み適応計算要素１３１２は現在の重みθ（ｔ）及び１回遅延された重みθ （ｔ−１）をノッチ・フィルタ１３１０に加え、経路１３６２を介して現在の重みθ（ｔ）を周波数計算要素１３０４に加える。重み適応計算要素１３０２、１３１２は同じに作動するため、以下の説明は要素１３０２の作動のみに言及する。重み適応計算要素１３０２は以下のようにスカラー演算を用いてその関連のノッチ・フィルタに対する次の重み係数を決定する（ここで、以下の式に用いられる（ｔ）はサンプリング周期“ｔ”に対応する値を示す）。 θ(t)=θ(t-1)+Ｐ(t)ψ(t)ｎ(t) 更新された重み係数Ｐ(t)=(Ｐ(t-1)-((Ｐ(t-1)ψ(t)²Ｐ(t-1))/(λ+ψ(t)²Ｐ(t-1))))/λ 共分散変数重み適応計算要素１３０２は経路１３６０上の更新された重み係数θ（ｔ）を決定し、これを遅延回路１５００の入力に加えて経路１３６０に１回遅延された重み係数θ（ｔ−１）を生成する。重み適応計算要素１３０２は、経路１５５６上の以前に計算された共分散変数、経路１３５８上で供給された勾配ψ及び経路１３６４を通してのレジスタ・ファイル１３０６からの忘却係数λ₁の関数として、各々の新しいサンプル値により更新された共分散変数Ｐ（ｔ）を決定する。経路１５５４上の現在の共分散変数Ｐ（ｔ）は遅延回路１５０８に加えられ、経路１５５６に加えられる１回遅延された共分散変数Ｐ（ｔ−１）が生成される。乗算ジャンクション１５１２は経路１５５６上の１回遅延された共分散変数Ｐ（ｔ−１）及び経路１３５８上の勾配ψを受け取り、積Ｐ（ｔ−１）ψ（ｔ）を経路１５５８に加える。乗算ジャンクション１５１４は経路１５５８上の積及び経路１３５８上の勾配ψを受け取り、積Ｐ（ｔ−１）ψ（ｔ）²を経路１５６０に加える。乗算ジャンクション１５１６は経路１５６０上の積と１回遅延された共分散変数Ｐ（ｔ−１）とを受け取って積Ｐ（ｔ−１）ψ（ｔ）²Ｐ（ｔ−１）（上記の共分散変数の計算での分子）を経路１５６２に加える。加算ジャンクション１５１０は経路１５６０上の積Ｐ（ｔ−１）ψ（ｔ）²と経路１３６４上の忘却係数λ₁とを受け取り、その和λ₁ ＋Ｐ（ｔ−１）ψ（ｔ）²（上記の共分散の計算での分母）を経路１５６８に加える。計算要素１５１８は入力経路１５６２に加えられた分子をその入力経路１５６８に加えられた分母で除算して経路１５６４に出力商を生成する。加算ジャンクション１５２０は経路１５５６上の１回遅延された共分散変数から経路１５６４上の商を減算し、その結果を経路１５６６に加える。計算要素１５２２はその入力経路１５６６上の分子をその入力経路１３６４上の分母の忘却係数λ₁で除算して、更新された共分散変数Ｐ（ｔ）を生成し、これを出力経路１５５４に加える。乗算ジャンクション１５０２は経路１３５８上のエラー因子ｎと経路１３５８上の勾配ψとを受け取って積ψｎを経路１５５０に加える。乗算ジャンクション１５０４は経路１５５０上の積ψ（ｔ）ｎ（ｔ）と経路１５５４上の更新された共分散変数Ｐ（ｔ）を経路１５５４に受け取って積Ｐ（ｔ）ψ（ｔ）ｎ（ｔ）を経路１５５２に加える。加算ジャンクション１５０６は、経路１５５２上のこの積と経路１３６０上の１回遅延された重み係数θ（ｔ−１）を受け取って、更新された重み係数θ（ｔ）を経路１３６０に加える。第二の例示的な実施の形態−周波数計算：適応ノッチ・フィルタ１３１０に加えて、周波数計算要素１３０４は更新された重み係数θ（ｔ）を経路１３６２を通して重み適応計算要素１３１２から受け取る。図１６に更に詳細に図示される周波数計算要素１３０４は、経路１３６２を通して受け取られた重み係数θ（ｔ）値を累算して、ゴエルツェル・フィルタ重みＢ’（Ｂ’₀及びＢ’₁）及び周波数Ω’を計算し、これらを経路３５８に加える。図１６の周波数計算要素１３０４は上で詳細に論じた第一の実施の形態における図９の要素３０８に類似の様式で作動する。加算ジャンクション１６００は、経路１６５２上の以前の累算された和、及び、経路１３６２上の更新された重みθ（ｔ）を受け取り、これらの和を経路１６５４を通してマルチプレクサ１６０２の入力に加える。マルチプレクサ１６０２は通常、その入力経路１６５４上の累算された和をその出力経路１６５０に加えるように選択される。経路１６５０上の累算された和はレジスタ１６０４の入力に加えられ、サンプル・クロック信号ＣＬＫが経路１３６２に加えられた新しい重み値毎にパルス入力された時に、累算された和が記憶される。（第一の実施の形態及び図３乃至図１２に関して説明した）半ウインドウ信号が経路２７４を通してマルチプレクサ１６０２に加えられると、入力経路１３６２上の新しく受け取られた重み値をマルチプレクサ１６０２を通して出力経路１６５０に加えることにより、累算がリセットされる。これにより、レジスタ１６０４に累算された和がリセットされ、サンプル値の別の半ウインドウ期間に対する新しい累算が開始される。経路１３６２上に受け取られた重みの和は、経路１６５２を通して計算要素１６０６のＸ入力に加えられる。計算要素１６０６はゴエルツェル・フィルタ重みの実数部（Ｂ’₀）を以下のように計算する。Ｂ’₀＝−Ｘ／２ＮここでＸは上記のように要素１６０６への入力であり、Ｎは半ウインドウ期間におけるサンプルの数である。計算要素１６０６によって計算されたゴエルツェル・フィルタ重みの実数部（Ｂ’₀）は、上で論じた半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。ゴエルツェル・フィルタ重みの実数部はまた、計算要素１６０８のＸ入力に加えられ、計算要素１６０８はゴエルツェル・フィルタ重みの虚数部（Ｂ’₁）を以下のように計算する。Ｂ’₁＝ｓｑｒｔ（１−Ｘ²）ここで、Ｘは上記の要素１６０８への入力である。計算要素１６０８によって計算されたゴエルツェル・フィルタ重みの虚数部（Ｂ’₁）は、上に論じた半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。加うるに、ゴエルツェル・フィルタ重みの実数部は計算要素１６１０のＸ入力に加えられ、計算要素１６１０は振動流管の基本周波数（Ω’）を以下のように計算する。 Ω’＝ｃｏs^-1ＸここでＸは上記のように要素１６１０への入力である。計算要素１６１０によって計算された基本周波数（Ω’）は上に論じた半ウインドウ係数パイプライン３１０による使用のために経路３５８に加えられる。計算要素１６０６、１６０８、１６１０によって実行される計算は、それぞれの入力が適宜の範囲の外にある時は不確定である。これらの計算の出力値は、これらの入力がそれぞれの計算に適切であることが保証される時点であるハニング・ウインドウの境界上でのみ利用される。この理由により、図１６の図面によって示唆される不確定の計算は、何ら実用的な関連性がない。上で論じたように、図１６の疑似回路は本発明の方法及び関連の計算を理解する上での助けとしてのみ意図される。第一の実施の形態について上で説明した発見的手法の試験に類似した試験を第二の実施の形態にも用い得ることは、当業者には容易に明白となろう。これらの発見的手法によって、ノッチ・フィルタ適応方法の周波数収束の喪失によって引き起こされる誤った計算によって発生する誤った流量測定が防止される。斯かる発見的手法は、新しい値が流量計の特定の応用での妥当な範囲内にある場合のみサンプル毎に（あるいは半ウインドウの境界において）一般に計算を更新する。計算が予期せぬ値を生じた場合、更新された値は用いられず、前の値が再使用される。請求された発明は好ましい実施の形態に限定されず、本発明の概念の範囲及び精神内で他の修正及び変更を含むことは明白に理解される。例えば、本発明は図１の流量計に関連して説明されてきた。理解すべきは、本発明は図１に示された型式の流量計にその応用を限定されないことである。本発明の単一管、二重管、直管、不規則な形状の管等を有する流量計を含む、コリオリの原理に基づいて作動する任意の型式の流量計に用いられ得る。また、本発明が利用される流量計は、図１に示す形状の特定のフランジ及び穴を有する必要はなく、その代わり、流量計が連結される導管に任意の好適な手段で取り付けられる。或いは、例えば、本発明に示されている適応ノッチ・フィルタは、他の形のデシメーションを有するサンプル入力値、或いは特定のサンプリング速度及び特定の応用に対して適切な、デシメーションなしのサンプリングされた入力信号値を受け取り得る。加うるに、重み適応計算は左チャンネルのサンプリングされた信号値とは別の信号値に基づいて行われ得る。当業者であれば、特許請求された発明の範囲及び精神内で本明細書に説明された実施の形態の広い範囲の修正を認識し得る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ラジャン，サーラマンカナダ国ニュー・ブランズウィックイー３ビー・５エイ３，フレデリクトン，アルバート・ストリート 666 【要約の続き】来の設計よりも簡潔であり、適応ノッチ濾波により更に良好なノイズ免疫性を与える。デジタル・フィルタの収束を改善し且つフィルタの不安定性の質量流量測定への干渉の可能性を低減するために、ノッチ・フィルタの重み適応化アルゴリズムに発見的手法が適用される。

Claims

【特許請求の範囲】１．流管手段と、前記流管手段に関連する検知器とを有するコリオリ質量流量計であって、前記流管手段の振動を表す出力信号を発生するためにコリオリ質量流量計における物質の質量流量を測定するための装置において、前記検知器出力信号を周期的にサンプリングし、サンプリングされた検知器出力信号をデジタル形式に変換する手段であって、任意の不要成分を含む、前記の第一及び第二の検知器の前記出力信号を表す一連の個別のサンプル値を発生するための手段、前記一連の個別のサンプル値の発生に応答して、前記不要成分が除去された前記一連の個別のサンプル値のサンプルに対応する一連の個別の品質の向上した値を発生するためのデジタル・ノッチ濾波手段、前記一連の個別の品質の向上した値の発生に応答して、前記第一の検知器と前記第二の検知器の出力信号間の位相差を決定するための位相決定手段、及び位相差の決定に応答して、前記流管手段を流れる物質の質量流量値を決定するための質量流量測定手段を含む装置。２．前記デジタル・ノッチ濾波手段と共働して、前記デジタル・ノッチ濾波手段のフィルタ・パラメータを変更し、前記の第一及び第二の検知器の出力信号の不要成分を除去するノッチの能力に影響を及ぼすためのノッチ適応手段を含む請求項１の装置。３．前記フィルタ・パラメータが、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させるために前記個別のサンプル値に適用される可変の多項式係数を含んでおり、前記可変多項式係数は前記デジタル・ノッチ濾波手段のノッチの中心周波数を決定する請求項２の装置。４．前記ノッチ適応手段が、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させて前記デジタル・ノッチ濾波手段の中心周波数を変更する際に、前記個別のサンプル値に適用される前記可変多項式係数を調節するための重み適応手段を含む請求項３の装置。５．対応するノイズ信号に対する個別の品質の向上した値の比が所定のしきい値を下回ったことを検出し、前記の検出に応答して誤り信号を発生するための手段、及び前記誤り信号の発生に応答して、前記可変の多項式係数を調節するための手段を更に含む請求項４の装置。６．前記可変の多項式係数の調節における不安定性を検出し、不安定性の検出を示す不安定性信号を発生するための安定性試験手段、及び前記不安定性信号の発生に応答して、前記不安定性を低減させるよう前記可変多項式係数を調節するための手段を更に含む請求項４の装置。７．前記フィルタ・パラメータが、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させる際に前記個別のサンプル値に適用される可変のバイアス除去パラメータを含み、該可変のバイアス除去パラメータが前記デジタル・ノッチ濾波手段のノッチの周波数スペクトル幅を決定する請求項２の装置。８．前記ノッチ適応手段が、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させる際に前記個別のサンプル値に適用される前記可変のバイアス除去パラメータを調節するための重み適応手段を更に含む請求項７の装置。９．対応するノイズ信号に対する個別の向上した値の比が所定のしきい値を下回ったことを検出し、この検出に応答して誤り信号を発生するための手段、及び前記誤り信号に応答して、前記可変のバイアス除去パラメータを調節するための手段を更に含む請求項８の装置。１０．前記位相差手段が、複数の連続した前記個別の品質の向上した値を含むウインドウを規定するためのウインドウ手段、及び前記ウインドウにおける個別の品質の向上した値をデシメーション処理して前記ウインドウに対する位相値を決定するためのゴエルツェル濾波手段を更に含む請求項１の装置。１１．前記ウインドウにおける前記複数の個別の品質の向上した値の各々を重み付けするためのハニング・ウインドウ手段を更に含み、前記重みが、（ここでＮはウインドウ中の個別の品質の向上した値の数の半分であり、ｋは重みｈ（ｋ）が適用される値の指標である）として決定される請求項１０の装置。１２．前記位相差手段が、各々が複数の連続した前記個別の品質の向上した値を含む複数のウインドウを規定するためのウインドウ手段、及び前記複数のウインドウの各々における前記複数の個別の品質の向上した値をデシメーション処理して前記ウインドウに対する位相値を決定するためのゴエルツェル濾波手段を含み、各々の前記ウインドウが等しい数の前記個別の品質の向上した値を含み、各々の前記ウインドウが、等しい数の前記個別の品質の向上した値だけ、先のウインドウからオフセットされる請求項１の装置。１３．前記ウインドウの各々における前記複数の個別の品質の向上した値の各々を重み付けするためのハニング・ウインドウ手段を更に含み、前記重みが、（ここでＮはウインドウ中の個別の品質の向上した値の数の半分であり、ｋは重みｈ（ｋ）が適用される値の指標である）として決定される請求項１２の装置。１４．前記デジタル・ノッチ濾波手段が、前記一連の個別のサンプル値の発生に応答して、前記不要成分を表す信号が部分的に除去された前記一連の個別のサンプル値のサンプルに対応する中間の一連の個別の値を発生するための第一のデジタル・ノッチ濾波手段、及び前記中間の一連の個別の値の発生に応答して、前記不要成分を表す信号が除去された前記中間の一連の個別の値の中間の個別の値に対応する前記一連の個別の品質の向上した値を発生するための第二のデジタル・ノッチ濾波手段を更に含む請求項１の装置。１５．前記第一のデジタル・ノッチ濾波手段と共働して、信号の特徴をノイズを表すものとして確定される、前記第一のデジタル・ノッチ濾波手段のフィルタ・パラメータを変更するための第一のノッチ適応化手段、及び前記第第二のデジタル・ノッチ濾波手段と共働して、信号の特徴をノイズを表すものとして確定される、前記第二のデジタル・ノッチ濾波手段のフィルタパラメータを変更するための第二のノッチ適応化手段を更に含む請求項１４の装置。１６．前記フィルタ・パラメータが、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させるために前記個別のサンプル値に適用される可変の多項式係数を含む請求項１５の装置。１７．前記第一のノッチ適応手段が、前記個別のサンプル値に適用される前記可変の多項式係数を調節して前記中間の一連の個別の値を発生するための重み適応手段を更に含み、前記第二のノッチ適応手段が、前記中間の一連の個別の値に適用される可変の多項式係数を調節して前記一連の個別の品質の向上した値を発生するための重み適応手段を更に含む請求項１６の装置。１８．流管手段と前記流管手段に関連する第一及び第二の検知器とを有するコリオリ質量流量計であって前記流管手段の振動を表す出力信号を発生するためのコリオリ質量流量計において、前記流量計の前記流管手段を流れる物質の質量流量を測定するための方法であって、前記第一及び第二の検知器によって発生されるアナログ出力信号を周期的にデジタル形式に変換し、任意の不要の成分を含む、前記第一及び第二の検知器の前記出力信号を表す一連の個別のサンプル値を発生する段階、ノイズを表す信号が除去された前記一連の個別のサンプル値のサンプルに対応する一連の個別の品質の向上した値を発生するために、前記一連の個別のサンプル値をデジタル・ノッチ濾波手段に印加する段階、前記一連の個別の品質の向上した値によって示される前記流管の振動に関する位相情報を決定するために、前記一連の個別の品質の向上した値を位相値決定手段に加える段階、前記第一の検知器と前記第二の検知器との出力信号間の位相差を決定するために前記位相情報を位相差計算手段に加える段階、及び位相差の決定に応答して前記流量計を流れる物質の流量を決定する段階を含む方法。１９．前記デジタル・ノッチ濾波手段を調節して、前記流管の振動周波数の変化を補償するために、前記デジタル・ノッチ濾波手段のフィルタ・パラメータを変更する段階を更に含む請求項１８の方法。２０．前記フィルタ・パラメータは、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させるために前記個別のサンプル値に適用される可変の多項式係数を含み、前記可変の多項式係数が前記デジタル・ノッチ濾波手段のノッチの中心周波数を決定する請求項１９の方法。２１．前記変更する段階が、前記デジタル・ノッチ濾波手段の中心周波数を変更するために、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させる際に前記個別のサンプル値に適用される前記可変の多項式係数を調節する段階を更に含む請求項２０の方法。２２．対応のノイズ信号に対する個別の品質の向上した値の比を決定する段階、前記比が所定のしきい値を下回ったか否かを決定する段階、前記比が前記所定のしきい値を下回ったことの決定に応答して誤り信号を発生する段階、及び前記誤り信号の発生に応答して前記可変の多項式係数を調節する段階を更に含む請求項２１の方法。２３．前記可変の多項式係数が安定値の許容範囲の外にあるか否かを決定する段階、前記可変の多項式係数が不安定であることの決定に応答して不安定性信号を発生する段階、及び前記不安定性信号の発生に応答して、前記不安定性を低減するよう前記可変の多項式係数を調節する段階を更に含む請求項２１の方法。２４．前記フィルタ・パラメータが、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させる際に前記個別のサンプル値に適用される可変のバイアス除去パラメータを含み、前記可変のバイアス除去パラメータが前記デジタル・ノッチ濾波手段のノッチの周波数スペクトル幅を決定する請求項１９の方法。２５．前記パラメータを変更する段階が、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させるために前記個別のサンプル値に適用される前記可変のバイアス除去パラメータを調節する段階を更に含む請求項２４の方法。２６．対応のノイズ信号に対する個別の品質の向上した値の比を決定する段階、前記比が所定のしきい値を下回ったか否かを決定する段階、前記比が前記所定しきい値を下回ったことの決定に応答して誤り信号を発生する段階、及び前記誤り信号の発生に応答して前記可変のバイアス除去パラメータを調節する段階を更に含む請求項２５の方法。２７．前記位相値の前記位相差計算手段への印加が、複数の一連の前記個別の品質の向上した値を含むウインドウを規定する段階、及び前記ウインドウの位相値を決定するためにゴエルツェル濾波により前記ウインドウにおける個別の品質の向上した値をデシメーション処理する段階を更に含む請求項１８の方法。２８．前記ウインドウにおける前記複数の個別の品質の向上した値の各々を重み付けするためにハニング・ウインドウ重みを決定する段階を更に含み、前記重（ここでＮはウインドウ中の個別の品質の向上した値の数の半分であり、ｋは重みｈ（ｋ）が適用される値の指標である）として決定される請求項２７の方法。２９．前記位相値の前記位相差計算手段への印加が、各々が複数の一連の前記個別の品質の向上した値を含む複数のウインドウを規定する段階、及び前記複数のウインドウの位相値を決定するためにゴエルツェル・フィルタにより前記複数のウインドウの各々における前記個別の品質の向上した値をデシメーション処理する段階、を含み、各々の前記ウインドウが、等しい数の前記個別の品質の向上した値を含み、各々の前記ウインドウが、等しい数の前記個別の品質の向上した値だけ、先のウインドウからオフセットされる段階を更に含む請求項１８の方法。３０．前記複数のウインドウにおける前記複数の個別の品質の向上した値の各々を重み付けするためにハニング・ウインドウ重みを決定する段階を更に含み、前記重みが、（ここでＮはウインドウ中の個別の品質の向上した値の数の半分であり、ｋは重みｈ（ｋ）が適用される値の指標である）として決定される請求項２９の方法。３１．前記個別のサンプル値を前記デジタル・ノッチ濾波手段へ印加する段階が、ノイズを表す信号が部分的に除去された前記一連の個別のサンプル値のサンプルに対応する中間の一連の個別の値を発生するよう第一のデジタル・ノッチ濾波手段を作動させる段階、及び前記中間の一連の個別の値の発生に応答して、ノイズを表す信号が除去された前記中間の一連の個別の値の中間の個別の値に対応する一連の個別の品質の向上した値を発生するよう第二のデジタル・ノッチ濾波手段を作動させる段階を更に含む請求項１８の方法。３２．前記第一のデジタル・ノッチ濾波手段を調節するよう前記第一のデジタル・ノッチ濾波手段のフィルタ・パラメータを変更し、前記流管の振動の周波数の変化を補償するために第一のノッチ適応手段を作動させる段階、及び前記第二のデジタル・ノッチ濾波手段を調節するよう前記第二のデジタル・ノッチ濾波手段のフィルタ・パラメータを変更し、前記流管の振動周波数の変化を補償するために第二のノッチ適応手段を作動させる段階を更に含む請求項３１の方法。３３．前記フィルタ・パラメータが、前記個別のサンプル値の信号品質を向上させるために前記個別のサンプル値に適用される可変の多項式係数を含む請求項３２の方法。３４．前記第一のノッチ適応手段を変更する段階が、前記個別のサンプル値に適用される可変の多項式係数を調節して前記中間の一連の個別の値を発生する重み適応手段を作動させる段階を更に含み、前記第二のノッチ適応手段を作動させる前記段階が、前記中間の一連の個別の値に適用される可変の多項式係数を調節して前記の一連の個別の品質の向上した値を発生するために重み適応手段を作動させる段階を更に含む請求項３３の方法。