JPH104680A - Dc/dcコンバータ装置 - Google Patents
Dc/dcコンバータ装置Info
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- JPH104680A JPH104680A JP8154318A JP15431896A JPH104680A JP H104680 A JPH104680 A JP H104680A JP 8154318 A JP8154318 A JP 8154318A JP 15431896 A JP15431896 A JP 15431896A JP H104680 A JPH104680 A JP H104680A
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Abstract
ング素子におけるスイッチング損失を低減する。 【解決手段】 第1〜第4のスイッチング素子1〜4
と、第1〜第4のフライホイル・ダイオード7、6、
9、8とでブリッジ回路を2つ作り、その各々に互いに
電磁的に独立した第1、第2の変圧器20、21を接続
する。2次側は各々に第1、第2の整流用ダイオード1
3、14を接続し、並列に負荷抵抗18に接続する。
Description
換を行うDC/DCコンバータ装置に関するものであ
り、特に、電気メッキやアルマイト処理に用いる低電
圧、大電流(10〜50V、500〜20,000A程
度)用の大容量DC/DCコンバータ装置、高電圧(数
KV)出力用DC/DCコンバータ装置、更には、高周
波で運転する高周波DC/DCコンバータ装置に関する
ものである。
置を示す回路図であり、1〜4は第1〜第4のスイッチ
ング素子であり、フル・ブリッジ接続して直流電源5に
接続され、直流電力を交流電力に変換する。6〜9は第
1〜第4のスイッチング素子1〜4それぞれに並列接続
された第1〜第4のフライホイル・ダイオードであり、
以上によりインバーター部分を構成する。
であり、10は変圧器12内に含まれるリーケージ・イ
ンダクタンス、11は変圧器12内に含まれる巻線等の
抵抗を示す。13、14は変圧器12の2次巻線の両端
側に接続された第1、第2の整流用ダイオード、15、
16は抵抗とコンデンサとを直列接続して構成されたス
ナバ回路であり、第1、第2の整流用ダイオードに並列
に接続されている。17は平滑のための直流インダクタ
ンスであり、以上で整流回路部を構成している。18は
負荷抵抗である。
ように第1と第4のスイッチング素子1、4そして第2
と第3のスイッチング素子2、3はそれぞれ同時にオン
/オフするものとする。まず、第1、第4のスイッチン
グ素子1、4がオンになると図48の矢印で示すように
電流が流れる。この期間に直流インダクタンス17に、
1/2・I2Lのエネルギーが蓄積される。ただし、I
は直流インダクタンス17に流れる電流、Lは直流イン
ダクタンス17のインダクタンス値である。
フになると、直流インダクタンス17に蓄えられたエネ
ルギーは、第2、第3のスイッチング素子がオンするま
でのデッドタイムの間に、図50に示すように、第1、
第2の整流用ダイオード13、14に二分して流れ、放
電される。この時の変圧器12の2次側a−b間の電位
は、a−c間とc−b間で逆方向に等電圧で加わるの
で、零となる。
ンになると図51の矢印で示すように電流が流れ、第1
の整流用ダイオード13には変圧器12の2次側a−b
間の電圧が逆方向に加わる。図50に示す直流インダク
タンス17の放電が完了して第1の整流用ダイオード1
3がオフする前に、第2、第3のスイッチング素子2、
3がオンになり、第1の整流用ダイオード13は順方向
導通状態から逆方向電圧が印加されたことになって、キ
ャリア蓄積効果により、第1の整流用ダイオード13が
いわば筒抜け状態となるため、第1の整流用ダイオード
13内部のキャリアが消滅するまでの間、過渡的に大き
な逆方向電流Irrが流れる。この電流は、変圧器12
を介して第2の整流用ダイオード14の順方向電流にも
重畳して流れる。第1の整流用ダイオード13の逆回復
(キャリアの消滅)期間を過ぎると、図52に示すよう
に第1の整流用ダイオード13はオフとなり、直流イン
ダクタンス17には第2の整流用ダイオード14からの
順方向電流により、段落0004で説明したのと同様
に、エネルギーが蓄えられる。
2、3がオフになると、図53に示すように、直流イン
ダクタンス17の放電が始まり、次に図54に示すよう
に第1、第4のスイッチング素子1、4がオンになった
瞬間、第2の整流用ダイオード14に対して逆方向電圧
が印加され、段落0006で説明したのと同様に、第2
の整流用ダイオード14には大きな逆方向電流Irrが
流れる。第2の整流用ダイオード14のキャリアが消滅
し、オフになると、再び図48に示すように電流が流
れ、以降、上述の動作を繰り返す。
バータ装置は、以上のように構成され、動作するので、
整流用ダイオードを流れる電流はスイッチングの際、非
常に大きな逆方向電流傾斜di/dtを持ち、変圧器の
リーケージ・インダクタンスによって非常に大きなサー
ジ電圧が発生する。また、逆方向電流Irrも大きくな
るのでこの大きな電圧と電流によって大きなスイッチン
グ損失を発生し、高周波化に不利となる。この電圧を低
く抑制するには、スナバ回路内のコンデンサの容量を大
きくすればよいが、増した容量に比例してこのスナバ回
路内の抵抗による損失電力が増すという問題が生じる。
逆に、スナバ回路内のコンデンサの容量が不十分であれ
ば、高逆耐圧の電力用ダイオードや超高速逆回復特性を
持った電力用ダイオードを採用する必要があり、大幅な
コスト高を招くことになる。また、特に超高速逆回復特
性を持つダイオードは一般的に順方向電圧VFが高いた
めに、ダイオード内における順方向損失も増し、したが
って冷却面でも不利である。
がオンになると同時に、整流用ダイオードの定常電流分
と逆方向電流分の二つが流れる(例えば、図51におけ
る整流用ダイオード14の動作状態参照)ので、非常に
大きなスイッチング損失(オン損失)が発生する。また
上記により電磁波障害が発生するという問題もあった。
なお、変圧器のリーケージ・インダクタンスを大きくす
れば、流れる電流の電流傾斜di/dtが抑制され、上
記の問題に対しては有効であるが、反面、システムの高
周波運転と小型化をすることが難しくなる。
ためになされたものであり、整流用ダイオード等の整流
器、およびスナバ回路内で発生する電力損失を抑制し、
また、サージ電圧を抑制して一般的な大電力用ダイオー
ドなどの使用を可能にし、また、整流用ダイオード等の
素子におけるスイッチング損失を低減して、システムの
高周波運転と小型化が出来るDC/DCコンバータ装置
を得ることを目的とする。
Cコンバータ装置は、第1〜第4のスイッチング素子
と、第1、第3のスイッチング素子の一端に陽極が接続
された第1、第3のフライホイル・ダイオードと、第
2、第4のスイッチング素子の一端に陰極が接続された
第2、第4のフライホイル・ダイオードと、第1、第2
のスイッチング素子の一端間に接続された第1の変圧器
と、第3、第4のスイッチング素子の一端間に接続され
た第2の変圧器と、第1、第2の変圧器に接続された第
1、第2の整流器とを備え、第1、第3のスイッチング
素子の他端と第2、第4のフライホイル・ダイオードの
陽極とを直流電源の陽極に接続するとともに、第2、第
4のスイッチング素子の他端と第1、第3のフライホイ
ル・ダイオードの陰極とを直流電極の陰極に接続するも
のである。
これらと並列接続された第1〜第8のフライホイル・ダ
イオードとを備え、第1、第3、第5、第7のフライホ
イル・ダイオードの陰極と第2、第4、第6、第8のフ
ライホイル・ダイオードの陽極とを接続するとともに、
第1、第3のフライホール・ダイオードの陰極間に接続
された第1の変圧器と、第5、第7のフライホイル・ダ
イオードの陰極間に接続された第2の変圧器と、第1、
第2の変圧器に接続された第1、第2の整流器を備え、
第1、第3、第5、第7のフライホイル・ダイオードの
陽極を直流電源の陽極に接続するとともに、第2、第
4、第6、第8のフライホイル・ダイオードの陰極を直
流電源の陰極に接続するものである。
直列にリアクトルを接続したものである。さらに、第
1、第2の整流器は逆並列接続された整流能力を持つス
イッチング素子としたものである。
ともに、第1、第2の変圧器の鉄心脚を平行に配置して
両鉄心脚の対向面から出力端子を引き出し、かつ、第
1、第2の整流器を第1、第2の変圧器と一体的に配置
したものである。また、出力端子を平行平板で構成する
とともに、第1、第2の変圧器の鉄心脚を平行に配置し
て両鉄心脚の対向面から出力端子を引き出し、かつ、第
1、第2の整流器を第1、第2の変圧器の2次巻線の途
中に接続したものである。さらに、第1、第2の整流器
を複数の整流素子で構成するとともに、第1、第2の変
圧器の2次巻線を、電流の方向に沿った切り込みを有す
る導体板で構成し、切り込みにより分割されたそれぞれ
の部分に整流素子を接続したものである。
C/DCコンバータ装置を示す回路図であり、図におい
て、5は直流電源、1〜4は第1〜第4のスイッチング
素子(図ではIGBTを示すが、これらはパワーFE
T、GTO等であってもよい)、7、6、9、8は第1
〜第4のスイッチング素子1〜4にそれぞれ直列に接続
された第1〜第4のフライホイル・ダイオードであり、
第1、第3のスイッチング素子1、3の一端に第1、第
3のフライホイル・ダイオード7、9の陽極が接続点
B、Dで接続され、第2、第4のスイッチング素子2、
4の一端に第2、第4のフライホイル・ダイオード6、
8の陰極が接続点C、Eで接続されている。そして、第
1、第3のスイッチング素子1、3の他端と第2、第4
のフライホイル・ダイオード6、8の陽極とが接続点A
で一括して直流電源5の陽極に接続されるとともに、第
2、第4のスイッチング素子2、4の他端と第1、第3
のフライホイル・ダイオード7、9の陰極とが接続点F
で一括して直流電源5の陰極に接続されている。第1〜
第4のスイッチング素子1〜4、および第1〜第4のフ
ライホイル・ダイオード7、6、9、8でインバーター
部を構成する。
1、第2の変圧器であり、第1の変圧器20の1次巻線
82が接続点B、C間に接続され、第2の変圧器21の
1次巻線83が接続点D、E間に接続されている。2
2、23は第1、第2の変圧器20、21のリーケージ
・インダクタンスを、また24、25は第1、第2の変
圧器20、21に含まれる巻線等の抵抗を示す。
第1、第2の整流用ダイオードであり、それぞれ第1、
第2の変圧器20、21の2次巻線72、73に直列に
接続されている。15、16は抵抗とコンデンサを直列
に接続してなるスナバ回路であり、それぞれ第1、第2
の整流用ダイオード13、14に並列に接続されてい
る。18は負荷抵抗であり、第1、第2の整流用ダイオ
ード13、14の出力端が並列となって負荷抵抗18に
接続されている。17は平滑用に負荷抵抗18に直列に
設けられた直流インダクタンスまたは回路中に寄生する
直流インダクタンスである。第1、第2の整流用ダイオ
ード13、14、スナバ回路15、16、直流インダク
タンス17で整流回路部を構成する。
スイッチング素子1〜4は図2に示すタイミングでオン
/オフするものとする。まず、時刻tがt0≦t<t1
では、第1のスイッチング素子1だけがオンとなってい
るので回路中には電流が流れない。時刻t1≦t<t2
で、第1のスイッチング素子1に加えて第2のスイッチ
ング素子2がオンとなるので第1の変圧器20が励磁さ
れて、図3の矢印で示すように各部に電流が流れる(以
後、電流を矢印により示す)。この期間に直流インダク
タンス17には、1/2・I2Lのエネルギーが蓄えら
れる。ただし、Iは直流インダクタンス17に流れる電
流、Lは直流インダクタンス17のインダクタンス値で
ある。
ング素子2がオフとなり(第1のスイッチング素子1は
引き続きオンのままである)、直流インダクタンス17
に蓄えられたエネルギーの放電が始まり、第1の変圧器
20の2次側に図4のように電流が流れる。これによ
り、その1次側には第2のフライホイル・ダイオード6
から第1のスイッチング素子1を経由した電流が流れる
(このようにフライホイル・ダイオードを経由して環流
する電流を、以後「フライホイル電流」と称する)。第
3、第4のスイッチング素子3、4がともにオフである
ので第2の変圧器21には電流が流れない。
グ素子3がオンになる。この期間、第1、第3のスイッ
チング素子1、3がオンになっているので、それによ
り、直流インダクタンス17に蓄えられたエネルギーの
放電は図5に示すように二分される。すなわち、第1、
第2の変圧器20、21の2次側で電流が二分して流れ
るとともに、1次側でも第2のフライホイル・ダイオー
ド6と第1のスイッチング素子1とを経由する回路、お
よび第4のフライホイル・ダイオード8と第3のスイッ
チング素子3とを経由する回路に、フライホイル電流が
二分して流れる。
グ素子1がオフになると、直流インダクタンス17に蓄
えられていたエネルギーの放電と、1次側のフライホイ
ル電流は、図6の実線矢印で示すように、全て第2の変
圧器21側に流れる。そしてこの時、第1の変圧器20
の励磁インダクタンスの持つエネルギーが、同図破線矢
印で示すように、第2の変圧器21の2次巻線と第2の
整流用ダイオード14を経由して、第1の整流用ダイオ
ード13に逆方向に放電され、第1の整流用ダイオード
13はキャリア消滅まで電流が流れてオフとなる。第1
の整流用ダイオード13がオフになることによって、第
1の変圧器の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、
この励磁エネルギーは、図7の破線矢印で示すように、
1次側から第1、第2のフライホイル・ダイオード7、
6を経由して直流電源5に回生され、第1の変圧器20
は元の状態に戻る(リセットされる)。
グ素子4がオンになり、図8に示すように第2の変圧器
21が励磁されて、第2の整流用ダイオード14に電流
が流れ、直流インダクタンス17にエネルギーが蓄えら
れる。時刻t6≦t<t7で、第4のスイッチング素子
4がオフになり、直流インダクタンス17に蓄えられて
いたエネルギーの放電と、第2の変圧器21の1次側で
のフライホイル電流が図9のように流れる。時刻t7≦
t<t8で第1のスイッチング素子1がオンになり、直
流インダクタンス17のエネルギーの放電と、1次側の
フライホイル電流は、図10に示すように二分して流れ
る。
グ素子3がオフになり、直流インダクタンス17のエネ
ルギーの放電と、1次側のフライホイル電流は、図11
の実線矢印で示すように全て第1の変圧器20側に流れ
る。この時、第2の変圧器21の励磁インダクタンスに
蓄えられた励磁エネルギーは、段落0021で述べたの
と同様に、図11の破線矢印で示すように第1の変圧器
20の2次巻線と第1の整流用ダイオード13を経由し
て、第2の整流用ダイオード14に逆方向に放電され、
第2の整流用ダイオード14はオフとなる。第2の整流
用ダイオード14がオフになると、第2の変圧器21の
励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、この励磁エネ
ルギーは、図12の破線矢印で示すように、第3、第4
のフライホイル・ダイオード9、8を経由して直流電源
5に回生され、第2の変圧器21は元の状態に戻る。
り、以後はt1〜t9の動作を繰り返す。図13は第
1、第2の整流用ダイオード13、14に流れる電流を
示したものであり、負荷抵抗18には二つの電流を合成
したものが流れる。このように1次側のインバータ部を
制御することによって転流を任意に制御することができ
る。
3の逆回復特性について見てみる。段落0021で述べ
たように、この期間では第1の変圧器20の励磁インダ
クタンスの持つ励磁エネルギーが、第2の変圧器21の
2次巻線と第2の整流用ダイオード14が経由して、第
1の整流用ダイオード13に逆方向に放電される。この
時、第1の整流用ダイオード13には多量のキャリアが
あるため、これが消滅するまでの期間、大きな逆方向電
流が流れる。この逆方向電流の時間積分値を「逆回復電
荷Qrr」というが、これは使用する大電力用ダイオー
ドによって、大方、決まっており、カタログ・データ等
からもその数値を得ることができる。
r」は逆回復電荷Qrrと逆回復電流Irrから求める
ことが出来る。この実施の形態の回路における逆回復電
流Irrは、第1の変圧器20の励磁電流の2次換算値
に相当し、また、逆回復電荷Qrrが決まっているか
ら、逆回復時間trrが求められる。回路の動作の半周
期分からこの逆回復時間trrを引いた残りの時間をス
イッチングの「最大オン期間」とすることができる(実
際は、整流用ダイオードの温度変化等の影響を考えて、
逆回復時間trrおよびスイッチング期間には十分な余
裕を見込んだ設定が必要であるが)ので、最大オン期間
設定後、残り時間を逆回復時間trrに当てればよい。
設計・製作過程においてその励磁特性を調整することに
より、適切な値に調整することができ、また、回路中の
寄生インダクタンスを含む変圧器のリーケージ・インダ
クタンスL1を小さくすることにより、第1の整流用ダ
イオードに生じるスイッチング損失1/2・Irr2・
L1を小さくすることができ、第1の整流用ダイオード
13に並列に接続されたスナバ回路15内の抵抗に生じ
る電力損失の低減にもつながる。スナバ回路15をなく
すこともできる。また図11において、第2の変圧器2
1、第2の整流用ダイオード14、およびそれに並列に
接続されたスナバ回路16についても、上述と同様のこ
とが言える。
は、前述の実施の形態1と同じ回路に対して異なる制御
を行うものである。図14に各スイッチング素子のオン
/オフのタイミングを示す。時刻t0≦t<t7までは
実施の形態1と同様であるので説明を省略する(図1、
3〜9参照)。時刻t7≦t<t8で、第2のスイッチ
ング素子2がオンになり、直流インダクタンス17のエ
ネルギーの放電と、1次側のフライホイル電流は、図1
5に示すように二分して流れる。1次側において、実施
の形態1では図10のように第2、第4のフライホイル
・ダイオード6、8側に分流するのに対し、この実施の
形態では第1、第4のフライホイル・ダイオード7、8
側に分流する。
グ素子3がオフになり、直流インダクタンス17のエネ
ルギーの放電と1次側のフライホイル電流は、図16の
実線矢印で示すように全て第1の変圧器20側に流れ
る。この時、第2の変圧器21の励磁インダクタンスに
蓄えられた励磁エネルギーは、破線矢印で示すように第
1の変圧器20の2次巻線と第1の整流用ダイオード1
3を経由して、第2の整流用ダイオード14に逆方向に
放電され、第2の整流用ダイオード14はオフとなる。
第2の整流用ダイオード14がオフになると、第2の変
圧器21の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、こ
の励磁エネルギーは、第3、第4のフライホイル・ダイ
オード9、8を経由して直流電源5に回生され、第2の
変圧器21は元の状態に戻る。
チング素子1がオンになり、時刻t1≦t<t2と同じ
動作をするので説明を省略する(図3参照)。時刻t1
0≦t<t11で、第1のスイッチング素子1がオフに
なり、直流インダクタンス17に蓄えられたエネルギー
が、図17のように第1の整流用ダイオード13を経由
して流れ、1次側では第1のフライホイル・ダイオード
7を経由して流れる。時刻t11≦t<t12で、第4
のスイッチング素子4がオンになり、直流インダクタン
ス17のエネルギーは、図18のように第1、第2の変
圧器20、21に分流し、1次側では第1、第3のフラ
イホイル・ダイオード7、9に分流する。
チング素子2がオフになり、直流インダクタンス17の
エネルギーの放電と1次側のフライホイル電流は、図1
9の実線矢印で示すように全て第2の変圧器21側に流
れる。この時、第1の変圧器20の励磁エネルギーは破
線矢印で示すように放電され、第1の整流用ダイオード
13に逆方向に流れて、第1の整流用ダイオード13は
オフになる。第1の整流用ダイオード13がオフになる
と、第1の変圧器20の励磁エネルギーの放電ルートが
無くなり、この励磁エネルギーは、第1、第2のフライ
ホイル・ダイオード7、6を経由して直流電源5に回生
され、第1の変圧器20は元の状態に戻る。
ッチング素子3がオンになり、時刻t5≦t<t6と同
じ動作をするので説明を省略する(図8参照)。時刻t
14≦t<t15で、第3のスイッチング素子3がオフ
になり、直流インダクタンス17のエネルギーは、図2
0に示すように第2の整流用ダイオード14を経由して
流れ、1次側では第3のフライホイル・ダイオード9を
経由して流れる。時刻t15≦t<t16で、第1のス
イッチング素子1がオンになり、直流インダクタンス1
7のエネルギーは図21に示すように第1、第2の変圧
器20、21に分流する。
チング素子4がオフになり、直流インダクタンス17の
エネルギーの放電と1次側のフライホイル電流は、図2
2の実線矢印で示すように全て第1の変圧器20側に流
れる。第2の変圧器21の励磁エネルギーは破線矢印で
示すように放電され、第2の整流用ダイオード14に逆
方向に流れて、第2の整流用ダイオード14はオフにな
る。第2の整流用ダイオード14がオフになると、第2
の変圧器21の励磁エネルギーの放電ルートが無くな
り、第3、第4のフライホイル・ダイオード9、8を経
由して直流電源5に回生され、第2の変圧器21は元の
状態に戻る。
1〜t17の動作を繰り返す。この実施の形態では1周
期中のフライホイル電流は、特定のフライホイル・ダイ
オードに偏ることなく、図4〜6、9、15〜22に示
すように第1〜第4のフライホイル・ダイオード7、
6、9、8に時間的にばらまかれ、熱的に責務が均等
化、軽減される。
形態3における回路図を示す。図1の回路図と比べると
第1の変圧器20の2次巻線72と第1の整流用ダイオ
ード14の接続順序が異なっているのみであり、したが
って図1の回路と同様の電気的動作をする。図24は、
図23に示した回路のうちの第1、第2の変圧器20、
21と第1、第2の整流用ダイオード13、14との構
造を示す断面図であり、図において、70、71は第
1、第2の変圧器20、21の鉄心脚であり、断面が正
方形ないし長方形に形成され、互いに平行に対向して配
置されている。なお、鉄心脚70、71は各1脚ずつ図
示されているが、図示外にも鉄心脚があって磁束が循環
するようになっている。第1、第2の変圧器20、21
の2次巻線72、73は、平板状の導体を用い、鉄心脚
70、71の外周側に巻き付くように形成されている。
なお、この図では第1、第2の変圧器20、21の1次
巻線の図示が省略されている。
3、14を冷却するための冷却板であり、第1、第2の
整流用ダイオード13、14は冷却板を介して第1、第
2の変圧器20、21と一体になるように配置されてい
る。75、76は平行平板で構成されたP側、N側の出
力端子であり、間に絶縁物77を挟んで、フラット面を
対向させて一体化されている。鉄心脚70、71が対向
した面にある2次巻線72、73それぞれの一端から、
P側とN側の出力端子75、76が引き出された形に接
続されている。第1の整流用ダイオード13の両端はそ
れぞれ第1の変圧器20の2次巻線72の他端とN側出
力端子76とに接続されるとともに、第2の整流用ダイ
オード14の両端はそれぞれ第2の変圧器21の2次巻
線73の他端とP側出力端子75とに接続されている。
第2の変圧器20、21の2次巻線72、73の対向部
からP側、N側の出力端子75、76にかけて、導体が
互いに対向配置され、そのためコンデンサと同じ効果が
生じて、出力伝送路のインピーダンスが低くなり、出力
電力に含まれる高調波成分を減少させる。また、第1、
第2の変圧器20、21と第1、第2の整流用ダイオー
ド13、14との距離が近くなって装置が小型化し、回
路の寄生インダクタンスも小さくなり、それによって第
1、第2の整流用ダイオード13、14の逆回復特性に
おける逆回復損失(スイッチング損失)が低減される。
さらに転流に要する時間が短縮し、より高周波のスイッ
チングを行うことができる。なお、図1の回路の場合
も、その回路に合わせて各部を接続することにより、図
24と同様のコンパクトな構成にすることができる。
形態4を示す回路図であり、図において、5、17、1
8、20〜25は実施の形態1の場合と同様であるので
説明を省略する。30〜37は第1〜第8のスイッチン
グ素子、38〜45は第1〜第8のスイッチング素子と
並列接続された第1〜第8のフライホイル・ダイオード
であり、これらでフル・ブリッジ・インバーターを2回
路構成している。すなわち、第1、第3、第5、第7の
フライホイル・ダイオード38、40、42、44の陰
極側と、第2、第4、第6、第8のフライホイル・ダイ
オード39、41、43、45の陽極側とをそれぞれ接
続するとともに、第1、第3、第5、第7のフライホイ
ル・ダイオード38、40、42、44の陽極側を一括
して直流電源5の陽極に接続し、第2、第4、第6、第
8のフライホイル・ダイオード39、41、43、45
の陰極側を一括して直流電源5の陰極に接続し、そし
て、第1と第3のフライホイル・ダイオード38、40
の両陰極側間に第1の変圧器20の1次巻線82を接続
し、第5と第7のフライホイル・ダイオード42、44
の両陰極側間に第2の変圧器21の1次巻線83を接続
している。
素子としての第1〜第4のサイリスタであり、第1、第
3のサイリスタ46、48が逆並列接続されて第1の整
流器を構成し、第1の変圧器20の2次巻線72に接続
されるとともに、第2、第4のサイリスタ47、49が
逆並列接続されて第2の整流器を構成し、第2の変圧器
21の2次巻線73に接続されている。そしてこれらの
出力側は並列になって負荷抵抗18に接続されている。
のスイッチング素子30、33がオンになり、これに同
期して第1のサイリスタ46をオンにすると、図25に
示すように電流が流れ、直流インダクタンス17にエネ
ルギーが蓄えられる。第4のスイッチング素子33をオ
フにすると、図26に示すように直流インダクタンス1
7からの放電が始まる。次に第5のスイッチング素子3
4がオンになり、同期して第2のサイリスタ47をオン
にすると、図27のように1次側、2次側に流れていた
電流はともに二分される。
と、1次側、2次側に流れていた電流は、図28の実線
矢印で示すように全て第2の変圧器21側に流れる。こ
の時、第1の変圧器20の励磁エネルギーが破線矢印で
示すように放電されて、第1のサイリスタ46はターン
・オフする。第1のサイリスタ46がオフすると、第1
の変圧器20の励磁エネルギーは、図29の破線矢印の
ように直流電源5に回生され、第1の変圧器20は元の
状態に戻る。
対しても動作(第5、第8のスイッチング素子42、4
5を通じて直流電源5から第2の変圧器21に電圧を印
加する動作とこれに続く動作)を行い、これを繰り返す
ことで、負荷抵抗18に対して正方向出力の電力伝送が
出来る。
説明する。まず、第2、第3のスイッチング素子31、
32がオンになり、同期して第3のサイリスタ48をオ
ンにすると、図30のように電流が流れ、直流インダク
タンス17にエネルギーが蓄えられる。第2のスイッチ
ング素子31をオフにすると、図31のように直流イン
ダクタンス17からの放電が始まる。次に第7のスイッ
チング素子36がオンになり、同期して第4のサイリス
タ49をオンにすると、図32のように電流が二分され
る。
と、1次、2次側に流れていた電流は、図33の実線矢
印のように第2の変圧器21側に流れる。第1の変圧器
20の励磁エネルギーが破線矢印のように放電されて第
3のサイリスタ48はターン・オフする。すると、第1
の変圧器20の励磁エネルギーは図34の破線矢印のよ
うに直流電源5に回生され、第1の変圧器20は元の状
態に戻る。以上が動作の半周期分であり、もう一方に対
しても動作を行い、これを繰り返すことで、負荷抵抗1
8に対して負方向出力の電力伝送が出来る。
伝送だけではなく、段落0038〜0042で説明した
動作と段落0043、0044で説明した動作とを所望
の時間で交互に繰り返すことにより、例えば図35に示
すような正負両方向出力の電力伝送を行うことができ
る。このような出力は、特に光沢メッキや、電解脱脂・
剥離等に利用されるPRメッキに対して非常に有効であ
る。なお、この実施の形態においても、段落0025〜
0027に説明したのと同様の効果を有する。
形態5を示す回路図であり、図において、5、13〜1
8、20〜25は実施の形態1の場合と同様であるので
説明を省略する。50〜53は第1〜第4のスイッチン
グ素子、54、55、58、59、56、60は第1〜
第6のフライホイル・ダイオードであり、第1、第3の
スイッチング素子50、52の一端に第1、第3のフラ
イホイル・ダイオード54、58の陽極が接続点B、D
で接続され、第2、第4のスイッチング素子51、53
の一端に第2、第4のフライホイル・ダイオード55、
59の陰極が接続点C、Eで接続されている。そして第
1、第3のスイッチング素子50、52の他端と第2、
第4のフライホイル55、59の陰極とが接続点Aで一
括して直流電源5の陽極に接続されるとともに、第2、
第4のスイッチング素子51、53の他端と第1、第3
のフライホイル・ダイオード54、58の陰極とが接続
点Fで一括して直流電源5の陰極に接続されている。
り、第1の変圧器20の1次巻線82と第1のリアクト
ル62とが直列に接続点B、C間に接続されるととも
に、第2の変圧器21の1次巻線83と第2のリアクト
ル63とが直列に接続点D、E間に接続されている。第
5、第6のフライホイル・ダイオード56、60には大
電力用ダイオードが用いられ、第5のフライホイル・ダ
イオード56が第1の変圧器20の1次巻線82と第1
のリアクトル62との接続点および接続点Aの間に接続
され、第6のフライホイル・ダイオード60は第2の変
圧器21の1次巻線83と第2のリアクトル63との接
続点および接続点Aの間に接続されている。
ード56に対するスナバ回路用のコンデンサと抵抗であ
り、互いの接続点と第5のフライホイル・ダイオード5
6の陰極との間にダイオード57が接続されている。6
5、67は第6のフライホイル・ダイオード60に対す
るスナバ回路用のコンデンサと抵抗であり、互いの接続
点と第6のフライホイル・ダイオード60の陰極との間
にダイオード61が接続されている。
のスイッチング素子がオンになり、図36のように電流
が流れる。次に、この二つのスイッチング素子がオフに
なると、図37のように電流が流れ、2次側の直流リア
クタンス17のエネルギーが第1、第2のフライホイル
・ダイオード54、55を通じて直流電源5に回生され
る。この時、1次側で第1のリアクトル62を通るの
で、流れる電流の電流傾斜di/dtが抑制され、この
ため、2次側の電流傾斜di/dtも抑制される。
と、図38の実線矢印のように、2次側で第2の変圧器
21側に転流し、1次側で第6のフライホイル・ダイオ
ード60を経由して電流が流れる。それとともに第1の
変圧器20の励磁エネルギーが破線矢印の経路で放電さ
れ、1次側で第1のリアクトル62を通るので、上述と
同様に電流傾斜di/dtが抑制され、第1の整流用ダ
イオード13に逆方向に印加される励磁エネルギーの2
次換算分の電流のdi/dtも抑制される。このため、
第1の整流用ダイオード13の逆方向回復電荷Qrrが
小さくなり、つまりは、逆方向電流Irrおよび逆方向
回復時間trrが小さくなる。その結果、逆方向損失
(スイッチング損失)が小さくなり、並列に接続された
スナバ回路15内に生じる電力損失も小さくなる。
なると、図39の実線矢印のように電力が伝送される。
第6のフライホイル・ダイオード60には図38で実線
矢印のように電流が流れてキャリアを蓄積しているの
で、このキャリアが消滅するまでの間、図39の破線矢
印のように電流が流れるが、第2のリアクトル63を通
るので、この逆方向電流のdi/dtが抑制され、した
がって上述の第1の整流用ダイオード13についての説
明と同様に逆方向回復電荷Qrrが小さく、即ち、逆方
向損失(スイッチング損失)は小さい。第6のフライホ
イル・ダイオード60の蓄積キャリアが消滅してこれが
オフになると、図40の破線矢印のように、スナバ用コ
ンデンサ65に蓄えられたエネルギーがダイオード61
を経由して放電される。スナバ用コンデンサ65の放電
が完了すると、図41のように電力が伝送される。
2、53が同時にオフになると、図42のように直流イ
ンダクタンス17のエネルギーが直流電源5に回生され
る。この時の電流も第2のリアクトル63を経由するの
で、di/dtが抑制され、2次側の第2の整流用ダイ
オード14に流れる電流のdi/dtも抑制される。
と、図43の実線矢印のように、2次側で直流インダク
タンス17の放電ルートが第1の変圧器20側に転流
し、1次側で第5のフライホイル・ダイオード56を経
由した電流が流れる。それとともに第2の変圧器21の
励磁エネルギーが破線矢印の経路で放電され、1次側で
第2のリアクトル63を通るので電流傾斜di/dtが
抑制され、第2の整流用ダイオード14に逆方向に印加
される励磁エネルギーの2次換算分の電流のdi/dt
も抑制され、逆方向回復電荷Qrrが小さくなり、した
がって逆方向損失が小さくなり、併せて、スナバ回路1
6内に生じる電力損失も小さくなる。
ンになると、図44の実線矢印のように電流が流れ、先
の第6のフライホイル・ダイオード60について説明と
同様に、第5のフライホイル・ダイオード56にはキャ
リア蓄積効果により、破線矢印のように電流が流れる
が、第1のリアクトル62を経由するのでこの電流のd
i/dtが抑制され、第5のフライホイル・ダイオード
56の逆方向電力損失は小さくなる。第5のフライホイ
ル・ダイオード56がオフになると、スナバ用コンデン
サ64に蓄えられていたエネルギーが、図45の破線矢
印のようにダイオード57を経由して放電される。この
放電が完了すると、図36に戻って電力を伝送する。以
上の動作を繰り返すことにより、直流電力を伝送する。
なお、実施の形態4の回路に対して、本実施の形態のよ
うに1次巻線82、83に直列に第1、第2のリアクト
ル62、63を設けても良く、同様の効果がある。
の形態5の回路構成において、2次側を実施の形態4に
示したものに代えた、すなわち整流ダイオードを逆並列
されたサイリスタに代えた回路構成にしたものである。
基本的動作は実施の形態4と同様である。サイリスタは
点弧(オン)する時、まず、ゲート近くから電流の導通
が始まり、次第に導通面積を広げていくが、ターン・オ
ン直後に流れるオン電流の立ち上がりが急峻であると、
ゲート電極に近接した陰極面の局部にオン電流が集中し
て、電流密度・電力密度が過大となり、その部分の温度
が上昇し過ぎる恐れがある。
で、陽極−陰極間に急峻な電圧が印加されると静的ブレ
ークオーバー電圧以下でオンになる性質がある。また、
サイリスタ素子の温度が上昇すると、このブレークオー
バー電圧が低くなる。臨界オフ電圧上昇率dv/dtに
よるターン・オンは、回路の誤動作(例えば、誤点弧に
伴う転流の失敗)、あるいは、ターン・オン直後の順方
向オン電流上昇率di/dtによってサイリスタを破壊
する恐れがある。以上のような理由からサイリスタを使
用した整流回路における高周波運転は難しいとされてい
た。
5を組み合わせた回路ではサイリスタの順方向電流は第
1または第2のリアクトル62、63によってそのdi
/dtを抑制することができ、また、オン電圧の上昇率
dv/dtは、第5、第6のフライホイル・ダイオード
56、60に付加されたスナバ回路のコンデンサ64ま
たは65の放電によって抑制することが出来る。以上の
ように、正負両方向の出力が出来て、かつ、運転周波数
のより高い、小型の装置が実現出来る。
態3において、第1、第2の整流用ダイオード13、1
4の接続位置を変えて、これらを第1、第2の変圧器2
0、21の2次巻線72、73の途中に接続するように
したものであり、図46はその断面図である。こうする
ことにより、電気的特性を損なうことなく、出力端子7
5、76の位置に関わりなく第1、第2の整流用ダイオ
ード13、14を任意の位置に設けることが出来る。例
えば、メンテナンスを要する第1、第2の整流用ダイオ
ード13、14を前面に配置し、出力端子75、76を
背面に配置することが出来る。勿論、電気的動作は実施
の形態3の場合と同様である。
す斜視図であり、実施の形態7において、第1、第2の
整流用ダイオードとして各々複数の整流素子を並列にし
て用いる場合に関するものである。図は第1の変圧器2
0側のみを示す。第1の整流用ダイオード13を2つの
整流素子68、69で構成するとともに、2次巻線72
の電流の流れる方向に切り込み78を設け、切り込み7
8により分割されたそれぞれの部分に整流素子68、6
9を接続したものである。切り込み78は整流素子6
8、69を接続する個所の前後両側または片側に設け
る。第2の変圧器21側も同様にする。こうすることに
より、整流素子68、69間の特性のばらつき等による
電流の偏りを軽減することが出来る。基本的な電気的動
作は実施の形態7と同様である。また、整流素子の並列
数は幾つでもよく、その数により切り込みの数を選ぶ。
なお、実施の形態3の場合にも、同様の切り込みを設け
ることができ、上記と同様の効果がある。
ので、2次側の整流器の正方向電流から、突然、アクテ
ィブな(電源電圧の印加による)逆方向電流を印加する
ことがないため、従来の装置で発生していた、スイッチ
ング素子が切り替わったときに流れる非常に大きなスパ
イク状の電流を流さず、従ってスイッチング素子や整流
器に生じる損失、およびノイズを低減することができ、
電磁波障害対策にも有効であり、また装置の高周波運転
が可能になる。さらに、そのスパイク状の電流と変圧器
のリーケージ・インダクタンスとにより発生するサージ
電圧を抑制するので耐圧の低い素子を使用することがで
き、スナバ回路を小さく、または無くすこともできる。
また、それらのことから、装置全体を小型化できる。
直列に入れることにより、各部に流れる電流のdi/d
tが抑制される。したがって、逆回復電流Irr、逆回
復電荷Qrrが小さくなるため、逆回復損失(スイッチ
ング損失)が小さくなり、また発生するノイズ電圧(V
noise=L1・(di/dt))も小さくなる。さ
らに、インバーター部のスイッチング損失が小さくなる
ため、高周波化、小型化ができる。また、順方向オン電
流上昇率、臨界オフ電圧上昇率が低い素子、例えばサイ
リスタを用いた整流回路で生じる諸問題を解決でき、こ
のような素子を用いて、より高周波で運転が可能にな
り、装置を小型化できる。また、サイリスタのような整
流能力を持つスイッチング素子を逆並列にして2次側の
整流器を構成することにより、正負両方向の出力を得る
ことができる。
1、第2の変圧器の鉄心脚の対向面から出力端子を引き
出し、かつ、第1、第2の整流器を第1、第2の変圧器
と一体的に配置することにより、装置が小型化されると
ともに、出力伝送路のインピーダンスが低くなり、出力
の高周波成分が減少し、逆回復損失が減少し、より高周
波での運転が可能になる。さらに、第1、第2の整流器
を第1、第2の変圧器巻線の途中に接続することによ
り、第1、第2の整流器を任意の位置に配置することが
できる。さらに、第1、第2の変圧器の2次巻線に切り
込みを入れて、この切り込みで分割されたそれぞれの部
分に整流素子を接続することにより、整流素子間のばら
つきによる電流の偏りを軽減することができる。
る。
グ素子のオン/オフを示すタイミングチャートである。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
る。
ある。
ある。
ある。
イオードに流れる電流を示すグラフである。
ング素子のオン/オフを示すタイミングチャートであ
る。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
す断面図である。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
すグラフである。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
ある。
す断面図である。
す斜視図である。
路図である。
スイッチング素子のオン/オフを示すタイミングチャー
トである。
路図である。
路図である。
路図である。
路図である。
路図である。
源、7,6,9,8 第1〜第4のフライホイル・ダイ
オード、13,14 第1,第2の整流用ダイオード、
18 負荷抵抗、20,21 第1,第2の変圧器、3
0〜37 第1〜第8のスイッチング素子、38〜45
第1〜第8のフライホイル・ダイオード、46〜49
第1〜第4のサイリスタ、50〜53 第1〜第4の
スイッチング素子、54,55,58,59 第1〜第
4のフライホイル・ダイオード、68,69 整流素
子、70,71 鉄心脚、72,73 2次巻線、7
5,76 出力端子、77 絶縁物、82,83 1次
巻線。
Claims (7)
- 【請求項1】 第1〜第4のスイッチング素子と、これ
らのうちの第1、第3のスイッチング素子の一端にそれ
ぞれ陽極が接続された第1、第3のフライホイル・ダイ
オードと、上記第2、第4のスイッチング素子の一端に
それぞれ陰極が接続された第2、第4のフライホイル・
ダイオードと、上記第1、第2のスイッチング素子の一
端間に1次巻線が接続された第1の変圧器と、この第1
の変圧器とは電磁的に独立して上記第3、第4のスイッ
チング素子の一端間に1次巻線が接続された第2の変圧
器と、上記第1、第2の変圧器の2次巻線にそれぞれ接
続された第1、第2の整流器とを備え、上記第1、第3
のスイッチング素子の他端と上記第2、第4のフライホ
イル・ダイオードの陽極とを直流電源の陽極に接続し、
上記第2、第4のスイッチング素子の他端と上記第1、
第3のフライホイル・ダイオードの陰極とを上記直流電
源の陰極に接続するとともに、上記第1、第2の整流器
の出力端を並列にして負荷に接続することを特徴とする
DC/DCコンバータ装置。 - 【請求項2】 第1〜第8のスイッチング素子と、これ
らの第1〜第8のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
された第1〜第8のフライホイル・ダイオードとを備
え、上記第1、第3、第5、第7のフライホイル・ダイ
オードの陰極と上記第2、第4、第6、第8のフライホ
イル・ダイオードの陽極とをそれぞれ接続するととも
に、上記第1、第3のフライホール・ダイオードの陰極
間に1次巻線が接続された第1の変圧器と、この第1の
変圧器とは電磁的に独立して上記第5、第7のフライホ
イル・ダイオードの陰極間に1次巻線が接続された第2
の変圧器と、上記第1、第2の変圧器の2次巻線にそれ
ぞれ接続された第1、第2の整流器とを備え、上記第
1、第3、第5、第7のフライホイル・ダイオードの陽
極を直流電源の陽極に接続し、上記第2、第4、第6、
第8のフライホイル・ダイオードの陰極を上記直流電源
の陰極に接続するとともに、上記第1、第2の整流器の
出力端を並列にして負荷に接続することを特徴とするD
C/DCコンバータ装置。 - 【請求項3】 第1、第2の変圧器それぞれの1次巻線
と直列にリアクトルを接続したことを特徴とする請求項
1または2記載のDC/DCコンバータ装置。 - 【請求項4】 第1、第2の整流器はそれぞれ逆並列接
続された整流能力を持つスイッチング素子であることを
特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のDC/DC
コンバータ装置。 - 【請求項5】 負荷に接続するための出力端子が絶縁物
を介してフラット面を対向させて一体化した平行平板で
構成されるとともに、第1、第2の変圧器の鉄心脚を互
いに平行に配置して上記両鉄心脚の互いの対向面から上
記出力端子を引き出し、第1、第2の整流器をそれぞれ
上記第1、第2の変圧器と一体的に配置して、上記第1
の整流器の両極をそれぞれ上記第1の変圧器の2次巻線
と上記出力端子の一方とに接続するとともに、上記第2
の整流器の両極をそれぞれ上記第2の変圧器の2次巻線
と上記出力端子の他方とに接続したことを特徴とする請
求項1〜4のいずれかに記載のDC/DCコンバータ装
置。 - 【請求項6】 負荷に接続するための出力端子が絶縁物
を介してフラット面を対向させて一体化した平行平板で
構成されるとともに、第1、第2の変圧器の鉄心脚を互
いに平行に配置して上記両鉄心脚の互いの対向面から上
記出力端子を引き出し、第1、第2の整流器をそれぞれ
上記第1、第2の変圧器の2次巻線の途中に接続して上
記第1、第2の変圧器と一体的に配置したことを特徴と
する請求項1〜4のいずれかに記載のDC/DCコンバ
ータ装置。 - 【請求項7】 第1、第2の整流器を、それぞれ複数の
整流素子を並列にして構成するとともに、第1、第2の
変圧器の2次巻線を、電流の流れる方向に沿って設けら
れた切り込みを有する導体板で構成し、上記第1、第2
の変圧器の2次巻線の上記切り込みにより分割されたそ
れぞれの部分に上記整流素子を接続したことを特徴とす
る請求項5または6記載のDC/DCコンバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15431896A JP3390602B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | Dc/dcコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15431896A JP3390602B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | Dc/dcコンバータ装置 |
Publications (2)
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---|---|
JPH104680A true JPH104680A (ja) | 1998-01-06 |
JP3390602B2 JP3390602B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=15581515
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15431896A Expired - Lifetime JP3390602B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | Dc/dcコンバータ装置 |
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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