JPH10303653A - Mixer circuit - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To make the input-side impedance high and to eliminate the need for generating a high output with high gain by a precedent-stage circuit by superposing a high-frequency signal and a local oscillation signal one over the other and inputting the superposition signal from a gate terminal. SOLUTION: In a partial circuit 21, a voltage follower type adder having transistors Q1 and Q2 cascaded is constituted; and the local oscillation signal V is inputted to the gate terminal of the transistor Q1 and the high-frequency signal VRF is inputted to the gate terminal of the transistor Q2, so that both the signals are superposed on over the other. A partial circuit 22, on the other hand, inputs VLO<-> which is opposite in phase from the local oscillation signal VLO<+> at the gate terminal of a transistor Q3. The respective signals superposed by the partial circuits 21 and 22 are inputted to the gate terminals of transistors Q5 and Q6 having the same characteristics and mixed through operation in a square nonlinear area; and the high-frequency signal is short-circuited by a partial circuit 24 which is a low-pass filter to reduce the local oscillation signal generated by the mixing and signals nearby the local oscillation signal.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、主として移動体通
信において、携帯端末に内蔵されるＩＦ帯受信ミキサ回
路，復調ミキサ回路，変調ミキサ回路及び直接受信ミキ
サ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an IF band receiving mixer circuit, a demodulating mixer circuit, a modulation mixer circuit, and a direct receiving mixer circuit incorporated in a portable terminal mainly in mobile communication.

【０００２】[0002]

【従来の技術】受信ミキサ回路で生ずるスプリアス信号
を低減する方式が、IEEE JOURNAL OFSOLID-STATE CIRCU
ITS, JULY 1995「A 1.5GHz Highly Linear CMOS Downco
nversion Mixer」で提案されており、それを図１４に示
す。2. Description of the Related Art An IEEE JOURNAL OFSOLID-STATE CIRCU is used to reduce spurious signals generated in a reception mixer circuit.
ITS, JULY 1995 `` A 1.5GHz Highly Linear CMOS Downco
nversion Mixer ", which is shown in FIG.

【０００３】図１４において、同じ特性を持つＣＭＯＳ
ＦＥＴ１５１〜１５４のうち、トランジスタ１５１，１
５３の各ゲート端子に高周波信号Ｖ_RF ⁺を、トランジス
タ１５２，１５４の各ゲート端子に高周波信号Ｖ_RF ⁺と
は逆相の高周波信号Ｖ_RF ^-を入力している。一方、トラ
ンジスタの１５１，１５４の各ソース端子に局発信号Ｖ
_LO ⁺を、また、トランジスタ１５２，１５３の各ドレイ
ン端子に局発信号Ｖ_LO ⁺とは逆相の局発信号Ｖ_LO ^-を入力
している。これらのトランジスタは３極管領域で動作
し、ドレインコンダクタンスの非線形特性によりミキシ
ングを行う。ミキシングで得られたベースバンド信号
は、後段のオペアンプ１５５で増幅するが、オペアンプ
１５５は負帰還型となっており、キャパシタ１５６，１
５７及び抵抗１５８，１５９により、所望のベースバン
ド帯域以外を抑圧し、差動出力Ｖ_out ⁺，Ｖ_out ^-を得る。
キャパシタ１６０，１６１は、高調波抑圧及びオペアン
プ１５５で生じる帯域外信号の反射によるオペアンプ入
力点での電圧変動の除去のために用いられている。FIG. 14 shows a CMOS having the same characteristics.
Of the FETs 151 to 154, the transistors 151 and 1
53 a high-frequency signal V _RF ⁺ to the gate terminal of the reverse-phase high-frequency signal V _RF and RF signal V _RF ⁺ to the gate terminal of the transistor 152 and 154 ^- are entering. On the other hand, the local oscillation signal V is applied to each source terminal of the transistors 151 and 154.
The _LO ^+, also the local oscillation signal V _LO reverse phase to the local oscillator signal V _LO ⁺ to each drain terminal of the transistor 152 and 153 ^- are entering. These transistors operate in the triode region and perform mixing by the non-linear characteristic of drain conductance. The baseband signal obtained by the mixing is amplified by an operational amplifier 155 at the subsequent stage, but the operational amplifier 155 is of a negative feedback type, and the capacitors 156, 1
The 57 and resistors 158 and 159, suppressed other than the desired baseband, the differential output V _out ^+, V _out ^- get.
The capacitors 160 and 161 are used for suppressing harmonics and removing voltage fluctuation at the input point of the operational amplifier due to reflection of an out-of-band signal generated by the operational amplifier 155.

【０００４】上記ミキサ回路において差動出力を、ＣＭ
ＯＳＦＥＴの３極管式に基づいて求めると、次式（数
１）で表される。In the above mixer circuit, the differential output is
When it is determined based on the triode type of the OSFET, it is expressed by the following equation (Equation 1).

【０００５】[0005]

【数１】 (Equation 1)

【０００６】ここで、Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，Ｉ₄はそれぞれト
ランジスタ１５１，１５２，１５３，１５４に流れる電
流、βはＣＭＯＳＦＥＴの形状とキャリア移動度に依存
する係数である。Here, I ₁ , I ₂ , I ₃ and I ₄ are currents flowing through the transistors 151, 152, 153 and 154, respectively, and β is a coefficient depending on the shape and carrier mobility of the CMOSFET.

【０００７】上記（数１）中のＶ_RF ⁺，Ｖ_RF ^-，Ｖ_LO ⁺，
Ｖ_LO ^-にそれぞれ逆相の正弦波を入力して解析すると、
ベースバンド信号と局発周波数近傍にスプリアス信号と
が生じるが、オペアンプの帯域制限効果により、出力に
はベースバンド信号のみが現れる。[0007] The above equation (1) in ^{_{V RF +, V RF -,}} V LO +,
When the analyzed a sine wave input in opposite phase, respectively, ^- V _LO
Although a spurious signal is generated near the baseband signal and the local oscillation frequency, only the baseband signal appears at the output due to the band limiting effect of the operational amplifier.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】上記ミキサ回路では、
局発信号がトランジスタのソース端子から入力される部
分があるが、ソース端子のインピーダンスは低く、ミキ
サ回路入力レベルの低下を防ぐために、ミキサ回路の前
段回路である通信端末の低雑音増幅器の高利得・高出力
化が要求されるという問題があった。In the above mixer circuit,
There is a part where the local oscillation signal is input from the source terminal of the transistor, but the impedance of the source terminal is low, and to prevent the input level of the mixer circuit from lowering, the high gain -There was a problem that high output was required.

【０００９】本発明の目的は、回路入力を高インピーダ
ンスに保ち、かつ、スプリアス信号の低いミキサ回路を
提供することにある。An object of the present invention is to provide a mixer circuit which keeps a circuit input at a high impedance and has a low spurious signal.

【００１０】[0010]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、ミキサ回路の入力において、高周波信号と局発信号
とを予め重畳し、トランジスタのゲート端子から入力す
ることにより、高インピーダンスな入力とする。また、
ミキシングは、トランジスタの相互コンダクタンスの非
線形性により行う。さらに、スプリアス信号である局発
信号及び局発信号近傍の信号は、ミキサ回路の種類に応
じて、フィルタ，ミキサ回路の後段の差動増幅器或いは
ミキサ回路の２並列構成を用いて低減する。In order to achieve the above object, a high-frequency signal and a local oscillation signal are superimposed in advance at the input of a mixer circuit and input from a gate terminal of a transistor, thereby providing a high impedance input. I do. Also,
Mixing is performed by the non-linearity of the transconductance of the transistor. Further, the local signal and the signal in the vicinity of the local signal, which are spurious signals, are reduced using a two-parallel configuration of a filter, a differential amplifier downstream of the mixer circuit, or a mixer circuit according to the type of the mixer circuit.

【００１１】[0011]

【発明の実施の形態】本発明によるミキサ回路は、主
に、無線通信端末機器の送信系或いは受信系に適用する
もので、ＩＦ帯受信ミキサ，復調ミキサ，送信ミキサ，
直接受信ミキサの４つに類別できる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A mixer circuit according to the present invention is mainly applied to a transmission system or a reception system of a wireless communication terminal device, and includes an IF band reception mixer, a demodulation mixer, a transmission mixer,
It can be classified into four types of direct receiving mixers.

【００１２】はじめに、図１２，図１３により、上記各
ミキサの無線通信端末機器における位置付けを示す。First, FIGS. 12 and 13 show the position of each mixer in the wireless communication terminal device.

【００１３】まず、図１２に、本発明によるミキサ回路
を搭載する無線通信端末機器の一例を示す。この無線通
信端末機器が利用される通信システムには、ＧＳＭ，Ｐ
ＤＣ，ＰＣＮ，ＰＨＳがある。図１２において、上段が
受信系、下段が送信系である。受信系は、送受信アンテ
ナ１２１で受信した高周波信号の帯域外雑音をバンドパ
スフィルタ１２２で除去した後、低雑音増幅器１２３で
増幅し、増幅で生ずる高調波をバンドパスフィルタ１２
４で除去する。次に、局部信号発生器１２６が発生する
局発信号とＩＦ帯受信ミキサ１２５で信号をミキシング
することにより、ＩＦ帯信号に周波数変換する。さら
に、増幅器１２７で増幅した後、復調ミキサ１２８でミ
キシングすることにより、Ｉ及びＱチャンネル信号に復
調し、かつ、ベースバンド周波数帯に周波数変換する。
局発信号は、局部信号発生器１３０で発生し、９０度分
配器１２９で信号の９０度移相を行い、復調ミキサ１２
８に供給される。復調信号は、増幅器１３１を経て、デ
ジタル信号処理プロセッサ１３２で音声信号に変換され
取り出される。上記増幅器１２７，１３１は、所望の信
号レベルを実現するために設けている。First, FIG. 12 shows an example of a wireless communication terminal device equipped with a mixer circuit according to the present invention. GSM, P
There are DC, PCN, and PHS. In FIG. 12, the upper part is a receiving system, and the lower part is a transmitting system. The receiving system removes out-of-band noise of the high-frequency signal received by the transmission / reception antenna 121 by the band-pass filter 122, and then amplifies the low-frequency amplifier 123.
Remove with 4. Next, the local signal generated by the local signal generator 126 is mixed with the IF band reception mixer 125 to convert the frequency into an IF band signal. Further, after being amplified by the amplifier 127, the signal is mixed by the demodulation mixer 128 to demodulate into I and Q channel signals and frequency-convert to the baseband frequency band.
The local oscillation signal is generated by a local signal generator 130, the signal is shifted by 90 degrees by a 90 degree distributor 129, and the demodulated mixer 12
8 is supplied. The demodulated signal passes through an amplifier 131 and is converted into an audio signal by a digital signal processor 132 and extracted. The amplifiers 127 and 131 are provided to realize a desired signal level.

【００１４】一方、送信系は、音声信号をデジタル信号
処理プロセッサ１３３でＩ及びＱチャンネルに変換した
後、変調ミキサ１３４で変調し、かつ、送信周波数帯に
周波数変換する。局発信号は、局部信号発生器１３６で
発生し、９０度分配器１３５で信号の９０度移相を行
い、変調ミキサ１３４に供給される。この後、バンドパ
スフィルタ１３７を経て出力増幅器１３８で増幅した
後、送受信アンテナ１２１で送信する。図１２の送信系
は、変調動作により信号の周波数を送信周波数に変換す
る直接変調としているが、これをＩＦ帯変調とし、バン
ドパスフィルタ１３７と出力増幅器１３８の段間に他の
ミキサ回路を設けて、送信周波数帯に変換する方式も有
り得る。On the other hand, in the transmission system, the audio signal is converted into I and Q channels by the digital signal processor 133, then modulated by the modulation mixer 134, and frequency-converted into a transmission frequency band. The local oscillation signal is generated by a local signal generator 136, is subjected to a 90-degree phase shift of the signal by a 90-degree distributor 135, and is supplied to a modulation mixer 134. Thereafter, the signal is amplified by an output amplifier 138 via a band-pass filter 137, and then transmitted by a transmission / reception antenna 121. The transmission system shown in FIG. 12 employs direct modulation in which the frequency of a signal is converted to a transmission frequency by a modulation operation. This is IF band modulation, and another mixer circuit is provided between the bandpass filter 137 and the output amplifier 138. Thus, there is also a method of converting to a transmission frequency band.

【００１５】図１２のような無線通信端末機器におい
て、本発明によるミキサ回路は、受信系のＩＦ帯受信ミ
キサ１２５又は復調ミキサ１２８或いは送信系の変調ミ
キサ１３４に適用される。In a wireless communication terminal device as shown in FIG. 12, a mixer circuit according to the present invention is applied to a reception system IF band reception mixer 125 or demodulation mixer 128 or a transmission system modulation mixer.

【００１６】次に、本発明によるミキサ回路を搭載する
無線通信端末機器の他の例を、図１３に示す。この無線
通信端末機器が利用される通信システムには、ページャ
がある。受信アンテナ１４１で受信した高周波信号の帯
域外雑音をバンドパスフィルタ１４２で除去した後、低
雑音増幅器１４３で増幅する。次に、後段の直接受信ミ
キサ１４４でミキシングすることにより、Ｉ及びＱチャ
ンネル信号に復調し、かつ、ベースバンド周波数帯に周
波数変換する。局発信号は、局部信号発生器１４６で発
生し、９０度分配器１４５で信号の９０度移相を行い、
直接受信ミキサ１４４に供給される。この後、所望する
信号レベルまで増幅器１４７で増幅し、デジタル信号処
理プロセッサ１４８でデジタル信号に変換する。図１３
のような無線通信端末機器において、本発明によるミキ
サ回路は、直接受信ミキサ１４４に適用される。Next, another example of a wireless communication terminal device equipped with a mixer circuit according to the present invention is shown in FIG. There is a pager in a communication system in which the wireless communication terminal device is used. After the out-of-band noise of the high-frequency signal received by the receiving antenna 141 is removed by the band-pass filter 142, the signal is amplified by the low-noise amplifier 143. Next, the signal is mixed by a direct receiving mixer 144 at the subsequent stage, thereby demodulating the signal into I and Q channel signals and converting the frequency into a baseband frequency band. The local signal is generated by a local signal generator 146, and the signal is shifted by 90 degrees by a 90-degree distributor 145.
The signal is directly supplied to the receiving mixer 144. Thereafter, the signal is amplified by an amplifier 147 to a desired signal level, and converted into a digital signal by a digital signal processor 148. FIG.
In such a wireless communication terminal device, the mixer circuit according to the present invention is applied to the direct reception mixer 144.

【００１７】以下、ミキサの種類に応じた本発明による
実施例を示す。Hereinafter, embodiments according to the present invention corresponding to the type of the mixer will be described.

【００１８】第１に、ＩＦ帯受信ミキサとしての本発明
による第１の実施例を示す。本実施例のミキサ回路は、
図１２で示した受信系のＩＦ帯受信ミキサ１２５に適用
するものである。本実施例の概念を、図１に示す。ミキ
サ回路は、加算器１１，１２と２乗非線形回路１３，１
４とバンドパスフィルタ１５，１６とから構成される。First, a first embodiment according to the present invention as an IF band reception mixer will be described. The mixer circuit of this embodiment is
This is applied to the IF band receiving mixer 125 of the receiving system shown in FIG. FIG. 1 shows the concept of this embodiment. The mixer circuit includes adders 11 and 12 and a square nonlinear circuit 13 and 1
4 and bandpass filters 15 and 16.

【００１９】差動局発信号Ｖ_LO ⁺，Ｖ_LO ^-及び高周波信号
Ｖ_RFは、加算器１１，１２でそれぞれ重畳する。差動局
発信号Ｖ_LO ⁺，Ｖ_LO ^-は、図１２の局部信号発生器１２６
からの局発信号を差動増幅器で増幅することにより供給
されるのが一般的である。かかる増幅は、局部信号発生
器１２６内部で実現しても良く、ＩＦ帯受信ミキサ１２
５と局部信号発生器１２６の段間に差動増幅器を設ける
ことで実現しても良く、差動局発信号Ｖ_LO ⁺，Ｖ_LO ^-の発
生過程・手法は、本発明ではいかなる手法でもよい。各
々２経路の信号は、それぞれ２乗非線形回路１３，１４
に入力してミキシングする。その後、それぞれバンドパ
スフィルタ１５，１６で局発信号周波数近傍のスプリア
ス信号を除去し、所望するＩＦ帯信号のみを得る。The differential local oscillation signals V _LO ⁺ and V _LO ^- and the high frequency signal V _RF are superimposed by adders 11 and 12, respectively. The differential local oscillation signals V _LO ⁺ and V _LO ^- are _{output from} the local signal generator 126 shown in FIG.
Is generally supplied by amplifying a local oscillation signal from the differential amplifier with a differential amplifier. Such amplification may be realized inside the local signal generator 126 and the IF band reception mixer 12
5 and the local signal between the stages of the generator 126 may be realized by providing a differential amplifier, ⁺ differential local oscillator signal V _LO, V _LO ^- developmental processes and methods of, the present invention may be any technique . The signals of the two paths are respectively squared non-linear circuits 13 and 14,
To mix. Thereafter, the bandpass filters 15 and 16 remove spurious signals near the local oscillation signal frequency, respectively, to obtain only a desired IF band signal.

【００２０】以下、図２に、本発明による第１の実施例
の具体的な回路を示す。FIG. 2 shows a specific circuit of the first embodiment according to the present invention.

【００２１】本実施例において、トランジスタとしてＭ
ＯＳＦＥＴを用いている。図２中のＶＤＤは電源電圧で
ある。まず、図２中の２１，２２は局発信号と高周波信
号の重畳を行う部分回路であり、図１の加算器１１，１
２にそれぞれ相当する。部分回路２１において、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２を縦接続したボルテージフォローワ構
成とする。トランジスタＱ１のゲート端子に局発信号Ｖ
_LO ⁺を入力し、トランジスタＱ２のゲート端子に高周波
信号Ｖ_RFを入力することにより、両信号の重畳を行う。
また、部分回路２２において、構成は部分回路２１と同
じであるが、トランジスタＱ３のゲート端子にはトラン
ジスタＱ１に入力する局発信号Ｖ_LO ⁺とは逆相の局発信
号Ｖ_LO ^-を入力する。部分回路２１，２２で重畳された
各信号は、同じ特性を持つトランジスタＱ５，Ｑ６の各
ゲート端子にそれぞれ入力する。これにより、トランジ
スタの相互コンダクタンスの２乗非線形領域で動作し、
ミキシング動作を行う。キャパシタＣ１は、高周波信号
を透過させ、ノードＡにおいてＤＣレベル変動をなくす
ために設けている。In this embodiment, the transistor is M
OSFET is used. VDD in FIG. 2 is a power supply voltage. First, reference numerals 21 and 22 in FIG. 2 denote partial circuits for superimposing a local oscillation signal and a high-frequency signal.
2 respectively. The partial circuit 21 has a voltage follower configuration in which the transistors Q1 and Q2 are vertically connected. The local oscillation signal V is applied to the gate terminal of the transistor Q1.
By inputting _LO ⁺ and inputting the high-frequency signal _VRF to the gate terminal of the transistor Q2, both signals are superimposed.
Further, in the partial circuit 22, the configuration is the same as the partial circuit 21, the gate terminal of the transistor Q3 is a local oscillator signal V _LO ⁺ is input to the transistor Q1 local oscillator signal V _LO reverse phase ^- to enter the . The signals superimposed by the partial circuits 21 and 22 are input to the respective gate terminals of the transistors Q5 and Q6 having the same characteristics. As a result, the transistor operates in the square nonlinear region of the transconductance of the transistor,
Perform mixing operation. The capacitor C1 is provided to transmit a high-frequency signal and eliminate DC level fluctuation at the node A.

【００２２】部分回路２４は、ローパスフィルタであ
る。キャパシタＣ２は、高周波信号を短絡させるために
設けており、ミキシングにより発生する局発信号と局発
周波数近傍の信号を低減する。さらに、トランジスタＱ
５，Ｑ６の各ドレイン出力信号は、それぞれキャパシタ
Ｃ３，Ｃ４を通過することにより、直流成分が低減され
る。この結果、ＩＦ帯信号のみが負荷抵抗Ｒ１で電圧変
換され出力される。この効果は、図１のバンドパスフィ
ルタ１５，１６と等価である。The partial circuit 24 is a low-pass filter. The capacitor C2 is provided to short-circuit a high-frequency signal, and reduces a local signal generated by mixing and a signal near the local frequency. Further, the transistor Q
The DC components of the drain output signals of Q5 and Q6 are reduced by passing through capacitors C3 and C4, respectively. As a result, only the IF band signal is converted into a voltage by the load resistor R1 and output. This effect is equivalent to the bandpass filters 15 and 16 in FIG.

【００２３】次に、図２中の２３はカレントミラー回路
によるバイアス回路であり、トランジスタＱ７は上段に
あるトランジスタＱ５，Ｑ６の電流源である。また、抵
抗ＲＢは、バイアス回路２３への高周波信号Ｖ_RFを抑圧
するために設けている。Reference numeral 23 in FIG. 2 is a bias circuit using a current mirror circuit, and a transistor Q7 is a current source for transistors Q5 and Q6 in the upper stage. Further, the resistor RB is provided to suppress the high-frequency signal _VRF to the bias circuit 23.

【００２４】以下、上記回路の動作を解析する。トラン
ジスタＱ５，Ｑ６での回路動作は、次式（数２），（数
３）で表される。Hereinafter, the operation of the above circuit will be analyzed. The circuit operation of the transistors Q5 and Q6 is expressed by the following equations (Equation 2) and (Equation 3).

【００２５】[0025]

【数２】 (Equation 2)

【００２６】[0026]

【数３】 (Equation 3)

【００２７】ここで、Ｖｓはトランジスタソース電圧、
Ｖｔはトランジスタスレッショルド電圧、βはＭＯＳＦ
ＥＴの形状とキャリア移動度に依存する係数である。Here, Vs is a transistor source voltage,
Vt is the transistor threshold voltage, β is the MOSF
This coefficient depends on the shape of the ET and the carrier mobility.

【００２８】上記（数２），（数３）において、局発信
号にＶ_LO ⁺＝Ｃｓｉｎ（ωｌｔ）及びＶ_LO ^-＝−Ｃｓｉｎ
（ωｌｔ）、高周波信号にＶ_RF＝Ｒｓｉｎ（ωｒｔ）の
正弦波を与えて展開すると、次式（数４），（数５）の
ように表される。In the above (Equation 2) and (Equation 3), V _LO ⁺ = C sin (ωlt) and V _LO ⁻ = −C sin
(Ωlt), when a sine wave of V _RF = Rsin (ωrt) is given to the high-frequency signal and expanded, the following expressions (Expression 4) and (Expression 5) are obtained.

【００２９】[0029]

【数４】 (Equation 4)

【００３０】[0030]

【数５】 (Equation 5)

【００３１】ここで、周波数（ωｌ＋ωｒ）ｔ，ωｌ
ｔ，２ωｌｔ，ωｒｔ，２ωｒｔの各信号は、図２のキ
ャパシタＣ２で低減する。また、上記（数４），（数
５）の第１項の直流成分は、図２のキャパシタＣ３，Ｃ
４で低減する。Here, the frequency (ωl + ωr) t, ωl
Each signal of t, 2ωlt, ωrt, 2ωrt is reduced by the capacitor C2 in FIG. Further, the DC components of the first term of the above (Equation 4) and (Equation 5) are the capacitors C3 and C3 of FIG.
4 to reduce.

【００３２】図２の負荷抵抗Ｒ１で電圧変換することに
より、結果として、次式（数６），（数７）のように、
局発信号と高周波信号の差分からなるＩＦ帯周波数（ω
ｌ−ωｒ）ｔの信号のみを得る。The voltage conversion by the load resistor R1 in FIG. 2 results in the following equations (Equation 6) and (Equation 7):
IF band frequency (ω
1−ωr) Only the signal of t is obtained.

【００３３】[0033]

【数６】 (Equation 6)

【００３４】[0034]

【数７】 (Equation 7)

【００３５】次に、上記図２中の部分回路２４の他の実
施例を図３に部分回路３１として示す。部分回路３１
は、ＩＦ帯バンドパスフィルタである。これにより、Ｉ
Ｆ帯域以外の信号は短絡するため、ミキシングにより発
生する局発信号，局発周波数近傍の信号及び直流成分が
低減される。部分回路２４に代えて部分回路３１を設け
れば、図２においてキャパシタＣ３，Ｃ４は不要とな
る。Next, another embodiment of the partial circuit 24 in FIG. 2 is shown as a partial circuit 31 in FIG. Partial circuit 31
Is an IF band bandpass filter. This allows I
Since signals outside the F band are short-circuited, local signals generated by mixing, signals near the local frequency, and DC components are reduced. If the partial circuit 31 is provided instead of the partial circuit 24, the capacitors C3 and C4 in FIG. 2 become unnecessary.

【００３６】第２に、ＩＦ帯受信ミキサとしての本発明
による第２の実施例を図４に示す。Second Embodiment FIG. 4 shows a second embodiment according to the present invention as an IF band reception mixer.

【００３７】図１の第１の実施例との違いは、局発信号
が差動ではなく１経路構成となっていることである。図
５に、本発明による第２の実施例の具体例な回路を示
す。図２の第１の実施例との相違点は、差動対がなくな
った点にあり、基本的な動作は変わらない。図５の回路
の動作は、上記（数４）で表される。所望するＩＦ帯周
波数（ωｌ−ωｒ）ｔ以外は、キャパシタＣ５で低減さ
れる。この効果は、図４のバンドパスフィルタ１９と等
価である。The difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that the local oscillation signal has a one-path configuration instead of the differential signal. FIG. 5 shows a specific circuit of the second embodiment according to the present invention. The difference from the first embodiment shown in FIG. 2 is that the differential pair is eliminated, and the basic operation is the same. The operation of the circuit of FIG. 5 is represented by the above (Equation 4). Except for the desired IF band frequency (ωl−ωr) t, the frequency is reduced by the capacitor C5. This effect is equivalent to the band pass filter 19 of FIG.

【００３８】第３に、ＩＦ帯受信ミキサとしての本発明
による第３の実施例の概念を図６に示す。ミキサ回路
は、加算器４１，４２と非線形回路４３，４４とバンド
パスフィルタ４５，４６と減算器４７とから構成され
る。Third, FIG. 6 shows the concept of the third embodiment according to the present invention as an IF band reception mixer. The mixer circuit includes adders 41 and 42, non-linear circuits 43 and 44, bandpass filters 45 and 46, and a subtractor 47.

【００３９】ミキシングまでは図１の第１の実施例と同
じであるが、局発信号周波数近傍のスプリアス信号は、
後段のローパスフィルタ４５，４６で低減する。さら
に、減算器４７において、直流成分を差引き合うことに
より低減し、所望するＩＦ帯信号のみを得る。Up to mixing, the operation is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, but the spurious signal near the local oscillation signal frequency is
It is reduced by the low-pass filters 45 and 46 at the subsequent stage. Further, in the subtracter 47, the DC component is reduced by subtraction, and only a desired IF band signal is obtained.

【００４０】以下、図７に本発明による第３の実施例の
具体的な回路を示す。FIG. 7 shows a specific circuit according to the third embodiment of the present invention.

【００４１】図７は後段回路を示しており、前段回路は
図２と同じため省略する。まず、図２のトランジスタＱ
５，Ｑ６のドレイン出力Ｖ_out ⁺，Ｖ_out ^-は、直接に図７
のトランジスタＱ５３，Ｑ５４のゲート端子に接続す
る。本実施例では、図２中のキャパシタＣ３，Ｃ４は不
要である。上記ドレイン出力Ｖ_out ⁺，Ｖ_out ^-が、図６の
ローパスフィルタ４５，４６出力に相当する。図７のト
ランジスタＱ５５は上段トランジスタ差動対の電流源で
あり、そのゲート端子は図２のバイアス回路２３のノー
ドＢと接続する。上記ドレイン出力Ｖ_out ⁺，Ｖ_out ^-は、
それぞれトランジスタＱ５３，Ｑ５４のゲート端子に入
力して線形領域で電流増幅し、Ｉ１，Ｉ２の電流が流れ
る。トランジスタＱ５１，Ｑ５２はカレントミラー回路
と等価であり、Ｉ２−Ｉ１の差分電流が流れる。この結
果、トランジスタＱ５２のドレイン−ソース抵抗をＲｄ
ｓとすると、Ｖ_out＝Ｒｄｓ＊（Ｉ２−Ｉ１）の差動出
力を得る。この効果が、図６の減算器４７に相当する。
この作用により、上記（数４），（数５）で示す直流成
分が減算され低減される。FIG. 7 shows the latter stage circuit, and the former stage circuit is the same as that of FIG. First, the transistor Q in FIG.
5, Q6 drain output V _out ^+, V _out ^- is directly in FIG. 7
To the gate terminals of the transistors Q53 and Q54. In this embodiment, the capacitors C3 and C4 in FIG. 2 are unnecessary. The drain output V _out ^+, V _out ^- corresponds to the low-pass filters 45, 46 the output of FIG. The transistor Q55 of FIG. 7 is a current source of the upper transistor differential pair, and its gate terminal is connected to the node B of the bias circuit 23 of FIG. The drain outputs V _out ⁺ and V _out ^- are:
The currents are input to the gate terminals of the transistors Q53 and Q54 and amplified in a linear region, and currents I1 and I2 flow. The transistors Q51 and Q52 are equivalent to a current mirror circuit, and a difference current of I2-I1 flows. As a result, the drain-source resistance of the transistor Q52 is changed to Rd
Assuming that s, a differential output of V _out = Rds * (I2-I1) is obtained. This effect corresponds to the subtractor 47 in FIG.
By this operation, the DC components shown in (Equation 4) and (Equation 5) are subtracted and reduced.

【００４２】第４に、変調ミキサとしての本発明による
第４の実施例を示す。本実施例のミキサ回路は、図１２
で示した送信系の変調ミキサ１３４に適用するものであ
る。本実施例の概念を、図８に示す。ミキサ回路は、加
算器６１〜６４，非線形回路６５〜６８，加算器６９〜
７１及びキャパシタ７２から構成される。これは、図１
のミキサ回路を２並列接続して加算する構成である。Fourth Embodiment A fourth embodiment according to the present invention as a modulation mixer is shown. The mixer circuit of the present embodiment is similar to that of FIG.
This is applied to the modulation mixer 134 of the transmission system shown in FIG. FIG. 8 shows the concept of the present embodiment. The mixer circuit includes adders 61 to 64, nonlinear circuits 65 to 68, and adders 69 to
71 and a capacitor 72. This is shown in FIG.
Are connected in parallel and added.

【００４３】局発信号は、９０度位相差のあるＶ_LO０
°，Ｖ_LO９０°，Ｖ_LO１８０°，Ｖ_LO２７０°を用い
る。９０度位相差を持つ４つの局発信号は、図１２の９
０度分配器１３５からの９０度位相差を持つ２つの局発
信号を各々差動増幅器で増幅することにより供給される
のが一般的である。かかる増幅は、９０度分配器１３５
内部で実現しても良く、変調ミキサ１３４と９０度分配
器１３５の段間に差動増幅器を設けることで実現しても
良く、作動局発信号の発生過程・手法は、本発明ではい
かなる手法でもよい。ベースバンド信号も、同様にＩ及
びＱチャンネル信号とぞれぞれの逆位相信号を用いる。
ベースバンド信号の差動信号も、同様にＩ及びＱチャネ
ル信号各々の差動増幅で得られる。The local oscillation signal has a V _LO 0 having a phase difference of 90 degrees.
°, V _LO 90 °, V _LO 180 ° and V _LO 270 ° are used. Four local signals having a 90-degree phase difference correspond to 9 in FIG.
Generally, two local signals having a 90-degree phase difference from the 0-degree distributor 135 are supplied by amplifying them with a differential amplifier. Such amplification is performed by the 90-degree distributor 135.
It may be realized internally, or may be realized by providing a differential amplifier between the stage of the modulation mixer 134 and the 90-degree distributor 135. May be. Similarly, the baseband signal uses the I and Q channel signals and the opposite phase signals.
Similarly, the differential signal of the baseband signal is obtained by differential amplification of each of the I and Q channel signals.

【００４４】図１と同様に、局発信号，ベースバンド信
号は、加算器６１〜６４でそれぞれ重畳し、非線形回路
６５〜６８にそれぞれ入力してミキシングする。その
後、加算器６９〜７１で加算し、スプリアス信号を除去
する。また、キャパシタ７２で直流成分を除去し、所望
する変調信号を得る。As in FIG. 1, the local oscillation signal and the baseband signal are superimposed by adders 61 to 64, respectively, and input to nonlinear circuits 65 to 68 to be mixed. Thereafter, addition is performed by adders 69 to 71 to remove spurious signals. The DC component is removed by the capacitor 72 to obtain a desired modulated signal.

【００４５】以下、図９に、本発明による第４の実施例
の具体的な回路を示す。FIG. 9 shows a specific circuit according to the fourth embodiment of the present invention.

【００４６】図９において、部分回路７５，７６は、図
２に示した部分回路２１，２２とトランジスタＱ５〜Ｑ
７とキャパシタＣ１とから成る回路と同様の構成であ
る。また、バイアス回路７７も、図２の部分回路２３と
同じである。回路動作原理は、ミキシング動作までは図
２と同様である。以降、部分回路７５，７６のそれぞれ
のドレイン端子をノードＣ，Ｄで接続し、負荷抵抗Ｒ３
を設けると、電圧変換された加算信号を得る。この効果
が、図８の加算器６９，７０と等価である。さらに信号
を、トランジスタＱ７１とトランジスタＱ７２，トラン
ジスタＱ７３とトランジスタＱ７４で構成するカレント
ミラー回路７８，７９に入力して負荷抵抗Ｒ４に接続す
ることにより、加算が行われ、変調信号と直流成分を得
る。この効果が、図８の加算器７２と等価である。最後
に、直流成分をキャパシタＣ７１で除去するため、結果
として変調信号のみを得る。In FIG. 9, partial circuits 75 and 76 are the same as partial circuits 21 and 22 shown in FIG.
7 and a capacitor C1. The bias circuit 77 is the same as the partial circuit 23 in FIG. The circuit operation principle is the same as that of FIG. 2 up to the mixing operation. Thereafter, the drain terminals of the partial circuits 75 and 76 are connected at nodes C and D, respectively, and the load resistance R3
Is provided, a voltage-converted addition signal is obtained. This effect is equivalent to the adders 69 and 70 in FIG. Further, the signals are input to current mirror circuits 78 and 79 including the transistors Q71 and Q72 and the transistors Q73 and Q74 and connected to the load resistor R4, whereby the addition is performed to obtain a modulation signal and a DC component. This effect is equivalent to the adder 72 in FIG. Finally, since the DC component is removed by the capacitor C71, only the modulation signal is obtained as a result.

【００４７】上記回路動作を、図２と同様に解析する
と、ノードＣ，Ｄ点での出力電流Ｉｍｉｘ^C，Ｉｍｉｘ^D
は、次式（数８），（数９）で表わされる。When the above circuit operation is analyzed in the same manner as in FIG. 2, the output currents Imix ^C and Imix ^D at the nodes C and D are obtained.
Is expressed by the following equations (Equation 8) and (Equation 9).

【００４８】[0048]

【数８】 (Equation 8)

【００４９】[0049]

【数９】 (Equation 9)

【００５０】上記（数４），（数５）で示した局発信号
（各周波数：ωｌ）と、ベースバンド信号（各周波数：
ωｒ）以外のスプリアス信号は逆位相関係であり、加算
により除去されるので現れない。次に、ノードＥ点で、
電流加算により上記スプリアス信号を除去する。これに
より、次式（数１０）で表わされるように、出力電流Ｉ
ｍｉｘ^Eは、変調信号（ωｌ−ωｒ）ｔ成分のみを得
る。The local oscillation signal (each frequency: ω1) shown in the above (Equation 4) and (Equation 5) and the baseband signal (Each frequency: ω1)
The spurious signals other than ωr) have an antiphase relationship, and do not appear because they are removed by addition. Next, at node E,
The spurious signal is removed by current addition. Thereby, as represented by the following equation (Equation 10), the output current I
mix ^E obtains only the modulated signal (ωl−ωr) t component.

【００５１】[0051]

【数１０】 (Equation 10)

【００５２】第５に、復調ミキサ及び直接受信ミキサと
しての本発明による第５の実施例を示す。本実施例のミ
キサ回路は、図１２で示した復調ミキサ１２８及び図１
３で示した直接受信ミキサ１４４に適用するものであ
る。以下、図１３の直接受信ミキサを例にとり説明する
が、高周波信号がＩＦ帯周波数となる以外は、図１２の
復調ミキサの原理，回路構成は同じである。Fifth, a fifth embodiment according to the present invention as a demodulation mixer and a direct reception mixer will be described. The mixer circuit of the present embodiment includes the demodulation mixer 128 shown in FIG.
3 is applied to the direct reception mixer 144 shown in FIG. Hereinafter, the direct reception mixer of FIG. 13 will be described as an example, but the principle and circuit configuration of the demodulation mixer of FIG. 12 are the same except that the high-frequency signal has the IF band frequency.

【００５３】本実施例の概念を、図１０に示す。ミキサ
回路は、加算器８１，８２と非線形回路８３，８４とロ
ーパスフィルタ８５，８６とから構成される。FIG. 10 shows the concept of this embodiment. The mixer circuit includes adders 81 and 82, nonlinear circuits 83 and 84, and low-pass filters 85 and 86.

【００５４】局発信号Ｖ_LO０°，Ｖ_LO９０°及び高周波
信号Ｖ_RFは、加算器８１，８２でそれぞれ重畳する。各
々２経路の信号は、それぞれ非線形回路８３，８４に入
力してミキシングする。その後、それぞれローパスフィ
ルタ８５，８６で局発信号周波数近傍のスプリアス信号
を除去し、所望するＩチャンネル，Ｑチャンネルのベー
スバンド信号Ｖ_outＩ，Ｖ_outＱを得る。The local signals V _LO 0 °, V _LO 90 ° and the high-frequency signal V _RF are superimposed by adders 81 and 82, respectively. The signals of each of the two paths are input to nonlinear circuits 83 and 84, respectively, and are mixed. Thereafter, spurious signals near the local oscillation signal frequency are removed by the low-pass filters 85 and 86, respectively, to obtain desired I-channel and Q-channel baseband signals V _out I and V _out Q.

【００５５】以下、図２を用いて、本実施例を説明す
る。Hereinafter, this embodiment will be described with reference to FIG.

【００５６】図２において、直接受信ミキサでは、局発
信号を９０度位相差を持った信号とする。この信号は、
図１２の９０度分配器１２９或いは図１３の９０度分配
器１４５により得る。上述したＩＦ帯受信ミキサの場合
と同様の原理により、９０度位相差のあるベースバンド
のＩ，Ｑチャンネル信号をそれぞれ得る。In FIG. 2, in the direct reception mixer, the local oscillation signal is a signal having a phase difference of 90 degrees. This signal is
It is obtained by the 90-degree distributor 129 of FIG. 12 or the 90-degree distributor 145 of FIG. Based on the same principle as that of the above-described IF band reception mixer, baseband I and Q channel signals having a phase difference of 90 degrees are obtained.

【００５７】次に、局発信号と高周波信号の加算器の他
の実施例を図１１に示す。すなわち、図２の部分回路２
１，２２に相当する部分である。図１１は、トランジス
タを用いた加算器の例である。トランジスタＱ９１，Ｑ
９２を差動対構成とし、ソース端子にキャパシタＣ９１
を設けて線形増幅し、負荷抵抗Ｒ９１で電圧変換する。
一方、逆相の局発信号を入力する対の回路をもう一つ設
ける。それぞれの端子Ｖ_Oの各出力を、図２のトランジ
スタＱ５，Ｑ６の各ゲート端子に入力する。かかる加算
器の他の実施例は、図１，図４，図６，図８或いは図１
０の何れの実施例でも同様に適用できる。また、端子Ｖ
_Oにおいて不要な高調波を出力しないために、トランジ
スタＱ９１，Ｑ９２それぞれのソース端子に線形化抵抗
を設ける構成とすることもできる。Next, another embodiment of the adder for the local signal and the high frequency signal is shown in FIG. That is, the partial circuit 2 of FIG.
It is a portion corresponding to 1 or 22. FIG. 11 shows an example of an adder using a transistor. Transistors Q91, Q
92 is a differential pair, and a capacitor C91 is connected to the source terminal.
Is provided, and linear amplification is performed, and voltage conversion is performed by the load resistor R91.
On the other hand, another pair of circuits for inputting local signals having opposite phases is provided. Each output of each terminal V _O is input to each gate terminal of transistors Q5 and Q6 in FIG. Another embodiment of such an adder is shown in FIG. 1, FIG. 4, FIG. 6, FIG.
0 can be similarly applied to any of the embodiments. Also, terminal V
_In order to prevent unnecessary harmonics from being output at _O , a configuration may be adopted in which a linearizing resistor is provided at the source terminal of each of the transistors Q91 and Q92.

【００５８】上述した各実施例では、トランジスタにＭ
ＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、バイポーラトランジ
スタやＧａＡｓＦＥＴを用いることも可能である。バイ
ポーラトランジスタの場合は、入出力特性が指数関数で
あり、展開すると多項式となって奇数次を含むが、本発
明によれば、奇数次成分によるスプリアスは局発信号周
波数近傍かさらに高周波な領域であるので、回路のフィ
ルタ効果により低減ができ問題とならない。また、本発
明を適用するアプリケーションの一例に無線通信端末機
器を取り上げたが、ミキサ回路を搭載する機器であれ
ば、適用の限定はない。In each of the embodiments described above, the transistor
Although an example using an OSFET has been described, a bipolar transistor or a GaAs FET can also be used. In the case of a bipolar transistor, the input / output characteristic is an exponential function, and when expanded, it becomes a polynomial and includes an odd-order component. Since there is, it can be reduced by the filter effect of the circuit and there is no problem. Also, a wireless communication terminal device has been described as an example of an application to which the present invention is applied, but the application is not limited as long as the device includes a mixer circuit.

【００５９】[0059]

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、高周波
信号と局発信号を重畳し、ゲート端子から入力できるの
で、入力側が高ンピーダンスとなり、前段回路出力の高
利得・高出力化が不要となる。また、ＩＦ帯受信ミキサ
回路としては、回路内に設けたキャパシタのフィルタ効
果や、差動回路出力を設けることにより、ミキサ回路の
スプリアス信号を低減できる効果がある。同様に、復調
ミキサ及び直接受信ミキサ回路としては、回路後段のロ
ーパスフィルタを用いることで、さらに変調ミキサ回路
としては、回路の２並列接続により、ミキサ回路のスプ
リアス信号を低減できる効果がある。As described above, according to the present invention, since the high-frequency signal and the local signal can be superimposed and input from the gate terminal, the input side has a high impedance, and the output of the preceding circuit can be increased in gain and output. It becomes unnecessary. Further, the IF band reception mixer circuit has a filter effect of a capacitor provided in the circuit and an effect of reducing spurious signals of the mixer circuit by providing a differential circuit output. Similarly, the demodulation mixer and the direct reception mixer circuit use a low-pass filter at the subsequent stage of the circuit, and the modulation mixer circuit has an effect of reducing spurious signals of the mixer circuit by connecting two circuits in parallel.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】ＩＦ帯受信ミキサとしての第１の実施例の概念
を示す図。FIG. 1 is a diagram showing the concept of a first embodiment as an IF band reception mixer.

【図２】ＩＦ帯受信ミキサとしての第１の実施例の具体
的回路構成を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a specific circuit configuration of a first embodiment as an IF band reception mixer.

【図３】バンドパスフィルタの他の実施例の回路構成を
示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of another embodiment of the bandpass filter.

【図４】ＩＦ帯受信ミキサとしての第２の実施例の概念
を示す図。FIG. 4 is a diagram showing the concept of a second embodiment as an IF band reception mixer.

【図５】ＩＦ帯受信ミキサとしての第２の実施例の具体
的回路構成を示す図。FIG. 5 is a diagram showing a specific circuit configuration of a second embodiment as an IF band reception mixer.

【図６】ＩＦ帯受信ミキサとしての第３の実施例の概念
を示す図。FIG. 6 is a diagram showing the concept of a third embodiment as an IF band reception mixer.

【図７】ＩＦ帯受信ミキサとしての第３の実施例の後段
回路の具体的回路構成を示す図。FIG. 7 is a diagram showing a specific circuit configuration of a post-stage circuit of a third embodiment as an IF band reception mixer.

【図８】変調ミキサとしての第４の実施例の概念を示す
図。FIG. 8 is a diagram showing the concept of a fourth embodiment as a modulation mixer.

【図９】変調ミキサとしての第４の実施例の具体的回路
構成を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a specific circuit configuration of a fourth embodiment as a modulation mixer.

【図１０】復調ミキサ及び直接受信ミキサとしての第５
の実施例の概念を示す図。FIG. 10 shows a fifth embodiment as a demodulation mixer and a direct reception mixer.
The figure which shows the concept of the Example of FIG.

【図１１】信号重畳の他の実施例の回路構成を示す図。FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of another embodiment of signal superposition.

【図１２】本発明によるミキサ回路を搭載する無線通信
機器端末の構成図。FIG. 12 is a configuration diagram of a wireless communication device terminal equipped with a mixer circuit according to the present invention.

【図１３】本発明によるミキサ回路を搭載する他の無線
通信機器端末の構成図。FIG. 13 is a configuration diagram of another wireless communication device terminal equipped with a mixer circuit according to the present invention.

【図１４】従来のミキサ回路を示す図。FIG. 14 is a diagram showing a conventional mixer circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１１，１２，４１，４２，６１〜６４，６９〜７１，８
１，８２…加算器、１３，１４，４３，４４，６５〜６
８，８３，８４…非線形回路、１５，１６…バンドパス
フィルタ、４５，４６，８５，８６…ローパスフィル
タ、４７…減算器、２１，２２…ボルテージフォロワ型
の加算器、２３，７７…バイアス回路、２４…ローパス
フィルタ回路、３１…バンドパスフィルタ回路、７２…
キャパシタ、７５，７６…ミキサ回路、７８，７９…カ
レントミラー回路、１２１…送受信アンテナ、１２２，
１２４，１３７，１４２…バンドバスフィルタ、１２
３，１４３…低雑音増幅器、１２５…ＩＦ帯受信ミキ
サ、１２６，１３０，１３６，１４６…局部信号発生
器、１２７，１３１，１４７…増幅器、１２８…復調ミ
キサ、１２９，１３５，１４５…９０度分配器、１３
２，１３３，１４８…デジタル信号処理プロセッサ、１
３４…変調ミキサ、１３８…出力増幅器、１４１…受信
アンテナ、１４４…直接受信ミキサ、Ｖ_LO ⁺，Ｖ_LO ^-，Ｖ
_LO０°，Ｖ_LO９０°，Ｖ_LO１８０°，Ｖ_LO２７０°…局
発信号、Ｖ_RF…高周波信号、Ｖ_out ⁺，Ｖ_out ^-，Ｖ
_outＩ，Ｖ_outＱ，Ｖ_out…ミキサ出力信号。11, 12, 41, 42, 61 to 64, 69 to 71, 8
1,82 ... adder, 13,14,43,44,65-6
8, 83, 84: non-linear circuit, 15, 16: band-pass filter, 45, 46, 85, 86: low-pass filter, 47: subtractor, 21, 22, ... voltage follower type adder, 23, 77: bias circuit , 24 ... low-pass filter circuit, 31 ... band-pass filter circuit, 72 ...
Capacitors, 75, 76: mixer circuit, 78, 79: current mirror circuit, 121: transmitting / receiving antenna, 122,
124, 137, 142 ... band pass filter, 12
3,143: low noise amplifier, 125: IF band reception mixer, 126, 130, 136, 146: local signal generator, 127, 131, 147: amplifier, 128: demodulation mixer, 129, 135, 145: 90-degree distribution Bowl, 13
2,133,148 ... Digital signal processor, 1
34 ... modulation mixer, 138 ... power amplifier, 141 ... reception antenna, 144 ... directly receive ^{_{mixer, V LO +, V LO -}} , V
_{LO 0 °, V LO 90 °} , V LO 180 °, V LO 270 ° ... local oscillator signal, V _RF ... RF ^{_{signal, V out +, V out -}} , V
_out I, V _out Q, V _out ... mixer output signal.

Claims (24)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】局発信号と入力信号とを重畳する加算手段
と、該加算手段からの出力信号を入力としミキシングす
るミキシング手段と、該ミキシング手段からの出力信号
を入力としフィルタリングするフィルタ手段とを有する
ミキサ回路。1. An adder for superimposing a local oscillation signal and an input signal, a mixer for inputting and mixing an output signal from the adder, and a filter for inputting and filtering an output signal from the mixer. A mixer circuit having: 【請求項２】前記ミキシング手段が、相互コンダクタン
スの非線形性によりミキシングを行う第１のトランジス
タを含み、前記加算手段の出力信号を上記第１のトラン
ジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入力するこ
とを特徴とする請求項１記載のミキサ回路。2. The method according to claim 1, wherein the mixing means includes a first transistor for performing mixing by non-linearity of mutual conductance, and an output signal of the adding means is input to a gate terminal (or a base terminal) of the first transistor. The mixer circuit according to claim 1, wherein: 【請求項３】前記加算手段が、第２のトランジスタのソ
ース端子（或いはエミッタ端子）と第３のトランジスタ
のドレイン端子（或いはコレクタ端子）とを接続したボ
ルテージフォロワを有し、前記局発信号を上記第２のト
ランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入力
し、前記入力信号を上記第３のトランジスタのゲート端
子（或いはベース端子）に入力することを特徴とする請
求項１乃至２記載のミキサ回路。3. The adder has a voltage follower connecting a source terminal (or an emitter terminal) of a second transistor and a drain terminal (or a collector terminal) of a third transistor. 3. The mixer according to claim 1, wherein the signal is input to a gate terminal (or a base terminal) of the second transistor, and the input signal is input to a gate terminal (or a base terminal) of the third transistor. circuit. 【請求項４】前記加算手段が、トランジスタ差動対と、
該トランジスタ差動対の各ソース端子（或いは各エミッ
タ端子）に接続されたキャパシタと、上記トランジスタ
差動対の各ドレイン端子（或いは各コレクタ端子）に接
続された負荷抵抗とを有し、前記局発信号を上記トラン
ジスタ差動対の一方のゲート端子（或いはベース端子）
に入力し、前記入力信号を上記トランジスタ差動対の他
方のゲート端子（或いはベース端子）に入力することを
特徴とする請求項１乃至２記載のミキサ回路。4. The method according to claim 1, wherein the adding means includes: a transistor differential pair;
The station has a capacitor connected to each source terminal (or each emitter terminal) of the transistor differential pair, and a load resistor connected to each drain terminal (or each collector terminal) of the transistor differential pair. The generated signal is sent to one gate terminal (or base terminal) of the transistor differential pair.
3. The mixer circuit according to claim 1, wherein the input signal is input to the other gate terminal (or base terminal) of the transistor differential pair. 【請求項５】前記局発信号が互いに逆の位相を持つ第１
及び第２の局発信号からなり、前記加算手段が、上記第
１の局発信号と前記入力信号とを重畳する第１の加算器
と、上記第２の局発信号と前記入力信号とを重畳する第
２の加算器とからなり、前記ミキシング手段が、上記第
１の加算器の出力端に接続された第１の非線形回路と、
上記第２の加算器の出力端に接続された第２の非線形回
路とからなり、前記フィルタ手段が、上記第１の非線形
回路の出力端に接続された第１のバンドパスフィルタ
と、上記第２の非線形回路の出力端に接続された第２の
バンドパスフィルタとからなることを特徴とする請求項
１記載のミキサ回路。5. A method according to claim 1, wherein said local oscillation signals have phases opposite to each other.
And a second local oscillator signal, wherein the adding means includes a first adder for superimposing the first local oscillator signal and the input signal, and a second adder that superimposes the second local oscillator signal and the input signal. A second adder for superimposition, wherein the mixing means includes a first nonlinear circuit connected to an output terminal of the first adder;
A second non-linear circuit connected to an output terminal of the second adder, wherein the filter means includes a first band-pass filter connected to an output terminal of the first non-linear circuit; 2. The mixer circuit according to claim 1, further comprising a second bandpass filter connected to an output terminal of the second nonlinear circuit. 【請求項６】前記第１の非線形回路（或いは第２の非線
形回路）が、相互コンダクタンスの非線形性によりミキ
シングを行う第１のトランジスタを含み、前記第１の加
算器（或いは第２の加算器）の出力信号を上記第１のト
ランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入力す
ることを特徴とする請求項５記載のミキサ回路。6. The first non-linear circuit (or the second non-linear circuit) includes a first transistor which performs mixing by non-linearity of transconductance, and the first adder (or the second adder). 6. The mixer circuit according to claim 5, wherein said output signal is input to a gate terminal (or a base terminal) of said first transistor. 【請求項７】前記第１の加算器（或いは第２の加算器）
が、第２のトランジスタのソース端子（或いはエミッタ
端子）と第３のトランジスタのドレイン端子（或いはコ
レクタ端子）とを接続したボルテージフォロワを有し、
前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を上記第
２のトランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に
入力し、前記入力信号を上記第３のトランジスタのゲー
ト端子（或いはベース端子）に入力することを特徴とす
る請求項５乃至６記載のミキサ回路。7. The first adder (or the second adder)
Has a voltage follower connecting the source terminal (or emitter terminal) of the second transistor and the drain terminal (or collector terminal) of the third transistor,
The first local signal (or second local signal) is input to the gate terminal (or base terminal) of the second transistor, and the input signal is input to the gate terminal (or base terminal) of the third transistor. 7. The mixer circuit according to claim 5, wherein the signal is input to the mixer circuit. 【請求項８】前記第１の加算器（或いは第２の加算器）
が、トランジスタ差動対と、該トランジスタ差動対の各
ソース端子（或いは各エミッタ端子）に接続されたキャ
パシタと、上記トランジスタ差動対の各ドレイン端子
（或いは各コレクタ端子）に接続された負荷抵抗とを有
し、前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を上
記トランジスタ差動対の一方のゲート端子（或いはベー
ス端子）に入力し、前記入力信号を上記トランジスタ差
動対の他方のゲート端子（或いはベース端子）に入力す
ることを特徴とする請求項５乃至６記載のミキサ回路。8. The first adder (or the second adder)
Are a transistor differential pair, a capacitor connected to each source terminal (or each emitter terminal) of the transistor differential pair, and a load connected to each drain terminal (or each collector terminal) of the transistor differential pair. A first local signal (or a second local signal) is input to one gate terminal (or a base terminal) of the transistor differential pair, and the input signal is converted to the transistor differential signal. 7. The mixer circuit according to claim 5, wherein an input is made to the other gate terminal (or base terminal) of the pair. 【請求項９】前記局発信号が互いに逆の位相を持つ第１
及び第２の局発信号からなり、前記加算手段が、上記第
１の局発信号と前記入力信号とを重畳する第１の加算器
と、上記第２の局発信号と前記入力信号とを重畳する第
２の加算器とからなり、前記ミキシング手段が、上記第
１の加算器の出力端に接続された第１の非線形回路と、
上記第２の加算器の出力端に接続された第２の非線形回
路とからなり、前記フィルタ手段が、上記第１の非線形
回路の出力端に接続された第１のローパスフィルタと、
上記第２の非線形回路の出力端に接続された第２のロー
パスフィルタと、上記第１及び第２のローパスフィルタ
からの各出力信号を入力とし減算して出力する減算器と
からなることを特徴とする請求項１記載のミキサ回路。9. A method according to claim 1, wherein said local oscillation signals have a phase opposite to each other.
And a second local oscillator signal, wherein the adding means includes a first adder for superimposing the first local oscillator signal and the input signal, and a second adder that superimposes the second local oscillator signal and the input signal. A second adder for superimposition, wherein the mixing means includes a first nonlinear circuit connected to an output terminal of the first adder;
A second non-linear circuit connected to an output terminal of the second adder, wherein the filter means includes a first low-pass filter connected to an output terminal of the first non-linear circuit;
A second low-pass filter connected to an output terminal of the second non-linear circuit; and a subtractor for subtracting and outputting each output signal from the first and second low-pass filters. The mixer circuit according to claim 1, wherein 【請求項１０】前記第１の非線形回路（或いは第２の非
線形回路）が、相互コンダクタンスの非線形性によりミ
キシングを行う第１のトランジスタを含み、前記第１の
加算器（或いは第２の加算器）の出力信号を上記第１の
トランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入力
することを特徴とする請求項９記載のミキサ回路。10. The first non-linear circuit (or the second non-linear circuit) includes a first transistor that performs mixing by non-linearity of transconductance, and the first adder (or the second adder) 10. The mixer circuit according to claim 9, wherein the output signal is input to a gate terminal (or a base terminal) of the first transistor. 【請求項１１】前記第１の加算器（或いは第２の加算
器）が、第２のトランジスタのソース端子（或いはエミ
ッタ端子）と第３のトランジスタのドレイン端子（或い
はコレクタ端子）とを接続したボルテージフォロワを有
し、前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を上
記第２のトランジスタのゲート端子（或いはベース端
子）に入力し、前記入力信号を上記第３のトランジスタ
のゲート端子（或いはベース端子）に入力することを特
徴とする請求項９乃至１０記載のミキサ回路。11. The first adder (or second adder) connects a source terminal (or emitter terminal) of a second transistor and a drain terminal (or collector terminal) of a third transistor. A voltage follower for inputting the first local signal (or the second local signal) to a gate terminal (or a base terminal) of the second transistor and transmitting the input signal to the third transistor; 11. The mixer circuit according to claim 9, wherein an input is made to a gate terminal (or a base terminal). 【請求項１２】前記第１の加算器（或いは第２の加算
器）が、トランジスタ差動対と、該トランジスタ差動対
の各ソース端子（或いは各エミッタ端子）に接続された
キャパシタと、上記トランジスタ差動対の各ドレイン端
子（或いは各コレクタ端子）に接続された負荷抵抗とを
有し、前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を
上記トランジスタ差動対の一方のゲート端子（或いはベ
ース端子）に入力し、前記入力信号を上記トランジスタ
差動対の他方のゲート端子（或いはベース端子）に入力
することを特徴とする請求項９乃至１０記載のミキサ回
路。12. The first adder (or second adder) includes: a transistor differential pair; a capacitor connected to each source terminal (or each emitter terminal) of the transistor differential pair; And a load resistor connected to each drain terminal (or each collector terminal) of the transistor differential pair, and the first local signal (or the second local signal) is connected to one of the transistor differential pairs. 11. The mixer circuit according to claim 9, wherein a signal is input to a gate terminal (or a base terminal), and the input signal is input to the other gate terminal (or a base terminal) of the transistor differential pair. 【請求項１３】送受信アンテナと、 該送受信アンテナで受信した高周波信号の帯域外雑音を
除去するバンドパスフィルタと、局発信号を発生する第
１，第２の局部信号発生器と、上記バンドパスフィルタ
からの信号を入力信号とし上記第１の局部信号発生器か
らの局発信号とミキシングすることによりＩＦ帯信号に
周波数変換するＩＦ帯受信ミキサと、該ＩＦ帯受信ミキ
サから出力されたＩＦ帯信号を上記第２の局部信号発生
器からの局発信号とミキシングし上記ベースバンド信号
に周波数変換してＩ及びＱチャネル信号に復調する復調
ミキサとを有する受信器と、 局発信号を発生する第３の局部信号発生器と、Ｉ及びＱ
チャネル信号を上記第３の局部信号発生器からの局発信
号とミキシングし送信周波数帯に周波数変換して上記送
受信アンテナに供給する変調ミキサとを有する送信器を
有する携帯無線端末機器において、 上記ＩＦ帯受信ミキサが、請求項１乃至１２の何れかに
記載のミキサ回路からなることを特徴とする携帯無線端
末機器。13. A transmission / reception antenna, a band-pass filter for removing out-of-band noise of a high-frequency signal received by the transmission / reception antenna, first and second local signal generators for generating a local oscillation signal, An IF band receiving mixer for converting a signal from a filter into an IF signal by using the signal from the filter as an input signal and mixing with a local signal from the first local signal generator; and an IF band output from the IF band receiving mixer. A receiver having a demodulation mixer for mixing a signal with a local signal from the second local signal generator, converting the frequency to the baseband signal, and demodulating the baseband signal into I and Q channel signals; and generating a local signal. A third local signal generator, I and Q
A portable wireless terminal device having a transmitter having a modulation mixer that mixes a channel signal with a local signal from the third local signal generator, converts the frequency to a transmission frequency band, and supplies the converted frequency signal to the transmission / reception antenna; A portable wireless terminal device comprising a band receiving mixer comprising the mixer circuit according to any one of claims 1 to 12. 【請求項１４】前記局発信号が、互いに９０度位相差を
持つ第１及び第２の局発信号と該第１の局発信号と逆の
位相を持つ第３の局発信号と上記第２の局発信号と逆の
位相を持つ第４の局発信号とからなり、前記入力信号
が、互いに９０度位相差を持つ第１及び第２の入力信号
と該第１の入力信号と逆の位相を持つ第３の入力信号と
上記第２の入力信号と逆の位相を持つ第４の入力信号と
からなり、前記加算手段が、上記第１の局発信号と上記
第１の入力信号とを重畳する第１の加算器と、上記第２
の局発信号と上記第２の入力信号とを重畳する第２の加
算器と、上記第３の局発信号と上記第３の入力信号とを
重畳する第３の加算器と、上記第４の局発信号と上記第
４の入力信号とを重畳する第４の加算器とからなり、前
記ミキシング手段が、上記第１の加算器の出力端に接続
された第１の非線形回路と、上記第２の加算器の出力端
に接続された第２の非線形回路と、上記第３の加算器の
出力端に接続された第３の非線形回路と、上記第４の加
算器の出力端に接続された第４の非線形回路とからな
り、前記フィルタ手段が、上記第１及び第２の非線形回
路からの各出力信号を入力とし加算して出力する第５の
加算器と、上記第３及び第４の非線形回路の各出力信号
を入力とし加算して出力する第６の加算器と、上記第５
及び第６の加算器からの各出力信号を入力とし加算して
出力する第７の加算器と、該第７の加算器の出力端に接
続されたキャパシタとからなることを特徴とする請求項
１記載のミキサ回路。14. A local oscillator signal comprising: a first and a second local oscillator signal having a phase difference of 90 degrees from each other; a third local oscillator signal having a phase opposite to that of the first local oscillator signal; A second local signal and a fourth local signal having a phase opposite to that of the first local signal, and the input signals are opposite to the first and second input signals having a phase difference of 90 degrees from each other. And a fourth input signal having a phase opposite to that of the second input signal, wherein the adding means includes a first local signal and a first input signal. A first adder for superimposing
A second adder that superimposes the second local signal and the second input signal; a third adder that superposes the third local signal and the third input signal; A fourth adder that superimposes the local oscillation signal of the first adder and the fourth input signal, wherein the mixing means includes a first nonlinear circuit connected to an output terminal of the first adder; A second nonlinear circuit connected to an output terminal of the second adder, a third nonlinear circuit connected to an output terminal of the third adder, and an output terminal of the fourth adder; A fifth adder configured to receive and add each output signal from the first and second nonlinear circuits, and to output the signals, and A sixth adder which receives and adds each output signal of the nonlinear circuit of FIG.
And a seventh adder for receiving and adding each output signal from the sixth adder and outputting the added signal, and a capacitor connected to an output terminal of the seventh adder. 2. The mixer circuit according to 1. 【請求項１５】前記第１の非線形回路（或いは第２，第
３，第４の非線形回路）が、相互コンダクタンスの非線
形性によりミキシングを行う第１のトランジスタを含
み、前記第１の加算器（或いは第２，第３，第４の加算
器）の出力信号を上記第１のトランジスタのゲート端子
（或いはベース端子）に入力することを特徴とする請求
項１４記載のミキサ回路。15. The first non-linear circuit (or the second, third, and fourth non-linear circuits) includes a first transistor that performs mixing by non-linearity of mutual conductance, and the first adder ( 15. The mixer circuit according to claim 14, wherein an output signal of the second, third, and fourth adders is input to a gate terminal (or a base terminal) of the first transistor. 【請求項１６】前記第１の加算器（或いは第２，第３，
第４の加算器）が、第２のトランジスタのソース端子
（或いはエミッタ端子）と第３のトランジスタのドレイ
ン端子（或いはコレクタ端子）とを接続したボルテージ
フォロワを有し、前記第１の局発信号（或いは第２，第
３，第４の局発信号）を上記第２のトランジスタのゲー
ト端子（或いはベース端子）に入力し、前記第１の入力
信号（或いは第２，第３，第４の入力信号）を上記第３
のトランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入
力することを特徴とする請求項１４乃至１５記載のミキ
サ回路。16. The first adder (or the second, third and third adders).
A fourth adder) having a voltage follower connecting a source terminal (or an emitter terminal) of a second transistor and a drain terminal (or a collector terminal) of a third transistor; (Or second, third, and fourth local signals) are input to the gate terminal (or base terminal) of the second transistor, and the first input signal (or second, third, fourth, Input signal)
16. The mixer circuit according to claim 14, wherein a signal is inputted to a gate terminal (or a base terminal) of said transistor. 【請求項１７】前記第１の加算器（或いは第２，第３，
第４の加算器）が、トランジスタ差動対と、該トランジ
スタ差動対の各ソース端子（或いは各エミッタ端子）に
接続されたキャパシタと、上記トランジスタ差動対の各
ドレイン端子（或いは各コレクタ端子）に接続された負
荷抵抗とを有し、前記第１の局発信号（或いは第２，第
３，第４の局発信号）を上記トランジスタ差動対の一方
のゲート端子（或いはベース端子）に入力し、前記第１
の入力信号（或いは第２，第３，第４の局発信号）を上
記トランジスタ差動対の他方のゲート端子（或いはベー
ス端子）に入力することを特徴とする請求項１４乃至１
５記載のミキサ回路。17. The first adder (or the second, third and third adders).
A fourth adder) includes a transistor differential pair, a capacitor connected to each source terminal (or each emitter terminal) of the transistor differential pair, and a drain terminal (or each collector terminal) of the transistor differential pair. ) Connected to one of the gate terminals (or base terminals) of the transistor differential pair. And enter the first
The input signal (or the second, third, and fourth local oscillation signals) is input to the other gate terminal (or base terminal) of the transistor differential pair.
5. The mixer circuit according to 5. 【請求項１８】送受信アンテナと、 該送受信アンテナで受信した高周波信号の帯域外雑音を
除去するバンドパスフィルタと、局発信号を発生する第
１，第２の局部信号発生器と、上記バンドパスフィルタ
からの信号を入力信号とし上記第１の局部信号発生器か
らの局発信号とミキシングすることによりＩＦ帯信号に
周波数変換するＩＦ帯受信ミキサと、該ＩＦ帯受信ミキ
サから出力されたＩＦ帯信号を上記第２の局部信号発生
器からの局発信号とミキシングし上記ベースバンド信号
に周波数変換してＩ及びＱチャネル信号に復調する復調
ミキサとを有する受信器と、 局発信号を発生する第３の局部信号発生器と、Ｉ及びＱ
チャネル信号を上記第３の局部信号発生器からの局発信
号とミキシングし送信周波数帯に周波数変換して上記送
受信アンテナに供給する変調ミキサとを有する送信器を
有する携帯無線端末機器において、 上記変調ミキサが、請求項１４乃至１７の何れかに記載
のミキサ回路からなることを特徴とする携帯無線端末機
器。18. A transmission / reception antenna, a band-pass filter for removing out-of-band noise of a high-frequency signal received by the transmission / reception antenna, first and second local signal generators for generating a local oscillation signal, An IF band receiving mixer for converting a signal from a filter into an IF signal by using the signal from the filter as an input signal and mixing with a local signal from the first local signal generator; and an IF band output from the IF band receiving mixer. A receiver having a demodulation mixer for mixing a signal with a local signal from the second local signal generator, converting the frequency to the baseband signal, and demodulating the baseband signal into I and Q channel signals; and generating a local signal. A third local signal generator, I and Q
A portable wireless terminal device having a transmitter having a modulation mixer that mixes a channel signal with a local signal from the third local signal generator, converts the frequency to a transmission frequency band, and supplies the transmission frequency band to the transmission / reception antenna. A portable wireless terminal device, wherein the mixer comprises the mixer circuit according to any one of claims 14 to 17. 【請求項１９】前記局発信号が互いに９０度位相差を持
つ第１及び第２の局発信号からなり、前記加算手段が、
上記第１の局発信号と前記入力信号とを重畳する第１の
加算器と、上記第２の局発信号と前記入力信号とを重畳
する第２の加算器とからなり、前記ミキシング手段が、
上記第１の加算器の出力端に接続された第１の非線形回
路と、上記第２の加算器の出力端に接続された第２の非
線形回路とからなり、前記フィルタ手段が、上記第１の
非線形回路の出力端に接続された第１のローパスフィル
タと、上記第２の非線形回路の出力端に接続された第２
のローパスフィルタとからなることを特徴とする請求項
１記載のミキサ回路。19. The local oscillator signal comprises first and second local oscillator signals having a phase difference of 90 degrees from each other.
A first adder that superimposes the first local signal and the input signal; and a second adder that superimposes the second local signal and the input signal, wherein the mixing means ,
A first non-linear circuit connected to the output terminal of the first adder; and a second non-linear circuit connected to the output terminal of the second adder. A first low-pass filter connected to the output terminal of the nonlinear circuit, and a second low-pass filter connected to the output terminal of the second nonlinear circuit.
2. The mixer circuit according to claim 1, comprising a low-pass filter according to claim 1. 【請求項２０】前記第１の非線形回路（或いは第２の非
線形回路）が、相互コンダクタンスの非線形性によりミ
キシングを行う第１のトランジスタを含み、前記第１の
加算器（或いは第２の加算器）の出力信号を上記第１の
トランジスタのゲート端子（或いはベース端子）に入力
することを特徴とする請求項１９記載のミキサ回路。20. The first non-linear circuit (or the second non-linear circuit) includes a first transistor that performs mixing by non-linearity of transconductance, and the first adder (or the second adder). 20. The mixer circuit according to claim 19, wherein the output signal of (1) is input to a gate terminal (or a base terminal) of the first transistor. 【請求項２１】前記第１の加算器（或いは第２の加算
器）が、第２のトランジスタのソース端子（或いはエミ
ッタ端子）と第３のトランジスタのドレイン端子（或い
はコレクタ端子）とを接続したボルテージフォロワを有
し、前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を上
記第２のトランジスタのゲート端子（或いはベース端
子）に入力し、前記入力信号を上記第３のトランジスタ
のゲート端子（或いはベース端子）に入力することを特
徴とする請求項１９乃至２０記載のミキサ回路。21. The first adder (or second adder) connects a source terminal (or emitter terminal) of a second transistor and a drain terminal (or collector terminal) of a third transistor. A voltage follower for inputting the first local signal (or the second local signal) to a gate terminal (or a base terminal) of the second transistor and transmitting the input signal to the third transistor; 21. The mixer circuit according to claim 19, wherein the signal is input to a gate terminal (or a base terminal). 【請求項２２】前記第１の加算器（或いは第２の加算
器）が、トランジスタ差動対と、該トランジスタ差動対
の各ソース端子（或いは各エミッタ端子）に接続された
キャパシタと、上記トランジスタ差動対の各ドレイン端
子（或いは各コレクタ端子）に接続された負荷抵抗とを
有し、前記第１の局発信号（或いは第２の局発信号）を
上記トランジスタ差動対の一方のゲート端子（或いはベ
ース端子）に入力し、前記入力信号を上記トランジスタ
差動対の他方のゲート端子（或いはベース端子）に入力
することを特徴とする請求項１９乃至２０記載のミキサ
回路。22. The first adder (or second adder) includes: a transistor differential pair; a capacitor connected to each source terminal (or each emitter terminal) of the transistor differential pair; And a load resistor connected to each drain terminal (or each collector terminal) of the transistor differential pair, and the first local signal (or the second local signal) is connected to one of the transistor differential pairs. 21. The mixer circuit according to claim 19, wherein the input signal is input to a gate terminal (or a base terminal), and the input signal is input to the other gate terminal (or the base terminal) of the transistor differential pair. 【請求項２３】送受信アンテナと、 該送受信アンテナで受信した高周波信号の帯域外雑音を
除去するバンドパスフィルタと、局発信号を発生する第
１，第２の局部信号発生器と、上記バンドパスフィルタ
からの信号を入力信号とし上記第１の局部信号発生器か
らの局発信号とミキシングすることによりＩＦ帯信号に
周波数変換するＩＦ帯受信ミキサと、該ＩＦ帯受信ミキ
サから出力されたＩＦ帯信号を上記第２の局部信号発生
器からの局発信号とミキシングし上記ベースバンド信号
に周波数変換してＩ及びＱチャネル信号に復調する復調
ミキサとを有する受信器と、 局発信号を発生する第３の局部信号発生器と、Ｉ及びＱ
チャネル信号を上記第３の局部信号発生器からの局発信
号とミキシングし送信周波数帯に周波数変換して上記送
受信アンテナに供給する変調ミキサとを有する送信器を
有する携帯無線端末機器において、 上記復調ミキサが、請求項１９乃至２２の何れかに記載
のミキサ回路からなることを特徴とする携帯無線端末機
器。23. A transmission / reception antenna, a band-pass filter for removing out-of-band noise of a high-frequency signal received by the transmission / reception antenna, first and second local signal generators for generating a local oscillation signal, An IF band receiving mixer for converting a signal from a filter into an IF signal by using the signal from the filter as an input signal and mixing with a local signal from the first local signal generator; and an IF band output from the IF band receiving mixer. A receiver having a demodulation mixer for mixing a signal with a local signal from the second local signal generator, converting the frequency to the baseband signal, and demodulating the baseband signal into I and Q channel signals; and generating a local signal. A third local signal generator, I and Q
A portable wireless terminal device having a transmitter having a modulation mixer that mixes a channel signal with a local signal from the third local signal generator, converts the frequency into a transmission frequency band, and supplies the transmission frequency band to the transmission / reception antenna; A portable wireless terminal device comprising the mixer circuit according to any one of claims 19 to 22. 【請求項２４】受信アンテナと、該受信アンテナで受信
した高周波信号の帯域外雑音を除去するバンドパスフィ
ルタと、局発信号を発生する局部信号発生器と、上記バ
ンドパスフィルタからの信号を入力信号とし上記局発信
号とミキシングすることにより上記ベースバンド信号に
周波数変換してＩ及びＱチャネル信号に復調する直接受
信ミキサとを有する携帯無線端末機器において、 上記直接受信ミキサが、請求項１９乃至２２の何れかに
記載のミキサ回路からなることを特徴とする携帯無線端
末機器。24. A receiving antenna, a band-pass filter for removing out-of-band noise of a high-frequency signal received by the receiving antenna, a local signal generator for generating a local oscillation signal, and a signal from the band-pass filter. 20. A portable wireless terminal device comprising: a direct receiving mixer for converting a frequency to the baseband signal by demodulating the signal into an I and Q channel signal by mixing the signal with the local oscillation signal as a signal; 22. A portable wireless terminal device comprising the mixer circuit according to any one of 22.