JPH10294929A - Catv受信装置 - Google Patents
Catv受信装置Info
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- JPH10294929A JPH10294929A JP9102217A JP10221797A JPH10294929A JP H10294929 A JPH10294929 A JP H10294929A JP 9102217 A JP9102217 A JP 9102217A JP 10221797 A JP10221797 A JP 10221797A JP H10294929 A JPH10294929 A JP H10294929A
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Abstract
リターンロス等を改善して高性能化を可能にするととも
に、低コスト化を図る。 【解決手段】 CATV用チューナ101の基本的な構
成は位相雑音の低減のため、1つの局部発振器及び1つ
の混合器等を有するシングルバージョンタイプ方式を採
用して構成する。この場合、HPF,LPF41と可変
トラッキングフィルタ(43、49、55)の前段のス
イッチ42との間に、入力信号周波数の利得を制御する
AGC回路70とアンプ80とLPF90とで構成され
る付加回路を挿入する。これにより、各混合器の入力の
アイソレーションを改善することができるため、LOリ
ークやリターンロス等の発生を抑制して高性能化を可能
にし且つ低コスト化を可能にする。また、PLL回路の
固定分周プリスケーラを用いずに可変分周器67で分周
することにより、局部発振周波数の低域オフセットでの
位相雑音も低減することができる。
Description
信可能なCATV受信装置に関し、得に局部発振リーク
やリターンロス等を防止して高周波ユニットチューナの
機器性能を向上させ且つ低コスト化を実現するのに好適
のCATV受信装置に関する。
に伴い、放送分野においては、現行の無線系の放送だけ
でなく、放送と通信の融合化がなされたケーブルテレビ
ジョン放送(以下、CATVと称す)が注目されてい
る。
して幅広く普及しており、最近ではCATV先進国の米
国におけるCATVの双方向サービス事業化の実現に伴
い、我が日本においても、CATVの双方向サービスの
事業化が進められている。
ビ、BS/CS衛星テレビ等の再送信、自主番組等を都
市でサービスする都市型ケーブルテレビの普及も目ざま
しく、またインターネットにCATVにおけるケーブル
テレビ網を利用したケーブルインターネットやケーブル
カラオケ等の放送サービスシステムも強い人気がある。
方式またはディジタル方式のCATVを受信可能なCA
TV受信装置には、ケーブルや電波等の伝送媒体を介し
て送信された送信信号から所望の伝送帯域の信号を受信
するチューナが組み込まれており、このようなチューナ
は、通常、タブルスーパ方式と呼ばれ、2つの周波数発
振器と2つの局部発振器を備えている。このようなダブ
ルスーパ方式のCATVチューナを図4に示す。
ブルスーパ方式のCATVチューナの一例を示すブロッ
ク図である。
は、入力信号を取り込むための入力端子1aが設けら
れ、該入力端子1aには、図示しないヘッドエンドと呼
ばれるセンター設備により受信されるとともにケーブル
等の伝送媒体を介して伝送された受信信号(RF信号)
が供給されるようになっている。入力端子1aを介して
入力されたRF信号は、LPF,HPF1によって所定
周波数帯域のみを通過させた後に、AGC回路2に供給
される。
御部からのRFAGC信号に基づいて、入力されたRF
信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。
て増幅された後、第1の混合器(図中にはMIXと記
載)4に与える。第1の混合器4は、別に設けられた発
振周波数の可変が可能な第1の局部発振器(以下、LO
として説明する場合もある)13から供給される発振周
波数と、供給されたRF信号の周波数とを混合して元の
二つの周波数差に等しいうなり周波数とするビート信号
を生成して出力する。即ち、混合器4は第1の周波数変
換部であって、前記第1の局部発振器13からの発振周
波数を用いることにより、アンプ3からの入力信号をア
ップコンバートして1stIF信号(中間周波数信号)に
変換してHPF5に与える。
成分を通過させてBPF6に供給し、通過された高域成
分の1stIF信号はBPF5によって所定の帯域が制限
されることでCATV1チャンネル相当の帯域の信号と
なる。その後、BPF5の出力信号は、アンプ7によっ
て増幅された後、第2の混合器8に与える。
あって、第2の局部発振器15からの発振周波数を用い
て、アンプ7からの入力信号をダウンコンバートして2
stIF信号(中間周波数信号)に変換してLPF9に与
える。
域成分を通過させてアンプ10に供給する。アンプ10
は入力信号を増幅し、その後に増幅された信号はBPF
11に与えることにより所定の帯域が制限され、さらに
アンプ12によって増幅された後に、図示しない信号処
理部へと出力されるようになっている。
一周波数変換部によって入力周波数を高い周波数に変換
することで、局部発振器の発振周波数を入力RFの帯域
外に設定することができ、また局部発振器の周波数変化
比を小さくすることを可能にする。また、第一周波数変
換部と第二周波数変換部との間にBPF6等の固定周波
数フィルタ(帯域通過フィルタともいう)を設けて使用
することにより、如何なる入力信号でもその出力波形を
安定させることが可能となる。
TVチューナの傾向として、夫々1つの周波数変換器及
び局部発振器を備えて構成されるため低価格で有利な利
点があることから、シングルバージョンタイプの使用が
見直されている。一般に、現在使用されているシングル
バージョンタイプのチューナとしては、テレビジョン受
像機(以下、TVと略記)に採用されているものが周知
である。このようなシングルバージョンタイプのTV用
チューナの一例を図5に示す。
TV用チューナの構成例を示し、図5(a)はチューナ
の構成を示すブロック図、図5(b)はチューナに用い
られるPLL回路の具体な構成を示すブロック図であ
る。尚、構成の説明は説明簡略化のために3バンドある
内、1つのバンドについてのみ説明する。
には、入力信号を取り込むための入力端子11aが設け
られ、該入力端子11aには、図示しない受信アンテナ
により受信された受信信号(テレビジョン信号であり、
以下、RF信号と称す)が供給されるようになってい
る。入力端子11aを介して入力されたRF信号は、L
PF,HPF1によって所定周波数帯域のみを通過させ
た後に、スイッチ12に供給される。
々の周波数に合わせて3つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トランッキングフィルタ(13、19、25)に
出力する。例えばスイッチ12によって入力端b に基
づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたRF
信号は、局部発振に同期した可変トラッキングフィルタ
19に供給され、該可変トラッキングフィルタ19によ
って所定の帯域が制限されてアンプ(FET AMP)
20に与える。
C回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
21に与える。トラッキングフィルタ21は、さらに入
力信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、そ
の後アンプ22によって増幅された後、混合器(周波数
変換部)23に与える。
周波数を用いて、アンプ22からの入力信号をIF信号
(中間周波数信号)に変換して出力する。このIF信号
は、その後、BPF(単同調フィルタ)31に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ32によ
って増幅された後に、出力端子32aを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。
発振器18、24及び30の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器18、24
及び30に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御するものである。
LL回路34は、局部発振器18、24及び30の何れ
かの発振器からの発振周波数を検出し固定分周プリスケ
ーラ38で分周した後に、更に可変分周器37で分周
し、この分周した信号と高精度な固定発振器(図示せ
ず)からの信号を分周する固定分周器35からの信号と
を位相比較器36によって位相比較を行い、該位相比較
結果に基づいて制御電圧VTを生成し、前記何れかの局
部発振器の発振周波数を可変させる。つまり、PLL回
路34を用いることで、局部発振器18、24及び30
の発振周波数を制御することが可能となる。
ンタイプのチューナであるTV用チューナでは、PLL
回路34には、固定分周のプリスケーラ38が設けられ
ているため、局部発振の選局STEP幅と、PLLの比
較周波数とは、夫々異なった値となっている。
ーナを比較すると、次のような違いがある。例えば、現
状のアナログ及びディジタル用CATVチューナのダブ
ルコンバージョンタイプでは、周波数変換処理を2回行
うために局部発振器を2つ有しているため、局部発振器
が1つで且つIC化の進んでいるシングルコンバージョ
ンタイプのチューナと比べて、価格的に不利である。つ
まり、コストが高価となる不都合がある。
は、2つの局部発振の周波数が1〜2GHzと高く可変
幅も1GHzと広いため、電圧に対する周波数感度が高
くなることから(ex.35MHz/V程度)、位相雑
音が悪化する傾向がある。また、出力信号の位相雑音に
ついては、2つの局部発振器の位相雑音が加算されて出
力されるため、局部発振器が1つしかなく、さらに周波
数が100〜900MHzと低い(ex.15MHz/
V程度)シングルバージョンタイプのものと比較すると
不利である。
CATV、特に大量のデータを高レートで伝送する多値
QAM伝送(256QAM伝送)では、コンスタレーシ
ョン(信号配置図)でのシンボルの間隔が狭く、つまり
eyeパターンが小さく位相雑音が悪いと、各シンボル
が位相方向に広がりを持ってしまうため、結果としてコ
ンスタレーションがぼやけて(eyeパターンがつぶれ
る)固定劣化増加の要因となる。そこで、このような不
都合を回避するために、局部発振器を1つしか持たない
シングルバージョンタイプのチューナを用いて、位相雑
音等の改善を図ることを考慮すると、上記の如くシング
ルバージョンタイプのチューナには、TV用チューナが
ある。
では、混合器の入力発振周波数と入力信号とのアイソレ
ーションが十分ではなく、また前段の2個のトラッキン
グフィルタでは、発振周波数の影響をなくすための処理
が十分でない。さらに、アンプの出入力のアイソレーシ
ョンが十分でないために、入力端子への発振周波数のリ
ーク性能(以下、LOリークと称す)が不十分であった
り、あるいは可変なフィルタにより帯域外のリターンロ
スが全反射に近い状態になってしまうため、全体域での
リターンロス性能が不十分だったりと、CATVに必要
な性能レベルまで達していない場合もある。このため、
伝送ケーブルを介して接続されている加入者に対して妨
害を与えてしまい、結果として画像の劣化に起因すると
いう不都合が発生する場合も考えられ、そのままの状態
では使用することが不可能である。
ナでは、上述したようにPLL回路にLO用の固定分周
プリスケーラが設けられているため、局部発振の選局S
TEP幅と、PLLの比較するための比較周波数とは、
異なった値をとっている。例えば、現状では4MHzの
リファレンスを512分周して7.8125KHzの比
較周波数でPLLを動作させているが、このとき、LO
用の固定分周を1/8にすると、LOの選局STEP幅
は、62.5KHzになる。つまり、現状のチューナで
は、比較周波数が選局STEP幅の1/(固定分周)と
なり、数KHz小さくなるとともに、PLLの揺らぎが
LO用固定分周気のために固定分周倍されるため、キャ
リアにFMのかかったような状態となってしまい、この
ため、1KHz程度の低域オフセットでの低位相雑音
は、実現が困難で固定劣化増加要因の1つになってい
る。
ATV受信装置では、ダブルコンバージョンタイプのチ
ューナのものを用いたとすると、シングルバージョンタ
イプのチューナよりも高価となり、局部発振周波数に起
因する位相雑音も悪化してしまう。このような不都合を
回避するためにシングルバージョンタイプのものを用い
ることが最適であるが、しかし、そのままの状態でCA
TVの受信信号を選局すると、アイソレーションが不十
分であることからLOリークやリターンロス等に不都合
が生じてしまい、その結果、伝送ケーブルに接続される
他の加入者に対して、ゴーストやちらつき等が発生し、
画像の劣化に起因してしまうという問題点があった。
れたもので、低域オフセットの位相雑音及びLOリーク
やリターンロス等を改善して高性能化を可能にするとと
もに、低コスト化を実現することのできるCATV受信
装置の提供を目的とする。
に係るCATV受信装置は、高周波信号が入力される入
力端子と、前記入力端子に入力された信号を所定のレベ
ルに制御して出力可能な利得制御手段と、前記利得制御
手段に接続され、利得の制御された信号を増幅する増幅
手段と、電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、前
記増幅手段からの出力信号と前記局部発振器からの局部
発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周波数変
換手段と、前記増幅手段と前記周波数変換手段の間に配
置され、前記局部発振器を制御する制御電圧によって通
過帯域が制限される可変フィルタ手段と、を具備したも
のである。
子には高周波信号が入力される。利得制御手段は、前記
入力端子に入力された信号を所定のレベルに制御して出
力可能なものである。増幅手段は、前記利得制御手段に
接続され、利得の制御された信号を増幅する。周波数変
換手段は、電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、
前記増幅手段からの出力信号と前記局部発振器からの局
部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する。可変
フィルタ手段は、前記増幅手段と前記周波数変換手段の
間に配置され、前記局部発振器を制御する制御電圧によ
って通過帯域が制限される。これにより、可変フィルタ
手段の入力のアイソレーションを改善することが可能と
なるため、LOリークやリターンロス等を抑制して高性
能化を図ることができるとともに、低コスト化を可能に
する。よって、接続された他の加入者の画像劣化を防止
することができる。
信装置は、請求項1に記載のCATV受信装置におい
て、前記局部発振器の局部発振周波数を制御可能なPL
L回路部を備えて構成されたもので、前記PLL回路
は、PLLの比較周波数と前記局部発振器の選局ステッ
プ幅に基づく局部発振周波数との値を一致させるように
位相比較を行うことを特徴とするものである。
1に記載のCATV受信装置において、前記局部発振器
の局部発振周波数を制御可能なPLL回路部を備えて構
成されたもので、前記PLL回路は、PLLの比較周波
数と前記局部発振器の選局ステップ幅に基づく局部発振
周波数との値を一致させるように位相比較を行う。これ
により、従来のTV用チューナよりも局部発振周波数の
低域オフセットでの位相雑音を抑制することが可能とな
り、固定劣化の改善を図ることができる。
て説明する。
実施形態例を示すブロック図である。
受信装置(CATV用チューナとして説明する場合もあ
る)101は、位相雑音を改善するために、従来技術で
説明した如く局部発振器を1つしか持たないことで位相
雑音の改善が可能なシングルバージョンタイプのものを
採用して構成されている。つまり、TV用チューナに近
似する回路構成となる。しかし、TV用チューナをその
ままの状態でCATV用チューナとして用いると、LO
リークやリターンロス等に起因する問題や低域オフセッ
トでの位相雑音等の問題も発生する場合がある。そこ
で、本発明に係るCATV受信装置では、上記問題を解
決するための手段が設けられている。これらの手段を採
用した具体的な回路構成を次に示す。
1には、入力信号を取り込むための入力端子41aが設
けられ、該入力端子41aには、図示しないヘッドエン
ドと呼ばれるセンター設備により受信されるとともにケ
ーブル等の伝送媒体を介して伝送された受信信号(RF
信号)が供給されるようになっている。入力端子41a
を介して入力されたRF信号は、HPF,LPF41に
供給される。
帯域のフィルタ処理を施して出力する。このHPF,L
PF41の出力は、その後、本実施形態例で新たに設け
られた付加回路としてのAGC回路70に供給される。
後述するチューナ主要部との間に配置され、その構成は
AGC回路70、アンプ80、LPF90が順に前記入
力端子41aに接続された構成となっている。
制御部からのRFAGC信号に基づいて、入力されたR
F信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。
によって増幅された後、LPF90に与える。LPF9
0は入力信号の低域の周波数成分を通過させて、従来同
様に動作するスイッチ42の入力端に供給する。即ち、
スイッチ42以降のチューナ主要部に与える入力信号を
付加回路の出力RF信号とすることにより、後段の混合
器(図中にはMIXと記載)47、53、59における
入力のアイソレーションを改善させることが可能とな
る。
々の周波数に合わせて3つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トランッキングフィルタ(43、49、55)に
出力する。例えばスイッチ42によって入力端b に基
づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたRF
信号は、局部発振器54を制御する制御電圧(同調電圧
Vt)によって周波数通過帯域が調整される可変トラッ
キングフィルタ49に供給され、該トラッキングフィル
タ49によって所定の帯域が制限されてアンプ(FET
AMP)50に与える。
C回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
51に与える。トラッキングフィルタ51は、上記トラ
ッキングフィルタ49と同様に局部発振器54を制御す
る制御電圧(同調電圧Vt)によって周波数通過帯域が
調整されるようになっており、入力信号の帯域をさらに
制限して出力する。この出力信号は、その後アンプ52
によって増幅された後、混合器(周波数変換部)53に
与える。
周波数を用いて、アンプ52からの入力信号をIF信号
(中間周波数信号)に変換して出力する。このIF信号
は、その後、BPF(単同調フィルタ)61に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ62によ
って増幅された後に、出力端子62aを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。
により入力端a、入力端cに基づくバンドに切り替えら
れた場合にも、上述したバンドのときとほぼ同様に動作
して、混合器47または混合器59の出力IF信号がB
PF61、アンプ62を介して出力端子62aから出力
されるようなっている。
ジョンタイプよりも広域オフセットでの位相雑雑音を効
果的に軽減させることが可能となり、ディジタル伝送、
特に256QAMのような多値QAMにおいて、固定劣
化の増加を抑制させることが可能となる。
プ80及びLPF90の付加回路ブロックを可変トラッ
キングフィルタ43、49、55の前段に設けることに
より、各混合器における入力アイソレーションを改善す
ることができるため、結果としてLOリークの発生を抑
制することが可能となる。また、リターンロスについて
も、従来のTV用チューナのように受信チャンネルのみ
が良好でその他は全反射に近い状態でなく、付加回路ブ
ロックを設けることにより、入力端子における可変トラ
ッキングフィルタの影響を軽減させることができること
から、全帯域において良好なリターンロス性能を得るこ
とが可能となる。
発振器48、54及び60の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器48、54
及び60に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御する。
路64は、局部発振周波数の低域オフセットの位相雑音
を低減するために工夫が為されている。
うに、従来用いられていた固定分周プリスケーラ38
(図5(b)参照)を削除して構成されている。つま
り、該固定分周プリスケーラを削除することにより、P
LLの比較周波数とLO(局部発振器)のステップ周波
数とを同一の値に設定するためである。
回路64では、図2に示すように局部発振器48、54
及び60の何れかの発振器からの発振周波数を検出し可
変分周器67により(n/1)/(1/n+1)で分周
し、この分周した信号と高精度な固定発振器(図示せ
ず)からの信号を分周した固定分周器65からの信号と
を位相比較器66によって位相比較を行い、該位相比較
結果を制御電圧として前記何れかの局部発振器の発振周
波数を可変させる。このように、PLL回路64は、局
部発振器48、54及び60の発振周波数を制御するよ
うになっている。
バージョンタイプのチューナにおいて、低域オフセット
での位相雑音の発生に起因したPLL回路の固定分周プ
リスケーラを削除する代わりに可変分周器67を用いて
分周することで、PLLの比較周波数と局部発振の選局
ステップ幅とを合わせることが可能となり、結果として
上記低域オフセットでの位相雑音を低減させることも可
能となる。
5)に示す固定分周プリスケーラを含む通常のPLL回
路構成を採用して図1に示すCATV受信装置を構成し
ても良いが、図2に示すPLL回路64を採用して構成
した方がさらに効果的に固定劣化の改善を図ることがで
きる。
の実施形態例を示し、該受信装置の応用例を示すブロッ
ク図で、図3(a)はIF信号復調タイプのものであ
り、図3(b)はI,Q信号信号復調タイプのものが示
されている。尚、図3に示すチューナ101は、図1に
示すチューナと同様構成要件で構成されたものが用いら
れているものとする。
信装置の後段に、さらに付加回路群を付加することによ
り、2種類の異なる復調処理の可能なCATVチュー
ナ、即ち、IF出力タイプのものと、I,Q出力タイプ
のものをそれぞれ構成することが可能となる。
Fタイプのチューナは、図1に示すCATV用チューナ
101の出力端子62aからの出力IF信号を入力する
BPF102を備える。BPF102は、入力IF信号
の所定帯域を制限して、アンプ103に供給する。アン
プ103は、BPF102の出力信号を増幅して、さら
に設けられた混合器(図中にはMIXと記載)104に
供給する。
発振周波数とアンプ103からの出力信号とを混合する
ことで、入力IF信号をさらにダウンコンバートして出
力する。このとき、図示しないA/Dコンバータ(該チ
ューナとに接続されるA/D変換器)が直接動作するI
F信号の周波数までダウンコンバートする。
れたIF信号は、LPF105によって信号の低域成分
のみが通過され、その後、アンプ106によって増幅さ
れた後、図示しない信号処理部へと出力される。このよ
うに、さらにダウンコンバートして復調することによ
り、図示しない信号処理部に与えるIF信号を得ること
が可能となる。
ーナは、図3(b)に示すように、上記同様図1に示す
CATV用チューナ101の出力端子62aからの出力
IF信号を入力するBPF102を備える。BPF10
2は、入力IF信号の所定帯域を制限して、アンプ10
3に供給する。アンプ103は、BPF102の出力信
号を増幅して、それぞれ周波数に応じて入力IF信号を
分配する分配器108に供給する。
応じて分配し、一方を混合器109に、もう一方は他の
混合器112に出力する。これらの混合器109、11
2には、局部発振器117からの局部発振周波数の位相
がそれぞれ設けられた移相器115によって90度位相
がずらされた局部発振周波数信号がそれぞれ供給される
ようになっている。
れ入力されたIF信号と、それぞれ位相が異なる局部発
振周波数信号とを混合して周波数変換し、得られたIF
信号を、接続されるLPF110、113にそれぞれ供
給する。その後、各LPF110、113によってそれ
ぞれ入力信号の低域成分が通過された後、アンプ11
1、114によってそれぞれ増幅されて各出力端子11
1a、114aより、図示しない信号処理回路へと供給
される。このように復調処理を行うことにより、90度
位相が異なるI信号及びQ信号を得ることが可能とな
る。
に示す前記実施形態例と同様の効果を得ることができる
他、異なる復調処理を行う2種類のタイプ別チューナを
構成することが可能となり、簡単な回路構成で高性能な
CATV用チューナの実現を図ることができる。
図1に示すチューナ構成において、3バンドに切換可能
な3バンド方式のものについて説明したが、これに限定
されることはなく、例えば最近実用化されている2画面
表示可能なTV用チューナのように2バンド方式として
構成するようにしても良い。このような場合でも、本実
施形態例と同様の効果を得ることが可能となる。
GC回路70とアンプ80とLPF90とで構成される
付加回路ブロックを可変トラッキングフィルタの前段に
設けることにより、混合器の入力のアイソレーションを
改善することができるため、LOリークやリターンロス
等の起因する影響を低減することができるとともに、位
相雑音を抑制することが可能となり、高性能化及び低コ
スト化に寄与する。これにより、伝送ケーブルを介して
接続された他の加入者に対する画像劣化を防止すること
ができる。また、PLL回路にて、PLL比較周波数と
局部発振周波数の選局ステップ幅との値を一致させるよ
うに位相比較を行わせることにより、局部発振周波数の
低域オフセットでの位相雑音を低減して、固定劣化の改
善を図ることも可能となる。
を示すブロック構成図。
の一例を示すブロック図。
ナの一例を示すブロック図。
9、51、55、57…可変トラッキングフィルタ、4
4、50、56…アンプ(FET AMP)、47、5
3、59…混合器(MIX)、48、54、59…局部
発振器(LO)、61…BPF、64…PLL回路、6
2a…出力端子。
Claims (2)
- 【請求項1】 高周波信号が入力される入力端子と、 前記入力端子に入力された信号を所定のレベルに制御し
て出力可能な利得制御手段と、 前記利得制御手段に接続され、利得の制御された信号を
増幅する増幅手段と、 電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、前記増幅手
段からの出力信号と前記局部発振器からの局部発振信号
とを混合して中間周波信号を生成する周波数変換手段
と、 前記増幅手段と前記周波数変換手段の間に配置され、前
記局部発振器を制御する制御電圧によって通過帯域が制
限される可変フィルタ手段と、 を具備したことを特徴とするCATV受信装置。 - 【請求項2】 前記局部発振器の局部発振周波数を制御
可能なPLL回路部を備えて構成されたもので、前記P
LL回路は、PLLの比較周波数と前記局部発振器の選
局ステップ幅に基づく局部発振周波数との値を一致させ
るように位相比較を行うことを特徴とする請求項1に記
載のCATV受信装置。
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JP10221797A JP3288251B2 (ja) | 1997-04-18 | 1997-04-18 | Catv受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP10221797A JP3288251B2 (ja) | 1997-04-18 | 1997-04-18 | Catv受信装置 |
Related Child Applications (1)
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JP2002017295A Division JP3583760B2 (ja) | 2002-01-25 | 2002-01-25 | Catv受信装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100391920B1 (ko) * | 2001-07-23 | 2003-07-16 | 삼성전기주식회사 | 안테나 리키지를 개선한 위성 라디오 튜너 |
US6967693B2 (en) | 2001-07-05 | 2005-11-22 | Alps Electric Co., Ltd. | Television signal transmitter including a bandpass filter without tracking error |
JP2008066803A (ja) * | 2006-09-04 | 2008-03-21 | Sony Corp | 再送信システム並びに再送信装置 |
-
1997
- 1997-04-18 JP JP10221797A patent/JP3288251B2/ja not_active Expired - Fee Related
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KR100391920B1 (ko) * | 2001-07-23 | 2003-07-16 | 삼성전기주식회사 | 안테나 리키지를 개선한 위성 라디오 튜너 |
JP2008066803A (ja) * | 2006-09-04 | 2008-03-21 | Sony Corp | 再送信システム並びに再送信装置 |
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