JPH10256967A - 検波後ダイバーシチ受信回路 - Google Patents
検波後ダイバーシチ受信回路Info
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- JPH10256967A JPH10256967A JP9059551A JP5955197A JPH10256967A JP H10256967 A JPH10256967 A JP H10256967A JP 9059551 A JP9059551 A JP 9059551A JP 5955197 A JP5955197 A JP 5955197A JP H10256967 A JPH10256967 A JP H10256967A
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各ブランチのS/Nから重み係数を演算する
重み係数演算回路の回路規模を小さくする。 【解決手段】 各ブランチのS/Nの比Aを予め演算し
ておき、このAを重み係数演算回路に入力することによ
り、入力ビット数を小さくする。
重み係数演算回路の回路規模を小さくする。 【解決手段】 各ブランチのS/Nの比Aを予め演算し
ておき、このAを重み係数演算回路に入力することによ
り、入力ビット数を小さくする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信回線に
適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
【0002】
【従来の技術】移動体通信等では、マルチパスフェージ
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でもS/Nに比例した重み係数を用いて各
ブランチの復調信号の重み付け合成を行う検波後位相合
成ダイバーシチ方式は、比較的小さい回路規模で高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でもS/Nに比例した重み係数を用いて各
ブランチの復調信号の重み付け合成を行う検波後位相合
成ダイバーシチ方式は、比較的小さい回路規模で高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
【0003】図8は、受信信号レベルに応じて復調位相
出力の重み付け合成を行う従来の位相合成ダイバーシチ
合成回路の構成例を示す。ここでは、ブランチ数2の空
間ダイバーシチの例を示す。また、変調信号は差動符号
化されていないものとする。図において、アンテナ1−
1,1−2で受信された信号は、それぞれ受信回路2−
1,2−2に入力されて位相検波される。受信回路2−
1から出力される復調信号は乗算回路3−1および減
算回路4に入力され、受信回路2−2から出力される復
調信号は補正回路5および減算回路4に入力される。
減算回路4は、復調信号から復調信号を減算し、減
算結果信号を補正回路5に与える。補正回路5は、減
算結果信号がπよりも大きい場合には復調信号に2
πを加算した値を補正結果信号とし、減算結果信号
が−πよりも小さい場合には復調信号に2πを減算し
た値を補正結果信号とし、減算結果信号がそれ以外
の場合には復調信号を補正結果信号として乗算回路
3−2に与える。
出力の重み付け合成を行う従来の位相合成ダイバーシチ
合成回路の構成例を示す。ここでは、ブランチ数2の空
間ダイバーシチの例を示す。また、変調信号は差動符号
化されていないものとする。図において、アンテナ1−
1,1−2で受信された信号は、それぞれ受信回路2−
1,2−2に入力されて位相検波される。受信回路2−
1から出力される復調信号は乗算回路3−1および減
算回路4に入力され、受信回路2−2から出力される復
調信号は補正回路5および減算回路4に入力される。
減算回路4は、復調信号から復調信号を減算し、減
算結果信号を補正回路5に与える。補正回路5は、減
算結果信号がπよりも大きい場合には復調信号に2
πを加算した値を補正結果信号とし、減算結果信号
が−πよりも小さい場合には復調信号に2πを減算し
た値を補正結果信号とし、減算結果信号がそれ以外
の場合には復調信号を補正結果信号として乗算回路
3−2に与える。
【0004】一方、アンテナ1−1,1−2で受信され
た信号は、それぞれS/N検出回路6−1,6−2に入
力されてS/Nが検出される。S/N検出回路6−1,
6−2の出力SNR'1(t) ,SNR'2(t) は重み係数演
算回路7に入力され、各ブランチの重み係数が演算され
る。ここで、時刻tにおける復調信号,の信号電力
対雑音電力比をSNR1(t),SNR2(t)とすると、各ブ
ランチの重み係数w1(t),w2(t)は、
た信号は、それぞれS/N検出回路6−1,6−2に入
力されてS/Nが検出される。S/N検出回路6−1,
6−2の出力SNR'1(t) ,SNR'2(t) は重み係数演
算回路7に入力され、各ブランチの重み係数が演算され
る。ここで、時刻tにおける復調信号,の信号電力
対雑音電力比をSNR1(t),SNR2(t)とすると、各ブ
ランチの重み係数w1(t),w2(t)は、
【0005】
【数1】
【0006】と表される。ただし、受信回路2−1,2
−2の受信信号は差動符号化されていないので、SN
R'1(t) とSNR1(t)、SNR'2(t) とSNR2(t)は等
しい。すなわち、各ブランチの重み係数w1(t),w2(t)
は、S/N検出回路6−1,6−2の出力SNR'1(t)
,SNR'2(t) から (1),(2)式の演算で求められる。
乗算回路3−1では、復調信号に重み係数w1(t)を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2(t)を乗算して重み付けを行う。乗
算回路3−1,3−2の各出力信号は加算回路8で加算
されて位相合成信号となり、識別回路9に入力されてシ
ンボル判定が行われる。
−2の受信信号は差動符号化されていないので、SN
R'1(t) とSNR1(t)、SNR'2(t) とSNR2(t)は等
しい。すなわち、各ブランチの重み係数w1(t),w2(t)
は、S/N検出回路6−1,6−2の出力SNR'1(t)
,SNR'2(t) から (1),(2)式の演算で求められる。
乗算回路3−1では、復調信号に重み係数w1(t)を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2(t)を乗算して重み付けを行う。乗
算回路3−1,3−2の各出力信号は加算回路8で加算
されて位相合成信号となり、識別回路9に入力されてシ
ンボル判定が行われる。
【0007】このように、受信信号のS/Nに比例して
復調信号に重み付けして合成することにより、受信レベ
ル低下に伴うS/N劣化を軽減でき、符号誤り率の小さ
い良好な受信品質が得られる。
復調信号に重み付けして合成することにより、受信レベ
ル低下に伴うS/N劣化を軽減でき、符号誤り率の小さ
い良好な受信品質が得られる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】重み係数演算回路7
は、各ブランチの受信信号のS/Nから重み係数を演算
するために、通常は読み出し専用メモリ(ROM)等の
変換テーブルが用いられる。この変換テーブルは、各ブ
ランチのS/Nが1組入力されると、それに対応する各
ブランチの重み係数が1組出力される。このように、変
換テーブルは入力されるS/Nのすべての組み合わせに
対応する各ブランチの重み係数を記憶している。
は、各ブランチの受信信号のS/Nから重み係数を演算
するために、通常は読み出し専用メモリ(ROM)等の
変換テーブルが用いられる。この変換テーブルは、各ブ
ランチのS/Nが1組入力されると、それに対応する各
ブランチの重み係数が1組出力される。このように、変
換テーブルは入力されるS/Nのすべての組み合わせに
対応する各ブランチの重み係数を記憶している。
【0009】ところで、変換テーブルとして用いられる
ROM等のディジタル回路は、入力ビット数が増えると
回路規模が指数的に大きくなる。例えば、通常のROM
では入力ビット数が1ビット増えるだけで回路規模は約
2倍になる。図8に示す従来の回路構成では、重み係数
演算回路7に各ブランチのS/Nが並列に入力されるの
で、変換テーブルの入力ビット数が大きくなり、それに
伴って変換テーブルの回路規模が大きくなる問題点があ
った。
ROM等のディジタル回路は、入力ビット数が増えると
回路規模が指数的に大きくなる。例えば、通常のROM
では入力ビット数が1ビット増えるだけで回路規模は約
2倍になる。図8に示す従来の回路構成では、重み係数
演算回路7に各ブランチのS/Nが並列に入力されるの
で、変換テーブルの入力ビット数が大きくなり、それに
伴って変換テーブルの回路規模が大きくなる問題点があ
った。
【0010】本発明は、各ブランチのS/Nから重み係
数を演算する重み係数演算手段の回路規模を小さくする
ことができる検波後ダイバーシチ受信回路を提供するこ
とを目的とする。
数を演算する重み係数演算手段の回路規模を小さくする
ことができる検波後ダイバーシチ受信回路を提供するこ
とを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】(1),(2) 式を変形する
と、
と、
【0012】
【数2】
【0013】と表すことができる。請求項1〜3の検波
後ダイバーシチ受信回路は、(3),(4) 式に着目して各ブ
ランチのS/Nの比α(=SNR2(t)/SNR1(t))を
予め演算しておき、このAを重み係数演算手段に入力す
る。重み係数演算手段では、各ブランチの重み係数
w1 ,w2 を
後ダイバーシチ受信回路は、(3),(4) 式に着目して各ブ
ランチのS/Nの比α(=SNR2(t)/SNR1(t))を
予め演算しておき、このAを重み係数演算手段に入力す
る。重み係数演算手段では、各ブランチの重み係数
w1 ,w2 を
【0014】
【数3】
【0015】の演算により求める。これにより、重み係
数演算手段の入力ビット数は、SNR1(t)、SNR2(t)
を並列に入力する場合に比べて、その比Aの入力により
ほぼ半減させることができる。すなわち、重み係数演算
手段の回路規模を小さくすることができる。請求項4〜
6の検波後ダイバーシチ受信回路は、各ブランチのS/
Nが対数値として出力される場合であり、詳しくは第4
の実施形態〜第6の実施形態において説明する。
数演算手段の入力ビット数は、SNR1(t)、SNR2(t)
を並列に入力する場合に比べて、その比Aの入力により
ほぼ半減させることができる。すなわち、重み係数演算
手段の回路規模を小さくすることができる。請求項4〜
6の検波後ダイバーシチ受信回路は、各ブランチのS/
Nが対数値として出力される場合であり、詳しくは第4
の実施形態〜第6の実施形態において説明する。
【0016】
(第1の実施形態−請求項1)図1は、本発明の検波後
ダイバーシチ受信回路の第1の実施形態を示す。ここで
は、変調信号は差動符号化されていないものとする。図
において、アンテナ1−1,1−2、受信回路2−1,
2−2、乗算回路3−1,3−2、減算回路4、補正回
路5、S/N検出回路6−1,6−2、加算回路8、識
別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の機能を
有するので説明を省略する。
ダイバーシチ受信回路の第1の実施形態を示す。ここで
は、変調信号は差動符号化されていないものとする。図
において、アンテナ1−1,1−2、受信回路2−1,
2−2、乗算回路3−1,3−2、減算回路4、補正回
路5、S/N検出回路6−1,6−2、加算回路8、識
別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の機能を
有するので説明を省略する。
【0017】本実施形態の特徴は、S/N検出回路6−
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路11および重み係数演算回路12
を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回路1
2は、従来の重み係数演算回路7と違い、除算回路11
の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数の削
減が図られている。
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路11および重み係数演算回路12
を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回路1
2は、従来の重み係数演算回路7と違い、除算回路11
の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数の削
減が図られている。
【0018】S/N検出回路6−1,6−2は、それぞ
れ受信信号のS/Nを検出する。除算回路11は、S/
N検出回路6−2の出力SNR'2(t) に対するS/N検
出回路6−1の出力SNR'1(t) の比A(t) 〔=SN
R'2(t) /SNR'1(t) 〕を演算して重み係数演算回路
12に与える。なお、受信信号は差動符号化されていな
いので、S/N検出回路6−1の出力SNR'1(t) と復
調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、S/N検出回
路6−2の出力SNR'2(t) と復調信号のSNR2(t)
は等しい。したがって、A(t) =SNR2(t)/SNR
1(t)となる。
れ受信信号のS/Nを検出する。除算回路11は、S/
N検出回路6−2の出力SNR'2(t) に対するS/N検
出回路6−1の出力SNR'1(t) の比A(t) 〔=SN
R'2(t) /SNR'1(t) 〕を演算して重み係数演算回路
12に与える。なお、受信信号は差動符号化されていな
いので、S/N検出回路6−1の出力SNR'1(t) と復
調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、S/N検出回
路6−2の出力SNR'2(t) と復調信号のSNR2(t)
は等しい。したがって、A(t) =SNR2(t)/SNR
1(t)となる。
【0019】重み係数演算回路12は、除算回路11の
出力A(t) から、 w1A(t) =1/(1+A(t)) w2A(t) =A(t) /(1+A(t)) を演算し、重み係数w1A(t) ,w2A(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1A(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2A(t) を乗算して重み付けを行う。
出力A(t) から、 w1A(t) =1/(1+A(t)) w2A(t) =A(t) /(1+A(t)) を演算し、重み係数w1A(t) ,w2A(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1A(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2A(t) を乗算して重み付けを行う。
【0020】(第2の実施形態−請求項2)図2は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第2の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、S/N検
出回路6−1,6−2、加算回路8、識別回路9は、図
8に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路15−1,15−2は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第2の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、S/N検
出回路6−1,6−2、加算回路8、識別回路9は、図
8に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路15−1,15−2は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
【0021】本実施形態の特徴は、S/N検出回路6−
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路11、遅延回路13、乗算回路1
4および重み係数演算回路12を備えたところにある。
すなわち、重み係数演算回路12は、従来の重み係数演
算回路7と違い、乗算回路14の出力のみを入力とする
構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路11、遅延回路13、乗算回路1
4および重み係数演算回路12を備えたところにある。
すなわち、重み係数演算回路12は、従来の重み係数演
算回路7と違い、乗算回路14の出力のみを入力とする
構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
【0022】S/N検出回路6−1,6−2は、それぞ
れ受信信号のS/Nを検出する。除算回路11は、S/
N検出回路6−2の出力SNR'2(t) に対するS/N検
出回路6−1の出力SNR'1(t) の比SNR'2(t) /S
NR'1(t) を演算する。遅延回路13は、除算回路11
の出力を1シンボル期間Tだけ遅延させ、SNR'2(t-
T) /SNR'1(t-T) を出力する。乗算回路14は、除
算回路11の出力と遅延回路13の出力の積B(t) 〔=
SNR'2(t) SNR'2(t-T) /SNR'1(t) SNR'1(t
-T) 〕を重み係数演算回路12に与える。なお、受信信
号は差動符号化されているので、SNR'1(t) SNR'1
(t-T) と復調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、S
NR'2(t) SNR'2(t-T) と復調信号のSNR2(t)は
等しい。したがって、B(t) =SNR2(t)/SNR1(t)
となる。
れ受信信号のS/Nを検出する。除算回路11は、S/
N検出回路6−2の出力SNR'2(t) に対するS/N検
出回路6−1の出力SNR'1(t) の比SNR'2(t) /S
NR'1(t) を演算する。遅延回路13は、除算回路11
の出力を1シンボル期間Tだけ遅延させ、SNR'2(t-
T) /SNR'1(t-T) を出力する。乗算回路14は、除
算回路11の出力と遅延回路13の出力の積B(t) 〔=
SNR'2(t) SNR'2(t-T) /SNR'1(t) SNR'1(t
-T) 〕を重み係数演算回路12に与える。なお、受信信
号は差動符号化されているので、SNR'1(t) SNR'1
(t-T) と復調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、S
NR'2(t) SNR'2(t-T) と復調信号のSNR2(t)は
等しい。したがって、B(t) =SNR2(t)/SNR1(t)
となる。
【0023】重み係数演算回路12は、乗算回路14の
出力B(t) から、 w1B(t) =1/(1+B(t)) w2B(t) =B(t) /(1+B(t)) を演算し、重み係数w1B(t) ,w2B(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1B(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2B(t) を乗算して重み付けを行う。
出力B(t) から、 w1B(t) =1/(1+B(t)) w2B(t) =B(t) /(1+B(t)) を演算し、重み係数w1B(t) ,w2B(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1B(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2B(t) を乗算して重み付けを行う。
【0024】(第3の実施形態−請求項3)図3は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第2の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、S/N検
出回路6−1,6−2、加算回路8、識別回路9は、図
8に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路15−1,15−2は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第2の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、S/N検
出回路6−1,6−2、加算回路8、識別回路9は、図
8に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路15−1,15−2は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
【0025】本実施形態の特徴は、S/N検出回路6−
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、遅延回路13−1,13−2、乗算回路1
4−1,14−2、除算回路11および重み係数演算回
路12を備えたところにある。すなわち、重み係数演算
回路12は、従来の重み係数演算回路7と違い、除算回
路11の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット
数の削減が図られている。
1,6−2の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、遅延回路13−1,13−2、乗算回路1
4−1,14−2、除算回路11および重み係数演算回
路12を備えたところにある。すなわち、重み係数演算
回路12は、従来の重み係数演算回路7と違い、除算回
路11の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット
数の削減が図られている。
【0026】S/N検出回路6−1,6−2は、それぞ
れ受信信号のS/Nを検出する。遅延回路13−1は、
S/N検出回路6−1の出力SNR'1(t) を1シンボル
期間Tだけ遅延させ、SNR'1(t-T) を出力する。乗算
回路14−1は、S/N検出回路6−1の出力と遅延回
路13−1の出力の積SNR'1(t) SNR'1(t-T) を演
算する。遅延回路13−2は、S/N検出回路6−2の
出力SNR'2(t) を1シンボル期間Tだけ遅延させ、S
NR'2(t-T) を出力する。乗算回路14−2は、S/N
検出回路6−2の出力と遅延回路13−2の出力の積S
NR'2(t) SNR'2(t-T) を演算する。
れ受信信号のS/Nを検出する。遅延回路13−1は、
S/N検出回路6−1の出力SNR'1(t) を1シンボル
期間Tだけ遅延させ、SNR'1(t-T) を出力する。乗算
回路14−1は、S/N検出回路6−1の出力と遅延回
路13−1の出力の積SNR'1(t) SNR'1(t-T) を演
算する。遅延回路13−2は、S/N検出回路6−2の
出力SNR'2(t) を1シンボル期間Tだけ遅延させ、S
NR'2(t-T) を出力する。乗算回路14−2は、S/N
検出回路6−2の出力と遅延回路13−2の出力の積S
NR'2(t) SNR'2(t-T) を演算する。
【0027】除算回路11は、乗算回路14−2の出力
SNR'2(t) SNR'2(t-T) に対する乗算回路14−1
の出力SNR'1(t) SNR'1(t-T) の比C(t) 〔=SN
R'2(t) SNR'2(t-T))/SNR'1(t) SNR'1(t-T)
〕を重み係数演算回路12に与える。なお、受信信号
は差動符号化されているので、SNR'1(t) SNR'1(t
-T) と復調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、SN
R'2(t) SNR'2(t-T)と復調信号のSNR2(t)は等
しい。したがって、C(t) =SNR2(t)/SNR 1(t)と
なる。
SNR'2(t) SNR'2(t-T) に対する乗算回路14−1
の出力SNR'1(t) SNR'1(t-T) の比C(t) 〔=SN
R'2(t) SNR'2(t-T))/SNR'1(t) SNR'1(t-T)
〕を重み係数演算回路12に与える。なお、受信信号
は差動符号化されているので、SNR'1(t) SNR'1(t
-T) と復調信号のSNR1(t)は等しい。同様に、SN
R'2(t) SNR'2(t-T)と復調信号のSNR2(t)は等
しい。したがって、C(t) =SNR2(t)/SNR 1(t)と
なる。
【0028】重み係数演算回路12は、除算回路11の
出力C(t) から、 w1C(t) =1/(1+C(t)) w2C(t) =C(t) /(1+C(t)) を演算し、重み係数w1C(t) ,w2C(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1C(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2C(t) を乗算して重み付けを行う。
出力C(t) から、 w1C(t) =1/(1+C(t)) w2C(t) =C(t) /(1+C(t)) を演算し、重み係数w1C(t) ,w2C(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1C(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2C(t) を乗算して重み付けを行う。
【0029】(第4の実施形態−請求項4)図4は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第4の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されていないも
のとする。また、各ブランチのS/Nが対数値として出
力されるものとする。図において、アンテナ1−1,1
−2、受信回路2−1,2−2、乗算回路3−1,3−
2、減算回路4、補正回路5、加算回路8、識別回路9
は、図8に示す従来構成のものと同様の機能を有するの
で説明を省略する。S/N検出回路21−1,21−2
は、受信信号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbS
NR'2(t) を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第4の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されていないも
のとする。また、各ブランチのS/Nが対数値として出
力されるものとする。図において、アンテナ1−1,1
−2、受信回路2−1,2−2、乗算回路3−1,3−
2、減算回路4、補正回路5、加算回路8、識別回路9
は、図8に示す従来構成のものと同様の機能を有するの
で説明を省略する。S/N検出回路21−1,21−2
は、受信信号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbS
NR'2(t) を出力する。
【0030】本実施形態の特徴は、S/N検出回路21
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路22および重み係数演算回路
23を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回
路23は、従来の重み係数演算回路7と違い、減算回路
23の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数
の削減が図られている。
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路22および重み係数演算回路
23を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回
路23は、従来の重み係数演算回路7と違い、減算回路
23の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数
の削減が図られている。
【0031】S/N検出回路21−1,21−2は、そ
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。減算回路22は、
S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) とS/
N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) の差D(t)
〔=logb(SNR'2(t)/SNR'1(t))〕を演算して重み
係数演算回路23に与える。なお、受信信号は差動符号
化されていないので、SNR'1(t) と復調信号のSN
R1(t)は等しい。同様に、SNR'2(t) と復調信号の
SNR2(t)は等しい。したがって、D(t) =logb(SN
R2(t)/SNR1(t))=logbA(t) となる。
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。減算回路22は、
S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) とS/
N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) の差D(t)
〔=logb(SNR'2(t)/SNR'1(t))〕を演算して重み
係数演算回路23に与える。なお、受信信号は差動符号
化されていないので、SNR'1(t) と復調信号のSN
R1(t)は等しい。同様に、SNR'2(t) と復調信号の
SNR2(t)は等しい。したがって、D(t) =logb(SN
R2(t)/SNR1(t))=logbA(t) となる。
【0032】重み係数演算回路23は、除算回路22の
出力D(t) から、 w1D(t) =1/(1+bD(t))=1/(1+A(t)) w2D(t) =1/(1+b-D(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1D(t) ,w2D(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1D(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2D(t) を乗算して重み付けを行う。
出力D(t) から、 w1D(t) =1/(1+bD(t))=1/(1+A(t)) w2D(t) =1/(1+b-D(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1D(t) ,w2D(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1D(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2D(t) を乗算して重み付けを行う。
【0033】(第5の実施形態−請求項5)図5は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第5の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、加算回路
8、識別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路15−1,
15−2は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。S/N検出回路21−1,21−2は、受信信
号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbSNR'2(t)
を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第5の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、加算回路
8、識別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路15−1,
15−2は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。S/N検出回路21−1,21−2は、受信信
号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbSNR'2(t)
を出力する。
【0034】本実施形態の特徴は、S/N検出回路21
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路22、遅延回路24、加算回
路25および重み係数演算回路23を備えたところにあ
る。すなわち、重み係数演算回路23は、従来の重み係
数演算回路7と違い、加算回路25の出力のみを入力と
する構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路22、遅延回路24、加算回
路25および重み係数演算回路23を備えたところにあ
る。すなわち、重み係数演算回路23は、従来の重み係
数演算回路7と違い、加算回路25の出力のみを入力と
する構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
【0035】S/N検出回路21−1,21−2は、そ
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。減算回路22は、
S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) とS/
N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) の差log
b(SNR'2(t)/SNR'1(t))を演算する。遅延回路2
4は、減算回路22の出力を1シンボル期間Tだけ遅延
させ、logb(SNR'2(t-T)/SNR'1(t-T))を出力す
る。加算回路25は、減算回路22の出力と遅延回路2
4の出力の和E(t) 〔=logb(SNR'2(t)SNR'2(t-
T)/SNR'1(t)SNR'1(t-T))〕を重み係数演算回路
23に与える。なお、受信信号は差動符号化されている
ので、SNR'1(t) SNR'1(t-T) と復調信号のSN
R1(t)は等しい。同様に、SNR'2(t) SNR'2(t-T)
と復調信号のSNR2(t)は等しい。したがって、E
(t)=logb(SNR2(t)/SNR1(t))=logbA(t) とな
る。
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。減算回路22は、
S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) とS/
N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) の差log
b(SNR'2(t)/SNR'1(t))を演算する。遅延回路2
4は、減算回路22の出力を1シンボル期間Tだけ遅延
させ、logb(SNR'2(t-T)/SNR'1(t-T))を出力す
る。加算回路25は、減算回路22の出力と遅延回路2
4の出力の和E(t) 〔=logb(SNR'2(t)SNR'2(t-
T)/SNR'1(t)SNR'1(t-T))〕を重み係数演算回路
23に与える。なお、受信信号は差動符号化されている
ので、SNR'1(t) SNR'1(t-T) と復調信号のSN
R1(t)は等しい。同様に、SNR'2(t) SNR'2(t-T)
と復調信号のSNR2(t)は等しい。したがって、E
(t)=logb(SNR2(t)/SNR1(t))=logbA(t) とな
る。
【0036】重み係数演算回路23は、加算回路25の
出力E(t) から、 w1E(t) =1/(1+bE(t))=1/(1+A(t)) w2E(t) =1/(1+b-E(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1E(t) ,w2E(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1E(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2E(t) を乗算して重み付けを行う。
出力E(t) から、 w1E(t) =1/(1+bE(t))=1/(1+A(t)) w2E(t) =1/(1+b-E(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1E(t) ,w2E(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1E(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2E(t) を乗算して重み付けを行う。
【0037】(第6の実施形態−請求項6)図6は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第6の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、加算回路
8、識別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路15−1,
15−2は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。S/N検出回路21−1,21−2は、受信信
号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbSNR'2(t)
を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第6の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ1−1,1−2、乗算回
路3−1,3−2、減算回路4、補正回路5、加算回路
8、識別回路9は、図8に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路15−1,
15−2は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。S/N検出回路21−1,21−2は、受信信
号のS/NとしてlogbSNR'1(t) ,logbSNR'2(t)
を出力する。
【0038】本実施形態の特徴は、S/N検出回路21
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、遅延回路24−1,24−2、加算回
路25−1,25−2、減算回路22および重み係数演
算回路23を備えたところにある。すなわち、重み係数
演算回路23は、従来の重み係数演算回路7と違い、減
算回路22の出力のみを入力とする構成であり、入力ビ
ット数の削減が図られている。
−1,21−2の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、遅延回路24−1,24−2、加算回
路25−1,25−2、減算回路22および重み係数演
算回路23を備えたところにある。すなわち、重み係数
演算回路23は、従来の重み係数演算回路7と違い、減
算回路22の出力のみを入力とする構成であり、入力ビ
ット数の削減が図られている。
【0039】S/N検出回路21−1,21−2は、そ
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。遅延回路24−1
は、S/N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) を
1シンボル期間Tだけ遅延させ、logbSNR'1(t-T) を
出力する。加算回路25−1は、S/N検出回路21−
1の出力と遅延回路24−1の出力の和 logb (SNR'
1(t) SNR'1(t-T))を演算する。遅延回路24−2
は、S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) を
1シンボル期間Tだけ遅延させ、logbSNR'2(t-T) を
出力する。加算回路25−2は、S/N検出回路21−
2の出力と遅延回路24−2の出力の和 logb(SNR'2
(t) SNR'2(t-T))を演算する。
れぞれ受信信号のS/Nを検出する。遅延回路24−1
は、S/N検出回路21−1の出力logbSNR'1(t) を
1シンボル期間Tだけ遅延させ、logbSNR'1(t-T) を
出力する。加算回路25−1は、S/N検出回路21−
1の出力と遅延回路24−1の出力の和 logb (SNR'
1(t) SNR'1(t-T))を演算する。遅延回路24−2
は、S/N検出回路21−2の出力logbSNR'2(t) を
1シンボル期間Tだけ遅延させ、logbSNR'2(t-T) を
出力する。加算回路25−2は、S/N検出回路21−
2の出力と遅延回路24−2の出力の和 logb(SNR'2
(t) SNR'2(t-T))を演算する。
【0040】減算回路22は、加算回路25−2の出力
logb(SNR'2(t) SNR'2(t-T))と、加算回路25−
1の出力 logb(SNR'1(t) SNR'1(t-T))の差F(t)
〔=logb(SNR'2(t) SNR'2(t-T)/SNR'1(t) S
NR'1(t-T))〕を重み係数演算回路23に与える。な
お、受信信号は差動符号化されているので、SNR'
1(t) SNR'1(t-T) と復調信号のSNR1(t)は等し
い。同様に、SNR'2(t)SNR'2(t-T) と復調信号
のSNR2(t)は等しい。したがって、F(t) =logb(S
NR2(t)/SNR1(t))=logbA(t) となる。
logb(SNR'2(t) SNR'2(t-T))と、加算回路25−
1の出力 logb(SNR'1(t) SNR'1(t-T))の差F(t)
〔=logb(SNR'2(t) SNR'2(t-T)/SNR'1(t) S
NR'1(t-T))〕を重み係数演算回路23に与える。な
お、受信信号は差動符号化されているので、SNR'
1(t) SNR'1(t-T) と復調信号のSNR1(t)は等し
い。同様に、SNR'2(t)SNR'2(t-T) と復調信号
のSNR2(t)は等しい。したがって、F(t) =logb(S
NR2(t)/SNR1(t))=logbA(t) となる。
【0041】重み係数演算回路23は、減算回路22の
出力F(t) から、 w1F(t) =1/(1+bF(t))=1/(1+A(t)) w2F(t) =1/(1+b-F(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1F(t) ,w2F(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1F(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2F(t) を乗算して重み付けを行う。
出力F(t) から、 w1F(t) =1/(1+bF(t))=1/(1+A(t)) w2F(t) =1/(1+b-F(t))=A(t) /(1+A
(t)) を演算し、重み係数w1F(t) ,w2F(t) を出力する。乗
算回路3−1では、復調信号に重み係数w1F(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路3−2では、補正結果
信号に重み係数w2F(t) を乗算して重み付けを行う。
【0042】ところで、以上説明した第1の実施形態〜
第6の実施形態において、雑音電力が受信回路の内部雑
音で規定され、かつ各ブランチの雑音電力が同一である
場合には、S/N検出回路6,21に代えて受信電界強
度検出回路を用い、復調信号電力レベルr1 ,r2 を用
いて重み付けを行ってもよい。この場合には、(3) ,(4)
式は、
第6の実施形態において、雑音電力が受信回路の内部雑
音で規定され、かつ各ブランチの雑音電力が同一である
場合には、S/N検出回路6,21に代えて受信電界強
度検出回路を用い、復調信号電力レベルr1 ,r2 を用
いて重み付けを行ってもよい。この場合には、(3) ,(4)
式は、
【0043】
【数4】
【0044】と表される。なお、時刻tにおける受信電
界強度レベルをx1(t),x2(t)とし、復調信号電力レベ
ルをr1(t),r2(t)とすると、変調信号が差動符号化さ
れていない場合にはr1(t)=x1(t)、r2(t)=x2(t)で
ある。また、変調信号が差動符号化されている場合には
r1(t)=x1(t)・x1(t-T)、r2(t)=x2(t)・x2(t-T)
である。
界強度レベルをx1(t),x2(t)とし、復調信号電力レベ
ルをr1(t),r2(t)とすると、変調信号が差動符号化さ
れていない場合にはr1(t)=x1(t)、r2(t)=x2(t)で
ある。また、変調信号が差動符号化されている場合には
r1(t)=x1(t)・x1(t-T)、r2(t)=x2(t)・x2(t-T)
である。
【0045】図7は、計算機シミュレーションによる検
波後ダイバーシチ受信回路の符号誤り率特性を示す。図
において、縦軸は符号誤り率、横軸は平均Eb/N0(1
ビット当たりの信号電力対雑音電力密度比)である。な
お、本シミュレーションは、第5の実施形態において、
S/N検出回路21に代えて受信電界強度検出回路を用
いた構成により計算したものである。計算条件は、伝送
速度は 384kbit/s 、変復調方式はπ/4シフトQPS
K・遅延検波、フェージング周波数は15Hz、遅延時間差
は 500nsの2波等レベルレイリーフェージング、受信
電界強度検出回路の出力信号のダイナミックレンジは80
dBとした。また、重み係数を演算するために必要な回路
以外の回路は、従来構成のものと同等とした。
波後ダイバーシチ受信回路の符号誤り率特性を示す。図
において、縦軸は符号誤り率、横軸は平均Eb/N0(1
ビット当たりの信号電力対雑音電力密度比)である。な
お、本シミュレーションは、第5の実施形態において、
S/N検出回路21に代えて受信電界強度検出回路を用
いた構成により計算したものである。計算条件は、伝送
速度は 384kbit/s 、変復調方式はπ/4シフトQPS
K・遅延検波、フェージング周波数は15Hz、遅延時間差
は 500nsの2波等レベルレイリーフェージング、受信
電界強度検出回路の出力信号のダイナミックレンジは80
dBとした。また、重み係数を演算するために必要な回路
以外の回路は、従来構成のものと同等とした。
【0046】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路にお
いて重み係数演算回路の入力ビット数を4ビットとした
場合と、従来の検波後ダイバーシチ受信回路において重
み係数演算回路の入力ビット数を10ビットとした場合
が、ほぼ同じ符号誤り率特性を示すことが確認された。
これは、本発明構成における重み係数演算回路の回路規
模は従来のものに比べて1/64にできることを示してい
る。遅延回路や加算回路等の回路規模は重み係数演算回
路の回路規模に比べて無視できるほど小さいので、本発
明の検波後ダイバーシチ受信回路の回路規模は従来構成
に比べて大幅に小さくなることがわかる。
いて重み係数演算回路の入力ビット数を4ビットとした
場合と、従来の検波後ダイバーシチ受信回路において重
み係数演算回路の入力ビット数を10ビットとした場合
が、ほぼ同じ符号誤り率特性を示すことが確認された。
これは、本発明構成における重み係数演算回路の回路規
模は従来のものに比べて1/64にできることを示してい
る。遅延回路や加算回路等の回路規模は重み係数演算回
路の回路規模に比べて無視できるほど小さいので、本発
明の検波後ダイバーシチ受信回路の回路規模は従来構成
に比べて大幅に小さくなることがわかる。
【0047】
【発明の効果】以上説明したように、S/N検出手段の
出力ビット数をnとすると、従来構成における重み係数
演算手段の入力ビット数は2nとなるが、本発明の検波
後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手段の入
力ビット数はn以下にすることができる。入力ビット数
をn以下にできる理由は次の通りである。
出力ビット数をnとすると、従来構成における重み係数
演算手段の入力ビット数は2nとなるが、本発明の検波
後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手段の入
力ビット数はn以下にすることができる。入力ビット数
をn以下にできる理由は次の通りである。
【0048】フェージングによる長区間中央値変動等に
追従するためには、S/N検出手段の入出力ダイナミッ
クレンジを広くとる必要があり、出力ビット数は多くな
る。一方、本発明の構成では、S/N検出手段で検出さ
れる各ブランチのS/Nの比の成分を重み係数演算手段
に入力する。各ブランチのS/Nの比をとると、フェー
ジングによる長区間中央値変動等に起因する広いダイナ
ミックレンジの確保の必要がなくなり、フェージングに
よる短区間中央値変動に追従するためのダイナミックレ
ンジを確保するだけでよい。一般に、短区間中央値変動
のダイナミックレンジは、長区間中央値変動のダイナミ
ックレンジよりも狭い。したがって、各ブランチのS/
Nの比の成分を表現するビット数mは、S/N検出手段
の出力ビット数nよりも小さくなる。すなわち、本発明
の検波後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手
段の入力ビット数mは、 m<n<2n となるので、従来構成の重み係数演算手段の入力ビット
数2nに比べて1/2未満にすることができる。
追従するためには、S/N検出手段の入出力ダイナミッ
クレンジを広くとる必要があり、出力ビット数は多くな
る。一方、本発明の構成では、S/N検出手段で検出さ
れる各ブランチのS/Nの比の成分を重み係数演算手段
に入力する。各ブランチのS/Nの比をとると、フェー
ジングによる長区間中央値変動等に起因する広いダイナ
ミックレンジの確保の必要がなくなり、フェージングに
よる短区間中央値変動に追従するためのダイナミックレ
ンジを確保するだけでよい。一般に、短区間中央値変動
のダイナミックレンジは、長区間中央値変動のダイナミ
ックレンジよりも狭い。したがって、各ブランチのS/
Nの比の成分を表現するビット数mは、S/N検出手段
の出力ビット数nよりも小さくなる。すなわち、本発明
の検波後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手
段の入力ビット数mは、 m<n<2n となるので、従来構成の重み係数演算手段の入力ビット
数2nに比べて1/2未満にすることができる。
【0049】このように、本発明の検波後ダイバーシチ
受信回路では、各ブランチの重み係数を演算する重み係
数演算手段の入力ビット数を従来の1/2未満に小さく
することができるので、その回路規模を従来の1/2k
未満に小さくすることができる。これにより、従来構成
と同等の特性を実現しながら、消費電力の低減を図るこ
とができる。
受信回路では、各ブランチの重み係数を演算する重み係
数演算手段の入力ビット数を従来の1/2未満に小さく
することができるので、その回路規模を従来の1/2k
未満に小さくすることができる。これにより、従来構成
と同等の特性を実現しながら、消費電力の低減を図るこ
とができる。
【図1】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第1の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図2】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第2の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図3】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第3の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図4】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第4の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図5】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第5の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図6】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第6の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図7】計算機シミュレーションによる検波後ダイバー
シチ受信回路の符号誤り率特性を示す図。
シチ受信回路の符号誤り率特性を示す図。
【図8】従来の検波後ダイバーシチ受信回路の構成例を
示すブロック図。
示すブロック図。
1 アンテナ 2,15 受信回路 3,14 乗算回路 4,22 減算回路 5 補正回路 6,21 S/N検出回路 7,12,23 重み係数演算回路 8,25 加算回路 9 識別回路 11 除算回路 13,24 遅延回路
Claims (6)
- 【請求項1】 フェージングに対して互いに独立な2系
統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第1お
よび第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第1および第2のS/N検出手段と、 前記第2のS/N検出手段の出力に対する前記第1のS
/N検出手段の出力の比Aを演算する除算手段と、 前記除算手段の出力Aから前記各系統の重み係数w1A,
w2Aを w1A=1/(1+A) w2A=A/(1+A) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1A,w2Aを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項2】 フェージングに対して互いに独立な2系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第1および第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第1および第2のS/N検出手段と、 前記第2のS/N検出手段の出力に対する前記第1のS
/N検出手段の出力の比を演算する除算手段と、 前記除算手段の出力を1シンボル期間遅延させる遅延手
段と、 前記除算手段の出力と遅延手段の出力の積Bを演算する
乗算手段と、 前記乗算手段の出力Bから前記各系統の重み係数w1B,
w2Bを w1B=1/(1+B) w2B=B/(1+B) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1B,w2Bを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項3】 フェージングに対して互いに独立な2系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第1および第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第1および第2のS/N検出手段と、 前記第1および第2のS/N検出手段の出力をそれぞれ
1シンボル期間遅延させる第1および第2の遅延手段
と、 前記第1および第2のS/N検出手段の出力と前記第1
および第2の遅延手段の出力の積をそれぞれ演算する第
1および第2の乗算手段と、 前記第2の乗算手段の出力に対する前記第1の乗算手段
の出力の比Cを演算する除算手段と、 前記除算手段の出力Cから前記各系統の重み係数w1C,
w2Cを w1C=1/(1+C) w2C=C/(1+C) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1C,w2Cを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項4】 フェージングに対して互いに独立な2系
統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第1お
よび第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値(対数の底は定数b)を検出する第1および第2の
S/N検出手段と、 前記第2のS/N検出手段の出力と前記第1のS/N検
出手段の出力の差Dを演算する減算手段と、 前記減算手段の出力Dから前記各系統の重み係数w1D,
w2Dを w1D=1/(1+bD) w2D=1/(1+b-D) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1D,w2Dを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項5】 フェージングに対して互いに独立な2系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第1および第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値(対数の底は定数b)を検出する第1および第2の
S/N検出手段と、 前記第2のS/N検出手段の出力に対する前記第1のS
/N検出手段の出力の差を演算する減算手段と、 前記減算手段の出力を1シンボル期間遅延させる遅延手
段と、 前記減算手段の出力と遅延手段の出力の和Eを演算する
加算手段と、 前記加算手段の出力Eから前記各系統の重み係数w1E,
w2Eを w1E=1/(1+bE) w2E=1/(1+b-E) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1E,w2Eを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項6】 フェージングに対して互いに独立な2系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第1および第2の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値(対数の底は定数b)を検出する第1および第2の
S/N検出手段と、 前記第1および第2のS/N検出手段の出力をそれぞれ
1シンボル期間遅延させる第1および第2の遅延手段
と、 前記第1および第2のS/N検出手段の出力と前記第1
および第2の遅延手段の出力の和をそれぞれ演算する第
1および第2の加算手段と、 前記第2の加算手段の出力と前記第1の加算手段の出力
の差Fを演算する減算手段と、 前記減算手段の出力Fから前記各系統の重み係数w1F,
w2Fを w1F=1/(1+bF) w2F=1/(1+b-F) の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数w1F,w2Fを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第1およ
び第2の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9059551A JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9059551A JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10256967A true JPH10256967A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=13116512
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9059551A Pending JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10256967A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007150468A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Toshiba Corp | ダイバーシチ受信装置 |
WO2009028711A1 (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Fujitsu Ten Limited | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
JP2009060441A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
JP2009088762A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 |
JP2012105083A (ja) * | 2010-11-10 | 2012-05-31 | Fujitsu Ltd | 受信装置 |
-
1997
- 1997-03-13 JP JP9059551A patent/JPH10256967A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US7961825B2 (en) | 2005-11-24 | 2011-06-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Diversity receiver and method |
WO2009028711A1 (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Fujitsu Ten Limited | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
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JP4551432B2 (ja) * | 2007-09-28 | 2010-09-29 | 富士通テン株式会社 | ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 |
JP2012105083A (ja) * | 2010-11-10 | 2012-05-31 | Fujitsu Ltd | 受信装置 |
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