JPH1023766A - Power inverter - Google Patents
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- JPH1023766A JPH1023766A JP8170364A JP17036496A JPH1023766A JP H1023766 A JPH1023766 A JP H1023766A JP 8170364 A JP8170364 A JP 8170364A JP 17036496 A JP17036496 A JP 17036496A JP H1023766 A JPH1023766 A JP H1023766A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置であ
り、特に太陽電池等の直流電源を交流電源に変換する電
力変換装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter for converting a DC power supply such as a solar cell into an AC power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、太陽電池などの自家発電源の直流
出力を交流に変換し、交流電圧を出力する電力変換装置
としては、例えば図８に示す、特開平６−３３２５５４
に開示された構成のものがある。このものは、太陽電池
１から入力される電圧値の変化する直流を昇圧制御回路
９の出力によって所定の大きさに昇圧し出力する昇圧回
路部８と、その昇圧回路部８からの入力を交流に変換し
て線路に出力するインバータ主回路部２と、を備えて構
成されている。2. Description of the Related Art Conventionally, as a power converter for converting a DC output of a self-generated power supply such as a solar cell into an AC and outputting an AC voltage, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-332554 shown in FIG.
Has the configuration disclosed in US Pat. The booster circuit unit 8 boosts a direct current of which voltage value changes from the solar cell 1 to a predetermined magnitude by an output of a booster control circuit 9 and outputs the boosted voltage. And an inverter main circuit section 2 for converting the output to a line and outputting the converted signal to a line.
【０００３】詳しくは、１は、直流電源としての太陽電
池であり、Ｄ５は、逆流防止ダイオードで、アノードが
太陽電池１の正極側に接続されている。Ｃ２は、電解コ
ンデンサによって形成された平滑用コンデンサで、一端
が逆流防止ダイオードＤ５のカソード、他端が太陽電池
１の負極側にそれぞれ接続されて太陽電池１からの出力
電圧を平滑し安定化している。More specifically, reference numeral 1 denotes a solar cell as a DC power supply, and D5 denotes a backflow prevention diode, whose anode is connected to the positive electrode side of the solar cell 1. C2 is a smoothing capacitor formed by an electrolytic capacitor, one end of which is connected to the cathode of the backflow prevention diode D5 and the other end of which is connected to the negative electrode side of the solar cell 1 to smooth and stabilize the output voltage from the solar cell 1. I have.
【０００４】昇圧回路部８は、トランジスタ等のスイッ
チ素子Ｑ０、リアクトルＬ１、ダイオードＤ０、Ｄ６を
有して構成されている。そして、平滑用コンデンサＣ２
の両端に接続され、太陽電池１からの直流電力が平滑用
コンデンサ３によって電圧が安定化されて入力される。
この昇圧回路部８は、出力端の出力電圧Ｖ２が昇圧制御
回路９によって検知されてスイッチング制御され、大き
さの変化する入力電圧を所定の電圧値に昇圧する。[0006] The booster circuit section 8 includes a switch element Q0 such as a transistor, a reactor L1, and diodes D0 and D6. And the smoothing capacitor C2
, And the DC power from the solar cell 1 is input after the voltage is stabilized by the smoothing capacitor 3.
The booster circuit unit 8 detects the output voltage V2 at the output terminal by the booster control circuit 9 and performs switching control to boost the input voltage whose magnitude changes to a predetermined voltage value.
【０００５】Ｃ０は、電解コンデンサによって形成され
た平滑用コンデンサで、両端がそれぞれ昇圧回路部８の
出力に接続されて昇圧のスイッチングによる高周波成分
を吸収し平滑化している。[0005] C0 is a smoothing capacitor formed by an electrolytic capacitor, both ends of which are connected to the output of the booster circuit section 8 to absorb and smooth the high-frequency components generated by the boosting switching.
【０００６】インバータ主回路部２は、スイッチ素子Ｑ
１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及び各スイッチ素子のそれぞれに
通電方向と逆方向に並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ
２、Ｄ３、Ｄ４と、ローパスフィルター用のリアクトル
Ｌ２、Ｌ３及びコンデンサＣ１とにより構成されてい
る。そして、昇圧回路部８からの出力である所定の電圧
値の直流が入力され、この直流を商用交流に電力変換し
出力する。The inverter main circuit section 2 includes a switch element Q
1, Q2, Q3, Q4 and each of the switch elements, diodes D1, D
2, D3 and D4, reactors L2 and L3 for a low-pass filter, and a capacitor C1. Then, a DC having a predetermined voltage value, which is an output from the booster circuit section 8, is input, and the DC is converted into a commercial AC power and output.
【０００７】ＳＷは、開閉器で、その一端がインバータ
主回路部２の一方の出力端子に、他端が、５の負荷の一
端に接続されている。また、この負荷５は、その他端が
インバータ主回路部２の他方の出力端子に接続されてい
る。４は商用電源で、負荷５の両端に接続されている。
従って、インバータ主回路部２の出力である交流電力
は、開閉器ＳＷを介して商用電力系統４に連系し負荷５
に供給される。なお、６は、インバータ制御回路で、太
陽電池１の出力電力をほぼ最大とし交流出力されるよう
に、インバータ主回路部２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、
Ｑ３、Ｑ４に対してパルス幅変調するゲート信号を生成
し制御するための制御回路である。SW is a switch, one end of which is connected to one output terminal of the inverter main circuit section 2 and the other end is connected to one end of a load 5. The other end of the load 5 is connected to the other output terminal of the inverter main circuit section 2. A commercial power supply 4 is connected to both ends of the load 5.
Therefore, the AC power output from the inverter main circuit unit 2 is connected to the commercial power system 4 via the switch SW, and is connected to the load 5.
Supplied to Reference numeral 6 denotes an inverter control circuit, which switches the switching elements Q1, Q2, and Q2 of the inverter main circuit unit 2 so that the output power of the solar cell 1 is substantially maximized and AC output is performed.
This is a control circuit for generating and controlling a gate signal that performs pulse width modulation on Q3 and Q4.
【０００８】上記の構成において、昇圧回路部８は、太
陽電池１からの出力電圧とインバータ主回路部２の商用
電源電圧との電位差を確保するために設けられるもの
で、１石式のチョッパ回路によって形成されている。従
って、その直流電圧の出力は、後段のインバータ主回路
部２によって、太陽電池１の出力を検知する電流センサ
ＣＴ１及び電圧センサＰＴ１と商用電力系統に向けての
出力を検知する電流センサＣＴ２及び電圧センサＰＴ２
からの検知信号がそれぞれインバータ制御回路６に入力
され演算され、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が
安定してスイッチングされる。そして、高周波成分を含
む正弦波に変換されて出力され、リアクトルＬ２、Ｌ３
及びコンデンサＣ１によるローパスフィルターによって
この高周波成分が除去され、電力変換されて負荷５に向
けて出力される。In the above configuration, the booster circuit section 8 is provided to secure a potential difference between the output voltage from the solar cell 1 and the commercial power supply voltage of the inverter main circuit section 2, and is a one-piece chopper circuit. Is formed by Therefore, the output of the DC voltage is supplied to the current sensor CT1 and the voltage sensor PT1 for detecting the output of the solar cell 1 and the current sensor CT2 and the voltage for detecting the output to the commercial power system by the inverter main circuit unit 2 at the subsequent stage. Sensor PT2
Are input to the inverter control circuit 6 for calculation, and the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are stably switched. Then, it is converted into a sine wave including a high frequency component and output, and the reactors L2 and L3
The high-frequency component is removed by a low-pass filter including a capacitor C1 and the power is converted and output to the load 5.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の回路
構成において各スイッチ素子及びダイオードのスイッチ
損失あるいはオン抵抗損失は、電力変換の変換効率を大
きく左右するものである。そして、電力変換効率の向上
を目的とした損失の低下のための昇圧回路の制御方法が
考案されている。その結果、複雑な回路構成によりコス
トの高いものとなった。By the way, in the above-mentioned circuit configuration, the switch loss or the on-resistance loss of each switch element and diode greatly affects the conversion efficiency of power conversion. Then, a control method of a booster circuit for reducing a loss for the purpose of improving power conversion efficiency has been devised. As a result, the cost was increased due to the complicated circuit configuration.
【００１０】本発明は、上記事由に鑑みてなしたもの
で、その目的とするところは、低いコストによって高い
電力変換効率の得られる電力変換装置を提供することに
ある。[0010] The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of obtaining high power conversion efficiency at low cost.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の電力変換装置は、直流電源から入力
される電圧値の変化する直流を所定の電圧値の交流に変
換して出力する電力変換装置であって、一方の対角の一
方の頂点が第１リアクトルを介して直流電源の一端に、
該頂点に対向する他方の頂点が前記直流電源の他端にそ
れぞれ接続され、他方の対角の２つ頂点のそれぞれが第
２リアクトル及び第３リアクトルの一端に接続されるス
イッチブリッジ部と、前記第２リアクトル及び第３リア
クトルの他端にその両端が接続されるコンデンサと、を
備え、前記スイッチブリッジ部の前記一方の対角の一方
の頂点に一端が接続されたスイッチ素子を商用電源に同
期し且つ互いに反転しオン、オフするとともに前記他方
の頂点に一端が接続されたスイッチ素子をそれぞれ交互
にオン、オフするパルス幅変調制御によって直流を商用
交流に変換して前記コンデンサの両端から出力すること
としている。これにより、直流が、一方の対角の一方の
頂点が第１リアクトルを介して直流電源の一端に、該頂
点に対向する他方の頂点が前記直流電源の他端にそれぞ
れ接続され、他方の対角の２つ頂点のそれぞれが第２リ
アクトル及び第３リアクトルの一端に接続されるスイッ
チブリッジ部の、一方の対角の一方の頂点に一端が接続
されたスイッチ素子が商用電源に同期し且つ互いに反転
しオン、オフするとともに他方の頂点に一端が接続され
たスイッチ素子のそれぞれが交互にオン、オフするパル
ス幅変調制御によって、第２リアクトル及び第３リアク
トルの他端にその両端が接続されるコンデンサの両端か
ら商用交流に変換し出力されるものとなる。In order to achieve the above object, a power converter according to claim 1 converts a direct current, which varies in voltage value input from a direct current power supply, into an alternating current having a predetermined voltage value. An output power converter, wherein one vertex of one diagonal is connected to one end of a DC power supply via a first reactor,
A switch bridge section in which the other apex opposite the apex is connected to the other end of the DC power source, and the other two diagonal apexes are respectively connected to one end of a second reactor and a third reactor; A capacitor having both ends connected to the other ends of the second reactor and the third reactor, and synchronizing a switch element having one end connected to one vertex of the one diagonal of the switch bridge section with a commercial power supply DC power is converted to commercial AC by pulse width modulation control for turning on and off each other and alternately turning on and off each of the switch elements having one end connected to the other vertex, and outputting the same from both ends of the capacitor. I have to do that. Thus, the direct current is connected such that one vertex of one diagonal is connected to one end of the DC power supply via the first reactor, and the other vertex opposed to the vertex is connected to the other end of the DC power supply. In a switch bridge section in which two vertexes of a corner are respectively connected to one end of a second reactor and a third reactor, a switch element having one end connected to one vertex of one diagonal is synchronized with a commercial power supply and mutually connected. Both ends are connected to the other end of the second reactor and the third reactor by pulse width modulation control in which each of the switch elements that are inverted and turned on and off and one end of which is connected to the other vertex are alternately turned on and off. Both ends of the capacitor are converted to commercial AC and output.
【００１２】また、請求項２記載の電力変換装置は、請
求項１記載の一方の対角の一方の頂点に一端が接続され
たスイッチ素子を、バイポーラ型素子によって形成する
こととしている。これにより、一方の対角の一方の頂点
に一端が接続されたスイッチ素子が、バイポーラ型素子
によって形成されるものとなる。According to a second aspect of the present invention, in the power converter, the switch element having one end connected to one vertex of the one diagonal is formed by a bipolar element. Thus, a switch element having one end connected to one vertex of one diagonal is formed by the bipolar element.
【００１３】また、請求項３記載の電力変換装置は、請
求項１又は２記載のパルス幅変調制御を、商用電源の半
周期において交流出力の電圧値の絶対値が前記直流電源
からの入力電圧より小さいときには前記他方の頂点に一
端が接続されたスイッチ素子のいずれか一方のみオン、
オフするパルス幅変調制御とし、交流出力の電圧値の絶
対値が前記直流電源からの入力電圧と大略等しいか大き
いときにはこれらのスイッチ素子のそれぞれを交互にオ
ン、オフするパルス幅変調制御としている。これによ
り、パルス幅変調制御が、商用電源の半周期の交流出力
の電圧値の絶対値が前記直流電源からの入力電圧より小
さいときの、前記他方の頂点に一端が接続されたスイッ
チ素子のいずれか一方のみオン、オフするパルス幅変調
制御と、交流出力の電圧値の絶対値が前記直流電源から
の入力電圧と大略等しいか大きいときの、これらのスイ
ッチ素子のそれぞれを交互にオン、オフするパルス幅変
調制御とによるものとなる。According to a third aspect of the present invention, there is provided the power conversion device, wherein the pulse width modulation control according to the first or second aspect is configured such that an absolute value of a voltage value of an AC output in a half cycle of a commercial power supply is equal to an input voltage from the DC power supply. When smaller, only one of the switch elements having one end connected to the other vertex is on,
When the absolute value of the voltage value of the AC output is substantially equal to or greater than the input voltage from the DC power supply, each of these switch elements is alternately turned on and off. Accordingly, when the pulse width modulation control is performed, when the absolute value of the voltage value of the AC output in a half cycle of the commercial power supply is smaller than the input voltage from the DC power supply, any one of the switch elements having one end connected to the other vertex. Pulse width modulation control for turning on or off only one of them, and when the absolute value of the voltage value of the AC output is substantially equal to or larger than the input voltage from the DC power supply, these switch elements are turned on and off alternately. This is based on pulse width modulation control.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、本発明の電力変換装置の第
１の実施の形態を図１乃至図４に基づいて、第２の実施
の形態を図５乃至図７に基づいてそれぞれ説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4, and a second embodiment will be described with reference to FIGS. .
【００１５】［第１の実施の形態］図１は、第１の実施
の形態の電力変換装置の回路構成図である。図２は、図
１に示す電力変換装置の要部であるスイッチブリッジ制
御部の構成図である。図３は、図１に示す電力変換装置
の要部であるスイッチブリッジ制御部の制御フローチャ
ートである。図４は、図１に示す電力変換装置のスイッ
チブリッジ制御部の動作説明の波形図である。[First Embodiment] FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power converter according to a first embodiment. FIG. 2 is a configuration diagram of a switch bridge control unit which is a main part of the power conversion device shown in FIG. FIG. 3 is a control flowchart of a switch bridge controller, which is a main part of the power converter shown in FIG. FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the switch bridge control unit of the power converter shown in FIG.
【００１６】この電力変換装置は、直流電源である太陽
電池１から入力される電圧値の変化する直流を、所定の
電圧値の交流に変換して出力する電力変換装置に相当す
る系統連系インバータ装置で、第１リアクトルＬ１と、
スイッチブリッジ部２と、第２リアクトルＬ２、第３リ
アクトルＬ３及びコンデンサＣ１を有するローパスフィ
ルタ３と、スイッチブリッジ制御部６とを主要構成部と
する。This power conversion device is a system interconnection inverter corresponding to a power conversion device that converts a direct current having a variable voltage value input from a solar cell 1 serving as a direct current power supply into an alternating current having a predetermined voltage value and outputs the alternating current. In the device, a first reactor L1;
The switch bridge unit 2, the low-pass filter 3 including the second reactor L2, the third reactor L3, and the capacitor C1, and the switch bridge control unit 6 are main components.
【００１７】スイッチブリッジ部２は、第１リアクトル
Ｌ１及び後述するローパスフィルタのコンデンサＣ１と
ともに使用されて、パルス幅変調制御によって、電圧値
の変化する直流を商用交流に系統連系し交流出力するた
めの電力変換を行うもので、ブリッジ接続されたスイッ
チ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４によって形成されてい
る。このスイッチブリッジ部２は、一方の対角の一方の
頂点２１が第１リアクトルＬ１を介して太陽電池１の一
端（正極）に、該頂点に対向する他方の頂点２３が太陽
電池１の他端（負極）にそれぞれ接続され、他方の対角
の２つ頂点２２、２４のそれぞれが後述するローパスフ
ィルタ３の第２リアクトルＬ２及び第３リアクトルＬ３
の一端に接続されている。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４のエミッタ、コレクタ間にはダイオードＤ１、
Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が、それぞれのエミッタ側がアノード
でコレクタ側がカソードになるように接続されている。
このダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は、スイッチ素
子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング動作のオフし
た瞬時に、エミッタとコレクタ間に発生する逆方向の起
電力の電圧によって各スイッチ素子のコレクタ、エミッ
タ間の絶縁が破壊されるのを防止するものである。The switch bridge unit 2 is used together with the first reactor L1 and a capacitor C1 of a low-pass filter, which will be described later, to systematically connect a DC whose voltage value changes to a commercial AC and output an AC through a pulse width modulation control. , And is formed by switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 connected in a bridge. The switch bridge unit 2 is configured such that one vertex 21 of one diagonal is connected to one end (positive electrode) of the solar cell 1 via the first reactor L1 and the other vertex 23 facing the vertex is the other end of the solar cell 1 (Negative electrode), and each of the other two vertexes 22 and 24 of the other diagonal is connected to a second reactor L2 and a third reactor L3 of the low-pass filter 3 described later.
Is connected to one end. Switch elements Q1, Q2, Q
3. A diode D1, between the emitter and collector of Q4,
D2, D3, and D4 are connected such that the emitter side is an anode and the collector side is a cathode.
The diodes D1, D2, D3, and D4 are connected to the collectors of the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 at the moment when the switching operation of the switch elements is turned off, by the voltage of the reverse electromotive force generated between the emitter and the collector. This prevents the insulation between the emitters from being destroyed.
【００１８】また、このスイッチブリッジ部２は、スイ
ッチ素子Ｑ１、Ｑ３がバイポーラ型スイッチトランジス
タ素子により、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４がＩＧＢＴ素子
によって構成されている。このＩＧＢＴ素子は、ＭＯＳ
ＦＥＴ素子の持つ高速応答性及び電圧駆動型の特徴と、
バイポーラ型トランジスタの低飽和電圧特性の特徴とを
有し、高い周波数によるスイッチング制御が可能でオン
抵抗の小さいパワー制御素子である。また、バイポーラ
型スイッチトランジスタは、ＩＧＢＴ素子に比べてより
低い飽和電圧特性の特徴を有し、本案における商用周波
数程度のスイッチング制御に最適なものである。In the switch bridge section 2, the switch elements Q1 and Q3 are constituted by bipolar switch transistor elements, and the switch elements Q2 and Q4 are constituted by IGBT elements. This IGBT element is a MOS
High-speed response and voltage-driven characteristics of the FET element,
This is a power control element having characteristics of low saturation voltage characteristics of a bipolar transistor, capable of high-frequency switching control, and having a low on-resistance. Further, the bipolar switch transistor has a characteristic of a lower saturation voltage characteristic than the IGBT element, and is most suitable for the switching control at about the commercial frequency in the present invention.
【００１９】第１リアクトルＬ１は、前記スイッチブリ
ッジ部２の各スイッチ素子の全てがスイッチング動作で
オフした瞬時において電荷を蓄積した後、所定のスイッ
チ素子がオンしたときにローパスフィルタ３に向けてこ
の電荷を出力する機能を有する。The first reactor L1 accumulates electric charges at the moment when all of the switch elements of the switch bridge unit 2 are turned off by the switching operation, and then directs the electric charge toward the low-pass filter 3 when a predetermined switch element is turned on. It has a function of outputting electric charge.
【００２０】ローパスフィルタ３は、スイッチブリッジ
部２の各スイッチ素子のスイッチング動作により発生す
る高周波電流ノイズが配線線路に放出されるのを阻止す
るためのもので、第２リアクトルＬ２と、第３リアクト
ルＬ３と、コンデンサＣ１とを有している。そして、第
２リアクトルＬ２及び第３リアクトルＬ３の一端が前記
スイッチブリッジ部２の他方の対角の２つ頂点２２、２
４のそれぞれに、他端がコンデンサＣ１の両端にそれぞ
れ接続されている。このローパスフィルタ３は、スイッ
チブリッジ部２から高周波成分を含む交流電流を入力
し、高周波電流成分を除去して平滑化し出力する。な
お、コンデンサＣ１は、スイッチブリッジ部２のスイッ
チ素子のパルス幅変調制御による電力変換において、前
記第１リアクトルＬ１によって蓄積された電荷を受けて
蓄積し、交流電力として出力する機能も有する。The low-pass filter 3 is for preventing high-frequency current noise generated by the switching operation of each switch element of the switch bridge section 2 from being emitted to the wiring line, and includes a second reactor L2 and a third reactor L2. L3 and a capacitor C1. One end of the second reactor L2 and one end of the third reactor L3 are connected to two vertices 22 and 2 of the other diagonal of the switch bridge unit 2.
4 has the other end connected to both ends of the capacitor C1. The low-pass filter 3 receives an alternating current including a high-frequency component from the switch bridge unit 2, removes the high-frequency current component, smoothes the output, and outputs the result. Note that the capacitor C1 also has a function of receiving and accumulating the electric charge accumulated by the first reactor L1 and outputting it as AC power in power conversion by pulse width modulation control of the switch element of the switch bridge unit 2.
【００２１】スイッチブリッジ制御部６は、スイッチブ
リッジ部２の各スイッチ素子をパルス幅変調制御するゲ
ート信号を生成するためのもので、図２に示すように、
中央演算部６１を中心にして、記憶部６２、ＡＤ変換部
６３、出力部６４を有するワンチップマイクロコンピュ
ータによって形成されている。このスイッチブリッジ制
御部６には、太陽電池１の出力を検知する電流センサＣ
Ｔ１からの直流電流信号Ｉｉ、電圧センサＰＴ１からの
直流電圧信号Ｖｉ、商用電力系統４に向けての出力を検
知する電流センサＣＴ２からの交流電流信号Ｉｏ、電圧
センサＰＴ２からの交流電圧信号Ｖｏの各検知信号が、
ＡＤ変換部６３にそれぞれ入力される。そして、記憶部
６２に記憶された所定のプログラムにより、中央演算部
６１によって、Ｖｉ、Ｉｉ、Ｖｏ、Ｉｏの各信号がＡＤ
変換された後演算され、出力部６４からスイッチブリッ
ジ部２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート
に向けて、制御パルス信号ｓＱ１、ｓＱ２、ｓＱ３、ｓ
Ｑ４を出力する。The switch bridge control unit 6 is for generating a gate signal for performing pulse width modulation control of each switch element of the switch bridge unit 2, and as shown in FIG.
It is formed by a one-chip microcomputer having a storage unit 62, an AD conversion unit 63, and an output unit 64 with the central processing unit 61 at the center. The switch bridge controller 6 includes a current sensor C for detecting the output of the solar cell 1.
A DC current signal Ii from T1, a DC voltage signal Vi from the voltage sensor PT1, an AC current signal Io from the current sensor CT2 for detecting an output to the commercial power system 4, and an AC voltage signal Vo from the voltage sensor PT2. Each detection signal is
The signals are input to the AD converter 63, respectively. Then, according to a predetermined program stored in the storage unit 62, the central processing unit 61 converts each signal of Vi, Ii, Vo, and Io into an AD signal.
After the conversion, the operation is performed, and control pulse signals sQ1, sQ2, sQ3, s are output from the output unit 64 to the gates of the switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 of the switch bridge unit 2.
Output Q4.
【００２２】上記の構成による電力変換装置は、ローパ
スフィルタ３のコンデンサＣ１の両端が、適宜開閉器Ｓ
Ｗ等を介して負荷５の両端に接続され、商用電力系統４
とともに系統連系し交流電力を供給する。なお、スイッ
チブリッジ部２の前段には、従来例と同じく逆流防止ダ
イオード、平滑用コンデンサを適宜設けてもよい。In the power converter having the above-described configuration, both ends of the capacitor C1 of the low-pass filter 3 are appropriately connected to the switch S
Connected to both ends of the load 5 via the W
In addition, the system is interconnected to supply AC power. Note that a backflow prevention diode and a smoothing capacitor may be appropriately provided in a stage preceding the switch bridge unit 2 as in the conventional example.
【００２３】次に、以上説明した電力変換装置によって
太陽電池１の直流電源を交流電源に変換する動作につい
て説明する。Next, the operation of converting the DC power of the solar cell 1 into the AC power by the power converter described above will be described.
【００２４】太陽電池１から直流電力が出力されると、
電圧センサＰＴ１からスイッチブリッジ制御部６に向け
て直流電圧信号Ｖｉが入力される。そして、直流電圧信
号Ｖｉが所定の電圧値以上になったことが検知される
と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート信号
作成処理のプログラムがスタートする。When DC power is output from the solar cell 1,
The DC voltage signal Vi is input from the voltage sensor PT1 to the switch bridge control unit 6. Then, when it is detected that the DC voltage signal Vi has become equal to or higher than a predetermined voltage value, a program for a gate signal creation process of the switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 starts.
【００２５】そして、まず、商用電力系統４からの商用
電源の交流電圧信号Ｖｏの電圧の正負が判定され、この
正負の条件によってスイッチブリッジ部２の、一方の対
角の一方の頂点２１に一端が接続されたスイッチ素子Ｑ
１、Ｑ３を商用電源に同期し且つ互いに反転しオン、オ
フする。First, it is determined whether the voltage of the AC voltage signal Vo of the commercial power supply from the commercial power system 4 is positive or negative, and one end of the switch bridge unit 2 is connected to one vertex 21 of one diagonal of the switch bridge unit 2 according to the positive or negative condition. Is connected to the switching element Q
1. Synchronize Q3 with the commercial power supply and invert each other to turn on and off.
【００２６】次いで、交流電流信号ＩｏをＡＤ変換さ
せ、このＡＤ変換後のデータと、予め記憶されている正
弦波基準波ｆ２’の波形データとの差を演算し、出力す
べき正弦波基準波ｆ２の波形データを生成する。次い
で、この正弦波基準波ｆ２の波形データと予め記憶され
ている三角波基準波ｆ１の波形データとを比較し、スイ
ッチブリッジ部２の他方の頂点２３に一端が接続されて
いるスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をそれぞれ交互にオン、オ
フする合計時間ｔ１を所定のプログラムに基づいて演算
する。Next, the AC current signal Io is AD-converted, the difference between the AD-converted data and the waveform data of the sine-wave reference wave f2 'stored in advance is calculated, and the sine-wave reference wave to be output is calculated. Generate the waveform data of f2. Next, the waveform data of the sine wave reference wave f2 is compared with the previously stored waveform data of the triangular wave reference wave f1, and the switch elements Q2, Q4, one ends of which are connected to the other vertex 23 of the switch bridge unit 2, are connected. Are alternately turned on and off, respectively, based on a predetermined program.
【００２７】次いで、例えばスイッチ素子Ｑ１の信号の
オンオフを検知し、スイッチ素子Ｑ１の信号がオンであ
ればスイッチ素子Ｑ２及びＱ４の順にそれぞれｔ１／２
の時間ずつオンし、スイッチ素子Ｑ１の信号がオフであ
ればスイッチ素子Ｑ４及びＱ２の順にそれぞれｔ１／２
の時間ずつオンする、パルス幅変調制御信号を出力す
る。Next, for example, the on / off state of the signal of the switch element Q1 is detected, and if the signal of the switch element Q1 is on, the switching elements Q2 and Q4 are respectively t1 / 2.
, And if the signal of the switching element Q1 is off, the switching elements Q4 and Q2 are in the order of t1 / 2, respectively.
And outputs a pulse width modulation control signal that is turned on by time.
【００２８】例えば、スイッチ素子Ｑ１がオンで、スイ
ッチ素子Ｑ２がｔ１／２の時間オンすることによって、
太陽電池１、第１リアクトルＬ１、スイッチ素子Ｑ１、
スイッチ素子Ｑ２のループに電流が流れ第１リアクトル
Ｌ１に電荷が蓄積される。次いで、スイッチ素子Ｑ２を
オフするとともにスイッチ素子Ｑ４をｔ１／２の時間だ
けオンすることによって、太陽電池１と第１リアクトル
Ｌ１との電荷を加えた分の電流がスイッチ素子Ｑ１、ロ
ーパスフィルタ３、スイッチ素子Ｑ４のループに流れ
る。その結果、ローパスフィルタ３のコンデンサＣ１の
両端に充電すると同時に電力として放電される。この電
力出力のレベル調節は、前記ｔ１の時間を大きくするこ
とによって第１リアクトルＬ１に蓄積される電荷が増加
し出力電力を増加させることができ、小さくすることに
よって第１リアクトルＬ１に蓄積される電荷が減少し出
力電力を低減させることができる。すなわち、このｔ１
の時間の長さによって、リアクトルＬ１への蓄積エネル
ギーが調節でき出力電力に反映してコンデンサＣ１に供
給する電力そのものが調節でき、結果として出力電力が
調節できるのである。For example, when the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned on for a time t1 / 2,
Solar cell 1, first reactor L1, switch element Q1,
A current flows through the loop of the switching element Q2, and the electric charge is accumulated in the first reactor L1. Next, the switching element Q2 is turned off and the switching element Q4 is turned on only for a time period of t1 / 2, so that the current corresponding to the added charge of the solar cell 1 and the first reactor L1 is increased by the switching element Q1, the low-pass filter 3, It flows into the loop of the switch element Q4. As a result, both ends of the capacitor C1 of the low-pass filter 3 are charged and simultaneously discharged as power. In the power output level adjustment, the charge stored in the first reactor L1 is increased by increasing the time t1, and the output power can be increased. By decreasing the time t1, the power is accumulated in the first reactor L1. The charge is reduced, and the output power can be reduced. That is, this t1
, The energy stored in the reactor L1 can be adjusted, the power itself supplied to the capacitor C1 reflected on the output power can be adjusted, and as a result, the output power can be adjusted.
【００２９】以上のように、スイッチブリッジ制御部６
は、商用電力系統４からの商用電源の交流電圧信号Ｖｏ
を入力し、直流電流信号Ｉｉ及び直流電圧信号Ｖｉと交
流電流信号Ｉｏ及び交流電圧信号Ｖｏの各検知信号によ
り、所定のプログラムに基づいて商用電源に同期すると
ともに前記の交互にオン、オフする合計時間ｔ１を演算
し、０〜大略３００Ｖまで電圧値が変化する太陽電池１
の直流電力が高効率にて交流電力に変換されるように、
スイッチブリッジ部２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４をパルス幅変調制御する。As described above, the switch bridge controller 6
Is an AC voltage signal Vo of a commercial power supply from the commercial power system 4.
Is input, and the respective detection signals of the DC current signal Ii and the DC voltage signal Vi and the AC current signal Io and the AC voltage signal Vo are used to synchronize with the commercial power supply based on a predetermined program and to alternately turn on and off the total. The solar cell 1 which calculates the time t1 and changes the voltage value from 0 to approximately 300 V
DC power is converted to AC power with high efficiency,
Switch elements Q1, Q2, Q of switch bridge unit 2
3. Pulse width modulation control of Q4.
【００３０】そして、上記のパルス幅変調制御による交
流出力は、スイッチング動作による高周波電流成分を含
んでローパスフィルタ３のコンデンサＣ１に印加される
が、この高周波電流成分は、第２リアクトルＬ２及び第
３リアクトルＬ３によってその通過が大略阻止され、コ
ンデンサＣ１によって、前記第１リアクトルＬ１により
蓄積された電荷と前記にて阻止されない高周波電流成分
の電荷とが蓄積され、平滑化されて出力電流Ｉｏとして
出力される。この出力Ｉｏは、商用電力系統４からの供
給電流Ｉｕと合成され、負荷電流ＩＬとして負荷５に入
力されるものとなる。The AC output obtained by the above-described pulse width modulation control is applied to the capacitor C1 of the low-pass filter 3 including the high-frequency current component caused by the switching operation. The high-frequency current component is applied to the second reactor L2 and the third reactor L2. The passage thereof is substantially blocked by the reactor L3, and the charge accumulated by the first reactor L1 and the charge of the high-frequency current component not blocked by the capacitor C1 are accumulated, smoothed, and output as the output current Io. You. This output Io is combined with the supply current Iu from the commercial power system 4 and input to the load 5 as the load current IL.
【００３１】次に、以上説明した電力変換装置のスイッ
チ制御部６によるスイッチブリッジ部２のスイッチ素子
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をパルス幅変調制御させる動作
について図３のフローチャートを参照して説明する。Next, the operation of controlling the pulse width modulation of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 of the switch bridge unit 2 by the switch control unit 6 of the power converter described above will be described with reference to the flowchart of FIG. .
【００３２】スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲ
ート信号作成処理のプログラムがスタートすると、ま
ず、交流電圧信号Ｖｏによって系統連系する商用電力系
統４からの商用電源電圧の正負が判定される（ステップ
１）。そして、正であればスイッチ素子Ｑ１のゲート信
号をＨｉｇｈとしてスイッチ素子Ｑ１をオンする（ステ
ップ２）とともにスイッチ素子Ｑ３のゲート信号をＬｏ
ｗとしてスイッチ素子Ｑ３をオフする（ステップ３）。
また、負であればスイッチ素子Ｑ１をオフする（ステッ
プ４）とともにスイッチ素子Ｑ３をオンする（ステップ
５）。When the program for the gate signal generation processing of the switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 starts, first, the polarity of the commercial power supply voltage from the commercial power system 4 connected to the system is determined by the AC voltage signal Vo ( Step 1). If positive, the gate signal of the switch element Q1 is set to High to turn on the switch element Q1 (step 2), and the gate signal of the switch element Q3 is set to Lo.
The switch element Q3 is turned off as w (step 3).
If it is negative, the switch element Q1 is turned off (step 4) and the switch element Q3 is turned on (step 5).
【００３３】次いで、交流電流信号ＩｏをＡＤ変換させ
る（ステップ６）。そして、このＡＤ変換後のデータ
と、予め記憶されている正弦波基準波ｆ２’の波形デー
タとの差を演算し正弦波基準波ｆ２の波形データを生成
する。（ステップ７）。次いで、正弦波基準波ｆ２のデ
ータと予め記憶されている三角波基準値データｆ１とを
比較し、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をそれぞれ交互にオ
ン、オフする合計時間ｔ１を演算する（ステップ８）。
そして、前記ステップＳ１における判断の結果をスイッ
チ素子Ｑ１のオンオフによって参照する（ステップ
９）。そして、スイッチ素子Ｑ１がオンであればスイッ
チ素子Ｑ２をｔ１／２だけオンし（ステップ１０）、次
いでスイッチ素子Ｑ４をｔ１／２だけオンする（ステッ
プ１１）。また、スイッチ素子Ｑ１がオフであればスイ
ッチ素子Ｑ４をｔ１／２だけオンし（ステップ１２）、
次いでスイッチ素子Ｑ２をｔ１／２だけオンする（ステ
ップ１３）。Next, the AC current signal Io is AD-converted (step 6). Then, a difference between the data after the AD conversion and the waveform data of the sine wave reference wave f2 ′ stored in advance is calculated to generate the waveform data of the sine wave reference wave f2. (Step 7). Next, the data of the sine wave reference wave f2 is compared with the previously stored triangular wave reference value data f1, and a total time t1 for turning on and off the switching elements Q2 and Q4 alternately is calculated (step 8).
Then, the result of the determination in step S1 is referred to by turning on / off the switching element Q1 (step 9). If the switch element Q1 is on, the switch element Q2 is turned on for t1 / 2 (step 10), and then the switch element Q4 is turned on for t1 / 2 (step 11). If the switch element Q1 is off, the switch element Q4 is turned on for t1 / 2 (step 12).
Next, the switching element Q2 is turned on for t1 / 2 (step 13).
【００３４】なお、電力変換の出力レベルは、上記のプ
ログラム以外の図示しないプログラムにより、正弦波基
準波ｆ２’のデータの変更によってｔ１の時間を加減す
ることにより調節することができる。The output level of the power conversion can be adjusted by changing the data of the sine wave reference wave f2 'by adjusting the time of t1 by a program (not shown) other than the above program.
【００３５】以上説明した電力変換装置によると、直流
が、一方の対角の一方の頂点２１が第１リアクトルＬ１
を介して太陽電池１の一端に、該頂点２１に対向する他
方の頂点２２が太陽電池１の他端にそれぞれ接続され、
他方の対角の２つ頂点２３、２４のそれぞれが第２リア
クトルＬ２及び第３リアクトルＬ３の一端に接続される
スイッチブリッジ部２の、一方の対角の一方の頂点２１
に一端が接続されたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が商用電源
に同期し且つ互いに反転しオン、オフするとともに他方
の頂点２３に一端が接続されたスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４
のそれぞれが交互にオン、オフするパルス幅変調制御に
よって、第２リアクトルＬ２及び第３リアクトルＬ３の
他端にその両端が接続されるコンデンサＣ１の両端から
商用交流に変換し出力されるものとなるので、従来例
の、直流電圧の昇圧の為のスイッチ素子Ｑ０が不要とな
るとともにスイッチ損失あるいはオン抵抗損失が無くな
り、装置が低いコストによって高い電力変換効率の得ら
れるものとなる。また、一方の対角の一方の頂点２１に
一端が接続されたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が、バイポー
ラ型スイッチトランジスタ素子によって形成されるもの
となるので、オン抵抗損失がより少ないものとなって電
力変換効率が更に向上する。According to the power converter described above, the direct current is applied to the first reactor L1
Is connected to one end of the solar cell 1, and the other apex 22 facing the apex 21 is connected to the other end of the solar cell 1,
One apex 21 of one diagonal of switch bridge portion 2 in which each of two vertices 23 and 24 of the other diagonal are connected to one end of second reactor L2 and one end of third reactor L3, respectively.
The switch elements Q1 and Q3, one ends of which are connected to the commercial power supply, are turned on and off in synchronization with each other and inverted, and the switch elements Q2 and Q4 whose one ends are connected to the other vertex 23 are connected.
Are alternately turned on and off by pulse width modulation control, and are converted to commercial AC from both ends of a capacitor C1 whose both ends are connected to the other ends of the second reactor L2 and the third reactor L3, and output. Therefore, the switching element Q0 for boosting the DC voltage, which is required in the conventional example, becomes unnecessary, and the switch loss or the on-resistance loss is eliminated, so that the power conversion efficiency can be obtained at a low cost for the device. In addition, since the switching elements Q1 and Q3 each having one end connected to one vertex 21 of one diagonal are formed by bipolar switch transistor elements, on-resistance loss is further reduced and power conversion is performed. The efficiency is further improved.
【００３６】［第２の実施の形態］図５は、第２の実施
の形態の電力変換装置の回路構成図である。図６は、図
５に示す電力変換装置の要部であるスイッチブリッジ制
御部の信号通過制限回路の構成図である。図７は、信号
通過制限回路の動作説明の波形図である。[Second Embodiment] FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a power converter according to a second embodiment. FIG. 6 is a configuration diagram of a signal passage limiting circuit of a switch bridge control unit, which is a main part of the power conversion device shown in FIG. FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the signal passage limiting circuit.
【００３７】この電力変換装置は、スイッチブリッジ制
御部６の構成のみが第１の実施の形態のものと異なるも
ので、他の構成部材は第１の実施の形態のものと同一で
ある。This power conversion apparatus differs from the first embodiment only in the configuration of the switch bridge control unit 6, and the other components are the same as those in the first embodiment.
【００３８】このもののスイッチブリッジ制御部６は、
第１の実施の形態のものの出力部６４の出力端とスイッ
チ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲートとの間に、スイ
ッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲートに向けての制
御パルス信号ｓＱ１、ｓＱ２、ｓＱ３、ｓＱ４の通過を
制限する信号通過制限回路７を設けている。そして、こ
の信号通過制限回路７は、出力部６４の出力端に設置さ
れて、第１の実施の形態のパルス幅変調制御を、商用電
力系統４の商用電源の半周期において交流出力の電圧値
Ｖｏの絶対値が太陽電池１からの入力電圧Ｖｉより小さ
いときには前記他方の頂点２３に一端が接続されたスイ
ッチ素子Ｑ２、Ｑ４のいずれか一方のみオン、オフする
パルス幅変調制御とし、交流出力の電圧値Ｖｏの絶対値
が太陽電池１からの入力電圧Ｖｉと大略等しいか大きい
ときにはこれらのスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４のそれぞれを
交互にオン、オフするパルス幅変調制御としている。[0038] The switch bridge control unit 6 has
Between the output terminal of the output section 64 of the first embodiment and the gates of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, a control pulse signal sQ1 directed to the gates of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4. , SQ2, sQ3, and sQ4. The signal passage limiting circuit 7 is provided at the output end of the output unit 64, and performs the pulse width modulation control of the first embodiment to control the AC output voltage value in a half cycle of the commercial power supply of the commercial power system 4. When the absolute value of Vo is smaller than the input voltage Vi from the solar cell 1, only one of the switch elements Q2 and Q4, one end of which is connected to the other vertex 23, is turned on and off to perform pulse width modulation control. When the absolute value of the voltage value Vo is substantially equal to or larger than the input voltage Vi from the solar cell 1, pulse width modulation control is performed to alternately turn on and off each of these switch elements Q2 and Q4.
【００３９】そして、このものにおいては、図６に示す
ように、交流電圧信号Ｖｏが非反転入力に入力され所定
の基準電圧Ｅ１を出力する基準電源７２が反転入力に入
力される比較器７１、該比較器７１の出力と制御パルス
信号ｓＱ３とが入力されるＯＲゲート７３、該ＯＲゲー
ト７３の出力と制御パルス信号ｓＱ２とが入力されるＡ
ＮＤゲート７４と、交流電圧信号Ｖｏが反転入力に入力
され前記基準電圧Ｅ１と逆極性電圧Ｅ２を出力する基準
電源７６が非反転入力に入力される比較器７５、該比較
器７５の出力と制御パルス信号ｓＱ１とが入力されるＯ
Ｒゲート７７、該ＯＲゲート７７の出力と制御パルス信
号ｓＱ４とが入力されるＡＮＤゲート７８と、によって
構成されている。そして、ＡＮＤゲート７４からスイッ
チ素子Ｑ２の制御パルス信号ｓＱ２’、ＡＮＤゲート７
８からスイッチ素子Ｑ４の制御パルス信号ｓＱ４’をそ
れぞれ出力する。また、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３はこの
信号通過制限回路７をそのまま通過する制御パルス信号
ｓＱ１、ｓＱ３によって制御される。なお、信号通過制
限回路７は、上記のものに限定するものでなく、例えば
マイクロコンピュータを使用して構成しても良い。In this case, as shown in FIG. 6, a comparator 71 in which an AC voltage signal Vo is inputted to a non-inverting input and a reference power supply 72 for outputting a predetermined reference voltage E1 is inputted to an inverting input, An OR gate 73 to which the output of the comparator 71 and the control pulse signal sQ3 are input, and an A to which the output of the OR gate 73 and the control pulse signal sQ2 are input.
An ND gate 74, a comparator 75 to which an AC voltage signal Vo is input to an inverting input and a reference power supply 76 for outputting the reference voltage E1 and a reverse polarity voltage E2 are input to a non-inverting input, and the output and control of the comparator 75 O to which the pulse signal sQ1 is input
It comprises an R gate 77, and an AND gate 78 to which the output of the OR gate 77 and the control pulse signal sQ4 are input. Then, the control pulse signal sQ2 ′ of the switch element Q2 is output from the AND gate 74, and the AND gate 7
8 outputs a control pulse signal sQ4 ′ for the switch element Q4. The switch elements Q1 and Q3 are controlled by control pulse signals sQ1 and sQ3 that pass through the signal passage limiting circuit 7 as they are. Note that the signal passage limiting circuit 7 is not limited to the above-described one, and may be configured using, for example, a microcomputer.
【００４０】次に、以上説明した電力変換装置の信号通
過制限回路７を使用したスイッチ制御部６により、スイ
ッチブリッジ部２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ
４をパルス幅変調制御させる動作について図７の波形図
を参照して説明する。なお、基準電源７２の基準電圧Ｅ
１及び基準電源７６の基準電圧Ｅ２は、 ■Ｅ１■＝■Ｅ２■＝Ｖｉ（直流電圧信号） に設定している。Next, the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q of the switch bridge section 2 are controlled by the switch control section 6 using the signal passing restriction circuit 7 of the power converter described above.
4 will be described with reference to the waveform diagram of FIG. The reference voltage E of the reference power supply 72
1 and the reference voltage E2 of the reference power source 76 are set as follows: {E1} = {E2} = Vi (DC voltage signal).
【００４１】まず、スイッチ素子Ｑ１がオン、Ｑ３がオ
フの期間において、Ｅ１＞Ｖｏのときには、ＡＮＤゲー
ト７８からスイッチ素子Ｑ４の制御パルス信号ｓＱ４が
そのまま出力される。そして、スイッチ素子Ｑ２の制御
パルス信号ｓＱ２は、比較器７１の出力とスイッチ素子
Ｑ３の制御パルス信号ｓＱ３の出力がＬｏｗのため、Ａ
ＮＤゲート７４からは出力されない。また、Ｅ１＜Ｖｏ
のときには、比較器７１の出力がＨｉｇｈとなることに
よって、ＡＮＤゲート７４からスイッチ素子Ｑ２の制御
パルス信号ｓＱ２がそのまま出力される。また、一方、
スイッチ素子Ｑ３がオン、Ｑ１がオフの期間において、
Ｅ２＜Ｖｏのときには、ＡＮＤゲート７４からスイッチ
素子Ｑ２の制御パルス信号ｓＱ２がそのまま出力され
る。そして、スイッチ素子Ｑ４の制御パルス信号ｓＱ４
は、比較器７５の出力とスイッチ素子Ｑ１の制御パルス
信号ｓＱ１の出力がＬｏｗのため、ＡＮＤゲート７８か
らは出力されない。また、Ｅ２＞Ｖｏのときには、比較
器７５の出力がＨｉｇｈとなることによって、ＡＮＤゲ
ート７８からスイッチ素子Ｑ４の制御パルス信号ｓＱ４
がそのまま出力される。First, when E1> Vo during the period when the switching element Q1 is on and the switching element Q3 is off, the control pulse signal sQ4 for the switching element Q4 is output from the AND gate 78 as it is. Since the output of the comparator 71 and the output of the control pulse signal sQ3 of the switch element Q3 are low, the control pulse signal sQ2 of the switch element Q2 is A
No signal is output from the ND gate 74. Also, E1 <Vo
In this case, the output of the comparator 71 becomes High, and the control pulse signal sQ2 of the switch element Q2 is output from the AND gate 74 as it is. Also, on the other hand,
During the period when the switch element Q3 is on and Q1 is off,
When E2 <Vo, the control pulse signal sQ2 of the switch element Q2 is output from the AND gate 74 as it is. Then, the control pulse signal sQ4 of the switch element Q4
Is not output from the AND gate 78 because the output of the comparator 75 and the output of the control pulse signal sQ1 of the switch element Q1 are Low. When E2> Vo, the output of the comparator 75 becomes High, and the control pulse signal sQ4 of the switch element Q4 is output from the AND gate 78.
Is output as is.
【００４２】以上の結果、図７に示すように、第１リア
クトルＬ１にエネルギーを蓄えるためのスイッチ素子Ｑ
２、Ｑ４のスイッチング動作の期間は、各周期にて２×
ｔ２の時間減少することとなり、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ
４で発生するスイッチ損失あるいはオン抵抗損失が更に
低減する。As a result, as shown in FIG. 7, the switching element Q for storing energy in the first reactor L1
2. The switching operation period of Q4 is 2 ×
The time t2 is reduced, and the switching elements Q2, Q2
4 further reduces switch loss or on-resistance loss.
【００４３】以上説明した電力変換装置によると、パル
ス幅変調制御が、商用電源の半周期の交流出力の電圧値
Ｖｏの絶対値が太陽電池１からの入力電圧Ｖｉより小さ
いときの、前記他方の頂点２３に一端が接続されたスイ
ッチ素子Ｑ２、Ｑ３のいずれか一方のみオン、オフする
パルス幅変調制御と、交流出力の電圧値Ｖｏの絶対値が
太陽電池１からの入力電圧Ｖｉと大略等しいか大きいと
きの、これらのスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４のそれぞれを交
互にオン、オフするパルス幅変調制御とによるものとな
るので、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４で発生するスイッチ損
失あるいはオン抵抗損失がより少ないものとなって電力
変換効率が更に向上する。According to the power converter described above, the pulse width modulation control is performed when the absolute value of the voltage value Vo of the AC output in a half cycle of the commercial power supply is smaller than the input voltage Vi from the solar cell 1. Pulse width modulation control for turning on or off only one of the switch elements Q2 and Q3 having one end connected to the vertex 23, and whether the absolute value of the AC output voltage value Vo is substantially equal to the input voltage Vi from the solar cell 1 When it is large, the switching elements Q2 and Q4 are turned on and off alternately by pulse width modulation control, so that the switching loss or on-resistance loss generated in the switching elements Q2 and Q4 is reduced. As a result, the power conversion efficiency is further improved.
【００４４】[0044]
【発明の効果】請求項１記載の電力変換装置は、直流
が、一方の対角の一方の頂点が第１リアクトルを介して
直流電源の一端に、該頂点に対向する他方の頂点が前記
直流電源の他端にそれぞれ接続され、他方の対角の２つ
頂点のそれぞれが第２リアクトル及び第３リアクトルの
一端に接続されるスイッチブリッジ部の、一方の対角の
一方の頂点に一端が接続されたスイッチ素子が商用電源
に同期し且つ互いに反転しオン、オフするとともに他方
の頂点に一端が接続されたスイッチ素子のそれぞれが交
互にオン、オフするパルス幅変調制御によって、第２リ
アクトル及び第３リアクトルの他端にその両端が接続さ
れるコンデンサの両端から商用交流に変換し出力される
ものとなるので、従来例の、直流電圧の昇圧の為のスイ
ッチ素子が不要となるとともにスイッチ損失あるいはオ
ン抵抗損失が無くなり、装置が低いコストによって高い
電力変換効率の得られるものとなる。According to a first aspect of the present invention, in the power converter, one of the vertexes of one diagonal is connected to one end of a DC power supply via the first reactor, and the other is connected to the vertexes of the DC power supply. One end is connected to one vertex of one diagonal of the switch bridge section, which is connected to the other end of the power supply and the two vertexes of the other diagonal are respectively connected to one end of the second reactor and the third reactor. The second reactor and the second reactor are controlled by pulse width modulation control in which the switch elements are turned on and off in synchronization with the commercial power supply and inverted with each other, and each of the switch elements having one end connected to the other vertex is alternately turned on and off. Since the three ends are connected to the other end of the reactor and converted to commercial AC from both ends of a capacitor connected to both ends thereof, the output is converted to a commercial AC. Therefore, the switch element for boosting the DC voltage in the conventional example is unnecessary. Together eliminates switching losses or the on-resistance loss, and those obtained with high power conversion efficiency by the apparatus cost is low.
【００４５】また、請求項２記載の電力変換装置は、請
求項１記載のものの効果に加え、一方の対角の一方の頂
点に一端が接続されたスイッチ素子が、バイポーラ型素
子によって形成されるものとなるので、オン抵抗損失が
より少ないものとなって電力変換効率が更に向上する。According to a second aspect of the present invention, in addition to the effects of the first aspect, a switch element having one end connected to one vertex of one diagonal is formed by a bipolar element. Therefore, the on-resistance loss is further reduced, and the power conversion efficiency is further improved.
【００４６】また、請求項３記載の電力変換装置は、請
求項１又は２記載のものの効果に加え、パルス幅変調制
御が、商用電源の半周期の交流出力の電圧値の絶対値が
前記直流電源からの入力電圧より小さいときの、前記他
方の頂点に一端が接続されたスイッチ素子のいずれか一
方のみオン、オフするパルス幅変調制御と、交流出力の
電圧値の絶対値が前記直流電源からの入力電圧と大略等
しいか大きいときの、これらのスイッチ素子のそれぞれ
を交互にオン、オフするパルス幅変調制御とによるもの
となるので、スイッチ素子で発生するスイッチ損失ある
いはオン抵抗損失がより少ないものとなって電力変換効
率が更に向上する。According to a third aspect of the present invention, in addition to the effects of the first or second aspect, the pulse width modulation control is performed such that the absolute value of the voltage value of the AC output of the half cycle of the commercial power supply is the DC value. When smaller than the input voltage from the power supply, only one of the switch elements having one end connected to the other vertex is turned on and off, and pulse width modulation control is performed, and the absolute value of the voltage value of the AC output is changed from the DC power supply. When the input voltage is substantially equal to or larger than the input voltage, the switch elements are turned on and off alternately by pulse width modulation control, so that switch loss or on-resistance loss generated in the switch elements is smaller. As a result, the power conversion efficiency is further improved.
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す電力変換装置
の回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す電力変換装置の要部であるスイッチ
ブリッジ制御部の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a switch bridge control unit which is a main part of the power conversion device shown in FIG.
【図３】図１に示す電力変換装置の要部であるスイッチ
ブリッジ制御部の制御フローチャートである。FIG. 3 is a control flowchart of a switch bridge control unit which is a main part of the power conversion device shown in FIG.
【図４】図１に示す電力変換装置のスイッチブリッジ制
御部の動作説明の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the switch bridge control unit of the power converter shown in FIG.
【図５】第２の実施の形態の電力変換装置の回路構成図
である。FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a power converter according to a second embodiment.
【図６】図５に示す電力変換装置の要部であるスイッチ
ブリッジ制御部の信号通過制限回路の構成図である。6 is a configuration diagram of a signal passage limiting circuit of a switch bridge control unit, which is a main part of the power conversion device shown in FIG.
【図７】図５に示す電力変換装置の要部であるスイッチ
ブリッジ制御部の信号通過制限回路の動作説明の波形図
である。7 is a waveform diagram for explaining the operation of a signal passage limiting circuit of a switch bridge control unit which is a main part of the power conversion device shown in FIG.
【図８】従来例の回路構成図である。FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a conventional example.
１ 太陽電池（直流電源） ２ スイッチブリッジ部 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチ素子 Ｌ１ 第１リアクトル Ｌ２ 第２リアクトル Ｌ３ 第３リアクトル Ｃ１ コンデンサ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Solar cell (DC power supply) 2 Switch bridge part Q1, Q2, Q3, Q4 Switch element L1 1st reactor L2 2nd reactor L3 3rd reactor C1 Capacitor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 東浜 弘忠 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 臼井 久視 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Hirotada Higashihama 1048 Kadoma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Works Co., Ltd. Inside
Claims (3)
る直流を所定の電圧値の交流に変換して出力する電力変
換装置であって、 一方の対角の一方の頂点が第１リアクトルを介して直流
電源の一端に、該頂点に対向する他方の頂点が前記直流
電源の他端にそれぞれ接続され、他方の対角の２つ頂点
のそれぞれが第２リアクトル及び第３リアクトルの一端
に接続されるスイッチブリッジ部と、前記第２リアクト
ル及び第３リアクトルの他端にその両端が接続されるコ
ンデンサと、を備え、前記スイッチブリッジ部の前記一
方の対角の一方の頂点に一端が接続されたスイッチ素子
を商用電源に同期し且つ互いに反転しオン、オフすると
ともに前記他方の頂点に一端が接続されたスイッチ素子
をそれぞれ交互にオン、オフするパルス幅変調制御によ
って直流を商用交流に変換して前記コンデンサの両端か
ら出力することを特徴とする電力変換装置。1. A power conversion device for converting a direct current of which a voltage value input from a direct current power source is changed into an alternating current of a predetermined voltage value and outputting the alternating current, wherein one vertex of one diagonal corresponds to the first reactor. One end of the DC power supply is connected to one end of the DC power supply, and the other apex opposite to the apex is connected to the other end of the DC power supply, and the other two diagonal vertices are connected to one end of the second reactor and one end of the third reactor. And a capacitor having both ends connected to the other ends of the second reactor and the third reactor, one end connected to one vertex of the one diagonal of the switch bridge unit. Pulse width modulation control that synchronizes the switching elements with a commercial power supply, inverts each other, turns on and off, and alternately turns on and off switching elements each having one end connected to the other vertex. Power converter, characterized in that for converting the commercial AC from both ends of the capacitor DC Te.
続されたスイッチ素子を、バイポーラ型素子によって形
成することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。2. The power converter according to claim 1, wherein the switch element having one end connected to one vertex of the one diagonal is formed by a bipolar element.
周期において交流出力の電圧値の絶対値が前記直流電源
からの入力電圧より小さいときには前記他方の頂点に一
端が接続されたスイッチ素子のいずれか一方のみオン、
オフするパルス幅変調制御とし、交流出力の電圧値の絶
対値が前記直流電源からの入力電圧と大略等しいか大き
いときにはこれらのスイッチ素子のそれぞれを交互にオ
ン、オフするパルス幅変調制御とすることを特徴とする
請求項１又は２記載の電力変換装置。3. The pulse width modulation control according to claim 1, wherein when the absolute value of the voltage value of the AC output is smaller than the input voltage from the DC power supply in a half cycle of the commercial power supply, a switch element having one end connected to the other apex is provided. Only one of them is on,
Pulse width modulation control for turning off, and pulse width modulation control for turning on and off each of these switch elements alternately when the absolute value of the voltage value of the AC output is substantially equal to or greater than the input voltage from the DC power supply. The power converter according to claim 1 or 2, wherein:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8170364A JPH1023766A (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Power inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8170364A JPH1023766A (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Power inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1023766A true JPH1023766A (en) | 1998-01-23 |
Family
ID=15903573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8170364A Pending JPH1023766A (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Power inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1023766A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004104963A (en) * | 2002-09-12 | 2004-04-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter device for system interconnection |
| JP2010279193A (en) * | 2009-05-29 | 2010-12-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| KR101022570B1 (en) | 2009-05-18 | 2011-03-16 | 경북대학교 산학협력단 | High efficiency PV system of single stage and control method for thereof using the impedance network |
| US10961618B2 (en) | 2014-07-16 | 2021-03-30 | Imperial College Innovations Limited | Process for producing carbon-nanotube grafted substrate |
-
1996
- 1996-06-28 JP JP8170364A patent/JPH1023766A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004104963A (en) * | 2002-09-12 | 2004-04-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter device for system interconnection |
| KR101022570B1 (en) | 2009-05-18 | 2011-03-16 | 경북대학교 산학협력단 | High efficiency PV system of single stage and control method for thereof using the impedance network |
| JP2010279193A (en) * | 2009-05-29 | 2010-12-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| US10961618B2 (en) | 2014-07-16 | 2021-03-30 | Imperial College Innovations Limited | Process for producing carbon-nanotube grafted substrate |
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