JPH10234178A - Switching power supply - Google Patents
Switching power supplyInfo
- Publication number
- JPH10234178A JPH10234178A JP36233297A JP36233297A JPH10234178A JP H10234178 A JPH10234178 A JP H10234178A JP 36233297 A JP36233297 A JP 36233297A JP 36233297 A JP36233297 A JP 36233297A JP H10234178 A JPH10234178 A JP H10234178A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- power supply
- capacitor
- switching power
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Control Of Indicators Other Than Cathode Ray Tubes (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置の高効率化を図り、あるいはさらに出力電圧のクロ
スレギュレーション及びレギュレーションの改善を行う
ための技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a technique for improving the efficiency of a switching power supply device, and further for performing cross regulation of output voltage and improving regulation.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年の電子機器は、その機器内に組み込
む電源装置にマルチ出力タイプの電源装置を要求するこ
とが多い。これは、近年開発された各種電子デバイスや
能動部品が、電圧値の異なる複数の駆動電圧、あるいは
制御電圧を要求することが多くなったためである。ここ
で、その動作に複数の駆動電圧や制御電圧が必要とされ
る電子デバイスとして蛍光表示管を想定する。蛍光表示
管に電力を供給するための電源装置としては、従来、図
11に示すような回路構成を有するマルチ出力型のスイ
ッチング電源装置が存在した。図11に示したスイッチ
ング電源装置PSは、概ね、以下のような動作をする。2. Description of the Related Art In recent years, electronic equipment often requires a multi-output type power supply as a power supply incorporated in the electronic equipment. This is because various electronic devices and active components developed in recent years often require a plurality of drive voltages or control voltages having different voltage values. Here, a fluorescent display tube is assumed as an electronic device that requires a plurality of drive voltages and control voltages for its operation. As a power supply device for supplying power to a fluorescent display tube, a multi-output type switching power supply device having a circuit configuration as shown in FIG. The switching power supply PS shown in FIG. 11 generally operates as follows.
【0003】入力端子1a、1bを介してトランスT1
の1次巻線N1とスイッチングトランジスタQ1の直列
回路に入力電圧VINが印加されると、図11に示す回路
は動作を開始する。この時、スイッチングトランジスタ
Q1は制御回路CONTからのパルス信号に応じて交互
にオン状態あるいはオフ状態となり、1次巻線N1を通
過する電流を流通させ、あるいは遮断する。この電流の
流通と遮断の繰り返しによってトランスT1の各巻線に
は電圧が発生する。すると、1次巻線N1とダイオード
D1のアノードとの接続点には1次巻線N1に発生した
電圧と入力電圧VINの合成電圧が現れる。この合成電圧
はダイオードD1、コンデンサC2によって整流、平滑
され、そしてコンデンサC2の端子間に現れた直流電圧
は第1の出力電圧VO1として第1の出力端子2a、2b
間に導かれる。同様に、2次巻線N2に発生した電圧は
ダイオードD2、コンデンサC3によって整流、平滑さ
れ、そしてコンデンサC3の端子間に現れた直流電圧は
第2の出力電圧VO2として第2の出力端子3a、3b間
に導かれる。この第1の出力電圧VO1と第2の出力電圧
VO2は、それぞれ蛍光表示管FITの表示制御を行うた
めの駆動回路DR及び、蛍光表示管FITのフィラメン
トに供給される。A transformer T1 is connected via input terminals 1a and 1b.
When the input voltage V IN is applied to the series circuit of the primary winding N1 and the switching transistor Q1, the circuit shown in FIG. 11 starts operating. At this time, the switching transistor Q1 is turned on or off alternately in response to a pulse signal from the control circuit CONT to allow or cut off the current passing through the primary winding N1. A voltage is generated in each winding of the transformer T1 by repeating the flow and interruption of the current. Then, a composite voltage of the voltage generated in the primary winding N1 and the input voltage V IN appears at a connection point between the primary winding N1 and the anode of the diode D1. This combined voltage is rectified and smoothed by the diode D1 and the capacitor C2, and the DC voltage appearing between the terminals of the capacitor C2 is converted to the first output terminals 2a, 2b as the first output voltage Vo1 .
Guided between. Similarly, the voltage generated in the secondary winding N2 is rectified and smoothed by the diode D2 and the capacitor C3, and the DC voltage appearing between the terminals of the capacitor C3 is converted to the second output terminal 3a as the second output voltage V O2 . , 3b. The first output voltage V O1 and the second output voltage V O2 are supplied to a drive circuit DR for performing display control of the fluorescent display tube FIT and a filament of the fluorescent display tube FIT, respectively.
【0004】ここで第1の出力電圧VO1は、抵抗R1、
R2の接続点に現れる電圧VO1の分圧電圧を検出し、こ
の分圧電圧に応じてスイッチングトランジスタQ1のオ
ンデューティを変化させる制御回路CONTによって一
定に制御される。一方、第2の出力電圧VO2は、第1の
出力電圧VO1が一定であれば、理論上、トランスT1の
1次巻線N1と2次巻線N2の磁気的結合によってほぼ
一定に保たれる。なお蛍光表示管FITは、点灯時には
フィラメントとアノードとの間と、フィラメントとグリ
ッドとの間にそれぞれ電位差が必要である。図11に示
す回路は、第1の出力端子2a、2b間に抵抗R3と定
電圧ダイオードDZを直列接続し、定電圧ダイオードD
Zのカソードをフィラメントの一端と接続した回路部分
を有している。この回路部分により、フィラメントとア
ノード間、フィラメントとグリッド間のそれぞれに定電
圧ダイオードDZのツェナー電圧分だけの電位差が得ら
れる。Here, the first output voltage V O1 is equal to the resistance R 1,
The divided voltage of the voltage V O1 appearing at the connection point of R2 is detected, and is controlled to be constant by a control circuit CONT that changes the on-duty of the switching transistor Q1 according to the divided voltage. On the other hand, if the first output voltage V O1 is constant, the second output voltage V O2 is theoretically kept substantially constant by the magnetic coupling between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T1. Dripping. The fluorescent display tube FIT requires a potential difference between the filament and the anode and a potential difference between the filament and the grid during lighting. In the circuit shown in FIG. 11, a resistor R3 and a constant voltage diode DZ are connected in series between first output terminals 2a and 2b, and a constant voltage diode DZ is connected.
It has a circuit portion where the cathode of Z is connected to one end of the filament. With this circuit portion, a potential difference corresponding to the Zener voltage of the constant voltage diode DZ is obtained between the filament and the anode and between the filament and the grid.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】図11に示す回路は、
蛍光表示管FITが動作している時、駆動回路DRにス
イッチング電源装置PSの第1の出力電圧VO1を供給
し、蛍光表示管FITのフィラメントには第2の出力電
圧VO2を供給している。この時に駆動回路DRに流入す
る電流はIO1、蛍光表示管FITのフィラメントに流入
する電流はIO2となる。ここで、スイッチング電源装置
PSの各出力電圧の供給先となる負荷の状態が変化した
場合を考える。蛍光表示管FITのフィラメントは表示
状態が変化してもほぼ一定負荷であるのに対し、駆動回
路DRはその表示状態の変化によって負荷の大きさが変
化する。特に蛍光表示管の表示制御においては、周囲の
明るさに応じて、ディマー・モードと呼ばれる表示面の
輝度を低下させた状態が発生することがある。この時に
は駆動回路DRは極めて軽い負荷状態となる。負荷状態
が変化すれば、当然、電流IO1が変化し、このディマー
・モードにおける電流IO1は、高輝度での表示状態の時
に比べて非常に小さな値となる。The circuit shown in FIG.
When the fluorescent display tube FIT is operating, the first output voltage V O1 of the switching power supply PS is supplied to the drive circuit DR, and the second output voltage V O2 is supplied to the filament of the fluorescent display tube FIT. I have. At this time, the current flowing into the driving circuit DR is I O1 , and the current flowing into the filament of the fluorescent display tube FIT is I O2 . Here, the case where the state of the load to which each output voltage of the switching power supply PS is supplied changes. While the filament of the fluorescent display tube FIT has a substantially constant load even when the display state changes, the load of the drive circuit DR changes due to the change in the display state. In particular, in the display control of the fluorescent display tube, a state called a dimmer mode in which the brightness of the display surface is reduced may occur in accordance with the surrounding brightness. At this time, the drive circuit DR is in a very light load state. If load state changes, of course, current I O1 changes, the current I O1 in the dimmer mode, a very small value as compared with the case of the display state in a high luminance.
【0006】先にも述べたように、第2の出力電圧VO2
は、第1の出力電圧VO1が一定であれば、理論上、トラ
ンス装置の巻線間の磁気的結合により一定となる。しか
し実際には、たとえ第1の出力電圧VO1が制御回路CO
NTによって一定に制御されていても、第2の出力電圧
VO2は電流IO1の値が非常に小さくなると低下してしま
うという現象を生じる。この現象はトランスTの1次巻
線N1と2次巻線N2の間の結合係数によって以下のよ
うに変化すると考えられている。 (1)先ず、結合係数が1.0より低くなるのに伴っ
て、第2の出力電圧VO2は低下し、本来の電圧値よりも
大幅に低い電圧値となる。 (2)ところが、結合係数がある値より小さくなると、
結合係数が小さくなるのに伴って第2の出力電圧VO2は
徐々に上昇し、本来の電圧値に近づいていく。ちなみ
に、このような別の出力端子を流れる出力電流IO1の変
化に対する出力電圧VO2の安定度はクロスレギュレーシ
ョンとも呼ばれ、電圧の変動量(低下量)が大きいほど
クロスレギュレーションは悪いとされる。As described above, the second output voltage V O2
Is theoretically constant due to the magnetic coupling between the windings of the transformer device if the first output voltage V O1 is constant. However, in practice, even if the first output voltage V O1 is
Even if it is controlled to be constant by NT, a phenomenon occurs that the second output voltage V O2 decreases when the value of the current I O1 becomes very small. This phenomenon is considered to change as follows depending on the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T. (1) First, as the coupling coefficient becomes lower than 1.0, the second output voltage V O2 decreases and becomes a voltage value that is significantly lower than the original voltage value. (2) However, when the coupling coefficient becomes smaller than a certain value,
As the coupling coefficient decreases, the second output voltage V O2 gradually increases and approaches the original voltage value. Incidentally, the stability of the output voltage V O2 with respect to such a change in the output current I O1 flowing through another output terminal is also referred to as cross regulation, and the larger the amount of voltage fluctuation (the amount of decrease), the worse the cross regulation is. .
【0007】経験上、スイッチング電源装置のクロスレ
ギュレーションは、電源装置に使用するトランス装置の
各巻線間の結合係数を1.0に極めて近い値(例えば
0.99)にするか、あるいは1.0から大きく離れた
値(例えば0.85)にすることで改善できることが分
かっている。しかし、実際のトランス装置における各巻
線間の結合係数は、1.0にすることはほぼ不可能であ
り、また1.0に極めて近い値にすることも困難であ
る。ちなみに、市場で販売されているごく一般的なトラ
ンス装置の各巻線間の結合係数は1.0よりも低い(お
よそ0.95程度)値である。そのため従来、クロスレ
ギュレーションが高いスイッチング電源装置が必要な場
合には、トランス装置の各巻線間の結合係数は低くして
いた。ところが、各巻線間の結合係数が低いトランス装
置は、結合係数の高いトランス装置よりも発生する電力
損失が大きいという欠点を有する。そのため各巻線間の
結合係数が低いトランス装置を使用したスイッチング電
源装置は効率が低くなるという第1の問題がある。[0007] Experience has shown that the cross regulation of a switching power supply can be achieved by setting the coupling coefficient between the windings of a transformer used in the power supply to a value very close to 1.0 (for example, 0.99) or 1.0. It has been found that improvement can be achieved by setting the value to a value far away from (for example, 0.85). However, it is almost impossible to set the coupling coefficient between the windings in an actual transformer device to 1.0, and it is also difficult to set the coupling coefficient to a value very close to 1.0. Incidentally, the coupling coefficient between the windings of a very common transformer device sold in the market is a value lower than 1.0 (about 0.95). Therefore, conventionally, when a switching power supply with high cross regulation is required, the coupling coefficient between the windings of the transformer has been reduced. However, a transformer device having a low coupling coefficient between the windings has a disadvantage that a larger power loss occurs than a transformer device having a high coupling coefficient. Therefore, a switching power supply device using a transformer device having a low coupling coefficient between the windings has a first problem that the efficiency is low.
【0008】また、電源装置PSの出力端子3a、3b
間に接続される負荷は、いつもフィラメントのように負
荷状態が一定であるとは限らない。出力端子3a、3b
間に接続される負荷が蛍光表示管でない場合、その負荷
の状態は大きく変化することがある。このような場合、
各巻線間の結合係数が低いトランス装置を使用したスイ
ッチング電源装置では、第2の出力電圧VO2は電流IO2
が変化することによって大きく変動してしまうという第
2の問題がある。ちなみに、このような同じ出力端子を
流れる出力電流IO2の変化に対する出力電圧VO2の安定
度はレギュレーションとも呼ばれ、電圧の変動量が大き
いほどレギュレーションは悪いとされる。The output terminals 3a, 3b of the power supply PS
The load connected between them is not always constant in load state like a filament. Output terminals 3a, 3b
If the load connected between them is not a fluorescent display tube, the state of the load may change greatly. In such a case,
In a switching power supply using a transformer device having a low coupling coefficient between the windings, the second output voltage V O2 is equal to the current I O2
There is a second problem that a large change occurs due to a change in Incidentally, the stability of the output voltage V O2 with respect to such a change in the output current I O2 flowing through the same output terminal is also referred to as regulation, and the greater the amount of voltage fluctuation, the worse the regulation.
【0009】このため、図11に示すような回路構成の
マルチ出力型スイッチング電源装置は、使用したトラン
ス装置の各巻線間の結合係数によって、クロスレギュレ
ーション、効率、レギュレーションのいずれかが悪化し
ていた。そこで本発明は、電源装置内に組み込まれるト
ランスなどのインダクタンス部品の各巻線間の結合係数
を回路構成の改良によって等価的に向上させ、これによ
りスイッチング電源装置の効率の向上とクロスレギュレ
ーション及びレギュレーションの改善を同時に図ること
を目的とする。For this reason, in the multi-output type switching power supply having a circuit configuration as shown in FIG. 11, one of cross regulation, efficiency, and regulation is deteriorated depending on a coupling coefficient between respective windings of the transformer used. . Thus, the present invention improves the coupling coefficient between each winding of the inductance component such as a transformer incorporated in the power supply device equivalently by improving the circuit configuration, thereby improving the efficiency of the switching power supply device and improving the cross regulation and the regulation. The aim is to make improvements at the same time.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、スイッチング素子、制御回路及び、複数の
巻線が設けられたインダクタンス部品を有し、スイッチ
ング素子が動作することによってインダクタンス部品の
各巻線に発生する電圧から複数の出力電圧を得るように
した、スイッチング電源装置において、インダクタンス
部品の所定の第1と第2の巻線について、第1の巻線の
巻線位置(A)と第2の巻線の巻線位置(B)を第1の
コンデンサを介して接続し、さらに第1と第2の巻線
の、それぞれ巻線位置(A)と巻線位置(B)から同極
方向にほぼ同巻数を隔てた巻線位置(C)と巻線位置
(D)を、第2のコンデンサを介して接続したことを特
徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, the present invention comprises a switching element, a control circuit, and an inductance component provided with a plurality of windings. In a switching power supply device in which a plurality of output voltages are obtained from the voltages generated in the respective windings, the winding position (A) of the first winding with respect to predetermined first and second windings of the inductance component And the winding position (B) of the second winding are connected via a first capacitor, and the winding positions (A) and (B) of the first and second windings are respectively A winding position (C) and a winding position (D) separated by the same number of turns in the same pole direction are connected via a second capacitor.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】本発明の代表的な実施の形態によ
る電源装置は以下のような構成を有する。先ず、電源装
置の入力側回路は1次巻線と2次巻線とを有したトラン
ス、スイッチングトランジスタ及び制御回路によって構
成する。1次巻線とスイッチングトランジスタとの接続
点は第1の整流平滑回路を介して第1の出力端子に接続
し、2次巻線の両端は第2の整流平滑回路を介して第2
の出力端子に接続する。そして1次巻線の一端(A)と
2次巻線の一端(B)は第1のコンデンサを介して接続
し、2次巻線の他端(D)と1次巻線の所定の巻線位置
(C)は第2のコンデンサを介して接続する。ただし、
一端(A)と一端(B)は、そこに現れる電圧の極性が
同じとなる巻線端、換言すれば同極の巻線端とする。ま
た1次巻線の巻線位置(C)は、一端(A)から2次巻
線の巻数とほぼ同じ巻数を隔てた巻線位置であり、かつ
2次巻線の他端(D)と同極方向の巻線位置とする。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A power supply according to a representative embodiment of the present invention has the following configuration. First, the input side circuit of the power supply device is configured by a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor, and a control circuit. The connection point between the primary winding and the switching transistor is connected to a first output terminal via a first rectifying / smoothing circuit, and both ends of the secondary winding are connected to a second terminal via a second rectifying / smoothing circuit.
Connect to the output terminal of One end (A) of the primary winding and one end (B) of the secondary winding are connected via a first capacitor, and the other end (D) of the secondary winding and a predetermined winding of the primary winding are connected. The line position (C) is connected via a second capacitor. However,
One end (A) and one end (B) are winding ends having the same polarity of the voltage appearing there, in other words, winding ends having the same polarity. The winding position (C) of the primary winding is a winding position separated from one end (A) by substantially the same number of turns as the number of turns of the secondary winding, and is connected to the other end (D) of the secondary winding. The winding position is in the same polarity direction.
【0012】本発明の別の実施の形態による電源装置は
以下のような構成を有する。入力端子と基準電位点との
間にトランスの1次巻線とスイッチングトランジスタ
を、1次巻線の一端(E)を基準電位点に接続するよう
に直列に接続する。1次巻線とスイッチングトランジス
タとの接続点は整流平滑回路を介して第1の出力端子に
接続する。1次巻線の一端(E)と同極であるトランス
Tの2次巻線の一端(F)は平滑コンデンサを介して基
準電位点に接続し、さらに2次巻線の一端(F)は第2
の出力端子に接続する。2次巻線の他端はダイオードを
介して基準電位点に接続する。そして1次巻線の他端
(G)と、2次巻線の巻線位置(H)は第2のコンデン
サを介して接続する。ただし、2次巻線の巻線位置
(H)は、一端(F)から1次巻線の巻数とほぼ同じ巻
数を隔てた巻線位置であり、かつ1次巻線の他端(G)
と同極方向の巻線上の位置とする。A power supply according to another embodiment of the present invention has the following configuration. The primary winding of the transformer and the switching transistor are connected in series between the input terminal and the reference potential point such that one end (E) of the primary winding is connected to the reference potential point. A connection point between the primary winding and the switching transistor is connected to a first output terminal via a rectifying / smoothing circuit. One end (F) of the secondary winding of the transformer T having the same polarity as one end (E) of the primary winding is connected to a reference potential point via a smoothing capacitor, and one end (F) of the secondary winding is Second
Connect to the output terminal of The other end of the secondary winding is connected to a reference potential point via a diode. The other end (G) of the primary winding and the winding position (H) of the secondary winding are connected via a second capacitor. However, the winding position (H) of the secondary winding is a winding position separated from one end (F) by the same number of turns as the number of turns of the primary winding, and the other end (G) of the primary winding.
And the position on the winding in the same polarity direction.
【0013】[0013]
【実施例】図1の回路図は、トランス装置の各巻線の結
合係数を回路構成の改良により等価的に向上させた、本
発明によるスイッチング電源装置の第1の実施例の回路
構成を示している。なお、図1はスイッチング電源装置
PSのみを示し、図11に示されている蛍光表示管FI
T等の負荷装置は図示を省略した。また図1中の各構成
要素に付与した符号は、図11と図1で構成要素が同じ
である場合、図11の符号と同一にしてある。以下、他
の実施例の説明においても同様とする。図1においてス
イッチング電源装置PSは以下のように構成されてい
る。トランスT1の1次巻線N1とスイッチングトラン
ジスタQ1は入力端子1a、1b間に直列に接続し、ス
イッチングトランジスタQ1のベースは制御回路CON
Tのパルス出力端子POに接続する。1次巻線N1とス
イッチングトランジスタQ1の接続点はダイオードD1
を介して第1の出力端子2aに接続し、第1の出力端子
2bは入力端子1bに接続する。FIG. 1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of a switching power supply according to the present invention in which the coupling coefficient of each winding of a transformer device is equivalently improved by improving the circuit configuration. I have. FIG. 1 shows only the switching power supply PS, and the fluorescent display tube FI shown in FIG.
The load devices such as T are not shown. The reference numerals given to the respective components in FIG. 1 are the same as those in FIG. 11 when the components are the same in FIG. 11 and FIG. Hereinafter, the same applies to the description of the other embodiments. In FIG. 1, the switching power supply PS is configured as follows. The primary winding N1 of the transformer T1 and the switching transistor Q1 are connected in series between the input terminals 1a and 1b, and the base of the switching transistor Q1 is connected to the control circuit CON.
Connect to T pulse output terminal PO. The connection point between the primary winding N1 and the switching transistor Q1 is a diode D1
Is connected to the first output terminal 2a, and the first output terminal 2b is connected to the input terminal 1b.
【0014】コンデンサC2は第1の出力端子2a、2
b間に接続し、抵抗R1、R2の直列回路はコンデンサ
C2と並列に接続する。抵抗R1とR2の接続点を制御
回路CONTの検出端子FBに接続する。この1次巻線
N1、スイッチングトランジスタQ1、ダイオードD1
及びコンデンサC2は昇圧チョッパ型のコンバータ回路
を形成している。そしてトランスT1の2次巻線N2の
一端は第2の出力端子3aに接続し、2次巻線N2の他
端はダイオードD2を介して第2の出力端子3bに接続
し、第2の出力端子3a、3b間にコンデンサC3を接
続している。この2次巻線N2、ダイオードD2及びコ
ンデンサC3は、1次巻線N1とスイッチングトランジ
スタQ1と共に、フライバックコンバータ回路を形成し
ている。The capacitor C2 is connected to the first output terminals 2a, 2a
b, and a series circuit of the resistors R1 and R2 is connected in parallel with the capacitor C2. The connection point between the resistors R1 and R2 is connected to the detection terminal FB of the control circuit CONT. This primary winding N1, switching transistor Q1, diode D1
The capacitor C2 forms a boost chopper type converter circuit. One end of the secondary winding N2 of the transformer T1 is connected to the second output terminal 3a, and the other end of the secondary winding N2 is connected to the second output terminal 3b via the diode D2, and the second output The capacitor C3 is connected between the terminals 3a and 3b. The secondary winding N2, the diode D2, and the capacitor C3, together with the primary winding N1 and the switching transistor Q1, form a flyback converter circuit.
【0015】そして、トランスT1の1次巻線N1の一
端(A)は、電圧の極性が一端(A)と同じ、すなわち
同極である2次巻線N2の一端(B)に第1のコンデン
サC4を介して接続している。また、1次巻線N1の所
定の巻線位置(C)に設けたタップは2次巻線N2の他
端(D)に第2のコンデンサC5を介して接続してい
る。ここで、1次巻線N1は前記タップによって領域N
11と領域N12とに分割されており、1次巻線N1の巻線
端(A)と巻線位置(C)の間の領域N11は、その巻数
が2次巻線N2の巻数とほぼ同じとなっている。このよ
うな回路構成とした図1のスイッチング電源装置PSで
は、第2の出力電圧VO2は、トランスTの1次巻線N1
と2次巻線N2の磁気的結合によって2次巻線N2に誘
導される電圧と、コンデンサC4、C5によって導かれ
る1次巻線N1の領域N11に発生した電圧とによって得
られる。One end (A) of the primary winding N1 of the transformer T1 is connected to one end (B) of the secondary winding N2 having the same voltage polarity as the one end (A), that is, the same polarity. It is connected via a capacitor C4. Further, a tap provided at a predetermined winding position (C) of the primary winding N1 is connected to the other end (D) of the secondary winding N2 via a second capacitor C5. Here, the primary winding N1 is connected to the region N by the tap.
It is divided into the 11 and the region N 12, region N 11 between the winding end of the primary winding N1 (A) and winding position (C) has a number of turns of the winding number 2 winding N2 It is almost the same. In the switching power supply PS of FIG. 1 having such a circuit configuration, the second output voltage V O2 is equal to the primary winding N1 of the transformer T.
It obtained when the voltage induced in the secondary winding N2 by the magnetic coupling of the secondary winding N2, by the voltage generated in the region N 11 of the primary winding N1 which is guided by the capacitor C4, C5.
【0016】ところで、容量素子は電流の直流成分に対
しては高いインピーダンスを示し、交流成分に対しては
低いインピーダンスを示す。このためコンデンサC4、
C5は1次巻線N1の領域N11に発生した電圧の交流成
分のみを通過させる。その結果、トランスT1の1次側
と2次側は交流的に結合し、1次側から2次側へ電力が
交流的に伝達される。また周知のように、トランスTに
は1次巻線N1と2次巻線N2との間に磁気的結合が存
在する。この磁気的結合により、1次側から2次側へ電
力が交流的に伝達される。Incidentally, the capacitive element has a high impedance with respect to the DC component of the current and has a low impedance with respect to the AC component. Therefore, the capacitor C4,
C5 is passing only the AC component of the voltage generated in the region N 11 of the primary winding N1. As a result, the primary side and the secondary side of the transformer T1 are AC-coupled, and power is transmitted from the primary side to the secondary side in an AC manner. As is well known, the transformer T has a magnetic coupling between the primary winding N1 and the secondary winding N2. By this magnetic coupling, electric power is transmitted from the primary side to the secondary side in an alternating manner.
【0017】この2つの交流的な電力伝達の作用を考え
た場合、トランスT1、コンデンサC4、C5の回路部
分は、等価回路が図2に示す構成になる1つのトランス
装置と見なすことができる。すなわち、そのトランス装
置は、入力巻線として1次巻線N1が存在し、かつ、そ
の入力巻線と磁気的に結合した出力巻線として、並列接
続された2次巻線N2と領域N11の2つの巻線が存在し
た構成を有する。このような等価回路における入力巻線
と出力巻線との間の結合係数(等価結合係数)は、1次
巻線N1と2次巻線N2の間の実際の結合係数と、1次
巻線N1と領域N11の間の仮定的な結合係数を包括す
る。これにより、この等価結合係数は出力巻線が2次巻
線N2だけである場合の結合係数よりも高くなり、1.
0に近い値となる。Considering these two AC power transmission functions, the circuit portion of the transformer T1 and the capacitors C4 and C5 can be regarded as one transformer device having an equivalent circuit shown in FIG. That is, the transformer apparatus, the primary winding N1 are present as input winding and as its input winding and magnetically coupled to the output winding, connected in parallel the secondary winding N2 and the region N 11 Has two windings. In such an equivalent circuit, the coupling coefficient between the input winding and the output winding (equivalent coupling coefficient) is the actual coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 and the primary winding. encompasses hypothetical coupling coefficient between the N1 and the region N 11. As a result, this equivalent coupling coefficient becomes higher than the coupling coefficient when the output winding is only the secondary winding N2.
The value is close to zero.
【0018】従って、トランスT1の1次巻線N1と2
次巻線N2の所定の巻線位置をコンデンサC4、C5を
介して接続した場合、1次巻線N1と2次巻線N2の間
の等価的な結合係数は、コンデンサC4、C5を接続し
ない時に比べて大きく向上する。トランスT1の1次巻
線N1と2次巻線N2の間の結合係数が向上することに
より、図1に示す電源装置PSの効率は向上し、同時に
第2の出力電圧VO2のレギュレーション及びクロスレギ
ュレーションは改善される。ところで、図1の回路から
ダイオードD1、コンデンサC2及び出力端子2a、2
bを取り除き、さらに抵抗R1とR2の直列回路を出力
端子3a、3b間に接続した場合、出力電圧がVO2だけ
の単一出力型のスイッチング電源装置が構成される。こ
のような単一出力型のスイッチング電源装置は、コンデ
ンサC4、C5を接続することによって効率の向上が期
待できる。なお、単一出力型のスイッチング電源装置と
同じ回路構成であっても、2次巻線N2を中間タップで
分割することで、複数の出力電圧が得られるスイッチン
グ電源装置が構成される。このような電源装置も本発明
を適用すれば効率向上が期待できる。Therefore, the primary windings N1 and N2 of the transformer T1
When the predetermined winding position of the secondary winding N2 is connected via the capacitors C4 and C5, the equivalent coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is that the capacitors C4 and C5 are not connected. It is greatly improved compared to the times. By improving the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T1, the efficiency of the power supply device PS shown in FIG. 1 is improved, and at the same time, the regulation and the crossover of the second output voltage V O2 are performed. Regulation is improved. By the way, from the circuit of FIG. 1, the diode D1, the capacitor C2 and the output terminals 2a, 2a
When b is removed and a series circuit of the resistors R1 and R2 is connected between the output terminals 3a and 3b, a single-output switching power supply device whose output voltage is only V O2 is formed. Such a single-output switching power supply can be expected to improve efficiency by connecting the capacitors C4 and C5. Note that, even if the circuit configuration is the same as that of the single-output type switching power supply device, a switching power supply device that can obtain a plurality of output voltages is configured by dividing the secondary winding N2 with an intermediate tap. Such a power supply device can be expected to improve efficiency by applying the present invention.
【0019】図3は本発明によるスイッチング電源装置
の第2の実施例の回路の一部分を示している。図3は、
トランスT1及びその2次巻線N2よりも出力側の回路
部分のみを図示しており、図示していない、その他の素
子とその接続構成は図1の回路と同じである。図3の回
路は、実質的に図1の回路の平滑用のコンデンサC3を
除いた回路構成となっている。図1に示す回路では、第
2の出力電圧VO2は、2次巻線N2に発生した電圧をダ
イオードD2、コンデンサC3によって整流、平滑する
ことで得た直流電圧である。しかし、場合によって負荷
は交流の電圧を必要とする。図3の回路は負荷に交流電
圧を供給できるようにしたものである。すなわち、1次
巻線N1に接続されたスイッチングトランジスタQ1
(図示せず)の動作によって高周波の方形波電圧が2次
巻線N2に発生する。この方形波電圧は、正負のピーク
値を図11の抵抗R3と定電圧ダイオードDZのような
レベルシフト手段によって調整することにより、擬似的
な交流電圧とすることができる。なおダイオードD4は
交流電圧の電圧値が入力電圧の変動によって変化しない
ようにするために接続したものであり、不要であれば回
路から除かれる。FIG. 3 shows a part of a circuit of a second embodiment of the switching power supply according to the present invention. FIG.
Only the circuit portion on the output side of the transformer T1 and its secondary winding N2 is shown, and the other components, not shown, and their connection configurations are the same as those of the circuit of FIG. The circuit of FIG. 3 has a circuit configuration substantially excluding the smoothing capacitor C3 of the circuit of FIG. In the circuit shown in FIG. 1, the second output voltage V O2 is a DC voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage generated in the secondary winding N2 by the diode D2 and the capacitor C3. However, in some cases, the load requires an alternating voltage. The circuit shown in FIG. 3 is adapted to supply an AC voltage to a load. That is, the switching transistor Q1 connected to the primary winding N1
A high-frequency square wave voltage is generated in the secondary winding N2 by the operation of (not shown). This square wave voltage can be a pseudo AC voltage by adjusting the positive and negative peak values by a level shift means such as the resistor R3 and the constant voltage diode DZ in FIG. The diode D4 is connected so that the voltage value of the AC voltage does not change due to the fluctuation of the input voltage, and is removed from the circuit if unnecessary.
【0020】図4は本発明によるスイッチング電源装置
の第3の実施例の回路の一部分を示している。この図4
の回路は、図3の回路と同様に、トランスT1及びその
2次巻線N2よりも出力側の回路部分のみを示してい
る。図4の回路中のトランスT1の1次巻線N1と2次
巻線N2は、それぞれタップを有している。1次巻線N
1はタップにより領域N11とN12とに分割され、2次巻
線N2は領域N21とN22とに分割されている。そして1
次巻線N1と2次巻線N2のそれぞれの同極の一端
(A)と(B)はコンデンサC4を介して接続され、1
次巻線N1と2次巻線N2のタップが設けられた巻線位
置(C)、(D)はコンデンサC5を介して接続されて
いる。ここで領域N11と領域N21の巻数はほぼ同じとす
る。図1に示す回路では、1次巻線N1の領域N11と2
次巻線N2の全巻線部分は等価的に並列接続の状態であ
る。これに対して図4の回路は、1次巻線N1の領域N
11と2次巻線N2の領域N21だけが並列接続の状態とな
っている。FIG. 4 shows a part of the circuit of a third embodiment of the switching power supply according to the present invention. This figure 4
3 shows only the circuit portion on the output side of the transformer T1 and its secondary winding N2, as in the circuit of FIG. The primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T1 in the circuit of FIG. 4 each have a tap. Primary winding N
1 is divided into a region N 11 and N 12 by the tap, the secondary winding N2 is divided into a region N 21 and N 22. And one
One ends (A) and (B) of the same polarity of the secondary winding N1 and the secondary winding N2 are connected via a capacitor C4.
The winding positions (C) and (D) where taps of the secondary winding N1 and the secondary winding N2 are provided are connected via a capacitor C5. Wherein the number of turns of the region N 11 and the region N 21 is substantially the same. In the circuit shown in FIG. 1, the area N 11 of the primary winding N1 and 2
All winding portions of the next winding N2 are equivalently connected in parallel. In contrast, the circuit of FIG.
11 only area N 21 of the secondary winding N2 is in a state of parallel connection.
【0021】この場合、領域N11と領域N21は等価的に
並列接続状態となり、1次巻線N1と2次巻線N2との
間の結合係数を向上させるように作用する。ただし、ト
ランスTの1次巻線N1と2次巻線N2との間の等価的
結合係数は、2次巻線N2の一部分を使用した図4の回
路よりも、2次巻線N2の全体を使用した図1の回路の
方が、一層1.0に近づく。従って、特に制約の無い限
り、回路は図4に示す構成よりも図1に示す構成の方が
望ましい。前述した第1から第3の本発明の実施例は、
それぞれコンデンサC4を1次、2次各巻線の一端に接
続していた。しかし、図4の構成から分かるように、1
次巻線N1、2次巻線N2のそれぞれの一部領域が等価
的に並列接続の状態になれば、結合係数は並列接続状態
となっている領域の大きさ(巻数)に応じて向上する。
このため、必ずしもコンデンサC4は1次、2次各巻線
の一端に接続する必要は無く、コンデンサC5と同様に
各巻線に設けられたタップに接続しても良い。ただしこ
の場合にも、並列接続状態となる1次巻線の一部領域と
2次各巻線の一部領域は、ほぼ同じ巻数とする。[0021] In this case, the region N 11 and the region N 21 is equivalently becomes parallel connection state, acts to enhance the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2. However, the equivalent coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T is larger than that of the circuit of FIG. 4 using a part of the secondary winding N2. The circuit of FIG. Therefore, unless otherwise specified, the circuit shown in FIG. 1 is more preferable than the circuit shown in FIG. The above-described first to third embodiments of the present invention are as follows.
The capacitor C4 was connected to one end of each of the primary and secondary windings. However, as can be seen from the configuration of FIG.
If the respective partial regions of the secondary winding N1 and the secondary winding N2 are equivalently connected in parallel, the coupling coefficient increases according to the size (number of turns) of the region in parallel connection. .
Therefore, the capacitor C4 does not necessarily need to be connected to one end of each of the primary and secondary windings, and may be connected to a tap provided on each winding similarly to the capacitor C5. However, in this case as well, the partial area of the primary winding and the partial area of each of the secondary windings in the parallel connection state have substantially the same number of turns.
【0022】図5は本発明によるスイッチング電源装置
の第4の実施例の回路の一部分を示している。図1に示
す回路では、1次巻線N1、ダイオードD1、コンデン
サC2、そしてスイッチングトランジスタQ1は昇圧チ
ョッパ型のコンバータを構成していた。このため図1の
回路では、出力端子2aと入力端子1aは絶縁されてい
ない。これに対して図5に示す回路は、1次巻線N3、
2次巻線N4、3次巻線N5を有したトランスT2を使
用することで出力端子2aと入力端子1aを絶縁してい
る。さらにこの図5の回路では、トランスT2の3次巻
線N5の一端(A)は第1のコンデンサC4を介して2
次巻線N4の同極の一端(B)に接続し、さらに3次巻
線N5の所定の巻線位置(C)に設けたタップは第2の
コンデンサC5を介して2次巻線N4の他端(D)に接
続している。ここで、3次巻線N5の巻線端(A)と巻
線位置(C)の間に形成された領域N51は、その巻数が
2次巻線N4の巻数とほぼ同じとなっている。FIG. 5 shows a part of the circuit of a fourth embodiment of the switching power supply according to the present invention. In the circuit shown in FIG. 1, the primary winding N1, the diode D1, the capacitor C2, and the switching transistor Q1 constitute a boost chopper type converter. Therefore, in the circuit of FIG. 1, the output terminal 2a and the input terminal 1a are not insulated. On the other hand, the circuit shown in FIG.
The output terminal 2a and the input terminal 1a are insulated by using the transformer T2 having the secondary winding N4 and the tertiary winding N5. Further, in the circuit of FIG. 5, one end (A) of the tertiary winding N5 of the transformer T2 is connected to the second terminal N2 through the first capacitor C4.
A tap connected to one end (B) of the same polarity of the secondary winding N4 and a tap provided at a predetermined winding position (C) of the tertiary winding N5 is connected to the secondary winding N4 via a second capacitor C5. It is connected to the other end (D). Here, the region N 51 formed between the winding end of the tertiary winding N5 (A) and winding position (C) is substantially the same its number of turns and the number of turns of the secondary winding N4 .
【0023】このような回路構成でも、コンデンサC4
とコンデンサC5は実質的に図1の回路と同じ作用を行
う。その結果、2次巻線N4と3次巻線N5の間の結合
係数は向上し、第2の出力電圧VO2のレギュレーション
及びクロスレギュレーションは改善される。ただしこの
場合には、電源装置の効率は図1の回路ほどは向上しな
い。図5のような回路構成の電源装置は、効率をさらに
向上させたいのであれば次のような施策が必要となる。
すなわち、その施策とは、図1の回路のごとく、1次巻
線N3と2次巻線N4のそれぞれの所定の巻線位置の間
にコンデンサを接続する、あるいは1次巻線N3と3次
巻線N5のそれぞれの所定の巻線位置の間にコンデンサ
を接続する、の少なくとも一方の施策である。Even with such a circuit configuration, the capacitor C4
And capacitor C5 perform substantially the same function as the circuit of FIG. As a result, the coupling coefficient between the secondary winding N4 and the tertiary winding N5 is improved, and the regulation and the cross regulation of the second output voltage V O2 are improved. However, in this case, the efficiency of the power supply does not improve as much as the circuit of FIG. The power supply device having the circuit configuration shown in FIG. 5 requires the following measures to further improve the efficiency.
That is, the measure is to connect a capacitor between predetermined winding positions of the primary winding N3 and the secondary winding N4 as in the circuit of FIG. At least one of the measures is to connect a capacitor between each predetermined winding position of the winding N5.
【0024】図1から図4までに示した本発明を適用し
た電源装置は、トランスT1の1次巻線N1、スイッチ
ングトランジスタQ1、ダイオードD1及びコンデンサ
C2が昇圧型のコンバータ回路を構成していた。しか
し、本発明を適用する電源装置は極性反転型のコンバー
タ回路を構成していても良い。図6の回路図は本発明に
よるスイッチング電源装置の第5の実施例の回路を示し
ており、その回路は極性反転型コンバータ回路を利用し
ている。なお、図6中に示した入力端子及び出力端子
は、高電位側端子、あるいは低電位側端子であり、基準
電位側の入力端子及び出力端子は図示を省略した。図6
に示すスイッチング電源装置は以下のように構成されて
いる。In the power supply device to which the present invention shown in FIGS. 1 to 4 is applied, the primary winding N1, the switching transistor Q1, the diode D1, and the capacitor C2 of the transformer T1 constitute a boost type converter circuit. . However, the power supply device to which the present invention is applied may constitute a polarity inversion type converter circuit. The circuit diagram of FIG. 6 shows a circuit of a fifth embodiment of the switching power supply according to the present invention, and the circuit uses a polarity inversion type converter circuit. Note that the input terminal and the output terminal shown in FIG. 6 are a high potential side terminal or a low potential side terminal, and the input terminal and the output terminal on the reference potential side are omitted in the drawing. FIG.
Is configured as follows.
【0025】スイッチングトランジスタQ2とトランス
T3の1次巻線N6は入力端子1cと基準電位点(以
下、アースとする)との間に直列に接続し、スイッチン
グトランジスタQ2のベースは制御回路CONTのパル
ス出力端子POに接続する。1次巻線N6とスイッチン
グトランジスタQ2の接続点はダイオードD3を介して
第1の出力端子2cに接続し、第1の出力端子2cとア
ースとの間にコンデンサC7を接続する。このスイッチ
ングトランジスタQ2、1次巻線N6、ダイオードD3
及びコンデンサC7は、極性反転型のコンバータ回路を
形成している。ここで、1次巻線N6のアースと接続さ
れた側の一端を(E)、スイッチングトランジスタQ2
と接続された側の一端を(G)としておく。The switching transistor Q2 and the primary winding N6 of the transformer T3 are connected in series between the input terminal 1c and a reference potential point (hereinafter referred to as ground), and the base of the switching transistor Q2 is connected to the pulse of the control circuit CONT. Connect to output terminal PO. A connection point between the primary winding N6 and the switching transistor Q2 is connected to a first output terminal 2c via a diode D3, and a capacitor C7 is connected between the first output terminal 2c and the ground. This switching transistor Q2, primary winding N6, diode D3
The capacitor C7 forms a polarity inversion type converter circuit. Here, one end of the primary winding N6 on the side connected to the ground is (E), and the switching transistor Q2
One end on the side connected to is set to (G).
【0026】1次巻線N6の一端(E)と同極であるト
ランスT3の2次巻線N7の一端(F)は第2の出力端
子3cに接続し、さらに2次巻線N7の一端(F)は平
滑コンデンサC8を介してアースに接続する。2次巻線
N7の他端はダイオードD4を介してアースに接続す
る。抵抗R4と抵抗R5の直列回路は第2の出力端子3
cとアースとの間に接続し、抵抗R4とR5の接続点は
制御回路CONTの電圧検出端子FBに接続する。この
2次巻線N7、ダイオードD4及びコンデンサC8は、
1次巻線N6とスイッチングトランジスタQ2と共にフ
ライバックコンバータ回路を形成している。そして、2
次巻線N7の所定の巻線位置(H)にタップが設けられ
る。このタップは第2のコンデンサC9を介して1次巻
線N6の他端(G)に接続する。ここで、2次巻線N7
の、一端(F)と巻線位置(H)との間に形成される巻
線領域N71は、1次巻線N6とほぼ同じ巻数とされる。One end (F) of the secondary winding N7 of the transformer T3, which has the same polarity as one end (E) of the primary winding N6, is connected to the second output terminal 3c. (F) is connected to the ground via the smoothing capacitor C8. The other end of the secondary winding N7 is connected to the ground via a diode D4. The series circuit of the resistor R4 and the resistor R5 is connected to the second output terminal 3
and a connection point between the resistors R4 and R5 is connected to the voltage detection terminal FB of the control circuit CONT. This secondary winding N7, diode D4 and capacitor C8 are:
The flyback converter circuit is formed together with the primary winding N6 and the switching transistor Q2. And 2
A tap is provided at a predetermined winding position (H) of the next winding N7. This tap is connected to the other end (G) of the primary winding N6 via the second capacitor C9. Here, the secondary winding N7
The winding area N 71 which is formed between one end (F) and the winding position (H) is a primary winding N6 almost the same number of turns.
【0027】このような回路構成の図6のスイッチング
電源装置は、第1の出力電圧VO3を、トランスT3の1
次巻線N6に発生する電圧と、コンデンサC9及び平滑
コンデンサC8によって導かれた2次巻線N7の巻線領
域N71に発生した電圧とによって得ている。この2つの
交流的な電力伝達の作用を考えれば、このトランスT
3、コンデンサC9、平滑コンデンサC8の回路部分
は、等価回路が図7に示す構成となる1つのトランス装
置と見なすことができる。すなわち、そのトランス装置
は、入力巻線としての1次巻線N6、その入力巻線と磁
気的に結合した出力巻線としての2次巻線N7、さらに
交流的に1次巻線N7に並列接続された領域N71の3つ
の巻線を有する構成となる。この図7の等価回路は、図
2の等価回路と実質的に同じ作用・効果を得ることがで
きる。The switching power supply device of FIG. 6 having such a circuit configuration uses the first output voltage VO3 to
A voltage generated in the winding N6, is obtained by the voltage generated in the winding area N 71 of the secondary winding N7 guided by capacitor C9 and a smoothing capacitor C8. Considering the action of these two AC power transmissions, this transformer T
3. The circuit portion of the capacitor C9 and the smoothing capacitor C8 can be regarded as one transformer device having an equivalent circuit having the configuration shown in FIG. That is, the transformer device includes a primary winding N6 as an input winding, a secondary winding N7 as an output winding magnetically coupled to the input winding, and an AC winding parallel to the primary winding N7. a configuration having three windings of the connected regions N 71. The equivalent circuit of FIG. 7 can obtain substantially the same operation and effect as the equivalent circuit of FIG.
【0028】従って、トランスT3の1次巻線N6と2
次巻線N7の所定の一端を平滑コンデンサC8を介して
接続し、かつ、1次巻線N6と2次巻線N7の所定の巻
線位置をコンデンサC9を介して接続した場合、1次巻
線N6と2次巻線N7の間の等価的な結合係数は、コン
デンサC9を接続しない時に比べて大きく向上する。ト
ランスT3の1次巻線N6と2次巻線N7の間の結合係
数が向上することにより電源装置の効率は向上し、同時
に第1の出力電圧VO3のレギュレーション及びクロスレ
ギュレーションは改善される。ちなみに、図1の回路は
C4とC5の2つのコンデンサにより領域N11と2次巻
線N2を交流的に結合しているのに対し、図6の回路は
平滑コンデンサC8とコンデンサC9により領域N71と
1次巻線N6を交流的に結合している。平滑コンデンサ
C8が結合用と平滑用とで共用されているため、図6の
回路は図1の回路よりも使用する素子数が少なくて済む
利点がある。Therefore, the primary windings N6 and N2 of the transformer T3
When a predetermined end of the secondary winding N7 is connected via a smoothing capacitor C8 and a predetermined winding position of the primary winding N6 and the secondary winding N7 is connected via a capacitor C9, the primary winding The equivalent coupling coefficient between the line N6 and the secondary winding N7 is greatly improved as compared with the case where the capacitor C9 is not connected. By improving the coupling coefficient between the primary winding N6 and the secondary winding N7 of the transformer T3, the efficiency of the power supply device is improved, and at the same time, the regulation and the cross regulation of the first output voltage VO3 are improved. Incidentally, while being AC coupled regions N 11 and the secondary winding N2 by the two capacitors in the circuit of Figure 1 is C4 and C5, region N by the circuit smoothing capacitor C8 and capacitor C9 in FIG. 6 71 and the primary winding N6 are AC-coupled. Since the smoothing capacitor C8 is shared for coupling and smoothing, the circuit of FIG. 6 has the advantage that the number of elements used is smaller than that of the circuit of FIG.
【0029】図8、図9は、本発明によるスイッチング
電源装置の第6及び第7の実施例の回路の一部分を示し
ている。なお、図8、図9では、図6と同じ構成になっ
ている回路部分は図示を省略してある。それぞれ、図
8、図9に示す回路の構成は、図6の回路とは以下の部
分が異なっている。図8に示す回路は、図6の回路とは
逆に、1次巻線N6の所定の巻線位置(G)にタップを
設けている。このタップは第2のコンデンサC9を介し
て2次巻線N7の一端(H)に接続されている。ここ
で、一端(E)と巻線位置(G)との間に形成された1
次巻線N6の巻線領域N61は、2次巻線N7とほぼ同じ
巻数となっている。FIGS. 8 and 9 show part of the circuits of the sixth and seventh embodiments of the switching power supply according to the present invention. 8 and 9, circuit portions having the same configuration as in FIG. 6 are not shown. The configurations of the circuits shown in FIGS. 8 and 9 are different from the circuit of FIG. The circuit shown in FIG. 8 has a tap at a predetermined winding position (G) of the primary winding N6, contrary to the circuit of FIG. This tap is connected to one end (H) of the secondary winding N7 via the second capacitor C9. Here, 1 is formed between one end (E) and the winding position (G).
Winding region N 61 of the winding N6 has a secondary winding N7 substantially the same number of turns.
【0030】図9に示す回路では、1次巻線N6の一端
(G)と2次巻線N7の一端(H)との間に第2のコン
デンサC9を接続している。この場合には1次巻線N6
と2次巻線N7の巻数は同じものとなっている。これら
の回路は、要求される出力電圧の条件により次のように
使い分けられる。すなわち、図6の回路は第1の出力電
圧VO3の絶対値よりも第2の出力電圧VO4の絶対値の方
が大きい場合に使用される。これに対して図8に示す回
路は、図6の回路とは逆に第1の出力電圧VO3の絶対値
よりも第2の出力電圧VO4の絶対値の方が小さい場合に
使用される。そして図9の回路は、第1の出力電圧VO3
の絶対値と第2の出力電圧VO4の絶対値が同じである場
合に使用される。つまり、図8、図9の回路は図6に示
した電源装置の回路を出力電圧VO3とVO4との関係に応
じて変形したものである。In the circuit shown in FIG. 9, a second capacitor C9 is connected between one end (G) of the primary winding N6 and one end (H) of the secondary winding N7. In this case, the primary winding N6
And the number of turns of the secondary winding N7 are the same. These circuits are used as follows depending on the required output voltage conditions. That is, the circuit of FIG. 6 is used when the absolute value of the second output voltage V O4 is larger than the absolute value of the first output voltage V O3 . On the other hand, the circuit shown in FIG. 8 is used when the absolute value of the second output voltage V O4 is smaller than the absolute value of the first output voltage V O3 , contrary to the circuit of FIG. . Then, the circuit of FIG. 9 includes the first output voltage V O3
And the absolute value of the second output voltage V O4 is the same. That is, the circuits in FIGS. 8 and 9 are obtained by modifying the circuit of the power supply device shown in FIG. 6 according to the relationship between the output voltages V O3 and V O4 .
【0031】図10は本発明によるスイッチング電源装
置の第8の実施例の回路の一部分を示している。この図
10の回路では、トランスT4の3次巻線N10の一端
(E)はアースに接続し、この3次巻線N10の一端
(E)と同極である2次巻線N9の一端(F)は平滑コ
ンデンサC8を介してアースに接続し、そして、2次巻
線N9の所定の巻線位置(H)に設けたタップと3次巻
線N10の他端(G)は第2のコンデンサC9を介して
接続している。ここで、2次巻線N9の巻線端(F)と
巻線位置(H)の間の巻線領域N91は、その巻数が3次
巻線N10の巻数とほぼ同じとなっている。図10に示
す回路は、平滑コンデンサC8を結合用と平滑用とで共
有する図6の回路の技術思想を図5の回路に応用したも
のである。このように第1の直流出力VO3を入力巻線と
しての1次巻線N8以外の巻線から得ることにより、入
力端子1c(図示せず)と出力端子2c、3cとの間は
電気的に絶縁することが可能となる。FIG. 10 shows a part of a circuit of an eighth embodiment of the switching power supply according to the present invention. In the circuit of FIG. 10, one end (E) of the tertiary winding N10 of the transformer T4 is connected to the ground, and one end (E) of the secondary winding N9 having the same polarity as the one end (E) of the tertiary winding N10. F) is connected to ground via a smoothing capacitor C8, and a tap provided at a predetermined winding position (H) of the secondary winding N9 and the other end (G) of the tertiary winding N10 are connected to the second winding. It is connected via a capacitor C9. Here, the winding area N 91 between the winding end of the secondary winding N9 (F) and the winding position (H) is substantially the same its number of turns and number of turns of the tertiary winding N10. The circuit shown in FIG. 10 is obtained by applying the technical concept of the circuit shown in FIG. 6 in which the smoothing capacitor C8 is shared for coupling and smoothing to the circuit shown in FIG. By obtaining the first DC output V O3 from a winding other than the primary winding N8 as an input winding, an electrical connection is established between the input terminal 1c (not shown) and the output terminals 2c, 3c. Can be insulated.
【0032】以上までに本発明の第1から第8までの実
施例を説明したが、本発明によるスイッチング電源装置
の回路構成は図1から図10までに示した回路構成に限
定されない。具体的には、それぞれの出力電圧を得るコ
ンバータ回路の構成は絶縁型でも非絶縁型でも構わな
い。また、自励発振方式でも他励発振方式でも構わな
い。本発明の実施例の説明では、スイッチング電源装置
(PS)は出力電圧を2種類得る電源であった。しかし
本発明は、出力電圧を3種類以上得るようなマルチ出力
型のスイッチング電源装置にも適用できる。また本発明
は、出力電圧を2次巻線より1種類だけ得るような単一
出力型のスイッチング電源装置にも適用できる。ただし
単一出力型のスイッチング電源装置は、本発明の適用に
よって効率向上だけが期待できる。さらに、制御回路C
ONTに定電圧制御を行わせるために、第1から第4ま
での実施例は第1の出力電圧VO1を、第5から第8まで
の実施例は第2の出力電圧VO4を検出している。しか
し、それぞれの実施例は他方の出力電圧を検出すること
にしても良い。Although the first to eighth embodiments of the present invention have been described above, the circuit configuration of the switching power supply according to the present invention is not limited to the circuit configurations shown in FIGS. Specifically, the configuration of the converter circuit for obtaining each output voltage may be either an insulation type or a non-insulation type. Further, the self-excited oscillation system or the separately excited oscillation system may be used. In the description of the embodiments of the present invention, the switching power supply (PS) is a power supply that can obtain two types of output voltages. However, the present invention can also be applied to a multi-output type switching power supply device that obtains three or more types of output voltages. The present invention can also be applied to a single output type switching power supply device in which only one type of output voltage is obtained from a secondary winding. However, for a single-output switching power supply, only the improvement in efficiency can be expected by applying the present invention. Further, the control circuit C
In order to cause the ONT to perform the constant voltage control, the first to fourth embodiments detect the first output voltage V O1 , and the fifth to eighth embodiments detect the second output voltage V O4. ing. However, each embodiment may detect the other output voltage.
【0033】そして、本発明によるスイッチング電源装
置が電力を供給する負荷装置は、従来技術の説明の中で
示した蛍光表示管に限定されない。この電源装置は出力
仕様を負荷装置の要求に適合させることにより、様々な
負荷装置に電力を供給することができる。当然、負荷装
置は複数でも構わない。なお、2つのコンデンサによっ
て等価的に並列接続の状態となる2つの巻線の所定の巻
線部分、例えば図1中の領域N11と2次巻線N2は、巻
数をほぼ同じにすると説明した。これは2つの巻線の所
定の巻線部分に発生する各々の電圧値は、理論上、ほぼ
同じにすることを意図している。ところが、たとえ2つ
の巻線の所定の巻線部分の巻数を同一にしても、各々の
巻線の所定の巻線部分に発生する電圧値は同一にならな
くなるという現象が発生することがある。この現象の原
因は、巻線のインピーダンスと巻線を流れる電流によっ
て生じる電圧降下などが考えられる。この現象への対策
のために、2つの巻線の所定の巻線部分の巻数は、ほぼ
同じ巻数ではあるが完全に同じ巻数ではない、という状
態にすることも有る。The load device to which the switching power supply according to the present invention supplies power is not limited to the fluorescent display tube described in the description of the prior art. This power supply can supply power to various load devices by adapting the output specifications to the requirements of the load devices. Of course, a plurality of load devices may be used. The predetermined winding portions of the two windings in a state of equivalently connected in parallel by the two capacitors, for example, region N 11 and the secondary winding N2 in FIG. 1 has been described to be substantially the same number of turns . This is intended to make the voltage values generated in a given winding portion of the two windings theoretically approximately the same. However, even if the number of turns of the predetermined winding portion of the two windings is the same, a phenomenon may occur that the voltage values generated in the predetermined winding portions of the respective windings do not become the same. The cause of this phenomenon is considered to be the impedance of the winding and the voltage drop caused by the current flowing through the winding. In order to cope with this phenomenon, the number of turns of the predetermined winding portion of the two windings may be substantially the same, but not completely the same.
【0034】[0034]
【発明の効果】以上に述べたように本発明は、インダク
タンス部品の各巻線の所定位置(A)と(B)、(C)
と(D)をそれぞれ第1及び第2のコンデンサを介して
接続し、ここで第1と第2のコンデンサの間に位置する
各巻線の領域は、ほぼ同じ巻数にした構成を特徴として
いる。また、スイッチング電源装置の平滑用コンデンサ
を利用できる場合には、平滑コンデンサは第1のコンデ
ンサとして使用する。そして、各巻線の所定位置(E)
と(F)の間には平滑コンデンサを接続し、(C)と
(D)の間には第2のコンデンサを接続し、ここで平滑
コンデンサと第2のコンデンサの間に位置する各巻線の
領域は、ほぼ同じ巻数にした構成を特徴としている。こ
のような構成とすることにより、第1と第2のコンデン
サの間に位置する各巻線の領域は等価的に並列接続の状
態となり、各巻線間の結合係数は1.0に近づく。その
結果、電源装置の効率は向上し、同時に出力電圧のレギ
ュレーション及びクロスレギュレーションは改善され
る。従って、本発明によれば、変換効率と出力電圧の安
定度とが共に高いスイッチング電源装置を提供すること
ができる。As described above, according to the present invention, the predetermined positions (A), (B) and (C) of the respective windings of the inductance component are obtained.
And (D) are connected via first and second capacitors, respectively, wherein each winding region located between the first and second capacitors is characterized by having substantially the same number of turns. If a smoothing capacitor of the switching power supply can be used, the smoothing capacitor is used as the first capacitor. Then, a predetermined position (E) of each winding
And (F) are connected with a smoothing capacitor, and (C) and (D) are connected with a second capacitor, where each winding located between the smoothing capacitor and the second capacitor is connected. The regions feature a configuration with approximately the same number of turns. With such a configuration, the regions of the windings located between the first and second capacitors are equivalently connected in parallel, and the coupling coefficient between the windings approaches 1.0. As a result, the efficiency of the power supply device is improved, and at the same time, the regulation and the cross regulation of the output voltage are improved. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a switching power supply having high conversion efficiency and high output voltage stability.
【図1】 巻線間の結合係数を向上させた本発明による
スイッチング電源装置の第1の実施例の回路図。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of a switching power supply according to the present invention in which a coupling coefficient between windings is improved.
【図2】 トランス、第1と第2のコンデンサを一つの
トランス装置として見なした場合の等価回路図。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram when the transformer and the first and second capacitors are regarded as one transformer device.
【図3】 本発明によるスイッチング電源装置の第2の
実施例の一部回路図。FIG. 3 is a partial circuit diagram of a second embodiment of the switching power supply according to the present invention.
【図4】 本発明によるスイッチング電源装置の第3の
実施例の一部回路図。FIG. 4 is a partial circuit diagram of a third embodiment of the switching power supply according to the present invention.
【図5】 本発明によるスイッチング電源装置の第4の
実施例の一部回路図。FIG. 5 is a partial circuit diagram of a fourth embodiment of the switching power supply according to the present invention.
【図6】 本発明によるスイッチング電源装置の第5の
実施例の回路図。FIG. 6 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the switching power supply according to the present invention.
【図7】 トランス、第1と第2のコンデンサを一つの
トランス装置として見なした場合の等価回路図。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram when the transformer and the first and second capacitors are regarded as one transformer device.
【図8】 本発明によるスイッチング電源装置の第6の
実施例の一部回路図。FIG. 8 is a partial circuit diagram of a sixth embodiment of the switching power supply according to the present invention.
【図9】 本発明によるスイッチング電源装置の第7の
実施例の一部回路図。FIG. 9 is a partial circuit diagram of a switching power supply according to a seventh embodiment of the present invention.
【図10】 本発明によるスイッチング電源装置の第8
の実施例の一部回路図。FIG. 10 shows an eighth embodiment of the switching power supply device according to the present invention.
FIG. 2 is a partial circuit diagram of the embodiment of FIG.
【図11】 従来のスイッチング電源装置及び、複数の
電圧供給を必要とする負荷の一例を示す回路図。FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an example of a conventional switching power supply device and a load that requires a plurality of voltage supplies.
1a、1b 入力端子 2a、2b 出力端子(直流) 3a、3b 出力端子(交流あるいは直流) 2c、3c 高電位側の出力端子(直流) PS スイッチング電源装置 FIT 蛍光表示管 DR 駆動回路 CONT 制御回路 T1〜T4 トランス N1、N6 第1の巻線としての1次巻線 N2、N7 第2の巻線としての2次巻線 N4、N9 第1の巻線としての3次巻線 N5、N10 第2の巻線としての2次巻線 C4 第1のコンデンサ C5 第2のコンデンサ C8 平滑コンデンサ兼第1のコンデンサ C9 第2のコンデンサ Q1 スイッチングトランジスタ (A)、(C) 第1の巻線の所定の巻線位置 (B)、(D) 第2の巻線の所定の巻線位置 (E)、(G) 第1の巻線の所定の巻線位置 (F)、(H) 第2の巻線の所定の巻線位置 1a, 1b Input terminal 2a, 2b Output terminal (DC) 3a, 3b Output terminal (AC or DC) 2c, 3c High-potential side output terminal (DC) PS Switching power supply FIT Fluorescent display tube DR Drive circuit CONT Control circuit T1 Transformers N1, N6 Primary windings N2, N7 Secondary windings N4, N9 Secondary windings N4, N9 Tertiary windings N5, N10 Second windings as first windings C4 First capacitor C5 Second capacitor C8 Smoothing capacitor and first capacitor C9 Second capacitor Q1 Switching transistor (A), (C) The predetermined winding of the first winding Winding position (B), (D) Predetermined winding position of second winding (E), (G) Predetermined winding position of first winding (F), (H) Second winding Predetermined winding position of the wire
Claims (9)
の巻線が設けられたインダクタンス部品を有し、該スイ
ッチング素子が動作することによって該インダクタンス
部品の各巻線に発生する電圧から複数の出力電圧を得る
ようにしたスイッチング電源装置において、 該インダクタンス部品の所定の第1と第2の巻線につい
て、該第1の巻線の巻線位置(A)と該第2の巻線の巻
線位置(B)が第1のコンデンサを介して接続され、さ
らに該第1と第2の巻線の、それぞれ該巻線位置(A)
と該巻線位置(B)から同極方向にほぼ同巻数を隔てた
巻線位置(C)と巻線位置(D)が、第2のコンデンサ
を介して接続されていることを特徴とするスイッチング
電源装置。A switching element, a control circuit, and an inductance component provided with a plurality of windings, wherein a plurality of output voltages are generated from voltages generated in respective windings of the inductance component when the switching element operates. In the switching power supply device obtained as described above, with respect to predetermined first and second windings of the inductance component, a winding position (A) of the first winding and a winding position (A) of the second winding ( B) are connected via a first capacitor, and the winding positions (A) of the first and second windings respectively.
And a winding position (C) and a winding position (D), which are separated from the winding position (B) by the same number of turns in the same pole direction, are connected via a second capacitor. Switching power supply.
第2の巻線が2次巻線であることを特徴とする、請求項
1に記載したスイッチング電源装置。2. The switching power supply device according to claim 1, wherein said first winding is a primary winding, and said second winding is a secondary winding.
り、前記第2の巻線が交流出力用の巻線であることを特
徴とする、請求項1あるいは請求項2に記載したスイッ
チング電源装置。3. The winding according to claim 1, wherein the first winding is a winding for DC output, and the second winding is a winding for AC output. The switching power supply described.
れる直流出力電圧を監視し、該直流出力電圧を一定に制
御することにより、前記インダクタンス部品の各巻線よ
り得られる各出力電圧を制御するようにした、請求項1
から請求項3のいずれかに記載したスイッチング電源装
置。4. A DC output voltage obtained from a voltage generated in the first winding is monitored, and the output voltage obtained from each winding of the inductance component is controlled by keeping the DC output voltage constant. 2. The method according to claim 1, wherein the control is performed.
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3.
の巻線が設けられたインダクタンス部品を有し、該スイ
ッチング素子が動作することによって該インダクタンス
部品の各巻線に発生する電圧を整流・平滑し、複数の直
流出力を得るようにしたスイッチング電源装置におい
て、 一端(E)が基準電位点に接続された該インダクタンス
部品の第1の巻線、 該第1の巻線の一端(E)と同極の一端(F)が第1の
コンデンサを介して基準電位点に接続された該インダク
タンス部品の第2の巻線、 該第1の巻線と該第2の巻線の、それぞれの一端
(E)、(F)から同極方向にほぼ同巻数を隔てた巻線
位置(G)と巻線位置(H)との間に接続された第2の
コンデンサ、 を有することを特徴とするスイッチング電源装置。5. A switching element, a control circuit, and an inductance component provided with a plurality of windings, wherein a voltage generated in each winding of the inductance component by operating the switching element is rectified and smoothed, In a switching power supply device for obtaining a plurality of DC outputs, a first winding of the inductance component having one end (E) connected to a reference potential point, and the same polarity as the one end (E) of the first winding. One end (E) of each of the second winding of the inductance component, one end (F) of which is connected to a reference potential point via a first capacitor. ), A second capacitor connected between a winding position (G) and a winding position (H) separated by the same number of turns in the same pole direction from (F). apparatus.
であることを特徴とする、請求項5に記載したスイッチ
ング電源装置。6. The switching power supply device according to claim 5, wherein the first capacitor is a smoothing capacitor.
第2の巻線が2次巻線であることを特徴とする、請求項
5あるいは請求項6に記載したスイッチング電源装置。7. The switching power supply according to claim 5, wherein the first winding is a primary winding, and the second winding is a secondary winding. apparatus.
れる直流出力電圧を監視し、該直流出力電圧を一定に制
御することにより、前記インダクタンス部品の各巻線よ
り得られる各出力電圧を制御するようにした、請求項5
から請求項7のいずれかに記載したスイッチング電源装
置。8. A DC output voltage obtained from a voltage generated in the second winding is monitored, and the output voltage obtained from each winding of the inductance component is controlled by keeping the DC output voltage constant. 6. The method according to claim 5, wherein the control is performed.
A switching power supply device according to any one of claims 1 to 7.
の巻線が設けられたインダクタンス部品を有し、該スイ
ッチング素子が動作することによって該インダクタンス
部品の各巻線に発生する電圧から複数の出力電圧を得る
ようにした、スイッチング電源装置において、 該インダクタンス部品の所定の第1と第2の巻線につい
て、該第1の巻線の巻線位置(A)と該第2の巻線の巻
線位置(B)が第1のコンデンサを介して接続され、さ
らに該第1と第2の巻線の、それぞれ該巻線位置(A)
と該巻線位置(B)から同極方向にほぼ同じ電圧を生じ
る巻線位置(C)と巻線位置(D)が、第2のコンデン
サを介して接続されていることを特徴とするスイッチン
グ電源装置。9. A switching element, a control circuit, and an inductance component provided with a plurality of windings, wherein a plurality of output voltages are generated from a voltage generated in each winding of the inductance component by operating the switching element. In the switching power supply device, a winding position (A) of the first winding and a winding position of the second winding for predetermined first and second windings of the inductance component. (B) is connected via a first capacitor, and the winding positions (A) of the first and second windings respectively.
And a winding position (C) and a winding position (D) that generate substantially the same voltage in the same pole direction from the winding position (B) are connected via a second capacitor. Power supply.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP36233297A JP3219726B2 (en) | 1996-12-13 | 1997-12-12 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35270196 | 1996-12-13 | ||
JP8-352701 | 1996-12-20 | ||
JP8-354674 | 1996-12-20 | ||
JP35467496 | 1996-12-20 | ||
JP36233297A JP3219726B2 (en) | 1996-12-13 | 1997-12-12 | Switching power supply |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10234178A true JPH10234178A (en) | 1998-09-02 |
JP3219726B2 JP3219726B2 (en) | 2001-10-15 |
Family
ID=27341422
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP36233297A Expired - Fee Related JP3219726B2 (en) | 1996-12-13 | 1997-12-12 | Switching power supply |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3219726B2 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1049240A1 (en) * | 1999-04-23 | 2000-11-02 | MAGNETI MARELLI S.p.A. | A dc/dc converter with several outputs, particularly for use in motor vehicles |
JP2014220995A (en) * | 2013-05-06 | 2014-11-20 | Tdk株式会社 | Power supply circuit |
JP2017505596A (en) * | 2014-01-22 | 2017-02-16 | デンマークス テクニスク ユニヴェルジテイト | Resonant step-down DC-DC power converter |
-
1997
- 1997-12-12 JP JP36233297A patent/JP3219726B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1049240A1 (en) * | 1999-04-23 | 2000-11-02 | MAGNETI MARELLI S.p.A. | A dc/dc converter with several outputs, particularly for use in motor vehicles |
JP2014220995A (en) * | 2013-05-06 | 2014-11-20 | Tdk株式会社 | Power supply circuit |
JP2017505596A (en) * | 2014-01-22 | 2017-02-16 | デンマークス テクニスク ユニヴェルジテイト | Resonant step-down DC-DC power converter |
US10340805B2 (en) | 2014-01-22 | 2019-07-02 | Danmarks Tekniske Universitet | Resonant step down DC-DC power converter and methods of converting a resonant step down DC-DC converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3219726B2 (en) | 2001-10-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100741872B1 (en) | Switching power supply apparatus with active clamp circuit | |
US6587358B1 (en) | Switching power supply circuit | |
US8063577B2 (en) | Method and a driver circuit for LED operation | |
US6295211B1 (en) | Switching power supply unit having delay circuit for reducing switching frequency | |
EP2432105A2 (en) | Power factor correct current resonance converter | |
CN101647318A (en) | Supply circuit | |
KR20010090539A (en) | Power supply switching circuit | |
JP2015002668A (en) | Power-supply device | |
US5930124A (en) | Switching power supply | |
JP2011198795A (en) | Led driving device | |
JP7087887B2 (en) | Switching power supply | |
US6282103B1 (en) | Switching power supply using an inductor device to prevent harmonic current generation | |
KR20050085047A (en) | Switching power supply circuit | |
JP3219726B2 (en) | Switching power supply | |
JP3346543B2 (en) | Switching power supply | |
JPH05198446A (en) | High voltage transformer | |
JP2009545945A (en) | DC-DC power converter with switch control circuit coupled magnetically | |
US20150006932A1 (en) | Power supply apparatus | |
JP2008258166A (en) | Fluorescent lamp drive power supply | |
JP3447975B2 (en) | Switching power supply circuit | |
JPH07245186A (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH118090A (en) | Power supply unit | |
JPH07194142A (en) | Discharge lamp operating device | |
JP2002281756A (en) | Switching converter circuit | |
KR100309771B1 (en) | Power curcuit for Vacuum Fluorescent Display |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |