JPH10225181A - Ac power supplier and ac motor - Google Patents
Ac power supplier and ac motorInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、複数のインバー
タ(電力変換器)を直列または並列に切り換え接続でき
る交流電力供給装置、およびその交流電力供給装置で駆
動制御される交流電動機に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an AC power supply device capable of switching and connecting a plurality of inverters (power converters) in series or in parallel, and an AC motor driven and controlled by the AC power supply device.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来の多重PWMインバータ装置として
は文献(電気学会「半導体電力変換回路」1987年オ
ーム社、p125図6.3.18)に示されたものがあ
った。これは、2つのPWMインバータの出力波形の位
相をずらした後に、リアクトルで波形を合成してインバ
ータ出力の高調波を低減するものである。2. Description of the Related Art As a conventional multiplex PWM inverter device, there is one disclosed in a literature (IEEJ, "Semiconductor Power Conversion Circuit", Ohmsha, 1987, p125, FIG. 6.3.18). This is to reduce the harmonics of the inverter output by shifting the phases of the output waveforms of the two PWM inverters and then combining the waveforms with the reactor.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来の多重PWMイン
バータ装置は、各PWMインバータの出力波形の位相を
ずらした後に、リアクトルで波形を合成方法ではインバ
ータ出力電圧を調整するために変調率を下げるとインバ
ータ出力の高調波成分が増加し、モータの損失が増加す
るという不具合があった。In the conventional multiple PWM inverter device, after the phases of the output waveforms of the respective PWM inverters are shifted, in a method of synthesizing the waveforms by the reactor, when the modulation rate is decreased to adjust the inverter output voltage. There is a problem that the harmonic component of the inverter output increases and the loss of the motor increases.
【0004】また、文献(同、p102表6.2.1
(a))に示されるものでは2つのPWMインバータ
の位相をずらしてリアクトルで合成し、高調波を減らす
ものであるが、その結果、1次(基本波)成分も減少す
るという事態が生じる。[0004] In addition, literature (same as above, p102 Table 6.2.1)
In the case shown in (a)), the two PWM inverters are shifted in phase and combined by a reactor to reduce harmonics, but as a result, a situation occurs in which the primary (fundamental wave) component also decreases.
【0005】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、インバータをPWM駆動した
ときに発生する高調波電圧の影響を抑制することができ
る交流電力供給装置を得ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an AC power supply device capable of suppressing the influence of a harmonic voltage generated when an inverter is driven by PWM. With the goal.
【0006】さらには、交流電力変換器で駆動制御され
る交流電動機の巻線により発生する空間高調波を低減さ
せることができる交流電動機を得ることを目的とする。Another object of the present invention is to provide an AC motor capable of reducing spatial harmonics generated by a winding of an AC motor driven and controlled by an AC power converter.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】請求項1に係る交流電力
供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給
する少なくとも2つの電力変換手段と、これら電極変換
手段を直流電源正極と直流電源負極間に直列接続あるい
は直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切
換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは
並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成
して負荷に供給する電力合成手段とを備えたものであ
る。According to a first aspect of the present invention, there is provided an AC power supply apparatus comprising: at least two power conversion means for converting DC power into AC power and supplying the AC power to a load; Series-parallel connection switching means for switching between series connection or parallel connection to the DC power supply between the DC power supply negative electrode, and combining the outputs of the plurality of power conversion means connected in series or parallel by the series-parallel connection switching means And power combining means for supplying the load.
【0008】請求項2に係る交流電力供給装置は、直並
列接続切換手段が、一方の直流入力端子が直流電源正極
に接続された第1の交流電力変換手段の他方の直流入力
端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された
第2の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に
開閉可能に接続された第1の開閉手段と、前記第1の交
流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極間
に開閉可能に接続された第2の開閉手段と、前記第2の
交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極
に開閉可能に接続する第3の開閉手段を有したものであ
る。According to another aspect of the present invention, the series-parallel connection switching means includes one DC input terminal connected to the DC power supply positive electrode and the other DC input terminal of the first AC power conversion means. A first opening / closing means having a DC input terminal connected to the other DC input terminal of the second AC power conversion means connected to the negative electrode of the DC power supply, the first opening / closing means being connected to the first AC power conversion means; A second opening / closing means connected between the other DC input terminal and the DC power supply negative electrode so as to be openable and closable, and a third opening / closing connection between the other DC input terminal of the second AC power conversion means and the DC power supply positive electrode. And opening and closing means.
【0009】請求項3に係る交流電力供給装置は、直並
列接続切換手段が、一方の直流入力端子が直流電源正極
に接続された第1の交流電力変換手段の他方の直流入力
端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された
第2の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に
開閉可能に接続された第1の開閉手段と、前記第1の交
流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極間
に開閉可能に接続された第2の開閉手段と、前記第2の
電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接
続する接続手段とを有したものである。According to a third aspect of the present invention, in the AC power supply device, the series-parallel connection switching means includes one DC input terminal connected to the DC power supply positive electrode and the other DC input terminal of the first AC power conversion means. A first opening / closing means having a DC input terminal connected to the other DC input terminal of the second AC power conversion means connected to the negative electrode of the DC power supply, the first opening / closing means being connected to the first AC power conversion means; A second switching means connected between the other DC input terminal and the DC power supply negative electrode so as to be openable and closable; and a connection means for connecting the other DC input terminal of the second power conversion means to the DC power supply positive electrode. Things.
【0010】請求項4に係る交流電力供給装置は、接続
手段が、カソードが直流電源正極を接続されアノードが
第2の電力変換手段の他方の直流入力端子に接続された
ダイオードである。According to a fourth aspect of the present invention, the connecting means is a diode having a cathode connected to the positive electrode of the DC power supply and an anode connected to the other DC input terminal of the second power converting means.
【0011】請求項5に係る交流電動機は、電機子に、
複数の3相巻線を電気的に絶縁して巻回し、これら3相
巻線の各々に各交流電力発生器で発生した交流電力を入
力させて合成するようにしたものである。According to a fifth aspect of the present invention, in the AC motor,
A plurality of three-phase windings are electrically insulated and wound, and AC power generated by each AC power generator is input to each of the three-phase windings and combined.
【0012】請求項6に係る交流電動機は、各3相巻線
が、電気的に絶縁させて電機子に同位相で巻回されたも
のである。According to a sixth aspect of the present invention, each of the three-phase windings is wound around the armature in the same phase while being electrically insulated.
【0013】請求項7に係る交流電動機は、各交流電力
発生器を第1及び第2のPWMインバータとし、この第
1及び第2のPWMインバータのそれぞれに出力するP
WM信号生成用の搬送波を、前記第1のPWMインバー
タに対する搬送波の位相に対して前記第2のPWMイン
バータに対する搬送波の位相をπずらしたものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the AC motor, each AC power generator is a first and a second PWM inverter, and the P and P output to each of the first and the second PWM inverters.
The carrier for generating the WM signal is obtained by shifting the phase of the carrier with respect to the second PWM inverter by π with respect to the phase of the carrier with respect to the first PWM inverter.
【0014】請求項8に係る交流電動機は、第1の3相
巻線と第2の3相巻線を電気的に絶縁させて電機子にπ
/6位相をずらして巻回したものである。According to an eighth aspect of the present invention, in the AC motor, the first three-phase winding and the second three-phase winding are electrically insulated so that the armature has π.
It is wound with a / 6 phase shift.
【0015】請求項9に係る交流電動機は、電機子に3
相巻回された第1の3相巻線をY結線とし、前記第1の
3相巻線とは電気角π/6位相をずらして巻回された第
2の3相巻線を△結線とし、前記第1および第2の3相
巻線を並列接続したものである。According to a ninth aspect of the present invention, in the AC motor, three
The phase-turned first three-phase winding is Y-connected, and the second three-phase winding wound with the electrical angle π / 6 phase shifted from the first three-phase winding is △ -connected. And the first and second three-phase windings are connected in parallel.
【0016】請求項10に係る交流電動機は、第1の3
相巻線に第1の交流電力発生器より交流電力を供給する
と共に、第2の3相巻線に前記第1の交流電力発生器で
供給されて交流電力より電気角π/6位相をずらした交
流電力を第2の交流電力発生器より供給して駆動するも
のである。An AC motor according to a tenth aspect is characterized in that:
AC power is supplied to the phase windings from the first AC power generator, and the electric power is supplied to the second three-phase windings by the first AC power generator and the electrical angle is shifted by π / 6 from the AC power. The AC power is supplied from a second AC power generator and driven.
【0017】請求項11に係る交流電動機は、Y結線さ
れた第1の3相巻線の巻回数と△結線された第2の3相
巻線の巻回数の比が概ね1:√3である。According to the eleventh aspect, the ratio of the number of turns of the Y-connected first three-phase winding to the number of turns of the △ -connected second three-phase winding is approximately 1: 巻 線 3. is there.
【0018】請求項12に係る交流電動機は、電機子に
3相巻回されY結線された第1の3相巻線と上記第1の
3相巻線とは電気角π/6位相をずらして巻回され△結
線された第2の3相巻線を並列接続し、上記第1の3相
巻線とは電気角π/12位相をずらして3相巻回されY
結線された第3の3相巻線と上記第3の3相巻線とは電
気角π/6位相をずらして巻回され△結線された第4の
3相巻線を並列接続したものである。According to a twelfth aspect of the present invention, in the AC motor, the first three-phase winding wound in three phases around the armature and Y-connected to the first three-phase winding is shifted in electrical angle π / 6 phase. The second three-phase winding wound and wound and connected in parallel is connected in parallel with the first three-phase winding.
The connected third three-phase winding and the third three-phase winding are formed by connecting in parallel a fourth three-phase winding wound and shifted by an electrical angle of π / 6 phase and △ -connected. is there.
【0019】請求項13に係る交流電動機は、並列接続
された第1および第2の3相巻線には第1の交流電力発
生器より交流電力を供給すると共に、並列接続された第
3および第4の3相巻線には前記第1の交流電力発生器
で供給されて交流電力より電気角π/12位相をずらし
た交流電力を第2の交流電力発生器より供給するもので
ある。According to a thirteenth aspect of the present invention, the AC motor supplies AC power from the first AC power generator to the first and second three-phase windings connected in parallel, and connects the third and the third connected in parallel. The AC power supplied from the first AC power generator and shifted from the AC power by an electrical angle π / 12 phase to the fourth three-phase winding is supplied from the second AC power generator to the fourth three-phase winding.
【0020】請求項14に係る交流電力供給装置は、第
1の開閉手段が開状態の時に第2、第3の開閉手段の開
閉動作を繰り返し、第1の電力変換器及び第2の電力変
換器の直流入力電圧を変化させるものである。According to a fourteenth aspect of the present invention, when the first opening / closing means is in the open state, the switching operation of the second and third opening / closing means is repeated, and the first power converter and the second power converter. It changes the DC input voltage of the vessel.
【0021】請求項15に係る交流電力供給装置は、第
2および第3の開閉手段が開状態の時に第1の開閉手段
の開閉動作を繰り返し、または第1の開閉手段が開状態
の時、第2および第3の開閉手段の開閉動作を繰り返
し、第1および第2の電力変換器の直流入力電圧を変化
させるものである。According to a fifteenth aspect of the present invention, the AC power supply device repeats the opening / closing operation of the first opening / closing means when the second and third opening / closing means are in the open state, or when the first opening / closing means is in the open state, The switching operation of the second and third switching means is repeated to change the DC input voltage of the first and second power converters.
【0022】請求項16に係る交流電力供給装置は、第
1および第2の電力変換手段への電圧指令が所定の値を
超えた時に第1および第2の電力変換手段を並列駆動さ
せるように、また電圧指令が所定の値以下になったと
き、前記第1および第2の電力変換手段を直列駆動させ
るように切換信号を第1ないし第3の開閉手段に出力す
る切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になっ
た時に前記第1および第2の電力変換器への電圧指令を
元の電圧指令の2倍の値にして出力する電圧指令出力手
段と備えたものである。According to another aspect of the present invention, when the voltage command to the first and second power converters exceeds a predetermined value, the first and second power converters are driven in parallel. A switching signal output means for outputting a switching signal to the first to third opening / closing means so as to drive the first and second power conversion means in series when the voltage command becomes equal to or less than a predetermined value; Voltage command output means for setting the voltage command to the first and second power converters to a value twice as large as the original voltage command and outputting the voltage command when the voltage command falls below a predetermined value.
【0023】請求項17に係る交流電力供給装置は、少
なくとも第1および第2の電力変換が直列接続または並
列接続いずれかの時、変調率を固定して前記第1および
第2の電力変換手段をPWM駆動させる駆動手段を備え
たものである。The AC power supply device according to claim 17, wherein at least when the first and second power conversions are connected in series or in parallel, the modulation rate is fixed and the first and second power conversion means are provided. Is provided with a driving means for performing PWM driving.
【0024】[0024]
実施の形態1.以下、この発明の実施の形態1を図につ
いて説明する。図1は、本実施の形態に係る交流電力供
給装置としてのインバータ装置の構成図である。図にお
いて、1はバッテリ、2は6個のトランジスタを3相ブ
リッジ結線して構成した第1の交流電力変換手段として
の第1のインバータである。Embodiment 1 FIG. Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter device as an AC power supply device according to the present embodiment. In the figure, reference numeral 1 denotes a battery, and 2 denotes a first inverter as first AC power conversion means configured by connecting six transistors in a three-phase bridge connection.
【0025】この第1のインバータ2は、バッテリ1の
直流正極入力側21と第2の開閉スイッチ7を介したバ
ッテリ1の直流負極入力側22との間に接続された直列
接続の一対のトランジスタQu11−Qu12に、直列接続
された他の一対のトランジスタQv11−Qv12,トラン
ジスタQw11−Qw12がそれぞれ並列接続されて構成さ
れている。The first inverter 2 comprises a pair of series-connected transistors connected between the DC positive input 21 of the battery 1 and the DC negative input 22 of the battery 1 via the second switch 7. the qu 11 -qu 12, another pair of transistors Qv 11 -qv 12 which are connected in series, the transistor Qw 11 -qw 12 is configured by parallel connection, respectively.
【0026】3は同じく6個のトランジスタを3相ブリ
ッジ結線して構成した第2の交流電力変換手段としての
第2のインバータである。この第2のインバータ3は第
3の開閉スイッチ8を介したバッテリ1の直流正極入力
側31とバッテリ1の直流負極入力側32との間に接続
された直列接続の一対のトランジスタQu21−Qu
22に、直列接続された他の一対のトランジスタQv21−
Qv22,Qw21−Qw22がそれぞれ並列に接続されて構
成されている。Reference numeral 3 denotes a second inverter as second AC power conversion means similarly constituted by connecting six transistors in a three-phase bridge. The second inverter 3 is a pair of series-connected transistors Qu 21 -Qu connected between the DC positive input 31 of the battery 1 and the DC negative input 32 of the battery 1 via the third open / close switch 8.
22 , another pair of transistors Qv 21 −
Qv 22 and Qw 21 −Qw 22 are connected in parallel.
【0027】第1のインバータ2の直流負極入力側22
には第1の開閉スイッチ6により第2のインバータ3の
直流正極入力側31が接離可能に接続されている。尚、
第1の開閉スイッチ6、第2の開閉スイッチ7および第
3の開閉スイッチ8により直並列接続切換手段を構成す
る。3相ブリッジを構成する各トランジスタのコレクタ
−エミッタ間には転流用ダイオードDが逆並列接続され
ている。The DC negative input side 22 of the first inverter 2
Is connected to the DC positive input side 31 of the second inverter 3 by the first open / close switch 6 so as to be able to contact and separate therefrom. still,
The first on / off switch 6, the second on / off switch 7, and the third on / off switch 8 constitute a series / parallel connection switching unit. A commutating diode D is connected in anti-parallel between the collector and the emitter of each transistor constituting the three-phase bridge.
【0028】4はY−Y結線された2つの一次巻線と1
つの二次巻線を備えた電力合成手段としての3相変圧器
であり、第1の一次巻線には第1のイバータ2のU相出
力端子、V相出力端子、W相出力端子が第1の入力端4
1を介して接続されている。Reference numeral 4 denotes two primary windings connected in Y-Y and 1
A three-phase transformer as a power combining means having two secondary windings, and the first primary winding includes a U-phase output terminal, a V-phase output terminal, and a W-phase output terminal of the first inverter 2. 1 input terminal 4
1 are connected.
【0029】また、第2の一次巻線には第2のイバータ
3のU相出力端子、V相出力端子、W相出力端子が第2
の入力端42を介して接続されている。また、二次巻線
には出力端子43を介して交流電動機としてのモータ5
の3相巻線が接続されている。The U-phase output terminal, V-phase output terminal, and W-phase output terminal of the second inverter 3 are connected to the second primary winding.
Are connected via an input terminal 42 of the. A motor 5 as an AC motor is connected to the secondary winding via an output terminal 43.
Are connected.
【0030】次に、本実施の形態の動作について説明す
る。まず、モータ5の起動時で回転数(周波数)が低い
領域では図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて
第1の開閉スイッチ6が閉、第2,第3の開閉スイッチ
7,8が開となり第1のインバータ2と第2のインバー
タ3が直列接続される。この結果、第1のインバータ2
および第2のインバータ3の直流入力電圧はバッテリ1
の電圧の1/2の電圧となる。この状態で第1のインバ
ータ2、第2のインバータ3が動作すると各インバータ
2,3の出力は3相変圧器4で合成されてモータ5の3
相巻線に入力される。Next, the operation of this embodiment will be described. First, in the region where the number of rotations (frequency) is low when the motor 5 is started, the first opening / closing switch 6 is closed and the second and third opening / closing switches 7 and 8 are opened based on a detection signal of rotation detection means (not shown). Thus, the first inverter 2 and the second inverter 3 are connected in series. As a result, the first inverter 2
And the DC input voltage of the second inverter 3 is the battery 1
Of the voltage. In this state, when the first inverter 2 and the second inverter 3 operate, the outputs of the inverters 2 and 3 are combined by the three-phase transformer 4 and
Input to phase winding.
【0031】直列接続すると第1のインバータ2および
第2のインバータ3の直流入力電圧が1/2になるた
め、各インバータ2,3の出力電圧も1/2が最大とな
り、モータ5の回転数が低いときに低い起電力で駆動す
る。だが、第1のインバータ2および第2のインバータ
3の直流入力電圧が低いため各インバータ2,3の変調
率は従来の場合の2倍に大きくできる。従って、第1の
インバータ2および第2のインバータ3の出力波形に占
める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を
小さくできる効果がある。When the inverters are connected in series, the DC input voltage of the first inverter 2 and the second inverter 3 becomes 1 /, and the output voltage of each of the inverters 2 and 3 also becomes 最大. Is driven with low electromotive force when is low. However, since the DC input voltage of the first inverter 2 and the second inverter 3 is low, the modulation rate of each of the inverters 2 and 3 can be doubled as compared with the conventional case. Therefore, the ratio of the harmonic voltage to the output waveforms of the first inverter 2 and the second inverter 3 is reduced, and there is an effect that the loss due to the harmonic current can be reduced.
【0032】次に、モータ5の回転数が上がって行く
と、図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第1
の開閉スイッチ6を開、第2,第3の開閉スイッチ7,
8を閉にして第1のインバータ2と第2のインバータ3
を並列接続する。この結果、各インバータ2,3の直流
入力電圧はバッテリ1の電圧そのものとなる。従って、
従来と同等の電圧が得られ、モータ5の逆起電力が大き
い高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られ
る。Next, when the number of revolutions of the motor 5 increases, the first speed is determined based on a detection signal of a rotation detecting means (not shown).
Open switch 6, and the second and third open / close switches 7,
8 to close the first inverter 2 and the second inverter 3
Are connected in parallel. As a result, the DC input voltage of each of the inverters 2 and 3 becomes the voltage of the battery 1 itself. Therefore,
A voltage equivalent to that of the related art can be obtained, and a sufficient inverter output voltage can be obtained even in a high-speed rotation region where the back electromotive force of the motor 5 is large.
【0033】上記実施の形態では2個のインバータ2,
3の出力を3相変圧器4で合成する構成を示したが、2
個のインバータの出力を各々別の2個のモータの駆動に
用いても良い。In the above embodiment, two inverters 2
Although the configuration in which the output of 3 is synthesized by the three-phase transformer 4 is shown,
The outputs of the two inverters may be used to drive two different motors.
【0034】実施の形態2.以下、この発明の実施の形
態2を図を用いて説明する。図2は、本実施の形態に係
るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図1と同
一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省
略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図1に
示すインバータ装置より第3の開閉スイッチ8が省略さ
れ、カソードが第1のインバータ2の直流正極入力側
に、アノードが第2のインバータ3の直流正極入力側に
接続さている。この構成において、第2のインバータの
直流正極側31は常時バッテリ1の正極端子に接続され
ている。Embodiment 2 Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a configuration diagram of the inverter device according to the present embodiment. In the drawing, the same or corresponding portions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. In the inverter device according to the present embodiment, the third opening / closing switch 8 is omitted from the inverter device shown in FIG. 1, the cathode is on the DC positive input side of the first inverter 2, and the anode is the DC positive input of the second inverter 3. Connected to the side. In this configuration, the DC positive terminal 31 of the second inverter is always connected to the positive terminal of the battery 1.
【0035】従って、第1の開閉スイッチ6が閉、第2
の開閉スイッチ7が開の時の動作は第1のインバータ2
と第2のインバータ3が直列接続され、実施の形態1の
場合と同様なインバータ制御動作を行う。Therefore, the first open / close switch 6 is closed,
When the open / close switch 7 is open, the operation of the first inverter 2
And the second inverter 3 are connected in series, and perform the same inverter control operation as in the first embodiment.
【0036】今、第2の開閉スイッチ7が閉、第1の開
閉スイッチ6が開の状態では、ダイオード9により第2
のインバータ3へのバッテリ電圧の印加が阻止された
め、第1のインバータ2のみが第2の開閉スイッチ7に
よりバッテリ1に接続され、第2のインバータ3にはバ
ッテリ1が接続されない状態となる。この状態で第1の
インバータ2を動作させると、第1のインバータ2のみ
でモータ5を駆動することになる。Now, when the second switch 7 is closed and the first switch 6 is open, the second switch 9
The application of the battery voltage to the inverter 3 is prevented, so that only the first inverter 2 is connected to the battery 1 by the second open / close switch 7 and the battery 1 is not connected to the second inverter 3. When the first inverter 2 is operated in this state, the motor 5 is driven only by the first inverter 2.
【0037】だが、高速回転時は、高い電圧が要求さ
れ、電流は少なくても良いので特にインバータのスイッ
チング素子の電流容量を大きなものにする必要はない。
このようにすることで開閉スイッチを第1,2第の開閉
スイッチ6,7の2個で構成できる。また、第2の開閉
スイッチ7を開放時に、第2のインバータ3の発生電圧
はダイオード9によりバッテリ1に回生することができ
る。However, at the time of high-speed rotation, a high voltage is required and the current may be small. Therefore, it is not particularly necessary to increase the current capacity of the switching element of the inverter.
In this way, the open / close switch can be constituted by two first and second open / close switches 6 and 7. When the second open / close switch 7 is opened, the voltage generated by the second inverter 3 can be regenerated to the battery 1 by the diode 9.
【0038】実施の形態3.上記実施の形態1、2は第
1及び第2のインバータ2,3の出力電圧を3相変圧器
4で合成してモータに5に供給したが、本実施の形態は
図3の回路図に示すようにモータ5にはY結線された第
1の3相巻線51a,51b,51c、及び同じくY結
線された第2の3相巻線52a,52b,52cが同一
のスロットに巻回されている。Embodiment 3 In the first and second embodiments, the output voltages of the first and second inverters 2 and 3 are combined by the three-phase transformer 4 and supplied to the motor 5, but this embodiment is equivalent to the circuit diagram of FIG. As shown, the motor 5 is provided with first three-phase windings 51a, 51b, and 51c connected in a Y-connection, and second three-phase windings 52a, 52b, and 52c connected in the same manner in the same slot. ing.
【0039】そして、第1の3相巻線51a,51b,
51cは第1の入力端41を介して第1のインバータ2
の3相出力に接続され、第2の3相巻線52a,52
b,52cは第2の入力端42を介して第2のインバー
タ3の3相出力に接続されている。The first three-phase windings 51a, 51b,
51c is the first inverter 2 via the first input terminal 41.
, And the second three-phase windings 52 a, 52
b and 52c are connected to the three-phase output of the second inverter 3 via the second input terminal 42.
【0040】即ち、第1のインバータ2の3相出力と第
2のインバータ3の3相出力をモータ5内部の固定子の
スロットで合成するようにしたものであり、その結果、
3相変圧器4が不要になる。各3相巻線の例を図4に示
す。図は1極あたりのスロット数が12の場合の全節巻
きの例を示している。図において、U1,V1,W1は
第1の3相巻線、U2,V2,W2は第2の3相巻線
で、第1の3相巻線と同じスロットに巻かれている。That is, the three-phase output of the first inverter 2 and the three-phase output of the second inverter 3 are combined in a stator slot inside the motor 5, and as a result,
The three-phase transformer 4 becomes unnecessary. FIG. 4 shows an example of each three-phase winding. The figure shows an example of all-knot winding when the number of slots per pole is twelve. In the figure, U1, V1, and W1 are first three-phase windings, and U2, V2, and W2 are second three-phase windings, which are wound in the same slot as the first three-phase winding.
【0041】インバータ装置によるモータ制御動作は実
施の形態1と同様に、第1の開閉スイッチ6が閉、第
2、第3の開閉スイッチ7,8が開の状態では第1のイ
ンバータ2と第2のインバータ3が直列接続された状態
となり、第1のインバータ2および第2のインバータ3
に印加される直流入力電圧はバッテリ1の電圧の1/2
の電圧となる。As in the first embodiment, the motor control operation of the inverter device is similar to that of the first embodiment when the first open / close switch 6 is closed and the second and third open / close switches 7 and 8 are open. 2 inverters 3 are connected in series, and the first inverter 2 and the second inverter 3
Is 1/2 of the voltage of the battery 1
Voltage.
【0042】この状態で第1のインバータ2、第2のイ
ンバータ3が動作すると各インバータ2,3の出力はモ
ータ5内部の第1の3相巻線51a,51b,51c、
第2の3相巻線52a,52b,52cで合成されモー
タ5を駆動する。このとき、各インバータ2,3の直流
入力電圧が1/2になっているので各インバータ2,3
の出力電圧も1/2が最大となり、モータ5の回転数が
低いときは低い起動電圧で駆動するが、印加される直流
入力電圧が低いため各インバータ2,3の変調率は従来
の場合の2倍大きくできる。In this state, when the first inverter 2 and the second inverter 3 operate, the outputs of the inverters 2 and 3 output the first three-phase windings 51a, 51b and 51c inside the motor 5, respectively.
The motor 5 is driven by the second three-phase windings 52a, 52b, and 52c. At this time, since the DC input voltage of each of the inverters 2 and 3 is halved,
Of the motor 5 is driven at a low starting voltage when the rotation speed of the motor 5 is low. However, since the applied DC input voltage is low, the modulation factor of each of the inverters 2 and 3 is lower than that in the conventional case. Can be twice as large.
【0043】従って、各インバータ2,3の出力電圧形
に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損
失を小さくできる効果がある。また、2個のインバータ
2、3の出力電流がモータ5内で合成されるので個々の
インバータ2,3のスイッチング素子の電流容量はイン
バータ装置を1個で構成した場合の1/2でよく、トー
タルのスイッチング素子の電流容量は同じもので済む。Accordingly, the ratio of the harmonic voltage to the output voltage form of each of the inverters 2 and 3 is reduced, and the loss due to the harmonic current can be reduced. Further, since the output currents of the two inverters 2 and 3 are combined in the motor 5, the current capacity of the switching element of each of the inverters 2 and 3 may be 1 / that of a single inverter device. The current capacity of the total switching elements can be the same.
【0044】次に、第1の開閉スイッチ6を開、第2、
第3の開閉スイッチ7,8を閉とすると、第1のインバ
ータ2と第2のインバータ3は並列接続され、各インバ
ータ2,3の直流入力電圧はバッテリ1の電圧そのもの
となる。従って、第1のインバータ2と第2のインバー
タ3を直列接続したときの2倍の出力電圧が得られ、モ
ータ5の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバ
ータ出力電圧が得られる。Next, the first open / close switch 6 is opened,
When the third on / off switches 7 and 8 are closed, the first inverter 2 and the second inverter 3 are connected in parallel, and the DC input voltage of each of the inverters 2 and 3 becomes the voltage of the battery 1 itself. Therefore, an output voltage that is twice as high as that obtained when the first inverter 2 and the second inverter 3 are connected in series is obtained, and a sufficient inverter output voltage is obtained even in a high-speed rotation region where the back electromotive force of the motor 5 is large.
【0045】また、図5のように第3の開閉スイッチ8
を省略して実施の形態2と同様にインバータ装置を構成
し、低速時は第1の開閉スイッチ6を閉、第2の開閉ス
イッチ7を開とし、高速時は第1の開閉スイッチ6を
開、第2の開閉スイッチ7を閉としても良い。Further, as shown in FIG.
Is omitted, and the inverter device is configured in the same manner as in the second embodiment. The first open / close switch 6 is closed and the second open / close switch 7 is opened at a low speed, and the first open / close switch 6 is opened at a high speed. Alternatively, the second open / close switch 7 may be closed.
【0046】この場合、高速時は第1の3相巻線51
a,51b,51cのみに電流を流すため、モータ5の
効率が若干低下するが、開閉スイッチを2個で構成でき
る。また、高速時においては電圧が2倍になるのでイン
バータ出力電流は1/2でよいため1個のインバータで
モータ5を駆動してもインバータのスイッチング素子の
電流容量を増やす必要はない。In this case, at high speed, the first three-phase winding 51
Since the current flows only through the switches a, 51b, and 51c, the efficiency of the motor 5 is slightly reduced. However, two switches can be used. Further, since the voltage is doubled at high speed, the output current of the inverter may be reduced to half, so that even if the motor 5 is driven by one inverter, it is not necessary to increase the current capacity of the switching element of the inverter.
【0047】実施の形態4.図6はこの発明の本実施の
形態4におけるPWM波形生成の概念を説明するための
ブロック図であり、101は搬送波としての三角波を発
信する三角波発信器、102は図示しないインバータの
電圧指令に基づく振幅値を有する例えば正弦波からなる
3相基準電圧を発生する3相電圧発生器、103〜10
5はそれぞれ一方の入力端子に三角波発信器101より
搬送波としての三角波を入力し、他方の入力端子に3相
電圧発生器102より発生した3相基準電圧を入力して
三角波の振幅と3相基準電圧の振幅とを比較するコンパ
レータ、106は三角波発信器101より発生した三角
波の論理レベルを反転して出力する反転器である。Embodiment 4 FIG. 6 is a block diagram for explaining the concept of PWM waveform generation according to the fourth embodiment of the present invention. Reference numeral 101 denotes a triangular wave transmitter for transmitting a triangular wave as a carrier wave, and 102 denotes a triangular wave based on a voltage command of an inverter (not shown). A three-phase voltage generator for generating a three-phase reference voltage having, for example, a sine wave having an amplitude value;
Numeral 5 denotes a triangular wave as a carrier wave input from a triangular wave oscillator 101 to one input terminal, and a three-phase reference voltage generated from a three-phase voltage generator 102 to the other input terminal to input the amplitude of the triangular wave and the three-phase reference. A comparator 106 for comparing the voltage with the amplitude is an inverter for inverting the logic level of the triangular wave generated by the triangular wave transmitter 101 and outputting the inverted signal.
【0048】107から109はそれぞれ一方入力端子
に三角波発信器101より発生して反転器で論理レベル
が反転された三角波を入力し、他方の入力端子に3相電
圧発生器102より発生した3相基準電圧を入力して三
角波の振幅と3相基準電圧の振幅とを比較するコンパレ
ータである。Each of the input terminals 107 to 109 receives a triangular wave generated from the triangular wave oscillator 101 and having its logic level inverted by an inverter at one input terminal, and a three-phase voltage generated from the three-phase voltage generator 102 at the other input terminal. This comparator receives a reference voltage and compares the amplitude of the triangular wave with the amplitude of the three-phase reference voltage.
【0049】図7(a)〜(e)はPWM波形生成動作
を説明するための電圧波形で、1相分の波形のみを示し
ている。同図(a)において、3相電圧発生器102か
ら3相基準電圧111が発生し、三角波発信器101か
ら三角波(変調電圧)110が出力されてコンパレータ
103〜105に入力されると、各振幅が比較される。FIGS. 7 (a) to 7 (e) show voltage waveforms for explaining the PWM waveform generating operation, and show only a waveform for one phase. In FIG. 3A, when a three-phase reference voltage 111 is generated from a three-phase voltage generator 102 and a triangular wave (modulation voltage) 110 is output from a triangular wave oscillator 101 and input to comparators 103 to 105, each amplitude Are compared.
【0050】コンパレータ103〜105では、三角波
110の振幅が3相基準電圧111の振幅より低い期間
毎にレベルがHとなるパルス列112がPWM変調波と
して同図(b)のように出力される。このパルス列波形
を図示しない第1のインバータ2(図1を参照)におけ
る上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス
波形を反転したものを図示しない第1のインバータ1の
下側アームにおけるトランジスタのオン信号にして第1
のインバータ2を駆動する。In the comparators 103 to 105, a pulse train 112 whose level becomes H every time the amplitude of the triangular wave 110 is lower than the amplitude of the three-phase reference voltage 111 is output as a PWM modulated wave as shown in FIG. This pulse train waveform is used as an ON signal of an upper-arm transistor in a first inverter 2 (see FIG. 1) not shown, and an inverted version of this pulse waveform is used to turn on a transistor in a lower arm of the first inverter 1 (not shown). First signal
Is driven.
【0051】また、同図(b)において、3相電圧発生
器102から3相基準電圧114が発生し、反転器10
6からは三角波発信器101から三角波を反転した三角
波(変調電圧)113が出力されてコンパレータ107
〜109に入力されると、各振幅が比較される。In FIG. 3B, a three-phase reference voltage 114 is generated from the three-phase voltage generator 102, and
6 outputs a triangular wave (modulated voltage) 113 obtained by inverting the triangular wave from the triangular wave transmitter 101,
When the amplitudes are input to 109109, the respective amplitudes are compared.
【0052】コンパレータ107〜109では、三角波
113の振幅が3相基準電圧114の振幅より低い期間
毎にレベルがHとなるパルス列115がPWM変調波と
して同図(d)のように出力される。このパルス列波形
を図示しない第2のインバータ3(図1を参照)におけ
る上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス
波形を反転したものを図示しない第2のインバータ3の
下側アームにおけるトランジスタオン信号にして第2の
インバータ3を駆動する。In the comparators 107 to 109, a pulse train 115 whose level becomes H every time the amplitude of the triangular wave 113 is lower than the amplitude of the three-phase reference voltage 114 is output as a PWM modulated wave as shown in FIG. The pulse-on waveform of the upper-arm transistor in the second inverter 3 (see FIG. 1) not shown is replaced with the transistor-on signal of the lower arm of the second inverter 3 (not shown). To drive the second inverter 3.
【0053】このようにして生成された2つのPWM波
形で例えば図3の2つのインバータを駆動すると、その
合成された波形は同図(e)におけるパルス波形116
のようになる。これは、単一のインバータをPWM駆動
したものに対して高調波の周波数が約2倍になる。When, for example, the two inverters shown in FIG. 3 are driven by the two PWM waveforms generated in this way, the combined waveform becomes the pulse waveform 116 shown in FIG.
become that way. This means that the frequency of the harmonic is about twice that of a single inverter driven by PWM.
【0054】その結果、モータ5の高調波に対するリア
クタンスも2倍となるので高調波電流が小さくなって高
調波電流による銅損が減り、モータ5の効率が向上す
る。更に、モータ5内部でインバータ出力波形を合成す
るのでリアクトルなどが不要となる。As a result, the reactance of the motor 5 with respect to the harmonics is also doubled, so that the harmonic current is reduced, the copper loss due to the harmonic current is reduced, and the efficiency of the motor 5 is improved. Furthermore, since the inverter output waveform is synthesized inside the motor 5, a reactor or the like is not required.
【0055】この実施の形態では、第1及び第2のイン
バータ2,3を直列/並列切り替えできるインバータ装
置の例を示した。だが、2つのインバータ出力を合成す
るものであるなら、特に2つのインバータを開閉スイッ
チによって直列/並列切替えする必要はなく、あらかじ
め並列または直列に接続された2つのインバータの出力
をモータ5で合成してモータ駆動波形を形成しても上述
と同様の効果がある。In this embodiment, an example of an inverter device capable of switching the first and second inverters 2 and 3 in series / parallel has been described. However, if the output of the two inverters is combined, it is not necessary to switch the two inverters in series / parallel with an open / close switch, and the motor 5 combines the outputs of the two inverters connected in parallel or series in advance. The same effect as described above can be obtained by forming the motor drive waveform.
【0056】また、図4に示すように、2つのインバー
タを直列接続するか、単一のインバータのみを使用する
か切り替えられるように構成されたインバータ装置で
は、単一のインバータのみを使用する場合は従来のもの
と同じであるが、直列接続した場合に上述したと同様の
効果を奏する。Further, as shown in FIG. 4, in an inverter device configured to switch between two inverters connected in series or to use only a single inverter, a case where only a single inverter is used is used. Is the same as the conventional one, but has the same effect as described above when connected in series.
【0057】実施の形態5.以下、この発明の実施の形
態5を図を用いて説明する。図8は、本実施の形態に係
るモータの構成図である。尚、図中、図3と同一符号の
同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。
本実施の形態におけるモータ5には第1の3相巻線51
a、51b、51cと、第2の3相巻線53a、53
b、53cが電気角でπ/6空間位相をずらして同一の
固定子に巻回されている。巻線の例を図9に示す。図は
1極あたりのスロット数12の全節巻きの例を示してい
る。Embodiment 5 Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a configuration diagram of the motor according to the present embodiment. In the figure, the same or corresponding parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
The motor 5 in the present embodiment has a first three-phase winding 51
a, 51b, 51c and second three-phase windings 53a, 53
b and 53c are wound around the same stator with an electrical angle shifted by π / 6 spatial phase. FIG. 9 shows an example of the winding. The figure shows an example of a full section winding with 12 slots per pole.
【0058】図9において、U,V,Wは第1の巻線、
R,S,Tは第2の巻線に相当する。また、第1のイン
バータ2と第2のインバータ3は位相がπ/6ずれた3
相交流波形を出力する。従って、モータ5は12相交流
電圧で駆動されたものと同様となり、従来例のように単
に各インバータ2,3の出力の位相をずらして合成する
ものに対し、第1および第2の巻線の空間位相もずらす
ことで基本波の低下を防ぎ、空間高調波を低減すると共
に、トルクリップルの抑制、高調波損失を低減できる効
果がある。In FIG. 9, U, V and W are first windings,
R, S, and T correspond to the second winding. Further, the first inverter 2 and the second inverter 3 have a phase shift of π / 6.
Outputs a phase AC waveform. Therefore, the motor 5 is the same as the one driven by the 12-phase AC voltage, and the first and second windings are different from those of the conventional example in which the phases of the outputs of the inverters 2 and 3 are simply shifted. In addition, by shifting the spatial phase, the fundamental wave can be prevented from lowering, spatial harmonics can be reduced, torque ripple can be suppressed, and harmonic loss can be reduced.
【0059】本実施の形態では2つの第1及び第2のイ
ンバータ2,3が第1及び第3の開閉スイッチ6,8に
より直列、並列切り替えできるものの例を示したが、2
つのインバータの出力を合成するものなら、特に第1及
び第3の開閉スイッチ6,8による直列、並列切替えが
必要ない。予め並列または直列に接続された2つのイン
バータ出力の駆動波形としてモータ5の第1の3相巻線
51a,51b,51cと、第2の3相巻線53a,5
3b,53cに出力して合成しても上述したのと同様の
効果がある。In this embodiment, an example is shown in which the two first and second inverters 2 and 3 can be switched in series and parallel by the first and third on / off switches 6 and 8.
If the outputs of the two inverters are combined, it is not necessary to switch between series and parallel by the first and third on / off switches 6 and 8 in particular. The first three-phase windings 51a, 51b, 51c and the second three-phase windings 53a, 53c of the motor 5 are used as drive waveforms of two inverter outputs connected in parallel or in series in advance.
The same effects as described above can be obtained even when the signals are output to 3b and 53c and combined.
【0060】実施の形態6.以下、この発明の本実施の
形態6を図を用いて説明する。図10は、本実施の形態
に係るモータの構成図である。尚、図中、図8と同一符
号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略す
る。本実施の形態におけるモータ5には、Y結線された
第1の3相巻線51a,51b,51cと第1の3相巻
線51a,51b,51cとは電気角でπ/6空間位相
をずらして同一の固定子に巻かれ、Δ結線された第2の
3相巻線54a,54b,54cがある。Embodiment 6 FIG. Hereinafter, Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 10 is a configuration diagram of the motor according to the present embodiment. In the drawing, the same or corresponding parts as those in FIG. 8 are indicated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. In the motor 5 in the present embodiment, the first three-phase windings 51a, 51b, 51c and the first three-phase windings 51a, 51b, 51c connected in Y form a π / 6 spatial phase in electrical angle. There are second three-phase windings 54a, 54b, 54c wound around the same stator and shifted by Δ.
【0061】巻線の例を図11に示す。図は1極あたり
のスロット数が12の場合の全節巻きの例を示してい
る。図において、U,V,WはY結線された第1の3相
巻線、R,S,TはΔ結線された第2の3相巻線を示し
ている。すなわち、Y結線とΔ結線により各巻線が巻回
される各スロットに印加される電圧の位相をπ/6ずら
し、かつ、スロットの配置をπ/6ずらすことで12相
交流電圧を作り3相交流で12相交流相当の駆動方式を
得ている。このようにすることで空間高調波起磁力が小
さくなり、モータ5のトルクリップルの抑制、高調波損
失の低減に効果がある。FIG. 11 shows an example of the winding. The figure shows an example of all-knot winding when the number of slots per pole is twelve. In the figure, U, V, and W indicate a first three-phase winding connected in Y, and R, S, and T indicate a second three-phase winding connected in Δ. That is, a 12-phase AC voltage is generated by shifting the phase of the voltage applied to each slot around which each winding is wound by Y connection and Δ connection by π / 6 and shifting the slot arrangement by π / 6. A driving system equivalent to a 12-phase alternating current has been obtained. By doing so, the spatial harmonic magnetomotive force is reduced, which is effective in suppressing the torque ripple of the motor 5 and reducing the harmonic loss.
【0062】また、Y結線された第1の3相巻線51
a,51b,51cの巻き数と、Δ結線された第2の3
相巻線54a,54b,54cの巻き数比を約1:√3
とすることでY結線の起電力とΔ結線の起電力のバラン
スをとることができ、循環電流による損失の増加を低減
できる。The first three-phase winding 51 connected in a Y-connection
a, 51b, and 51c and the second 3
The winding ratio of the phase windings 54a, 54b, 54c is approximately 1: √3
By doing so, it is possible to balance the electromotive force of the Y connection and the electromotive force of the Δ connection, and reduce an increase in loss due to circulating current.
【0063】また、このようなモータ内における第1の
3相巻線51a,51b,51cと第2の3相巻線54
a,54b,54cにより従来の単一のインバータで空
間高調波を低減できる。Further, the first three-phase windings 51a, 51b, 51c and the second three-phase winding 54
a, 54b and 54c can reduce the spatial harmonics with a single conventional inverter.
【0064】実施の形態7.以下、この発明の実施の形
態7を図を用いて説明する。図12は、本実施の形態に
よるモータの構成図である。尚、図中、図10と同一符
号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略す
る。本実施の形態のモータ5には第1の3相巻線51
a,51b,51cがY結線され、第1の3相巻線51
a,51b,51cとは空間位相を電気角でπ/6ずら
して同一のスロットに巻回された第2の3相巻線54
a,54b,54cがΔ結線され、第2の3相巻線54
a,54b,54cの3相端は第1の3相巻線51a,
51b,51cの3相端と共に第1のインバータ2の3
相出力に第1の入力端41を介して接続されている。Embodiment 7 FIG. Hereinafter, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 12 is a configuration diagram of the motor according to the present embodiment. In the drawing, the same or corresponding parts as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The motor 5 of the present embodiment has a first three-phase winding 51
a, 51b, and 51c are Y-connected, and the first three-phase winding 51
a, 51b, and 51c are second three-phase windings 54 wound around the same slot with the spatial phase shifted by π / 6 in electrical angle.
a, 54b, 54c are Δ-connected, and the second three-phase winding 54
a, 54b, 54c are connected to the first three-phase windings 51a, 51a,
Along with the three-phase ends of 51b and 51c,
It is connected to the phase output via a first input 41.
【0065】更に、モータ5には第1の3相巻線51
a,51b,51cとは空間位相を電気角でπ/12ず
らして同一のスロットに巻回された第3の3相巻線55
a,55b,55cがY結線され、第3の3相巻線55
a、55b、55cとは空間位相を電気角でπ/6ずら
して同一のスロットに巻回された第4の3相巻線56
a,56b,56cがΔ結線されている。第4の3相巻
線56a,56b,56cの3相端は第3の3相巻線5
5a,55b,55cの3相端と共に第2のインバータ
3の3相出力端に第2の入力端41を介して接続されて
いる。Further, the motor 5 has a first three-phase winding 51
a, 51b, and 51c are third three-phase windings 55 wound around the same slot with a spatial phase shifted by π / 12 in electrical angle.
a, 55b, and 55c are Y-connected, and the third three-phase winding 55
a, 55b and 55c are fourth three-phase windings 56 wound around the same slot with the spatial phase shifted by π / 6 in electrical angle.
a, 56b, 56c are Δ-connected. The three-phase ends of the fourth three-phase windings 56a, 56b, 56c are connected to the third three-phase winding 5
Along with the three-phase terminals of 5a, 55b, and 55c, they are connected to the three-phase output terminal of the second inverter 3 via the second input terminal 41.
【0066】第1ないし第4の3相巻線51a,51
b,51c、54a,54b,54c〜56a,56
b,56cの巻線例を図13に示す。図は1極あたりの
スロット数が12の場合の全節巻きの例を示している。
図において、U1,V1,W1はY結線された第1の3
相巻線、R1,S1,T1はΔ結線された第2の3相巻
線で第1の3相巻線とは空間位相がπ/6ずらして巻回
され、Δ結線の3相端は第1の3相巻線U1,V1,W
1に接続されている。First to fourth three-phase windings 51a, 51
b, 51c, 54a, 54b, 54c to 56a, 56
FIG. 13 shows examples of windings b and 56c. The figure shows an example of all-knot winding when the number of slots per pole is twelve.
In the figure, U1, V1, and W1 are Y-connected first 3
The phase windings, R1, S1, and T1, are Δ-connected second three-phase windings and are wound with a spatial phase shifted by π / 6 from the first three-phase winding. First three-phase windings U1, V1, W
1 connected.
【0067】また、U2,V2,W2はY結線された第
3の3相巻線で第1の3相巻線とは空間位相がπ/12
ずらして巻かれ、R2,S2,T2はΔ結線された第4
の3相巻線で第3の3相巻線とは空間位相がπ/6ずら
して巻回され、Δ結線の3相端は第3の3相巻線U2,
V2,W2に接続されている。U2, V2, and W2 are Y-connected third three-phase windings having a spatial phase of π / 12 with respect to the first three-phase winding.
R2, S2, and T2 are shifted by Δ and
Is wound with a spatial phase shifted by π / 6 from that of the third three-phase winding, and the three-phase end of the Δ connection is connected to the third three-phase winding U2.
V2 and W2.
【0068】第1のインバータ2と第2のインバータ3
の3相交流出力の位相をπ/12ずらすことによりモー
タ5は24相交流電圧で駆動されることになり、空間高
調波の大幅な低減、トルクリップルの抑制が可能とな
る。First inverter 2 and second inverter 3
By shifting the phase of the three-phase AC output by π / 12, the motor 5 is driven by the 24-phase AC voltage, so that it is possible to greatly reduce spatial harmonics and suppress torque ripple.
【0069】第1のインバータ2と第2のインバータ3
は開閉スイッチ6,7,8により直列、並列切替えがで
きるようにしても良い。また、開閉スイッチ8を省略し
て直列または単独でインバータを使用してもよく、或い
は予め直列接続または並列接続に固定してもよい。First inverter 2 and second inverter 3
The switch may be switched between series and parallel by the open / close switches 6, 7, and 8. Alternatively, the open / close switch 8 may be omitted, and an inverter may be used in series or alone, or may be fixed in advance to a series connection or a parallel connection.
【0070】或いは、Y結線の巻線51a,51b,5
1c、55a,55b,55cとΔ結線の巻線54a,
54b,54c、56a,56b,56cとの巻き数比を
約1:√3とすることで、循環電流による損失を減らせ
る。Alternatively, the Y-connected windings 51a, 51b, 5
1c, 55a, 55b, 55c and Δ-connected windings 54a,
By setting the ratio of the number of turns to 54b, 54c, 56a, 56b, 56c to about 1: √3, the loss due to the circulating current can be reduced.
【0071】実施の形態8.以下、この発明の実施の形
態8を図を用いて説明する。図14は、本実施の形態に
係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図1と
同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は
省略する。図14において、1はバッテリー、2は3相
ブリッジ結線された第1のインバータで、直流正極入力
側21がバッテリ1の正極に接続されている。3は同じ
く3相ブリッジ結線された第2のインバータであり、直
流負極入力側32がバッテリ1の負極に接続されてい
る。Embodiment 8 FIG. Hereinafter, an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 14 is a configuration diagram of the inverter device according to the present embodiment. In the drawing, the same or corresponding portions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. In FIG. 14, 1 is a battery, 2 is a first inverter connected in a three-phase bridge, and a DC positive input side 21 is connected to the positive electrode of the battery 1. Reference numeral 3 denotes a second inverter also connected in a three-phase bridge, and the DC negative input side 32 is connected to the negative electrode of the battery 1.
【0072】第1のインバータ2の直流負極入力側22
はダイオード6で第2のインバータ3の直流正極入力側
31に接続されると共に、第1のインバータ2の直流負
極入力側22と第2のインバータ3の直流負極入力側3
2(バッテリ1の負極)間にはトランジスタ71のコレ
クタとエミッタが接続され、さらに第1のインバータ2
の直流正極入力側21(バッテリ1の正極)と第2のイ
ンバータ3の直流正極入力側31間にはトランジスタ8
1のコレクタとエミッタが接続されている。The DC negative input side 22 of the first inverter 2
Is connected to the DC positive input 31 of the second inverter 3 by the diode 6 and is connected to the DC negative input 22 of the first inverter 2 and the DC negative input 3 of the second inverter 3.
2 (the negative electrode of the battery 1), the collector and the emitter of the transistor 71 are connected.
The transistor 8 is connected between the DC positive input side 21 (the positive electrode of the battery 1) and the DC positive input side 31 of the second inverter 3.
1 are connected to the collector and the emitter.
【0073】4は2入力1出力の3相変圧器であり、第
1の入力端子41は第1のインバータ2の出力端に、第
2の入力端子42は第2のインバータの出力端に、出力
端子43はモータ5の3相巻線に接続されている。Reference numeral 4 denotes a two-input, one-output three-phase transformer. The first input terminal 41 is at the output terminal of the first inverter 2, the second input terminal 42 is at the output terminal of the second inverter, The output terminal 43 is connected to the three-phase winding of the motor 5.
【0074】次に、本実施の形態の動作について説明す
る。先ず、トランジスタ71及びトランジスタ81をオ
フして第1のインバータ2および第2のインバータ3を
直列接続すると、第1のインバータ2及び第2のインバ
ータ3にはバッテリ電圧の1/2の電圧がかかり、第1
のインバータ2と第2のインバータ3の出力電圧を低く
設定することができる。そのため、高い変調率で所望の
電圧が得られ、更に高調波電圧の含有率が減り高調波に
よるインバータ出力の損失を低減できる。第1のインバ
ータ2、第2のインバータ3の出力は3相変圧器4で合
成されモータ5を駆動する。Next, the operation of this embodiment will be described. First, when the transistor 71 and the transistor 81 are turned off and the first inverter 2 and the second inverter 3 are connected in series, a voltage of バ ッ テ リ of the battery voltage is applied to the first inverter 2 and the second inverter 3. , First
Output voltage of the inverter 2 and the second inverter 3 can be set low. As a result, a desired voltage can be obtained at a high modulation rate, and the content of the harmonic voltage is reduced, so that the loss of the inverter output due to the harmonic can be reduced. Outputs of the first inverter 2 and the second inverter 3 are combined by a three-phase transformer 4 to drive a motor 5.
【0075】また、モータ5の回生時の動作を説明す
る。モータ5が外部から駆動されて発電した場合、3相
変圧器4を通って第1のインバータ2、第2のインバー
タ3の直流入力端に回生電圧が発生する。このとき、第
1のインバータ2の回生電圧はトランジスタ71に並列
接続されたダイオード72を通ってバッテリ1に回生さ
れて充電される。また、第2のインバータ3の回生電圧
はトランジスタ81に並列接続されたダイオード82を
通ってバッテリ1に回生されて充電される。The operation during regeneration of the motor 5 will be described. When the motor 5 is driven from the outside to generate power, a regenerative voltage is generated at the DC input terminals of the first inverter 2 and the second inverter 3 through the three-phase transformer 4. At this time, the regenerative voltage of the first inverter 2 is regenerated and charged into the battery 1 through the diode 72 connected in parallel with the transistor 71. The regenerative voltage of the second inverter 3 is regenerated and charged in the battery 1 through a diode 82 connected in parallel with the transistor 81.
【0076】次に、トランジスタ71、トランジスタ8
1をオンにすると、バッテリ1の電圧は第1のインバー
タ2、トランジスタ71を通って、また、第2のインバ
ータ3、トランジスタ81を通って第1のインバータ2
と第2のインバータ3は並列に接続された状態となる。
従って、第1のインバータ2、第2のインバータ3の直
流入力電圧はいずれもバッテリ1の電圧そのものとな
り、各インバータ2,3を直列接続した場合の2倍の電
圧が印加される。Next, the transistor 71 and the transistor 8
When the first inverter 2 is turned on, the voltage of the battery 1 passes through the first inverter 2 and the transistor 71, and passes through the second inverter 3 and the transistor 81.
And the second inverter 3 are connected in parallel.
Therefore, the DC input voltage of the first inverter 2 and the DC input voltage of the second inverter 3 are both the voltage of the battery 1 itself, and a voltage twice as high as that when the inverters 2 and 3 are connected in series is applied.
【0077】また、このときの回生時の動作も同じく、
第1のインバータ2の回生電圧はダイオード72を通っ
てバッテリ1に回生されて充電される。また、第2のイ
ンバータ3の回生電圧はダイオード82を通ってバッテ
リ1に回生されて充電される。The operation at the time of regeneration at this time is also the same.
The regenerative voltage of the first inverter 2 is regenerated by the battery 1 through the diode 72 and charged. Further, the regenerative voltage of the second inverter 3 is regenerated by the battery 1 through the diode 82 and charged.
【0078】このとき、本実施の形態では3相変圧器4
を用いて第1のインバータ2及び第2のインバータ3の
出力を合成してモータ5を駆動したが、この3相変圧器
4を省略して図15のようにモータ5の内部で第1のイ
ンバータ2及び第2のインバータ3の出力を合成しても
良い。At this time, in the present embodiment, the three-phase transformer 4
, The output of the first inverter 2 and the output of the second inverter 3 are combined to drive the motor 5. However, the three-phase transformer 4 is omitted, and as shown in FIG. The outputs of the inverter 2 and the second inverter 3 may be combined.
【0079】また、またインバータ1,2をPWMイン
バータとした場合、PWM信号を生成する際の第1のイ
ンバータ2に対する搬送波と第2のインバータ3に対す
る搬送波の位相をπずらして、各インバータ2,3の出
力の位相をπずらしても良い。Further, when the inverters 1 and 2 are PWM inverters, the phases of the carrier wave for the first inverter 2 and the carrier wave for the second inverter 3 when generating the PWM signal are shifted by π, The output of No. 3 may be shifted by π.
【0080】また、モータ5の第1の3相巻線と第2の
3相巻線の空間位相を電気角でπ/6ずらして、第1の
インバータ2と第2のインバータ3の3相出力位相をπ
/6ずらして12相交流電圧を作り3相交流で12相交
流相当でモータ5を駆動をしても良い。Further, the spatial phases of the first three-phase winding and the second three-phase winding of the motor 5 are shifted by π / 6 in electrical angle, and the three phases of the first inverter 2 and the second inverter 3 are changed. Output phase π
The motor 5 may be driven by a 12-phase AC voltage corresponding to the 12-phase AC voltage by shifting the voltage by / 6.
【0081】更に、各インバータ2,3の直列接続時、
すなわちトランジスタ71,81がオフの時、第1のイ
ンバータ2、第2のインバータ3をPWM駆動し、そし
て各インバータ2,3の並列接続時、すなわちトランジ
スタ71,81がオンのとき、第1のインバータ2、第
2のインバータ3を120度通電し、且つトランジスタ
71,81を開閉作動させることで第1のインバータ
2、第2のインバータ3の直流入力電圧を調整するPA
M駆動しても良い。Further, when the inverters 2 and 3 are connected in series,
That is, when the transistors 71 and 81 are off, the first inverter 2 and the second inverter 3 are PWM-driven. When the inverters 2 and 3 are connected in parallel, that is, when the transistors 71 and 81 are on, the first A PA that adjusts the DC input voltage of the first inverter 2 and the second inverter 3 by energizing the inverter 2 and the second inverter 3 by 120 degrees and opening and closing the transistors 71 and 81.
M driving may be performed.
【0082】このようにすることで、モータ5の回転周
波数領域が低くてモータの起電力が小さい場合は第1お
よび第2のインバータ2,3を直列接続してPWM駆動
することにより、低次の高調波が小さい高効率運転がで
きる。また、モータ5の起電力が大きくなる周波数の高
い領域では第1および第2のインバータ2,3を並列接
続することで高い駆動電圧を得ると共に、第1および第
2のインバータ2,3のスイッチング周波数を低くでき
るので第1および第2のインバータ2,3に使用するス
イッチング素子は動作速度が遅い低価格のものが使用で
きる。In this manner, when the rotation frequency region of the motor 5 is low and the electromotive force of the motor is small, the first and second inverters 2 and 3 are connected in series to perform PWM driving, thereby achieving low-order driving. High efficiency operation with small harmonics of In a high frequency region where the electromotive force of the motor 5 is high, a high drive voltage is obtained by connecting the first and second inverters 2 and 3 in parallel, and the switching of the first and second inverters 2 and 3 is performed. Since the frequency can be lowered, a low-cost switching element having a low operation speed can be used as the switching element used in the first and second inverters 2 and 3.
【0083】また、モータ5の2つの一次巻線の空間位
相を電気角でπ/6ずらすと共に、第1および第2のイ
ンバータ2,3の3相出力位相をπ/6ずらしておけ
ば、第1および第2のインバータ2,3をPAM駆動し
た際、PAM駆動によるモータの時間高調波も低減で
き、効率の良い運転が出来る。If the spatial phases of the two primary windings of the motor 5 are shifted by π / 6 in electrical angle and the three-phase output phases of the first and second inverters 2 and 3 are shifted by π / 6, When the first and second inverters 2 and 3 are driven by PAM, time harmonics of the motor due to PAM driving can also be reduced, and efficient operation can be performed.
【0084】また、並列接続時にトランジスタ71,8
1を開閉動作させて第1および第2のインバータ2,3
の直流入力電圧を制御しつつ第1および第2のインバー
タ2,3をPWM駆動しても良い。このように駆動する
ことにより、第1および第2のインバータ2,3の変調
率が高い状態でモータ5を駆動できるので高調波の含有
率が減り、効率の高いモータ運転を行える。When the transistors 71 and 8 are connected in parallel,
1 to open and close the first and second inverters 2 and 3
The first and second inverters 2 and 3 may be PWM driven while controlling the DC input voltage of the first and second inverters. By driving in this manner, the motor 5 can be driven in a state where the modulation rates of the first and second inverters 2 and 3 are high, so that the content of harmonics is reduced, and the motor can be operated with high efficiency.
【0085】上記実施の形態では直列、並列切替えスイ
ッチとしてトランジスタを使用した例を示したが、他の
半導体スイッチング素子、例えばMOSFETやIGB
Tなどを使用しても良い。In the above embodiment, an example is shown in which a transistor is used as a series / parallel switch. However, another semiconductor switching element such as a MOSFET or an IGB
T or the like may be used.
【0086】実施の形態9.以下、この発明の実施の形
態9を図を用いて説明する。図16は、本実施の形態に
よるインバータ装置の構成図である。尚、図中、図15
と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明
は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図
15に示す実施の形態9におけるダイオード61にトラ
ンジスタ62を逆方向並列接続したものである。トラン
ジスタ62は第1及び第2のインバータ2,3を直列接
続にて使用する際にオンにする。Embodiment 9 Hereinafter, a ninth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 16 is a configuration diagram of the inverter device according to the present embodiment. In FIG. 15, FIG.
The same reference numerals as those of the first embodiment denote the same or corresponding parts, and a detailed description thereof is omitted. In the inverter device according to the present embodiment, a transistor 62 is connected in parallel to a diode 61 in the ninth embodiment shown in FIG. The transistor 62 is turned on when the first and second inverters 2 and 3 are used in series connection.
【0087】モータ5を駆動する場合は先に述べた実施
の形態8と動作に変わりはないので必ずしもトランジス
タ62をオンしておく必要はない。モータ5が外部から
駆動されて回生動作をするときに、トランジスタ62が
オンしていると、第1のインバータ2と第2のインバー
タ3の電圧はこのトランジスタ62を通って直列に接続
されバッテリ1を充電するのでモータ5の逆起電力が小
さい低速回転時でも回生動作が容易になる。When the motor 5 is driven, the operation is the same as that of the eighth embodiment described above, so that it is not always necessary to turn on the transistor 62. If the transistor 62 is turned on when the motor 5 is driven from the outside and performs a regenerative operation, the voltage of the first inverter 2 and the voltage of the second inverter 3 are connected in series through the transistor 62 and the battery 1 , The regenerative operation becomes easy even at the time of low-speed rotation where the back electromotive force of the motor 5 is small.
【0088】実施の形態10.以下、この発明の実施の
形態10を図を用いて説明する。図17は、本実施の形
態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図
16と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な
説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置
は図16の実施の形態に対し、ダイオード61と直列に
トランジスタ63を、また、トランジスタ62と直列に
ダイオード64を追加したものである。Embodiment 10 FIG. Hereinafter, a tenth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 17 is a configuration diagram of the inverter device according to the present embodiment. In the drawing, the same or corresponding parts as those in FIG. 16 are indicated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The inverter device of this embodiment is different from the embodiment of FIG. 16 in that a transistor 63 is added in series with a diode 61 and a diode 64 is added in series with a transistor 62.
【0089】各ダイオード61,64と各トランジスタ
62,63との接続関係としては、第1のインバータ2
の直流負極入力側22にアノードを接続したダイオード
61のカソードは、エミッタが第2のインバータ3の直
流正極入力側31に接続されているトランジスタ63の
コレクタに接続されている。The connection relationship between the diodes 61 and 64 and the transistors 62 and 63 is as follows.
The cathode of the diode 61 whose anode is connected to the DC negative input side 22 is connected to the collector of a transistor 63 whose emitter is connected to the DC positive input side 31 of the second inverter 3.
【0090】また、第1のインバータ2の直流負極入力
側22にカソードを接続したダイオード64のアノード
は、コレクタが第2のインバータ3の直流正極入力側3
1に接続されているトランジスタ64のエミッタに接続
されている。The anode of a diode 64 whose cathode is connected to the DC negative input side 22 of the first inverter 2 has a collector connected to the DC positive input side 3 of the second inverter 3.
It is connected to the emitter of the transistor 64 which is connected to 1.
【0091】先ず、第1および第2のインバータ2,3
の並列駆動時の動作を説明する。トランジスタ62,6
3をオフにし、トランジスタ71,81を開閉動作させ
てインバータ2,3の直流入力電圧を変化させることで
インバータ2,3をPAM制御する。First, the first and second inverters 2 and 3
The operation at the time of parallel driving will be described. Transistors 62 and 6
3 is turned off, and the transistors 71 and 81 are opened and closed to change the DC input voltage of the inverters 2 and 3, thereby performing PAM control on the inverters 2 and 3.
【0092】第1および第2のインバータ2,3の並列
駆動時の直列時の動作としては、トランジスタ71,8
1をオフにし、トランジスタ62,63をオンにする。
トランジスタ62を開閉動作させることで第1のインバ
ータ2、第2のインバータ3の直流入力電圧を調節でき
る。また、第1および第2のインバータ2,3はPAM
駆動できるので、第1および2インバータ2,3のスイ
ッチング素子は動作速度が遅い低価格のもので充分に使
用に耐える。The operation in series when the first and second inverters 2 and 3 are driven in parallel includes transistors 71 and 8
1 is turned off and the transistors 62 and 63 are turned on.
The DC input voltage of the first inverter 2 and the second inverter 3 can be adjusted by opening and closing the transistor 62. The first and second inverters 2 and 3 are PAM
Since they can be driven, the switching elements of the first and second inverters 2 and 3 have a low operating speed and are inexpensive and can withstand use sufficiently.
【0093】また、直列時はトランジスタ63を開閉動
作、並列時はトランジスタ71,81を開閉動作させて
第1および2のインバータ2,3の直流入力電圧を制御
すると共に、第1および2のインバータ2,3をPWM
制御すればPWM変調率が高い状態で使用できるので高
調波含有率が減り、モータ5の効率が向上する。In series operation, the transistor 63 is opened and closed, and in parallel operation, the transistors 71 and 81 are opened and closed to control the DC input voltage of the first and second inverters 2 and 3 and the first and second inverters. PWM for a few
If controlled, the PWM modulation rate can be used in a high state, so that the harmonic content is reduced and the efficiency of the motor 5 is improved.
【0094】実施の形態11.図18は本実施の形態に
よる第1および第2のインバータ2,3の直列接続/並
列接続切替信号および第1および第2のインバータ2,
3の電圧指令信号を発する切換信号出力手段としての信
号発生回路の構成図である。この信号発生回路は実施の
形態1,2,3,5或いは7における第1の開閉スイッ
チ6及び第2の開閉スイッチ7,8に、或いは実施の形
態8,9,10におけるトランジスタ62,63,7
1,78に直列接続/並列接続切替信号としてのH、L
レベル信号を発生する際に用いられる。尚、基準電圧は
第1および第2のインバータ2,3が出力し得る最大電
圧の1/2の値に設定されている。ここで、電圧指令は
所望する正弦波の振幅に相当する直流値である。Embodiment 11 FIG. FIG. 18 shows a series / parallel connection switching signal of first and second inverters 2 and 3 according to the present embodiment and first and second inverters 2 and 3.
3 is a configuration diagram of a signal generation circuit as a switching signal output unit that issues a voltage command signal of No. 3; FIG. This signal generating circuit is provided in the first open / close switch 6 and the second open / close switch 7, 8 in the first, second, third, fifth or seventh embodiment, or in the transistors 62, 63, 7
H, L as series connection / parallel connection switching signals
Used when generating a level signal. Note that the reference voltage is set to a value that is の of the maximum voltage that can be output by the first and second inverters 2 and 3. Here, the voltage command is a DC value corresponding to a desired sine wave amplitude.
【0095】図18において、コンパレータ201は+
入力端子にモータの駆動制御に応じた電圧指令を、−入
力端子に予め設定した基準電圧を入力する。電圧指令値
が基準電圧より高い場合は、各インバータ2,3が並列
接続されて各インバータ2,3にバッテリ電圧がそのま
ま印加されるように、コンパレータ201はHレベルの
並列接続切替信号を出力する。また、電圧指令値が基準
電圧より低い場合は、各インバータ2,3が直列接続さ
れるように、Lレベルの信号を反転器202でHレベル
に反転して直列接続切替信号を出力する。In FIG. 18, the comparator 201 outputs +
A voltage command corresponding to the drive control of the motor is input to the input terminal, and a preset reference voltage is input to the-input terminal. When the voltage command value is higher than the reference voltage, the comparator 201 outputs an H-level parallel connection switching signal so that the inverters 2 and 3 are connected in parallel and the battery voltage is applied to the inverters 2 and 3 as they are. . When the voltage command value is lower than the reference voltage, the L level signal is inverted to the H level by the inverter 202 so as to output a series connection switching signal so that the inverters 2 and 3 are connected in series.
【0096】コンパレータ201の出力は実施の形態1
におけるインバータ装置であれば、第2および第3の開
閉スイッチ7,8および反転器207を通して第1の開
閉スイッチ6に分岐出力される。The output of the comparator 201 is the same as that of the first embodiment.
In the case of the inverter device described above, the signal is branched and output to the first open / close switch 6 through the second and third open / close switches 7, 8 and the inverter 207.
【0097】コンパレータ201からHレベルの並列接
続切替信号がストローブ信号としてアナログバッファ2
03に入力されと、コンパレータ201に入力された電
圧指令がアナログバッファ203を通して第1および第
2のインバータ2,3の電圧指令として図6に示される
3相電圧発生器102に入力される。尚、図6において
は反転器106で三角波の電圧を反転しているが、この
実施の形態においては必ずしも反転器106は必要とい
う訳ではない。The comparator 201 outputs an H level parallel connection switching signal as a strobe signal in the analog buffer 2.
When the voltage command is input to the three-phase voltage generator 103, the voltage command input to the comparator 201 is input to the three-phase voltage generator 102 shown in FIG. 6 through the analog buffer 203 as a voltage command for the first and second inverters 2 and 3. Although the voltage of the triangular wave is inverted by the inverter 106 in FIG. 6, the inverter 106 is not always required in this embodiment.
【0098】また、電圧指令が基準電圧より低い場合に
はコンパレータ201からLレベル信号が負のストロー
ブ信号としてアナログバッファ204に入力され、電圧
指令出力手段としてのかけ算器205で2倍にされた電
圧指令がアナログバッファ204を通して第1および第
2のインバータ2,3の電圧指令として図6に示される
3相電圧発生器102に入力される。If the voltage command is lower than the reference voltage, the L level signal is input from the comparator 201 to the analog buffer 204 as a negative strobe signal, and the voltage doubled by the multiplier 205 as voltage command output means. The command is input to the three-phase voltage generator 102 shown in FIG. 6 as a voltage command for the first and second inverters 2 and 3 through the analog buffer 204.
【0099】以上のような回路構成において、電圧指令
の値がコンパレータ201で基準電圧と比較され、基準
電圧より高い場合は第1および第2のインバータ2,3
を並列接続するHレベルの並列接続切替信号が出力され
る。In the above-described circuit configuration, the value of the voltage command is compared with the reference voltage by the comparator 201. If the value is higher than the reference voltage, the first and second inverters 2, 3
Are connected in parallel, an H level parallel connection switching signal is output.
【0100】この結果、例えばインバータ装置が図1に
示す構成であれば、コンパレータ201より第2の開閉
器スイッチ7と第3の開閉スイッチ8にHレベルの並列
接続切替信号がそれぞれ入力されてるため、第2および
第3の開閉スイッチ7,8はオンして第1のインバータ
2と第2のインバータ3をバッテリ1に対して並列接続
する。As a result, if the inverter device has the configuration shown in FIG. 1, for example, the H-level parallel connection switching signal is input to the second switch 7 and the third switch 8 by the comparator 201. , The second and third on / off switches 7 and 8 are turned on to connect the first inverter 2 and the second inverter 3 to the battery 1 in parallel.
【0101】そして、第1の開閉スイッチ6は反転器2
02でLレベルに反転され信号が入力されるためオフ状
態となる。その結果、第1のインバータ2と第2のイン
バータ3はオン状態となった第2および第3の開閉スイ
ッチ7,8により並列接続される。コンパレータ201
に入力された電圧指令は、そのまま第1および第2のイ
ンバータの電圧指令値としてアナログバッファ203よ
り3相電圧発生器102に入力される。The first open / close switch 6 is connected to the inverter 2
At 02, the signal is inverted to the L level and a signal is input, so that the transistor is turned off. As a result, the first inverter 2 and the second inverter 3 are connected in parallel by the second and third open / close switches 7 and 8 that are turned on. Comparator 201
Are input from the analog buffer 203 to the three-phase voltage generator 102 as voltage command values for the first and second inverters as they are.
【0102】また、電圧指令値が基準電圧より低い場合
は、コンパレータ201よりLレベルの信号が出力され
る。When the voltage command value is lower than the reference voltage, the comparator 201 outputs an L level signal.
【0103】そして、第2及び第3の開閉スイッチ7,
8にLレベルの信号がそれぞれ入力されてるため、第2
及び第3の開閉スイッチ7,8はオフ状態となる。ま
た、第1の開閉スイッチ6には反転器202でHレベル
に反転された信号が入力されるため、第1の開閉スイッ
チ6はオン状態となる。その結果、第1のインバータ2
と第2のインバータ3はオン状態となった第1の開閉ス
イッチ6により直列接続される。Then, the second and third open / close switches 7,
Since the L level signal is input to each of the second and third signals, the second
And the third open / close switches 7, 8 are turned off. Further, since the signal inverted to the H level by the inverter 202 is input to the first open / close switch 6, the first open / close switch 6 is turned on. As a result, the first inverter 2
And the second inverter 3 are connected in series by the first open / close switch 6 which is turned on.
【0104】コンパレータ201からLレベルの信号が
アナログバッファ204のストローブ端子に入力される
と、トライステーツバッファ204は掛け算器205に
より2倍された電圧指令を第1のインバータ2の電圧指
令、第2のインバータ3の電圧指令として3相電圧発生
器102に出力する。When an L-level signal is input from the comparator 201 to the strobe terminal of the analog buffer 204, the tri-state buffer 204 outputs the voltage command doubled by the multiplier 205 to the voltage command of the first inverter 2, To the three-phase voltage generator 102 as a voltage command for the inverter 3.
【0105】即ち、各インバータ2,3が直列接続され
た場合、各インバータ2,3の直流入力電圧が1/2に
なるためインバータ2,3の電圧指令値を2倍すること
で実際に出力される電圧を元の電圧指令値と等しくする
ものである。このようにすることで、常に必要な電圧が
インバータ2,3から得られ、かつ、インバータ2,3
の変調率を常に高く保ち高調波を最小限におさえて効率
の良いモータ運転を行うことができる。That is, when the inverters 2 and 3 are connected in series, the DC input voltage of each of the inverters 2 and 3 is halved, so that the voltage command value of the inverters 2 and 3 is doubled to actually output. To make the applied voltage equal to the original voltage command value. In this way, a required voltage is always obtained from inverters 2 and 3 and inverters 2 and 3
, The modulation rate is kept high at all times, and the harmonics are kept to a minimum so that efficient motor operation can be performed.
【0106】実施の形態12.図19の(a)は、例え
ば図16に示すインバータ装置の第1及び第2のインバ
ータを並列接続した場合、或いは第1及び第2のインバ
ータを直列接続した場合に各インバータ2,3に入力す
る直流入力電圧を調整するのに適したスイッチング制御
回路である。Embodiment 12 FIG. FIG. 19A shows an example in which the first and second inverters of the inverter device shown in FIG. 16 are connected in parallel or the first and second inverters are connected in series. This is a switching control circuit suitable for adjusting a DC input voltage to be applied.
【0107】この回路の構成として、コンパレータ20
1は+入力端子に入力された電圧指令が−入力端子に予
め入力された基準電圧より高くなるとHレベル信号をト
ライステーツバファ309のストローブ端子に出力す
る。ここで電圧指令は所望する正弦波電圧の振幅に相当
する直流値である。電圧指令が基準電圧より低くなると
Lレベル信号を反転器202でHレベル信号に反転して
トライステーツバファ301のストローブ端子に出力す
る。As a configuration of this circuit, the comparator 20
1 outputs an H level signal to the strobe terminal of the tri-state buffer 309 when the voltage command input to the + input terminal becomes higher than the reference voltage previously input to the-input terminal. Here, the voltage command is a DC value corresponding to the amplitude of the desired sine wave voltage. When the voltage command becomes lower than the reference voltage, the L level signal is inverted to an H level signal by the inverter 202 and output to the strobe terminal of the tri-state buffer 301.
【0108】トライステーツバファ309のストローブ
端子にコンパレータ201からHレベル信号が入力され
ると、前段のコンパレータ307で三角波発生器306
からの三角波と電圧指令と比較結果であるPWM信号が
切換信号としてトライステーツバファ309を通してト
ランジスタ71、81のベースに入力される。When an H level signal is input from the comparator 201 to the strobe terminal of the tri-state buffer 309, the comparator 307 at the preceding stage outputs a triangular wave generator 306.
, And a PWM signal as a comparison result with the voltage command are input to the bases of the transistors 71 and 81 through the tri-state buffer 309 as a switching signal.
【0109】また、トライステーツバファ310のスト
ローブ端子に反転器202からHレベル信号が入力され
ると、前段のコンパレータ308で三角波発生器306
からの三角波と掛け算器205で2倍された電圧指令と
の比較結果であるPWM信号が切換信号としてトライス
テーツバファ204を通してトランジスタ62のベース
に入力される。When an H level signal is input from the inverter 202 to the strobe terminal of the tri-state buffer 310, the triangular wave generator 306 is output from the comparator 308 in the preceding stage.
The PWM signal, which is the result of comparison between the triangular wave from and the voltage command doubled by the multiplier 205, is input to the base of the transistor 62 through the tri-state buffer 204 as a switching signal.
【0110】図19の(b)は切換え信号により第1お
よび第2のインバータが並列あるいは直列接続されてい
る際に、第1および第2のインバータ2,3にPWM信
号を発生する駆動手段としてのPWM信号発生回路であ
る。FIG. 19B shows drive means for generating a PWM signal to the first and second inverters 2 and 3 when the first and second inverters are connected in parallel or in series by a switching signal. Is a PWM signal generation circuit.
【0111】この回路の構成として、コンパレータ30
3〜305はそれぞれ三角波発生301より三角波とこ
の三角波の振幅と等しい振幅の3相正弦波発生器302
の出力の正弦波とを比較してPWM信号を出力する。各
コンパレータ303〜305は出力したPWM信号を第
1のインバータ2と第2のインバータ3の上アームにお
けるトランジスタのベースに入力する。また、図示しな
いが、出力されたPWM信号は反転器で反転されて第1
のインバータ2と第2のインバータ3の下アームにおけ
るトランジスタのベースに入力される。As a configuration of this circuit, the comparator 30
Reference numerals 3 to 305 denote a triangular wave from a triangular wave generator 301 and a three-phase sine wave generator 302 having an amplitude equal to the amplitude of the triangular wave.
, And outputs a PWM signal. Each of the comparators 303 to 305 inputs the output PWM signal to the base of a transistor in the upper arm of the first inverter 2 and the second inverter 3. Although not shown, the output PWM signal is inverted by an inverter, and
To the bases of the transistors in the lower arm of the second inverter 3 and the second inverter 3.
【0112】次に、本実施の形態の動作を図16に示す
インバータ装置を例にとって説明する。先ず、インバー
タ装置の出力電圧を決める電圧指令が基準電圧より高く
なると、コンパレータ201はHレベル信号をトライス
テーツバファ309のストローブ端子に入力し、コンパ
レータ307のPWM信号をトランジスタ81、71の
ベースに入力して開閉動作を行わせながら、第1および
第2のインバータ2,3を並列接続する。Next, the operation of the present embodiment will be described using the inverter device shown in FIG. 16 as an example. First, when the voltage command for determining the output voltage of the inverter becomes higher than the reference voltage, the comparator 201 inputs an H level signal to the strobe terminal of the tri-state buffer 309, and inputs the PWM signal of the comparator 307 to the bases of the transistors 81 and 71. Then, the first and second inverters 2 and 3 are connected in parallel while performing the opening and closing operation.
【0113】トランジスタ81、71はPWM信号のパ
ルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、並列接続
された第1および第2のインバータ2,3のそれぞに入
力されるバッテリ電圧は調整される。この時、第1およ
び第2のインバータ2,3はPWM信号発生回路からの
PWM信号により制御されているため正弦波PWMの変
調率は常に1になり、高調波が少ない効率の良いモータ
運転を行うことができる。Since the transistors 81 and 71 repeat opening and closing operations in accordance with the pulse rate of the PWM signal, the battery voltage input to each of the first and second inverters 2 and 3 connected in parallel is adjusted. At this time, since the first and second inverters 2 and 3 are controlled by the PWM signal from the PWM signal generating circuit, the modulation rate of the sine wave PWM is always 1, and the motor operation with less harmonics and high efficiency is performed. It can be carried out.
【0114】また、電圧指令が基準電圧より低下する
と、コンパレータ201からはLレベル信号が出力され
る。この信号は反転器202でHレベル信号に反転され
てトライステーツバファ310のストローブ端子に入力
し、コンパレータ308のPWM信号をトランジスタ6
1のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第1お
よび第2のインバータ2,3を直列接続する。When the voltage command falls below the reference voltage, the comparator 201 outputs an L level signal. This signal is inverted to an H level signal by the inverter 202 and input to the strobe terminal of the tristate buffer 310, and the PWM signal of the comparator 308 is output to the transistor 6
The first and second inverters 2 and 3 are connected in series while inputting and opening / closing the input to the base of the first inverter.
【0115】トランジスタ61はPWM信号のパルスレ
イトに応じて開閉動作を繰り返すため、直列接続された
第1および第2のインバータ2,3のそれぞに入力され
るバッテリ電圧の平均値は調整されるため、常に必要な
電圧が第1および第2のインバータ2,3から得られ
る。Since the transistor 61 repeats opening and closing operations in accordance with the pulse rate of the PWM signal, the average value of the battery voltage input to each of the first and second inverters 2 and 3 connected in series is adjusted. Therefore, the required voltage is always obtained from the first and second inverters 2 and 3.
【0116】この時、第1および第2のインバータ2,
3はPWM信号発生回路からのPWM信号により制御さ
れているため正弦波PWMの変調率は常に1になり、高
調波が少なくなって効率の良いモータ運転を行うことが
できる。At this time, the first and second inverters 2,
3 is controlled by the PWM signal from the PWM signal generating circuit, so that the modulation rate of the sine wave PWM is always 1, and the harmonics are reduced, so that efficient motor operation can be performed.
【0117】尚、上記各実施例では第1及び第2のイン
バータ2,3というように2台のインバータを直並列接
続するように第1乃至第3の開閉スイッチ6,7,8或
いはトランジスタ61〜81を設けた。しかし、直並列
接続するインバータの台数は2台に限らず2台以上にし
ても良く、その際はインバータの増加に伴って開閉スイ
ッチ或いはトランジスタの数を増加させ、複数のインバ
ータを直並列接続させるようにオンオフ動作させる。In each of the above embodiments, the first to third open / close switches 6, 7, 8 or the transistor 61 are connected so that two inverters such as the first and second inverters 2 and 3 are connected in series and parallel. To 81 were provided. However, the number of inverters connected in series / parallel is not limited to two, and may be two or more. In this case, the number of on / off switches or transistors is increased as the number of inverters is increased, and a plurality of inverters are connected in series / parallel. On / off operation.
【0118】[0118]
【発明の効果】この発明によれば、直流電力を交流電力
に変換して負荷に供給する少なくとも2つの電力変換手
段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負
極間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切
り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手
段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力
変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段
とを備えたので、電力変換器の出力波形に占める高調波
電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくでき
るという効果がある。According to the present invention, at least two power conversion means for converting DC power into AC power and supplying the AC power to a load, and connecting these electrode conversion means in series between the positive electrode of the DC power supply and the negative electrode of the DC power supply or Series-parallel connection switching means for switching to parallel connection with respect to the power supply; and power combining means for combining the outputs of the plurality of power conversion means connected in series or in parallel by the series-parallel connection switching means and supplying the combined output to a load. With this arrangement, the ratio of the harmonic voltage to the output waveform of the power converter is reduced, and the loss due to the harmonic current can be reduced.
【0119】この発明によれば、直並列接続切換手段
は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第
1の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直
流入力端子が直流電源負極に接続された第2の交流電力
変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続
された第1の開閉手段と、前記第1の交流電力変換手段
の他方の直流入力端子と直流電源負極間に開閉可能に接
続された第2の開閉手段と、前記第2の交流電力変換手
段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接
続する第3の開閉手段を備えたので、電力変換器の出力
波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流によ
る損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起
電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるとい
う効果がある。According to the present invention, the series-parallel connection switching means includes a DC input terminal having one DC input terminal connected to the positive electrode of the DC power supply, and a DC input terminal having the other DC input terminal connected to the DC power supply positive electrode. A first opening / closing means connected to the other DC input terminal of the second AC power conversion means connected to the power supply negative electrode so as to be openable and closable, and the other DC input terminal of the first AC power conversion means A second switching means connected between the DC power supply negative electrode and the DC power supply negative electrode, and a third switching means connecting the other DC input terminal of the second AC power conversion means to the DC power supply positive electrode so as to be openable and closable. As a result, the ratio of the harmonic voltage to the output waveform of the power converter is reduced, and the loss due to the harmonic current can be reduced. effective.
【0120】この発明によれば、直並列接続切換手段
は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第
1の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直
流入力端子が直流電源負極に接続された第2の交流電力
変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続
された第1の開閉手段と、前記第1の交流電力変換手段
の他方の直流入力端子と直流電源負極間に開閉可能に接
続された第2の開閉手段と、記第2の電力変換手段の他
方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段と
を備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易
できるという効果がある。According to the present invention, the series-parallel connection switching means includes a DC input terminal having one DC input terminal connected to the positive electrode of the DC power supply, and a DC input terminal having the other DC input terminal connected to the DC power supply positive electrode. A first opening / closing means connected to the other DC input terminal of the second AC power conversion means connected to the power supply negative electrode so as to be openable and closable, and the other DC input terminal of the first AC power conversion means And a second switching means connected between the DC power supply negative electrode and the DC power supply negative electrode, and a connection means for connecting the other DC input terminal of the second power conversion means to the DC power supply positive electrode. This has the effect of reducing the number and simplifying the configuration of the device.
【0121】この発明によれば、接続手段は、カソード
が直流電源正極を接続されアノードが第2の電力変換手
段の他方の直流入力端子に接続されたダイオードである
ため、第1及び第2の交流電力変換手段の回生電力を容
易に直流電源に戻せるという効果がある。According to the present invention, the connecting means is a diode whose cathode is connected to the positive electrode of the DC power supply and whose anode is connected to the other DC input terminal of the second power converting means. There is an effect that the regenerative power of the AC power conversion means can be easily returned to the DC power supply.
【0122】この発明によれば、電機子に、複数の3相
巻線を電気的に絶縁して巻回し、これら3相巻線の各々
に各交流電力発生器で発生した交流電力を入力させて合
成するようにしたので、変圧器を省略できるため装置の
小型化および低コストを実現できるという効果がある。According to the present invention, a plurality of three-phase windings are electrically insulated and wound on the armature, and the AC power generated by each AC power generator is input to each of the three-phase windings. In this case, the transformer can be omitted, so that the apparatus can be reduced in size and cost can be reduced.
【0123】この発明によれば、各3相巻線が、電気的
に絶縁させて電機子に同位相で巻回されたので、3相巻
線構成を単純化できるという効果がある。According to the present invention, each three-phase winding is electrically insulated and wound around the armature in the same phase, so that the three-phase winding configuration can be simplified.
【0124】この発明によれば、各交流電力発生器を第
1及び第2の交流電力変換器とし、これら交流電力変換
器の個々の制御用信号である第1及び第2ののPWM信
号をそれぞれ生成する第1の搬送波の位相と第2の搬送
波の位相とを互いにπずらしたので、PWM信号による
高調波周波数を2倍の周波数にし、高調波電圧に対する
電動機等の負荷のインピーダンスを大きくして高調波損
失を低減できるという効果がある。According to the present invention, each AC power generator is used as the first and second AC power converters, and the first and second PWM signals, which are the individual control signals for these AC power converters, are used. Since the phases of the first carrier and the second carrier generated respectively are shifted by π from each other, the harmonic frequency by the PWM signal is doubled, and the impedance of the load such as the motor with respect to the harmonic voltage is increased. Thus, the harmonic loss can be reduced.
【0125】この発明によれば、第1の3相巻線と第2
の3相巻線を電気的に絶縁させて電機子にπ/6位相を
ずらして巻回したので、空間高調波の大幅な低減と共
に、トルクリップルの抑制が行えるという効果がある。According to the present invention, the first three-phase winding and the second
Since the three-phase winding is electrically insulated and wound around the armature with a phase shift of π / 6, there is an effect that spatial harmonics can be greatly reduced and torque ripple can be suppressed.
【0126】この発明によれば、電機子に3相巻回され
た第1の3相巻線をY結線とし、前記第1の3相巻線と
は電気角π/6位相をずらして巻回された第2の3相巻
線を△結線とし、前記第1および第2の3相巻線を並列
接続したので、12相交流とし、電動機の空間高調波を
低減できるという効果がある。According to the present invention, the first three-phase winding wound three-phase around the armature is Y-connected, and the first three-phase winding is wound with an electrical angle π / 6 phase shifted therefrom. Since the turned second three-phase winding is △ -connected and the first and second three-phase windings are connected in parallel, there is an effect that a 12-phase alternating current is used and the spatial harmonics of the motor can be reduced.
【0127】この発明によれば、第1の3相巻線に第1
の交流電力発生器より交流電力を供給すると共に、第2
の3相巻線に前記第1の交流電力発生器で供給されて交
流電力より電気角π/6位相をずらした交流電力を第2
の交流電力発生器より供給して駆動するようにしたの
で、12相交流とし、電動機の空間高調波を低減できる
という効果がある。According to the present invention, the first three-phase winding has the first
AC power is supplied from the AC power generator of
The AC power supplied from the first AC power generator to the three-phase winding and shifted by an electrical angle of π / 6 from the AC power is supplied to the second AC power generator.
Since the AC power generator is driven by supplying the AC power, a 12-phase AC is used, and there is an effect that spatial harmonics of the motor can be reduced.
【0128】この発明によれば、Y結線された第1の3
相巻線の巻回数と△結線された第2の3相巻線の巻回数
の比が概ね1:√3にしたので、Y結線の起電力と△結
線の起電力をバランス良くでき、循環電流に損失の増加
を低減できるという効果がある。According to the present invention, the first 3
Since the ratio of the number of windings of the phase winding to the number of windings of the 巻 線 -connected second three-phase winding is approximately 1: √3, the electromotive force of the Y-connection and the △ -connection can be well-balanced, and the circulation can be achieved. The current has the effect of reducing the increase in loss.
【0129】この発明によれば、電機子に3相巻回され
Y結線された第1の3相巻線と上記第1の3相巻線とは
電気角π/6位相をずらして巻回され△結線された第2
の3相巻線を並列接続し、上記第1の3相巻線とは電気
角π/12位相をずらして3相巻回されY結線された第
3の3相巻線と上記第3の3相巻線とは電気角π/6位
相をずらして巻回され△結線された第4の3相巻線を並
列接続したので、空間高調波の大幅な低減と共に、トル
クリップルの抑制が行えるという効果がある。According to the present invention, the first three-phase winding and the first three-phase winding, which are three-phase wound around the armature and Y-connected, are wound with the electrical angle π / 6 shifted in phase. The second connected
Are connected in parallel with each other, and the first three-phase winding is shifted in phase by an electrical angle of π / 12, and the three-phase winding is connected in a Y-connection with the third three-phase winding. Since the fourth three-phase winding wound and shifted by an electrical angle of π / 6 from the three-phase winding is connected in parallel with the three-phase winding, spatial harmonics can be greatly reduced and torque ripple can be suppressed. This has the effect.
【0130】この発明によれば、並列接続された第1お
よび第2の3相巻線には第1の交流電力発生器より交流
電力を供給すると共に、並列接続された第3および第4
の3相巻線には前記第1の交流電力発生器で供給されて
交流電力より電気角π/12位相をずらした交流電力を
第2の交流電力発生器より供給するようにしたので、電
動機は24相交流電圧で駆動されることなり、空間高調
波の大幅な低減、トルクリップルの抑制が行えるという
効果がある。According to the present invention, AC power is supplied from the first AC power generator to the first and second three-phase windings connected in parallel, and the third and fourth three-phase windings are connected in parallel.
The AC power supplied from the first AC power generator and shifted from the AC power by an electrical angle π / 12 phase to the three-phase winding is supplied from the second AC power generator. Is driven by a 24-phase AC voltage, which has the effect of significantly reducing spatial harmonics and suppressing torque ripple.
【0131】この発明によれば、第1の開閉手段が開状
態の時に第2、第3の開閉手段の開閉動作を繰り返し、
第1の電力変換器及び第2の電力変換器の直流入力電圧
を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変
換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に
高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行え
るという効果がある。According to the present invention, when the first opening / closing means is in the open state, the opening / closing operation of the second and third opening / closing means is repeated,
Since the DC input voltages of the first power converter and the second power converter are changed, a necessary voltage can always be obtained from the power conversion means, and the modulation rate of the power conversion means is always kept high and harmonics are maintained. There is an effect that efficient operation can be performed with the waves being minimized.
【0132】この発明によれば、第2および第3の開閉
手段が開状態の時に第1の開閉手段の開閉動作を繰り返
し、または第1の開閉手段が開状態の時、第2および第
3の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第1および第2の
電力変換器の直流入力電圧を変化させるようにしたの
で、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、
電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に
抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。According to the present invention, the opening / closing operation of the first opening / closing means is repeated when the second and third opening / closing means are in the open state, or the second and third opening / closing operations are performed when the first opening / closing means is in the open state. The switching operation of the switching means is repeated to change the DC input voltage of the first and second power converters, so that the required voltage is always obtained from the power conversion means, and
There is an effect that efficient operation can be performed by keeping the modulation rate of the power conversion means always high and minimizing harmonics.
【0133】この発明によれば、第1および第2の電力
変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第1およ
び第2の電力変換手段を並列駆動させるように、また電
圧指令が所定の値以下になったとき、前記第1および第
2の電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第
1ないし第3の開閉手段に出力する切換信号出力手段
と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第1およ
び第2の電力変換器への電圧指令を元の電圧指令の2倍
の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常
に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変
換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて
効率の良い運転が行えるという効果がある。According to the present invention, when the voltage command to the first and second power conversion means exceeds a predetermined value, the first and second power conversion means are driven in parallel, and the voltage command is A switching signal output means for outputting a switching signal to the first to third opening / closing means so as to drive the first and second power conversion means in series when the voltage becomes equal to or less than a predetermined value; Voltage command output means for setting the voltage command to the first and second power converters to a value twice as large as the original voltage command and outputting the same when the value becomes equal to or less than the value. There is the effect that efficient operation can be performed by keeping the modulation factor of the power conversion means high at all times and minimizing harmonics.
【0134】この発明によれば、少なくとも第1および
第2の電力変換が直列接続または並列接続いずれかの
時、変調率を1に固定して前記第1および第2の電力変
換手段をPWM駆動させる駆動手段を備えたので、高調
波が少ない効率のよい運転が行えるという効果がある。According to the present invention, when at least the first and second power converters are connected in series or in parallel, the modulation factor is fixed at 1 and the first and second power converters are PWM driven. Since the driving means is provided, the operation can be performed efficiently with less harmonics.
【図1】 この発明の一実施の形態によるインバータ装
置を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an inverter device according to an embodiment of the present invention.
【図2】 この発明の他の実施の形態によるインバータ
装置を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an inverter device according to another embodiment of the present invention.
【図3】 この発明の他の実施の形態によるモータ装置
を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図4】 この発明の他の実施の形態によるモータの巻
線を示す巻線図である。FIG. 4 is a winding diagram showing a winding of a motor according to another embodiment of the present invention.
【図5】 この発明の他の実施の形態によるモータ装置
を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図6】 この発明の他の実施の形態を示す部分回路図
である。FIG. 6 is a partial circuit diagram showing another embodiment of the present invention.
【図7】 この発明の他の実施の形態によるPWM波形
の合成を示すタイミング図である。FIG. 7 is a timing chart showing the synthesis of a PWM waveform according to another embodiment of the present invention.
【図8】 この発明の他の実施の形態によるモータ装置
を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図9】 この発明の他の実施の形態によるモータの巻
線を示す巻線図である。FIG. 9 is a winding diagram showing windings of a motor according to another embodiment of the present invention.
【図10】 この発明の他の実施の形態によるモータ装
置を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図11】 この発明の他の実施の形態によるモータの
巻線を示す巻線図である。FIG. 11 is a winding diagram showing windings of a motor according to another embodiment of the present invention.
【図12】 この発明の他の実施の形態によるモータ装
置を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図13】 この発明の他の実施の形態によるモータの
巻線を示す巻線図である。FIG. 13 is a winding diagram showing windings of a motor according to another embodiment of the present invention.
【図14】 この発明の他の実施の形態によるインバー
タ装置を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing an inverter device according to another embodiment of the present invention.
【図15】 この発明の他の実施の形態によるモータ装
置を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図16】 この発明の他の実施の形態によるモータ装
置を示す回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図17】 この発明の他の実施の形態によるモータ装
置を示す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing a motor device according to another embodiment of the present invention.
【図18】 この発明の他の実施の形態による直列、並
列切替え信号および、第1、第2のインバータの電圧指
令を作る回路ブロック図である。FIG. 18 is a circuit block diagram for generating a series / parallel switching signal and voltage commands for first and second inverters according to another embodiment of the present invention.
【図19】 この発明の他の実施の形態による直列、並
列切替え信号および、第1、第2のインバータの電圧指
令を作る回路ブロック図である。FIG. 19 is a circuit block diagram for generating a series / parallel switching signal and a voltage command for first and second inverters according to another embodiment of the present invention.
1 バッテリ、2 第1のインバータ、3 第2のイン
バータ、4 変圧器、5 モータ、6 第1の開閉スイ
ッチ、7 第2の開閉スイッチ、8 第3の開閉スイッ
チ、51a〜51c 第1の3相巻線、52a〜52c
第2の3相巻線、53a〜53c 第2の3相巻線、
54a〜54c 第2の3相巻線、55a〜55c 第
3の3相巻線、56a〜56c 第4の3相巻線、61
ダイオード、62 トランジスタ、63 トランジス
タ、64 ダイオード、71 トランジスタ、72 ダ
イオード、81 トランジスタ、82 ダイオード。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Battery, 2 1st inverter, 3 2nd inverter, 4 transformers, 5 motors, 6 1st on / off switch, 7 2nd on / off switch, 8 3rd on / off switch, 51a-51c 1st 3 Phase winding, 52a-52c
Second three-phase winding, 53a to 53c second three-phase winding,
54a to 54c second three-phase winding, 55a to 55c third three-phase winding, 56a to 56c fourth three-phase winding, 61
Diode, 62 transistors, 63 transistors, 64 diodes, 71 transistors, 72 diodes, 81 transistors, 82 diodes.
Claims (17)
給する少なくとも2つの電力変換手段と、 これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極間に
直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換え
る直並列接続切換手段と、 この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続
された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に
供給する電力合成手段とを備えたことを特徴とする交流
電力供給装置。At least two power conversion means for converting DC power into AC power and supplying the AC power to a load, and connecting these electrode conversion means in series between a positive electrode of the DC power supply and a negative electrode of the DC power supply or in parallel with the DC power supply And a power combining means for combining the outputs of the plurality of power conversion means connected in series or in parallel by the series / parallel connection switching means and supplying the combined output to a load. AC power supply.
端子が直流電源正極に接続された第1の交流電力変換手
段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電
源負極に接続された第2の交流電力変換手段の他方の直
流入力端子との間に開閉可能に接続された第1の開閉手
段と、 前記第1の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直
流電源負極間に開閉可能に接続された第2の開閉手段
と、 前記第2の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直
流電源正極に開閉可能に接続する第3の開閉手段を有す
ることを特徴とする請求項1に記載の交流電力供給装
置。2. The serial / parallel connection switching means, wherein one DC input terminal is connected to a DC power supply positive electrode, and the other DC input terminal and one DC input terminal of the first AC power conversion means are connected to a DC power supply negative electrode. First opening / closing means that is openably and closably connected between the other DC input terminal of the second AC power converting means, and the other DC input terminal of the first AC power converting means and a DC power supply negative electrode A second opening / closing means connected to be openable and closable therebetween; and a third opening / closing means for opening / closing the other DC input terminal of the second AC power conversion means to a DC power supply positive electrode. The AC power supply device according to claim 1.
端子が直流電源正極に接続された第1の交流電力変換手
段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電
源負極に接続された第2の交流電力変換手段の他方の直
流入力端子との間に開閉可能に接続された第1の開閉手
段と、 前記第1の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直
流電源負極間に開閉可能に接続された第2の開閉手段
と、 前記第2の電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電
源正極を接続する接続手段とを有することを特徴とする
請求項1に記載の交流電力供給装置。3. The series-parallel connection switching means, wherein one DC input terminal is connected to the DC power supply positive electrode, and the other DC input terminal and one DC input terminal of the first AC power conversion means are connected to the DC power supply negative electrode. First opening / closing means that is openably and closably connected between the other DC input terminal of the second AC power converting means, and the other DC input terminal of the first AC power converting means and a DC power supply negative electrode 2. A second opening / closing means connected between the second power conversion means and an open / closed connection means, and a connection means for connecting the other DC input terminal of the second power conversion means to the positive electrode of the DC power supply. 3. AC power supply.
接続されアノードが第2の電力変換手段の他方の直流入
力端子に接続されたダイオードであることを特徴とする
請求項3に記載の交流電力供給装置。4. The AC power supply according to claim 3, wherein the connection means is a diode having a cathode connected to the positive electrode of the DC power supply and an anode connected to the other DC input terminal of the second power conversion means. Power supply.
縁して巻回し、これら3相巻線の各々に各交流電力発生
器で発生した交流電力を入力させて合成することを特徴
とする交流電動機。5. A method in which a plurality of three-phase windings are wound around a stator while being electrically insulated, and AC power generated by each AC power generator is input to each of the three-phase windings and synthesized. AC motor characterized by the following.
子に同位相で巻回することを特徴とする請求項5に記載
の交流電動機。6. The AC motor according to claim 5, wherein each of the three-phase windings is electrically insulated and wound around the stator in the same phase.
Mインバータとし、この第1及び第2のPWMインバー
タのそれぞれに出力するPWM信号生成用の搬送波を、
前記第1のPWMインバータに対する搬送波の位相に対
して前記第2のPWMインバータに対する搬送波の位相
をπずらしたことを特徴とする請求項5または6に記載
の交流電動機。7. Each of the AC power generators includes first and second PWs.
M inverters, and a carrier for generating a PWM signal output to each of the first and second PWM inverters is
7. The AC motor according to claim 5, wherein a phase of a carrier wave with respect to the second PWM inverter is shifted by π with respect to a phase of a carrier wave with respect to the first PWM inverter.
的に絶縁させて電機子にπ/6位相をずらして巻回した
ことを特徴とする請求項6に記載の交流電動機。8. The armature according to claim 6, wherein the first three-phase winding and the second three-phase winding are electrically insulated and wound around the armature with a phase shift of π / 6. AC motor.
をY結線とし、前記第1の3相巻線とは電気角π/6位
相をずらして巻回された第2の3相巻線を△結線とし、
前記第1および第2の3相巻線を並列接続したことを特
徴とする請求項8に記載の交流電動機。9. A first three-phase winding wound around an armature in a Y-connection, and the first three-phase winding is wound with an electrical angle of π / 6 phase shifted from the first three-phase winding. The three-phase winding 2 is connected in a △ connection,
The AC motor according to claim 8, wherein the first and second three-phase windings are connected in parallel.
生器より交流電力を供給すると共に、第2の3相巻線に
は前記第1の交流電力発生器で供給されて交流電力より
電気角π/6位相をずらした交流電力を第2の交流電力
発生器より供給して駆動されることを特徴とする請求項
9に記載の交流電動機。10. An AC power is supplied to a first three-phase winding from a first AC power generator, and is supplied to a second three-phase winding by the first AC power generator. The AC motor according to claim 9, wherein the AC motor is driven by supplying AC power having an electrical angle π / 6 phase shifted from that of the AC power from a second AC power generator.
と△結線された第2の3相巻線の巻回数の比が概ね1:
√3であることを特徴とする請求項9または10に記載
の交流電動機。11. The ratio of the number of turns of the Y-connected first three-phase winding to the number of turns of the △ -connected second three-phase winding is approximately 1:
The AC motor according to claim 9 or 10, wherein $ 3.
1の3相巻線と上記第1の3相巻線とは電気角π/6位
相をずらして巻回され△結線された第2の3相巻線を並
列接続し、上記第1の3相巻線とは電気角π/12位相
をずらして3相巻回されY結線された第3の3相巻線と
上記第3の3相巻線とは電気角π/6位相をずらして巻
回され△結線された第4の3相巻線を並列接続したこと
を特徴とする請求項5に記載の交流電動機。12. A first three-phase winding and three-phase winding wound around a stator and Y-connected, and the first three-phase winding are wound with an electrical angle of π / 6 phase shifted and are △ -connected. The second three-phase winding is connected in parallel, and the first three-phase winding is shifted in phase by an electrical angle of π / 12 from the third three-phase winding and Y-connected to the third three-phase winding. 6. The AC motor according to claim 5, wherein a fourth three-phase winding wound and shifted in phase by an electrical angle of π / 6 from the third three-phase winding is connected in parallel.
巻線には第1の交流電力発生器より交流電力を供給する
と共に、並列接続された第3および第4の3相巻線には
前記第1の交流電力発生器より供給されて交流電力より
電気角π/12位相をずらした交流電力を第2の交流電
力発生器より供給することを特徴とする請求項12に記
載の交流電動機。13. The first and second three-phase windings connected in parallel are supplied with AC power from a first AC power generator, and the third and fourth three-phase windings connected in parallel are provided. The AC power supplied from the first AC power generator and having an electrical angle π / 12 phase shifted from the AC power supplied from the first AC power generator is supplied from the second AC power generator. AC motor.
第3の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第1の電力変換
器及び第2の電力変換器の直流入力電圧を変化させるこ
とを特徴とする請求項2または3に記載の交流電力供給
装置。14. When the first opening / closing means is in the open state, the second
4. The AC power supply device according to claim 2, wherein the switching operation of the third switching unit is repeated to change the DC input voltages of the first power converter and the second power converter. 5.
時に第1の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または第1
の開閉手段が開状態の時、第2および第3の開閉手段の
開閉動作を繰り返し、第1および第2の電力変換器の直
流入力電圧を変化させることを特徴とする請求項2また
は3に記載の交流電力供給装置。15. An opening / closing operation of the first opening / closing means when the second and third opening / closing means are in an open state;
4. The method according to claim 2, wherein when the first switching means is in the open state, the switching operation of the second and third switching means is repeated to change the DC input voltage of the first and second power converters. An AC power supply as described.
圧指令が所定の値を超えた時に第1および第2の電力変
換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の
値以下になったとき、前記第1および第2の電力変換手
段を直列駆動させるように切換信号を第1ないし第3の
開閉手段に出力する切換信号出力手段と、 電圧指令が所定の値以下になった時に前記第1および第
2の電力変換器への電圧指令を元の電圧指令の2倍の値
にして出力する電圧指令出力手段と備えたことを特徴と
する請求項2、3、14のいずれかに記載の交流電力供
給装置。16. When the voltage command to the first and second power conversion means exceeds a predetermined value, the first and second power conversion means are driven in parallel, and the voltage command is equal to or less than a predetermined value. The switching signal output means for outputting a switching signal to the first to third opening / closing means so as to drive the first and second power conversion means in series, and the voltage command becomes lower than a predetermined value. 15. A voltage command output means for outputting a voltage command to said first and second power converters to a value twice as large as an original voltage command when said first and second power converters are output. The AC power supply device according to any one of the above.
が直列接続または並列接続のいずれかの時、変調率を固
定して前記第1および第2の電力変換手段をPWM駆動
させる駆動手段を備えたことを特徴とする請求項14、
15のいずれかに記載の交流電力供給装置。17. When at least the first and second power converters are connected in series or in parallel, a drive unit is provided for fixing the modulation factor and performing PWM drive on the first and second power converters. 15. The method according to claim 14,
The alternating-current power supply device according to any one of Claims 15 to 15.
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