JPH10200429A - Multipath characteristic measuring method and receiver - Google Patents
Multipath characteristic measuring method and receiverInfo
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- JPH10200429A JPH10200429A JP9016025A JP1602597A JPH10200429A JP H10200429 A JPH10200429 A JP H10200429A JP 9016025 A JP9016025 A JP 9016025A JP 1602597 A JP1602597 A JP 1602597A JP H10200429 A JPH10200429 A JP H10200429A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、陸上移動通信等に
おいて、反射や回折等の影響を受けた受信波の到来方向
等を推定する多重伝搬路特性測定方法および多重伝搬路
特性測定用受信装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method and apparatus for measuring a multipath characteristic for estimating a direction of arrival of a received wave affected by reflection and diffraction in land mobile communication and the like. It is about.
【0002】[0002]
【従来の技術】陸上移動通信において、将来のマルチメ
ディア化に伴い伝送情報の高速化および高品質化が要求
されている。ところが、高速のデータ伝送を行うとマル
チパスフェージングによって符号間干渉が起こり受信波
形が大きく歪む。また、伝送速度が高速になるほど符号
間干渉も大きくなる。所定の通信品質を確保するために
は、アダプティブアレーアンテナ等の選択性フェージン
グ対策を講じる必要がある。2. Description of the Related Art In land mobile communication, high-speed and high-quality transmission information has been demanded with the development of multimedia in the future. However, when high-speed data transmission is performed, intersymbol interference occurs due to multipath fading, and the received waveform is greatly distorted. In addition, the higher the transmission speed, the greater the intersymbol interference. In order to ensure a predetermined communication quality, it is necessary to take measures against selective fading such as an adaptive array antenna.
【0003】アダプティブアレーアンテナの検討におい
て、アレーアンテナのアンテナ素子数やアルゴリズムな
どを検討するためには、多重波を構成する到来波の数お
よびその到来方向等を考慮する必要がある。マルチパス
の遅延時間については、これまでに、例えば、関澤ほか
1名、「都市内における1.5GHz帯多重路伝搬特
性」、電子情報通信学会論文誌B−II、Vol.J72
−B−II、No.9、(1989−9)、pp.499
−501に記載されているように、伝搬路の遅延プロフ
ァイルを測定することにより解明されてきた。しかし、
多重波を構成する到来波の数およびその到来方向,振
幅,位相,遅延時間等を考慮した一般性のある多重伝搬
路特性についてはこれまでにほとんど報告されていな
い。In the study of an adaptive array antenna, in order to study the number of antenna elements and the algorithm of the array antenna, it is necessary to consider the number of arriving waves constituting a multiplex wave and the direction of arrival thereof. Regarding the multipath delay time, see, for example, Sekizawa et al., “1.5 GHz band multipath propagation characteristics in a city”, IEICE Transactions B-II, Vol. J72
-B-II, no. 9, (1989-9); 499
It has been elucidated by measuring the delay profile of the propagation path as described in -501. But,
Up to now, there has been almost no report on a multipath characteristic having generality in consideration of the number of incoming waves constituting the multiplex wave and its arrival direction, amplitude, phase, delay time, and the like.
【0004】従来、到来方向の測定には、例えば、古賀
ほか1名「市街地低アンテナ高伝搬における伝搬経路同
定」、電子情報通信学会技報RCS95−126、(1
996−1)pp.9−16などで知られているよう
に、一般に受信局のパラボラアンテナを角度的に走査、
すなわち、回転させながら多重波を構成する到来波の到
来方向を測定する方法がある。多重波に含まれる各到来
波の到来方向,振幅,位相,遅延時間は、正確に推定を
行う必要があるだけでなく、これらは、移動局の位置の
違いによって値が大きく変化するため、多重伝搬路特性
の短区間変動特性および長区間変動特性を解明するため
には、これらの値の位置的な変化を測定する必要があ
る。Conventionally, the direction of arrival has been measured, for example, by Koga et al., “Identification of Propagation Path in High Propagation with Low Antenna in Urban Area”, IEICE Technical Report RCS95-126, (1
996-1) pp. As is known in 9-16, generally, a parabolic antenna of a receiving station is angularly scanned,
That is, there is a method of measuring the arrival direction of an incoming wave forming a multiplex wave while rotating the wave. The arrival direction, amplitude, phase, and delay time of each arriving wave included in the multiplex wave need not only be accurately estimated, but also vary greatly depending on the position of the mobile station. In order to clarify the short- and long-range fluctuation characteristics of the propagation path characteristics, it is necessary to measure the positional change of these values.
【0005】図11は、複数の地点で到来方向を測定す
る従来の一般的な方法を説明するための概要構成図であ
る。図中、1は送信機、2は無指向性アンテナ、3は受
信機、6は直接到来波、7は建物、8は遅延到来波、1
01は指向性アンテナである。移動局の指向性アンテナ
101として、パラボラアンテナ,八木アンテナ等の指
向性の鋭いものを用いた場合を考える。FIG. 11 is a schematic configuration diagram for explaining a conventional general method of measuring directions of arrival at a plurality of points. In the figure, 1 is a transmitter, 2 is an omnidirectional antenna, 3 is a receiver, 6 is a direct arriving wave, 7 is a building, 8 is a delayed arriving wave, 1
01 is a directional antenna. A case is considered where a directional antenna 101 having a sharp directivity such as a parabolic antenna or a Yagi antenna is used as the directional antenna 101 of the mobile station.
【0006】基地局の送信機1は、無指向性アンテナ2
から連続波(CW,Continuous wave)
を送信し、移動局は、この連続波を指向性アンテナ10
1で受けて受信機3で受信する。受信機3は、直接到来
波6だけではなく建物7で反射した遅延到来波8を含む
多重波を受信することになる。[0006] The transmitter 1 of the base station includes an omnidirectional antenna 2.
To continuous wave (CW, Continuous wave)
And the mobile station transmits this continuous wave to the directional antenna 10.
1 and received by the receiver 3. The receiver 3 receives not only the directly arriving wave 6 but also a multiplex wave including the delayed arriving wave 8 reflected by the building 7.
【0007】複数の地点で到来方向を測定するこの従来
の方法では、移動局を測定点に静止させて1地点で指向
性アンテナ101を回転させ、水平方向の角度を少しず
つ変えて360度の方向について多重波を構成する到来
波の到来方向等を求めることができる。しかし、連続波
の送信では、直接到来波6および遅延到来波8などの到
来波を分離することはできない。連続波を送受信する送
受信機の代わりに、遅延プロファイルを測定する多重伝
搬路特性測定装置を用いることによって、多重波の遅延
時間の測定もでき、さらに、各遅延波の到来方向の測定
が可能になる。In this conventional method of measuring the directions of arrival at a plurality of points, the mobile station is stopped at the measurement points, the directional antenna 101 is rotated at one point, and the angle in the horizontal direction is gradually changed to 360 degrees. The direction of arrival of an incoming wave constituting a multiplex wave can be obtained for the direction. However, in continuous wave transmission, incoming waves such as the direct incoming wave 6 and the delayed incoming wave 8 cannot be separated. By using a multi-path characteristic measuring device that measures delay profiles instead of a transceiver that transmits and receives continuous waves, the delay time of multiplexed waves can be measured, and the arrival direction of each delayed wave can be measured. Become.
【0008】しかし、1つの測定点A1 において移動局
を静止させた状態で指向性アンテナを1回転させて測定
し、さらに移動局を距離dy (一般に0.1波長〜数1
0波長)だけ変化させて測定点A2 ,A3 …において同
様の測定を行い、これらの動作を何度も繰り返す必要が
ある。However, the measurement is performed by rotating the directional antenna once while the mobile station is stationary at one measurement point A 1 , and the mobile station is further moved to a distance d y (generally 0.1 wavelength to several 1).
0 wavelength), the same measurement must be performed at the measurement points A 2 , A 3, ... And these operations must be repeated many times.
【0009】例えば、3GHz帯では、波長が10cm
であるから、波長の長さだけ位置がずれれば伝搬路の状
況が変わってしまう(短区間変動特性)。このため、測
定間隔は、波長よりも十分細かくする必要がある。ま
た、波長よりも十分大きく離れると、今度は周囲の建物
などの環境の変化によって伝搬路の状況が変化する(長
区間変動特性)。そのため、測定範囲は、波長に比べて
十分長い距離にわたって測定する必要がある。For example, in the 3 GHz band, the wavelength is 10 cm.
Therefore, if the position is shifted by the length of the wavelength, the condition of the propagation path changes (short section fluctuation characteristic). For this reason, the measurement interval needs to be sufficiently smaller than the wavelength. Further, when the distance is sufficiently larger than the wavelength, the state of the propagation path changes due to a change in the environment such as the surrounding buildings (long-term variation characteristics). Therefore, it is necessary to measure the measurement range over a sufficiently long distance compared to the wavelength.
【0010】このように、実際に多重波を構成する各到
来波の遅延時間、到来方向および振幅,位相等の位置的
な変化を測定するためには、波長が短くなればなるほ
ど、測定点の数が極めて多くなるため、膨大な労力を必
要とするという問題があったため、このような従来の測
定は、限定された一部の場所でしか行われていない。As described above, in order to actually measure the positional change of the delay time, arrival direction, amplitude, phase, etc. of each arriving wave constituting the multiplexed wave, the shorter the wavelength, the more the measurement point Such a conventional measurement is performed only in a limited number of places because of the problem that the number is extremely large and requires a great deal of labor.
【0011】また、従来の到来方向測定では、到来方向
の角度分解能を向上させるため、実効開口面積の大きな
指向性アンテナや、アンテナを角度走査させるための駆
動装置が必要になるため、測定装置が大規模になるとい
う欠点があった。In the conventional direction-of-arrival measurement, a directional antenna having a large effective aperture area and a driving device for angularly scanning the antenna are required in order to improve the angular resolution in the direction of arrival. There was a disadvantage that it became large.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、多重波を構
成する到来波の到来方向等の多重伝搬路特性を測定する
のに必要な装置の小規模化と測定の効率化をはかること
ができる多重伝搬路特性測定方法および多重伝搬路特性
測定用受信装置を提供することを目的とするものであ
る。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to reduce the size of a device required for measuring the multipath characteristics such as the direction of arrival of incoming waves constituting a multiwave and to increase the efficiency of the measurement. It is an object of the present invention to provide a multiplex channel characteristic measurement method and a multiplex channel characteristic measurement receiving device that can be used.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】請求項1に記載の発明に
おいては、多重伝搬路特性測定方法において、連続波を
送信し、前記連続波を複数のアンテナ素子を有するリニ
アアレーアンテナで受信するとともに、前記リニアアレ
ーアンテナを空間的に走査し、走査中の複数の位置にお
いて前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を共通
の参照信号を用いて直交復調して個別に複素振幅を出力
し、前記複素振幅を信号処理することにより受信した前
記連続波を構成する到来波の少なくとも到来方向を推定
するものである。According to the first aspect of the present invention, in the method for measuring the characteristics of a multi-path, a continuous wave is transmitted, and the continuous wave is received by a linear array antenna having a plurality of antenna elements. Spatially scanning the linear array antenna, orthogonally demodulating received signals received by the plurality of antenna elements at a plurality of positions during scanning using a common reference signal, and individually outputting complex amplitudes, It is to estimate at least the direction of arrival of an incoming wave constituting the continuous wave received by performing signal processing on the complex amplitude.
【0014】請求項2に記載の発明においては、請求項
1に記載の多重伝搬路特性測定方法において、前記連続
波は、拡散符号で拡散変調されたものであり、前記個別
の複素振幅を、前記拡散符号と同一で共通の拡散符号と
の相関をとった後に信号処理することにより前記到来波
の遅延時間別に前記到来方向を推定するものである。According to a second aspect of the present invention, in the multiple channel characteristic measuring method according to the first aspect, the continuous wave is spread-modulated with a spreading code, and the individual complex amplitude is The direction of arrival is estimated for each delay time of the arriving wave by performing signal processing after correlation with the same spreading code as the spreading code.
【0015】請求項3に記載の発明においては、多重伝
搬路特性測定用受信装置において、複数のアンテナ素子
を有するリニアアレーアンテナと、該リニアアレーアン
テナを空間的に走査する手段と、走査中の複数の位置に
おいて前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を共
通の参照信号発生器の出力により直交復調して個別に複
素振幅を出力する直交復調手段を有するものである。According to a third aspect of the present invention, in the receiving apparatus for measuring multipath characteristics, a linear array antenna having a plurality of antenna elements, a means for spatially scanning the linear array antenna, Quadrature demodulation means for quadrature demodulating received signals received by the plurality of antenna elements at a plurality of positions with outputs of a common reference signal generator and individually outputting complex amplitudes.
【0016】請求項4に記載の発明においては、請求項
3に記載の多重伝搬路特性測定用受信装置において、前
記直交復調手段から出力された前記個別の複素振幅を、
送信側の拡散符号と同一で共通の拡散符号と相関をとる
ことにより、到来波の遅延時間別に前記個別の複素振幅
を出力する逆拡散手段を有するものである。According to a fourth aspect of the present invention, in the receiving apparatus for measuring a multi-path characteristic according to the third aspect, the individual complex amplitude output from the quadrature demodulation means is represented by:
It has despreading means for outputting the individual complex amplitude for each delay time of the arriving wave by correlating with the same spreading code as the transmitting side spreading code.
【0017】請求項5に記載の発明においては、請求項
3または4に記載の多重伝搬路特性測定用受信装置にお
いて、前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を順
次切り換えて前記直交復調手段に出力するスイッチ手段
を有するものである。According to a fifth aspect of the present invention, in the multiplex channel characteristic measuring receiver according to the third or fourth aspect, the reception signals received by the plurality of antenna elements are sequentially switched to the quadrature demodulation means. It has switch means for outputting.
【0018】[0018]
【発明の実施の形態】図1は、本発明の多重伝搬路特性
測定方法を実現するための概要構成図である。図中、図
11と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略す
る。4はリニアアレーアンテナ、5はアンテナ素子であ
る。この実施の形態では、移動局は、複数の無指向性の
アンテナ素子5が直線上に配置されたリニアアレーアン
テナ4を用いている。リニアアレーアンテナ4をアンテ
ナ素子5が配置されている方向に対し直角の方向に移動
させながら、各アンテナ素子5で多重波を受信し、各受
信機3で受信信号を直交復調して複素振幅を測定し、所
定の距離dyごとに同様の測定を繰り返し行い、測定値
に対して信号処理を行うことにより多重波を構成する直
接到来波6,遅延到来波8などの到来波の到来方向と複
素振幅を推定するものである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a schematic configuration diagram for realizing a method for measuring the characteristics of a multi-path channel according to the present invention. In the figure, the same parts as those in FIG. 4 is a linear array antenna, and 5 is an antenna element. In this embodiment, the mobile station uses a linear array antenna 4 in which a plurality of non-directional antenna elements 5 are arranged on a straight line. While moving the linear array antenna 4 in a direction perpendicular to the direction in which the antenna elements 5 are arranged, each antenna element 5 receives a multiplex wave, and each receiver 3 quadrature demodulates the received signal to reduce the complex amplitude. It measures and repeats the same measurement for each predetermined distance dy, and performs signal processing on the measured values to determine the direction of arrival of the arriving waves such as the direct arriving wave 6, the delayed arriving wave 8, etc., which constitute the multiplex wave, and the complexities. It is for estimating the amplitude.
【0019】図示の例では移動局が移動中に測定を行っ
ているが、測定点間の距離dyが一定であればよい。し
たがって、各測定点で移動を一旦停止して測定を行うこ
とも可能である。なお、移動局から基地局に到来する多
重波の到来方向の推定は、移動局側に送信機と無指向性
アンテナ、基地局側にリニアアレーアンテナと受信機を
用い、同様の測定および信号処理を行うことによって可
能である。In the example shown in the figure, the measurement is performed while the mobile station is moving, but it is sufficient that the distance dy between the measurement points is constant. Therefore, it is also possible to temporarily stop the movement at each measurement point and perform the measurement. The estimation of the direction of arrival of the multiplex wave arriving from the mobile station to the base station is performed by using a transmitter and an omnidirectional antenna on the mobile station side, and using a linear array antenna and a receiver on the base station side. Is possible.
【0020】図2は、本発明の多重伝搬路特性測定方法
の第1の実施の形態を実現する構成の説明図である。図
11,図1と同様な部分には同じ符号を用いて説明を省
略する。移動局のリニアアレーアンテナ4は、#0から
#(N1 −1)までの計N1本の無指向性のアンテナ素
子5がx軸方向にdx の間隔で配置されたものであり、
各アンテナ素子5のそれぞれに対し、直交復調器を備え
た受信機3が#0から#(N1 −1)まで接続された構
成になっている。FIG. 2 is an explanatory diagram of a configuration for realizing the first embodiment of the multipath characteristic measuring method of the present invention. 11 and FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Linear array antenna 4 of mobile station are those # from # 0 (N 1 -1) Total N 1 pieces of omnidirectional antenna elements 5 to are arranged at intervals of d x in the x-axis direction,
A receiver 3 having a quadrature demodulator is connected to each of the antenna elements 5 from # 0 to # (N 1 -1).
【0021】各受信機3は、Y軸方向に移動中の複数の
位置において、前記複数のアンテナ素子5で受信した受
信信号を共通の参照信号を用いて直交復調して個別に複
素振幅を出力する。この出力を信号処理することにより
到来波の到来方向と大きさを出力する。簡単のため、送
信機および受信機に周波数変換段がないものとして説明
する。Each of the receivers 3 quadrature-demodulates the received signals received by the plurality of antenna elements 5 at a plurality of positions moving in the Y-axis direction using a common reference signal and individually outputs complex amplitudes. I do. The output direction and magnitude of the incoming wave are output by signal processing of this output. For simplicity, it is assumed that the transmitter and receiver do not have a frequency conversion stage.
【0022】送信機1では、連続波発生器11により角
周波数ωc の無変調の連続波(CW)を発生させて無指
向性アンテナ2から送信する。各受信機3は、各アンテ
ナ素子5で受信した受信信号を、上述した連続波と同じ
角周波数ωc の参照信号の同相出力およびπ/2移相器
を通した直交出力と乗算器でそれぞれ乗算しローパスフ
ィルタを通すことにより直交復調する。同相チャネル
(Iチャネル),直交チャネル(Qチャネル)別に出力
が得られ、これを複素振幅で表すことができる。In the transmitter 1, an unmodulated continuous wave (CW) having an angular frequency ω c is generated by a continuous wave generator 11 and transmitted from the omnidirectional antenna 2. Each receiver 3 converts the received signal received by each antenna element 5 into an in-phase output of a reference signal having the same angular frequency ω c as the continuous wave described above, a quadrature output through a π / 2 phase shifter, and a multiplier. Quadrature demodulation is performed by multiplying and passing through a low-pass filter. An output is obtained for each of the in-phase channel (I channel) and the quadrature channel (Q channel), which can be represented by a complex amplitude.
【0023】上述した参照信号は、共通の参照信号発生
器から供給され、#0〜#(N1 −1)の受信機3は、
振幅,角周波数ωc ,位相が同一の参照信号を用いて受
信信号を直交復調する。リニアアレーアンテナ4をアン
テナ素子5が配置されているx軸方向に対して直角のy
軸方向に移動させながら間隔dy 毎に、受信機3から複
素振幅を出力する処理をNms回繰り返すことにより、次
に説明するように、多重波を構成する到来波の到来方向
等が推定できる。#n1 のアンテナ素子5に接続された
受信機3の、y軸方向のn2 dy の位置における複素振
幅は、x(n1,n2 )と表すことができる。説明をわ
かりやすくするため、最初に1次元配置のリニアアレー
アンテナを移動させずに測定する場合について説明す
る。The above-mentioned reference signals are supplied from a common reference signal generator, and the receivers 3 of # 0 to # (N 1 -1)
The received signal is orthogonally demodulated using reference signals having the same amplitude, angular frequency ω c , and phase. The linear array antenna 4 is positioned at a right angle y to the x-axis direction where the antenna element 5 is arranged.
By repeating the process of outputting the complex amplitude from the receiver 3 N ms times at intervals of d y while moving in the axial direction, the arrival direction of the arriving wave constituting the multiplex wave is estimated as described below. it can. Of #n 1 antenna element 5 connected to the receiver 3, the complex amplitude at the position of the n 2 d y in the y-axis direction can be expressed as x (n 1, n 2) . In order to make the description easy to understand, first, a case will be described in which measurement is performed without moving a linear array antenna having a one-dimensional arrangement.
【0024】図3は、1次元配置のリニアアレーアンテ
ナを移動させずに到来波の到来方向を推定する場合の説
明図である。図3(A)は1次元配置のリニアアレーア
ンテナを示す図であり、図3(B)は到来波の波長とx
軸方向の空間周波数との関係を示す図である。図中、1
1は測定点、12は到来波である。測定点11は、アン
テナ素子の位置である。図2に示した、n1 =0,1,
2,・・・,N1 −1番目までのN1 個のアンテナ素子
5からなる1次元配置のリニアアレーアンテナ4を考え
る。ただし、記号表示を簡単にするため、n1 をn、N
1 をN、dx をdに置き換えて説明する。また、到来波
の波長をλとする。各アンテナ素子の指向性は等方性と
し、測定点11の間隔、すなわち、アンテナ素子の間隔
dはd<λ/2とする。FIG. 3 is an explanatory diagram for estimating the arrival direction of the arriving wave without moving the one-dimensionally arranged linear array antenna. FIG. 3A is a diagram showing a linear array antenna having a one-dimensional arrangement, and FIG.
It is a figure showing the relation with the spatial frequency of an axial direction. In the figure, 1
1 is a measurement point, and 12 is an incoming wave. The measurement point 11 is the position of the antenna element. N 1 = 0, 1 , shown in FIG.
Consider a linear array antenna 4 having a one-dimensional arrangement consisting of N 1 to N 1 -first N 1 antenna elements 5. However, in order to simplify the symbol display, n 1 is n, N
1 N, will be described with replacing the d x to d. Further, the wavelength of the incoming wave is λ. The directivity of each antenna element is isotropic, and the distance between the measurement points 11, that is, the distance d between the antenna elements is d <λ / 2.
【0025】図3(A)において、このアレーアンテナ
には、m=1,2,3,・・・M番目までのM波の到来
波Sm (t)12がX軸に対する到来角αm で入射した
と仮定する。また、到来波Sm (t)12は、平面波で
xy平面方向から到来し、全ての測定点についてS
m (t)のそれぞれの到来方向は変化しないと仮定す
る。[0025] In FIG. 3 (A), the array antenna, m = 1, 2, 3, the angle of arrival for the incoming wave of M wave S m (t) 12 is the X-axis until · · · M th alpha m It is assumed that the light is incident. The incoming wave S m (t) 12 is a plane wave that arrives from the xy plane direction, and S
Assume that the direction of arrival of each of the m (t) does not change.
【0026】n=0番目のアンテナ素子の測定点を位相
基準としたとき、到来波Sm (t)12がn番目のアン
テナ素子に入射したときの位相差Δm (n)は、次式で
表される。When the measurement point of the n = 0th antenna element is used as a phase reference, the phase difference Δ m (n) when the arriving wave S m (t) 12 enters the nth antenna element is expressed by the following equation. It is represented by
【数1】 また、M波の到来波Sm (t)12をn番目のアンテナ
素子の測定点11で受信したときの受信信号x(n,
t)は、次式で表される。(Equation 1) Further, a received signal x (n, n) when the M incoming wave S m (t) 12 is received at the measurement point 11 of the n-th antenna element.
t) is represented by the following equation.
【数2】 (Equation 2)
【0027】t=t0 で時間的にサンプリングしたとき
の受信信号x(n,t0 )を便宜上x(n)=x(n,
t0 )で表現することにする。x(n)を、x軸に沿っ
た距離方向に離散フーリエ変換(DFT)する。なお、
この場合の離散フーリエ変換は、x軸の距離上の信号に
ついて行っている。普通、離散フーリエ変換は、時間軸
上の信号について行われる場合が多いが、数学的には同
じものである。x(n)を、離散フーリエ変換(DF
T)したとき、離散スペクトルX(k)は、次式で表さ
れる。For convenience, the received signal x (n, t 0 ) obtained by sampling temporally at t = t 0 is x (n) = x (n,
t 0 ). x (n) is subjected to a discrete Fourier transform (DFT) in a distance direction along the x-axis. In addition,
In this case, the discrete Fourier transform is performed on a signal at a distance on the x-axis. Usually, the discrete Fourier transform is often performed on a signal on a time axis, but is mathematically the same. x (n) is transformed by a discrete Fourier transform (DF
T), the discrete spectrum X (k) is represented by the following equation.
【数3】 ただし、kは0≦k≦N−1の整数とする。kに対応す
る空間周波数fs (k)は、次式で表される。(Equation 3) Here, k is an integer of 0 ≦ k ≦ N−1. The spatial frequency f s (k) corresponding to k is represented by the following equation.
【数4】 (Equation 4)
【0028】空間周波数fs (k)は、x軸方向に沿っ
た単位距離あたりの到来波Sm (t)12の周期数であ
る。この逆数1/fs (k)は、x軸方向に沿った見か
け上の波長であり、図3(B)に示すように、波長λと
の間には、(1/fs (k))cosα(k)=λの関
係がある。空間周波数fs (k)の最大値fsmaxは、f
smax=(1/λ)であるから、この関係を用いると、f
s (k)から到来波Sm (t)12のx軸に対する角度
α(k)を、次式のように推定することができる。The spatial frequency f s (k) is the number of periods of the arriving wave S m (t) 12 per unit distance along the x-axis direction. The reciprocal 1 / f s (k) is the wavelength of the apparent along the x-axis direction, as shown in FIG. 3 (B), between the wavelength λ is, (1 / f s (k ) ) Cosα (k) = λ. The maximum value f smax of the spatial frequency f s (k) is f
Since smax = (1 / λ), using this relationship, f
The angle α (k) of the arriving wave S m (t) 12 with respect to the x-axis can be estimated from s (k) as follows.
【数5】 (Equation 5)
【0029】式(4)からわかるように、kは、距離N
dあたりの到来波Sm (t)の周期数に対応している。
空間周波数fs (k)および角度α(k)は、離散的な
値として推定される。式(5)からもわかるように、角
度α(k)がπ/2<α(k)<3π/2の範囲のとき
には、空間周波数fs (k)は、マイナスの値を取る。
このとき、到来波Sm (t)12は、x軸の逆方向から
入射する。As can be seen from equation (4), k is the distance N
This corresponds to the number of periods of the incoming wave S m (t) per d.
The spatial frequency f s (k) and the angle α (k) are estimated as discrete values. As can be seen from Expression (5), when the angle α (k) is in the range of π / 2 <α (k) <3π / 2, the spatial frequency f s (k) takes a negative value.
At this time, the incoming wave S m (t) 12 enters from the opposite direction of the x-axis.
【0030】上述した式(4)において、N/2≦k≦
N−1の範囲内において、空間周波数fs (k)がマイ
ナスのときのkとの関係を示している。一般の離散フー
リエ変換は、0≦k≦N−1のような定義域で変換され
る。式(3)のX(k)の定義域を拡張し、−N/2≦
k≦N/2−1の範囲のものとし、かつ、式(3)のX
(k)が周期Nの周期性を有することから、N/2≦k
≦N−1のkにおけるX(k)の値をkを、Nだけ負方
向にシフトさせた−N/2≦k≦−1の範囲のkに対す
るX(k)の値とすることができる。In the above equation (4), N / 2 ≦ k ≦
The figure shows the relationship with k when the spatial frequency f s (k) is negative within the range of N-1. General discrete Fourier transform is performed in a domain such as 0 ≦ k ≦ N−1. The domain of X (k) in equation (3) is extended to -N / 2 ≦
k ≦ N / 2-1, and X in the formula (3)
Since (k) has the periodicity of the period N, N / 2 ≦ k
The value of X (k) at k of ≤N-1 can be the value of X (k) for k in the range of -N / 2≤k≤-1 in which k is shifted in the negative direction by N. .
【0031】図4は、図3において、到来方向と空間周
波数との関係の具体例を示す説明図である。式(2)に
示したx(n,t )を表すx(n)の実部について図
示する。31はx軸方向(αm =0[rad])からの
到来波のx(n)の実部、33は真横(αm =±π/2
[rad])からの到来波の実部、32は到来波がαm
=0〜±π/2[rad]の角度から来るときの実部で
ある。簡単のため、d=λ/2で図示している。FIG. 4 is an explanatory diagram showing a specific example of the relationship between the arrival direction and the spatial frequency in FIG. X (n, t) shown in equation (2) ) Is shown for the real part of x (n). 31 is the real part of x (n) of the arriving wave from the x-axis direction (α m = 0 [rad]), and 33 is the side (α m = ± π / 2)
The real part of the incoming wave from [rad]), 32 is the incoming waves alpha m
= 0 to ± π / 2 [rad]. For simplicity, d = λ / 2 is shown.
【0032】x軸方向(αm =0[rad])から到来
波が来たときの到来波の実部31には、x軸方向の波長
がλ=2dとなる出力変化が表れている。真横(αm =
±π/2[rad])から到来波が来たときの到来波の
実部33には、x軸方向の波長がλ=∞となり出力変化
がない。中間の角度から到来波が来たときの到来波の実
部32には、見かけ上の波長が2d〜∞となる出力変化
が表れる。例えば、αm =2π/3[rad]から到来
波が来たときの見かけ上の到来波の実部32には、見か
け上の波長が4dとなる出力変化が表れる。このように
到来波の到来方向αm によって直交復調出力には波長が
異なる正弦波状の出力変化が表れる。空間周波数は、上
述したx軸方向(αm =0[rad])からの到来波に
対して、1/(2d)、真横(αm =±π/2[ra
d])からの到来波に対して0、図示のαm =0〜±π
/2[rad]の到来波に対して0〜1/(2d)とな
る。When the arriving wave comes from the x-axis direction (α m = 0 [rad]), the real part 31 of the arriving wave shows an output change in which the wavelength in the x-axis direction is λ = 2d. Just beside (α m =
When the arriving wave comes from ± π / 2 [rad]), the real part 33 of the arriving wave has a wavelength in the x-axis direction λ = ∞, and there is no output change. When the arriving wave comes from an intermediate angle, the real part 32 of the arriving wave shows an output change in which the apparent wavelength is 2d to ∞. For example, when the arriving wave comes from α m = 2π / 3 [rad], an output change in which the apparent wavelength is 4d appears in the real part 32 of the apparent arriving wave. Thus the change in the output of the sine wave having different wavelengths appears in quadrature demodulated output by the arrival direction alpha m of the arriving wave. The spatial frequency is 1 / (2d) with respect to the arriving wave from the x-axis direction (α m = 0 [rad]), and the horizontal frequency (α m = ± π / 2 [ra]).
d]), 0 for the arriving wave from α, α m = 0 to ± π
0/1 / (2d) for an incoming wave of / 2 [rad].
【0033】図5は、図3に示した1次元配置のリニア
アレーアンテナで到来波の到来方向を推定する場合に検
出される到来角αm の説明図である。図中、図3と同様
な部分には同じ符号を付して説明を省略する。41は円
錐である。図3に示した推定方法では、到来波S
m (t)12がxy平面に対して仰角をもって到来する
場合には、推定する角度αm は、x軸に対しての到来角
であり、x軸に対して角度αm をなす円錐41上であれ
ば、どの方向からの到来波であるかを判別することがで
きず、到来波の2,3次元的な方向を推定できない。到
来波Sm (t)12がxy平面上を伝搬して来ることが
あらかじめわかっている場合にも、図中に×印を付した
点を通る2つの到来角+αm と−αm のいずれであるか
は識別できない。また、リニアアレーアンテナの並んで
いる方向(αm =0,π[rad])ほど角度分解能が
悪い。FIG. 5 is an explanatory diagram of the angle of arrival α m detected when the direction of arrival of an incoming wave is estimated by the linear array antenna having the one-dimensional arrangement shown in FIG. In the figure, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 41 is a cone. In the estimation method shown in FIG.
When m (t) 12 arrives at an elevation angle with respect to the xy plane, the estimated angle α m is the angle of arrival with respect to the x-axis, and is on a cone 41 that forms an angle α m with the x-axis. If so, it is not possible to determine from which direction the incoming wave is coming from, and it is not possible to estimate the two- or three-dimensional direction of the incoming wave. Even if it is known in advance that the arriving wave S m (t) 12 propagates on the xy plane, either of the two arriving angles + α m and −α m passing through the point marked with “x” in FIG. Cannot be identified. In addition, the angle resolution is lower in the direction in which the linear array antennas are arranged (α m = 0, π [rad]).
【0034】図6は、2次元配置のアレーアンテナを移
動させずに到来波の到来方向を推定する場合の説明図で
ある。図中、図3と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。51は電波の偽の到来方向である。N1
・N2 個のアンテナ素子からなる2次元配置のアレーア
ンテナを考える。n1 およびn2 は、n1 =0,1,
2,・・・N1 −1,n2 =0,1,2,・・・N2 −
1である。アンテナ素子の位置が測定点11である。測
定点11は、x軸方向に原点から間隔dx で距離(N1
−1)・dx までの点、y軸方向に原点から間隔dy で
距離(N2 −1)・dy までである。各アンテナ素子の
指向性は等方性で、dx ,dy <λ/2とする。アレー
アンテナにはm=1,2,3,・・・,M番目までの到
来波Sm (t)12がx軸に対する角度αm ,y軸に対
する角度βm で入射したと仮定する。FIG. 6 is an explanatory diagram for estimating the arrival direction of an incoming wave without moving the two-dimensionally arranged array antenna. In the figure, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Reference numeral 51 denotes a false arrival direction of the radio wave. N 1
Consider a two-dimensional array antenna consisting of N 2 antenna elements. n 1 and n 2 are n 1 = 0, 1,
2, ··· N 1 -1, n 2 = 0,1,2, ··· N 2 -
It is one. The position of the antenna element is the measurement point 11. The measurement point 11 has a distance (N 1) at a distance d x from the origin in the x-axis direction.
-1) points to d x, is from the origin in the y-axis direction at intervals d y to the distance (N 2 -1) · d y. The directivity of each antenna element is isotropic and d x , d y <λ / 2. .., And the M-th arriving wave S m (t) 12 is incident on the array antenna at an angle α m with respect to the x-axis and an angle β m with respect to the y-axis.
【0035】(n1 ,n2 )=(0,0)番目のアンテ
ナ素子を位相基準としたとき、到来波Sm (t)12が
(n1 ,n2 )番目のアンテナ素子に入射したときの位
相差Δm (n1 ,n2 )は、次式のように表される。When the (n 1 , n 2 ) = (0, 0) th antenna element is used as a phase reference, the arriving wave S m (t) 12 enters the (n 1 , n 2 ) th antenna element. phase difference Δ m (n 1, n 2 ) of the time is expressed by the following equation.
【数6】 ただし、ξm は、次式の通りとする。(Equation 6) However, ξ m shall be as follows.
【数7】 また、各アンテナ素子の位置の測定点11の受信信号x
(n1 ,n2 ,t)は、次式の通りとなる。(Equation 7) The received signal x at the measurement point 11 at the position of each antenna element
(N 1 , n 2 , t) is as follows.
【数8】 (Equation 8)
【0036】t=t0 で時間的にサンプリングしたとき
の受信信号x(n1 ,n2 ,t0 )を便宜上x(n1 ,
n2 )=x(n1 ,n2 ,t0 )で表現すると、x(n
1 ,n2 )の離散フーリエ変換は次式で示される。[0036] t = receive signal x when the temporally sampled at t 0 (n 1, n 2 , t 0) for convenience x (n 1,
n 2 ) = x (n 1 , n 2 , t 0 ), x (n
1 , n 2 ) is represented by the following equation.
【数9】 ただし、0≦k1 ≦N1 −1,0≦k2 ≦N2 −1とす
る。(Equation 9) However, 0 ≦ k 1 ≦ N 1 −1 and 0 ≦ k 2 ≦ N 2 −1.
【0037】k1 およびk2 に対応する空間周波数fsk
(k1 )およびfsy(k2 )は、次式で表される。The spatial frequency f sk corresponding to k 1 and k 2
(K 1 ) and f sy (k 2 ) are represented by the following equations.
【数10】 (Equation 10)
【数11】 k1 およびk2 に対応する最大の空間周波数fsmaxは、
ともにfsmax=1/λであるから、空間周波数fsk(k
1 )およびfsy(k2 )から、x軸に対する角度α(k
1 ),y軸に対する角度β(k2 )を推定すると、次式
のようになる。[Equation 11] The maximum spatial frequency f smax corresponding to k 1 and k 2 is
Since both f smax = 1 / λ, the spatial frequency f sk (k
1 ) and f sy (k 2 ), the angle α (k
1 ), when the angle β (k 2 ) with respect to the y-axis is estimated, the following equation is obtained.
【数12】 (Equation 12)
【数13】 (Equation 13)
【0038】また、次式に示すように、α(k1 ),β
(k2 )からγ(k1 ,k2 )を推定することも可能で
ある。Further, as shown in the following equation, α (k 1 ), β
It is also possible to estimate the (k 2) from γ (k 1, k 2) .
【数14】 また、α(k1 ),β(k2 ),γ(k1 ,k2 )か
ら、y軸に対する方位角Φdi(k1 ,k2 )は、次式の
通りとなる。[Equation 14] From α (k 1 ), β (k 2 ) and γ (k 1 , k 2 ), the azimuth Φ di (k 1 , k 2 ) with respect to the y-axis is as follows.
【数15】 なお、xy平面に対する仰角Φel(k1 ,k2 )につい
ては、単に、π/2からγ(k1 ,k2 )を引いた値に
なる。しかし、γ(k1 ,k2 )には解が2つにあり、
到来波Sm (t)12の仰角Φel(k1 ,k2 )も正負
の値があるため、xy平面に対して上下方向の分離がで
きず、電波の偽の到来方向51と識別できない。これを
識別するためには3次元空間上の測定を行う必要があ
る。しかし、2次元空間上の測定において、到来波Sm
(t)12の仰角Φel(k1 ,k2)が正であるという
前提条件があれば、3次元の到来方向の測定が可能にな
る。(Equation 15) The elevation angle Φ el (k 1 , k 2 ) with respect to the xy plane is simply a value obtained by subtracting γ (k 1 , k 2 ) from π / 2. However, γ (k 1 , k 2 ) has two solutions,
Since the elevation angle Φ el (k 1 , k 2 ) of the arriving wave S m (t) 12 also has positive and negative values, it cannot be separated in the vertical direction with respect to the xy plane, and cannot be distinguished from the false arrival direction 51 of the radio wave. . In order to identify this, it is necessary to perform measurement in a three-dimensional space. However, in the measurement in the two-dimensional space, the incoming wave S m
If there is a precondition that the elevation angle Φ el (k 1 , k 2 ) of (t) 12 is positive, a three-dimensional arrival direction can be measured.
【0039】上述した2次元配置のアレーアンテナによ
る測定では、仰角Φel(k1 ,k2)が0[rad]に
近づくほど角度分解能が悪いが、方位角Φdi(k1 ,k
2 )の角度分解能については、どの角度についても良好
な結果が得られる。測定に用いるリニアアレーアンテナ
のアンテナ高が地面に近い場合は到来波の仰角はほとん
ど正の値になるので、例えば、陸上移動局や低アンテナ
基地局における到来波の方位角および仰角方向の推定に
適する。In the above-described measurement using an array antenna having a two-dimensional arrangement, as the elevation angle Φ el (k 1 , k 2 ) approaches 0 [rad], the angular resolution decreases, but the azimuth angle Φ di (k 1 , k 2)
Regarding the angle resolution 2 ), good results can be obtained at any angle. When the antenna height of the linear array antenna used for measurement is close to the ground, the elevation angle of the arriving wave is almost positive, so for example, it is necessary to estimate the azimuth and elevation direction of the arriving wave at a land mobile station or a low antenna base station. Suitable.
【0040】しかし、2次元配列のアレーアンテナを構
成するためにxy平面上にN1 ・N2 個のアンテナ素子
を配置する必要があるため、アンテナ素子数が多くな
り、それに応じて受信機の数もアンテナ素子と同じ数だ
け必要になるので装置規模がかなり大きなものとなり、
あまり現実的ではない。もちろん、3次元配列のアレー
アンテナを構成して3次元空間上の測定をする場合に
は、さらにアンテナ素子数が多くなる。However, since it is necessary to arrange N 1 · N 2 antenna elements on the xy plane in order to form a two-dimensional array antenna, the number of antenna elements increases, and accordingly, the number of Since the number of antenna elements required is the same as the number of antenna elements, the device scale becomes considerably large,
Not very realistic. Of course, when a three-dimensional array antenna is configured to perform measurement in a three-dimensional space, the number of antenna elements further increases.
【0041】再び、図1,図2に戻る。リニアアレーア
ンテナ4をアンテナ素子5が配置されているx軸方向に
対して直角のy軸方向に移動させながら間隔dy 毎に、
受信機3から複素振幅を出力する処理をNms回繰り返す
ことにより、複数の地点で多重波を構成する到来波の到
来方向を推定する原理について説明する。Returning to FIG. 1 and FIG. While moving the linear array antenna 4 in the y-axis direction perpendicular to the x-axis direction in which the antenna element 5 is arranged, at every interval d y ,
The principle of estimating the arrival direction of an incoming wave forming a multiplex wave at a plurality of points by repeating the process of outputting a complex amplitude from the receiver 3 N ms times will be described.
【0042】図7は、図1,図2に示した多重伝搬路特
性測定方法の測定点を説明するxy平面図である。図
中、11は図3に示した11と同様に測定点であるが、
アンテナ素子は常時この位置にあるわけではない。61
は図1,図2に示したリニアアレーアンテナ4で一度に
測定できる測定点の範囲、62は信号処理の1回毎の処
理範囲である。移動測定により、y軸方向に離散的に配
置された測定点11でも、順次、受信信号を直交復調し
た複素振幅を出力する。測定点11は、マトリクス状で
あり、図示のx,y軸平面上の2次元位置(n1 ,
n2 )で表すことができる。リニアアレーアンテナ4で
一度に測定できる測定点の範囲61は、x軸に平行なN
1 個の点である。FIG. 7 is an xy plan view for explaining measurement points of the method of measuring the multiple channel characteristics shown in FIGS. In the figure, reference numeral 11 denotes a measurement point in the same manner as 11 shown in FIG.
The antenna element is not always in this position. 61
Is a range of measurement points that can be measured at one time by the linear array antenna 4 shown in FIGS. 1 and 2, and 62 is a processing range for each signal processing. At the measurement points 11 discretely arranged in the y-axis direction by the movement measurement, a complex amplitude obtained by sequentially orthogonally demodulating the received signal is output. The measurement points 11 are in a matrix and have a two-dimensional position (n 1 ,
n 2 ). The range 61 of measurement points that can be measured at one time by the linear array antenna 4 is N parallel to the x-axis.
One point.
【0043】1回毎の処理範囲62は、例えば、測定点
(0,0),(0,N2 −1),(N1 −1,N2 −
1),(N1 −1,0)で囲まれた合計N1 ×N2 個の
測定点である。各測定点における連続波の受信信号につ
いて、測定点11間の相対的な振幅および位相が直交復
調器を用いて測定される。各測定点11に到来する到来
波Sm (t)12は、次のように表すことができる。The processing range 62 for each time includes, for example, the measurement points (0, 0), (0, N 2 -1), (N 1 -1, N 2-
There are a total of N 1 × N 2 measurement points surrounded by 1) and (N 1 -1,0). For the continuous wave reception signal at each measurement point, the relative amplitude and phase between the measurement points 11 are measured using a quadrature demodulator. The arriving wave S m (t) 12 arriving at each measurement point 11 can be expressed as follows.
【数16】 ただし、Am はm番目の到来波Sm (t)の振幅、ωc
は送信機の参照信号(ローカル信号)の角周波数、θm
は送信アンテナと位相基準点(n1 ,n2 )=(0,
0)の間における、到来波Sm (t)12の伝搬通路差
等による位相差である。また、ある期間内でAm および
θm が一定であるような伝搬路が時間変化しない状況下
を考える。このとき、リニアアレーアンテナ4のy軸の
位置n2 におけるアンテナ素子n1 の受信信号r
(n1 ,n2 ,t)は、次式で表される。(Equation 16) Here, Am is the amplitude of the m-th incoming wave S m (t), ω c
Is the angular frequency of the reference signal (local signal) of the transmitter, θ m
Is the transmitting antenna and the phase reference point (n 1 , n 2 ) = (0,
0) is a phase difference due to a propagation path difference or the like of the arriving wave S m (t) 12. Also, consider the situation where a propagation path such that A m and theta m is constant within a certain period does not change time. At this time, the reception signal r of the antenna element n 1 at the position n 2 on the y-axis of the linear array antenna 4
(N 1 , n 2 , t) is represented by the following equation.
【数17】 ここで、Mは到来波の数、Δm (n1 ,n2 )は、式
(6)で示したように(n1 ,n2 )=(0,0)の位
置を位相基準としたときの測定点11間の位相差であ
る。[Equation 17] Here, M is the number of arriving waves, and Δ m (n 1 , n 2 ) is based on the position of (n 1 , n 2 ) = (0, 0) as shown in Expression (6). The phase difference between the measurement points 11 at the time.
【0044】送信機の連続波の角周波数と受信機の参照
信号の角周波数を同じωc にし、送信機の連続波の角周
波数を基準にして直交復調するとき、受信信号r
(n1 ,n2 ,t)を直交復調すると次式で示す同相成
分I(n1 ,n2 ,t)および直交成分Q(n1 ,
n2 ,t)が得られる。[0044] When the angular frequency of the reference signal of the receiver and the angular frequency of the continuous wave transmitter in the same omega c, orthogonal demodulation based on the angular frequency of the continuous wave transmitter, the received signal r
When (n 1 , n 2 , t) is subjected to quadrature demodulation, an in-phase component I (n 1 , n 2 , t) and a quadrature component Q (n 1 ,
n 2 , t) are obtained.
【数18】 (Equation 18)
【数19】 ただし、θa は、送信機に対する受信機の参照信号の位
相差であり、θm は式(16)に示したように、到来波
間の位相差を表す。式(8)の受信信号x(n1 ,
n2 ,t)と同様に複素数で表すことができる。Kは定
数である。[Equation 19] However, theta a, the phase difference between the reference signal of the receiver for the transmitter, theta m is as shown in Equation (16) represents the phase difference of the incoming waves. The received signal x (n 1 ,
n 2 , t) can be represented by a complex number. K is a constant.
【数20】 (Equation 20)
【0045】t=t0 でサンプリングしたときのI(n
1 ,n2 ,t)およびQ(n1 ,n2 ,t)は、I(n
1 ,n2 ,t0 )およびQ(n1 ,n2 ,t0 )とな
り、便宜上I(n1 ,n2 )=I(n1 ,n2 ,t)お
よびQ(n1 ,n2 )=Q(n 1 ,n2 ,t)で表現す
ることにすると、受信信号は、次式のように表現され
る。T = t0I (n) when sampling at
1, NTwo, T) and Q (n1, NTwo, T) is I (n
1, NTwo, T0) And Q (n1, NTwo, T0) And
For convenience, I (n1, NTwo) = I (n1, NTwo, T)
And Q (n1, NTwo) = Q (n 1, NTwo, T)
In other words, the received signal is expressed as
You.
【数21】 (Equation 21)
【0046】送受信機のキャリアの位相や伝搬路が時間
的に変化しない期間中であれば、t≠t0 においても式
(21)は成り立つ。すなわち、測定点11のアンテナ
素子5で受信した信号に対して直交復調を行うことによ
り、式(18),(19)で表わされるI(n1 ,
n2 ,t)およびQ(n1 ,n2 ,t)には、到来波S
m(t)12の角周波数ωc での位相回転がなくなり、
角周波数ωc に対する相対的な位相差Δm (n1 ,
n2 )とθa ,θm だけが残り、これらが時間的に変動
しない限り時間的に変化しない。If the phase of the carrier of the transceiver and the propagation path do not change with time, equation (21) holds even at t ≠ t 0 . That is, by performing quadrature demodulation on the signal received by the antenna element 5 at the measurement point 11, I (n 1 ,
n 2 , t) and Q (n 1 , n 2 , t) include the arriving wave S
The phase rotation at the angular frequency ω c of m (t) 12 disappears,
Relative phase difference with respect to the angular frequency ω c Δ m (n 1,
n 2 ), θ a and θ m remain, and do not change with time unless these change with time.
【0047】また、この位相差Δm (n1 ,n2 )は、
各測定点(n1 ,n2 )11のx軸方向,y軸方向の位
置の差に由来する連続波の空間上の位相差によるもので
あり、これは、式(2)の位相差Δm (n)や式(8)
の位相差Δm (n1 ,n2 )と同様である。式(21)
を式(9)に代入して離散フーリエ変換を行うことによ
って、t=t0 における到来波Sm (t)12の到来方
向の推定が可能となる。The phase difference Δ m (n 1 , n 2 ) is
This is due to the phase difference in the space of the continuous wave resulting from the difference between the positions of the respective measurement points (n 1 , n 2 ) 11 in the x-axis direction and the y-axis direction. m (n) and equation (8)
Of is the same as the phase difference Δ m (n 1, n 2 ). Equation (21)
By substituting into Equation (9) and performing the discrete Fourier transform, it is possible to estimate the arrival direction of the arriving wave S m (t) 12 at t = t 0 .
【0048】式(21)のθa は、送信機の連続波に対
する受信機の参照信号の位相差であり定数である。ま
た、θm についても、m番目の到来波ごとに伝搬通路差
の違いによって値が異なるが、すべての測定点に対して
同じ値である。このため、式(21)のx(n1 ,
n2 )について離散フーリエ変換を行った場合、離散ス
ペクトルX(n1 ,n2 )は、一定の位相差が生じるだ
けで到来方向推定に問題はない。In equation (21), θ a is the phase difference between the reference signal of the receiver and the continuous wave of the transmitter and is a constant. Also, the value of θ m differs depending on the difference in the propagation path for each m-th arriving wave, but is the same value for all measurement points. Therefore, x (n 1 ,
When the discrete Fourier transform is performed for n 2 ), the discrete spectrum X (n 1 , n 2 ) has no problem in the arrival direction estimation only because a certain phase difference occurs.
【0049】上述した式を用いた到来波の到来方向推定
では、アンテナ素子で測定する到来波の振幅および位相
について、同一のサンプリング時点での絶対的な値を測
定する必要はなく、相対的な値を測定すればよい。した
がって、全てのアンテナ素子5において複数の到来波の
振幅および位相を同時刻で測定する必要がない。したが
って、1次元配置のリニアアレーアンテナを移動させる
ことによっても、アンテナ素子を2次元配置した場合と
同様に到来方向を推定することができる。もちろん、送
信機の連続波発生器と受信機の参照信号発生器とは同一
の発振器を用いるか、または、周波数の確度および安定
度の高い発振器を用いる必要がある。In the direction-of-arrival estimation of an incoming wave using the above equation, it is not necessary to measure the absolute values of the amplitude and phase of the incoming wave measured by the antenna element at the same sampling point, What is necessary is just to measure a value. Therefore, it is not necessary to measure the amplitudes and phases of a plurality of arriving waves at the same time in all antenna elements 5. Therefore, by moving the one-dimensionally arranged linear array antenna, the arrival direction can be estimated in the same manner as when the antenna elements are two-dimensionally arranged. Of course, it is necessary to use the same oscillator for the continuous wave generator of the transmitter and the reference signal generator of the receiver, or to use an oscillator with high frequency accuracy and stability.
【0050】上述したように、直交復調した複素数出力
である、式(21)のx(n1 ,n2 )を用いて離散フ
ーリエ変換を行い、空間周波数fsx,fsyごとに到来波
を分離し、次に、空間周波数fsx,fsyと到来角との関
係から、到来角で決まる到来方向別に到来波を分離する
ことができる。図7に示したように、1回毎の処理範囲
62を順次y軸方向にずらせていけば、異なる測定地点
の1回毎の処理範囲62においても同様に多重波を構成
する到来波の到来方向およびその複素振幅を順次推定す
ることができる。As described above, discrete Fourier transform is performed using x (n 1 , n 2 ) of the equation (21) which is a complex number output by orthogonal demodulation, and an incoming wave is obtained for each spatial frequency f sx , f sy. Separation, and then, from the relationship between the spatial frequencies f sx , f sy and the angle of arrival, the incoming wave can be separated for each direction of arrival determined by the angle of arrival. As shown in FIG. 7, if the processing range 62 for each time is sequentially shifted in the y-axis direction, the arrival of the arriving wave similarly constituting the multiplexed wave also in the processing range 62 for each time at a different measurement point. The direction and its complex amplitude can be estimated sequentially.
【0051】なお、離散フーリエ変換は、移動局におい
て実時間で処理を行ってもよいが、直交復調出力および
測定時点の時刻データ等、その他処理に必要なデータを
一旦記憶装置に蓄積した上で、後日、記憶装置からこれ
らのデータを読み出して離散フーリエ変換を行うように
して多重波を構成する到来波の到来方向および複素振幅
を推定してもよい。The discrete Fourier transform may be performed in real time in the mobile station. However, data necessary for other processing such as quadrature demodulation output and time data at the time of measurement are temporarily stored in a storage device. At a later date, these data may be read from the storage device to perform the discrete Fourier transform to estimate the arrival direction and the complex amplitude of the incoming wave constituting the multiplex wave.
【0052】1次元配列のリニアアレーアンテナ4を用
いた移動測定では、アンテナ素子5の数が少なくてす
む。例えば、周波数3GHz帯の測定を行う場合、直径
1mのパラボラアンテナと同じ実効開口面積の2次元配
置のリニアアレーアンテナ4を素子間隔をλ/2(約5
cm)で実現するとすれば、素子数は約400本とな
り、さらにそれぞれに個別に受信機を設けることは容易
ではない。これに対し、1次元配列のリニアアレーアン
テナ4を移動させて測定すれば、素子数は約20本です
む。しかし、正確な距離情報(間隔dy )が取り出せる
車両または台車等にリニアアレーアンテナ4を搭載して
測定を行う必要がある。また、リニアアレーアンテナ4
が1度の測定に要する時間をtm 、波長をλとすると、
移動速度vはv<<λ/tm の条件を満たす必要があ
る。In the movement measurement using the linear array antenna 4 having a one-dimensional array, the number of antenna elements 5 is small. For example, in the case of measuring a frequency of 3 GHz, a linear array antenna 4 having a two-dimensional arrangement having the same effective aperture area as a parabolic antenna having a diameter of 1 m has an element interval of λ / 2 (about 5
cm), the number of elements is about 400, and it is not easy to provide a separate receiver for each. On the other hand, if the linear array antenna 4 having the one-dimensional array is moved and measured, the number of elements is about 20. However, it is necessary to mount the linear array antenna 4 on a vehicle or a trolley or the like from which accurate distance information (interval d y ) can be taken out for measurement. In addition, the linear array antenna 4
There time t m required for measurement of a time, when the wavelength lambda,
Movement speed v is meet the needs of v << λ / t m.
【0053】なお、アンテナ素子5を2次元平面上の全
ての測定点または、1回毎の処理範囲62に配置するこ
とは現実的でない。しかし、リニアアレーアンテナをy
軸方向に複数本配置して移動測定することも可能であ
る。また、アンテナ素子5は必ずしも、移動方向に直交
する方向に配置する必要はない。例えば、移動方向に対
して斜めに、例えば、45度ずらせて配置し、所定距離
移動した後には、マトリクス状の測定点が得られる。こ
の場合、アンテナ素子5の間の間隔を拡げても測定点の
間隔を同じにすることができる。したがって、アンテナ
素子5間の相互結合の影響を軽減することができる。It is not practical to arrange the antenna element 5 at all measurement points on a two-dimensional plane or at the processing range 62 for each time. However, if the linear array antenna is y
It is also possible to displace a plurality of pieces in the axial direction and measure the movement. Further, the antenna element 5 does not necessarily need to be arranged in a direction orthogonal to the moving direction. For example, after arranging obliquely with respect to the moving direction, for example, by 45 degrees, and moving a predetermined distance, a matrix of measurement points is obtained. In this case, even if the distance between the antenna elements 5 is increased, the distance between the measurement points can be the same. Therefore, the influence of mutual coupling between the antenna elements 5 can be reduced.
【0054】図8は、本発明の多重伝搬路特性測定方法
の第2の実施の形態の説明図である。図中、図11、図
1,図2と同様な部分には、同じ符号を付して説明を省
略する。71は送信機、72は受信機である。概要構成
は、図1に示したものとほぼ同様であるが、図1,図2
に示した連続波(CW)の送受信機に代えて、遅延プロ
ファイル測定用の送受信機71,72を用いる。FIG. 8 is an explanatory diagram of a second embodiment of the method for measuring the characteristics of the multiple propagation path according to the present invention. In the figure, the same parts as those in FIG. 11, FIG. 1 and FIG. 71 is a transmitter and 72 is a receiver. The schematic configuration is almost the same as that shown in FIG.
Are used instead of the continuous wave (CW) transceiver shown in FIG.
【0055】基地局においては、遅延プロファイル測定
用の送信機71に無指向性アンテナ2が接続され、PN
符号発生器81から出力された拡散符号で搬送波を拡散
変調した連続波を送信する。移動局においては、各アン
テナ素子5の#0〜#(N1−1)のそれぞれに対して
遅延プロファイル測定用の受信機72の#0〜#(N1
−1)が接続されている。リニアアレーアンテナ4をア
ンテナ素子5が配置されているx軸方向に対して直角の
y軸方向に移動させながら、間隔dy 毎に遅延プロファ
イルの測定をNms回繰り返して行う。In the base station, the omnidirectional antenna 2 is connected to the transmitter 71 for delay profile measurement, and the PN
A continuous wave obtained by spreading and modulating a carrier with the spreading code output from the code generator 81 is transmitted. In the mobile station, # 0 to # of receiver 72 for delay profile measurement for each # 0 to # of each antenna element 5 (N 1 -1) (N 1
-1) is connected. While moving to the right angle in the y-axis direction linear array antenna 4 with respect to the x-axis direction in which the antenna elements 5 are arranged, is repeated N ms times the measurement of the delay profile for each interval d y.
【0056】各アンテナ素子5で受信した受信信号を直
交復調して得た個別の複素振幅を、送信側の拡散符号と
同一の共通の拡散符号と相関をとって逆拡散することに
より、多重波を到来波の遅延時間別に分離した複素振幅
を出力する。この出力を遅延時間別に離散フーリエ変換
することにより到来波の遅延時間別に到来波の到来方向
とその複素振幅(振幅および位相)を出力する。The individual complex amplitudes obtained by orthogonal demodulation of the received signal received by each antenna element 5 are despread by correlating with the same common spreading code as the spreading code on the transmitting side to obtain a multiplexed wave. Is output according to the delay time of the incoming wave. By subjecting this output to discrete Fourier transform for each delay time, the arrival direction of the incoming wave and its complex amplitude (amplitude and phase) are output for each delay time of the incoming wave.
【0057】具体的には、図2を参照して説明した第一
の実施の形態とほぼ同様に、各受信機3は、各アンテナ
素子5で受信した受信信号を、上述した搬送波と同じ角
周波数ωc の参照信号(ローカル信号)を出力する参照
信号発生器の同相および直交出力と乗算器でそれぞれ乗
算しローパスフィルタを通すことにより直交復調する。
直交復調出力は、さらに、同相出力、直交出力別に、送
信側のPN符号発生器81と同一のPN符号を発生する
PN符号発生器からの逆拡散符号と相関器で相関がとら
れ相関が検出される。More specifically, similarly to the first embodiment described with reference to FIG. 2, each receiver 3 converts the reception signal received by each antenna element 5 into the same angle as the above-described carrier. orthogonal demodulation by passing the multiplied low-pass filter, respectively by the reference signal generator phase and quadrature outputs a multiplier for outputting a reference signal of frequency omega c (local signal).
The quadrature demodulation output is further correlated with the despread code from the PN code generator that generates the same PN code as the PN code generator 81 on the transmission side for the in-phase output and the quadrature output, and the correlation is detected. Is done.
【0058】図11で説明したように、多重波には、直
接到来波6に対して遅延時間の異なる複数の遅延到来波
8が含まれている。遅延到来波8は、それぞれの遅延時
間に応じて、PN符号の符号位相が遅れた状態で受信さ
れる。PN符号発生器から出力されるPN符号の符号位
相を1/2チップずつシフトさせながら相関器で相関を
検出して行くことにより、直接到来波6および複数の遅
延到来波8のPN符号の符号位相とPN符号発生器の位
相とが一致するごとに出力に大きな相関値のピークが得
られる。このときの符号位相によって到来波の遅延時間
がわかる。したがって、直交復調して得た複素振幅を、
相関値のピークごとに、言い換えれば、直接到来波6お
よび複数の遅延到来波8の遅延時間別に分離することが
できる。As described with reference to FIG. 11, the multiplex wave includes a plurality of delayed arrival waves 8 having different delay times from the direct arrival wave 6. The delayed arrival wave 8 is received in a state where the code phase of the PN code is delayed according to the respective delay times. By detecting the correlation with the correlator while shifting the code phase of the PN code output from the PN code generator by チ ッ プ chip at a time, the PN code of the direct arriving wave 6 and the plurality of delayed arriving waves 8 are obtained. Every time the phase matches the phase of the PN code generator, a peak of a large correlation value is obtained in the output. The delay time of the incoming wave is known from the code phase at this time. Therefore, the complex amplitude obtained by quadrature demodulation is
It can be separated for each peak of the correlation value, in other words, for each delay time of the direct arriving wave 6 and the plurality of delayed arriving waves 8.
【0059】遅延時間τに対する同相出力,直交出力の
それぞれの相関出力は、一般にI,Qチャネル成分の遅
延プロファイル、あるいは、複素遅延プロファイルと呼
ぶ。図7に示した測定点(n1 ,n2 )11における受
信信号がM波の到来波の合成信号であって、m(m=
1,2,3,・・・・,M)番目の到来波の遅延時間を
τm とする。測定点(n1 ,n2 )11における受信信
号に対して、到来波の遅延時間τm ごとに複素振幅のの
同相出力,直交出力のそれぞれの相関出力を分離したも
のを、簡単に複素数でρ(n1 ,n2 ,τm )と表す。The respective correlation outputs of the in-phase output and the quadrature output with respect to the delay time τ are generally called I / Q channel component delay profiles or complex delay profiles. The received signal at the measurement point (n 1 , n 2 ) 11 shown in FIG. 7 is a composite signal of M incoming waves, and m (m = m
1,2,3, ····, M) th delay time of the incoming waves and tau m. For the received signal at the measurement point (n 1 , n 2 ) 11, the complex output of the in-phase output and the quadrature output of the complex amplitude for each delay time τ m of the arriving wave is simply converted into a complex number. ρ (n 1 , n 2 , τ m ).
【0060】ここで、PN符号と相関をとる前の直交復
調出力x(n1 ,n2 )は、離散フーリエ変換により、
空間周波数スペクトルが求められ、到来方向別に複素振
幅が得られた。この直交復調出力x(n1 ,n2 )の同
相成分、直交成分の大きさは、直交復調出力x(n1 ,
n2 )をPN符号と相関をとって遅延時間τm ごとに分
離した相関出力であるρ(n1 ,n2 ,τm )の同相成
分、直交成分の大きさにも反映されている。したがっ
て、遅延時間τk 別に分離したρ(n1 ,n2 ,τm )
からも、遅延時間τm ごとに、到来波の空間周波数別の
振幅が得られ、到来波の到来方向および複素振幅を推定
することができる。Here, the orthogonal demodulated output x (n 1 , n 2 ) before being correlated with the PN code is obtained by a discrete Fourier transform.
The spatial frequency spectrum was obtained, and the complex amplitude was obtained for each direction of arrival. Phase component of the quadrature demodulated output x (n 1, n 2) , the magnitude of the quadrature component is quadrature demodulated output x (n 1,
n 2 ) is correlated with the PN code and separated for each delay time τ m , which is also reflected in the magnitude of the in-phase component and the quadrature component of ρ (n 1 , n 2 , τ m ) which are correlation outputs. Therefore, ρ (n 1 , n 2 , τ m ) separated for each delay time τ k
From also every delay time tau m, the spatial frequency-amplitude of the incoming wave can be obtained, it is possible to estimate the direction of arrival and the complex amplitude of the incoming wave.
【0061】図9は、本発明の第2の実施の形態の多重
伝搬路特性測定方法で得られる出力結果を簡単に説明す
るための模式的な線図である。図9(A)は、本発明の
第2の実施の形態の多重伝搬路特性測定方法で得られる
出力結果の例であり、図9(B)は、比較例として、従
来の遅延プロファイル測定装置で得られる出力結果の例
である。図中、81,82,83は、従来の遅延プロフ
ァイル測定装置で得られた遅延時間τk 別の到来波の出
力レベルである。81a〜81c,82a〜82b,8
3a〜83cは、遅延時間τk 別の到来波を、さらに方
向角などの到来角θ別に分離したときの到来波である。FIG. 9 is a schematic diagram for simply explaining the output result obtained by the method for measuring the characteristics of the multiple propagation path according to the second embodiment of the present invention. FIG. 9A is an example of an output result obtained by the method of measuring a multipath characteristic according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 9B is a comparative example of a conventional delay profile measuring device. 5 is an example of an output result obtained in FIG. In the figure, reference numerals 81, 82, and 83 denote output levels of arriving waves for each delay time τ k obtained by the conventional delay profile measuring device. 81a to 81c, 82a to 82b, 8
3a to 83c are arriving waves obtained when the arriving waves for each delay time τ k are further separated for each arriving angle θ such as a direction angle.
【0062】図9(B)に示すように、従来の遅延プロ
ファイル測定装置においては、PN符号で搬送波を変調
して送信し、受信機では、受信信号とPN符号との相関
をとることにより等価的に伝搬路のインパルス応答とな
る相関出力の掃引出力が得られる。図示の例では、到来
波81は、適宜決められた基準時刻0から時間τ1 だけ
遅れていることがわかり、到来波82,83は、時間τ
2 ,時間τ3 だけ遅れていることがわかる。As shown in FIG. 9 (B), in the conventional delay profile measuring apparatus, a carrier is modulated by a PN code and transmitted, and a receiver is equivalent by correlating the received signal with the PN code. A swept output of the correlation output which becomes the impulse response of the propagation path is obtained. In the illustrated example, it can be seen that the arriving wave 81 is delayed by the time τ 1 from the appropriately determined reference time 0, and the arriving waves 82 and 83
2 , it can be seen that it is delayed by time τ 3 .
【0063】これに対し、図9(A)に示すように、本
発明の第2の実施の形態においては、到来波81は、さ
らに方向角などの到来角θが異なる到来波81a,81
b,81cがある場合これらを知ることができる。到来
波82,83についても同様に、到来角θが異なる複数
の到来波からなる場合でも分離して出力することができ
る。このような測定結果が、図7に示した1回毎の処理
範囲62での受信波の測定および信号処理からわかり、
y軸方向の間隔dy毎にずらせた1回毎の処理範囲62
ごとに得られる。なお、図では、到来波の受信レベルの
みを図示しているが、到来波は、到来方向別に複素振幅
が出力されるため、位相も同時に出力することができ
る。On the other hand, as shown in FIG. 9A, in the second embodiment of the present invention, the arriving waves 81 are arriving waves 81a, 81a having different arrival angles θ such as direction angles.
If there are b and 81c, these can be known. Similarly, the arriving waves 82 and 83 can be separated and output even in the case of a plurality of arriving waves having different arrival angles θ. Such a measurement result can be understood from the measurement of the received wave and the signal processing in the processing range 62 for each time shown in FIG.
Each processing range 62 shifted every interval dy in the y-axis direction
Obtained every time. Although only the reception level of the arriving wave is shown in the figure, the arriving wave can output the phase at the same time because the complex amplitude is output for each arriving direction.
【0064】したがって、移動測定によって平面上の離
散的な測定点における複素遅延プロファイルを測定し、
1回毎の処理範囲62内において、到来波に対して遅延
時間別に個別にそれらの複素振幅に基づいて離散フーリ
エ変換を行うことにより、到来波の遅延時間τk 別に空
間周波数が求められ、これから到来波の到来方向および
複素振幅を推定できる。遅延プロファイル測定装置自体
は、従来のものと同様な装置を用いることができるが、
遅延プロファイル測定用の受信機は、複数台設けられ、
各アンテナ素子5ごとに接続される。第1の実施の形態
の場合と同様に、このような移動測定を行う場合、リニ
アアレーアンテナ4を正確な距離情報が取り出せる車両
または台車等に搭載して測定を行う必要がある。図7に
示したリニアアレーアンテナ4で一度に測定できる測定
点の範囲61での測定に要する時間をtm 、波長をλと
すると、移動速度vはv<<λ/tm の条件を満たす必
要がある。Therefore, the complex delay profile at discrete measurement points on the plane is measured by moving measurement,
In the processing range 62 for each time, the spatial frequency is obtained for each delay time τ k of the arriving wave by performing discrete Fourier transform on the arriving wave individually for each delay time based on their complex amplitude. The arrival direction and the complex amplitude of the arrival wave can be estimated. As the delay profile measuring device itself, a device similar to the conventional device can be used,
A plurality of receivers for delay profile measurement are provided,
Each antenna element 5 is connected. As in the case of the first embodiment, when performing such a movement measurement, it is necessary to mount the linear array antenna 4 on a vehicle or a bogie or the like from which accurate distance information can be taken out. Time t m required for measurement in the range 61 measurement points can be measured at one time in a linear array antenna 4 shown in FIG. 7, when the wavelength lambda, meet the moving speed v is v << lambda / t m There is a need.
【0065】図10は、本発明の多重伝搬路特性測定方
法の第3の実施の形態の説明図である。図中、図11,
図1,図2,図8と同様な部分には、同じ符号を付して
説明を省略する。91は高速切り換えスイッチである。
図8に示した第2の実施の形態と比較して、遅延プロフ
ァイル測定用の受信機72を削減して1つにしたもので
ある。そのため、複数のアンテナ素子5と受信機72と
の間に高速切り換えスイッチ91が設けられている。複
数のアンテナ素子5の出力を、順次、高速切り換えスイ
ッチ91で選択して受信機72に出力し、受信機72
は、各アンテナ素子の遅延プロファイルを時分割処理に
より測定する。第2の実施の形態と同様に、リニアアレ
ーアンテナ4をY軸方向に移動させながら、間隔dy毎
に同様の測定をNms回繰り返して行う。FIG. 10 is an explanatory diagram of a third embodiment of the method for measuring the characteristics of a multiplex propagation channel according to the present invention. In the figure, FIG.
1, 2, and 8 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Reference numeral 91 denotes a high-speed changeover switch.
This is different from the second embodiment shown in FIG. 8 in that the number of delay profile measurement receivers 72 is reduced to one. Therefore, a high-speed switch 91 is provided between the plurality of antenna elements 5 and the receiver 72. The outputs of the plurality of antenna elements 5 are sequentially selected by the high-speed switch 91 and output to the receiver 72,
Measures the delay profile of each antenna element by time division processing. As in the second embodiment, the same measurement is repeated Nms times at intervals dy while moving the linear array antenna 4 in the Y-axis direction.
【0066】この実施の形態の場合、リニアアレーアン
テナ4の全てのアンテナ素子5の測定に要する時間が、
第2の実施の形態の場合と比べて、アンテナ素子5の数
(N1 )倍だけ大きくなる。したがって、移動速度v
は、v<<λ/(N×tm)の条件を満たす必要があ
る。しかし、測定条件として周波数が3GHz(波長λ
=0.1m)、1点の遅延プロファイルの測定に要する
時間を20μsecとすると、アンテナ素子5の数が数
10本で、10km/h程度の移動速度であれば、実用
上差し支えない程度の誤差ですむ。In the case of this embodiment, the time required for measuring all the antenna elements 5 of the linear array antenna 4 is
Compared with the case of the second embodiment, the size is increased by the number (N 1 ) times of the antenna elements 5. Therefore, the moving speed v
Needs to satisfy the condition of v << λ / (N × tm). However, as a measurement condition, a frequency of 3 GHz (wavelength λ
= 0.1 m) Assuming that the time required for measuring the delay profile of one point is 20 μsec, if the number of the antenna elements 5 is several tens and the moving speed is about 10 km / h, an error that is practically acceptable. No problem.
【0067】上述した説明では、受信機72は1つしか
用いなかったが、アンテナ素子5の数よりも少なくする
ものの、受信機72を2台以上用い、さらに、高速切り
換えスイッチ91も2個以上用いて、異なる複数のアン
テナ素子5について同時に受信信号を並行処理すれば、
処理速度を上げることができる。また、上述した説明で
は、第2の実施の形態を前提として遅延プロファイル測
定用の受信機72の数を削減したものであるが、同様に
して、第1の実施の形態を前提とした場合には、受信機
3の数を削減することもできる。In the above description, only one receiver 72 is used. However, although the number is smaller than the number of antenna elements 5, two or more receivers 72 are used, and two or more high-speed changeover switches 91 are used. If the received signals are processed simultaneously in parallel for a plurality of different antenna elements 5,
Processing speed can be increased. Further, in the above description, the number of the delay profile measuring receivers 72 is reduced based on the second embodiment. Similarly, when the first embodiment is assumed, Can also reduce the number of receivers 3.
【0068】なお、到来方向を推定するのに、第1の実
施の形態において、無変調の連続波を用いたが、第2の
実施の形態と同様なPN符号で拡散変調された連続波を
用いて、到来方向のみを推定してもよい。Although the unmodulated continuous wave is used in the first embodiment to estimate the direction of arrival, the continuous wave spread and modulated with the PN code similar to the second embodiment is used. By using this, only the direction of arrival may be estimated.
【0069】[0069]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
リニアアレーアンテナで2次元平面空間上の測定が可能
になるため、アンテナ素子数が大幅に削減できること、
アンテナ駆動装置を必要としないこと、さらには、リニ
アアレーアンテナに対して少ない数の受信機で測定する
ことも可能となることから、到来する多重波の到来波の
到来方向と複素振幅、あるいは、遅延時間を含めた多重
伝搬路特性を、規模が小さな測定装置で容易に測定でき
るという効果がある。これまでにほとんど解明されてい
なかった、測定位置の変化に対する到来方向特性等の測
定が可能になるため、陸上移動伝搬の解明や高度な移動
無線技術の研究・開発に寄与するところが大きい。As described above, according to the present invention,
Since linear array antennas enable measurement in a two-dimensional plane, the number of antenna elements can be significantly reduced.
Since no antenna driving device is required, and since it is also possible to measure the linear array antenna with a small number of receivers, the arrival direction and complex amplitude of the arriving multiplex wave, or There is an effect that the multipath characteristics including the delay time can be easily measured with a small-scale measuring device. Since it is possible to measure the direction of arrival and the like with respect to the change of the measurement position, which has been hardly understood until now, it greatly contributes to elucidation of land mobile propagation and research and development of advanced mobile radio technology.
【図1】本発明の多重伝搬路特性測定方法を実現するた
めの概要構成図である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram for realizing a multiple channel characteristic measuring method of the present invention.
【図2】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第1の実施
の形態を実現する構成の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of a configuration for realizing a first embodiment of a multiple propagation path characteristic measuring method of the present invention.
【図3】1次元配置のリニアアレーアンテナを移動させ
ずに到来波の到来方向を推定する場合の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram for estimating the arrival direction of an incoming wave without moving a linear array antenna having a one-dimensional arrangement.
【図4】図3において、到来方向と空間周波数との関係
の具体例を示す説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram showing a specific example of a relationship between an arrival direction and a spatial frequency in FIG.
【図5】図3に示した1次元配置のリニアアレーアンテ
ナで到来波の到来方向を推定する場合に検出される到来
角αm の説明図である。5 is an explanatory diagram of an arrival angle α m detected when estimating the arrival direction of an incoming wave with the linear array antenna having the one-dimensional arrangement shown in FIG. 3;
【図6】2次元配置のアレーアンテナを移動させずに到
来波の到来方向を推定する場合の説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram in the case of estimating the arrival direction of an incoming wave without moving an array antenna having a two-dimensional arrangement.
【図7】図1,図2に示した多重伝搬路特性測定方法の
測定点を説明するxy平面図である。FIG. 7 is an xy plan view for explaining measurement points of the multiple channel characteristic measurement method shown in FIGS. 1 and 2;
【図8】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第2の実施
の形態の説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of a second embodiment of the multipath characteristic measuring method of the present invention.
【図9】本発明の第2の実施の形態の多重伝搬路特性測
定方法で得られる出力結果を簡単に説明するための模式
的な線図である。FIG. 9 is a schematic diagram for briefly explaining an output result obtained by the multiple channel characteristic measuring method according to the second embodiment of the present invention.
【図10】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第3の実
施の形態の説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of a third embodiment of the method for measuring multi-path characteristics according to the present invention.
【図11】複数の地点で到来方向を測定する従来の一般
的な方法を説明するための概要構成図である。FIG. 11 is a schematic configuration diagram for explaining a conventional general method of measuring directions of arrival at a plurality of points.
1,71 送信機、2 無指向性アンテナ、3,72
受信機、4 リニアアレーアンテナ、5 アンテナ素
子、6 直接到来波、8 遅延到来波、11 測定点、
12 到来方向、61 リニアアレーアンテナで一度に
測定できる測定点の範囲、62 信号処理の1回毎の処
理範囲、91 高速切り換えスイッチ1,71 transmitter, 2 omnidirectional antenna, 3,72
Receiver, 4 linear array antenna, 5 antenna elements, 6 direct arriving wave, 8 delayed arriving wave, 11 measurement points,
12 Arrival direction, 61 Range of measurement points that can be measured at a time with linear array antenna, 62 Range of each signal processing, 91 High-speed switch
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 FI // G01S 7/32 G01S 7/32 E H04B 7/26 H04B 7/26 K ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification symbol FI // G01S 7/32 G01S 7/32 E H04B 7/26 H04B 7/26 K
Claims (5)
ンテナ素子を有するリニアアレーアンテナで受信すると
ともに、前記リニアアレーアンテナを空間的に走査し、
走査中の複数の位置において前記複数のアンテナ素子で
受信した受信信号を共通の参照信号を用いて直交復調し
て個別に複素振幅を出力し、前記複素振幅を信号処理す
ることにより受信した前記連続波を構成する到来波の少
なくとも到来方向を推定することを特徴とする多重伝搬
路特性測定方法。1. transmitting a continuous wave, receiving the continuous wave with a linear array antenna having a plurality of antenna elements, and spatially scanning the linear array antenna;
At the plurality of positions during scanning, the received signals received by the plurality of antenna elements are quadrature-demodulated using a common reference signal to output complex amplitudes individually, and the complex amplitude is received by signal processing. A method for measuring the characteristics of a multiple propagation path, comprising estimating at least the direction of arrival of an incoming wave constituting a wave.
たものであり、前記個別の複素振幅を、前記拡散符号と
同一で共通の拡散符号との相関をとった後に信号処理す
ることにより前記到来波の遅延時間別に前記到来方向を
推定することを特徴とする請求項1に記載の多重伝搬路
特性測定方法。2. The continuous wave is spread-modulated with a spreading code, and the individual complex amplitude is correlated with a common spreading code identical to the spreading code, and then subjected to signal processing. The method according to claim 1, wherein the arrival direction is estimated for each delay time of the arrival wave.
ーアンテナと、該リニアアレーアンテナを空間的に走査
する手段と、走査中の複数の位置において前記複数のア
ンテナ素子で受信した受信信号を共通の参照信号発生器
の出力により直交復調して個別に複素振幅を出力する直
交復調手段を有することを特徴とする多重伝搬路特性測
定用受信装置。3. A linear array antenna having a plurality of antenna elements, means for spatially scanning the linear array antenna, and a common reference signal received by the plurality of antenna elements at a plurality of positions being scanned. A receiving apparatus for measuring multiple propagation path characteristics, comprising: a quadrature demodulation means for performing quadrature demodulation based on an output of a signal generator and individually outputting a complex amplitude.
別の複素振幅を、送信側の拡散符号と同一で共通の拡散
符号と相関をとることにより、到来波の遅延時間別に前
記個別の複素振幅を出力する逆拡散手段を有することを
特徴とする請求項3に記載の多重伝搬路特性測定用受信
装置。4. The individual complex amplitude output from the quadrature demodulation means is correlated with a common spreading code that is the same as a transmitting side spreading code, so that the individual complex amplitude is different for each delay time of an incoming wave. 4. The multi-channel characteristic measuring receiver according to claim 3, further comprising a despreading means for outputting a signal.
信号を順次切り換えて前記直交復調手段に出力するスイ
ッチ手段を有することを特徴とする請求項3または4に
記載の多重伝搬路特性測定用受信装置。5. The multi-path characteristic measurement receiving apparatus according to claim 3, further comprising a switch for sequentially switching received signals received by the plurality of antenna elements and outputting the signals to the quadrature demodulator. apparatus.
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