JPH10191265A - Correction device for time base of video signal - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a time base correction device which can highly precisely correct the time base fluctuation of a video signal with software constitution. SOLUTION: The input video signal is quantized by a sampling pules synchronized with a reference signal by an A/D converter 22 and the quantized signal sequence is sequentially stored in a video frame memory 23. The input video signal is clamped by a clamping circuit 21 and the leading edges of respective horizontal synchronizing signals are detected. A digital arithmetic circuit 24 operates a correction value from the relative phases of the input video signal and the sampling pulse based on the detection, rewrites the original quantization sequence stored in the video frame memory 23 and corrects time base fluctuation based on the correction value. A correction error by remaining jitter is operated at every sampling and it is corrected at every sampling signal and the time base is highly precisely corrected.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体より再生
したビデオ信号に含まれる時間軸変動成分を除去し、安
定かつ精細な再生画像を得るための時間軸補正装置（Ｔ
ＢＣ）に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a time axis correction device (T) for removing a time axis fluctuation component contained in a video signal reproduced from a recording medium and obtaining a stable and precise reproduced image.
BC).

【０００２】[0002]

【従来の技術】今日広く実用に供されているテレビジョ
ン方式では、原画像を１次元の順次信号に走査分解する
際、各走査線の開始位置を決める水平同期信号と各走査
フィ−ルドの開始位置を決める垂直同期信号とをビデオ
信号に挿入して伝送している。2. Description of the Related Art In a television system widely used today, when an original image is scanned and decomposed into one-dimensional sequential signals, a horizontal synchronizing signal for determining a start position of each scanning line and a scanning field of each scanning field are used. A vertical synchronizing signal for determining a start position is inserted into a video signal and transmitted.

【０００３】そして、このようなビデオ信号をモニタ画
像に表示させる際、モニタ装置がビデオ信号に挿入され
た水平同期信号を分離抽出して得た水平駆動パルス列
（ＨＤパルス）に自らの走査同期系の位相をロックする
ことによって安定に画像表示させるようになっている。When such a video signal is displayed on a monitor image, the monitor device applies its own scanning synchronization system to a horizontal drive pulse train (HD pulse) obtained by separating and extracting a horizontal synchronization signal inserted into the video signal. The image is stably displayed by locking the phase.

【０００４】上記のような走査同期系は、基準信号に同
期して生成されたビデオ信号間の僅かな周波数の差異を
吸収し、また、例えば、伝送雑音などが重畳された場合
においても動作を充分に安定に保つため、入力されたビ
デオ信号の時間軸変動、すなわち、ＨＤパルスの位相変
動（ジッタ）に対する応答速度が比較的に緩慢に設定さ
れている。The above-described scanning synchronization system absorbs a slight frequency difference between video signals generated in synchronization with a reference signal, and operates even when transmission noise or the like is superimposed, for example. In order to keep the input video signal sufficiently stable, the response speed with respect to the time axis fluctuation of the input video signal, that is, the phase fluctuation (jitter) of the HD pulse is set relatively slow.

【０００５】したがって、このようなモニタ装置では、
入力したビデオ信号の位相変動が比較的に緩慢であると
きは、上記の走査同期系がその位相変動に充分に追随し
て走査変換するので、表示画像には顕著な幾何学ひずみ
が表われない。Therefore, in such a monitor device,
When the phase variation of the input video signal is relatively slow, the above-mentioned scanning synchronous system scan-converts sufficiently following the phase variation, so that a remarkable geometric distortion does not appear in the displayed image. .

【０００６】しかし、入力したビデオ信号の位相変動が
上記した走査同期系の応答速度範囲を越えるように急唆
に変化する場合は、走査同期系のフライホィ−ル効果に
よってもはやその位相変動は吸収されず表示画像に幾何
学ひずみとして表われ、不快な揺らぎなどとして視認さ
れるようになる。However, when the phase fluctuation of the input video signal suddenly changes so as to exceed the above-mentioned response speed range of the scanning synchronous system, the phase fluctuation is no longer absorbed by the flywheel effect of the scanning synchronous system. First, it appears as geometric distortion in the displayed image, and is visually recognized as unpleasant fluctuation.

【０００７】一方、ビデオテ−プレコ−ダ、ビデオディ
スクドライブ或いは電子スチルカメラなどのように、時
間的構造を基本的に変えることなくビデオ信号を記録再
生する装置では、記録媒体と磁気ヘッド等の情報読み出
し手段との相対速度がビデオ信号の時間軸変動を発生さ
せる主原因となるため、その相対速度を極力安定化する
ように駆動機構を構成すると共に、残留する時間軸変動
については電子的にこれを除去する時間軸補正装置を備
えている。On the other hand, in an apparatus such as a video tape recorder, a video disk drive or an electronic still camera which records and reproduces a video signal without basically changing a temporal structure, information such as a recording medium and a magnetic head is recorded. Since the relative speed with the reading means is the main cause of the time axis fluctuation of the video signal, the drive mechanism is configured to stabilize the relative speed as much as possible, and the remaining time axis fluctuation is electronically controlled. Is provided.

【０００８】図８は時間軸補正装置の従来例として示し
たブロック図である。記録媒体より読み出されたアナロ
グビデオ信号が復調され、このビデオ信号が時間軸補正
装置に入力すると、同期分離回路１１によって水平同期
信号が分離され、続いて書き込みクロック発生器１２が
その水平同期信号若しくはその直後に挿入されたカラ−
バ−スト信号に位相が同期し、周波数が水平同期信号の
Ｎ倍（Ｎ：充分大なる整数）となるように設定された書
き込みクロックパルス列を出力する。FIG. 8 is a block diagram showing a conventional example of a time axis correction device. An analog video signal read from a recording medium is demodulated, and when this video signal is input to a time axis correction device, a horizontal synchronizing signal is separated by a sync separation circuit 11, and then the write clock generator 12 outputs the horizontal sync signal. Or the color inserted immediately after
A write clock pulse train set so that the phase is synchronized with the burst signal and the frequency is N times (N: a sufficiently large integer) the horizontal synchronization signal is output.

【０００９】また、入力したビデオ信号はＡ／Ｄ変換器
１３によって量子化される。この量子化過程では各標本
化点が書きみクロックパルス列にしたがって各水平同期
信号間隔を略Ｎ等分するようになっている。An input video signal is quantized by an A / D converter 13. In this quantization process, each sampling point divides each horizontal synchronization signal interval into approximately N equal parts according to the write clock pulse train.

【００１０】このように各水平同期信号を標本化点によ
ってＮ等分することがこの時間軸補正装置の構成上最も
肝要な点であって、ビデオ信号の時間軸変動によって各
水平走査期間が一定でなくとも、Ａ／Ｄ変換器１３が一
水平走査期間当り略Ｎ個の量子化信号系列を発生する。It is the most important point in the construction of this time axis correction apparatus to divide each horizontal synchronizing signal into N equal parts by the sampling points, and each horizontal scanning period is fixed by the time axis fluctuation of the video signal. However, the A / D converter 13 generates approximately N quantized signal sequences per horizontal scanning period.

【００１１】上記した書き込みクロックパルスは書き込
みアドレスカウンタ１４によって係数され、主メモリ１
５の書き込みアドレスを更新する。書き込みクリアパル
ス発生器１６は水平同期信号が到来する度に、例えば、
水平同期信号の前縁の検出によつて書き込みアドレスカ
ウンタ１４を所定の値に強制的に設定するように動作す
る。The above-mentioned write clock pulse is counted by the write address counter 14 and
5 is updated. Each time the horizontal synchronization signal arrives, for example, the write clear pulse generator 16
An operation is performed to forcibly set the write address counter 14 to a predetermined value by detecting the leading edge of the horizontal synchronizing signal.

【００１２】この結果、主メモリ１５に格納された量子
化信号系列は概念上、水平同期信号位置毎に位相が整列
し、時間軸変動が概ね除去されたＮ個の標本点からなる
配列となる。As a result, the quantized signal sequence stored in the main memory 15 is conceptually an array of N sample points from which the phase is aligned for each horizontal synchronizing signal position and the time axis fluctuation is substantially removed. .

【００１３】主メモリ１５に格納された量子化系列を基
準となる水平同期信号に同期させて出力させる場合は、
書き込み過程と対称に構成された読み出しクロック発生
器１７、読み出しクリアパルス発生器１８、読み出しア
ドレスカウンタ１９によって行なう。When outputting the quantized sequence stored in the main memory 15 in synchronization with a reference horizontal synchronizing signal,
This is performed by a read clock generator 17, a read clear pulse generator 18, and a read address counter 19, which are configured symmetrically with the write process.

【００１４】つまり、読み出しクロック発生器１７が基
準水平同期信号に同期し、かつ、その周波数が基準水平
走査周波数のＮ倍となる読み出しクロックパルス列を発
生し、また、読み出しアドレスカウンタ１９がその読み
出しクロックパルスを計数して主メモリ１５のアドレス
を進めると共に読み出しクリアパルス発生器１８が基準
水平同期信号にしたがって読み出しアドレスカウンタ１
９を所定値に設定する。That is, the read clock generator 17 generates a read clock pulse train synchronized with the reference horizontal synchronizing signal and whose frequency is N times the reference horizontal scanning frequency, and the read address counter 19 outputs the read clock pulse train. The pulses are counted, the address of the main memory 15 is advanced, and the read clear pulse generator 18 is controlled by the read address counter 1 according to the reference horizontal synchronization signal.
9 is set to a predetermined value.

【００１５】これより、主メモリ１５に格納されている
量子化信号系列が所定のアドレスから順次読み出され、
Ｄ／Ａ変換器２０によって最終的に時間軸変動が除去さ
れ、かつ、基準位相に同期したビデオ信号が出力され
る。Thus, the quantized signal sequence stored in the main memory 15 is sequentially read from a predetermined address,
The D / A converter 20 finally removes the time axis fluctuation and outputs a video signal synchronized with the reference phase.

【００１６】上記したように、この従来の時間軸補正装
置は、時間軸変動を含むビデオ信号の水平同期信号若し
くはカラ−バ−スト信号の位相に注目し、この位相の変
化に追随して自から位相を同期するようにした標本化パ
ルス列、すなわち、書き込みクロックパルス列を用いて
相対的に時間軸変動を吸収するように量子化信号系列を
格納する構成としたことに原理上集約される。As described above, this conventional time axis correction apparatus pays attention to the phase of the horizontal synchronizing signal or the color burst signal of the video signal including the time axis fluctuation, and automatically follows the phase change. In principle, the sampling pulse trains whose phases are synchronized from each other, that is, the write clock pulse trains are used to store a quantized signal sequence so as to relatively absorb time-axis fluctuations.

【００１７】[0017]

【発明が解決しようとする課題】上記した従来の時間軸
補正装置には次のような問題点がある。入力するビデオ
信号の水平同期信号若しくはカラ−バ−スト信号と書き
込みクロックパルスの位相差が常に一定となるように、
書き込みクロックパルスをＰＬＬ回路等で発生させる必
要があり、ハ−ドウェアの構成が複雑となる。The above-described conventional time axis correction apparatus has the following problems. The phase difference between the horizontal sync signal or color burst signal of the input video signal and the write clock pulse is always constant.
The write clock pulse needs to be generated by a PLL circuit or the like, which complicates the hardware configuration.

【００１８】ＰＬＬ回路等を用いた書き込みクロックパ
ルス発生回路は、一般に入力位相変動に対するル−プの
応答性と、ロックインレンジ、残留位相雑音などの安定
性とが互いに相反する関係にあるため、記録媒体の駆動
機構によってもたらされる不確定な時間軸変動に対し充
分な精度で補正することが極めて困難となる。したがっ
て、記録媒体の駆動機構は一定の範囲を越える時間軸変
動が生起しないように高価なものを使用することにな
り、また、高精度の加工と調整が必要となる。A write clock pulse generating circuit using a PLL circuit or the like generally has a relationship between loop response to input phase fluctuation and stability such as lock-in range and residual phase noise. It becomes extremely difficult to correct the uncertain time axis fluctuation caused by the drive mechanism of the recording medium with sufficient accuracy. Therefore, a drive mechanism for the recording medium must be expensive so as not to cause a time-axis variation exceeding a certain range, and high-precision processing and adjustment are required.

【００１９】また、常時変化しているビデオ信号の時間
軸変動を、水平同期信号毎の標本値として検出している
ため、比較的急峻に変化する時間軸変動に対して無視で
きない補正誤差を残留させる。Further, since the time axis fluctuation of the video signal that is constantly changing is detected as a sample value for each horizontal synchronization signal, a correction error that cannot be ignored for the time axis fluctuation that changes relatively steeply remains. Let it.

【００２０】本発明は上記した従来の時間軸補正装置の
問題点にかんがみ、比較的急峻に変化する時間軸の変動
に対しても、複雑なハ−ドウェアを用いることなく充分
に時間軸補正のできるビデオ信号の時間軸補正装置を提
案することを目的とする。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the conventional time axis correcting apparatus, and has been developed to sufficiently correct the time axis correction without using complicated hardware even with respect to a relatively sharply changing time axis. It is an object of the present invention to propose a video signal time axis correction device that can be used.

【００２１】[0021]

【課題を解決するための手段】しかして、本発明は、時
間軸変動を含むビデオ信号から基準位相に同期した標本
化パルス列を用いて量子化信号系列を生成し、この量子
化信号系列を記憶手段に格納した後、その量子化信号系
列を読み出して時間軸変動を補正する時間軸補正装置に
関する。According to the present invention, a quantized signal sequence is generated from a video signal including time axis fluctuations using a sampling pulse train synchronized with a reference phase, and the quantized signal sequence is stored. The present invention relates to a time axis correction device for reading out a quantized signal sequence after storing it in a means and correcting a time axis fluctuation.

【００２２】そして、この時間軸補正装置は、上記ビデ
オ信号が有する水平同期信号の位相差を上記標本化パル
ス列のパルス間隔以下の精度で各水平同期信号毎に計測
する第一の補間手段を含む位相誤差計測手段を備えてい
る。The time axis correcting apparatus includes first interpolation means for measuring a phase difference between horizontal synchronizing signals of the video signal for each horizontal synchronizing signal with an accuracy equal to or less than a pulse interval of the sampling pulse train. A phase error measuring means is provided.

【００２３】また、この時間軸補正装置は今一つの補間
手段として、上記した位相誤差計測手段によって水平同
期信号毎に計測された位相誤差値にもとづき、上記ビデ
オ信号の水平走査期間毎に上記量子化信号系列を一定量
移相させて時間軸変動を補正する第二の補間手段とを備
えて構成されている。This time axis correction device is another interpolation means based on the phase error value measured for each horizontal synchronizing signal by the above-described phase error measurement means, and performs the quantization for each horizontal scanning period of the video signal. Second interpolating means for shifting the phase of the signal sequence by a fixed amount to correct the time axis fluctuation is provided.

【００２４】上記のように構成した時間軸補正装置は、
入力するビデオ信号の水平同期信号が到来毎に、ビデオ
信号の位相誤差が標本化パルスのパルス間隔以下の精度
で計測される。そして、ビデオ信号はこのように計測さ
れた位相誤差値にもとづいて水平走査期間毎に、量子化
信号系列を一定量移相させて時間軸を補正する。The time axis correction device configured as described above
Each time the horizontal synchronization signal of the input video signal arrives, the phase error of the video signal is measured with an accuracy equal to or less than the pulse interval of the sampling pulse. The time axis of the video signal is corrected by shifting the phase of the quantized signal sequence by a fixed amount in each horizontal scanning period based on the phase error value thus measured.

【００２５】この結果、ソフトウェアの改良によって構
成することができるので、記録媒体の駆動機構が複雑な
構成とならず、また、この駆動機構の高精度な加工、調
整などが不要となる。As a result, since the configuration can be implemented by improving the software, the configuration of the drive mechanism of the recording medium does not become complicated, and the processing and adjustment of the drive mechanism with high accuracy are not required.

【００２６】一方、本発明の今一つの発明は、上記した
時間軸補正装置に加えて第三の補間手段を設けて構成し
てある。すなわち、位相誤差計測手段によって水平同期
信号毎に計測された位相誤差系列から標本化パルス列の
パルス毎に移相補正値を求める第三の補間手段を備えた
構成となっている。On the other hand, another invention of the present invention is provided with a third interpolation means in addition to the above-mentioned time axis correction device. That is, a configuration is provided that includes third interpolation means for obtaining a phase shift correction value for each pulse of the sampling pulse train from the phase error sequence measured for each horizontal synchronization signal by the phase error measurement means.

【００２７】このように構成した時間軸補正装置は、入
力したビデオ信号が標本化パルス列のパルス毎に移相補
正されるので、高精度の時間軸補正装置となり、ジッタ
による補正誤差の残留がほとんど生じない。In the time axis correction apparatus thus configured, since the input video signal is phase-shift corrected for each pulse of the sampling pulse train, the time axis correction apparatus becomes a highly accurate time axis correction apparatus, and almost no correction error due to jitter remains. Does not occur.

【００２８】[0028]

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面に沿って説明する。図１は本発明に係る時間軸補正
装置の一実施形態を示すブロック図であり、２１はクラ
ンプ回路、２２はＡ／Ｄ変換器、２３はビデオフレ−ム
メモリ、２４はデジタル演算回路（ＤＳＰ）、２５は命
令デ−タメモリ（ＲＯＭ）、２６は書き込みアドレスカ
ウンタを示す。また、２７はＤ／Ａ変換器、２８は低域
フィルタ（ＬＰＦ）、２９は読み出しアドレスカウンタ
を示す。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a time axis correction apparatus according to the present invention, wherein 21 is a clamp circuit, 22 is an A / D converter, 23 is a video frame memory, 24 is a digital arithmetic circuit (DSP), Reference numeral 25 denotes an instruction data memory (ROM), and reference numeral 26 denotes a write address counter. 27 denotes a D / A converter, 28 denotes a low-pass filter (LPF), and 29 denotes a read address counter.

【００２９】クランプ回路２１は、時間軸変動を伴うビ
デオ信号を入力し、このビデオ信号の直流レベルを固定
する。このクランプ回路２１には、ビデオ信号のペデス
タルレベルを一定値に固定するペデスタルクランク回路
と、同期信号の先端レベルを固定するシンクチップクラ
ンク回路などを備える。The clamp circuit 21 receives a video signal having a time axis fluctuation and fixes the DC level of the video signal. The clamp circuit 21 includes a pedestal crank circuit for fixing the pedestal level of the video signal to a constant value, a sync tip crank circuit for fixing the tip level of the synchronization signal, and the like.

【００３０】Ａ／Ｄ変換器２２は、クランプ回路２１か
らのビデオ信号を入力し、このビデオ信号を基準位相に
同期した標本化パルス毎に量子化し、量子化信号系列を
ビデオフレ−ムメモリ２３に順次格納させる。The A / D converter 22 receives the video signal from the clamp circuit 21, quantizes the video signal for each sampling pulse synchronized with the reference phase, and sequentially supplies the quantized signal sequence to the video frame memory 23. Store.

【００３１】また、標本化パルスは通例外部から与えら
れる基準信号（一般的には色副搬送波信号、周波数Ｆｓ
ｃ）に同期し、その周波数ＦｐがＦｐ＝ｎ・Ｆｓｃを満
たすように定められる。この結果、標本化パルスの周波
数Ｆｐは基準水平走査周波数のＮ倍（Ｎ：整数）とな
り、ビデオ信号の一水平走査期間が一般にＮ個の標本点
を含むことになる。The sampling pulse is usually a reference signal (generally a chrominance subcarrier signal, frequency Fs
In synchronization with c), the frequency Fp is determined so as to satisfy Fp = n · Fsc. As a result, the frequency Fp of the sampling pulse becomes N times the reference horizontal scanning frequency (N: an integer), and one horizontal scanning period of the video signal generally includes N sampling points.

【００３２】なお、ＮＴＳＣ標準方式では水平走査周波
数Ｆｈに対し、Ｆｓｃ＝Ｆｈ・（４５５／２）に設定さ
れている。また、通常ｎは、ｎ＝４ないしｎ＝８を選
ぶ。このことから、入力したビデオ信号と外部基準信号
の周波数が接近している場合（周波数が±１／Ｎの精度
以内）は、Ｎ＝ｎ・（４５５／２）、つまり、Ｎ＝９１
０ないしＮ＝１８２０となる。In the NTSC standard, the horizontal scanning frequency Fh is set to Fsc = Fh. (455/2). Usually, n is selected from n = 4 to n = 8. From this, when the frequency of the input video signal and the frequency of the external reference signal are close to each other (the frequency is within the accuracy of ± 1 / N), N = n · (455/2), that is, N = 91.
0 to N = 1820.

【００３３】書き込みアドレスカウンタ２６は、標本化
パルスを計数し、上記した量子化信号を格納させるビデ
オフレ−ムメモリ２３のアドレスを順次更新させる。ま
た、このアドレスカウンタ２６は、入力したビデオ信号
から分離した垂直同期信号、或いは、記録媒体の走査開
始点として媒体駆動機構が通列１フィ−ルド毎に発生す
るインデックス信号が到来する度に所定値にプリセット
する。これより、入力したビデオ信号の量子化信号系列
が垂直同期信号、或いは、媒体走査開始点が所定のアド
レスから始まるようにビデオフレ−ムメモリ２３に格納
される。The write address counter 26 counts sampling pulses and sequentially updates the address of the video frame memory 23 for storing the above-mentioned quantized signal. The address counter 26 receives a vertical synchronizing signal separated from the input video signal or a predetermined signal each time an index signal generated by the medium drive mechanism for each field in the train as a scanning start point of the recording medium arrives. Preset to a value. Thus, the quantized signal sequence of the input video signal is stored in the video frame memory 23 such that the vertical synchronizing signal or the medium scanning start point starts from a predetermined address.

【００３４】デジタル演算回路２４は、デジタル信号プ
ロセッサまたはＣＰＵ中央演算処理装置から構成してあ
る。このデジタル演算回路２４は、所定の演算処理プロ
グラム命令や固定デ−タ等を格納させた命令デ−タメモ
リ２５からデ−タを遂次読み出し、ビデオフレ−ムメモ
リ２３に格納された上記の量子化信号系列を順次演算処
理し、このメモリ２３に格納された原信号系列から時間
軸変動を検出し、時間軸変動を補正した新たな信号系列
にそのメモリ２３を書き替える。The digital operation circuit 24 comprises a digital signal processor or a CPU central processing unit. The digital arithmetic circuit 24 sequentially reads data from an instruction data memory 25 storing predetermined arithmetic processing program instructions and fixed data, and stores the above-mentioned quantized signal stored in the video frame memory 23. The sequence is sequentially processed, time-axis fluctuations are detected from the original signal sequence stored in the memory 23, and the memory 23 is rewritten with a new signal sequence in which the time-axis fluctuation is corrected.

【００３５】なお、このデジタル演算回路２４、デ−タ
バス、アドレスバスなど本システム制御系は上記した標
本化パルスより充分に高速なクロックパルスによつて処
理動作し、ビデオ信号の入出力、ビデオフレ−ムメモリ
２３などの動作に支障のないように構成してある。The system control system, such as the digital operation circuit 24, data bus, address bus, and the like, operates with clock pulses that are sufficiently faster than the above-described sampling pulses, and performs input / output of video signals and video frames. The configuration is such that operation of the memory 23 and the like is not hindered.

【００３６】読み出しアドレスカウンタ２９は、標本化
パルスを計数し、この計数にしたがってビデオフレ−ム
メモリ２３に格納されている信号系列を順次読み出す。
つまり、ビデオフレ−ムメモリ２３に格納されている、
時間軸変動の補正された信号系列を順次読み出してＤ／
Ａ変換器２７に送る。The read address counter 29 counts the number of sampling pulses, and sequentially reads the signal sequence stored in the video frame memory 23 according to the count.
That is, stored in the video frame memory 23,
The signal sequence in which the time axis fluctuation is corrected is sequentially read out and D /
Send to A converter 27.

【００３７】低域フィルタ２８は、Ｄ／Ａ変換されたビ
デオ信号を入力して不要な高次成分を除去し、最終的に
時間軸変動の補正されたビデオ信号を出力する。The low-pass filter 28 receives the D / A-converted video signal, removes unnecessary high-order components, and finally outputs a video signal with time-axis fluctuation corrected.

【００３８】なお、上記のように読み出しを行なうとき
に、フレ−ム同期パルスによって読み出しアドレスカウ
ンタ２９をプリセットする構成とすれば、色副搬送波の
同期（Ｇｅｎ，Ｌｏｃｋ）のみならず、フレ−ムを同期
させたビデオ信号を得ることができる。When reading is performed as described above, if the reading address counter 29 is preset by a frame synchronizing pulse, not only the synchronization (Gen, Lock) of the color subcarrier but also the frame can be obtained. Can be obtained.

【００３９】次に、デジタル演算回路２４によって行な
われる時間軸変動の検出とその補正について説明する。 （１） 時間軸変動の検出 時間軸変動の検出は入力したビデオ信号が有する水平同
期信号の位相誤差を検出する。図２（ａ）は入力したビ
デオ信号の一部を、図２（ｂ）は標本化パルス列を各々
示し、図２（ｃ）は量子化信号系列を水平同期信号部分
について拡大して示したものである。Next, a description will be given of the detection and correction of time axis fluctuation performed by the digital arithmetic circuit 24. (1) Detection of Time Axis Fluctuation Detection of time axis fluctuation detects a phase error of a horizontal synchronizing signal included in an input video signal. 2 (a) shows a part of the input video signal, FIG. 2 (b) shows a sampling pulse train, and FIG. 2 (c) shows the quantized signal sequence enlarged for the horizontal synchronizing signal portion. It is.

【００４０】図示する如く、入力したビデオ信号のクラ
ンプレベルに対して相対的に決められたスレッショルド
値Ｓｔｈを、例えば、水平同期信号の前縁が過ぎる時刻
をもって水平同期信号の位相を計測する。スレッショル
ド値Ｓｔｈはベデスタルレベルとシンクチップレベルの
略中間に設定してある。なお、このスレッショルド値Ｓ
ｔｈは入力したビデオ信号レベルに対して適応的に定め
た固定値としてもよい。As shown in the figure, the phase of the horizontal synchronizing signal is measured at a time when the leading edge of the horizontal synchronizing signal passes, for example, a threshold value Sth relatively determined with respect to the clamp level of the input video signal. The threshold value Sth is set substantially at the middle between the pedestal level and the sync tip level. Note that this threshold value S
th may be a fixed value adaptively determined for the input video signal level.

【００４１】上記のように、スレッショルド値Ｓｔｈを
中間値に設定する理由は、通常パルス信号の中間値付近
が最も急峻に変化し、重畳雑音や後述する補間検出に伴
う誤差の発生が僅少となることが期待できるからであ
る。このように、基準信号に同期した標本化パルスと水
平同期信号との相対位相から位相誤差を検出する。As described above, the reason why the threshold value Sth is set to the intermediate value is that the vicinity of the intermediate value of the normal pulse signal changes most steeply, and the occurrence of superimposed noise and errors due to interpolation detection to be described later become very small. It is because that can be expected. Thus, the phase error is detected from the relative phase between the sampling pulse synchronized with the reference signal and the horizontal synchronization signal.

【００４２】なお、水平同期信号の位相計測点として
は、この同期信号の前縁の他に、その同期信号の後縁を
用いてもよい。また、重畳雑音などによる検出誤差改善
の方法としてはそれら前縁と後縁の位相計測の平均値を
用いたり、重畳雑音の状況に対応（明らかに疑わしい場
合など）して適応的に加重平均を用いる方式等を採用す
る。As a phase measurement point of the horizontal synchronizing signal, a trailing edge of the synchronizing signal may be used in addition to a leading edge of the synchronizing signal. Also, as a method of improving the detection error due to superimposed noise, the average value of the phase measurement of the leading edge and the trailing edge is used. The method to be used is adopted.

【００４３】水平同期信号の前縁がスレッショルド値Ｓ
ｔｈを過ぎる時刻Ｔｈは一般にサンプル時刻と一致せ
ず、相隣り合う二つの標本点の間となる。既に述べたよ
うに標本化パルスの同期は基準水平走査周期の１／Ｎに
設定されているので、仮に入力したビデオ信号と基準信
号の相対位相の間に全く相差がない場合、各水平同期信
号の間には丁度Ｎ個の標本化パルスが含まれることにな
り、この結果、観測される水平同期信号の位相が常に一
定となる。The leading edge of the horizontal synchronizing signal has a threshold value S
The time Th passing th does not generally coincide with the sample time, and is between two adjacent sample points. As described above, since the synchronization of the sampling pulse is set to 1 / N of the reference horizontal scanning period, if there is no difference between the relative phases of the input video signal and the reference signal, each horizontal synchronization signal Just contains N sampling pulses, and as a result, the phase of the observed horizontal synchronizing signal is always constant.

【００４４】ところが、入力したビデオ信号の時間軸が
変動していると、水平同期信号の位相がその時間軸変動
にしたがって変化することになる。図２では、フレ−ム
周期パルスから数えて第Ｌ番目の水平同期信号について
観測された相対位相をＴｈ（Ｌ）と表示してある。な
お、Ｌはラインナンバ−であり、ＮＴＳＣ方式では１番
目から５２５番までテレビジョン方式の走査線に対応し
て付与される。However, if the time axis of the input video signal fluctuates, the phase of the horizontal synchronization signal changes in accordance with the time axis fluctuation. In FIG. 2, the relative phase observed for the L-th horizontal synchronization signal counted from the frame period pulse is indicated as Th (L). Note that L is a line number, and in the NTSC system, numbers 1 to 525 are assigned corresponding to the scanning lines of the television system.

【００４５】次に、標本番号について説明する。上記し
たように、量子化信号系列は外部から送られるフレ−ム
同期パルスによって所定値にプリセットされたアドレス
カウンタ２６によって遂次ビデオフレ−ムメモリ２３に
格納されているので、本来各標本値にはメモリの所定の
アドレス値が対応している。Next, the sample number will be described. As described above, the quantized signal sequence is successively stored in the video frame memory 23 by the address counter 26 preset to a predetermined value by a frame synchronization pulse sent from the outside. Correspond to predetermined address values.

【００４６】しかしながら、上記アドレス値はメモリ制
御を目的とし付与されているので、位相検出アルゴリズ
ムの説明には次の標本番号を用いる。なお、この番号法
は以下に述べるアルゴリズムを説明するために概念上用
いるものであって、装置の構成上は必ずしもこの通りで
ある必要はない。However, since the address values are given for the purpose of memory control, the following sample numbers will be used in the description of the phase detection algorithm. Note that this numbering method is conceptually used to explain the algorithm described below, and does not necessarily have to be the same in terms of the configuration of the apparatus.

【００４７】標本番号ｉは符号付き整数であって、水平
同期信号の前縁部分で遂次減少する標本値が初めてスレ
ッショルド値Ｓｔｈに等しいか又はそれ以下となった場
合、ｉ＝１とし、以後１づつ加算して、ｉ＝２，３・・
・・・・・とする。ｉ＝１の一つ前の標本番号は一つ減
算してｉ＝０とし、さらにそれ以前の標本点については
負号を付けてｉ＝−１、−２・・・・・・とする。した
がって、各標本値と標本番号の関係は図２（ｃ）、図３
（ａ）、（ｂ）に示すようになる。一水平走査期間に丁
度Ｎ個の標本点を含む場合、ｉ＝Ｎ−Ｋはｉ＝Ｋと同義
である。（Ｋ＝１、２・・・・・・・Ｎ−１）The sample number i is a signed integer. When the sample value that gradually decreases at the leading edge of the horizontal synchronizing signal becomes equal to or less than the threshold value Sth for the first time, i = 1 is set. One by one, i = 2,3 ...
..... The sample number immediately before i = 1 is subtracted by one to make i = 0, and the sample points before that are given negative signs to make i = -1, -2,... Therefore, the relationship between each sample value and the sample number is shown in FIG.
(A) and (b) are obtained. When one horizontal scanning period includes just N sample points, i = NK is the same as i = K. (K = 1, 2,..., N-1)

【００４８】一般に第ｉ番目の標本値をＤ（ｉ）で表わ
し、第Ｎ番目の標本化パルスから数えて第ｉ番目と第
（ｉ＋１）番目の標本化パルスの間で水平同期信号の前
縁が過ぎた場合、標本値間隔で正規化された相対位相Ｔ
ｈ（Ｌ）は位相遅れ方向を正とし、一次補間を適用して
図４から求めることができる。In general, the i-th sample value is represented by D (i), and the leading edge of the horizontal synchronizing signal is counted between the i-th and (i + 1) -th sample pulses counted from the N-th sample pulse. , The relative phase T normalized by the sample interval
h (L) can be obtained from FIG. 4 by making the phase delay direction positive and applying linear interpolation.

【００４９】 すなわち、△Ｔ＝｛Ｄ（ｉ）−Ｄ（ｉ＋１）｝／｛Ｄ（ｉ）−Ｓｔｈ｝ Ｔｈ（Ｌ）＝ｉ＋△Ｔ Ｔｈ（Ｌ）＝ｉ＋｛Ｄ（ｉ）−Ｓｔｈ｝ ／｛Ｄ（ｉ）−Ｄ（ｉ＋１）｝・・・・・・（式１） となる。ただし、ｉは符号付き整数、Ｌはラインナンバ
−である。That is, {T = {D (i) -D (i + 1)} / {D (i) -Sth} Th (L) = i + {T Th (L) = i + {D (i) -Sth} / {D (i) -D (i + 1)} (Equation 1) Here, i is a signed integer, and L is a line number.

【００５０】図３（ａ）はｉが正、すなわち、位相遅れ
の場合、図３（ｂ）はｉが負、すなわち、位相進みの場
合について各々模式的に描いた説明図であるが、実際に
はこのような大きな位相差となることは極めて少ない。
通例ビデオ信号の再生装置に用いられる記録媒体の駆動
機構は、基準位相に同期回転するように制御されている
ので、入力したビデオ信号の時間軸が一水平走査期間当
り一標本化時間を越えて極端に変動することは極めてま
れであって、上記式１のｉは事実上“０”または“−
１”となる。FIG. 3A is an explanatory diagram schematically illustrating the case where i is positive, that is, a phase delay, and FIG. 3B is a diagram schematically illustrating the case where i is negative, that is, a phase advance. Is very unlikely to have such a large phase difference.
Usually, the drive mechanism of the recording medium used in the video signal reproducing apparatus is controlled so as to rotate in synchronization with the reference phase, so that the time axis of the input video signal exceeds one sampling time per horizontal scanning period. Extreme fluctuations are extremely rare, and i in Equation 1 above is effectively “0” or “−”.
1 ".

【００５１】一般に入力ビデオ信号には、例えば、記録
媒体、或いは、再生過程や伝送過程で発生した雑音信号
が含まれる。このため、水平同期信号の前縁部に重畳し
た雑音信号によって相対位相検出に生ずる誤差を軽減す
るため、位相検出に先だってその雑音信号を除去するた
めの低域フィルタ処理を行なうことが好ましい。Generally, an input video signal includes, for example, a recording medium or a noise signal generated in a reproducing process or a transmitting process. Therefore, in order to reduce an error generated in the relative phase detection due to the noise signal superimposed on the leading edge of the horizontal synchronization signal, it is preferable to perform a low-pass filter process for removing the noise signal prior to the phase detection.

【００５２】また、離散的に与えられたＫ個の標本点
は、たかだか（Ｋ−１）次の多項式で補間近似し得るこ
とが知られている。本実施形態では、演算処理速度優先
の観点から一次補間を用いているが、一般にスレッショ
ルド値Ｓｔｈを過ぎる点の周りのＫ個の標本値を用いて
（Ｋ−１）次補間を行なうこともきる。ただし、演算量
の増加に見合う精度の改善が得られないので、実用上は
２次補間までが限度となる。It is known that K discretely given sample points can be interpolated and approximated by at most a (K-1) -order polynomial. In the present embodiment, the primary interpolation is used from the viewpoint of the priority of the arithmetic processing speed. However, in general, the (K−1) -order interpolation can be performed using K sample values around a point past the threshold value Sth. . However, the accuracy cannot be improved in proportion to the increase in the amount of computation, so that practically the second interpolation is limited.

【００５３】（２） 時間軸変動の補正 次に、時間軸変動の補正について、零次ホ−ルドによる
補正と、高次ホ−ルドによる補正に分けて説明する。
Ａ． 零次ホ−ルド図５に示す如く、上記した位相検出
によって得られた各水平同期信号の位相Ｔｈ（Ｌ）を、
当該水平同期信号を含む一水平走査期間全体の位相とみ
なして、これを補正する。なお、相隣り合う二つの標本
値の間を、先行する標本値とみなして階段状に補間する
ことを、一般に零次ホ−ルドと呼ぶ。(2) Correction of Time Axis Fluctuation Next, the correction of the time axis fluctuation will be described separately for the correction by the zero-order hold and the correction by the high-order hold.
A. Zero-order hold As shown in FIG. 5, the phase Th (L) of each horizontal synchronization signal obtained by the above-described phase detection is
This is corrected by considering it as the phase of the entire one horizontal scanning period including the horizontal synchronization signal. Interpolation between two adjacent sample values as a preceding sample value in a stepwise manner is generally called a zero-order hold.

【００５４】元系列Ｄ（ｋ）を、例えば、注目水平同期
信号直前のフロントポ−チから次の水平同期信号直前の
フロントポ−チまで、当該注目水平同期信号を含む一水
平走査期間となるように選ぶ。The original sequence D (k) is, for example, from the front port immediately before the horizontal synchronizing signal of interest to the front port immediately before the next horizontal synchronizing signal, for one horizontal scanning period including the horizontal synchronizing signal of interest. Choose.

【００５５】添え字Ｋは通常（時間軸変動に伴う水平走
査期間の誤差が標本化パルスの高々一周期を越えない場
合） Ｋ＝−Ｐ０、−Ｐ０＋１、・・・・・０，１，２，・・
・・Ｎ−Ｐ０−１ となる。ただし、Ｐ０は注目水平同期信号の連続性を確
保するため、直前のフロントポ−チを含むように設定さ
れた整数値であって、例えば、ＮＴＳＣ方式に於いて標
本化周波数を４・Ｆｓｃに選ぶと、Ｐ０はフロントポ−
チ長“２２”を越えない適当な値に設定される。The subscript K is usually (when the error in the horizontal scanning period due to the fluctuation of the time axis does not exceed at most one cycle of the sampling pulse) K = -P0, -P0 + 1,... , ...
.. N-P0-1. Here, P0 is an integer value set so as to include the immediately preceding front port in order to ensure the continuity of the horizontal synchronization signal of interest. For example, the sampling frequency is selected to be 4 · Fsc in the NTSC system. And P0 is the front port
It is set to an appropriate value that does not exceed the key length “22”.

【００５６】上記のように検出された注目水平同期信号
の位相Ｔｈ（Ｌ）を丁度打ち消す様に、元系列Ｄ（ｋ）
の全ての標本点に対し、 Ｃｏ＝−Ｔｈ（Ｌ） ・・・・・・（式２） だけ一律に位相を進めてなる新たな系列Ｄ（ｋ）′を想
定する。系列Ｄ（ｋ）′は水平同期信号毎に零次ホ−ル
ドされた補正値Ｃ０によって時間軸変動が補正されてい
る。図５では元系列をＤ（ｋ）・・・・○・実線、新系
列をＤ（ｋ）′・・・□・点線で示してある。The original sequence D (k) is set such that the phase Th (L) of the horizontal synchronization signal of interest detected as described above is just canceled.
A new sequence D (k) ′ is assumed in which the phase is uniformly advanced by Co = −Th (L) (Equation 2) for all the sample points of. In the series D (k) ', the time axis fluctuation is corrected by the correction value C0 which is zero-order held for each horizontal synchronization signal. In FIG. 5, the original sequence is indicated by D (k)..., A solid line, and the new sequence is indicated by D (k) '.

【００５７】このように、標本点を任意の値だけ時間軸
上で補正して得た第２の系列Ｄ（ｋ）′は、概念上、従
来技術で実施されていたように入力ビデオ信号に位相同
期した標本化パルス（書き込みクロック）を用いて量子
化された系列に相等しい。As described above, the second sequence D (k) 'obtained by correcting the sample points by an arbitrary value on the time axis is conceptually converted into an input video signal as in the prior art. It is equivalent to a sequence quantized using a sampling pulse (write clock) that is phase-synchronized.

【００５８】従来技術では相対的に時間軸変動が吸収さ
れた第２の系列Ｄ（Ｋ）′を主メモリ１５に格納してい
た。本発明では時間軸変動を含む元系列Ｄ（ｋ）をビデ
オフレ−ムメモリ２３に格納したことによって、既に各
標本点の時刻は確定しているので、元系列値Ｄ（ｋ）を
該当標本化位置に於いて、新系列Ｄ（ｋ）′から補間さ
れる第３の系列Ｅ（ｋ）となるように修正することで時
間軸補正を行なう。In the prior art, the second series D (K) 'in which the time axis fluctuation is relatively absorbed is stored in the main memory 15. In the present invention, since the original sequence D (k) including the time axis fluctuation is stored in the video frame memory 23, the time of each sample point has already been determined. , The time axis is corrected by correcting the third series E (k) to be interpolated from the new series D (k) ′.

【００５９】ビデオフレ−ムメモリ２３に格納されてい
る元系列Ｄ（ｋ）と位相補正量Ｃ０から直接第３の系列
Ｅ（ｋ）を得る過程を説明する。The process of directly obtaining the third sequence E (k) from the original sequence D (k) and the phase correction amount C0 stored in the video frame memory 23 will be described.

【００６０】この修正の手続きは、注目標本値位置Ｋの
周りの複数の標本値を内挿する補間関数を想定し、当該
補間関数を位相補正量だけ時間軸に沿って推移した後、
補正値Ｅ（ｋ）を補間することと同義である。This correction procedure assumes an interpolation function for interpolating a plurality of sample values around the target sample value position K, and transposes the interpolation function by a phase correction amount along the time axis.
This is synonymous with interpolating the correction value E (k).

【００６１】補間関数として、例えば、２次関数を適用
すると、第ｉ番目の補正値Ｅ（ｉ）は、注目標本値Ｄ
（ｉ）、それと隣り合う二つの標本値Ｄ（ｉ−１）、Ｄ
（ｉ＋１）、位相補正量Ｃ０＝−Ｔｈ（Ｌ）を用いて、 E(i)=(C0/2)・(C0+1)・D(i-1)+(1-C0^2)・D(i)+(C0/2)・(C0-1)・D(i+1)・・（式３） で与えられる。When a quadratic function is applied as an interpolation function, for example, the i-th correction value E (i) becomes the target sample value D
(I), two adjacent sample values D (i-1), D
(I + 1), using the phase correction amount C0 = −Th (L), E (i) = (C0 / 2) · (C0 + 1) · D (i−1) + (1-C0 ^ 2) · D (i) + (C0 / 2) · (C0-1) · D (i + 1) ·· (Equation 3)

【００６２】上記補間手段を実施する際、一般に高次の
補間関数を適用した方が補間誤差を少なくする観点から
は好ましい。然るに、いたずらに高次の関数を適用する
ことはそれだけ多くの演算手続きが要求されるため、装
置の高速化を招くことになる。In implementing the above-mentioned interpolation means, it is generally preferable to apply a higher-order interpolation function from the viewpoint of reducing interpolation errors. However, unnecessarily applying a higher-order function requires a correspondingly large number of operation procedures, which leads to an increase in the speed of the apparatus.

【００６３】ＮＴＳＣ方式のテレビジョン信号に於い
て、標本化パルスの周波数を４・Ｆｓｃとした場合、１
次補間を適用すると水平解像度４００ＴＶ本での減衰量
は最大６．９ｄＢとなるが、２次補間の場合ではその減
衰量が２．８ｄＢに改善される。３次以上の補間関数を
適用することも本発明の論理にもとづいて可能である。In a television signal of the NTSC system, if the frequency of the sampling pulse is 4 · Fsc, 1
When the next interpolation is applied, the attenuation at a horizontal resolution of 400 TV becomes 6.9 dB at the maximum, but in the case of the secondary interpolation, the attenuation is improved to 2.8 dB. It is also possible to apply a third or higher order interpolation function based on the logic of the present invention.

【００６４】以上説明した補正過程により、上記第３の
系列Ｅ（ｋ）は、標本化パルスのＮ個毎に少なくともそ
の水平同期信号の位相が整列するように各標本値が修正
され、ビデオフレ−ムメモリ２３に格納される。According to the correction process described above, in the third sequence E (k), each sample value is corrected such that at least the phase of the horizontal synchronizing signal is aligned every N sampling pulses, and the video frame is reproduced. Stored in the system memory 23.

【００６５】また、ビデオフレ−ムメモリ２３に格納さ
れた標本値の読み出し処理は従来技術で説明した内容と
同じである。なお、読み出し処理に先だって、Ｎ個毎に
格納されている第３の系列Ｅ（ｋ）の同期信号部分を雑
音除去などの目的で予め命令デ−タメモリ２５に用意さ
れた規定の系列値に置き換えることもできる。The reading process of the sample values stored in the video frame memory 23 is the same as that described in the prior art. Prior to the reading process, the synchronizing signal portion of the third sequence E (k) stored every N is replaced with a prescribed sequence value prepared in advance in the instruction data memory 25 for the purpose of noise removal or the like. You can also.

【００６６】上記したように、零次ホ−ルドによる時間
軸補正によって、ハ−ドウェアに特別な時間軸補正手段
を具備しなくとも水平同期信号の位相の整列したビデオ
信号を得ることができるが、次に水平同期信号の位相整
列のみならず、画像全体にわたって更に高精度に補正す
る補正手段について説明する。As described above, a video signal in which the phases of the horizontal synchronizing signals are aligned can be obtained by the time axis correction using the zero-order hold, without providing special time axis correction means in hardware. Next, not only the phase alignment of the horizontal synchronizing signal but also a correcting means for correcting the entire image with higher accuracy will be described.

【００６７】Ｂ． 零式ホ−ルドによる残留ジッタ 上記したように各水平同期信号の位相Ｔｈ（Ｌ）を、当
該水平同期信号に続く一水平走査期間全体にわたって零
次ホ−ルドした結果、その零次ホ−ルドによって補正さ
れた画像について図６を参照しながら説明する。B. Residual jitter due to zero-type hold As described above, the phase Th (L) of each horizontal synchronization signal is zero-order-holded over the entire horizontal scanning period following the horizontal synchronization signal, and as a result, the zero-order hold is obtained. The image corrected by the above will be described with reference to FIG.

【００６８】図６（ａ）は一定の輝度レベルに設定され
た矩形図形のビデオモニタ表示例であって、表示走査は
慣習にしたがつて画面の左から右の方向としてある。な
お、黒点で示した枠状部分３０は画面「黒」を示し、そ
の枠内３１は画面「白」の白ヌキを示している。零次ホ
−ルドによって補正された第３の系列Ｅ（ｋ）をビデオ
フレ−ムメモリ２３から順次読み出し、上記のビデオモ
ニタに表示させると、図示のように画面左、すなわち水
平走査開始点に近い方の輪郭は比較的ひずみが無く表示
されるのに対し、画面右、すなわち水平走査終了点に近
い方の輪郭に比較的大きなひずみを生じ、また、不鮮明
に表示される場合がある。FIG. 6A shows an example of a video monitor display of a rectangular figure set at a constant luminance level, and the display scan is performed from the left to the right of the screen according to a custom. Note that a frame-shaped portion 30 indicated by a black point indicates a screen “black”, and an inside 31 of the frame indicates a white blank of the screen “white”. The third sequence E (k) corrected by the zero-order hold is sequentially read out from the video frame memory 23 and displayed on the video monitor. Is displayed relatively without distortion, whereas a relatively large distortion is generated on the right side of the screen, that is, the outline closer to the horizontal scanning end point, and the image may be displayed indistinctly.

【００６９】図６（ｂ）は同図（ａ）に示したラインナ
ンバ−、Ｌ−２、・・・・・１、・・・・Ｌ＋２に対応
するビデオ信号を、各水平同期信号を基準位相に揃え、
かつ、各ラインに引き続く次の水平同期信号の位相検出
点との関係を含めて、その一部を時間方向に拡大して示
した模式的な説明図である。FIG. 6B shows the video signals corresponding to the line numbers L-2,...,..., L + 2 shown in FIG. Align with the phase,
FIG. 4 is a schematic explanatory diagram showing a part of the horizontal synchronization signal following a line, including a relationship with a phase detection point of the next horizontal synchronization signal, enlarged in the time direction.

【００７０】同図において、ビデオ信号の実線で表示さ
れた部分が上述の時間軸補正処理上の一水平走査期間、
すなわち、第３の系列Ｅ（ｋ）の標本番号Ｋ＝−Ｐ０、
・・・・・０、・・・・、Ｎ−Ｐ０−１の計Ｎ個の標本
値に相当する。In the figure, the portion of the video signal indicated by the solid line is one horizontal scanning period in the above-described time axis correction processing.
That is, the sample number K of the third series E (k) K = −P0,
... 0,..., N-P0-1 correspond to a total of N sample values.

【００７１】また、点線で示される次の水平同期信号
は、上記したように、補正処理の過程で第３の系列Ｅ
（ｋ）の時間連続性はフロントポ−チ部に於いて既に消
失している。As described above, the next horizontal synchronizing signal indicated by the dotted line is the third series E during the correction process.
The time continuity of (k) has already disappeared at the front port.

【００７２】上記の如く、画面右側に於いて不都合の生
ずる理由は、瞬時ジッタＪ（ｔ）と、上記水平同期信号
毎に検出され、零次ホ−ルドされたジッタ標本値Ｔｈ
（Ｌ）、（Ｌ：ラインナンバ−）との誤差にある。As described above, the reason why the inconvenience occurs on the right side of the screen is that the instantaneous jitter J (t) and the zeroth-order-holded jitter sample value Th detected for each horizontal synchronization signal are stored.
(L), (L: line number).

【００７３】すなわち、水平走査開始点では両者Ｊ
（ｔ）、Ｔｈ（Ｌ）の値は一致しているが、ジッタが比
較的急激に変化する場合、水平走査の終了点、すなわ
ち、画面右に向かうにつれて両者の差が増大し、このた
め補正が不完全となることによるものである。That is, at the horizontal scanning start point, both J
When the values of (t) and Th (L) match, but the jitter changes relatively sharply, the difference between the two increases as the horizontal scanning ends, that is, toward the right side of the screen. Is incomplete.

【００７４】本発明の第２の発明は、ジッタ検出におけ
る上記零次ホ−ルド誤差に注目し、更に高次ホ−ルドを
適用して上記欠点を改善する手段を提供する。The second invention of the present invention focuses on the zero-order hold error in jitter detection and provides means for improving the above-mentioned drawback by applying a higher-order hold.

【００７５】Ｃ． 高次ホ−ルド 図７（ａ）は入力ビデオ信号の一部を、図７（ｂ）は標
本化パルス列を、図７（ｃ）は入力ビデオ信号に含まれ
るジッタを、図７（ｄ）は入力ビデオ信号系列Ｄ（ｉ）
と、高次ホ−ルドによって得られた更に高精度の補正値
Ｆ（ｉ）との関係を模式的に示した拡大図である。C. 7A shows a part of the input video signal, FIG. 7B shows a sampling pulse train, FIG. 7C shows the jitter contained in the input video signal, and FIG. Is the input video signal sequence D (i)
FIG. 7 is an enlarged view schematically showing a relationship between the correction value F (i) obtained by higher-order hold and a higher-precision correction value.

【００７６】上記した零次ホ−ルドにおいて一水平走査
期間全体にわたって一律に適用した位相補正量Ｃ０に替
えて、元系列Ｄ（ｋ）の各標本位置毎に異なる補正量Ｃ
（ｋ）だけ位相を進めてなる補正系列Ｄ（ｋ）″を想定
する。（図７（ｄ）□にて示す。）Instead of the phase correction amount C0 uniformly applied over the entire horizontal scanning period in the zero-order hold, a correction amount C different for each sample position of the original sequence D (k) is set.
Assume a correction sequence D (k) ″ obtained by advancing the phase by (k) (shown by □ in FIG. 7 (d)).

【００７７】このように各標本位置毎に異なる位相補正
が行なわれた場合においても、注目標本位置Ｋに置ける
補正値Ｆ（ｋ）を補間手段を用いて算出することができ
る。例えば、図示のように、注目標本値Ｄ（ｉ）と、そ
れに相隣り合う２つの標本値Ｄ（ｉ−１）、Ｄ（ｉ＋
１）、各標本位置に置ける移送量Ｃ（ｉ−１）、Ｃ
（ｉ）、Ｃ（ｉ＋１）について２次補間を適用すると、
Ｄ（ｉ）に対する補正値Ｆ（ｉ）は、As described above, even when a different phase correction is performed for each sample position, the correction value F (k) at the target sample position K can be calculated using the interpolation means. For example, as shown in the drawing, the target sample value D (i) and two adjacent sample values D (i-1) and D (i +
1), transfer amount C (i-1), C at each sample position
Applying quadratic interpolation for (i), C (i + 1),
The correction value F (i) for D (i) is

【００７８】[0078]

【数１】 で与えられる。(Equation 1) Given by

【００７９】ところで、補正しようとする水平走査期間
内の各移送量Ｃ（ｉ）は、当該水平走査期間を含む複数
の水平走査期間（水平同期信号の前縁）毎に得られる移
送誤差を補間演算する。例えば、この補間演算として、
一次補間を適用すると、By the way, each transfer amount C (i) in the horizontal scanning period to be corrected is obtained by interpolating a transfer error obtained in each of a plurality of horizontal scanning periods (leading edge of the horizontal synchronizing signal) including the horizontal scanning period. Calculate. For example, as this interpolation operation,
Applying linear interpolation,

【数２】 で与えられる。Ｃ１（ｉ）は一次補間である。(Equation 2) Given by C1 (i) is a primary interpolation.

【００８０】また、デジタル演算回路２４の演算速度が
充分早く、更に補正誤差の改善にその能力を振り向けら
れる構成においては、例えば、２次補間演算を用いて、Further, in a configuration in which the operation speed of the digital operation circuit 24 is sufficiently fast and its ability can be allocated to the improvement of the correction error, for example, by using a secondary interpolation operation,

【００８１】[0081]

【数３】 を用いてもよい。Ｃ２（ｉ）は２次補間である。原理上
は更に高次の補間を用いることも可能である。(Equation 3) May be used. C2 (i) is a quadratic interpolation. In principle, higher-order interpolation can be used.

【００８２】Ｎは充分に大きいと見なされるので、上記
補間関数の次数にかかわらず移送量Ｃ（ｉ）に隣り合う
二つの補正量Ｃ（ｉ±１）は、微分量ｄを用いて、 Ｃ（ｉ±１）＝Ｃ（ｉ）±ｄ・・・・・・・（式６．１） 但し、 ｄ＝Ｔｈ（Ｌ＋１）−Ｔｈ（Ｌ）／Ｎ ・・・・・（式６．２） で近似する。なお、一次補間の場合の上式は正確となる
から近似ではない。Since N is considered to be sufficiently large, two correction amounts C (i ± 1) adjacent to the transfer amount C (i) are obtained by using the differential amount d, regardless of the order of the interpolation function. (I ± 1) = C (i) ± d (Equation 6.1) where d = Th (L + 1) −Th (L) / N (Equation 6.2) ). Note that the above equation in the case of linear interpolation is not approximate because it is accurate.

【００８３】例えば、一次補間による移送量Ｃ１（ｉ）
を用いて、元系列の標本値Ｄ（ｉ）を補正すると、最終
的に目的とする補正値Ｆ（ｉ）は、For example, the transfer amount C1 (i) by the primary interpolation
Is used to correct the sample value D (i) of the original series, the final correction value F (i) becomes

【００８４】[0084]

【数４】 で与えられる。上式は微分量ｄの２次項を無視して得る
近似式である。(Equation 4) Given by The above expression is an approximate expression obtained by ignoring the quadratic term of the differential amount d.

【００８５】[0085]

【発明の効果】以上説明した通り、本発明に係る時間軸
補正装置によれば、デジタル演算処理によって時間軸変
動を補正し、また、この演算処理に加えて残留ジッタに
よる時間軸変動を補正する構成としたことから、ビデオ
信号の時間軸変動をソフトウェア構成によって高精度に
補正することができる。この結果、記録媒体の駆動機構
として加工、調整の容易なものが使用でき、また、その
駆動機構の構成も簡単化し得る。As described above, according to the time axis correcting apparatus according to the present invention, the time axis fluctuation is corrected by digital processing, and the time axis fluctuation due to residual jitter is corrected in addition to this processing. With the configuration, the time axis fluctuation of the video signal can be corrected with high accuracy by the software configuration. As a result, a drive mechanism for the recording medium that can be easily processed and adjusted can be used, and the configuration of the drive mechanism can be simplified.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施形態を示す時間軸補正装置のブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram of a time axis correction device according to an embodiment of the present invention.

【図２】図２（ａ）は入力ビデオ信号の一部を、図２
（ｂ）は標本化パルス列を各々示し、図２（ｃ）は量子
化信号系列を水平同期信号部分について拡大して示した
図である。FIG. 2A shows a part of an input video signal;
FIG. 2B shows a sampling pulse train, and FIG. 2C is an enlarged view of a quantized signal sequence for a horizontal synchronization signal portion.

【図３】入力ビデオ信号の位相検出手段を示す説明図
で、図３（ａ）は位相遅れの状態を、図３（ｂ）は位相
進みの状態を各々示した説明図である。FIGS. 3A and 3B are explanatory diagrams showing a phase detecting means of an input video signal, wherein FIG. 3A is a diagram showing a phase lag state, and FIG. 3B is a diagram showing a phase advance state.

【図４】入力ビデオ信号の位相を計算式で求めるための
説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram for obtaining a phase of an input video signal by a calculation formula.

【図５】入力ビデオ信号の時間軸変動を零次ホ−ルドに
したがって補正する状態を示したビデオ信号の部分図で
ある。FIG. 5 is a partial view of a video signal showing a state in which time-axis fluctuation of an input video signal is corrected according to a zero-order hold.

【図６】零次ホ−ルドによって時間軸補正されたビデオ
信号にジッタによる時間軸変動が残留することを示す説
明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing that time axis fluctuation due to jitter remains in a video signal whose time axis is corrected by zero-order hold.

【図７】高次ホ−ルドによる時間軸変動の補正を示す説
明図で、図７（ａ）は入力ビデオ信号の一部を、図７
（ｂ）は標本化パルス列を、図７（ｃ）は入力ビデオ信
号に含まれるジッタを各々示し、図７（ｄ）は高次ホ−
ルドによる時間軸変動の補正を示す説明図である。7A and 7B are explanatory diagrams showing correction of time axis fluctuation due to higher-order hold. FIG. 7A shows a part of an input video signal, and FIG.
7B shows the sampling pulse train, FIG. 7C shows the jitter contained in the input video signal, and FIG.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing correction of time-axis fluctuation due to a field.

【図８】従来例として示したビデオ信号の時間軸補正装
置を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a video signal time axis correction device shown as a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２１ クランプ回路 ２２ Ａ／Ｄ変換器 ２３ ビデオフレ−ムメモリ ２４ デジタル演算回路 ２５ 命令デ−タメモリ ２６ 書き込みアドレスカウンタ ２７ Ｄ／Ａ変換器 ２８ 低域フィルタ ２９ 読み出しアドレスカウンタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 Clamp circuit 22 A / D converter 23 Video frame memory 24 Digital operation circuit 25 Instruction data memory 26 Write address counter 27 D / A converter 28 Low-pass filter 29 Read address counter

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 時間軸変動を含むビデオ信号から基準位
相に同期した標本化パルス列を用いて量子化信号系列を
生成し、この量子化信号系列を記憶手段に格納した後、
その量子化信号系列を読み出して時間軸変動を補正する
時間軸補正装置において、上記ビデオ信号が有する水平
同期信号の位相差を上記標本化パルス列のパルス間隔以
下の精度で各水平同期信号毎に計測する第一の補間手段
を含む位相誤差計測手段と、この位相誤差計測手段によ
って水平同期信号毎に計測された位相誤差値にもとづ
き、上記ビデオ信号の水平走査期間毎に上記量子化信号
系列を一定量移相させて時間軸変動を補正する第二の補
間手段とを備えたことを特徴とするビデオ信号の時間軸
補正装置。1. A quantized signal sequence is generated from a video signal including a time-axis variation using a sampling pulse train synchronized with a reference phase, and the quantized signal sequence is stored in a storage unit.
In the time axis correction device for reading out the quantized signal sequence and correcting the time axis fluctuation, the phase difference of the horizontal synchronization signal of the video signal is measured for each horizontal synchronization signal with an accuracy equal to or less than the pulse interval of the sampling pulse train. A phase error measuring means including a first interpolating means, and a quantizing signal sequence which is constant in each horizontal scanning period of the video signal based on a phase error value measured for each horizontal synchronizing signal by the phase error measuring means. 2. A video signal time axis correction apparatus comprising: a second interpolation means for correcting a time axis fluctuation by performing a phase shift. 【請求項２】 位相誤差計測手段によって水平同期信号
毎に計測された位相誤差系列から標本化パルス列のパル
ス毎に移相補正値を求める第三の補間手段を備えたこと
を特徴とする請求項（１）に記載したビデオ信号の時間
軸補正装置。2. The apparatus according to claim 1, further comprising third interpolation means for obtaining a phase shift correction value for each pulse of the sampling pulse train from a phase error sequence measured for each horizontal synchronization signal by the phase error measurement means. The video signal time axis correction device according to (1).