JPH10178373A - Interference cancellor - Google Patents
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- JPH10178373A JPH10178373A JP8338435A JP33843596A JPH10178373A JP H10178373 A JPH10178373 A JP H10178373A JP 8338435 A JP8338435 A JP 8338435A JP 33843596 A JP33843596 A JP 33843596A JP H10178373 A JPH10178373 A JP H10178373A
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において干渉波による劣化を抑圧する干渉キャンセ
ラに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an interference canceller for suppressing deterioration due to an interference wave in digital radio communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ディジタル移動通信においては、周波数
の有効利用を図るため周波数のゾーン繰り返しを行って
おり、同一チャネル干渉対策が重要な課題の一つであ
る。干渉キャンセラの一種である非線形干渉キャンセラ
はその有望な技術の一つであり、従来の非線形干渉キャ
ンセラを含む受信機の構成を図４に示す。2. Description of the Related Art In digital mobile communication, frequency zone repetition is performed in order to make effective use of frequency, and countermeasures for co-channel interference are one of the important issues. A nonlinear interference canceller, which is a kind of interference canceller, is one of the promising technologies, and FIG. 4 shows a configuration of a receiver including a conventional nonlinear interference canceller.
【０００３】まず、アンテナ１１から受信した受信波
は、低雑音アンプ１２で増幅された後にハイブリッド１
３で２分岐される。その１つの信号は、キャリア信号発
生器１４が出力するキャリア信号と乗算器１５で乗算さ
れた後にローパスフィルタ１６へ入力される。そして、
Ａ／Ｄ変換器１７でサンプリング周期Ｔs ごとにサンプ
リングされディジタル信号に変換される。ハイブリッド
１３よりの他方の信号は移相器１８では９０度位相回転
したキャリア信号と乗算器１９で乗算され、ローパスフ
ィルタ２１へ入力された後にＡ／Ｄ変換器２２でサンプ
リングされ、ディジタル信号に変換される。この操作は
準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２の出力は
準同期検波信号の同相成分及び直交成分に相当し、その
２つを合わせて時刻ｋＴs （ｋは整数）の受信信号ｘ
（ｋＴs ／Ｔ）とする。ここで、Ｔは変調のシンボル周
期であり、単位時刻に設定した。なお、低雑音アンプ１
２、ハイブリッド１３、乗算器１５及び１９、移相器１
８、ローパスフィルタ１６及び２１、Ａ／Ｄ変換器１７
及び２２はベースバンド受信信号発生器２４を構成す
る。受信信号は伝送路の同一チャネル干渉を受けてお
り、入力端子２６を通って非線形干渉キャンセラ２７へ
と入力される。非線形干渉キャンセラ２７は同一チャネ
ル干渉による伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望
波の判定信号を出力端子２８から出力する。First, a received wave received from an antenna 11 is amplified by a low-noise amplifier 12 and then amplified by a hybrid 1.
3 branches into two. The one signal is input to the low-pass filter 16 after being multiplied by the multiplier 15 with the carrier signal output from the carrier signal generator 14. And
Is sampled every sampling period T s by the A / D converter 17 is converted into a digital signal. The other signal from the hybrid 13 is multiplied by a multiplier 19 with a carrier signal rotated by 90 degrees in a phase shifter 18, input to a low-pass filter 21, sampled by an A / D converter 22, and converted into a digital signal. Is done. This operation is quasi-synchronized detection, A / D converter 17 and 22 correspond to the in-phase and quadrature components of the quasi-synchronized detection signal, reception of the combined two that time kT s (k is an integer) Signal x
(KT s / T). Here, T is a symbol period of the modulation, and is set to a unit time. In addition, the low noise amplifier 1
2, hybrid 13, multipliers 15 and 19, phase shifter 1
8, low-pass filters 16 and 21, A / D converter 17
And 22 constitute a baseband received signal generator 24. The received signal has received co-channel interference on the transmission line, and is input to the nonlinear interference canceller 27 through the input terminal 26. The nonlinear interference canceller 27 suppresses deterioration of transmission characteristics due to co-channel interference, performs signal determination, and outputs a desired signal determination signal from an output terminal 28.
【０００４】この非線形干渉キャンセラ２７の構成を図
５Ａに示す（吉野 仁、府川和彦、鈴木 博、“ＲＬＳ
−ＭＬＳＥによる適応干渉キャンセラ”、信学論Ｂ−I
I、vol.J77-B-II、No.2, pp.74-84、1994年２月）。以
下では信号は全て、同相成分を実部に、直交成分を虚部
に持つ複素表示で表現することとし、考慮する干渉波の
数は１とし、本図においてサンプリング周期Ｔs は変調
のシンボル周期Ｔに等しいものとする。入力端子２６か
ら受信信号が入力する。レプリカ信号生成回路３１は、
複素シンボル系列候補群を入力端子３２から入力し、入
力端子３３から入力する伝送路特性推定値との畳み込み
演算を行い、その演算結果をレプリカ信号として出力端
子３４から出力する。複素シンボル系列候補群は希望波
の複素シンボル系列候補と干渉波の複素シンボル系列候
補で構成されており、伝送路特性推定値は希望波の伝送
路特性推定値と干渉波の伝送路特性推定値で構成されて
いる。複素減算器３６は受信信号とレプリカ信号との差
分を誤差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム
回路３８に入力する。FIG. 5A shows the configuration of the nonlinear interference canceller 27 (Jin Yoshino, Kazuhiko Fukawa, Hiroshi Suzuki, “RLS
-Adaptive interference canceller by MLSE, IEICE BI
I, vol. J77-B-II, No. 2, pp. 74-84, February 1994). In the following, all signals will be represented by a complex representation having an in-phase component as a real part and a quadrature component as an imaginary part. The number of interference waves to be considered is 1, and the sampling period T s is the symbol period of the modulation in this figure. It is assumed to be equal to T. A reception signal is input from the input terminal 26. The replica signal generation circuit 31
A complex symbol sequence candidate group is input from an input terminal 32, a convolution operation is performed with a transmission path characteristic estimation value input from an input terminal 33, and the operation result is output from an output terminal 34 as a replica signal. The complex symbol sequence candidate group is composed of a complex symbol sequence candidate of the desired wave and a complex symbol sequence candidate of the interference wave, and the transmission path characteristic estimation value is the transmission path characteristic estimation value of the desired wave and the transmission path characteristic estimation value of the interference wave. It is composed of Complex subtractor 36 outputs the difference between the received signal and the replica signal as an error signal. The squaring operation circuit 37 inputs a value obtained by multiplying the absolute square of the error signal by a negative constant to the Viterbi algorithm circuit 38 as likelihood information, that is, a branch metric.
【０００５】ビタビアルゴリズム回路３８は、上述の複
素シンボル系列候補群を出力し、ビタビアルゴリズムを
用いて最尤系列推定による信号判定を行う。具体的に
は、複素シンボル系列候補群ごとにブランチメトリック
の累積値として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計
算し、パスメトリックを最大とする複素シンボル系列候
補群をビタビアルゴリズムにより求める。そして、選択
された複素シンボル系列候補群の希望波複素シンボルを
判定信号として出力端子２８へと出力する。パラメータ
推定回路４１は、複素シンボル系列候補群と誤差信号を
入力とする。これらの信号を用いて、誤差信号の平均２
乗を最小にするアルゴリズム、即ち最小２乗法で伝送路
特性推定値を求め出力する。最小２乗法のアルゴリズム
としては、正規方程式を厳密に逐次的に解くＲＬＳアル
ゴリズム、特性が良く演算量が少ないＬＭＳアルゴリズ
ムが一般的であり、この他にも様々なものが知られてい
る（Haykin, S.“Adaptive Filter Theory”，2nd, Ed.
Prentice-Hall, 1992）。[0005] A Viterbi algorithm circuit 38 outputs the above-described complex symbol sequence candidate group, and performs signal determination by maximum likelihood sequence estimation using the Viterbi algorithm. Specifically, a log likelihood function, that is, a path metric, is calculated as the cumulative value of the branch metric for each complex symbol sequence candidate group, and a complex symbol sequence candidate group that maximizes the path metric is obtained by the Viterbi algorithm. Then, a desired wave complex symbol of the selected complex symbol sequence candidate group is output to the output terminal 28 as a determination signal. The parameter estimation circuit 41 receives a complex symbol sequence candidate group and an error signal as inputs. Using these signals, the average of the error signals is 2
An estimated value of the transmission path characteristic is obtained and output by an algorithm for minimizing the power, that is, the least square method. As the least-squares algorithm, an RLS algorithm that strictly and sequentially solves a normal equation, an LMS algorithm that has good characteristics and a small amount of computation are generally used, and various other algorithms are also known (Haykin, S. “Adaptive Filter Theory”, 2nd, Ed.
Prentice-Hall, 1992).
【０００６】図５Ａのレプリカ信号生成回路３１の構成
を図５Ｂに示す。まず、入力端子３２から複素シンボル
系列候補群が入力し、希望波の複素シンボル系列候補は
シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３へ、干渉
波の複素シンボル系列候補はシンボル間隔形トランスバ
ーサルフィルタ４４へと入力される。また、入力端子３
３から伝送路特性推定値が入力し、希望波の伝送路特性
推定値はシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３
へ、干渉波の伝送路特性推定値はシンボル間隔形トラン
スバーサルフィルタ４４へと入力される。シンボル間隔
形トランスバーサルフィルタ４３及び４４は、それぞ
れ、希望波もしくは干渉波に関して、複素シンボル系列
と伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、その演算
結果を出力する。複素加算器４５は、シンボル間隔形ト
ランスバーサルフィルタ４３及び４４の出力信号を足し
あわせ、レプリカ信号として出力端子３４から出力す
る。FIG. 5B shows the configuration of the replica signal generation circuit 31 shown in FIG. 5A. First, a complex symbol sequence candidate group is input from an input terminal 32, and a complex symbol sequence candidate of a desired wave is input to a symbol interval type transversal filter 43, and a complex symbol sequence candidate of an interference wave is input to a symbol interval type transversal filter 44. Is done. Also, input terminal 3
3, the transmission path characteristic estimation value is input, and the transmission path characteristic estimation value of the desired wave is converted to the symbol interval type transversal filter 43.
The estimated value of the channel characteristics of the interference wave is input to the symbol interval type transversal filter 44. The symbol-spacing type transversal filters 43 and 44 perform a convolution operation of a complex symbol sequence and an estimated value of a transmission path characteristic with respect to a desired wave or an interference wave, respectively, and output the operation result. The complex adder 45 adds the output signals of the symbol interval type transversal filters 43 and 44 and outputs the sum from the output terminal 34 as a replica signal.
【０００７】シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ
の構成は、遅延素子の遅延時間がシンボル周期であるト
ランスバーサルフィルタであり、その構成を図６Ａに示
す。入力端子５１から入力する複素シンボル系列は遅延
素子５２と複素乗算器５３とへ供給され、遅延素子５２
の出力は複素乗算器５４へ供給され、入力端子５５から
入力する伝送路特性推定値は、タップに相当する複素乗
算器５３，５４に設定され、複素シンボル系列と伝送路
特性推定値との畳み込み演算結果が複素加算器５６から
出力端子５７へと出力される。The configuration of the symbol interval type transversal filter is a transversal filter in which the delay time of the delay element is the symbol period, and the configuration is shown in FIG. 6A. The complex symbol sequence input from the input terminal 51 is supplied to a delay element 52 and a complex multiplier 53, and the delay element 52
Is supplied to the complex multiplier 54, and the transmission line characteristic estimated value input from the input terminal 55 is set in the complex multipliers 53 and 54 corresponding to taps, and convolution of the complex symbol sequence and the transmission line characteristic estimated value is performed. The operation result is output from the complex adder 56 to the output terminal 57.
【０００８】次に、図５Ｂのビタビアルゴリズム回路３
８が用いるビタビアルゴリズムについて、干渉波の数は
１、変調方式はＢＰＳＫ変調を例に具体的に述べる。ま
ず、状態について説明する。希望波及び干渉波の複素シ
ンボル｛ａ（ｋ＋１），ｂ（ｋ＋１）｝に対する複素シ
ンボル候補を｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝とす
る。伝送路における遅延波の最大遅延時間がＱＴのと
き、｛ａm (q) ，ｂm (q) ｜ｋ−Ｑ＋１＜ｑ＜ｋ｝を状
態と呼ぶ。この場合、状態数は２2Qとなり、複素シンボ
ル系列はこの状態の系列として記述することができる。
図６ＢにＱ＝１の状態遷移図、即ちトレリス図を示す。
時点ｋにおけるｓ番目の状態をσs (k) とする。ここで
は、０＜ｓ＜３であり、時点がｋからｋ＋１に進むとき
状態が遷移する。状態遷移は、希望波及び干渉波の複素
シンボル候補｛ａm （ｋ＋１），ｂ m （ｋ＋１）｝の値
に依存するので、１つの状態から４通りの遷移が起き
る。同図が示すように、１つの状態から４つの状態へと
分岐し、また、４つの状態から１つの状態にマージす
る、遷移先でマージする４つの遷移から１つの遷移を選
択するために状態σs'(k) から状態σs (k+1) への遷移
に対応した遷移メトリックＪk+1 ［σs （k+1)，σ
s'(k) ］を用いる。Next, the Viterbi algorithm circuit 3 shown in FIG.
For the Viterbi algorithm used by 8, the number of interference waves is
1. The modulation method will be specifically described using BPSK modulation as an example. Ma
Instead, the state will be described. Complex signal of desired wave and interference wave
Complex {a (k + 1), b (k + 1)}
@Am(K + 1), bm(K + 1)｝
You. The maximum delay time of the delayed wave in the transmission path is QT
｛Am(q), bm(q) | k−Q + 1<q<shape k｝
Call it state. In this case, the number of states is 22QAnd the complex symbol
The sequence can be described as a sequence of this state.
FIG. 6B shows a state transition diagram of Q = 1, that is, a trellis diagram.
Let the s-th state at time k be σs(k). here
Is 0<s<3, when the time advances from k to k + 1
State transitions. State transitions are complex
Symbol candidate ｛am(K + 1), b mThe value of (k + 1)｝
, Four transitions occur from one state
You. As shown in the figure, from one state to four states
Branch and merge from four states into one
Select one transition from the four transitions to be merged at the transition destination.
State σ to chooses'From (k), state σsTransition to (k + 1)
Transition metric J corresponding tok + 1[Σs(K + 1), σ
s'(k)] is used.
【０００９】状態σs'(k) からσs (k+1) への遷移にお
けるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリックＢＲ
［σs (k+1) ，σs'(k) ］を用いて Ｊk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ ＝Ｊk ［σs'(k) ］＋ＢＲ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ (1) で算出される。Ｊk ［σs'(k) ］は時点ｋにおけるパス
メトリックであり、対数尤度関数に対応している。状態
遷移σs'(k) →σs (k+1) における複素シンボル系列候
補群は｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝で表され
る。ビタビアルゴリズムではマージする４つの遷移に対
応したＪk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］を比較して最大
の遷移を選択し、その選択された遷移のメトリックを時
点ｋ＋１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs (k+1）］
にする。そして、選択された遷移にリンクする状態の時
系列、パスのみが最尤系列候補として残される。以後こ
の操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生き残る。こ
のパスは生き残りパスと呼ばれている。なお、メモリの
制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔまでしか
記憶せず、過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔの時点で生き残りパス
がマージしないなら現時点で最大尤度となる、つまりパ
スメトリック最大のパスに基づいて信号判定を行なう。
このとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したも
のであり、このＤＴを判定遅延時間という（G.Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol.COM-22, pp.624-636, 1974）。ただ
し、Ｄ＞Ｑである。The metric at the transition from the state σ s ′ (k) to σ s (k + 1) is a branch metric BR for each transition.
By using [σ s (k + 1), σ s ′ (k)], J k + 1 [σ s (k + 1), σ s ′ (k)] = J k [σ s ′ (k)] + BR [σ s (k + 1), σ s ′ (k)] (1) J k [σ s ′ (k)] is a path metric at time point k, and corresponds to a log likelihood function. The complex symbol sequence candidate group in the state transition σ s ′ (k) → σ s (k + 1) is represented by {a m (k + 1), b m (k + 1)}. The Viterbi algorithm compares J k + 1 [σ s (k + 1), σ s ′ (k)] corresponding to the four transitions to be merged, selects the largest transition, and calculates the metric of the selected transition. Path metric J k + 1 at time k + 1 [σ s (k + 1)]
To Then, only the time series and the path of the state linked to the selected transition are left as the maximum likelihood sequence candidates. When this operation is repeated thereafter, the paths survive the number of states. This pass is called the surviving pass. Note that, due to memory constraints, the state time series is stored only up to the past (D−Q + 1) T, and if the surviving paths do not merge at the time of the past (D−Q + 1) T, the maximum likelihood is obtained at the current time. The signal is determined based on the path with the maximum path metric.
The signal determined at this time is a signal delayed by DT from the present time, and this DT is called a determination delay time (G. Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol. COM-22, pp. 624-636, 1974). Here, D > Q.
【００１０】最後に、サンプリングクロックと干渉キャ
ンセラの特性について述べる。同一チャネル、符号間干
渉および雑音がない受信信号の同相成分、もしくは直交
成分の波形を図７Ａに示す。ここで、サンプリング周期
Ｔs は変調のシンボル周期Ｔと等しく、一点鎖線５９は
信号判定のしきい値を示すものとする。受信波（ａ）に
対するサンプリングクロックのタイミングオフセットが
０の場合は同図（ｂ）のサンプリング１に対応してお
り、タイミングオフセットがＴ／２の場合は同図（ｃ）
のサンプリング２に対応している。タイミングオフセッ
トが０だと、受信信号サンプリング値のレベルは常に一
定であるが、タイミングオフセットがＴ／２程度になる
とレベルが極端に小さくなる場合がある。受信信号サン
プリング値のレベルが小さくなると干渉キャンセラの特
性は劣化するので、サンプリングクロックのタイミング
オフセットにより干渉キャンセラの特性は劣化する。Finally, the characteristics of the sampling clock and the interference canceller will be described. FIG. 7A shows a waveform of an in-phase component or a quadrature component of a received signal without co-channel, intersymbol interference and noise. Here, the sampling period T s is equal to the symbol period T of the modulation, a dashed line 59 denote the threshold signal determination. When the timing offset of the sampling clock with respect to the received wave (a) is 0, it corresponds to sampling 1 in FIG. 3B, and when the timing offset is T / 2, FIG.
Of sampling 2. When the timing offset is 0, the level of the received signal sampling value is always constant, but when the timing offset is about T / 2, the level may be extremely small. As the level of the received signal sampling value decreases, the characteristics of the interference canceller deteriorate, so the characteristics of the interference canceller deteriorate due to the timing offset of the sampling clock.
【００１１】また、従来の非線形干渉キャンセラは、図
７Ｂに示すように希望波６１と干渉波６２のバースト受
信タイミングが一致している同期系で動作することを前
提としており、同図（ｂ）に示すような受信タイミング
が一致していない非同期系では、充分な精度でレプリカ
信号を生成することができず特性が劣化する。以上説明
したように、従来の非線形干渉キャンセラでは、受信信
号のサンプリング周期がシンボル周期と一致しているた
め、サンプリングクロックのタイミングオフセットによ
り特性が大幅に劣化し、かつ、希望波と干渉波の受信タ
イミングが一致していない非同期系では充分な特性が得
られないという欠点があった。The conventional nonlinear interference canceller is supposed to operate in a synchronous system in which the burst reception timings of the desired wave 61 and the interference wave 62 match as shown in FIG. 7B, and FIG. In the asynchronous system in which the reception timings do not match as shown in (1), the replica signal cannot be generated with sufficient accuracy, and the characteristics deteriorate. As described above, in the conventional nonlinear interference canceller, since the sampling period of the received signal coincides with the symbol period, the characteristics are significantly deteriorated due to the timing offset of the sampling clock, and the reception of the desired wave and the interference wave is not performed. There is a drawback that sufficient characteristics cannot be obtained with an asynchronous system in which the timings do not match.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】この発明の目的は、サ
ンプリングクロックにタイミングオフセットがある場合
でも、また、希望波と干渉波の受信タイミングが一致し
ていない非同期系でも優れた誤り率特性が得られる非線
形干渉キャンセラを提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to obtain excellent error rate characteristics even when there is a timing offset in a sampling clock, and also in an asynchronous system where reception timings of a desired wave and an interference wave do not match. The present invention provides a nonlinear interference canceller that can be used.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】この発明における干渉キ
ャンセラは、（１）１シンボル周期より短かいサンプリ
ング周期の受信信号とタップ係数との畳み込み演算を行
う前段フィルタ手段、（２）希望波と干渉波の複素シン
ボル系列候補から成る複素シンボル系列候補群と、伝送
路特性推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号と
して出力するレプリカ信号生成フィルタ手段、（３）前
段フィルタ手段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信
号とし、この誤差信号を基に信号判定を行い、希望波の
判定信号と複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列
推定手段、（４）受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、タップ係数と伝送路特性推定値
とを推定するパラメータ推定手段とから成る。According to the present invention, there is provided an interference canceller comprising: (1) pre-filter means for performing a convolution operation between a received signal having a sampling period shorter than one symbol period and a tap coefficient; Replica signal generation filter means for performing a convolution operation of a complex symbol sequence candidate group consisting of wave complex symbol sequence candidates and an estimated value of a transmission path characteristic, and outputting the result as a replica signal; The maximum likelihood sequence estimating means for making a signal determination based on the error signal and outputting a desired signal determination signal and a complex symbol sequence candidate group, (4) a received signal, a complex symbol sequence candidate group A parameter estimating means for estimating a tap coefficient and an estimated value of a transmission path characteristic by using the error signal as an input.
【００１４】ダイバーシチ受信を行うとき、前段フィル
タ手段は、複数のアンテナからの受信信号に対し各々異
なるタップ係数との畳み込み演算を行い、演算結果を足
しあわせ出力するように拡張できる。 ［作用］ この発明における基本的な作用は次のような
ものである。（１）前段フィルタ手段は、受信信号とタ
ップ係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリ
ングタイミング調整を行い、その演算結果を出力する。
（２）レプリカ信号生成フィルタ手段は、複素シンボル
系列候補群の要素である希望波と干渉波の複素シンボル
系列候補を、それぞれ対応する伝送路特性推定値との畳
み込み演算を行い、それらの演算結果を足し合わせるこ
とにより受信信号の推定値であるレプリカ信号を生成し
出力する。（３）最尤系列推定手段は、前段フィルタ手
段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号とし、この
誤差信号を尤度情報として最尤系列推定により信号判定
を行い、希望波の判定信号と複素シンボル系列候補群を
出力する。（４）パラメータ推定手段は、受信信号、複
素シンボル系列候補と誤差信号を入力として、伝送路特
性推定値の特定要素を固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の平均２乗が最小となるようにタップ係数と伝
送路特性推定値を推定する。When performing diversity reception, the pre-filter unit can be expanded so as to perform convolution operations on received signals from a plurality of antennas with different tap coefficients and to add and output the operation results. [Operation] The basic operation in the present invention is as follows. (1) The pre-filter unit adjusts the sampling timing by performing a convolution operation on the received signal and the tap coefficient, and outputs the operation result.
(2) The replica signal generation filter means performs a convolution operation on the complex symbol sequence candidates of the desired wave and the interference wave, which are the elements of the complex symbol sequence candidate group, with the corresponding transmission path characteristic estimation values, respectively, and the operation results To generate and output a replica signal that is an estimated value of the received signal. (3) The maximum likelihood sequence estimating means uses the difference between the output of the pre-filter means and the replica signal as an error signal, performs signal determination by maximum likelihood sequence estimation using the error signal as likelihood information, A complex symbol sequence candidate group is output. (4) The parameter estimating means receives the received signal, the complex symbol sequence candidate and the error signal as inputs, and fixes a specific element of the transmission path characteristic estimation value under the constraint condition that:
The tap coefficient and the estimated channel characteristic value are estimated so that the mean square of the error signal is minimized.
【００１５】前段フィルタ手段はダイバーシチ受信の
際、複数のアンテナからの受信信号に対し、各々異なる
タップ係数との畳み込み演算を行うことによりサンプリ
ングタイミング調整を行い、その複数の演算結果を足し
合わせ出力することも可能である。 ［従来との差異］従来技術とは、以下の点が異なる。 （１）前段フィルタ手段において、受信信号とタップ係
数との畳み込み演算を行うことによりサンプリングタイ
ミング調整を行い、その演算結果を用いて尤度情報を求
める。（２）前段フィルタ手段のタップ係数と伝送路特
性推定値は、伝送路特性推定値の特定要素を固定すると
いう拘束条件の下で、誤差信号の平均２乗が最小となる
ように推定する。The pre-filter means performs sampling timing adjustment by performing convolution operations on received signals from a plurality of antennas with different tap coefficients for diversity reception, and outputs the sum of the plurality of operation results. It is also possible. [Differences from the Related Art] The following points are different from the related art. (1) Sampling timing is adjusted by performing a convolution operation of the received signal and the tap coefficient in the pre-filter unit, and likelihood information is obtained using the operation result. (2) The tap coefficient of the pre-filter means and the estimated value of the transmission path characteristic are estimated such that the average square of the error signal is minimized under the constraint that a specific element of the estimated value of the transmission path characteristic is fixed.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】実施例１ この発明の実施例１の構成を図１に図５Ａと対応する部
分に同一符号を付けて示す（請求項１）。以下では考慮
する干渉波の数は１、即ちＮは１とする。入力端子２６
からサンプリング周期Ｔ／２の受信信号が入力する。サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットによる劣化
は、遅延素子の遅延時間が１シンボル周期Ｔ未満のトラ
ンスバーサルフィルタを用いれば補償できることが知ら
れている（Ungerboeck,G.,“Fractional tap-spacing e
qualizer and consequence for clock recovery in dat
a modems”，“IEEE Trans.on Commun,Vol.COM-24,No.
8,pp.856-864,Aug.1976）。従って、この発明では受信
信号を遅延時間が１Ｔより小さいトランスバーサルフィ
ルタの前段フィルタ手段に入力する。つまり受信信号を
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１に入力する。
このフィルタ７１は例えば図２Ａに示すような遅延時間
Ｔ／２の遅延素子７２を例えば２段持つトランスバーサ
ルフィルタであり、受信信号と、入力端子７３から入力
するタップ係数との畳み込み演算を行い、その演算結果
を出力する。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成
回路７５は図５Ｂに示したレプリカ信号生成回路３１と
ほぼ同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と
干渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボ
ル系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路特性
推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出
力する。ここでは、図５Ｂ中の希望波のレプリカ信号成
分を生成するシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ
４３は、図２Ｂに示すように先行波のフェージング振幅
を−１に固定してある。複素シンボル系列候補群は遅延
時間がＴの遅延素子７６に入力されると共に複素乗算器
７７へも供給され、遅延素子７６の出力は複素乗算器７
８に供給される。複素乗算器７７の乗数は−１に固定さ
れ、複素乗算器７８には希望波の伝送路特性推定値が乗
数として与えられる。複素乗算器７７，７８の出力は複
素加算器７９で加算されて出力される。この複素乗算器
７７の乗数を−１に固定するのは、後述するパラメータ
推定回路８１で希望波の先行波のフェージング振幅を−
１に固定するという拘束条件の下で誤差信号の２乗平均
が最小となるようにしていることにもとづく。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 The configuration of Embodiment 1 of the present invention is shown in FIG. 1 by assigning the same reference numerals to parts corresponding to FIG. 5A (claim 1). Hereinafter, the number of interference waves to be considered is 1, that is, N is 1. Input terminal 26
, A received signal having a sampling period T / 2 is input. It is known that the deterioration due to the timing offset of the sampling clock can be compensated by using a transversal filter in which the delay time of the delay element is less than one symbol period T (Ungerboeck, G., “Fractional tap-spacing e”).
qualizer and consequence for clock recovery in dat
a modems ”,“ IEEE Trans.on Commun, Vol.COM-24, No.
8, pp. 856-864, Aug. 1976). Therefore, in the present invention, the received signal is input to the pre-filter means of the transversal filter whose delay time is smaller than 1T. That is, the received signal is input to the fractionally spaced transversal filter 71.
The filter 71 is, for example, a transversal filter having, for example, two stages of delay elements 72 having a delay time T / 2 as shown in FIG. 2A, and performs a convolution operation of a received signal and a tap coefficient input from an input terminal 73. The calculation result is output. The convolution operation has a function of selecting a signal having an optimum timing from received signals at different timings, and can adjust sampling timing adaptively. In an asynchronous system in which the reception timings of the desired wave and the interference wave do not coincide with each other, intersymbol interference that cannot be generated by the replica signal generation circuit 75 occurs. However, even with this intersymbol interference, the above-described convolution operation is canceled. The operation can be performed to compensate for the deterioration in the asynchronous system. The replica signal generation circuit 75 corresponding to the replica signal generation means has substantially the same configuration as the replica signal generation circuit 31 shown in FIG. 5B, and is composed of a complex symbol sequence candidate of a desired wave and a complex symbol sequence candidate of an interference wave. The convolution operation of the symbol sequence candidate group and the transmission path characteristic estimation value input from the input terminal 33 is performed, and the result is output as a replica signal. Here, the symbol-spacing transversal filter 43 for generating the replica signal component of the desired wave in FIG. 5B has the fading amplitude of the preceding wave fixed to −1 as shown in FIG. 2B. The complex symbol sequence candidate group is input to a delay element 76 having a delay time T and also supplied to a complex multiplier 77, and the output of the delay element 76 is a complex multiplier 7
8 is supplied. The multiplier of the complex multiplier 77 is fixed at −1, and the estimated value of the transmission path characteristic of the desired wave is given to the complex multiplier 78 as a multiplier. The outputs of complex multipliers 77 and 78 are added by complex adder 79 and output. The multiplier of the complex multiplier 77 is fixed at −1 because the fading amplitude of the preceding wave of the desired wave is −
This is based on the fact that the root-mean-square of the error signal is minimized under the constraint of fixing to 1.
【００１７】図１中の複素減算器３６は、前段フィルタ
７１の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号として出
力する。２乗演算回路３７は、その誤差信号の絶対値の
２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブランチ
メトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８に入力す
る。ビタビアルゴリズム回路３８は複素シンボル系列候
補群を出力し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系列推
定による信号判定を行う。具体的には、複素シンボル系
列候補群ごとにブランチメトリックの累積値として対数
尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメトリッ
クを最大とする複素シンボル系列候補群をビタビアルゴ
リズムにより求める。そして、選択された複素シンボル
系列候補群のうち希望波の複素シンボル候補を判定信号
として出力端子２８へ出力する。ここで、複素減算器３
６、２乗演算回路３７及びビタビアルゴリズム回路３８
は最尤系列推定手段に相当する。The complex subtractor 36 in FIG. 1 outputs a difference between the output of the pre-filter 71 and the replica signal as an error signal. The square operation circuit 37 inputs a value obtained by multiplying the square of the absolute value of the error signal by a negative constant to the Viterbi algorithm circuit 38 as likelihood information, that is, a branch metric. The Viterbi algorithm circuit 38 outputs a complex symbol sequence candidate group and performs signal determination by maximum likelihood sequence estimation using the Viterbi algorithm. Specifically, a log likelihood function, that is, a path metric, is calculated as the cumulative value of the branch metric for each complex symbol sequence candidate group, and a complex symbol sequence candidate group that maximizes the path metric is obtained by the Viterbi algorithm. Then, a complex symbol candidate of a desired wave in the selected complex symbol sequence candidate group is output to the output terminal 28 as a determination signal. Here, the complex subtractor 3
6, square operation circuit 37 and Viterbi algorithm circuit 38
Corresponds to maximum likelihood sequence estimation means.
【００１８】パラメータ推定手段に相当するパラメータ
推定回路８１は、受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、希望波の先行波のフェージング
振幅を−１（定数）に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を求め出力
する。ここで、希望波の先行波のフェージング振幅は伝
送路特性推定値の特定要素に相当する。A parameter estimating circuit 81 corresponding to parameter estimating means receives a received signal, a complex symbol sequence candidate group and an error signal as inputs and fixes a fading amplitude of a preceding wave of a desired wave to -1 (constant). Under
A tap coefficient and a transmission path characteristic estimated value are obtained and output so that the root mean square of the error signal is minimized, that is, based on the least square method. Here, the fading amplitude of the preceding wave of the desired wave corresponds to a specific element of the channel characteristic estimation value.
【００１９】上記の拘束条件がないと、最小２乗推定で
はタップ係数及び伝送路特性推定値は全て０になってし
まい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件はこの事
態を防ぐために必要となっている。拘束条件下での最小
２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き出力電力
最小化アルゴリズムとして、R.T.Jr.Compton著“Adapti
ve antennas ”(Prentice Hall出版1988年）の第６章に
記載されているが、希望波の先行波の複素シンボル候補
を基準信号と見なせば、通常の最小２乗法のアルゴリズ
ムが適用できる。Without the above constraint conditions, the tap coefficients and the estimated values of the channel characteristics are all zero in the least squares estimation, and the error rate characteristics are greatly degraded. Restraints are needed to prevent this. The least-squares method under the constrained condition is an algorithm for minimizing the output power of the adaptive array with the constrained condition by "Adapti" by RTJr. Compton.
ve antennas "(Prentice Hall Publishing, 1988), Chapter 6, but if a complex symbol candidate of a preceding wave of a desired wave is regarded as a reference signal, an ordinary least squares algorithm can be applied.
【００２０】以下では数式を用いてこのことを説明す
る。受信信号をｘ（ｋＴs ／Ｔ）、タップ係数を
｛Ｗp ｝とすると、図１中の分数間隔形トランスバーサ
ルフィルタ７１の出力信号ｙ（ｉ）は ｙ（ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−1/2)＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋1/2) （２） となる。ここで、* は複素共役である。一方、レプリカ
信号生成回路７５の出力であるレプリカ信号ｙe （ｉ）
は、時刻ｉＴにおける希望波及び干渉波の複素シンボル
候補をａm （ｉ），ｂm （ｉ），希望波及び干渉波の伝
送路特性推定値を｛ｈ0 （ｊ）｝，｛ｈ1 （ｊ）｝とす
ると、 ｙe （ｉ）＝Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） ＋Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （３） となる。誤差信号ｅm （ｉ）はｙ（ｉ）−ｙe （ｉ）で
あるから、式（２）及び式（３）を用いて ｅm （ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−１）＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋１） −Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） −Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （４） となる。この誤差信号ｅm （ｉ）を、７次元拡張受信信
号ベクトルＸext （ｉ）と７次元拡張重み付け係数ベ
クトルＷext で表すと ｅm （ｉ）＝Ｗex H Ｘex（ｉ） （５） となる。ここで、H は複素共役転置であり、Ｘ
ex（ｉ）とＷexは Ｘex H （ｉ）＝［ａm * （ｉ）ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ） ｂm * （ｉ−１）ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （６） Ｗex H ＝［−ｈ0 （０）−ｈ0 （１）−ｈ1 （０）−ｈ1 （１） ｗ1 * ｗ2 * ｗ3 * ］ （７） と定める。先行波のフェージング振幅を−１とする拘束
条件はｈ0 （０）＝−１であり、 Ｗex H Ｔex＝１（const.) （８） と表すことができる。ただし、Ｔexは７次元拡張ステ
アリング・ベクトルであり、 Ｔex H ＝［１００００００］ （９） である。Hereinafter, this will be described using mathematical expressions. Assuming that the received signal is x (kT s / T) and the tap coefficient is {W p }, the output signal y (i) of the fractionally spaced transversal filter 71 in FIG. 1 is y (i) = w 1 * x ( i−1 / 2) + w 2 * x (i) + w 3 * x (i + 1/2) (2) Where * is the complex conjugate. On the other hand, the replica signal y e (i) which is the output of the replica signal generation circuit 75
Are a m (i) and b m (i) as complex symbol candidates of a desired wave and an interference wave at time iT, and {h 0 (j)} and {h 1 When (j)}, y e ( i) = Σ j = 0 1 h 0 (j) a m (i-j) + Σ j = 0 1 h 1 (j) b m (i-j) (3) Becomes Since the error signal e m (i) is y (i) -y e (i ), formula (2) and (3) using e m (i) = w 1 * x (i-1) + w 2 * x (i) + w 3 * x (i + 1) -Σ j = 0 1 h 0 (j) a m (i-j) -Σ j = 0 1 h 1 (j) b m (i-j) ( 4) The error signal e m (i), 7-dimensional extension reception signal vector X ext (i) and 7-dimensional extension weighting coefficient is represented by a vector W ext e m (i) = W ex H X ex (i) (5) Becomes Where H is the complex conjugate transpose and X
ex (i) and W ex is X ex H (i) = [ a m * (i) a m * (i-1) b m * (i) b m * (i-1) x * (i-1 / 2) x * (i) x * (i + 1/2)] (6) W ex H = [- h 0 (0) -h 0 (1) -h 1 (0) -h 1 (1) w 1 * w 2 * w 3 *] defined as (7). Constraint that the fading amplitude of advance wave and -1 h 0 (0) = - 1 and can be expressed as W ex H T ex = 1 ( 8) (const.). Here, T ex is a 7-dimensional extended steering vector, and T ex H = [1,000,000] (9).
【００２１】式（８）の拘束条件で式（５）で表される
誤差信号ｅm （ｉ）の平均２乗を最小にするアルゴリズ
ムは、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして
知られているが、式（５）にｈ0 （０）＝−１を代入し
て以下のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリ
ズムが適用できる。 ｅm （ｉ）＝ａm （ｉ）−ＷH Ｘ（ｉ） （10） ここで、Ｘ（ｉ）は６次元受信信号ベクトル、Ｗは
６次元重み付け係数ベクトルであり、 ＸH （ｉ）＝［ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ）ｂm * （ｉ−１） ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （11） ＷH ＝［ｈ0 （１）ｈ1 （０）ｈ1 （１）−ｗ1 * −ｗ2 * −ｗ3 * ］ （12） と定める。式（１０）は最小２乗法における誤差信号の
標準形であり、希望波の先行波の複素シンボル候補ａm
（ｉ）を基準信号としＷexの代りにＷを推定するな
らば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。The algorithm that minimizes the mean square of the formula with constraints (5) an error signal e m (i) represented by the formula (8) is known as the dimension-output power minimization algorithm However, by substituting h 0 (0) = − 1 into equation (5) and transforming as follows, an ordinary least squares algorithm can be applied. In e m (i) = a m (i) -W H X (i) (10) where, X (i) is 6-dimensional received signal vector, W is a six-dimensional weighting coefficient vector, X H (i) = [a m * (i- 1) b m * (i) b m * (i-1) x * (i-1/2) x * (i) x * (i + 1/2)] (11) W H = [h 0 (1) h 1 (0) h 1 (1) −w 1 * −w 2 * −w 3 * ] (12) Equation (10) is a standard form of the error signal in the least squares method, and is a complex symbol candidate a m of a preceding wave of a desired wave.
If (i) the estimates of W in place of the reference signal and to W ex, can be applied ordinary least squares algorithm.
【００２２】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットがある場合
でも特性の劣化を抑えることができる。また、希望波と
干渉波の受信タイミングが一致していない非同期系にお
いても、レプリカ信号生成回路７５が生成できない符号
間干渉が発生し、特性劣化の原因となるが、これを前段
フィルタが波形等化器として打ち消すように適応的に動
作するので良好に動作する。In this embodiment, a received signal having a sampling period of T / 2 is used, and a convolution operation of the received signal and the tap coefficient is performed by the pre-filter means.
Adjusting sampling timing. Therefore, even if there is a timing offset of the sampling clock, deterioration of the characteristics can be suppressed. Also, in an asynchronous system in which the reception timings of the desired wave and the interference wave do not coincide with each other, intersymbol interference that cannot be generated by the replica signal generation circuit 75 occurs and causes characteristic deterioration. It operates satisfactorily because it operates adaptively so as to cancel as a gasifier.
【００２３】なお、ここではサンプリング周期をＴ／２
としたが、他のサンプリング周期の値（シンボル周期Ｔ
以下）への拡張は容易に行える。このように入力信号の
サンプリング周期は１シンボル周期より小とされるが、
レプリカ信号生成回路７５、パラメータ推定回路８１、
最尤系列推定手段での各処理は１シンボル周期ごとでよ
い。Here, the sampling period is T / 2.
However, other sampling period values (symbol period T
The following can be easily extended. As described above, the sampling period of the input signal is smaller than one symbol period.
Replica signal generation circuit 75, parameter estimation circuit 81,
Each process in the maximum likelihood sequence estimation means may be performed for each symbol period.
【００２４】また、希望波の先行波のフェージング振幅
を固定したが、遅延波のフェージング振幅を固定するこ
とも可能である。この場合、図２Ｂに示すシンボル間隔
形トランスバーサルフィルタの複素乗算器７８に固定値
が設定され、複素乗算器７７に伝送路特性推定値が設定
される。さらに、ビタビアルゴリズム回路３８で用いる
ビタビアルゴリズムは、演算量を削減するため、本来の
ビタビアルゴリズムよりも状態数を少なくするＤＤＦＳ
Ｅ（Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation)
等の簡易アルゴリズムで代用することも可能である（Ha
llen,A.D.and C.Heegard, “Delayed decision-feedbac
k sequence estimation ”，IEEE Trans. Commun,vol.C
OM-37,pp.428-436,May 1989)。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図３に図１と対応する部
分に同一符号を付けて示す（請求項２）。この構成は実
施例１をダイバーシチ受信の場合に拡張したものであ
り、同図では２ブランチを例に示した。まず、入力端子
２６1 及び２６2からそれぞれ２つのアンテナからの受
信信号が入力する。ここで、各受信信号のサンプリング
周期はＴ／２である。入力端子２６1 からの受信信号は
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 でタップ係
数と畳み込み演算され、入力端子２６2 からの受信信号
は分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１2 で異なる
タップ係数と畳み込み演算される。複素加算器８２は分
数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 及び７１2 の
出力信号を足しあわせて出力する。分数間隔形トランス
バーサルフィルタ７１1 及び７１2 は、図２Ａに示した
遅延時間Ｔ／２の遅延素子を持つトランスバーサルフィ
ルタである。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。ここで、分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１
1 及び７１2 、複素加算器８２は前段フィルタ手段に相
当する。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号
生成回路７５は、実施例１と同様に図５Ｂに示したもの
と同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と干
渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボル
系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路推定値
との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出力す
る。複素減算器３６は、前段フィルタ手段の出力、即ち
複素加算器８２の出力信号とレプリカ信号との差分を誤
差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤差信号
の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ち
ブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８
に入力する。ビタビアルゴリズム回路３８は実施例１と
同様に、複素シンボル系列候補群を出力し、最尤系列推
定による信号判定を行い希望波の判定信号を出力端子２
８へ出力する。ここで、複素減算器３６、２乗演算回路
３７及びビタビアルゴリズム回路３８は最尤系列推定手
段に相当する。Although the fading amplitude of the preceding wave of the desired wave is fixed, the fading amplitude of the delayed wave can be fixed. In this case, a fixed value is set in the complex multiplier 78 of the symbol-spacing type transversal filter shown in FIG. 2B, and a transmission path characteristic estimated value is set in the complex multiplier 77. Furthermore, the Viterbi algorithm used in the Viterbi algorithm circuit 38 has a DDFS that reduces the number of states compared to the original Viterbi algorithm in order to reduce the amount of computation.
E (Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation)
It is also possible to substitute a simple algorithm such as (Ha
llen, ADand C. Heegard, “Delayed decision-feedbac
k sequence estimation ”, IEEE Trans. Commun, vol.C
OM-37, pp. 428-436, May 1989). Embodiment 2 The configuration of another embodiment of the present invention is shown in FIG. 3 by attaching the same reference numerals to parts corresponding to FIG. 1 (claim 2). This configuration is an extension of the first embodiment in the case of diversity reception, and FIG. 1 shows two branches as an example. First, received signals from two antennas are input from the input terminals 26 1 and 26 2 , respectively. Here, the sampling period of each received signal is T / 2. The received signal from the input terminal 26 1 is convolved with the tap coefficients by the fractionally spaced transversal filter 71 1 , and the received signal from the input terminal 26 2 is convolved with the different tap coefficients by the fractionally spaced transversal filter 71 2. You. The complex adder 82 adds and outputs the output signals of the fractionally spaced transversal filters 71 1 and 71 2 . The fractionally spaced transversal filters 71 1 and 71 2 are transversal filters having delay elements with a delay time T / 2 shown in FIG. 2A. The convolution operation has a function of selecting a signal having an optimum timing from received signals at different timings, and can adjust sampling timing adaptively. In an asynchronous system in which the reception timings of the desired wave and the interference wave do not coincide with each other, intersymbol interference that cannot be generated by the replica signal generation circuit 75 occurs. However, even with this intersymbol interference, the above-described convolution operation is canceled. The operation can be performed to compensate for the deterioration in the asynchronous system. Here, the fractionally-spaced transversal filter 71
1 and 71 2 , and the complex adder 82 correspond to pre-stage filter means. The replica signal generation circuit 75 corresponding to the replica signal generation means has the same configuration as that shown in FIG. 5B as in the first embodiment, and is composed of a complex symbol sequence candidate of a desired wave and a complex symbol sequence candidate of an interference wave. The convolution operation is performed on the complex symbol sequence candidate group and the transmission channel estimation value input from the input terminal 33, and the result is output as a replica signal. The complex subtractor 36 outputs the output of the pre-filter means, that is, the difference between the output signal of the complex adder 82 and the replica signal as an error signal. The square operation circuit 37 uses a value obtained by multiplying the absolute value square of the error signal by a negative constant as likelihood information, that is, a branch metric, as a Viterbi algorithm circuit 38.
To enter. As in the first embodiment, the Viterbi algorithm circuit 38 outputs a complex symbol sequence candidate group, performs signal determination based on maximum likelihood sequence estimation, and outputs a desired signal determination signal to an output terminal 2.
8 is output. Here, the complex subtractor 36, the square operation circuit 37 and the Viterbi algorithm circuit 38 correspond to the maximum likelihood sequence estimating means.
【００２５】パラメータ推定手段に相当するパラメータ
推定回路８３は、入力端子２６1 及び２６2 から入力す
る受信信号、複素シンボル系列候補群と誤差信号を入力
として、希望波の先行波のフェージング振幅を−１（定
数）に固定するという拘束条件の下で、誤差信号の２乗
平均が最小となるように、即ち最小２乗法に基づきタッ
プ係数及び伝送路推定値を求め出力する。ここで、希望
波の先行波のフェージング振幅は伝送路特性推定値の特
定要素に相当する。The parameter estimation circuit 83 corresponding to the parameter estimation means, the received signal inputted from the input terminal 26 1 and 26 2, as an input complex symbol sequence candidates and the error signal, the fading amplitude of the preceding wave of the desired wave - Under the constraint condition that the error signal is fixed to 1 (constant), the tap coefficient and the transmission path estimation value are obtained and output so that the mean square of the error signal is minimized, that is, based on the least square method. Here, the fading amplitude of the preceding wave of the desired wave corresponds to a specific element of the channel characteristic estimation value.
【００２６】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、実
施例１と同様、サンプリングクロックのタイミングオフ
セットがある場合でも特性の劣化を抑えることができ、
希望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同
期系においても良好に動作する。加えて、複素加算器で
複数の分数間隔形トランスバーサルフィルタの出力を合
成しており、ダイバーシチ合成と等価な機能を有してい
る。従って、等化しきれない長い遅延時間の遅延波が到
来する場合や考慮外の干渉波が到来する場合でも、前段
フィルタ手段においてダイバーシチ合成により除去でき
るので、誤り率特性を維持できる。In this embodiment, a received signal having a sampling period of T / 2 is used, and a convolution operation of the received signal and the tap coefficient is performed by the pre-filter means.
Adjusting sampling timing. Therefore, similarly to the first embodiment, even when there is a timing offset of the sampling clock, deterioration of characteristics can be suppressed, and
It works well in an asynchronous system where the reception timings of the desired wave and the interference wave do not match. In addition, the outputs of a plurality of fractionally spaced transversal filters are synthesized by a complex adder, and have a function equivalent to diversity synthesis. Therefore, even when a delayed wave with a long delay time that cannot be equalized arrives or an interference wave that is not considered arrives, the error can be maintained because the pre-filter means can remove the delayed wave by diversity combining.
【００２７】[0027]
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
前段フィルタ手段において受信信号のタイミング調整を
行うので、受信信号のサンプリングクロックにタイミン
グオフセットがある場合でも良好に動作する。また、希
望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同期
系においても、劣化の要因となる符号間干渉を前段フィ
ルタが除去するので良好に動作する。また、ダイバーシ
チ受信への拡張構成では、等化しきれない長い遅延時間
の遅延波が到来する場合や考慮外の干渉波が到来する場
合でも、前段フィルタ手段においてダイバーシチ合成を
行うので、誤り率特性を維持できる。As described above, according to the present invention, the timing of the received signal is adjusted by the pre-filter means, so that the apparatus operates well even when the sampling clock of the received signal has a timing offset. Further, even in an asynchronous system in which the reception timings of the desired wave and the interference wave do not coincide with each other, the inter-symbol interference, which is a cause of deterioration, can be satisfactorily operated because the pre-filter removes the interference. In addition, in the extended configuration to diversity reception, even when a delayed wave with a long delay time that cannot be equalized arrives or when an interference wave that is not considered arrives, diversity combining is performed in the pre-filter means, so that the error rate characteristic is reduced. Can be maintained.
【００２８】この発明は同一キャリア周波数を多数のユ
ーザーが共用する無線システムに利用すると効果的であ
る。The present invention is effective when used in a radio system in which the same carrier frequency is shared by many users.
【図１】この発明の実施例１の機能構成を示すブロック
図。FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration according to a first embodiment of the present invention.
【図２】Ａは図１中の前段フィルタ手段としての分数間
隔形トランスバーサルフィルタ７１の構成例を示すブロ
ック図、Ｂは図１中のレプリカ信号生成回路７５におけ
る希望波のシンボル間隔形トランスバーサルフィルタの
構成例を示すブロック図である。2A is a block diagram showing a configuration example of a fractionally-spaced transversal filter 71 as a pre-stage filter means in FIG. 1, and FIG. 2B is a symbol-spaced transversal of a desired wave in the replica signal generation circuit 75 in FIG. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a filter.
【図３】この発明の実施例２の機能構成を示すブロック
図。FIG. 3 is a block diagram illustrating a functional configuration according to a second embodiment of the present invention.
【図４】従来の受信機の構成を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiver.
【図５】Ａは図４中の従来の非線形干渉キャンセラ２７
の構成を示すブロック図、Ｂは図５Ａ中のレプリカ信号
生成回路３１の構成例を示すブロック図である。FIG. 5A shows a conventional nonlinear interference canceller 27 shown in FIG.
FIG. 5B is a block diagram showing a configuration example of the replica signal generation circuit 31 in FIG. 5A.
【図６】Ａは図５Ｂ中のシンボル間隔形トランスバーサ
ルフィルタの構成例を示すブロック図、Ｂはビタビアル
ゴリズムの状態遷移図である。6A is a block diagram illustrating a configuration example of a symbol-spacing transversal filter in FIG. 5B, and FIG. 6B is a state transition diagram of a Viterbi algorithm.
【図７】Ａは受信信号とサンプリングタイミングの関係
を示す図、Ｂは希望波と干渉波の受信タイミングの説明
図である。7A is a diagram illustrating a relationship between a reception signal and a sampling timing, and FIG. 7B is a diagram illustrating reception timings of a desired wave and an interference wave.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 27/01 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｋ ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code FI H04L 27/01 H04L 27/00 K
Claims (2)
周期の受信信号を入力としてタップ係数との畳み込み演
算を行い、その演算結果を出力する前段フィルタ手段
と、 希望波の複素シンボル系列候補と、Ｎ波（但し、Ｎは自
然数）の干渉波の複素シンボル系列候補とで構成される
複素シンボル系列候補群を入力として、伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信
号として出力するレプリカ信号生成手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、希望波の判定信号と前
記複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列推定手段
と、 前記受信信号、前記複素シンボル系列候補群と前記誤差
信号を入力として、前記伝送路特性推定値の特定要素を
固定するという拘束条件の下で前記誤差信号の平均２乗
が最小となるように、前記タップ係数と前記伝送路特性
推定値を推定して出力するパラメータ推定手段とから構
成されることを特徴とする干渉キャンセラ。1. A pre-filter means for performing a convolution operation with a tap coefficient using a received signal having a sampling period shorter than one symbol period as an input and outputting the result of the convolution, a complex symbol sequence candidate of a desired wave, and an N wave A complex symbol sequence candidate group consisting of (where N is a natural number) complex symbol sequence candidates of an interference wave is input, a convolution operation is performed with the transmission path characteristic estimation value, and the operation result is output as a replica signal. A replica signal generation unit, a difference between the output of the pre-filter unit and the replica signal is used as an error signal, and the error signal is used as likelihood information to perform signal determination by maximum likelihood sequence estimation. A maximum likelihood sequence estimating means for outputting a symbol sequence candidate group, and the received signal, the complex symbol sequence candidate group and the error signal as inputs, Parameter estimation for estimating and outputting the tap coefficient and the transmission path characteristic estimation value such that the mean square of the error signal is minimized under the constraint that a specific element of the transmission path characteristic estimation value is fixed. And an interference canceller.
ル周期より短かいサンプリング周期の受信信号を入力と
して、これらの受信信号に対し各々異なるタップ係数と
の畳み込み演算を行い、その複数の演算結果を足しあわ
せたものを出力する前段フィルタ手段と、 希望波の複素シンボル系列候補と、Ｎ波（但し、Ｎは自
然数）の干渉波の複素シンボル系列候補とで構成される
複素シンボル系列候補群を入力として、伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信
号として出力するレプリカ信号生成手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、希望波の判定信号と前
記複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列推定手段
と、 前記受信信号、前記複素シンボル系列候補群と前記誤差
信号を入力として、前記伝送路特性推定値の特定要素を
固定するという拘束条件の下で前記誤差信号の平均２乗
が最小となるように、前記タップ係数と前記伝送路特性
推定値を推定し出力するパラメータ推定手段とから構成
されることを特徴とする干渉キャンセラ。2. Receiving signals from a plurality of antennas each having a sampling period shorter than one symbol period as input, performing convolution operation on these received signals with different tap coefficients, and adding a plurality of operation results. A pre-filter means for outputting the combined signal, a complex symbol sequence candidate group composed of a complex symbol sequence candidate of a desired wave and a complex symbol sequence candidate of an N-wave (where N is a natural number) interference wave are inputted. A convolution operation with the transmission path characteristic estimation value, a replica signal generation unit that outputs the operation result as a replica signal, and a difference between the output of the pre-stage filter unit and the replica signal as an error signal. Maximum likelihood for performing signal determination by maximum likelihood sequence estimation as likelihood information and outputting a determination signal of a desired wave and the complex symbol sequence candidate group Column estimating means, receiving the received signal, the complex symbol sequence candidate group and the error signal as inputs, and constraining a specific element of the transmission path characteristic estimation value to a minimum mean square of the error signal. An interference canceller comprising parameter estimating means for estimating and outputting the tap coefficient and the estimated value of the channel characteristic so that
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|---|---|---|---|
| JP33843596A JP3424724B2 (en) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | Interference canceller |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
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| JPH10178373A true JPH10178373A (en) | 1998-06-30 |
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| JP33843596A Expired - Fee Related JP3424724B2 (en) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | Interference canceller |
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| JP (1) | JP3424724B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003533945A (en) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | フランス テレコム | Method and system for repeatedly detecting and decoding received symbols combined with re-estimation of transmission channel coefficients |
| EP1562303A1 (en) * | 2004-02-03 | 2005-08-10 | NTT DoCoMo, Inc. | Signal separator |
-
1996
- 1996-12-18 JP JP33843596A patent/JP3424724B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2003533945A (en) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | フランス テレコム | Method and system for repeatedly detecting and decoding received symbols combined with re-estimation of transmission channel coefficients |
| EP1562303A1 (en) * | 2004-02-03 | 2005-08-10 | NTT DoCoMo, Inc. | Signal separator |
| CN100375396C (en) * | 2004-02-03 | 2008-03-12 | 株式会社Ntt都科摩 | Signal separator |
| US7409017B2 (en) | 2004-02-03 | 2008-08-05 | Ntt Docomo, Inc. | Signal separator |
Also Published As
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| JP3424724B2 (en) | 2003-07-07 |
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