JPH10174439A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH10174439A JPH10174439A JP35343696A JP35343696A JPH10174439A JP H10174439 A JPH10174439 A JP H10174439A JP 35343696 A JP35343696 A JP 35343696A JP 35343696 A JP35343696 A JP 35343696A JP H10174439 A JPH10174439 A JP H10174439A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 三相交流電源から直流を得る場合に、高調波
電流を低減するために三相形のアクティブフィルターを
用いることが一般的であり、装置が大形化する。 【解決手段】 (a)の「インバータ回路」はΔ結線の
三相交流２００Ｖを相毎にスイッチングして高周波変調
の交流平衡変調波を得る。 (a)の「高周波トランス
Ｙ」は２次側をＹ結線した高周波トランスで交流平衡変
調波を昇圧する。 (a)の「整流」はＹ結線方式の６パ
ルス整流回路である。一方、 (b)の「整流＋インバー
タ回路」は交流を両波整流して直流に変換し、スイッチ
ングして高周波を得る。 (b)の「高周波トランスΔ」
は高周波トランスで高周波を昇圧する。 (b)の「整
流」はΔ結線方式の６パルス整流回路である。 (a)と
号 (b)の「高周波フィルター」は高周波成分を平滑す
る平滑回路であり、これらを結合して１２パルス整流回
路を構成することにより三相交流入力電流の高調波電流
は大幅に低減される。
電流を低減するために三相形のアクティブフィルターを
用いることが一般的であり、装置が大形化する。 【解決手段】 (a)の「インバータ回路」はΔ結線の
三相交流２００Ｖを相毎にスイッチングして高周波変調
の交流平衡変調波を得る。 (a)の「高周波トランス
Ｙ」は２次側をＹ結線した高周波トランスで交流平衡変
調波を昇圧する。 (a)の「整流」はＹ結線方式の６パ
ルス整流回路である。一方、 (b)の「整流＋インバー
タ回路」は交流を両波整流して直流に変換し、スイッチ
ングして高周波を得る。 (b)の「高周波トランスΔ」
は高周波トランスで高周波を昇圧する。 (b)の「整
流」はΔ結線方式の６パルス整流回路である。 (a)と
号 (b)の「高周波フィルター」は高周波成分を平滑す
る平滑回路であり、これらを結合して１２パルス整流回
路を構成することにより三相交流入力電流の高調波電流
は大幅に低減される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電源から
直流を得る直流電源装置に関する。
直流を得る直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来は、低周波トランスによる１２パル
ス、２４パルスの直流電源装置、または、高周波に変換
してから整流する６パルスの直流電源装置であった。
ス、２４パルスの直流電源装置、または、高周波に変換
してから整流する６パルスの直流電源装置であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
直流電源装置では、低周波のために装置が大形である。
または、高周波による小形装置目的の場合は６パルスと
なるため高調波電流が大となる。この高調波電流を低減
するためには三相形のアクティブフィルター回路を用い
ることが一般的である。この三相アクティブフィルター
方式は制御が複雑であると同時に、三角波スイッチング
のためにロスが増大し、スイッチング素子も大形とな
り、効率も低下し、装置全体としての高周波ノイズも増
加する。しかも、このノイズに対応するためには装置が
大形化するという問題がある。
直流電源装置では、低周波のために装置が大形である。
または、高周波による小形装置目的の場合は６パルスと
なるため高調波電流が大となる。この高調波電流を低減
するためには三相形のアクティブフィルター回路を用い
ることが一般的である。この三相アクティブフィルター
方式は制御が複雑であると同時に、三角波スイッチング
のためにロスが増大し、スイッチング素子も大形とな
り、効率も低下し、装置全体としての高周波ノイズも増
加する。しかも、このノイズに対応するためには装置が
大形化するという問題がある。
【０００４】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、三相交流電源から直流を得る場合に、小形で
軽量しかも高調波電流を大幅に削減した直流電源装置を
提供することを目的とする。
のであり、三相交流電源から直流を得る場合に、小形で
軽量しかも高調波電流を大幅に削減した直流電源装置を
提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の基本構成は、直
流電源装置の整流回路を、三相交流電源と３０°位相差
の６パルス整流回路と三相交流電源と同相の６パルス整
流回路とからなる１２パルス整流回路としたことであ
る。すなわち、三相交流電源と３０°位相差の６パルス
整流回路は、三相交流のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎のインバー
タ回路からの出力を高周波トランスで変圧し、Ｙ結線さ
れた高周波トランスの２次側出力を整流している。ま
た、三相交流電源と同相の６パルス整流回路は、Δ結線
の三相交流を直接変換した直流をスイッチングするイン
バータ回路からの出力を高周波トランスで変圧し、高周
波トランスの２次側出力を整流している。これらの６パ
ルス整流回路を結合して１２パルス整流回路とすること
によって、高調波電流を低減するための三相形のアクテ
ィブフィルター回路を用いる必要がなく、小形軽量で高
効率となり、高調波電流が大幅に低減され、ノイズ対応
のために装置が大形化するという問題も解消される。
流電源装置の整流回路を、三相交流電源と３０°位相差
の６パルス整流回路と三相交流電源と同相の６パルス整
流回路とからなる１２パルス整流回路としたことであ
る。すなわち、三相交流電源と３０°位相差の６パルス
整流回路は、三相交流のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎のインバー
タ回路からの出力を高周波トランスで変圧し、Ｙ結線さ
れた高周波トランスの２次側出力を整流している。ま
た、三相交流電源と同相の６パルス整流回路は、Δ結線
の三相交流を直接変換した直流をスイッチングするイン
バータ回路からの出力を高周波トランスで変圧し、高周
波トランスの２次側出力を整流している。これらの６パ
ルス整流回路を結合して１２パルス整流回路とすること
によって、高調波電流を低減するための三相形のアクテ
ィブフィルター回路を用いる必要がなく、小形軽量で高
効率となり、高調波電流が大幅に低減され、ノイズ対応
のために装置が大形化するという問題も解消される。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明の直流電源装置は、三相交
流電源から直流を得る直流電源装置において、整流回路
を三相交流電源と３０°位相差の６パルス整流回路と三
相交流電源と同相の６パルス整流回路とからなる１２パ
ルス整流回路としたことに特徴を有している。
流電源から直流を得る直流電源装置において、整流回路
を三相交流電源と３０°位相差の６パルス整流回路と三
相交流電源と同相の６パルス整流回路とからなる１２パ
ルス整流回路としたことに特徴を有している。
【０００７】また、本発明の直流電源装置は、三相交流
のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流をインバータ回路で直接高
周波に変換し、変換されたこれらの高周波出力を２次側
をＹ結線した高周波トランスで変圧し、変圧されたこれ
らの高周波出力を全波整流する三相交流電源と３０°位
相差の６パルス整流回路と、三相交流を全波整流の整流
回路で直流に整流し、整流されたこの直流出力をインバ
ータ回路で高周波に変換し、変換されたこの高周波出力
を全波整流する三相交流電源と同相の６パルス整流回路
とからなる１２パルス整流回路を構成したことに特徴を
有している。
のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流をインバータ回路で直接高
周波に変換し、変換されたこれらの高周波出力を２次側
をＹ結線した高周波トランスで変圧し、変圧されたこれ
らの高周波出力を全波整流する三相交流電源と３０°位
相差の６パルス整流回路と、三相交流を全波整流の整流
回路で直流に整流し、整流されたこの直流出力をインバ
ータ回路で高周波に変換し、変換されたこの高周波出力
を全波整流する三相交流電源と同相の６パルス整流回路
とからなる１２パルス整流回路を構成したことに特徴を
有している。
【０００８】更に、本発明の直流電源装置は、タイミン
グパルスを出力するＰＷＭ制御回路により、三相交流の
Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流を直接高周波に変換するイン
バータ回路と、三相交流を全波整流した直流を高周波に
変換するインバータ回路のスイッチング同期をとること
に特徴を有している。
グパルスを出力するＰＷＭ制御回路により、三相交流の
Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流を直接高周波に変換するイン
バータ回路と、三相交流を全波整流した直流を高周波に
変換するインバータ回路のスイッチング同期をとること
に特徴を有している。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の実施例における基本構成を示
している。入力電源は、Δ結線の三相交流２００Ｖであ
る。記号 (a)の「インバータ回路」は交流２００Ｖを
相毎に直接スイッチングして交流入力波形に同期した高
周波変調の交流平衡変調波を得る。記号 (a)の「高周
波トランスＹ」は２次側をＹ結線した３ケの高周波トラ
ンスで相毎に交流平衡変調波を昇圧する。記号 (a)の
「整流」は両波整流するＹ結線方式の６パルス整流回路
であり、整流された直流における山の数は６（図では省
略して３）ケである。なお、図面上の数値０は、電流ま
たは電圧の０を意味している。記号 (a)の「高周波フ
ィルター」は高周波成分を平滑する。
明する。図１は、本発明の実施例における基本構成を示
している。入力電源は、Δ結線の三相交流２００Ｖであ
る。記号 (a)の「インバータ回路」は交流２００Ｖを
相毎に直接スイッチングして交流入力波形に同期した高
周波変調の交流平衡変調波を得る。記号 (a)の「高周
波トランスＹ」は２次側をＹ結線した３ケの高周波トラ
ンスで相毎に交流平衡変調波を昇圧する。記号 (a)の
「整流」は両波整流するＹ結線方式の６パルス整流回路
であり、整流された直流における山の数は６（図では省
略して３）ケである。なお、図面上の数値０は、電流ま
たは電圧の０を意味している。記号 (a)の「高周波フ
ィルター」は高周波成分を平滑する。
【００１０】一方、記号 (b)の「整流＋インバータ回
路」はΔ結線の三相交流２００Ｖを両波整流して山が６
（図では省略して３）ケある直流に変換し、スイッチン
グして高周波を得る。記号 (b)の「高周波トランス
Δ」は１ケの高周波トランスで高周波を昇圧する。記号
(b)の「整流」は両波整流するΔ結線方式の６パルス
整流回路であり、記号 (b)の「高周波フィルター」は
高周波成分を平滑する平滑回路である。先のＹ結線方式
の６パルス整流回路とこのΔ結線方式の６パルス整流回
路の結合により１２パルス整流回路を構成し、三相交流
入力電流の高調波電流を大幅に低減している。従って、
小形軽量であると共に１２パルス整流方式により高力率
となり高調波電流も大幅に減少する。
路」はΔ結線の三相交流２００Ｖを両波整流して山が６
（図では省略して３）ケある直流に変換し、スイッチン
グして高周波を得る。記号 (b)の「高周波トランス
Δ」は１ケの高周波トランスで高周波を昇圧する。記号
(b)の「整流」は両波整流するΔ結線方式の６パルス
整流回路であり、記号 (b)の「高周波フィルター」は
高周波成分を平滑する平滑回路である。先のＹ結線方式
の６パルス整流回路とこのΔ結線方式の６パルス整流回
路の結合により１２パルス整流回路を構成し、三相交流
入力電流の高調波電流を大幅に低減している。従って、
小形軽量であると共に１２パルス整流方式により高力率
となり高調波電流も大幅に減少する。
【００１１】図２は、本発明の実施例における回路図で
ある。図において、１はＰＷＭ制御回路、Ｃ１〜Ｃ１０
はコンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１８は整流素子、ＨＬ１，ＨＬ
２はチョーク、Ｑ７，Ｑ８はスイッチ、ＱＤ１〜ＱＤ６
は双方向スイッチ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ＴＲ，ＴＳ，Ｔ
Ｔ，Ｔ０は高周波トランス、ＶＲは可変抵抗である。
ある。図において、１はＰＷＭ制御回路、Ｃ１〜Ｃ１０
はコンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１８は整流素子、ＨＬ１，ＨＬ
２はチョーク、Ｑ７，Ｑ８はスイッチ、ＱＤ１〜ＱＤ６
は双方向スイッチ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ＴＲ，ＴＳ，Ｔ
Ｔ，Ｔ０は高周波トランス、ＶＲは可変抵抗である。
【００１２】双方向スイッチＱＤ１，ＱＤ２とコンデン
サＣ１，Ｃ２によりハーフブリッジインバータを構成し
ており、交流入力電源（Ｒ，Ｓ）電源を直接高周波に変
換し、変換された高周波は高周波トランスＴＲに印加さ
れる。同様に、双方向スイッチＱＤ３，ＱＤ４とコンデ
ンサＣ３，Ｃ４のインバータ及び双方向スイッチＱＤ
５，ＱＤ６とコンデンサＣ５，Ｃ６のインバータによる
動作により、高周波トランスＴＳ，ＴＴに高周波が印加
される。従って、交流入力電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）と同位相
の平衡変調波形が印加されるため、高周波トランスＴ
Ｒ，ＴＳ，ＴＴにより変圧を行うと共に高周波トランス
ＴＲ，ＴＳ，ＴＴの２次巻線のＹ結線とＤ１〜６の高速
整流素子により３０°位相違いの三相全波整流回路構成
することができる。チョークＨＬ１とコンデンサＣ７の
高周波フィルターにより変調高調波成分がカットされ、
低周波成分のみの６パルス直流出力Ｅ１となる。
サＣ１，Ｃ２によりハーフブリッジインバータを構成し
ており、交流入力電源（Ｒ，Ｓ）電源を直接高周波に変
換し、変換された高周波は高周波トランスＴＲに印加さ
れる。同様に、双方向スイッチＱＤ３，ＱＤ４とコンデ
ンサＣ３，Ｃ４のインバータ及び双方向スイッチＱＤ
５，ＱＤ６とコンデンサＣ５，Ｃ６のインバータによる
動作により、高周波トランスＴＳ，ＴＴに高周波が印加
される。従って、交流入力電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）と同位相
の平衡変調波形が印加されるため、高周波トランスＴ
Ｒ，ＴＳ，ＴＴにより変圧を行うと共に高周波トランス
ＴＲ，ＴＳ，ＴＴの２次巻線のＹ結線とＤ１〜６の高速
整流素子により３０°位相違いの三相全波整流回路構成
することができる。チョークＨＬ１とコンデンサＣ７の
高周波フィルターにより変調高調波成分がカットされ、
低周波成分のみの６パルス直流出力Ｅ１となる。
【００１３】一方、交流入力電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を整流
素子Ｄ８〜Ｄ１３からなる全波整流回路で直接直流に変
換する。スイッチＱ７，Ｑ８とコンデンサＣ８，Ｃ９と
からなるハーフブリッジインバータにより直流を高周波
に変換する。高周波を高周波トランスＴ０により変圧
し、整流素子Ｄ１４〜Ｄ１７の単相全波整流回路により
再度直流に変換し、チョークＨＬ２とコンデンサＣ１０
の高周波フィルターにより変調高調波成分がカットさ
れ、低周波成分のみの６パルスの直流出力Ｅ２となる。
素子Ｄ８〜Ｄ１３からなる全波整流回路で直接直流に変
換する。スイッチＱ７，Ｑ８とコンデンサＣ８，Ｃ９と
からなるハーフブリッジインバータにより直流を高周波
に変換する。高周波を高周波トランスＴ０により変圧
し、整流素子Ｄ１４〜Ｄ１７の単相全波整流回路により
再度直流に変換し、チョークＨＬ２とコンデンサＣ１０
の高周波フィルターにより変調高調波成分がカットさ
れ、低周波成分のみの６パルスの直流出力Ｅ２となる。
【００１４】第１のコンバータのブロック (a)は３０°
位相の異なる６パルス電源であり、第２のコンバータの
ブロック (b)と直列（または並列）に接続することによ
り合成出力（Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２）は１２パルスとなる。
従って、第１のコンバータのブロック (a)に流れる電流
をＩ２、第２のコンバータのブロック (b)に流れる電流
をＩ３、合計の交流入力電流をＩ１とすると、交流入力
（Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３）は１２パルス整流回路と同様とな
るために力率が向上し、高調波電流が低減される。
位相の異なる６パルス電源であり、第２のコンバータの
ブロック (b)と直列（または並列）に接続することによ
り合成出力（Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２）は１２パルスとなる。
従って、第１のコンバータのブロック (a)に流れる電流
をＩ２、第２のコンバータのブロック (b)に流れる電流
をＩ３、合計の交流入力電流をＩ１とすると、交流入力
（Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３）は１２パルス整流回路と同様とな
るために力率が向上し、高調波電流が低減される。
【００１５】直流出力の調整は、各インバータ回路のＰ
ＷＭ制御１により行う。電流Ｉ２は高周波変圧器ＴＲ，
ＴＳ，ＴＴの２次巻線のＹ結線により三相入力交流電源
の位相と３０°異なる６パルス交流波形であり、電流Ｉ
３は三相入力電源と同位相の６パルス交流電流波形とな
る。従って、Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３であるから、電流Ｉ１の
交流電流波形は１２パルス電流波形となる。このために
は、三相入力電源の相位相を忠実に高周波トランスの２
次側に再現することが必要であり、双方向スイッチＱＤ
１〜ＱＤ６によるスイッチングの転流タイミングはＲ
相，Ｓ相，Ｔ相共に完全に同時タイミングであることが
絶対条件となる。すなわち、２相信号のＰＷＭ制御回路
１の制御により、双方向スイッチＱＤ１，ＱＤ３，ＱＤ
５のゲートＧ１，Ｇ３，Ｇ５は同時、また、双方向スイ
ッチＱＤ２，ＱＤ４，ＱＤ６のＧ２，Ｇ４，Ｇ６も同時
にタイミングをとる。
ＷＭ制御１により行う。電流Ｉ２は高周波変圧器ＴＲ，
ＴＳ，ＴＴの２次巻線のＹ結線により三相入力交流電源
の位相と３０°異なる６パルス交流波形であり、電流Ｉ
３は三相入力電源と同位相の６パルス交流電流波形とな
る。従って、Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３であるから、電流Ｉ１の
交流電流波形は１２パルス電流波形となる。このために
は、三相入力電源の相位相を忠実に高周波トランスの２
次側に再現することが必要であり、双方向スイッチＱＤ
１〜ＱＤ６によるスイッチングの転流タイミングはＲ
相，Ｓ相，Ｔ相共に完全に同時タイミングであることが
絶対条件となる。すなわち、２相信号のＰＷＭ制御回路
１の制御により、双方向スイッチＱＤ１，ＱＤ３，ＱＤ
５のゲートＧ１，Ｇ３，Ｇ５は同時、また、双方向スイ
ッチＱＤ２，ＱＤ４，ＱＤ６のＧ２，Ｇ４，Ｇ６も同時
にタイミングをとる。
【００１６】また、本方式は高周波の三相電源（５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚ）であるため高周波トランスの二次側
巻線の結線により１２パルスは当然ながら、２４パルス
も構成することが可能（１５°の位相差を作ることによ
り）である。
ｚまたは６０Ｈｚ）であるため高周波トランスの二次側
巻線の結線により１２パルスは当然ながら、２４パルス
も構成することが可能（１５°の位相差を作ることによ
り）である。
【００１７】図３〜５は入力三相２００Ｖ，５０Ｈｚ、
出力ＤＣ５００Ｖ，５Ａの直流電源装置における三相交
流波形及び高調波電流特性を示したものである。図３
（ａ）は回路図における交流電流Ｉ１の電流波形を示す
図である。図から明らかなように、５０Ｈｚの正弦波で
ある。（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す表であ
る。表は１％以上の歪み率だけを抜粋して棒状グラフに
したものである。第１のコンバータのブロック（Ｙ回
路） (a)と第２のコンバータのブロック（Δ回路） (b)
との合成特性の交流電流波形は、１２パルスであり歪率
も１２．３６％と理論値に近い値を示している。従っ
て、本発明回路を使用することにより高周波における１
２パルス整流回路が完全に成立するため、高力率、小形
軽量で高調波電流を低減した直流電源装置となる。すな
わち、直列（または並列）に接続することにより合成出
力（Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２）は１２パルスとなり、交流入力
（Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３）は１２パルス整流回路と同様とな
るために力率が向上し、高調波電流が低減される。
出力ＤＣ５００Ｖ，５Ａの直流電源装置における三相交
流波形及び高調波電流特性を示したものである。図３
（ａ）は回路図における交流電流Ｉ１の電流波形を示す
図である。図から明らかなように、５０Ｈｚの正弦波で
ある。（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す表であ
る。表は１％以上の歪み率だけを抜粋して棒状グラフに
したものである。第１のコンバータのブロック（Ｙ回
路） (a)と第２のコンバータのブロック（Δ回路） (b)
との合成特性の交流電流波形は、１２パルスであり歪率
も１２．３６％と理論値に近い値を示している。従っ
て、本発明回路を使用することにより高周波における１
２パルス整流回路が完全に成立するため、高力率、小形
軽量で高調波電流を低減した直流電源装置となる。すな
わち、直列（または並列）に接続することにより合成出
力（Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２）は１２パルスとなり、交流入力
（Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３）は１２パルス整流回路と同様とな
るために力率が向上し、高調波電流が低減される。
【００１８】図４（ａ）は回路図における記号Ｉ２の電
流波形を示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み
率を示す表である。第１のコンバータのブロック（Ｙ回
路）(a)の交流電流波形は、６パルスであり歪率も２
７．３１％と理論値に近い値を示している。
流波形を示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み
率を示す表である。第１のコンバータのブロック（Ｙ回
路）(a)の交流電流波形は、６パルスであり歪率も２
７．３１％と理論値に近い値を示している。
【００１９】図５（ａ）は回路図における記号Ｉ３の電
流波形を示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み
率を示す表である。第２のコンバータのブロック（Δ回
路）(b)の交流電流波形は、６パルスであり歪率も３
０．１２％と理論値に近い値を示している。
流波形を示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み
率を示す表である。第２のコンバータのブロック（Δ回
路）(b)の交流電流波形は、６パルスであり歪率も３
０．１２％と理論値に近い値を示している。
【００２０】図６は、本発明の実施例における高周波変
調交流波形を示す図であり、入力は５０Ｈｚの三相であ
る。上段の波形は、回路図の記号ＥＲにおける高周波変
調交流波形（平衡変調波形）の包絡線である。中段の波
形は、回路図の記号ＥＳにおける高周波変調交流波形
（平衡変調波形）の包絡線である。下段の波形は、回路
図の記号ＥＴにおける高周波変調交流波形（平衡変調波
形）の包絡線である。なお、横軸のメモリは３．３・・
ｍｓ（位相角６０°）／ｄｉｖである。これらの高周波
変調交流波形（平衡変調波形）は三相交流電源と同相で
ある。
調交流波形を示す図であり、入力は５０Ｈｚの三相であ
る。上段の波形は、回路図の記号ＥＲにおける高周波変
調交流波形（平衡変調波形）の包絡線である。中段の波
形は、回路図の記号ＥＳにおける高周波変調交流波形
（平衡変調波形）の包絡線である。下段の波形は、回路
図の記号ＥＴにおける高周波変調交流波形（平衡変調波
形）の包絡線である。なお、横軸のメモリは３．３・・
ｍｓ（位相角６０°）／ｄｉｖである。これらの高周波
変調交流波形（平衡変調波形）は三相交流電源と同相で
ある。
【００２１】図７は、本発明の実施例における直流出力
電圧波形を示す図であり、入力は５０Ｈｚの三相であ
る。上段の直流出力電圧波形は、回路図の高周波トラン
スＴＲ，ＴＳ，ＴＴのＹ結線の２次巻線の出力を全波整
流した出力電圧Ｅ１の波形である。下段の直流出力電圧
波形は、回路図の高周波トランスＴＯの２次巻線の出力
を全波整流した出力電圧Ｅ２の波形である。なお、横軸
のメモリは２ｍｓ／ｄｉｖである。横軸のメモリから明
らかなように、出力電圧Ｅ１の波形と出力電圧Ｅ２の波
形では３０°（約１．７ｍｓ）の位相差があることが分
かる。
電圧波形を示す図であり、入力は５０Ｈｚの三相であ
る。上段の直流出力電圧波形は、回路図の高周波トラン
スＴＲ，ＴＳ，ＴＴのＹ結線の２次巻線の出力を全波整
流した出力電圧Ｅ１の波形である。下段の直流出力電圧
波形は、回路図の高周波トランスＴＯの２次巻線の出力
を全波整流した出力電圧Ｅ２の波形である。なお、横軸
のメモリは２ｍｓ／ｄｉｖである。横軸のメモリから明
らかなように、出力電圧Ｅ１の波形と出力電圧Ｅ２の波
形では３０°（約１．７ｍｓ）の位相差があることが分
かる。
【００２２】図８は、本発明の実施例における総合直流
出力電圧波形を示す図である。図７の出力電圧Ｅ１と出
力電圧Ｅ２を結合したＥ０の波形である。なお、横軸の
メモリは２ｍｓ／ｄｉｖである。横軸のメモリから明ら
かなように、出力電圧Ｅ０の波形は３０°（約１．７ｍ
ｓ）位相差の１２パルスから成っていることが分かる。
出力電圧波形を示す図である。図７の出力電圧Ｅ１と出
力電圧Ｅ２を結合したＥ０の波形である。なお、横軸の
メモリは２ｍｓ／ｄｉｖである。横軸のメモリから明ら
かなように、出力電圧Ｅ０の波形は３０°（約１．７ｍ
ｓ）位相差の１２パルスから成っていることが分かる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の直流電源
装置は、三相交流電源から直流を得る直流電源装置にお
いて、整流回路を三相交流電源と３０°位相差の６パル
ス整流回路と三相交流電源と同相の６パルス整流回路と
からなる１２パルス整流回路としたので高調波電流を低
減するための三相形のアクティブフィルター回路を用い
る必要がなく、小形軽量で高効率となり、高調波電流が
大幅に低減され、ノイズ対応のため装置が大形化すると
いう問題も解消される。
装置は、三相交流電源から直流を得る直流電源装置にお
いて、整流回路を三相交流電源と３０°位相差の６パル
ス整流回路と三相交流電源と同相の６パルス整流回路と
からなる１２パルス整流回路としたので高調波電流を低
減するための三相形のアクティブフィルター回路を用い
る必要がなく、小形軽量で高効率となり、高調波電流が
大幅に低減され、ノイズ対応のため装置が大形化すると
いう問題も解消される。
【００２４】また、本発明の直流電源装置は、三相交流
のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流をインバータ回路で直接高
周波に変換し、変換されたこれらの高周波出力を２次側
をＹ結線した高周波トランスで変圧し、変圧されたこれ
らの高周波出力を全波整流する三相交流電源と３０°位
相差の６パルス整流回路と、三相交流を全波整流の整流
回路で直流に整流し、整流されたこの直流出力をインバ
ータ回路で高周波に変換し、変換されたこの高周波出力
を全波整流する三相交流電源と同相の６パルス整流回路
とからなる１２パルス整流回路を構成したので、シンプ
ルな回路構成ながら、１２パルス整流回路の効果を十分
に発揮することができる。
のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流をインバータ回路で直接高
周波に変換し、変換されたこれらの高周波出力を２次側
をＹ結線した高周波トランスで変圧し、変圧されたこれ
らの高周波出力を全波整流する三相交流電源と３０°位
相差の６パルス整流回路と、三相交流を全波整流の整流
回路で直流に整流し、整流されたこの直流出力をインバ
ータ回路で高周波に変換し、変換されたこの高周波出力
を全波整流する三相交流電源と同相の６パルス整流回路
とからなる１２パルス整流回路を構成したので、シンプ
ルな回路構成ながら、１２パルス整流回路の効果を十分
に発揮することができる。
【００２５】更に、本発明の直流電源装置は、タイミン
グパルスを出力するＰＷＭ制御回路により、三相交流の
Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流を直接高周波に変換するイン
バータ回路と、三相交流を全波整流した直流を高周波に
変換するインバータ回路のスイッチング同期をとるの
で、変動の少ない高周波を得ることができ、１２パルス
整流回路の効果を安定した状態で得ることができる。
グパルスを出力するＰＷＭ制御回路により、三相交流の
Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流を直接高周波に変換するイン
バータ回路と、三相交流を全波整流した直流を高周波に
変換するインバータ回路のスイッチング同期をとるの
で、変動の少ない高周波を得ることができ、１２パルス
整流回路の効果を安定した状態で得ることができる。
【図１】本発明の実施例における基本構成を説明する概
要図である。
要図である。
【図２】本発明の実施例における回路図である。
【図３】（ａ）は回路図における記号Ｉ１の電流波形を
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
【図４】（ａ）は回路図における記号Ｉ２の電流波形を
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
【図５】（ａ）は回路図における記号Ｉ３の電流波形を
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
示す図であり、（ｂ）はその高調波次数と歪み率を示す
表である。
【図６】本発明の実施例における高周波変調交流波形を
示す図である。
示す図である。
【図７】本発明の実施例における直流出力電圧波形を示
す図である。
す図である。
【図８】本発明の実施例における総合直流出力電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
１ ＰＷＭ制御回路 Ｃ１〜Ｃ１０ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ１８ 整流素子 ＨＬ１，ＨＬ２ チョーク Ｑ７，Ｑ８ スイッチ ＱＤ１〜ＱＤ６ 双方向スイッチ Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗 ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ，Ｔ０ 高周波トランス ＶＲ 可変抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 寺脇 元二 東京都武蔵野市中町２丁目４番15号 エ ヌ・ティ・ティ・アドバンステクノロジ株 式会社東京支社内 (72)発明者 菅原 庸 埼玉県蕨市錦町１丁目３番11号 株式会社 千代田内
Claims (3)
- 【請求項１】 三相交流電源から直流を得る直流電源装
置において、 整流回路を三相交流電源と３０°位相差の６パルス整流
回路と三相交流電源と同相の６パルス整流回路とからな
る１２パルス整流回路としたことを特徴とする直流電源
装置。 - 【請求項２】 前記三相交流電源と３０°位相差の６パ
ルス整流回路は、 三相交流のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流をインバータ回路
で直接高周波に変換し、変換されたこれらの高周波出力
を２次側をＹ結線した高周波トランスで変圧し、変圧さ
れたこれらの高周波出力を全波整流する回路であり、 前記三相交流電源と同相の６パルス整流回路は、 三相交流を全波整流の整流回路で直流に整流し、整流さ
れたこの直流出力をインバータ回路で高周波に変換し、
変換されたこの高周波出力を全波整流する回路であるこ
とを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。 - 【請求項３】 タイミングパルスを出力するＰＷＭ制御
回路により、三相交流のＲ相，Ｓ相，Ｔ相毎に交流を直
接高周波に変換するインバータ回路と、三相交流を全波
整流した直流を高周波に変換するインバータ回路のスイ
ッチング同期をとることを特徴とする請求項２記載の直
流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8353436A JP3032167B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8353436A JP3032167B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10174439A true JPH10174439A (ja) | 1998-06-26 |
| JP3032167B2 JP3032167B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=18430837
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8353436A Expired - Fee Related JP3032167B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3032167B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267580A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Ohira Denshi Kk | 電子トランス |
| JP2007312585A (ja) * | 2006-05-15 | 2007-11-29 | Ohira Denshi Kk | 非接触電力電装装置 |
-
1996
- 1996-12-16 JP JP8353436A patent/JP3032167B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267580A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Ohira Denshi Kk | 電子トランス |
| JP2007312585A (ja) * | 2006-05-15 | 2007-11-29 | Ohira Denshi Kk | 非接触電力電装装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3032167B2 (ja) | 2000-04-10 |
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