JPH10161667A - Audio device - Google Patents

Audio device

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JPH10161667A
JPH10161667A JP32167096A JP32167096A JPH10161667A JP H10161667 A JPH10161667 A JP H10161667A JP 32167096 A JP32167096 A JP 32167096A JP 32167096 A JP32167096 A JP 32167096A JP H10161667 A JPH10161667 A JP H10161667A
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audio
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adaptive
audio signal
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Tomohiko Ise
友彦 伊勢
Masaichi Akiyasu
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To set a desired delay time to a delay equipment so that an audio sound in non-control band and an audio sound in control band can simultaneously reach an observation point. SOLUTION: An adaptive signal processing part 75 in a delay time determining part 70 executes adaptive signal processing to simulate the signal propagating system of non-control band in a cabinet internal acoustic space by an adaptive filter 71, and a maximum coefficient/delay time searching part 76 determines the peak position of impulse response of the signal propagating system in reference to the coefficient value of the adaptive filter 71, determines a signal propagating time td from this peak position, and sets the difference Δt between the signal propagating time (t) in control band and td to a delay equipment 61 as a delay time, so that the audio signal in control band and the audio signal in non-control band simultaneously can reach an observation point.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明はオーディオ装置に係わ
り、特に特定帯域のオーディオ信号を目標応答となるよ
うに制御するオーディオ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an audio device, and more particularly, to an audio device for controlling an audio signal of a specific band so as to have a target response.

【０００２】[0002]

【従来の技術】車室内は、密閉された狭い空間である。
従って、短時間で反射が起こり、音波が干渉しあうた
め、聴取点までの伝達特性は、非常に複雑なものとな
る。また、左右非対称な場所で音楽等を聴いているの
で、左右スピーカからの伝達特性も大きく違ってしま
う。かかる車室内の悪影響を取り除き、車室内における
音響特性の改善を目的としたオーディオ装置が望まれて
いる。このため、適応等化器を用いて再生空間の複数点
（制御点）において、振幅、位相特性を含めて所望の特
性となるようにする制御が提案されている。2. Description of the Related Art A vehicle interior is a closed narrow space.
Therefore, reflection occurs in a short time, and the sound waves interfere with each other, so that the transfer characteristic to the listening point becomes very complicated. In addition, since music or the like is listened to in an asymmetrical place, the transfer characteristics from the left and right speakers will be greatly different. There is a demand for an audio device for removing such adverse effects in the vehicle interior and improving acoustic characteristics in the vehicle interior. For this reason, a control has been proposed in which a plurality of points (control points) in a reproduction space have desired characteristics including amplitude and phase characteristics using an adaptive equalizer.

【０００３】図７は適応等化システムの基本構成図であ
り、１はオーディオ信号ｘ(n)を出力するオーディオソ
ース（チューナ、テープデッキ、ＣＤプレーヤ等）、２
は目標応答特性（インパルスレスポンス特性）Ｈが設定
され、オーディオ信号ｘ(n)が入力されて目標信号ｄ(n)
を出力する目標応答設定部、４は車室内音響空間の聴取
位置(観測点)における音を検出するマイク、５は検出さ
れた音楽信号ｄ^(n)とフィルタ２から出力される目標信
号ｄ(n)との誤差e(n)を演算する演算部、６は前記誤差
ｅ(n)のパワーが最小となるように信号ｙ(n)を発生する
適応信号処理装置、７は該信号ｙ(n)に応じた音を車室
内音響空間８に放射するスピーカである。FIG. 7 is a diagram showing the basic configuration of an adaptive equalization system. Reference numeral 1 denotes an audio source (tuner, tape deck, CD player, etc.) for outputting an audio signal x (n);
Is set to a target response characteristic (impulse response characteristic) H, an audio signal x (n) is input, and a target signal d (n)
, A microphone for detecting a sound at a listening position (observation point) in the vehicle interior acoustic space, 5 a detected music signal d ^ (n) and a target signal d output from the filter 2 a calculation unit for calculating an error e (n) with respect to (n); an adaptive signal processing device 6 for generating a signal y (n) such that the power of the error e (n) is minimized; The speaker emits a sound corresponding to (n) to the vehicle interior acoustic space 8.

【０００４】目標応答設定部２には、オーディオ信号が
オーディオソース１の出力端からスピーカ７を介してマ
イク４に到達するまでの信号遅延時間をｔとすると、該
時間ｔの遅延特性を有し、全オーディオ周波数帯域でフ
ラットな特性（ゲイン１の特性）が設定される。すなわ
ち、目標応答設定部２には、図８（ａ）に示すようにゲ
イン１のフラットな周波数特性を備え、インパルス応答
が図８（ｂ）に示すように遅延時間ｔを有する特性が設
定される。この目標応答設定部２は、ＦＩＲ型デジタル
フィルタの前記遅延時間ｔに対応する係数を１にし、他
の係数を０にすることにより実現できる。例えば、１サ
ンプリング時間をτ、遅延時間をｔとすればｔ／τ番目
のＦＩＲデジタルフィルタの係数を１にし、その他の係
数を０にすることにより実現できる。The target response setting section 2 has a delay characteristic of the time t, where t is a signal delay time from the output end of the audio source 1 to the microphone 4 via the speaker 7. , Flat characteristics (gain 1 characteristics) are set in all audio frequency bands. That is, the target response setting unit 2 is provided with a flat frequency characteristic of a gain 1 as shown in FIG. 8A, and a characteristic in which the impulse response has a delay time t as shown in FIG. 8B. You. The target response setting unit 2 can be realized by setting the coefficient corresponding to the delay time t of the FIR digital filter to 1 and setting the other coefficients to 0. For example, if one sampling time is τ and the delay time is t, it can be realized by setting the coefficient of the t / τth FIR digital filter to 1 and setting the other coefficients to 0.

【０００５】適応信号処理装置６は、オーディオ信号ｘ
(n)を参照信号として入力されると共に、前記演算部５
から出力されるエラ−信号ｅ(n)を入力され、該エラ−
信号のパワーが最小となるように適応信号処理を行って
信号ｙ(n)を出力する。適応信号処理装置６は、適応信
号処理部（ＬＭＳ）６ａと、ＦＩＲ型のデジタルフィル
タ構成の適応フィルタ６ｂと、参照信号ｘ(n)にスピー
カ７から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達関
数）Ｃ^を畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号
（フィルタードリファレンス信号）ｒ(n)を生成するフ
ィルタ６ｃを有している。[0005] The adaptive signal processing device 6 generates an audio signal x.
(n) is input as a reference signal and the operation unit 5
The error signal e (n) output from the
The adaptive signal processing is performed so that the signal power is minimized, and the signal y (n) is output. The adaptive signal processing device 6 includes an adaptive signal processing unit (LMS) 6a, an adaptive filter 6b having a FIR type digital filter configuration, and a propagation characteristic of a sound propagation system from the speaker 7 to the listening position for the reference signal x (n) ( Transfer function) C ^ is convolved to generate a reference signal (filtered reference signal) r (n) for use in adaptive signal processing.

【０００６】適応信号処理部６ａは聴取位置におけるエ
ラー信号ｅ(n)と信号処理フィルタ６ｃを介して入力さ
れる適応信号処理用参照信号ｒ(n)が入力され、これら
の信号を用いて聴取位置における音楽信号ｄ^(n)が目標
信号ｄ(n)と等しくなるように適応信号処理を行って適
応フィルタ６ｂの係数を決定する。例えば、適応信号処
理部６ａは周知のＬＭＳ(Least Mean Square)適応アル
ゴリズムに従って、エラ−信号ｅ(n)のパワーが最小と
なるように適応フィルタ６ｂの係数を決定する。適応フ
ィルタ６ｂは適応信号処理部６ａにより決定された係数
に従ってオーディオ信号ｘ(n)にデジタルフィルタ処理
を施して信号ｙ(n)を出力する。従って、適応信号処理
によりエラー信号ｅ(n)のパワーが最小となるように適
応フィルタ６ｂの係数が収束すれば、聴取位置におい
て、音楽信号ｄ^(n)が目標信号ｄ(n)と等しくなり、目
標応答設定部２に設定した伝達特性Ｈ（周波数特性がフ
ラット）の理想的な空間で音を聴取したのと同等の音の
聴取ができるという効果を得られる。The adaptive signal processor 6a receives the error signal e (n) at the listening position and the reference signal r (n) for adaptive signal processing input via the signal processing filter 6c, and uses these signals to listen. The adaptive signal processing is performed so that the music signal d ^ (n) at the position becomes equal to the target signal d (n), and the coefficient of the adaptive filter 6b is determined. For example, the adaptive signal processing unit 6a determines the coefficient of the adaptive filter 6b according to the well-known LMS (Least Mean Square) adaptation algorithm so that the power of the error signal e (n) is minimized. The adaptive filter 6b subjects the audio signal x (n) to digital filter processing according to the coefficient determined by the adaptive signal processing unit 6a, and outputs a signal y (n). Therefore, if the coefficients of the adaptive filter 6b converge so that the power of the error signal e (n) is minimized by the adaptive signal processing, the music signal d ^ (n) becomes equal to the target signal d (n) at the listening position. That is, an effect is obtained that the same sound can be heard as when the sound is heard in an ideal space of the transfer characteristic H (the frequency characteristic is flat) set in the target response setting section 2.

【０００７】適応フィルタ６ｂは図９に示すように、Ｎ
タップのＦＩＲ型デジタルフィルタで構成され、例え
ば、入力信号を順次１サンプリング時間遅延する（Ｎ−
１）個の遅延要素ＤＬ1，ＤＬ2・・・ＤＬN-1と、各遅
延要素出力に係数ｗ0(n)，ｗ1(n)，ｗ2(n)・・・ｗ
N-1(n)を乗算するＮ個の乗算部ＭＬ0，ＭＬ1，・・・Ｍ
ＬN-1と、各乗算部出力を順次加算する加算部ＡＤ0，Ａ
Ｄ1・・・ＡＤN-1で実現される。すなわち、現時刻ｎ・
Ｔsにおける参照信号をｘ(n)、その時の各乗算器の係数
をｗ0(n)，ｗ1(n)，ｗ2(n)・・・ｗN-1(n)、出力信号を
ｙ(n)とすれば、適応フィルタ６ｂは次式[0007] As shown in FIG.
It is composed of a tap FIR digital filter. For example, the input signal is sequentially delayed by one sampling time (N−
1) delay elements DL 1 , DL 2 ... DL N−1, and coefficients w 0 (n), w 1 (n), w 2 (n).
N multiplying units ML 0 , ML 1 ,... M for multiplying N−1 (n)
L N−1 and the adders AD 0 and A that sequentially add the outputs of the multipliers
It is implemented by D 1 ··· AD N-1. That is, the current time n
The reference signal in Ts x (n), w 0 the coefficients of the multipliers at the time (n), w 1 (n ), w 2 (n) ··· w N-1 (n), the output signal y (n), the adaptive filter 6b is given by

【０００８】[0008]

【数１】 の演算を実行し、信号ｙ(n)を出力する。(Equation 1) And outputs a signal y (n).

【０００９】フィルタ６ｃは図１０に示すように、ＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタで構成され、例えば、入力信号を
順次１サンプリング時間遅延する（Ｍ−１）個の遅延要
素ＤＬ1，ＤＬ2・・・ＤＬM-1と、各遅延要素出力に係
数c0，c1，c2・・・cM-1を乗算するＭ個の乗算部Ｍ
Ｌ0，ＭＬ1，・・・ＭＬM-1と、各乗算部出力を順次加
算する加算部ＡＤ0，ＡＤ1・・・ＡＤM-1で実現され
る。係数c0，c1，c2・・・cM- 1は二次音伝搬系（スピー
カから観測点までの系）の伝搬特性を模擬するように決
定されている。時刻ｎ・Ｔsにおける参照信号をｘ(n)、
出力(フィルタードX信号)をｒ(n)とすれば、フィルタ６
ｃは次式[0009] As shown in FIG.
Is composed of R-type digital filter, for example, are sequentially 1 sampling time delayed input signal (M-1) number of delay elements DL 1, DL 2 ··· DL and M-1, coefficient c 0 to the delay element output , C 1 , c 2 ... C M−1 multiplying units M
L 0, ML 1, and ··· ML M-1, is realized by an adder AD 0, AD 1 ··· AD M -1 for successively adding each multiplication unit output. The coefficients c 0 , c 1 , c 2, ..., C M- 1 are determined so as to simulate the propagation characteristics of the secondary sound propagation system (system from the speaker to the observation point). The reference signal at time n · Ts is x (n),
If the output (filtered X signal) is r (n), filter 6
c is the following equation

【００１０】[0010]

【数２】 の演算を実行してフィルタードX信号ｒ(n)を出力する。(Equation 2) And outputs a filtered X signal r (n).

【００１１】適応信号処理部６ａは、１サンプリング時
刻Ｔs後の次の時刻(ｎ+1)・Ｔsにおける適応フィルタ６
ｂの係数ｗ0(n+1)，ｗ1(n+1)，ｗ2(n+1)・・・ｗN-1(n+
1)を、現時刻ｎ・Ｔτにおける係数ｗ0(n)，ｗ1(n)，ｗ
2(n)・・・ｗN-1(n)とエラー信号ｅ（n）とフィルター
ドX信号ｒ（n）を用いて次の係数更新式により決定す
る。The adaptive signal processing section 6a outputs the adaptive filter 6 at the next time (n + 1) · Ts after one sampling time Ts.
coefficient w 0 (n + 1), w 1 (n + 1), w 2 (n + 1)... w N−1 (n +
1) is converted to coefficients w 0 (n), w 1 (n), w at the current time n · Tτ.
2 (n)... W N−1 (n), an error signal e (n), and a filtered X signal r (n) are determined by the following coefficient update formula.

【００１２】[0012]

【数３】 (Equation 3)

【００１３】ただし、ｊ番目のフィルタ係数更新式は ｗj(n+1)＝ｗj(n)＋α・ｒ(n-j+1)・ｅ(n) (4) で与えられる。(3)式において、(n)は現サンプリング時
刻の値、(n+1)は１サンプリング時刻後の値、(n-1)は１
サンプリング時刻前の値、(n-2)は２サンプリング時刻
前の値、・・・を意味している。又、αは適応フィルタの
係数を更新するステップを決める定数であり、適当な値
に設定される。フィルタードＸ ＬＭＳ適応アルゴリズ
ムによる処理においては、上記(1)〜(3)式の演算を１サ
ンプリング時間内に行って、信号 ｙ(n)を出力する。However, the j-th filter coefficient update equation is given by w j (n + 1) = w j (n) + αr (n-j + 1) e (n) (4). In equation (3), (n) is the value at the current sampling time, (n + 1) is the value after one sampling time, and (n-1) is 1
The value before the sampling time, (n−2) means the value two sampling times before,.... Α is a constant that determines a step of updating the coefficient of the adaptive filter, and is set to an appropriate value. In the processing by the filtered XLMS adaptive algorithm, the operations of the above equations (1) to (3) are performed within one sampling time, and a signal y (n) is output.

【００１４】以上のように、適応信号処理部６ａは、聴
取位置におけるエラー信号ｅ(n)とフィルタ６ｃを介し
て入力される適応信号処理用参照信号ｒ(n)が入力さ
れ、これらの信号を用いて聴取位置における音楽信号ｄ
^(n)が目標信号ｄ(n)と等しくなるように適応信号処理
を行うことで適応フィルタ６ｂの係数を決定する。適応
フィルタ６ｂは適応信号処理部６ａにより決定された係
数に従ってオーディオ信号ｘ(n)にデジタルフィルタ処
理を施して信号ｙ(n)を出力する。従って、適応信号処
理によりエラー信号ｅ(n)のパワーが最小となるように
適応フィルタ６ｂの係数が所定値に収束すれば、聴取位
置において、デジタルフィルタ２に設定した伝達特性Ｈ
を有する空間で音を聴取することと等価な効果を得るこ
とができる。As described above, the adaptive signal processing section 6a receives the error signal e (n) at the listening position and the adaptive signal processing reference signal r (n) input via the filter 6c, and receives these signals. The music signal d at the listening position using
The coefficient of the adaptive filter 6b is determined by performing adaptive signal processing so that ^ (n) becomes equal to the target signal d (n). The adaptive filter 6b subjects the audio signal x (n) to digital filter processing according to the coefficient determined by the adaptive signal processing unit 6a, and outputs a signal y (n). Therefore, if the coefficient of the adaptive filter 6b converges to a predetermined value so that the power of the error signal e (n) is minimized by the adaptive signal processing, the transfer characteristic H set in the digital filter 2 at the listening position.
An effect equivalent to listening to a sound in a space having the above can be obtained.

【００１５】適応等化システムにおいて、以上のように
全帯域の制御を行うのは当然のやり方である。しかし、
膨大な演算量となり、その処理をリアルタイムで行おう
とすれば、ＤＳＰが数十個必要になるという問題があ
る。そこで、特定の周波数帯域のみ、例えば、２００Ｈ
ｚ以下の低音の再生品質を向上するために低音域のみを
ターゲットとした適応イコライザが提案されている。図
１１はかかる適応イコライザの構成図であり、図７と同
一部分には同一符号を付している。図７と異なる点は、
オーディオソース１の後段に低音域を通過するバンド
パスフィルタ（ＬＰＦ）９を設け、その出力を目標応答
設定部２と適応信号処理装置６に入力している点、全
帯域のオーディオ信号を入力されてオーディオ音を車室
内音響空間８に放射する第２のスピーカ１０を設けた
点、第２のスピーカ１０の前段にオーディオ信号を遅
延する遅延器１１を設け、オーディオソース１の出力端
から第１のスピーカ７を介してマイク４に到る信号遅延
時間をｔ、第２のスピーカ１０からマイク４までの信号
遅延時間をｔｄとするとき、Δｔ（＝ｔ−ｔｄ）の時間
を遅延器１１に設定して全帯域のオーディオ信号をΔｔ
遅延して第２のスピーカ１０に入力する点である。In the adaptive equalization system, it is natural to control the entire band as described above. But,
There is a problem that the amount of calculation becomes enormous, and if the processing is to be performed in real time, several tens of DSPs are required. Therefore, only a specific frequency band, for example, 200H
In order to improve the reproduction quality of bass sound below z, an adaptive equalizer that targets only the bass range has been proposed. FIG. 11 is a configuration diagram of such an adaptive equalizer, and the same parts as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals. The difference from FIG.
A band pass filter (LPF) 9 that passes a low frequency range is provided at a stage subsequent to the audio source 1, and the output is input to the target response setting unit 2 and the adaptive signal processing device 6. A second speaker 10 that emits audio sound to the vehicle interior acoustic space 8 is provided, and a delay unit 11 that delays an audio signal is provided in a stage preceding the second speaker 10. When the signal delay time reaching the microphone 4 via the speaker 7 is t and the signal delay time from the second speaker 10 to the microphone 4 is td, the time Δt (= t−td) is given to the delay unit 11. Set the audio signal of all bands to Δt
The point is that the signal is input to the second speaker 10 with a delay.

【００１６】この適応イコライザによれば、適応フィル
タ６ｂはローパスフィルタ９で制限された低音域（特定
帯域）のみにおいて再生系（スピーカ７からマイク位置
までの伝達特性）の逆フィルタになりつつ、目標信号ｄ
(n)となるように動作する。そして、特定帯域のみを制
御することにより演算量を図７の適応等化システムに比
べて削減することができる。According to this adaptive equalizer, the adaptive filter 6b becomes an inverse filter of the reproduction system (the transfer characteristic from the speaker 7 to the microphone position) only in the low frequency range (specific band) limited by the low-pass filter 9, and Signal d
It operates to become (n). Then, by controlling only the specific band, the amount of calculation can be reduced as compared with the adaptive equalization system of FIG.

【００１７】ところで、図１１の特定帯域のみをターゲ
ットにした適応イコライザにおいては、全帯域のオーデ
ィオ信号が遅延器１１→第２のスピーカ１０→音響伝搬
系を介してマイク４に到達する時刻と、特定帯域のオー
ディオ信号がローパスフィルタ９→適応信号処理装置６
→第１のスピーカ７→音響伝搬系を介してマイク４に到
達する時刻を一致させる必要がある。すなわち、遅延器
１１に正確な遅延時間Δｔを設定する必要がある。時間
ｔは目標応答設定部２に設計者が設定する時間であるた
め既知である。しかし、第２のスピーカ１０からマイク
４までの信号伝搬時間ｔｄは既知でない。このため、従
来は図１２に示すようにＦＦＴアナライザで構成された
相関関数演算部１２を第２のスピーカ１０からマイク４
までの信号伝搬系に並行して設け、該相関関数演算部１
２により第２のスピーカ１０への入力信号とマイク４の
出力信号との相互相関演算を行って信号伝搬時間（遅延
時間）ｔｄを厳密に測定し、遅延器１１に遅延時間Δｔ
（＝ｔ−ｔｄ）を設定している。In the adaptive equalizer which targets only a specific band in FIG. 11, the audio signal of the entire band reaches the microphone 4 via the delay unit 11 → the second speaker 10 → the sound propagation system, and An audio signal of a specific band is a low-pass filter 9 → adaptive signal processing device 6
It is necessary to match the time of arrival at the microphone 4 via the first speaker 7 → the sound propagation system. That is, it is necessary to set an accurate delay time Δt in the delay unit 11. The time t is known because it is a time set by the designer in the target response setting unit 2. However, the signal propagation time td from the second speaker 10 to the microphone 4 is not known. For this reason, conventionally, as shown in FIG. 12, a correlation function operation unit 12 composed of an FFT analyzer is connected to the microphone 4 from the second speaker 10.
Provided in parallel with the signal propagation system up to
2 to calculate the signal propagation time (delay time) td strictly by performing a cross-correlation operation between the input signal to the second speaker 10 and the output signal of the microphone 4, and to add the delay time Δt to the delay device 11.
(= T−td).

【００１８】図１３は相関関数演算による遅延時間測定
の説明図である。信号ｈ(n)が遅延して信号ｇ(n)になっ
たものとすると、相関関数値は次式FIG. 13 is an explanatory diagram of delay time measurement by calculation of a correlation function. Assuming that the signal h (n) is delayed and becomes the signal g (n), the correlation function value is expressed by the following equation.

【数４】 を演算することに得られる。尚、(5)式において、τは
サンプリング時間、ｍτはシフト時間である。この(5)
式は信号ｈ(n)と信号ｇ(n+m)の対応する値の積を演算し
てその総和を相関関数値とするものであり、両信号が時
間的に一致するとき相関関数値が最大になる。従って、
図１３（ａ）、（ｂ）に示すように一方の信号波形、例
えば信号ｇ(n)を１サンプリング時間τづつ順にずらし
てゆき、その都度、(5)式により両信号波形の相関関数
値を演算し、相関関数値が最大になるシフト時間を求め
れば、該シフト時間が信号ｈ(n)と信号ｇ(n)の遅延時間
となる。尚、図１３（ａ）の信号ｇ(n)はシフト時間
０、図１３（ｂ）の信号ｇ(n+１)はシフト時間が１τで
ある。(Equation 4) Is obtained. In equation (5), τ is a sampling time, and mτ is a shift time. This (5)
The equation calculates the product of the corresponding values of the signal h (n) and the signal g (n + m) and sets the sum thereof as a correlation function value. When the two signals are temporally coincident, the correlation function value is Be the largest. Therefore,
As shown in FIGS. 13 (a) and 13 (b), one signal waveform, for example, the signal g (n) is sequentially shifted by one sampling time τ, and each time, the correlation function value of both signal waveforms is calculated by the equation (5). Is calculated, and the shift time at which the correlation function value becomes maximum is obtained, the shift time becomes the delay time between the signal h (n) and the signal g (n). The signal g (n) in FIG. 13A has a shift time of 0, and the signal g (n + 1) in FIG. 13B has a shift time of 1τ.

【００１９】[0019]

【発明が解決しようとする課題】(5)式から明らかなよ
うに、サンプリングポイント数がＮの時間波形の１回の
相関関数演算に必要な積の回数は(N2+2N-1)回で、和の
回数は{(N-1)2+2N-1}回となる。しかし、１回の相関関
数演算だけでは推定誤差が大きいため、複数回測定を行
いその平均を取る必要がある。そのため、平均回数をＡ
回とすると全体の積和演算回数は、 [A{N2+2N-1+(N-1)2+2N-1}+(A-1)(2N-1)] 回となり、非常に多くの積和演算を必要とする。As is apparent from equation (5), the number of products required for one correlation function operation of a time waveform having N sampling points is (N 2 + 2N−1). And the number of sums is {(N-1) 2 + 2N-1}. However, since the estimation error is large by only one correlation function operation, it is necessary to measure a plurality of times and take the average. Therefore, the average number is A
And the total number of multiply-accumulate operations is [A {N 2 + 2N-1 + (N-1) 2 + 2N-1} + (A-1) (2N-1)] Is required.

【００２０】また、相関関数演算では、図１４（ａ）に
示すように信号ｇ(n)のシフト時間が大きくなるほど積
和数が少なくなって推定誤差が大きくなる。すなわち、
サンプリング数をＮ、シフト時間をｍτとすると、積和
数が（Ｎ−ｍ）になり、信号ｇ(n)のシフト時間ｍτが
大きくなるほど積和数が少なくなり、演算誤差が大きく
なる。そこで、図１４（ｂ）に示すように信号遅延時間
よりも十分長い時間、信号ｈ，ｇをサンプリングし、サ
ンプリング数Ｎを増加する必要があり、ますます演算量
が増大する。以上より、相関関数値を演算する従来の遅
延時間測定方法では積和演算数が非常に多くなり、所望
の遅延時間ｔｄの測定に長時間を必要とする問題があっ
た。In the correlation function calculation, as shown in FIG. 14A, as the shift time of the signal g (n) increases, the sum of products decreases and the estimation error increases. That is,
Assuming that the sampling number is N and the shift time is mτ, the sum of products is (N−m). As the shift time mτ of the signal g (n) increases, the sum of products decreases, and the calculation error increases. Therefore, as shown in FIG. 14B, it is necessary to sample the signals h and g for a time sufficiently longer than the signal delay time, and to increase the number of samplings N, which further increases the amount of calculation. As described above, in the conventional delay time measuring method for calculating the correlation function value, the number of product-sum operations becomes very large, and there is a problem that it takes a long time to measure the desired delay time td.

【００２１】本発明の目的は、簡単な構成で、かつ短時
間に第２スピーカからマイク位置（観測点）までの信号
伝搬時間（信号遅延時間）ｔｄを測定できるようにする
ことである。本発明の目的は、所望の遅延時間Δｔ（＝
ｔ−ｔｄ）を遅延器に設定して非制御帯域のオーディオ
音と制御帯域のオーディオ音が同時に観測点に到達でき
るようにすることである。An object of the present invention is to make it possible to measure the signal propagation time (signal delay time) td from the second speaker to the microphone position (observation point) with a simple configuration and in a short time. An object of the present invention is to provide a desired delay time Δt (=
(t-td) is set in the delay device so that the audio sound in the non-control band and the audio sound in the control band can reach the observation point at the same time.

【００２２】[0022]

【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
れば、オーディオ信号の特定帯域成分を通過するフィル
タ、所定の伝達特性が設定され、特定帯域のオーディオ
信号に該伝達特性を畳み込んで目標信号を出力する目標
信号出力手段、目標信号と観測点で検出されたオーディ
オ信号との差であるエラー信号を出力する手段、特定帯
域のオーディオ信号及び前記エラー信号を入力され、該
エラー信号のパワーが最小となるように適応信号処理を
行って適応フィルタの係数を決定し、該適応フィルタに
より特定帯域のオーディオ信号にフィルタ処理を施して
出力する適応信号処理装置、オーディオ信号を設定時間
Δｔ遅延する遅延部、前記適応フィルタから出力される
オーディオ信号を入力されてオーディオ音を音響空間に
放射する第１のスピーカ、前記遅延部から出力されるオ
ーディオ信号を入力されてオーディオ音を音響空間に放
射する第２のスピーカ、第２のスピーカから前記観測点
までの音響伝搬系のインパルス応答を演算し、インパル
ス応答が最大値を示すまでの時間を用いて前記遅延時間
Δｔを前記遅延部に設定する遅延時間決定手段を備えた
オーディオ装置により達成される。According to the present invention, there is provided a filter for passing a specific band component of an audio signal, a predetermined transfer characteristic is set, and the transfer characteristic is convolved with the audio signal of the specific band. A target signal output means for outputting a target signal, a means for outputting an error signal which is a difference between the target signal and an audio signal detected at an observation point, an audio signal of a specific band and the error signal, and the error signal The adaptive signal processing apparatus performs adaptive signal processing to determine the coefficient of the adaptive filter so as to minimize the power of the adaptive signal, filters the audio signal of a specific band by the adaptive filter, and outputs the audio signal. A delay unit that receives an audio signal output from the adaptive filter and emits an audio sound to an acoustic space; A second speaker that receives an audio signal output from the delay unit and emits audio sound to an acoustic space, and calculates an impulse response of a sound propagation system from the second speaker to the observation point, This is achieved by an audio device including a delay time determining unit that sets the delay time Δt in the delay unit using a time until a response indicates a maximum value.

【００２３】又、上記課題は本発明によれば、遅延時間
決定手段を、第２のスピーカから観測点までの音響伝搬
系の伝達特性（インパルスレスポンス）を模擬し、オー
ディオ信号が入力されるＦＩＲデジタルフィルタ構成の
適応フィルタ、該適応フィルタから出力されるオーディ
オ信号と観測点で検出されたオーディオ信号との差であ
るエラー信号を出力する手段、該エラー信号とオーディ
オ信号を入力され、該エラー信号のパワーが最小となる
ように適応信号処理を行って前記適応フィルタの係数を
決定する適応信号処理部、適応フィルタの係数が収束し
た時、最大の係数を探索して第２のスピーカから観測点
までの音響伝搬系のインパルス応答が最大値を示すまで
の時間を求め、該時間を用いて前記延時間Δｔを前記遅
延部に設定する手段で構成することにより達成される。Further, according to the present invention, the present invention provides a delay time determining means which simulates a transfer characteristic (impulse response) of a sound propagation system from a second speaker to an observation point, and outputs a FIR signal to which an audio signal is inputted. An adaptive filter having a digital filter configuration, a means for outputting an error signal which is a difference between an audio signal output from the adaptive filter and an audio signal detected at an observation point, and an error signal receiving the error signal and the audio signal, An adaptive signal processing unit that performs adaptive signal processing to determine the coefficient of the adaptive filter so that the power of the adaptive filter is minimized. When the coefficient of the adaptive filter converges, the maximum coefficient is searched for and the observation point is obtained from the second speaker. To obtain the maximum value of the impulse response of the sound propagation system up to the maximum value, and use the time to set the delay time Δt in the delay unit. In is accomplished by configuring.

【００２４】[0024]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

（Ａ）全体の構成 図１は本発明のオーディオ装置の構成図である。図中、
５１はオーディオ信号ｘ(n)を出力するオーディオソー
ス（チューナ、テープデッキ、ＣＤプレーヤ等）、５２
は目標応答特性（インパルスレスポンス）Ｈが設定さ
れ、オーディオ信号ｘ(n)が入力されて目標信号ｄ(n)を
出力する目標応答設定部、５４は車室内音響空間の聴取
位置(観測点)における音を検出するマイク、５５は検出
された音楽信号ｄ^(n)と目標応答設定部５２から出力さ
れる目標信号ｄ(n)との誤差e(n)を演算する演算部、５
６は前記誤差ｅ(n)のパワーが最小となるように信号ｙ
(n)を発生する適応信号処理装置であり、適応信号処理
部（ＬＭＳ）５６ａと適応フィルタ５６ｂと適応信号処
理に用いる参照信号ｒ(n)を生成するフィルタ５６ｃで
構成されている。５７は信号ｙ(n)に応じた音を車室内
音響空間５８に放射する第１のスピーカである。(A) Overall Configuration FIG. 1 is a configuration diagram of an audio device of the present invention. In the figure,
Reference numeral 51 denotes an audio source (a tuner, a tape deck, a CD player, etc.) for outputting an audio signal x (n);
Is a target response setting unit for setting a target response characteristic (impulse response) H, receiving an audio signal x (n) and outputting a target signal d (n), and 54 is a listening position (observation point) in the vehicle interior acoustic space. A calculation unit 55 for calculating an error e (n) between the detected music signal d ^ (n) and the target signal d (n) output from the target response setting unit 52;
6 is a signal y such that the power of the error e (n) is minimized.
This is an adaptive signal processing device that generates (n), and includes an adaptive signal processing unit (LMS) 56a, an adaptive filter 56b, and a filter 56c that generates a reference signal r (n) used for adaptive signal processing. Reference numeral 57 denotes a first speaker that emits a sound corresponding to the signal y (n) to the vehicle interior acoustic space 58.

【００２５】５９はローパスフィルタ（ＬＰＦ）で、特
定帯域例えば２００Ｈｚ以下の低音域（制御帯域）の信
号成分を通過して目標応答設定部５２と適応信号処理装
置５６に入力するもの、６０は全帯域のオーディオ信号
を入力されてオーディオ音を車室内空間音響空間５８に
放射する第２のスピーカ、６１は全帯域のオーディオ信
号を所定時間Δｔ遅延する遅延器である。オーディオソ
ース５１の出力端から第１のスピーカ５７を介してマイ
ク５４に到る特定帯域の信号伝搬時間（信号遅延時間）
をｔ、第２のスピーカ６０からマイク５４までの全帯域
の信号伝搬時間（信号遅延時間）をｔｄとするとき、特
定帯域と全帯域のオーディオ音が同時に観測点に到達す
るようにΔｔ（＝ｔ−ｔｄ）の遅延時間が遅延器６１に
設定される。７０は遅延時間決定部であり、第２のスピ
ーカ６０から観測点（マイク位置）までの音響伝搬系の
インパルス応答を演算し、該インパルス応答が最大値を
示すまでの時間ｔｄを信号伝搬時間（信号遅延時間）と
して求め、Δｔ（＝ｔ−ｔｄ）を演算して遅延器６１に
設定するものである。Reference numeral 59 denotes a low-pass filter (LPF) which passes a signal component in a specific band, for example, a low tone range (control band) of 200 Hz or less, and is inputted to the target response setting unit 52 and the adaptive signal processing unit 56, and 60 is a whole. A second loudspeaker 61 which receives the audio signal of the band and radiates the audio sound to the vehicle interior acoustic space 58, and 61 is a delay device which delays the audio signal of the entire band by a predetermined time Δt. A signal propagation time (signal delay time) of a specific band from the output end of the audio source 51 to the microphone 54 via the first speaker 57
Is t, and the signal propagation time (signal delay time) of the entire band from the second speaker 60 to the microphone 54 is td, so that Δt (= The delay time of t−td) is set in the delay unit 61. A delay time determination unit 70 calculates an impulse response of the sound propagation system from the second speaker 60 to the observation point (microphone position), and calculates a time td until the impulse response shows a maximum value as a signal propagation time ( In this case, Δt (= t−td) is calculated and set in the delay unit 61.

【００２６】遅延時間決定部７０において、７１はＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタ構成の適応フィルタであり、適応
信号処理により最終的に第２のスピーカ６０から観測点
までの音響伝搬系の伝達特性を模擬するようになる。７
２はオーディオ信号ｘ(n)より特定帯域以外の帯域（非
制御帯域）成分を通過するハイパスフィルタ（ＨＰＦ
１）、７３はマイク５４に検出された検出オーディオ信
号より非制御帯域成分を通過するハイパスフィルタ（Ｈ
ＰＦ２）、７４は適応フィルタ７１から出力される非制
御帯域のオーディオ信号ｙ(n)′と観測点で検出された
非制御帯域のオーディオ信号ｄ^(n)′との差であるエラ
ー信号ｅ(n)′を出力する演算部、７５は該エラー信号
ｅ(n)′と非制御帯域のオーディオ信号ｘ(n)′を入力さ
れ、該エラー信号のパワーが最小となるように適応信号
処理を行って適応フィルタ７１の係数を決定する適応信
号処理部、７６は適応フィルタ７１の係数が一定値に収
束した時、最大の係数を探索して音響伝搬系（第２スピ
ーカから観測点まで）のインパルス応答が最大値を示す
時間を求め、該時間を信号伝搬時間（信号遅延時間）ｔ
ｄとして求める最大係数／遅延時間探索部、７７は遅延
時間Δｔ＝ｔ−ｔｄを演算して遅延器６１に設定する遅
延時間設定部である。図１のオーディオ装置は、遅延時
間決定部７０を除けば、図１１に示す従来の適応イコラ
イザと同一の構成を有しており、又、遅延時間決定部７
０以外の部分の動作は図７、図１１に関連して詳細に説
明した通りである。In the delay time determining section 70, 71 is FI
This is an adaptive filter having an R-type digital filter configuration, and finally simulates transfer characteristics of a sound propagation system from the second speaker 60 to the observation point by adaptive signal processing. 7
2 is a high-pass filter (HPF) that passes a band (non-control band) component other than the specific band from the audio signal x (n).
1) and 73 are high-pass filters (H) that pass non-control band components from the detected audio signal detected by the microphone 54.
PF2) and 74 are error signals e which are the difference between the non-control band audio signal y (n) 'output from the adaptive filter 71 and the non-control band audio signal d ^ (n)' detected at the observation point. An arithmetic unit 75 for outputting (n) 'receives the error signal e (n)' and the audio signal x (n) 'in the non-control band, and performs adaptive signal processing so that the power of the error signal is minimized. The adaptive signal processing unit 76 that determines the coefficient of the adaptive filter 71 by performing the above-described processing, when the coefficient of the adaptive filter 71 converges to a constant value, searches for the largest coefficient and searches for the sound propagation system (from the second speaker to the observation point). The time at which the impulse response of the signal has the maximum value is determined, and the time is determined as the signal propagation time (signal delay time) t.
A maximum coefficient / delay time search unit 77 obtained as d is a delay time setting unit that calculates the delay time Δt = t−td and sets the calculated delay time in the delay unit 61. The audio apparatus shown in FIG. 1 has the same configuration as the conventional adaptive equalizer shown in FIG.
The operation of the parts other than 0 is as described in detail with reference to FIGS.

【００２７】（Ｂ）非制御帯域の信号伝搬系の信号伝搬
時間ｔｄの測定制御 適応フィルタ７１は図２に示すように、ＮタップのＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタで構成され、例えば、入力信号を
順次１サンプリング時間遅延する（Ｎ−１）個の遅延要
素ＤＬ1，ＤＬ2・・・ＤＬN-1と、各遅延要素出力に係
数ｗ0(n)′，ｗ1(n)′，ｗ2(n)′・・・ｗN-1(n)′を乗
算するＮ個の乗算部ＭＬ0，ＭＬ1，・・・ＭＬN-1と、
各乗算部出力を順次加算する加算部ＡＤ0，ＡＤ1・・・
ＡＤN-1で実現される。すなわち、現時刻ｎ・Ｔsにおけ
る参照信号をｘ(n)′、その時の各乗算器の係数をｗ
0(n)′，ｗ1(n)′，ｗ2(n)′・・・ｗN-1(n)′、出力信
号をｙ(n)′とすれば、適応フィルタ７１は次式(B) Measurement and Control of Signal Propagation Time td of Signal Propagation System in Non-Control Band As shown in FIG.
Is composed of R-type digital filter, for example, are sequentially 1 sampling time delayed input signal (N-1) number of delay elements DL 1, DL 2 ··· DL and N-1, coefficients w 0 in the delay element output (n) ', w 1 ( n)', N number of multiplication unit ML 0 for multiplying w 2 (n) '··· w N-1 (n)', ML 1, ··· ML N-1 When,
Adders AD 0 , AD 1 ... For sequentially adding the outputs of the respective multipliers
AD N-1 . That is, the reference signal at the current time n · Ts is x (n) ′, and the coefficient of each multiplier at that time is w
0 (n) ', w 1 (n)', w 2 (n) '··· w N-1 (n)', the output signal if y (n) ', the adaptive filter 71 is expressed by the following equation

【数５】 の演算を実行し、信号ｙ(n)′を出力する。(Equation 5) And outputs a signal y (n) '.

【００２８】適応信号処理部（ＬＭＳ）７５は、サンプ
リング時刻(ｎ+1)・Ｔsにおける適応フィルタ７１の係
数ｗ0(n+1)′，ｗ1(n+1)′，ｗ2(n+1)′・・・ｗN-1(n+
1)′を、現時刻ｎ・Ｔｓにおける係数ｗ0(n)′，ｗ
1(n)′，ｗ2(n)′・・・ｗN-1(n)′とエラー信号ｅ
（n）′とハイパスフィルタ７２の出力信号ｘ(n)′を
用いて次の係数更新式により決定する。The adaptive signal processing unit (LMS) 75 includes coefficients w 0 (n + 1) ′, w 1 (n + 1) ′, w 2 (n) of the adaptive filter 71 at the sampling time (n + 1) · Ts. +1) '・ ・ ・ w N-1 (n +
1) ′ is converted to the coefficient w 0 (n) ′, w at the current time n · Ts.
1 (n) ', w 2 (n)' ... w N-1 (n) 'and the error signal e
(N) 'and the output signal x (n)' of the high-pass filter 72 are used to determine the following coefficient updating formula.

【００２９】[0029]

【数６】 ただし、 ｅ(n)′＝ｄ＾(n)′−ｙ(n)′ (8) である。ＬＭＳ適応アルゴリズムによる処理において
は、上記(6)〜(8)式の演算を１サンプリング時間内に実
行する。(Equation 6) Here, e (n) '= d ＾ (n)'-y (n) '(8). In the processing by the LMS adaptive algorithm, the operations of the above equations (6) to (8) are executed within one sampling time.

【００３０】以上のように、適応信号処理部（ＬＭＳ）
７５は非制御帯域のエラー信号ｅ(n)′とオーディオ信
号ｘ(n)′を用いて適応信号処理を行って適応フィルタ
７１の係数を決定する。適応フィルタ７１は適応信号処
理部７５により決定された係数に従ってオーディオ信号
ｘ(n)′にデジタルフィルタ処理を施して信号ｙ(n)′を
出力する。かかるＬＭＳ適応信号処理が継続して実行さ
れるとエラー信号ｅ(n)′のパワーが最小となるように
適応フィルタ７１の係数が所定値に収束し、これにより
第２スピーカ６０からマイク５４位置までの非制御帯域
の信号伝搬系が適応フィルタ７１に模擬されることにな
る。As described above, the adaptive signal processing unit (LMS)
Reference numeral 75 performs adaptive signal processing using the error signal e (n) ′ in the non-control band and the audio signal x (n) ′ to determine the coefficient of the adaptive filter 71. The adaptive filter 71 performs digital filter processing on the audio signal x (n) ′ according to the coefficient determined by the adaptive signal processing unit 75, and outputs a signal y (n) ′. When the LMS adaptive signal processing is continuously performed, the coefficient of the adaptive filter 71 converges to a predetermined value so that the power of the error signal e (n) ′ is minimized. The signal propagation system of the non-control band up to this is simulated by the adaptive filter 71.

【００３１】かかる適応フィルタ７１、換言すれば非制
御帯域の信号伝搬系のインパルス応答は適応フィルタ７
１の係数の収束値をｗ0(n)′，ｗ1(n)′，ｗ2(n)′・・
ｗN- 1(n)′とすれば図３に示すようになる。信号伝搬系
の遅延時間はインパルスを入力し、そのインパルス応答
が最大値を示すまでの時間ｔｄであると見なすことがで
きる。そこで、最大係数／遅延時間探索部７６は、適応
フィルタ７１の係数が一定値に収束した後、最大の係数
を探索して信号伝搬系のインパルス応答が最大値を示す
までの時間を求め、該時間を信号伝搬時間（信号遅延時
間）ｔｄとして出力する。尚、最大係数と信号伝搬時間
ｔｄの関係は以下のとおりである。デジタルオーディオ
データのサンプリング時間をτとすればｉ番目の係数ｗ
i(n)′は信号遅延時間ｉ・τに相当する係数である。従
って、最大係数の先頭からの順番（タップ位置）ｊを求
めれば、ｊ・τが信号伝搬時間ｔｄとなる。The adaptive filter 71, in other words, the impulse response of the signal propagation system in the non-control band is
The convergence value of the coefficient of 1 is expressed as w 0 (n) ′, w 1 (n) ′, w 2 (n) ′.
Assuming that w N− 1 (n) ′, the result is as shown in FIG. The delay time of the signal propagation system can be regarded as a time td until an impulse is input and the impulse response shows a maximum value. Therefore, the maximum coefficient / delay time search unit 76 searches for the maximum coefficient after the coefficient of the adaptive filter 71 converges to a constant value, and obtains the time until the impulse response of the signal propagation system shows the maximum value. The time is output as a signal propagation time (signal delay time) td. The relationship between the maximum coefficient and the signal propagation time td is as follows. If the sampling time of digital audio data is τ, the i-th coefficient w
i (n) ′ is a coefficient corresponding to the signal delay time i · τ. Therefore, if the order (tap position) j from the top of the maximum coefficient is obtained, j · τ becomes the signal propagation time td.

【００３２】信号伝搬時間ｔｄが求まれば、遅延時間設
定部７７は予め入力されている制御帯域の遅延時間ｔと
信号伝搬時間ｔｄの差Δｔ（＝ｔ−ｔｄ）を演算し、時
間Δｔを遅延時間として遅延器６１に設定する 以上により、遅延時間Δｔの設定が終了すれば、遅延時
間決定部７０の制御を中止し、以後必要な都度、例えば
再調整時、あるいは、観測点の位置変更時などにおいて
上記動作を実行する。尚、上記動作をリアルタイムに実
行することもできる。When the signal propagation time td is obtained, the delay time setting unit 77 calculates the difference Δt (= t−td) between the delay time t of the control band input in advance and the signal propagation time td, and calculates the time Δt. As described above, when the setting of the delay time Δt is completed, the control of the delay time determination unit 70 is stopped, and thereafter, whenever necessary, for example, at the time of readjustment or when the position of the observation point is changed. The above operation is executed at times. The above operation can be executed in real time.

【００３３】（Ｃ）本発明による演算回数 以上のように信号伝搬系のインパルス応答を適応フィル
タ７１を用いて推定し、該インパルス応答の最大値より
信号伝搬系の信号伝搬時間(信号遅延時間)ｔｄを求める
方法においては、(6)〜(8)式の演算により適応フィルタ
７１の係数を決定する必要がある。かかる(6)〜(8)式に
おいて、フィルタのタップ数をＮとすると、１回の係数
更新に必要な積の回数は（２Ｎ＋１）回、和の回数は２
Ｎ回である。従って、係数更新をＢ回行った場合の全体
の積和演算回数は[B{(2N+1)+2N}]回となり、従来の相関
関数値を演算する場合に比べて格段演算回数が減少す
る。(C) Number of Calculations According to the Present Invention As described above, the impulse response of the signal propagation system is estimated using the adaptive filter 71, and the signal propagation time (signal delay time) of the signal propagation system is determined from the maximum value of the impulse response. In the method of obtaining td, it is necessary to determine the coefficients of the adaptive filter 71 by the operations of the equations (6) to (8). In the equations (6) to (8), assuming that the number of taps of the filter is N, the number of products required for one coefficient update is (2N + 1) times and the number of sums is 2
N times. Therefore, when the coefficient update is performed B times, the total number of product-sum operations is [B {(2N + 1) + 2N}] times, which is a remarkable reduction in the number of operations compared to the conventional case of calculating a correlation function value. I do.

【００３４】図４は従来の相関関数値演算による信号伝
搬時間算出の演算量と本発明の適応フィルタによる信号
伝搬時間算出の演算量の比較を示すものであり、横軸は
適応フィルタ（本発明）におけるタップ数Ｎあるいは相
関演算（従来例）における時間波形のサンプリングポイ
ント数Ｎであり、縦軸は積和演算回数である。図５はタ
ップ数あるいはサンプリングポイント数が２００までの
図５の一部拡大図である。図４、図５において、Ａは適
応フィルタによる信号伝搬時間等出のの演算量で係数更
新を５００回行った場合、Ｂは同じく適応フィルタによ
る信号伝搬時間算出の演算量で係数更新を１０００回行
った場合、Ｃは相関関数値演算で３２回平均した場合、
Ｄは相関関数値演算で６４回平均した場合である。FIG. 4 shows a comparison between the calculation amount of the signal propagation time calculation by the conventional correlation function value calculation and the calculation amount of the signal propagation time calculation by the adaptive filter of the present invention. ) Is the number of taps N or the number of sampling points N of the time waveform in the correlation operation (conventional example), and the vertical axis is the number of product-sum operations. FIG. 5 is a partially enlarged view of FIG. 5 in which the number of taps or the number of sampling points is up to 200. In FIGS. 4 and 5, A is the amount of calculation for calculating the signal propagation time by the adaptive filter and the coefficient is updated 500 times, and B is the amount of calculation for calculating the signal propagation time by the adaptive filter and the coefficient is updated 1000 times. When performed, C is averaged 32 times by the correlation function value calculation,
D is a case where the correlation function value calculation averages 64 times.

【００３５】Ｎの少ないところでは、本発明の適応フィ
ルタを使用する方法の方が演算量が多くなっている。し
かし、自動車室内の音響系の遅延時間は５〜１５ｍｓ程
度存在しているため、該遅延時間に相当するサンプリン
グポイント数はサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの
とき６７０ポイントとなる。また、相関関数値演算では
シフト時間ｍτが大きくなるほど積和数が少なくなり、
演算誤差が大きくなる。このため、サンプリングポイン
ト数は実際の遅延時間に相当するサンプリングポイント
数の倍程度必要であり、４４．１ｋＨｚのとき１３００
ポイント必要となり、演算回数は本発明に比べて非常に
多くなる。換言すれば、本発明によれば、少ない演算量
で非制御帯域の信号伝搬系の信号伝搬時間（信号遅延時
間）を演算して、所定の遅延時間Δｔ（＝ｔ−ｔｄ）を
遅延器に設定することができる。Where N is small, the method using the adaptive filter of the present invention requires a larger amount of calculation. However, since the delay time of the acoustic system in the vehicle cabin is about 5 to 15 ms, the number of sampling points corresponding to the delay time is 670 when the sampling frequency is 44.1 kHz. In addition, in the correlation function value calculation, the sum of products decreases as the shift time mτ increases,
The calculation error increases. For this reason, the number of sampling points is required to be approximately twice the number of sampling points corresponding to the actual delay time, and 1300 at 44.1 kHz.
Points are required, and the number of operations is much larger than in the present invention. In other words, according to the present invention, the signal propagation time (signal delay time) of the signal propagation system in the non-control band is calculated with a small amount of calculation, and the predetermined delay time Δt (= t−td) is calculated by the delay unit. Can be set.

【００３６】（Ｄ）変形例 実施例では適応フィルタ７１のタップ数をＮとし、すべ
てのタップに応じた係数ｗ0(n)′，ｗ1(n)′，ｗ2(n)′
・・ｗN-1(n)′を演算した場合について説明した。しか
し、第２のスピーカ６０からマイク５４までの距離はわ
かっているため、おおよその信号伝搬時間（信号遅延時
間）ｔｄ′は既知であり、この遅延時間ｔｄ′の周辺で
インパルス応答が最大値になる。換言すれば、デジタル
オーディオデータのサンプリング時間をτとすると、該
遅延時間ｔｄ′に対応するタップ位置はｔｄ′／τであ
り、このタップ位置周辺で適応フィルタ７１の係数が最
大になる。(D) Modification In the embodiment, the number of taps of the adaptive filter 71 is N, and coefficients w 0 (n) ′, w 1 (n) ′, and w 2 (n) ′ corresponding to all taps.
... The case where w N-1 (n) ′ is calculated has been described. However, since the distance from the second speaker 60 to the microphone 54 is known, the approximate signal propagation time (signal delay time) td 'is known, and the impulse response becomes the maximum value around this delay time td'. Become. In other words, assuming that the sampling time of the digital audio data is τ, the tap position corresponding to the delay time td ′ is td ′ / τ, and the coefficient of the adaptive filter 71 becomes maximum around this tap position.

【００３７】以上のように、最大係数を示すおおよその
タップ位置がわかっている場合において、適応フィルタ
７１のインパルス応答を推定する場合、前記タップ位置
周辺（タップ位置ｉ〜タップ位置ｊの範囲）の係数値ｗ
i(n)′〜ｗj(n)′を求めその中から最大の係数を求めて
信号伝搬時間（信号遅延時間）ｔｄを求めれば良く、他
のタップ位置に応じた係数値を求める必要はない。すな
わち、(6),(7)式において、係数値ｗi(n)′〜ｗj(n)′
以外の係数値を０とすることができる。そこで、図２に
示す適応フィルタ７１を図６に示すように変形し、タッ
プｉ〜タップｊに応じた係数値を求め、収束後、その中
から最大係数値を求めて信号伝搬時間ｔｄを求める。こ
のようにすれば、演算量を格段に減少することが可能に
なる。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明
は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形
が可能であり、本発明はこれらを排除するものではな
い。As described above, when the approximate tap position indicating the maximum coefficient is known, and when the impulse response of the adaptive filter 71 is estimated, the area around the tap position (the range of the tap position i to the tap position j) is estimated. Coefficient value w
i (n) 'to wj (n)' may be obtained and the maximum coefficient may be obtained therefrom to obtain the signal propagation time (signal delay time) td, and it is not necessary to obtain coefficient values corresponding to other tap positions. . That is, in the equations (6) and (7), the coefficient values wi (n) ′ to wj (n) ′
Other coefficient values can be set to 0. Therefore, the adaptive filter 71 shown in FIG. 2 is modified as shown in FIG. 6, coefficient values corresponding to the taps i to j are obtained, and after convergence, the maximum coefficient value is obtained therefrom to obtain the signal propagation time td. . In this way, the amount of calculation can be significantly reduced. As described above, the present invention has been described with reference to the embodiments. However, the present invention can be variously modified in accordance with the gist of the present invention described in the claims, and the present invention does not exclude these.

【００３８】[0038]

【発明の効果】以上本発明によれば、適応信号処理によ
り車室内音響空間における非制御帯域の信号伝搬系の伝
達関数を適応フィルタに模擬し、該適応フィルタの係数
値を参照して信号伝搬系のインパルス応答のピーク位置
を求め、該ピーク位置より信号伝搬時間（信号遅延時
間）を求めて所定の遅延時間Δｔを遅延器に設定するよ
うにしたから、少ない演算量で、換言すれば短時間で正
確に遅延時間Δｔを遅延器に設定することができる。As described above, according to the present invention, the transfer function of the signal propagation system in the non-control band in the vehicle interior acoustic space is simulated by the adaptive filter by the adaptive signal processing, and the signal propagation is performed with reference to the coefficient value of the adaptive filter. Since the peak position of the impulse response of the system is determined, the signal propagation time (signal delay time) is determined from the peak position, and the predetermined delay time Δt is set in the delay device. The delay time Δt can be accurately set in the delay device with time.

【００３９】又、本発明によれば、適応信号処理におい
て非制御帯域の信号成分のみを用いるようにしたから、
正確に非制御帯域の信号伝搬系における信号伝搬時間
（信号遅延時間）を求めることができる。 又、本発明
によれば、インパルス応答の最大位置、換言すれば適応
フィルタの最大係数を示すおおよそのタップ位置がわか
っている場合には、該タップ位置周辺（タップ位置ｉ〜
タップ位置ｊの範囲）の係数値ｗi(n)′〜ｗj(n)′のみ
を求めその中から最大の係数を求めて信号伝搬時間（信
号遅延時間）ｔｄを求めるようにしたから、ますます演
算量を少なくすることができる。According to the present invention, only the signal components in the non-control band are used in the adaptive signal processing.
The signal propagation time (signal delay time) in the signal propagation system in the non-control band can be accurately obtained. Also, according to the present invention, when the maximum position of the impulse response, in other words, the approximate tap position indicating the maximum coefficient of the adaptive filter is known, the vicinity of the tap position (tap positions i to
Only the coefficient values wi (n) 'to wj (n)' of the range of the tap position j) are obtained, and the maximum coefficient is obtained therefrom to obtain the signal propagation time (signal delay time) td. The amount of calculation can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明のオーディオ装置の構成である。FIG. 1 is a configuration of an audio device of the present invention.

【図２】適応フィルタの構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of an adaptive filter.

【図３】インパルス応答説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of an impulse response.

【図４】適応フィルタを用いた本発明方法と相関関数値
演算による従来方法との演算量説明図である。FIG. 4 is a diagram illustrating the amount of calculation between the method of the present invention using an adaptive filter and the conventional method of calculating a correlation function value.

【図５】図４の演算量説明図の一部拡大図である。FIG. 5 is a partially enlarged view of the calculation amount explanatory diagram of FIG. 4;

【図６】適応フィルタの変形例である。FIG. 6 is a modification of the adaptive filter.

【図７】適応等化システム基本構成図である。FIG. 7 is a basic configuration diagram of an adaptive equalization system.

【図８】目標応答設定部に設定する特性の説明図であ
る。FIG. 8 is an explanatory diagram of characteristics set in a target response setting unit.

【図９】適応フィルタの構成図である。FIG. 9 is a configuration diagram of an adaptive filter.

【図１０】適応処理用参照信号（フィルタードリファレ
ンス信号）を生成するフィルタの構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a filter that generates an adaptive processing reference signal (filtered reference signal).

【図１１】特定帯域のみターゲットにした適応イコライ
ザである。FIG. 11 shows an adaptive equalizer targeting only a specific band.

【図１２】相関演算部を備えた特定帯域のみターゲット
にした適応イコライザである。FIG. 12 shows an adaptive equalizer provided with a correlation operation unit and targeting only a specific band.

【図１３】相関関数演算説明図である。FIG. 13 is an explanatory diagram of a correlation function calculation.

【図１４】相関関数値演算法の問題点説明図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a problem of the correlation function value calculation method.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

５１・・オーディオソース ５２・・目標応答設定部 ５４・・マイク ５５・・演算部 ５６・・適応信号処理装置 ５７・・第１のスピーカ ５９・・ローパスフィルタ ６０・・第２のスピーカ ６１・・遅延器 ７０・・遅延時間決定部 ７１・・ＦＩＲ型デジタルフィルタ構成の適応フィルタ ７２，７３・・ハイパスフィルタ ７４・・演算部 ７５・・適応信号処理部 ７６・・最大係数／遅延時間探索部 ７７・・遅延時間設定部 51 audio source 52 target response setting unit 54 microphone 55 arithmetic unit 56 adaptive signal processing device 57 first speaker 59 low-pass filter 60 second speaker 61 Delay unit 70 delay time determination unit 71 adaptive filter having FIR digital filter configuration 72, 73 high-pass filter 74 arithmetic unit 75 adaptive signal processing unit 76 maximum coefficient / delay time search unit 77 ..Delay time setting section

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 オーディオ信号の特定帯域成分を通過す
るフィルタ、 所定の伝達特性が設定され、特定帯域のオーディオ信号
に該伝達特性を畳み込んで目標信号を出力する目標信号
出力手段、 目標信号と観測点で検出されたオーディオ信号との差で
あるエラー信号を出力する手段、 特定帯域のオーディオ信号及び前記エラー信号を入力さ
れ、該エラー信号のパワーが最小となるように適応信号
処理を行って適応フィルタの係数を決定し、該適応フィ
ルタにより特定帯域のオーディオ信号にフィルタ処理を
施して出力する適応信号処理装置、 オーディオ信号を設定時間Δｔ遅延する遅延部、 前記適応フィルタから出力されるオーディオ信号を入力
されてオーディオ音を音響空間に放射する第１のスピー
カ、 前記遅延部から出力されるオーディオ信号を入力されて
オーディオ音を音響空間に放射する第２のスピーカ、 第２のスピーカから前記観測点までの音響伝搬系のイン
パルス応答を演算し、インパルス応答が最大値を示すま
での時間を用いて前記遅延時間Δｔを前記遅延部に設定
する遅延時間決定手段を備えたことを特徴とするオーデ
ィオ装置。1. A filter that passes a specific band component of an audio signal, target signal output means for setting a predetermined transfer characteristic, convolving the transfer characteristic with an audio signal of a specific band, and outputting a target signal; Means for outputting an error signal that is a difference from the audio signal detected at the observation point; inputting an audio signal of a specific band and the error signal, and performing adaptive signal processing so that the power of the error signal is minimized. An adaptive signal processing device that determines coefficients of an adaptive filter, performs filtering on an audio signal of a specific band by the adaptive filter, and outputs the processed audio signal; a delay unit that delays the audio signal by a set time Δt; an audio signal output from the adaptive filter A first speaker that receives an audio signal and radiates an audio sound into an acoustic space, and an audio output from the delay unit. A second speaker that receives a signal and emits audio sound to an acoustic space, calculates an impulse response of a sound propagation system from the second speaker to the observation point, and uses a time until the impulse response shows a maximum value. And a delay time determining means for setting the delay time Δt in the delay unit. 【請求項２】 前記遅延時間決定手段は、 前記第２のスピーカから観測点までの音響伝搬系の伝達
特性を模擬し、オーディオ信号が入力されるＦＩＲデジ
タルフィルタ構成の適応フィルタ、 該適応フィルタから出力されるオーディオ信号と前記観
測点で検出されたオーディオ信号との差であるエラー信
号を出力する手段、 該エラー信号と前記オーディオ信号を入力され、該エラ
ー信号のパワーが最小となるように適応信号処理を行っ
て前記適応フィルタの係数を決定する適応信号処理部、 適応フィルタの係数が収束した時、最大の係数を探索し
て第２のスピーカから観測点迄の音響伝搬系のインパル
ス応答が最大値を示すまでの時間を求め、該時間を用い
て前記延時間Δｔを前記遅延部に設定する手段を備えた
ことを特徴とする請求項１記載のオーディオ装置。2. An adaptive filter having a FIR digital filter configuration to simulate a transfer characteristic of a sound propagation system from the second speaker to an observation point, wherein the audio signal is input. Means for outputting an error signal which is a difference between the output audio signal and the audio signal detected at the observation point; receiving the error signal and the audio signal, and adapting such that the power of the error signal is minimized An adaptive signal processing unit that performs signal processing to determine the coefficients of the adaptive filter; when the coefficients of the adaptive filter converge, the maximum coefficient is searched to find the impulse response of the sound propagation system from the second speaker to the observation point. 2. The apparatus according to claim 1, further comprising: means for obtaining a time until the maximum value is indicated, and using the time to set the delay time Δt in the delay unit. Audio equipment. 【請求項３】 前記遅延時間決定部は、更に、 特定帯域外のオーディオ信号を通過して前記適応フィル
タ及び信号処理部に入力する第１のフィルタ、 観測点で検出されたオーディオ信号の特定帯域外の信号
成分を通過して前記エラー信号出力手段に入力する第２
のフィルタを備えたことを特徴とする請求項２記載のオ
ーディオ装置。3. The delay time determination unit further includes: a first filter that passes an audio signal out of a specific band and is input to the adaptive filter and the signal processing unit; a specific band of the audio signal detected at an observation point. A second signal which passes through an external signal component and is input to the error signal output means.
3. The audio device according to claim 2, further comprising a filter. 【請求項４】 第２のスピーカから観測点までのおおよ
その信号伝搬時間の範囲を予測し、該信号伝搬時間範囲
外の適応フィルタの係数を零とすることを特徴とする請
求項２記載のオーディオ装置。4. The method according to claim 2, wherein an approximate range of the signal propagation time from the second speaker to the observation point is predicted, and coefficients of the adaptive filter outside the signal propagation time range are set to zero. Audio equipment.
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