JPH10146046A - Controller of chopper regulator, and chopper regulator using it - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the drooping characteristic of the output current at operation for protection from overcurrent, and reduce short circuit currents, in a chopper regulator which has a circuit for protection from overcurrent. SOLUTION: An overcurrent detecting circuit 38 checks the continuity of an output transistor 31 by directing a flip flop 39 in case the voltage VR across a resistor 37 for overcurrent detection provided in series to an output transistor 31 is over the detection level during non-short circuit. Hereby, the output current IO is limited, and each member constituting a constant voltage power circuit 1 is protected from overcurrent caused by the ripple, etc., of load 6. On the other hand, a comparator 40 directs an oscillator 34 when it detects the short circuit of a load terminal O, based on feedback voltage VADJ, and lowers the switching frequency of the constant voltage power circuit 1. Furthermore, for an overcurrent detecting circuit 38, the detection level in detecting the overcurrent is set lower than that at non-short circuit, according to the direction of the comparator 40.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、過電流からの保護
機能を有し、所定の直流電圧を負荷へ安定して供給する
チョッパレギュレータの制御装置、および、それを用い
たチョッパレギュレータに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a chopper regulator having a protection function from an overcurrent and for stably supplying a predetermined DC voltage to a load, and a chopper regulator using the same. is there.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来より、定電圧電源回路は、例えば、
電子機器などにおいて、直流電圧を安定して供給するた
めに広く使用されている。これらの定電圧電源回路は、
電圧を安定化させる方式から、ドロッパ方式と、チョッ
パ方式とに大別できる。2. Description of the Related Art Conventionally, a constant voltage power supply circuit, for example,
It is widely used in electronic devices and the like to stably supply a DC voltage. These constant voltage power supply circuits
The method of stabilizing the voltage can be roughly classified into a dropper method and a chopper method.

【０００３】ドロッパ方式は、例えば、可変抵抗そのも
の、あるいは、トランジスタなどを用いて構成した等価
的な可変抵抗などによって、入力電圧を低下させて、所
望の出力電圧を得る方式である。この方式は、ノイズが
少なく、回路設計が簡単かつ容易である。この結果、入
力電圧と出力電圧との差が小さい用途では、最も効力を
発揮する。一方、ドロッパ方式では、可変抵抗による電
圧降下は、定電圧電源回路の損失になる。したがって、
入力電圧と出力電圧との差が大きい場合には、効率が悪
くなる。この結果、入力電圧と出力電圧との差が比較的
大きい場合には、チョッパ方式の定電圧電源回路が使用
されることが多い。[0003] The dropper system is a system in which a desired output voltage is obtained by lowering an input voltage by using, for example, a variable resistor itself or an equivalent variable resistor constituted by using a transistor or the like. This method has low noise and the circuit design is simple and easy. As a result, it is most effective in applications where the difference between the input voltage and the output voltage is small. On the other hand, in the dropper method, a voltage drop due to the variable resistor causes a loss in the constant voltage power supply circuit. Therefore,
If the difference between the input voltage and the output voltage is large, the efficiency will be poor. As a result, when the difference between the input voltage and the output voltage is relatively large, a chopper type constant voltage power supply circuit is often used.

【０００４】チョッパ方式は、スイッチング方式とも称
され、入力電流を周期的に断続して出力し、導通時間と
遮断時間との割合によって、平滑化した後の出力電圧を
制御する方式である。この方式では、ドロッパ方式のよ
うに、電圧降下による損失が発生しないため、入力電圧
と出力電圧との差が大きい用途であっても、効率がよ
い。The chopper system is also called a switching system, and is a system in which an input current is periodically intermittently output, and an output voltage after smoothing is controlled by a ratio between a conduction time and a cutoff time. In this method, loss due to a voltage drop does not occur unlike the dropper method, so that efficiency is high even in an application where the difference between the input voltage and the output voltage is large.

【０００５】図１１に示すように、上記従来の定電圧電
源回路１０１は、降圧型チョッパレギュレータ用集積回
路（以下では、単にレギュレータＩＣと称する）１０３
と、コイルや抵抗など、レギュレータＩＣ１０３に外付
けされた部材によって形成された平滑化回路１０４およ
び分圧回路１０５とを備えている。レギュレータＩＣ１
０３において、入力電源１０２から電流が供給される
と、ｎｐｎ型の出力トランジスタ１３１は、指示された
デューティにて、当該電流を断続して出力する。断続さ
れた電流は、平滑化回路１０４によって平滑化された
後、負荷端子Ｏを介して、負荷１０６へ供給される。As shown in FIG. 11, the conventional constant voltage power supply circuit 101 is a step-down type chopper regulator integrated circuit (hereinafter simply referred to as a regulator IC) 103.
And a smoothing circuit 104 and a voltage dividing circuit 105 formed by members external to the regulator IC 103 such as coils and resistors. Regulator IC1
In 03, when a current is supplied from the input power supply 102, the npn-type output transistor 131 intermittently outputs the current at the designated duty. The intermittent current is smoothed by the smoothing circuit 104 and then supplied to the load 106 via the load terminal O.

【０００６】一方、負荷端子Ｏの電圧Ｖ_O は、分圧回路
１０５により、所定の分圧比で分圧され、帰還電圧Ｖ
_ADJ として、レギュレータＩＣ１０３のフィードバック
端子ＡＤＪへ印加されている。レギュレータＩＣ１０３
において、誤差増幅器１３３は、上記帰還電圧Ｖ_ADJ と
所定の基準電圧Ｖ_REF1とを比較し、両者の誤差に応じた
電圧Ｖ_ERR を出力する。ＰＷＭコンパレータ１３５は、
発振器１３４から与えられた所定の周波数の三角波と、
上記誤差電圧Ｖ_ERR とを比較して、誤差電圧Ｖ_{ER R} に応
じたパルス幅のパルス信号Ｖ_PWM を出力する。当該パル
ス信号Ｖ_PWM は、ＮＡＮＤ回路１３６を介して、ドライ
ブ用トランジスタ１３２に印加される。On the other hand, the voltage V _{O at} the load terminal O is divided by the voltage dividing circuit 105 at a predetermined voltage dividing ratio, and the feedback voltage V _O
ADJ is applied to the feedback terminal _ADJ of the regulator IC 103. Regulator IC103
, The error amplifier 133 compares the feedback voltage V _ADJ with a predetermined reference voltage V _REF1, and outputs a voltage V _ERR corresponding to an error between the two. The PWM comparator 135 is
A triangular wave of a predetermined frequency given from the oscillator 134,
And comparing the error voltage V _ERR, and outputs a pulse signal V _PWM pulse width corresponding to the error voltage V _{ER R.} The pulse signal V _PWM is applied to the drive transistor 132 via the NAND circuit 136.

【０００７】これにより、出力トランジスタ１３１のデ
ューティは、帰還電圧Ｖ_ADJ と基準電圧Ｖ_REF1との誤差
が小さくなるように制御される。この結果、定電圧電源
回路１０１は、入力電圧Ｖ_INや負荷１０６が変動して
も、所定の大きさの電圧Ｖ_O を安定して負荷１０６へ供
給できる。As a result, the duty of the output transistor 131 is controlled so that the error between the feedback voltage V _ADJ and the reference voltage V _REF1 is reduced. As a result, even if the input voltage V _IN or the load 106 fluctuates, the constant voltage power supply circuit 101 can stably supply the voltage V _O of a predetermined magnitude to the load 106.

【０００８】ところで、上記構成の定電圧電源回路１０
１は、帰還電圧Ｖ_ADJ 、すなわち、出力電圧Ｖ_O が所定
の値となるように、デューティを変更する。したがっ
て、負荷端子Ｏが短絡した場合や、想定よりも重い負荷
１０６が負荷端子Ｏに接続された場合などには、定電圧
電源回路１０１は、出力電圧Ｖ_O を維持するために、出
力トランジスタ１３１や平滑化回路１０４などの許容量
を越えた電流を供給しようとする。この結果、上記出力
トランジスタ１３１や平滑化回路１０４など、定電圧電
源回路１０１の各部材を破損する虞れがある。By the way, the constant voltage power supply circuit 10 having the above configuration
1 changes the duty so that the feedback voltage V _ADJ , that is, the output voltage V _O has a predetermined value. Therefore, when the load terminal O is short-circuited or when the load 106 heavier than expected is connected to the load terminal O, the constant voltage power supply circuit 101 outputs the output transistor 131 to maintain the output voltage V _O. And a current exceeding the allowable amount of the smoothing circuit 104 or the like. As a result, each member of the constant voltage power supply circuit 101 such as the output transistor 131 and the smoothing circuit 104 may be damaged.

【０００９】したがって、定電圧電源回路１０１には、
供給電流を制限するための機能が不可欠である。具体的
には、レギュレータＩＣ１０３において、入力端子ＩＮ
と、出力トランジスタ１３１との間には、過電流検出用
抵抗１３７が設けられており、過電流検出回路１３８
は、当該過電流検出用抵抗１３７の両端間電圧を監視し
て、過電流が流れているか否かを判定している。Therefore, the constant voltage power supply circuit 101 includes:
A function for limiting the supply current is essential. Specifically, in the regulator IC 103, the input terminal IN
And an output transistor 131, an overcurrent detection resistor 137 is provided, and an overcurrent detection circuit 138 is provided.
Monitors the voltage across the overcurrent detection resistor 137 to determine whether an overcurrent is flowing.

【００１０】出力トランジスタ１３１を流れる電流が増
加して、所定の値Ｉ_S0を越えると、過電流検出回路１３
８は、過電流検出用抵抗１３７の両端間電圧に基づい
て、過電流が流れていると判定する。この場合、過電流
検出回路１３８は、フリップフロップ１３９へ検出信号
を送り、フリップフロップ１３９は、発振器１３４から
リセット信号が入るまでの間、ＮＡＮＤ回路１３６の出
力の一方をローレベルに保持する。さらに、ＮＡＮＤ回
路１３６は、ＰＷＭコンパレータ１３５からの入力に関
わらず、ドライブ用トランジスタ１３２を遮断する。こ
れにより、出力トランジスタ１３１は、過電流検出回路
１３８が過電流を検出している間、常に遮断され、定電
圧電源回路１０１は、過電流から保護される。なお、上
記電流値Ｉ_S0は、正常状態において、定電圧電源回路１
０１が供給可能な出力電流Ｉ_O の最大を示しており、用
途に応じて決定される。When the current flowing through the output transistor 131 increases and exceeds a predetermined value I _S0 , the overcurrent detection circuit 13
8 determines that an overcurrent is flowing, based on the voltage between both ends of the overcurrent detection resistor 137. In this case, the overcurrent detection circuit 138 sends a detection signal to the flip-flop 139, and the flip-flop 139 holds one of the outputs of the NAND circuit 136 at a low level until a reset signal is input from the oscillator 134. Further, the NAND circuit 136 shuts off the drive transistor 132 irrespective of the input from the PWM comparator 135. Thus, the output transistor 131 is always shut off while the overcurrent detection circuit 138 detects the overcurrent, and the constant voltage power supply circuit 101 is protected from the overcurrent. It is to be noted that the current value I _S0 is a constant voltage power supply circuit 1 in a normal state.
01 indicates the maximum output current I _{O that} can be supplied, and is determined according to the application.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の定電圧電源回路１０１では、短絡時における出力電
流Ｉ_O の特性に、すそ野の部分が形成され、短絡時の出
力電流Ｉ_O を十分に低減できないという問題を有してい
る。[SUMMARY OF THE INVENTION However, in the conventional constant voltage power supply circuit 101, the characteristics of the output current I _O at the time of short circuit, portions of the foot are formed, sufficiently reduce the output current I _O at short There is a problem that can not be.

【００１２】具体的には、図１２にて、破線で示すよう
に、負荷端子Ｏが短絡して、出力トランジスタ１３１を
流れる電流がＩ_S0を越えると、過電流検出回路１３８
は、出力電流Ｉ_O を制限する。これにより、定電圧電源
回路１０１の出力電圧Ｖ_O は、所定の値Ｖ_C から低下し
始める。さらに、出力電流Ｉ_O は、出力電圧Ｖ_O の低下
に伴って、徐々に増加する。この結果、短絡時の出力電
圧Ｖ_O に対する出力電流Ｉ_O の特性、すなわち、過電流
保護特性には、正常状態において定電圧電源回路１０１
が供給可能な電流の最大値を示すＩ_S0を越えた部分（す
そ野）が現れ、短絡時の出力電流Ｉ_S2は、上記電流値Ｉ
_S0よりも増加する。More specifically, as shown by a broken line in FIG. 12, when the load terminal O is short-circuited and the current flowing through the output transistor 131 exceeds _IS0 , the overcurrent detection circuit 138
Limits the output current _IO . As a result, the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 101 starts to decrease from the predetermined value V _C. Furthermore, the output current I _O, in accordance with the decrease in the output voltage V _O, gradually increases. As a result, the characteristic of the output current I _O with respect to the output voltage V _O at the time of short-circuit, that is, the overcurrent protection characteristic,
A portion (base) exceeding I _S0 indicating the maximum value of the current that can be supplied appears, and the output current I _S2 at the time of short-circuiting is equal to the current value I _S0.
Increase from _S0 .

【００１３】したがって、例えば、平滑化回路１０４の
コイルなどのレギュレータＩＣ１０３に外付けする部
材、あるいは、レギュレータＩＣ１０３内の出力トラン
ジスタ１３１など、定電圧電源回路１０１を構成する各
部材は、その電流定格を決定する際、上記Ｉ_S0よりも大
きい電流値Ｉ_S2に基づいて決定する必要がある。一般
に、上記外付け部材は、電流定格が大きくなるに従っ
て、その寸法や価格は高くなる傾向にある。また、出力
トランジスタ１３１など、レギュレータＩＣ１０３に集
積して構成される部材であっても、電流定格を大きくす
る場合には、素子の大きさを大きくしたり、回路を複雑
にしたりする必要がある。この結果、上記構成の定電圧
電源回路１０１では、製造コストの削減や寸法の小型化
が困難である。Therefore, for example, a member externally attached to the regulator IC 103 such as a coil of the smoothing circuit 104 or a member constituting the constant-voltage power supply circuit 101 such as the output transistor 131 in the regulator IC 103 has a current rating. When determining, it is necessary to determine based on the current value I _S2 which is larger than the above-mentioned I _S0 . Generally, the size and price of the external member tend to increase as the current rating increases. Further, even for a member such as the output transistor 131 integrated with the regulator IC 103, when the current rating is increased, it is necessary to increase the size of the element or complicate the circuit. As a result, it is difficult to reduce the manufacturing cost and reduce the size of the constant voltage power supply circuit 101 having the above configuration.

【００１４】この問題を解決するために、上記定電圧電
源回路１０１では、上述の構成に加えて、コンパレータ
１４０がレギュレータＩＣ１０３に付加されている。当
該コンパレータ１４０は、帰還電圧Ｖ_ADJ を監視して、
負荷端子Ｏが短絡しているか否かを判定している。短絡
を検出すると、コンパレータ１４０は、発振器１３４
へ、発振周波数の低下を指示する。In order to solve this problem, in the constant voltage power supply circuit 101, a comparator 140 is added to the regulator IC 103 in addition to the above configuration. The comparator 140 monitors the feedback voltage V _ADJ ,
It is determined whether or not the load terminal O is short-circuited. Upon detecting a short circuit, the comparator 140 activates the oscillator 134
To instruct the oscillation frequency to decrease.

【００１５】これにより、図１２の実線に示すように、
定電圧電源回路１０１の出力電流Ｉ_O は、出力電圧Ｖ_O
が所定の値Ｖ_C2以下になった場合、発振器１３４の周波
数変換によって抑制される。この結果、破線で示すよう
に、周波数変換しない場合に比べて、すそ野の部分が削
減される。また、短絡時の電流も、Ｉ_S1となり、上述の
値Ｉ_S2に比べて低減されている。なお、上述の破線は、
コンパレータ１４０が無い場合を示している。As a result, as shown by the solid line in FIG.
The output current I _O of the constant voltage power supply circuit 101 is equal to the output voltage V _O
Is less than or equal to a predetermined value V _C2 , the frequency is suppressed by the frequency conversion of the oscillator 134. As a result, as shown by the broken line, the skirt portion is reduced as compared with the case where no frequency conversion is performed. Further, the current at the time of the short circuit also becomes I _S1 , which is smaller than the value I _S2 described above. In addition, the above-mentioned broken line
The case where there is no comparator 140 is shown.

【００１６】ところが、周波数変換を行った場合でも、
出力電流Ｉ_O の増加が一度抑えられた後、出力電流Ｉ_O
は、出力電圧Ｖ_O の低下に伴って再び増加する。この結
果、周波数を行わない場合と比べると削減されてはいる
ものの、出力電流Ｉ_O の特性に、すそ野の部分が残存す
る。However, even when frequency conversion is performed,
After the increase of the output current I _O is suppressed once, the output current I _O
Increases again as the output voltage V _O decreases. As a result, although the frequency is reduced as compared with the case where the frequency is not performed, a skirt portion remains in the characteristic of the output current _IO .

【００１７】この結果、短絡時の出力電流Ｉ_O を十分に
低減できないという問題点は、依然として解決されてい
ない。したがって、外付け部材などの電流定格は、正常
状態における供給電流のみに基づいて設定する場合に比
べて高く設定する必要があり、定電圧電源回路１０１の
製造コストの削減や寸法の縮小を図る際の妨げとなって
いる。As a result, the problem that the output current I _O at the time of short circuit cannot be sufficiently reduced has not been solved. Therefore, it is necessary to set the current rating of the external members and the like higher than in the case where the current rating is set based only on the supply current in a normal state, and to reduce the manufacturing cost and the size of the constant voltage power supply circuit 101. It is hindering.

【００１８】本発明は、上記の問題点を鑑みてなされた
ものであり、その目的は、過電流保護回路を有するチョ
ッパレギュレータにおいて、過電流保護動作時における
出力電流の垂下特性を改善し、短絡電流を低減すること
にある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a chopper regulator having an overcurrent protection circuit, in which the output current drooping characteristic during the overcurrent protection operation is improved, and The purpose is to reduce the current.

【００１９】[0019]

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るチ
ョッパレギュレータの制御装置は、入力側から供給され
る電流をスイッチング素子にて断続した後、平滑化回路
にて平滑化して出力するチョッパレギュレータの制御装
置であって、上記課題を解決するために、以下の手段を
講じたことを特徴としている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a control apparatus for a chopper regulator, wherein a current supplied from an input side is intermittently switched by a switching element and then smoothed by a smoothing circuit and output. A control device for a regulator, characterized in that the following measures are taken in order to solve the above-mentioned problems.

【００２０】すなわち、出力電圧が安定するように、上
記スイッチング素子のデューティを制御する制御手段
と、上記スイッチング素子へ過剰な電流が流れているこ
とを検出する過電流検出手段と、過電流の検出時に、上
記スイッチング素子を遮断させる期間を上記制御手段へ
指示する発振器と、出力電圧が所定のレベル以下になっ
た場合、上記発振器の発振周波数を低下させる短絡検出
手段とを備えている。That is, control means for controlling the duty of the switching element so as to stabilize the output voltage, overcurrent detection means for detecting that excessive current is flowing to the switching element, and detection of overcurrent Occasionally, there is provided an oscillator for instructing the control means for a period during which the switching element is cut off, and a short circuit detecting means for lowering the oscillation frequency of the oscillator when the output voltage falls below a predetermined level.

【００２１】さらに、上記過電流検出手段は、短絡検出
手段が短絡を検出した場合に、検出していない場合に比
べて、過電流を検出する際の検出レベルを低下させる。Further, the overcurrent detection means lowers the detection level when overcurrent is detected when the short circuit detection means detects a short circuit, as compared to when the short circuit is not detected.

【００２２】上記構成では、例えば、出力トランジスタ
などのスイッチング素子は、チョッパレギュレータの制
御装置から指示されたデューティにて、入力側から供給
された電流を断続して出力する。当該電流は、例えば、
コイルやキャッチダイオード、およびコンデンサなどか
らなる平滑化回路を介して負荷へ供給される。In the above configuration, for example, the switching element such as the output transistor intermittently outputs the current supplied from the input side at the duty specified by the control device of the chopper regulator. The current is, for example,
The power is supplied to the load via a smoothing circuit including a coil, a catch diode, a capacitor, and the like.

【００２３】一方、制御手段は、例えば、出力電圧を分
圧した帰還電圧を監視するなどして、出力電圧の変化を
検出し、スイッチング素子のデューティを変化を打ち消
すように制御する。これにより、チョッパレギュレータ
は、短絡や過電流が発生していない期間、所望の値で安
定した電圧を出力できる。以下では、短絡や過電流が発
生していない状態を正常状態と称する。On the other hand, the control means detects a change in the output voltage, for example, by monitoring a feedback voltage obtained by dividing the output voltage, and controls the duty of the switching element to cancel the change. Thus, the chopper regulator can output a stable voltage at a desired value during a period in which no short circuit or overcurrent occurs. Hereinafter, a state in which no short circuit or overcurrent has occurred is referred to as a normal state.

【００２４】また、過電流検出手段は、例えば、スイッ
チング素子に直列に設けられた抵抗の両端間電圧などに
基づいて、スイッチング素子を流れる電流を検出してお
り、予め設定される検出レベルを越えた場合に、過電流
が発生したと判定する。一方、発振器は、例えば、リセ
ット信号を周期的に印加するなどして、過電流時におい
て、スイッチング素子の導通を阻止する期間を指示して
いる。制御手段は、例えば、過電流の検出時からリセッ
ト信号が印加されるまでの間など、指示された期間、ス
イッチング素子を遮断する。これにより、チョッパレギ
ュレータの出力電流が制限され、チョッパレギュレータ
は、過電流から保護される。The overcurrent detecting means detects a current flowing through the switching element based on, for example, a voltage between both ends of a resistor provided in series with the switching element. In this case, it is determined that an overcurrent has occurred. On the other hand, the oscillator indicates, for example, a period in which conduction of the switching element is prevented in the case of overcurrent by, for example, periodically applying a reset signal. The control unit shuts off the switching element for a designated period, for example, between the time when the overcurrent is detected and the time when the reset signal is applied. As a result, the output current of the chopper regulator is limited, and the chopper regulator is protected from overcurrent.

【００２５】出力電圧が所定のレベルを上回っている場
合、短絡検出手段は、発振器および過電流検出手段へ、
短絡が発生していないと通知している。これに基づき、
発振器の発振周波数は、短絡時よりも高い周波数にて発
振している。また、過電流検出手段は、短絡時よりも高
く設定された検出レベルにて、過電流を検出している。When the output voltage is higher than the predetermined level, the short-circuit detecting means sends the signal to the oscillator and the overcurrent detecting means.
Notifies that no short circuit has occurred. Based on this,
The oscillation frequency of the oscillator oscillates at a higher frequency than at the time of short circuit. The overcurrent detection means detects an overcurrent at a detection level set higher than that at the time of short circuit.

【００２６】短絡時と非短絡時とで過電流検出手段の検
出レベルが互いに異なるので、非短絡時の検出レベル
は、正常状態のチョッパレギュレータが供給可能な電流
値に合わせて設定できる。したがって、非短絡時におい
て、負荷や入力電圧の変動などによって、スイッチング
素子を流れる電流が過剰になった場合、過電流検出手段
は、過電流の発生を即座に検出でき、チョッパレギュレ
ータを過電流から確実に保護できる。さらに、発振器の
発振周波数は、短絡時とは異なり、比較的高く設定され
ている。したがって、スイッチング素子を流れる電流が
過剰ではなくなると、制御手段は、スイッチング素子の
デューティ制御を即座に再開できる。この結果、チョッ
パレギュレータにおいて、過電流状態から正常状態へと
復帰する時間を従来と同様に保つことができる。Since the detection levels of the overcurrent detection means are different from each other when a short circuit occurs and when a non-short circuit occurs, the detection level during a non-short circuit can be set in accordance with a current value that can be supplied by a normal chopper regulator. Therefore, when the current flowing through the switching element becomes excessive due to a change in load or input voltage during a non-short circuit, the overcurrent detection means can immediately detect the occurrence of the overcurrent, and the chopper regulator is switched from the overcurrent to the overcurrent. Can be reliably protected. Furthermore, the oscillation frequency of the oscillator is set to be relatively high, unlike at the time of short circuit. Therefore, when the current flowing through the switching element is no longer excessive, the control means can immediately restart the duty control of the switching element. As a result, the time required for the chopper regulator to return from the overcurrent state to the normal state can be maintained as in the conventional case.

【００２７】一方、出力端子間が短絡すると、出力電圧
が低下し、出力電流が増加し始める。この時点では、短
絡検出手段は、未だ短絡を検出しておらず、過電流検出
手段の過電流検出レベルおよび発振器の発振周波数は、
非短絡時と同様に保たれている。したがって、過電流検
出手段は、非短絡時の検出レベルにて過電流を検出し、
発振器は、非短絡時の周波数にて、スイッチング素子の
導通を阻止する期間を指示している。この結果、チョッ
パレギュレータの出力電流は制限され、出力電圧は、低
下し始める。また、出力電圧の低下に伴って、出力電流
が徐々に増加する。On the other hand, when the output terminals are short-circuited, the output voltage decreases and the output current starts to increase. At this point, the short-circuit detection means has not yet detected the short-circuit, and the overcurrent detection level of the overcurrent detection means and the oscillation frequency of the oscillator are:
It is kept the same as when no short circuit occurs. Therefore, the overcurrent detecting means detects the overcurrent at the detection level at the time of non-short circuit,
The oscillator indicates, at the frequency at the time of non-short circuit, a period during which conduction of the switching element is blocked. As a result, the output current of the chopper regulator is limited, and the output voltage starts to drop. In addition, the output current gradually increases as the output voltage decreases.

【００２８】続いて、出力電圧が低下して、所定のレベ
ルを下回ると、短絡検出手段は、過電流検出手段および
発振器へ、短絡の発生を通知する。これに基づき、過電
流検出手段は、非短絡時よりも、過電流の検出レベルを
低く設定する。同様に、発振器は、発振周波数を低下さ
せる。この結果、チョッパレギュレータの出力電流は、
一度大幅に減少する。Subsequently, when the output voltage drops and falls below a predetermined level, the short-circuit detecting means notifies the overcurrent detecting means and the oscillator that a short-circuit has occurred. Based on this, the overcurrent detection means sets the overcurrent detection level lower than when no short circuit occurs. Similarly, the oscillator lowers the oscillation frequency. As a result, the output current of the chopper regulator is
Once greatly reduced.

【００２９】ところで、発振器の周波数が変換された後
も、チョッパレギュレータの出力電流は、出力電圧の低
下に伴って再び増加する。ところが、過電流検出手段の
検出レベルは、非短絡時に比べて低く設定されている。
したがって、出力電流の増加の割合は、非短絡時に比べ
て低く抑えられ、過電流保護特性の、すそ野の部分を従
来に比べて削減できる。この結果、短絡時の出力電流を
低減して、非短絡時に供給可能な電流よりも低く抑える
ことができる。By the way, even after the frequency of the oscillator is converted, the output current of the chopper regulator increases again as the output voltage decreases. However, the detection level of the overcurrent detection means is set lower than when no short circuit occurs.
Therefore, the rate of increase in the output current is suppressed lower than when no short-circuit occurs, and the hem portion of the overcurrent protection characteristic can be reduced as compared with the related art. As a result, the output current at the time of short circuit can be reduced, and can be suppressed to be lower than the current that can be supplied at the time of non-short circuit.

【００３０】上記構成では、従来に比べて、過電流保護
特性の、すそ野の部分を削減できるので、過電流時にお
けるスイッチング素子の発熱を抑えることができる。こ
の結果、チョッパレギュレータの安全性を向上できる。
また、スイッチング素子の電流定格を下げることがで
き、比較的容易に制御装置とスイッチング素子とを１パ
ッケージで形成できる。さらに、例えば、コイルやキャ
ッチダイオードなど、平滑化回路を構成する部材の電流
定格も下げることができる。この結果、従来に比べて、
より安価で寸法の小さい部材を使用でき、チョッパレギ
ュレータの低コスト化および小型化を図ることができ
る。In the above configuration, the hem portion of the overcurrent protection characteristic can be reduced as compared with the related art, so that heat generation of the switching element at the time of overcurrent can be suppressed. As a result, the safety of the chopper regulator can be improved.
Further, the current rating of the switching element can be reduced, and the control device and the switching element can be formed relatively easily in one package. Further, for example, the current rating of members constituting the smoothing circuit such as a coil and a catch diode can be reduced. As a result,
It is possible to use a member that is less expensive and smaller in size, so that the cost and size of the chopper regulator can be reduced.

【００３１】また、請求項２の発明に係るチョッパレギ
ュレータの制御装置は、請求項１記載の発明の構成にお
いて、上記過電流検出手段は、上記スイッチング素子を
流れる電流に伴って、通過する電流が増減する過電流検
出用抵抗と、上記過電流検出用抵抗の両端間電圧に応じ
た電流を出力する検出部と、上記短絡検出手段が短絡を
検出した場合に、所定の値の電流を出力する定電流源
と、上記検出部および定電流源から与えられる電流の合
計が、所定の値を越えているか否かを判定して、過電流
を検出する判定部とを備えていることを特徴としてい
る。According to a second aspect of the present invention, in the control device for a chopper regulator according to the first aspect of the present invention, the overcurrent detecting means detects that a current passing through the switching element is An increasing / decreasing overcurrent detecting resistor, a detecting unit for outputting a current corresponding to a voltage between both ends of the overcurrent detecting resistor, and a current of a predetermined value when the short circuit detecting means detects a short circuit A constant current source, and a determination unit that determines whether the sum of the currents supplied from the detection unit and the constant current source exceeds a predetermined value and detects an overcurrent. I have.

【００３２】なお、上記過電流検出用抵抗は、例えば、
スイッチング素子と直列に設けられており、当該過電流
検出用抵抗を流れる電流は、スイッチング素子を流れる
電流の増減に伴って変化する。The overcurrent detecting resistor is, for example,
The current flowing through the overcurrent detection resistor is provided in series with the switching element, and changes as the current flowing through the switching element increases and decreases.

【００３３】上記構成において、短絡検出手段が短絡を
検出していない場合、定電流源は、判定部へ電流を供給
していない。したがって、判定部は、検出部が出力する
電流が所定の値を越えている場合、過電流と判定する。
一方、短絡検出手段が短絡を検出している場合、定電流
源は、判定部へ所定の電流を供給する。したがって、判
定部は、検出部が出力する電流が所定の値を越えていな
い場合であっても、当該電流と定電流源の出力電流との
合計が所定の値を越えていれば、過電流と判定する。こ
の結果、非短絡時に比べて、短絡時における過電流の検
出レベルを低く設定できる。In the above configuration, when the short-circuit detecting means does not detect a short circuit, the constant current source does not supply a current to the determination unit. Therefore, the determining unit determines that an overcurrent occurs when the current output from the detecting unit exceeds a predetermined value.
On the other hand, when the short-circuit detecting means detects a short-circuit, the constant current source supplies a predetermined current to the determination unit. Therefore, even if the current output from the detection unit does not exceed the predetermined value, the determination unit determines that the overcurrent is not exceeded if the sum of the current and the output current of the constant current source exceeds the predetermined value. Is determined. As a result, the overcurrent detection level at the time of short circuit can be set lower than at the time of non-short circuit.

【００３４】ところで、過電流検出手段において、過電
流の検出レベルを選択する構成は、種々の構成が考えら
れる。例えば、スイッチング素子と直列に設けられた過
電流検出用抵抗と、２つのレベルの電圧を生成する電圧
源と、当該過電流検出用抵抗の両端電圧と電圧源が生成
する各電圧レベルとを比較して、過電流を判定してもよ
い。ところが、トランジスタなどによって電圧を比較す
る回路を構成した場合、各電圧レベルは、トランジスタ
のベース−エミッタ間電圧に制限され、余り低い値に設
定することが難しい。したがって、高い方の電圧レベル
は、従来のチョッパレギュレータで過電流を検出する際
の電圧レベルよりも、高くなりがちである。この結果、
過電流検出用抵抗の抵抗値を従来より高く設定して、過
電流検出用抵抗の両端間電圧を上げる必要があり、消費
電力の増大を招来する。By the way, various configurations can be considered as a configuration for selecting the detection level of the overcurrent in the overcurrent detection means. For example, an overcurrent detection resistor provided in series with a switching element, a voltage source that generates two levels of voltage, and a voltage between both ends of the overcurrent detection resistor and each voltage level generated by the voltage source are compared. Then, the overcurrent may be determined. However, when a circuit for comparing voltages by transistors or the like is configured, each voltage level is limited to a voltage between the base and the emitter of the transistor, and it is difficult to set the voltage level to an excessively low value. Therefore, the higher voltage level tends to be higher than the voltage level when overcurrent is detected by a conventional chopper regulator. As a result,
It is necessary to set the resistance value of the overcurrent detection resistor higher than before, and increase the voltage between both ends of the overcurrent detection resistor, which leads to an increase in power consumption.

【００３５】これに対して、請求項２記載の発明の構成
では、短絡時において、定電流源と検出部との双方か
ら、判定部へ電流が供給される。したがって、過電流検
出用抵抗の抵抗値を従来と同様に抑えることができる。
この結果、消費電力を増大させることなく、互いに異な
る２つの検出レベルにて過電流を検出できる。On the other hand, in the configuration according to the second aspect of the present invention, when a short circuit occurs, current is supplied to the determination unit from both the constant current source and the detection unit. Therefore, the resistance value of the overcurrent detection resistor can be suppressed as in the related art.
As a result, overcurrent can be detected at two different detection levels without increasing power consumption.

【００３６】さらに、請求項３の発明に係るチョッパレ
ギュレータは、請求項１または２記載のチョッパレギュ
レータの制御装置と、上記スイッチング素子とを１パッ
ケージに形成したことを特徴としている。Further, a chopper regulator according to the invention of claim 3 is characterized in that the control device for the chopper regulator according to claim 1 or 2 and the switching element are formed in one package.

【００３７】上記構成では、スイッチング素子や制御手
段、あるいは、過電流検出手段などチョッパレギュレー
タを構成するために必要な部材の大部分が１パッケージ
に形成されており、平滑化回路などを外付けするだけ
で、高性能なチョッパレギュレータを製造できる。チョ
ッパレギュレータを構成する部品点数を削減できるの
で、取扱いや製造時の手間を削減できる。In the above configuration, most of the members necessary for constituting the chopper regulator, such as the switching element, the control means, and the overcurrent detection means, are formed in one package, and the smoothing circuit and the like are externally provided. By itself, a high-performance chopper regulator can be manufactured. Since the number of components that make up the chopper regulator can be reduced, handling and manufacturing labor can be reduced.

【００３８】さらに、従来のチョッパレギュレータに比
べて、過電流特性において、すそ野の部分が削減されて
いるので、キャッチダイオードやコイルなどの外付け部
材の定格を低く設定できる。これらの結果、チョッパレ
ギュレータ全体を小型化できる。Furthermore, since the skirt portion is reduced in the overcurrent characteristic as compared with the conventional chopper regulator, the rating of external members such as a catch diode and a coil can be set lower. As a result, the size of the entire chopper regulator can be reduced.

【００３９】[0039]

【発明の実施の形態】本発明の一実施形態について図１
ないし図１０に基づいて説明すると以下の通りである。
すなわち、本実施形態に係る定電圧電源回路（チョッパ
レギュレータ）は、例えば、電子機器などにおいて、所
望の直流電圧を安定して供給するために使用されてい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.
The following is a description based on FIG.
That is, the constant voltage power supply circuit (chopper regulator) according to the present embodiment is used for stably supplying a desired DC voltage in, for example, an electronic device.

【００４０】図１に示すように、上記定電圧電源回路１
は、入力電圧Ｖ_INを供給する入力電源２と、当該入力電
源２から供給される電流を断続して出力する降圧型チョ
ッパレギュレータ用集積回路（以下では、単にレギュレ
ータＩＣと称する）３と、当該レギュレータＩＣ３の出
力電圧Ｖ_OUT を平滑化して、負荷６側の出力端子Ｏから
出力する平滑化回路４と、定電圧電源回路１の出力電圧
Ｖ_O を分圧して、帰還電圧Ｖ_ADJ を生成する分圧回路５
とを備えている。定電圧電源回路１において、例えば、
入力電圧Ｖ_INや負荷６などが変動すると、定電圧電源回
路１の出力電圧Ｖ_O は変化しようとする。ところが、レ
ギュレータＩＣ３は、上記帰還電圧Ｖ_{AD J} に基づいて、
出力電圧Ｖ_O の変動を検出し、変動を抑制するように、
レギュレータＩＣ３が導通する期間と遮断する期間との
割合を制御する。これにより、定電圧電源回路１は、入
力電圧Ｖ_INや負荷６が変動しても、安定した出力電圧Ｖ
_Oを出力端子Ｏから出力できる。なお、以降では、定電
圧電源回路１の出力端子Ｏは、レギュレータＩＣ３の出
力端子ＯＵＴと区別して、負荷端子Ｏと称する。As shown in FIG. 1, the constant voltage power supply circuit 1
Is an input power supply 2 for supplying an input voltage V _IN , a step-down chopper regulator integrated circuit (hereinafter simply referred to as a regulator IC) 3 for intermittently outputting a current supplied from the input power supply 2, The output voltage V _OUT of the regulator IC 3 is smoothed, and a smoothing circuit 4 that outputs the output voltage O from the output terminal O of the load 6 and the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 1 are divided to generate a feedback voltage V _ADJ . Voltage dividing circuit 5
And In the constant voltage power supply circuit 1, for example,
When the input voltage V _IN or the load 6 fluctuates, the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 1 tends to change. However, the regulator IC3 is based on the feedback voltage V _{AD J,}
To detect the fluctuation of the output voltage V _O and suppress the fluctuation,
The ratio of the period during which the regulator IC 3 is conductive and the period during which the regulator IC 3 is shut off is controlled. As a result, even if the input voltage V _IN or the load 6 fluctuates, the constant voltage power supply circuit 1
_O can be output from the output terminal O. Hereinafter, the output terminal O of the constant voltage power supply circuit 1 is referred to as a load terminal O to distinguish it from the output terminal OUT of the regulator IC 3.

【００４１】上記平滑化回路４は、レギュレータＩＣ３
の入力端子ＩＮと定電圧電源回路１の出力端子Ｏとの間
に介在するコイル１１と、当該コイル１１のレギュレー
タＩＣ３側の端部にアノードが接続され、カソードが接
地されているキャッチダイオード１２と、負荷端子Ｏに
一端が接続され、他端が接地されている出力コンデンサ
１３とを備えている。また、分圧回路５は、互いに直列
に接続された抵抗１４・１５から構成されている。分圧
回路５の抵抗１４側は、負荷端子Ｏに接続されており、
抵抗１５側は、接地されている。さらに、両抵抗１４・
１５の接続点は、レギュレータＩＣ３のフィードバック
端子ＡＤＪへ接続されている。これにより、定電圧電源
回路１の出力電圧Ｖ_O を所定の分圧比で分圧し、帰還電
圧Ｖ_ADJとして、レギュレータＩＣ３へ与えることがで
きる。The smoothing circuit 4 includes a regulator IC 3
And a catch diode 12 whose anode is connected to the end of the coil 11 on the side of the regulator IC 3 and whose cathode is grounded. And an output capacitor 13 having one end connected to the load terminal O and the other end grounded. The voltage dividing circuit 5 is composed of resistors 14 and 15 connected in series with each other. The resistor 14 side of the voltage dividing circuit 5 is connected to the load terminal O,
The resistor 15 side is grounded. Furthermore, both resistors 14
The connection point 15 is connected to the feedback terminal ADJ of the regulator IC3. As a result, the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 1 can be divided at a predetermined voltage division ratio and applied to the regulator IC 3 as the feedback voltage V _ADJ .

【００４２】上記各部材１１ないし１５の電流定格は、
レギュレータＩＣ３が最も多くの電流を供給した場合で
も破損しないように設定されている。なお、一般に、上
記各部材１１ないし１５を構成するコイル、キャパシ
タ、抵抗、ダイオードなどは、電流定格が大きくなる
程、寸法が大きくなり、価格が高くなる。したがって、
定電圧電源回路１を設計する場合、上記各部材１１ない
し１５等の電流定格は、安全のために十分な余裕を取っ
た後、できるだけ小さく設定される。The current rating of each of the members 11 to 15 is as follows:
The regulator IC 3 is set so as not to be damaged even when the largest current is supplied. In general, the larger the current rating, the larger the dimensions, and the higher the price, of the coils, capacitors, resistors, diodes, and the like constituting each of the members 11 to 15. Therefore,
When designing the constant voltage power supply circuit 1, the current ratings of the members 11 to 15 are set as small as possible after a sufficient margin is provided for safety.

【００４３】上記レギュレータＩＣ３は、例えば、図２
（ａ）および（ｂ）に示すように、１チップにパッケー
ジされている。具体的には、半導体ウェハなどからな
り、後述するレギュレータＩＣ３の回路を形成した回路
部２１は、例えば、Ａｇペーストなどからなる接合部２
２によりダイボンディングされ、金属フレーム２３上に
固着されている。当該金属フレーム２３の一端は、長く
延びて、グランド端子ＧＮＤとなるアウターリードフレ
ーム２４が形成されている。さらに、レギュレータＩＣ
３は、それぞれ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、およ
びフィードバック端子ＡＤＪとなるアウターリードフレ
ーム２５ないし２７を備えている。上記各アウターリー
ドフレーム２４、および、２５ないし２７は、それぞれ
互いに平行に配される。The regulator IC 3 is, for example, as shown in FIG.
As shown in (a) and (b), it is packaged in one chip. Specifically, the circuit section 21 formed of a semiconductor wafer or the like and on which a circuit of the regulator IC 3 described later is formed is, for example, a bonding section 2 formed of Ag paste or the like.
2 and is fixed on the metal frame 23. One end of the metal frame 23 is extended to form an outer lead frame 24 that serves as a ground terminal GND. Furthermore, regulator IC
Reference numeral 3 includes outer lead frames 25 to 27 serving as an input terminal IN, an output terminal OUT, and a feedback terminal ADJ, respectively. The outer lead frames 24 and 25 to 27 are arranged in parallel with each other.

【００４４】また、上記回路部２１は、外部と接続する
ためのコンタクト部２１ａないし２１ｄを備えている。
各コンタクト部２１ａないし２１ｄは、金属ワイヤ２８
…によって、上記各アウターリードフレーム２４ないし
２７のいずれかと、それぞれワイヤボンディングされて
いる。具体的には、接地用のコンタクト部２１ａは、金
属フレーム２３に接続されており、入力となるコンタク
ト部２１ｂは、アウターリードフレーム２５と、出力と
なるコンタクト部２１ｃは、アウターリードフレーム２
６とそれぞれ接続されている。また、フィードバック用
のコンタクト部２１ｄは、フィードバック端子ＡＤＪと
なるアウターリードフレーム２７に接続されている。The circuit section 21 has contact sections 21a to 21d for connecting to the outside.
Each of the contact portions 21a to 21d is made of a metal wire 28.
Are wire-bonded to any of the outer lead frames 24 to 27, respectively. Specifically, the grounding contact portion 21a is connected to the metal frame 23, the input contact portion 21b is connected to the outer lead frame 25, and the output contact portion 21c is connected to the outer lead frame 2.
6 respectively. Further, the feedback contact portion 21d is connected to the outer lead frame 27 serving as a feedback terminal ADJ.

【００４５】さらに、上記回路部２１、金属フレーム２
３、および、アウターリードフレーム２４ないし２７の
一端部は、パッケージ２９により被覆されている。当該
パッケージ２９は、例えば、エポキシ樹脂などの外装樹
脂からなっており、トランスファモールドなどの工程に
より形成される。Further, the circuit section 21 and the metal frame 2
3 and one end of the outer lead frames 24 to 27 are covered with a package 29. The package 29 is made of, for example, an exterior resin such as an epoxy resin, and is formed by a process such as transfer molding.

【００４６】本実施形態に係るレギュレータＩＣ３は、
１チップ化されているので、図１に示すように、レギュ
レータＩＣ３の出力端子ＯＵＴおよびフィードバック端
子ＡＤＪへ、平滑化回路４および分圧回路５を構成する
各部材１１ないし１５を外付けすることによって、比較
的容易に定電圧電源回路１を構成できる。また、レギュ
レータＩＣ３が１パッケージにまとめられているので、
取り扱いが簡便になり、定電圧電源回路１の実装なども
容易となる。The regulator IC 3 according to the present embodiment comprises:
As shown in FIG. 1, the components 11 to 15 constituting the smoothing circuit 4 and the voltage dividing circuit 5 are externally connected to the output terminal OUT and the feedback terminal ADJ of the regulator IC 3 as shown in FIG. Thus, the constant voltage power supply circuit 1 can be configured relatively easily. Also, since the regulator IC3 is integrated into one package,
Handling becomes simple and mounting of the constant voltage power supply circuit 1 becomes easy.

【００４７】一方、レギュレータＩＣ３は、電気回路と
して見ると、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に設
けられたｎｐｎ型の出力トランジスタ（スイッチング素
子）３１と、当該出力トランジスタ３１を駆動するｐｎ
ｐ型のドライブ用トランジスタ３２とを備えている。両
トランジスタ３１・３２は、ダーリントン接続されてお
り、ドライブ用トランジスタ３２のベース電位Ｖ_B によ
って、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間を導通／遮
断できる。On the other hand, when viewed as an electric circuit, the regulator IC 3 includes an npn-type output transistor (switching element) 31 provided between the input terminal IN and the output terminal OUT, and a pn for driving the output transistor 31.
and a p-type drive transistor 32. Both transistors 31, 32 is Darlington-connected, by the base potential V _B of the drive transistor 32 can conduct / cut off between the input terminal IN and the output terminal OUT.

【００４８】さらに、出力トランジスタ３１の導通／遮
断、すなわち、ドライブ用トランジスタ３２のベース電
位Ｖ_B を制御するために、レギュレータＩＣ３は、定電
圧源３３ａから印加される基準電圧Ｖ_REF1と上記帰還電
圧Ｖ_ADJ との誤差を検出する誤差増幅器３３と、所定の
周波数の三角波を生成する発振器３４と、誤差増幅器３
３の出力Ｖ_ERR と発振器３４の出力Ｖ_OSC とを比較し
て、上記誤差に応じた幅のパルス信号Ｖ_PWM を生成する
ＰＷＭ（ Pulse Width Modulation ）コンパレータ３５
とを備えている。ＰＷＭコンパレータ３５の出力Ｖ_PWM
は、ＮＡＮＤ回路３６を介して、上記ドライブ用トラン
ジスタ３２のベースへ印加される。これにより、上記出
力トランジスタ３１は、電圧モードのパルス幅制御によ
って、導通／遮断が制御される。なお、上記各部材３１
ないし３６、並びに、後述するフリップフロップ３９が
特許請求の範囲に記載の制御手段に対応している。ま
た、発振器３４は、特許請求の範囲に記載の発振器でも
ある。Further, in order to control the conduction / interruption of the output transistor 31, that is, to control the base potential V _B of the driving transistor 32, the regulator IC 3 includes the reference voltage V _REF1 applied from the constant voltage source 33a and the feedback voltage V _REF1. An error amplifier 33 for detecting an error from V _ADJ , an oscillator 34 for generating a triangular wave of a predetermined frequency, and an error amplifier 3
Compared 3 of the output V _OSC output V _ERR and the oscillator 34, PWM for generating a pulse signal V _PWM of width corresponding to the error (Pulse Width Modulation) comparator 35
And Output V _{PWM of} PWM comparator 35
Is applied to the base of the drive transistor 32 via the NAND circuit 36. Thus, the output transistor 31 is turned on / off by the pulse width control in the voltage mode. In addition, each said member 31
To 36 and a flip-flop 39 described later correspond to the control means described in the claims. The oscillator 34 is also the oscillator described in the claims.

【００４９】本実施形態に係るレギュレータＩＣ３は、
後述するように、レギュレータＩＣ３、平滑化回路４お
よび分圧回路５などを過電流から保護するための回路を
備えている。しかし、ここでは、これらの回路や、過電
流から保護する際の動作について説明する前に、短絡や
過電流が発生していない状態（以下では、正常状態と称
する）における定電圧電源回路１全体の動作について、
図３の波形図を参照して簡単に説明する。The regulator IC 3 according to the present embodiment comprises:
As described later, a circuit is provided for protecting the regulator IC 3, the smoothing circuit 4, the voltage dividing circuit 5, and the like from overcurrent. However, here, before describing these circuits and the operation at the time of protection from overcurrent, the entire constant voltage power supply circuit 1 in a state where no short circuit or overcurrent has occurred (hereinafter, referred to as a normal state). About the operation of
A brief description will be given with reference to the waveform diagram of FIG.

【００５０】すなわち、図３の（ａ）に示すように、入
力電源２から入力端子ＩＮへ入力電圧Ｖ_INが印加される
と、レギュレータＩＣ３は起動して、出力トランジスタ
３１の導通／遮断を繰り返す。この結果、レギュレータ
ＩＣ３は、入力端子ＩＮから与えられた電流を出力端子
ＯＵＴから供給し始める。断続して供給される電流は、
平滑化回路４にて平滑化される。これにより、定電圧電
源回路１は、負荷端子Ｏを介して、平滑化された電圧Ｖ
_O を負荷６へ印加できる。また、分圧回路５は、負荷端
子Ｏの電位（出力電圧Ｖ_O ）を所定の分圧比で分圧し
て、レギュレータＩＣ３のフィードバック端子ＡＤＪへ
印加している。That is, as shown in FIG. 3A, when an input voltage V _IN is applied from the input power supply 2 to the input terminal IN, the regulator IC 3 is activated and repeats the conduction / interruption of the output transistor 31. . As a result, the regulator IC3 starts supplying the current supplied from the input terminal IN from the output terminal OUT. The intermittently supplied current is
The smoothing is performed by the smoothing circuit 4. Thereby, the constant voltage power supply circuit 1 outputs the smoothed voltage V via the load terminal O.
_O can be applied to the load 6. The voltage dividing circuit 5 divides the potential of the load terminal O (output voltage V _O ) at a predetermined voltage dividing ratio and applies the divided voltage to the feedback terminal ADJ of the regulator IC 3.

【００５１】レギュレータＩＣ３において、誤差増幅器
３３は、フィードバック端子ＡＤＪの電位（帰還電圧Ｖ
_ADJ ）と、所定の値の基準電圧Ｖ_REF1とを比較して、図
３の（ｂ）に示すように、両者の誤差に応じた誤差電圧
Ｖ_ERR を出力する。一方、発振器３４は、正常状態にお
いて、予め定められた周波数の三角波Ｖ_OSC を出力して
いる。さらに、ＰＷＭコンパレータ３５は、Ｖ_ERR とＶ
_OSC とを比較して、Ｖ_ERR の方が大きい期間中、ハイレ
ベルのパルス信号Ｖ_PWM を生成する。なお、パルス信号
Ｖ_PWM は、Ｖ_OSC の方が大きい期間中、ローレベルにな
る。In the regulator IC 3, the error amplifier 33 is connected to the potential of the feedback terminal ADJ (the feedback voltage VJ).
_ADJ ) is compared with a reference voltage V _REF1 having a predetermined value, and an error voltage V _ERR corresponding to an error between the two is output as shown in FIG. On the other hand, in a normal state, the oscillator 34 outputs a triangular wave V _OSC having a predetermined frequency. Further, the PWM comparator 35 _outputs V _ERR and V
During the period when V _ERR is larger than _OSC , a high-level pulse signal V _PWM is generated. Note that the pulse signal V _PWM is at a low level during a period in which V _OSC is larger.

【００５２】後述するように、正常状態において、ＮＡ
ＮＤ回路３６の一方の入力は、常にハイレベルに保たれ
ている。したがって、ＮＡＮＤ回路３６は、上記パルス
信号Ｖ_PWM を反転し、図３の（ｃ）に示すように、駆動
信号Ｖ_B として、ドライブ用トランジスタ３２のベース
へ印加する。駆動信号Ｖ_B がローレベルの間、ドライブ
用トランジスタ３２は導通して出力トランジスタ３１を
導通させる。この結果、出力トランジスタ３１は、導通
／遮断を繰り返し、図３の（ｄ）に示すように、出力端
子ＯＵＴから断続した電流Ｉ_OUT を出力する。As will be described later, in the normal state, the NA
One input of the ND circuit 36 is always kept at a high level. Therefore, the NAND circuit 36 inverts the pulse signal V _PWM and applies it as a drive signal V _B to the base of the drive transistor 32 as shown in FIG. During the drive signal V _B is at a low level, the drive transistor 32 to conduct the output transistor 31 conducts. As a result, the output transistor 31 repeats conduction / interruption, and outputs an intermittent current I _OUT from the output terminal OUT as shown in FIG.

【００５３】上記電流Ｉ_OUT は、出力トランジスタ３１
が導通している間、平滑化回路４のコイル１１を介し
て、負荷６へ供給される。一方、出力トランジスタ３１
の遮断期間には、導通期間においてコイル１１へ蓄えら
れたエネルギが還流され、図３の（ｅ）に示すように、
キャッチダイオード１２に電流Ｉ_D が流れる。当該電流
Ｉ_D は、コイル１１を介して、負荷６へ供給される。こ
れにより、図３の（ｆ）に示すように、出力トランジス
タ３１の導通期間および遮断期間において、コイル１１
には、電流Ｉ_L が流れる。さらに、出力コンデンサ１３
は、電流Ｉ_L の交流成分を吸収するので、定電圧電源回
路１の負荷端子Ｏからは、平滑な出力電流Ｉ_O が出力さ
れる。The current I _OUT is supplied to the output transistor 31
Is supplied to the load 6 via the coil 11 of the smoothing circuit 4 during the conduction. On the other hand, the output transistor 31
In the cutoff period, the energy stored in the coil 11 during the conduction period is returned, and as shown in FIG.
The current _ID flows through the catch diode 12. The current _ID is supplied to the load 6 via the coil 11. As a result, as shown in FIG. 3F, during the conduction period and the interruption period of the output transistor 31, the coil 11
, A current _IL flows. Further, the output capacitor 13
Absorbs the AC component of the current I _L , so that a smooth output current I _O is output from the load terminal O of the constant voltage power supply circuit 1.

【００５４】一方、負荷端子Ｏの電圧Ｖ_O は、分圧回路
５により分圧され、帰還電圧Ｖ_ADJとして、レギュレー
タＩＣ３へ印加されている。さらに、誤差増幅器３３
は、帰還電圧Ｖ_ADJ と基準電圧Ｖ_REF1との誤差に応じた
誤差電圧Ｖ_ERR を出力する。また、図３の（ｂ）に示す
ように、正常状態での三角波Ｖ_OSC は、周波数や振幅が
一定である。したがって、出力トランジスタ３１の導通
期間ｗは、誤差増幅器３３の出力電圧Ｖ_ERR によって増
減する。On the other hand, the voltage V _{O at} the load terminal O is divided by the voltage dividing circuit 5 and applied to the regulator IC 3 as the feedback voltage V _ADJ . Further, the error amplifier 33
Outputs an error voltage V _ERR corresponding to the error between the feedback voltage V _ADJ and the reference voltage V _REF1 . Further, as shown in FIG. 3B, the frequency and amplitude of the triangular wave V _OSC in the normal state are constant. Therefore, the conduction period w of the output transistor 31 is increased or decreased by the output voltage V _ERR of the error amplifier 33.

【００５５】例えば、入力電圧Ｖ_INや負荷６の変動によ
って、出力電圧Ｖ_O が所望の値Ｖ_Ｃよりも小さくなる
と、誤差増幅器３３の出力電圧Ｖ_ＥＲＲ が大きくな
り、出力トランジスタ３１の導通期間ｗは、長くなる。
一方、所望の値Ｖ_C よりも大きくなると、誤差電圧Ｖ
_ERR が小さくなり、導通期間ｗが短くなる。For example, when the output voltage V _O becomes smaller than the desired value V _C due to the fluctuation of the input voltage V _IN or the load 6, the output voltage V _ERR of the error amplifier 33 increases, and the conduction period w of the output transistor 31 increases. Becomes longer.
On the other hand, becomes greater than the desired value V _C, the error voltage V
_ERR becomes smaller, and the conduction period w becomes shorter.

【００５６】本実施形態に係る出力トランジスタ３１
は、スイッチング周波数が三角波Ｖ_{OS C} の周波数と同一
であり、負荷端子Ｏが短絡していない間、一定である。
したがって、出力トランジスタ３１のデューティは、導
通期間ｗと同様に変化する。なお、デューティは、出力
トランジスタ３１の導通期間ｗ／周期Ｔである。Output transistor 31 according to the present embodiment
The switching frequency is the same as the frequency of the triangular wave V _{OS C,} while the load terminal O is not short-circuited, is constant.
Therefore, the duty of the output transistor 31 changes in the same manner as in the conduction period w. Note that the duty is the conduction period w / cycle T of the output transistor 31.

【００５７】これにより、レギュレータＩＣ３は、入力
電圧Ｖ_INや負荷６の変動などによって、出力電圧Ｖ_O が
僅かに変化した場合、この変化を抑制するように、出力
トランジスタ３１のデューティを変更できる。この結
果、定電圧電源回路１の出力電圧Ｖ_O は、正常状態の
間、所望の値Ｖ_C に保たれる。Thus, when the output voltage V _O slightly changes due to a change in the input voltage V _IN or the load 6, the regulator IC 3 can change the duty of the output transistor 31 so as to suppress the change. As a result, the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 1 is maintained at a desired value V _C during the normal state.

【００５８】なお、電圧値Ｖ_C は、分圧回路５の抵抗１
４・１５の抵抗値Ｒ１４・Ｒ１５によって設定され、以
下の式（１）に示すように、 Ｖ_C ＝Ｖ_REF1×（Ｒ１４＋Ｒ１５）／Ｒ１４ …（１） となる。また、出力トランジスタ３１のデューティＤ
は、以下に示すように、 Ｄ＝（Ｖ_C ＋Ｖ_f ）／（Ｖ_IN−Ｖ_CE(sat) ＋Ｖ_f ） …（２） となる。なお、上記の式（２）において、Ｖ_f は、キャ
ッチダイオード１２の準方向電圧であり、Ｖ
_CE(sat) は、出力トランジスタ３１のコレクタ−エミッ
タ間飽和電圧である。The voltage value V _C is equal to the resistance 1 of the voltage dividing circuit 5.
It is set by the resistance values R14 and R15 of 4.15, and as shown in the following equation (1), V _C = V _REF1 × (R14 + R15) / R14 (1) Also, the duty D of the output transistor 31
Is as follows: D = (V _C + V _f ) / (V _IN −V _{CE (sat)} + V _f ) (2) In the above equation (2), _Vf is a quasi-directional voltage of the catch diode 12, and _{Vf
CE (sat)} is a collector-emitter saturation voltage of the output transistor 31.

【００５９】ところで、定電圧電源回路１は、出力電圧
Ｖ_O を所望の値Ｖ_C に維持できるように、出力トランジ
スタ３１のデューティＤを制御する。したがって、負荷
端子Ｏに極めて重い負荷６が接続された場合、あるい
は、負荷端子Ｏが短絡された場合などには、上記電圧値
Ｖ_C を維持しようとして、出力トランジスタ３１に過剰
な電流が流れる虞れがある。この過電流は、出力トラン
ジスタ３１そのもの、あるいは、平滑化回路４のコイル
１１やキャッチダイオード１２など、定電圧電源回路１
を構成する各部材を破損する原因となる。したがって、
定電圧電源回路１のようなチョッパレギュレータには、
過電流からの保護機能が不可欠である。Incidentally, the constant voltage power supply circuit 1 controls the duty D of the output transistor 31 so that the output voltage V _O can be maintained at a desired value V _C. Therefore, when an extremely heavy load 6 is connected to the load terminal O, or when the load terminal O is short-circuited, an excessive current may flow through the output transistor 31 in order to maintain the voltage value V _C. There is. This overcurrent is caused by the output transistor 31 itself or the constant voltage power supply circuit 1 such as the coil 11 and the catch diode 12 of the smoothing circuit 4.
May be damaged. Therefore,
For a chopper regulator like the constant voltage power supply circuit 1,
Overcurrent protection is essential.

【００６０】以下では、この過電流保護機能を実現する
ための構成、および、過電流保護時の動作について、詳
細に説明する。The configuration for realizing this overcurrent protection function and the operation during overcurrent protection will be described in detail below.

【００６１】すなわち、図１に示すように、レギュレー
タＩＣ３には、さらに、出力トランジスタ３１のコレク
タと入力端子ＩＮとの間に設けられた過電流検出用抵抗
３７と、当該過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R に基
づいて、過電流を検出する過電流検出回路（過電流検出
手段）３８と、過電流検出回路３８とＮＡＮＤ回路３６
との間に介在するフリップフロップ３９と、帰還電圧Ｖ
_ADJ に基づいて、負荷端子Ｏの短絡を検出し、過電流検
出回路３８および発振器３４へ短絡を伝えるコンパレー
タ（短絡検出手段）４０とが設けられている。That is, as shown in FIG. 1, the regulator IC 3 further includes an overcurrent detection resistor 37 provided between the collector of the output transistor 31 and the input terminal IN, and the overcurrent detection resistor 37. Overcurrent detection circuit (overcurrent detection means) 38 for detecting an overcurrent based on the voltage V _R across the
And a feedback voltage V
_A comparator (short-circuit detection means) 40 for detecting a short-circuit of the load terminal O based on _ADJ and transmitting the short-circuit to the overcurrent detection circuit 38 and the oscillator 34 is provided.

【００６２】発振器３４は、コンパレータ４０から、短
絡を示す出力信号Ｖ_CMP を受け取った場合、非短絡時よ
りも、三角波Ｖ_OSC の発振周波数を低く設定できる。本
実施形態では、両発振周波数の一例として、非短絡時の
周波数を１００ｋＨｚ、短絡時の周波数を５０ｋＨｚに
設定している。When the oscillator 34 receives the output signal V _CMP indicating a short circuit from the comparator 40, the oscillator 34 can set the oscillation frequency of the triangular wave V _OSC lower than when no short circuit occurs. In the present embodiment, as an example of both oscillation frequencies, the frequency at the time of non-short circuit is set to 100 kHz, and the frequency at the time of short circuit is set to 50 kHz.

【００６３】また、過電流検出回路３８は、過電流検出
用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R を監視しており、過電流を検
出した場合、フリップフロップ３９のセット端子Ｓへハ
イレベルのセット信号Ｖ_SET を出力できる。また、過電
流検出回路３８は、過電流を検出する際、短絡時と非短
絡時とで互いに異なる検出レベルを設定できる。短絡時
の検出レベルは、非短絡時の検出レベルよりも低く設定
されており、過電流検出回路３８は、コンパレータ４０
から短絡を示す出力信号Ｖ_CMP を受け取っている間、よ
り少ない電流でも過電流と判定できる。The overcurrent detection circuit 38 monitors the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37. If an overcurrent is detected, the high level set signal V is sent to the set terminal S of the flip-flop 39. Can output _SET . Further, when detecting an overcurrent, the overcurrent detection circuit 38 can set different detection levels for a short circuit and a non-short circuit. The detection level at the time of short-circuiting is set lower than the detection level at the time of non-short-circuiting.
While receiving the output signal V _CMP indicating a short circuit from the controller, it can be determined that an overcurrent occurs even with a smaller current.

【００６４】具体的には、過電流検出回路３８は、例え
ば、図４に示すように、所定の電圧Ｖ_S を生成する定電
圧源５１と、過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R に応
じた差の電流Ｉ_C1およびＩ_C2を出力する検出部５２と、
両電流Ｉ_C1・Ｉ_C2の比に基づいて、両端電圧Ｖ_R が検出
レベルに達しているか否かを判定する判定部５３と、判
定部５３の指示に応じて、フリップフロップ３９へセッ
ト信号Ｖ_SET を出力する出力部５４と、コンパレータ４
０から短絡を示す出力信号Ｖ_CMP を受け取った場合に、
上記電流Ｉ_C2へ、所定の値の電流Ｉ_C3を加える定電流源
５５とを備えている。[0064] Specifically, the overcurrent detection circuit 38, for example, as shown in FIG. 4, the constant voltage source 51 for generating a predetermined voltage V _S, the end-to-end voltage V _R of the overcurrent detecting resistor 37 A detection unit 52 that outputs currents I _C1 and I _C2 having a corresponding difference,
Based on the ratio of the two currents I _C1 · I _C2, a determination unit 53 whether the end-to-end voltage V _R reaches the detection level, in accordance with the instruction of the determination unit 53, the set signal V to the flip-flop 39 An output unit 54 for outputting _SET , and a comparator 4
When an output signal V _CMP indicating a short circuit is received from 0,
A constant current source 55 for adding a predetermined value of current I _C3 to the current I _C2 ;

【００６５】上記検出部５２は、互いにベースが接続さ
れたｐｎｐ型のトランジスタＱ１１およびＱ１２からな
るカレントミラー回路を備えている。トランジスタＱ１
１のコレクタおよびベースは、互いに接続されており、
エミッタは、過電流検出用抵抗３７の出力トランジスタ
３１側の一端に接続されている。一方、トランジスタＱ
１２のエミッタは、過電流検出用抵抗３７の他端に接続
されている。The detecting section 52 has a current mirror circuit composed of pnp transistors Q11 and Q12 whose bases are connected to each other. Transistor Q1
A collector and a base are connected to each other;
The emitter is connected to one end of the overcurrent detection resistor 37 on the output transistor 31 side. On the other hand, transistor Q
The twelve emitters are connected to the other end of the overcurrent detection resistor 37.

【００６６】また、判定部５３は、互いにベースが接続
されたｎｐｎ型のトランジスタＱ２１ないしＱ２３から
なるカレントミラー回路を備えている。トランジスタＱ
２１のコレクタは、ベースに接続されており、さらに、
当該コレクタおよびベースには、定電圧源５１から抵抗
Ｒ２１を介して一定の電圧Ｖ_S が印加される。一方、ト
ランジスタＱ２２のコレクタは、検出部５２に設けられ
たトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。同
様に、トランジスタＱ２３のコレクタは、トランジスタ
Ｑ１２のコレクタに接続される。なお、各トランジスタ
Ｑ２１ないしＱ２３のエミッタは、接地されている。The determination section 53 includes a current mirror circuit including npn transistors Q21 to Q23 whose bases are connected to each other. Transistor Q
21 collectors are connected to the base, and
The said collector and base, a constant voltage V _S is applied from the constant voltage source 51 through a resistor R21. On the other hand, the collector of the transistor Q22 is connected to the collector of the transistor Q11 provided in the detection unit 52. Similarly, the collector of transistor Q23 is connected to the collector of transistor Q12. Note that the emitters of the transistors Q21 to Q23 are grounded.

【００６７】上記各トランジスタＱ２１ないしＱ２３の
エミッタ面積は、トランジスタＱ２３のエミッタ面積が
残余のトランジスタＱ２１・Ｑ２２に比べて所定の倍率
だけ大きくなるように設定されている。なお、以降で
は、エミッタ面積の例として、各トランジスタＱ２１な
いしＱ２３のエミッタ面積が、１：１：４の場合につい
て説明する。トランジスタを正常動作させるために必要
なコレクタ電流は、エミッタ面積が大きい程、大きくな
るので、図５に示すように、トランジスタＱ２３は、正
常に動作させるために、残余のトランジスタＱ２１・Ｑ
２２に比べて４倍のコレクタ電流を必要とする。The emitter area of each of the transistors Q21 to Q23 is set such that the emitter area of the transistor Q23 is larger by a predetermined factor than the remaining transistors Q21 and Q22. Hereinafter, a case where the emitter area of each of the transistors Q21 to Q23 is 1: 1: 4 will be described as an example of the emitter area. Since the collector current required for normal operation of the transistor increases as the emitter area increases, as shown in FIG. 5, the transistor Q23 is connected to the remaining transistors Q21 and Q21 in order to operate normally.
It requires four times the collector current as compared with 22.

【００６８】加えて、出力部５４は、上記トランジスタ
Ｑ２３のコレクタ電位に応じて、導通／遮断するｎｐｎ
型のトランジスタＱ３１およびＱ３２を備えている。具
体的には、トランジスタＱ３１のベースは、判定部５３
のトランジスタＱ２３のコレクタに接続されており、ト
ランジスタＱ３１のコレクタには、抵抗Ｒ３１を介し
て、定電圧源５１より一定の電圧Ｖ_S が印加されてい
る。さらに、トランジスタＱ３１のコレクタと抵抗Ｒ３
１との接続点には、トランジスタＱ３２のベースが接続
されている。また、当該トランジスタＱ３２のコレクタ
には、抵抗Ｒ３２を介して、上記定電圧源５１より電圧
Ｖ_S が印加されており、当該トランジスタＱ３２と抵抗
Ｒ３２との接続点は、図１に示すフリップフロップ３９
のセット端子Ｓへ接続されている。なお、両トランジス
タＱ３１・Ｑ３２のエミッタは、それぞれ接地されてい
る。In addition, the output section 54 is connected to the npn which is turned on / off in accordance with the collector potential of the transistor Q23.
Transistors Q31 and Q32. Specifically, the base of the transistor Q31 is
Is connected to the collector of the transistor Q23. A constant voltage V _S is applied to the collector of the transistor Q31 from the constant voltage source 51 via the resistor R31. Further, the collector of the transistor Q31 and the resistor R3
The connection point of the transistor 1 is connected to the base of the transistor Q32. The voltage V _S is applied to the collector of the transistor Q32 from the constant voltage source 51 via the resistor R32. The connection point between the transistor Q32 and the resistor R32 is connected to the flip-flop 39 shown in FIG.
Is connected to the set terminal S. The emitters of both transistors Q31 and Q32 are grounded.

【００６９】さらに、定電流源５５は、図１に示すコン
パレータ４０の出力電圧Ｖ_CMP がベースに印加されるｎ
ｐｎ型のトランジスタＱ４１と、互いにベースが接続さ
れたｐｎｐ型のトランジスタＱ４２・Ｑ４３により構成
され、当該トランジスタＱ４１のコレクタ電流を上記判
定部５３へ伝えるカレントミラー回路とを備えている。
上記トランジスタＱ４２のコレクタは、自らのベースと
接続されており、さらに、抵抗Ｒ４１を介して、上記ト
ランジスタＱ４１のコレクタに接続されている。一方、
トランジスタＱ４３のコレクタは、上記判定部５３にお
いて、トランジスタＱ２３のコレクタに接続される。な
お、各トランジスタＱ４２・Ｑ４３のエミッタには、定
電圧源５１から所定の電圧Ｖ_S が印加されており、トラ
ンジスタＱ４１のエミッタは、接地されている。Further, the constant current source 55 has an output voltage V _{CMP of the} comparator 40 shown in FIG.
It comprises a pn transistor Q41 and pnp transistors Q42 and Q43 whose bases are connected to each other, and a current mirror circuit for transmitting the collector current of the transistor Q41 to the determination section 53.
The collector of the transistor Q42 is connected to its own base, and further connected to the collector of the transistor Q41 via a resistor R41. on the other hand,
The collector of the transistor Q43 is connected to the collector of the transistor Q23 in the determination section 53. Note that the emitter of each transistor Q42 · Q43, are applied from the constant voltage source 51 a predetermined voltage V _S is, the emitter of the transistor Q41 is grounded.

【００７０】トランジスタＱ４１のベースに、上記コン
パレータ４０からハイレベルの出力信号Ｖ_CMP が印加さ
れた場合、当該トランジスタＱ４１が導通し、そのコレ
クタ電流Ｉ_C3は、トランジスタＱ４２・Ｑ４３からなる
カレントミラー回路を介して、判定部５３のトランジス
タＱ２３へ向けて出力される。当該コレクタ電流Ｉ_Ｃ３
は、定電圧源５１の出力電圧Ｖ_Ｓ や抵抗Ｒ４１の抵抗
値などによって決定される。これに対して、出力信号Ｖ
_CMP がローレベルになると、トランジスタＱ４１が遮断
され、コレクタ電流が流れない。したがって、定電流源
５５は、動作を停止し、判定部５３へ電流を供給しな
い。この結果、定電流源５５は、上記出力信号Ｖ_CMP が
ハイレベルの場合、すなわち、上記コンパレータ４０が
短絡を検出した場合にのみ動作を開始して、判定部５３
へ所定の電流Ｉ_C3を供給できる。When a high-level output signal V _CMP is applied from the comparator 40 to the base of the transistor Q41, the transistor Q41 conducts, and its collector current I _C3 is supplied to the current mirror circuit composed of the transistors Q42 and Q43. The signal is output to the transistor Q23 of the determination unit 53 via the output terminal. The collector current I _C3
It is determined by such as a resistance value of the output voltage V _S and the resistance R41 of the constant voltage source 51. On the other hand, the output signal V
_{When the CMP} goes low, the transistor Q41 is shut off, and no collector current flows. Therefore, the constant current source 55 stops operating and does not supply current to the determination unit 53. As a result, the constant current source 55 starts operating only when the output signal V _CMP is at a high level, that is, when the comparator 40 detects a short circuit,
A predetermined current I _C3 can be supplied to

【００７１】上記構成の過電流検出回路３８において、
出力トランジスタ３１を流れる電流が少ない場合、過電
流検出用抵抗３７の電圧降下、すなわち、両端電圧Ｖ_R
も低くなっている。この状態では、検出部５２におい
て、両トランジスタＱ１１・Ｑ１２のベース−エミッタ
間電圧Ｖ_BE（Ｑ１２）、Ｖ_BE（Ｑ１１）は、Ｖ_BE（Ｑ１
２）≒Ｖ_BE（Ｑ１１）となっている。両トランジスタＱ
１１・Ｑ１２のエミッタ面積は、同一なので、両トラン
ジスタＱ１１・Ｑ１２のコレクタ電流Ｉ_C1、Ｉ_C2は、Ｉ
_C2＝Ｉ_C1となる。In the overcurrent detection circuit 38 having the above configuration,
When the current flowing through the output transistor 31 is small, the voltage drop of the overcurrent detection resistor 37, that is, the voltage V _R
Is also low. In this state, in the detection unit 52, the base-emitter voltages V _BE (Q12) and V _BE (Q11) of both transistors Q11 and Q12 are equal to V _BE (Q1
2) ΔV _BE (Q11). Both transistors Q
Since the emitter areas of 11 and Q12 are the same, the collector currents I _C1 and I _C2 of both transistors Q11 and Q12 are
_C2 = _IC1 .

【００７２】ところで、上記電流Ｉ_C1は、判定部５３の
カレントミラー回路を流れる電流Ｉ_C0によって制御され
ている。すなわち、トランジスタＱ２１のコレクタ電流
Ｉ_C0は、定電圧源５１の出力電圧Ｖ_S および抵抗Ｒ２１
の抵抗値によって決定され、一定の値に保たれている。
本実施形態では、トランジスタＱ２１およびＱ２２のエ
ミッタ面積は、同一に保たれているので、Ｉ_C0＝Ｉ_C1と
なる。したがって、両端電圧Ｖ_R が少ない状態では、Ｉ
_C0＝Ｉ_C1＝Ｉ_C2となっている。The current I _C1 is controlled by the current I _C0 flowing through the current mirror circuit of the judgment section 53. That is, the collector current I _C0 of the transistor Q21 is equal to the output voltage V _S of the constant voltage source 51 and the resistance R21.
And is maintained at a constant value.
In the present embodiment, since the emitter areas of the transistors Q21 and Q22 are kept the same, I _C0 = I _C1 . Therefore, when the voltage V _R is small, I
_C0 = _IC1 = _IC2 .

【００７３】一方、判定部５３において、トランジスタ
Ｑ２３のエミッタ面積は、残余のトランジスタＱ２１・
Ｑ２２に比べて大きく設定されている。したがって、こ
の状態では、トランジスタＱ２１およびＱ２２が正常に
動作しているにも関わらず、トランジスタＱ２３は、正
常に動作できない。具体的には、トランジスタＱ２３
は、図５に示すように、コレクタ電流がＩ_C1の場合、コ
レクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CE（Ｑ２３）が、Ｖ_CE（Ｑ２
３）＝Ｖ₀ ＜０．７Ｖとなっている。この値は、トラン
ジスタＱ２３のコレクタに接続されているトランジスタ
Ｑ３１を駆動するために必要なＶ_BE＝０．７Ｖに満たな
い。On the other hand, in the judgment section 53, the emitter area of the transistor Q23 is equal to the remaining transistor Q21 ·
It is set to be larger than Q22. Therefore, in this state, although the transistors Q21 and Q22 are operating normally, the transistor Q23 cannot operate normally. Specifically, the transistor Q23
As shown in FIG. 5, when the collector current is I _C1 , the collector-emitter voltage V _CE (Q23) becomes V _CE (Q2
3) = V ₀ <0.7V This value is less than the required V _BE = 0.7 V for driving the transistor Q31 connected to the collector of the transistor Q23.

【００７４】この結果、出力部５４において、トランジ
スタＱ３１がオフ状態になっており、トランジスタＱ３
２のベース電位は、Ｖ_S になる。したがって、トランジ
スタＱ３２が導通し、そのコレクタ電位、すなわち、セ
ット信号Ｖ_SET は、ローレベルに保たれる。As a result, in the output section 54, the transistor Q31 is turned off, and the transistor Q3
The base potential of 2 becomes _VS. Therefore, transistor Q32 conducts, and its collector potential, ie, set signal V _SET is kept at a low level.

【００７５】これに対して、出力トランジスタ３１を流
れる電流が多くなると、過電流検出用抵抗３７の両端電
圧Ｖ_R も大きくなる。ここで、トランジスタＱ１１のコ
レクタ電流Ｉ_C1は、判定部５３の定電流Ｉ_C0と同一で、
一定に保たれている。したがって、トランジスタＱ１１
のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEは、略０．７Ｖのまま変
化しない。一方、トランジスタＱ１２のエミッタ電位
は、トランジスタＱ１１に比べて、Ｖ_R だけ高いので、
トランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE（Ｑ
１２）は、Ｖ_R ＋Ｖ_BEとなる。したがって、図６に示す
ように、トランジスタＱ１２のコレクタ電流Ｉ_C2は、両
端電圧Ｖの増加に伴って、急峻に増加する。On the other hand, when the current flowing through the output transistor 31 increases, the voltage V _R across the overcurrent detecting resistor 37 also increases. Here, the collector current I _C1 of the transistor Q11 is the same as the constant current I _C0 of the determination unit 53,
It is kept constant. Therefore, transistor Q11
, The base-emitter voltage V _BE remains unchanged at about 0.7V. On the other hand, the emitter potential of the transistor Q12 is compared to the transistors Q11, is higher by V _R,
The base-emitter voltage V _BE (Q
12), the V _R + V _BE. Therefore, as shown in FIG. 6, the collector current I _C2 of the transistor Q12 increases sharply with an increase in the voltage V between both ends.

【００７６】上記電流Ｉ_C2が増加して、判定部５３のト
ランジスタＱ２３へ流れる電流Ｉ_C（Ｑ２３）が、４・
Ｉ_C1を越えると、図５に示すように、Ｖ_CE（Ｑ２３）＞
０．７Ｖとなる。この値は、トランジスタＱ３１のＶ_BE
（Ｑ３１）≒０．７Ｖを越えており、出力部５４のトラ
ンジスタＱ３１を十分に駆動させることができる。The current I _C2 increases, and the current I _C (Q23) flowing to the transistor Q23 of the judgment unit 53 becomes 4 ·
When I _C1 is exceeded, as shown in FIG. 5, V _CE (Q23)>
0.7V. This value is the V _{BE of} transistor Q31.
(Q31) is over 0.7V, and the transistor Q31 of the output unit 54 can be sufficiently driven.

【００７７】この結果、出力部５４において、トランジ
スタＱ３１が導通して、抵抗Ｒ３１に、トランジスタＱ
３１のコレクタ電流が流れる。したがって、抵抗Ｒ３１
の電圧降下によって、トランジスタＱ３２のベース電位
が下がり、トランジスタＱ３２が遮断される。これによ
り、トランジスタＱ３２のコレクタ電位、すなわち、セ
ット信号Ｖ_SET は、ハイレベルとなる。As a result, in the output section 54, the transistor Q31 is turned on, and the resistor R31 is connected to the transistor Q31.
31 collector currents flow. Therefore, the resistance R31
, The base potential of the transistor Q32 drops, and the transistor Q32 is cut off. As a result, the collector potential of the transistor Q32, that is, the set signal V _SET goes high.

【００７８】過電流検出回路３８において、検出部５２
は、両端電圧Ｖ_R の増加に応じて、電流Ｉ_C2を増加させ
る。また、判定部５３は、トランジスタＱ２３を流れる
電流Ｉ_C （Ｑ２３）が所定の値を越えたか否かを判定す
る。さらに、出力部５４は、判定部５３の指示に従っ
て、図１に示すフリップフロップ３９へセット信号Ｖ_SE
T を送出する。上記電流Ｉ_C （Ｑ２３）は、検出部５２
および定電流源５５から供給される電流Ｉ_C2・Ｉ_C3の合
計なので、Ｉ_C3が変化しない場合、Ｉ_C （Ｑ２３）は、
Ｉ_C2によって変化する。したがって、過電流検出回路３
８は、出力トランジスタ３１が流れる電流が検出レベル
を越えたか否かを、フリップフロップ３９へ通知でき
る。In the overcurrent detecting circuit 38, the detecting section 52
Increases the current I _C2 according to the increase of the voltage V _R. The determining unit 53 determines whether the current I _C (Q23) flowing through the transistor Q23 has exceeded a predetermined value. Further, the output unit 54 supplies the set signal V _SE to the flip-flop 39 shown in FIG.
_{Send T.} The current I _C (Q23)
And the currents I _C2 and I _C3 supplied from the constant current source 55, and if I _C3 does not change, I _C (Q23) becomes
_{Varies with} I _C2 . Therefore, the overcurrent detection circuit 3
8 can notify the flip-flop 39 whether or not the current flowing through the output transistor 31 has exceeded the detection level.

【００７９】さらに、定電流源５５は、短絡時に電流Ｉ
_C3を供給しており、非短絡時には、電流を供給していな
い。したがって、短絡時には、より少ない電流Ｉ_C2であ
っても、判定部５３が受け取る電流は、上記所定の値を
越える。この結果、短絡時において、過電流を検出する
際の検出レベルを非短絡時に比べて低下させることがで
きる。Further, the constant current source 55 supplies the current I
_C3 is supplied, and no current is supplied when not short-circuited. Therefore, at the time of a short circuit, even if the current I _C2 is smaller, the current received by the determination unit 53 exceeds the above-described predetermined value. As a result, at the time of short-circuit, the detection level for detecting overcurrent can be reduced as compared with the case of no short-circuit.

【００８０】具体的には、短絡時において、判定部５３
のトランジスタＱ２３には、検出部５２のトランジスタ
Ｑ１２、および、定電流源５５のトランジスタＱ４３の
双方から電流が供給されている。したがって、図７に示
すように、各トランジスタＱ１２・Ｑ４３からのコレク
タ電流を、それぞれ、Ｉ_C （Ｑ１２）、Ｉ_C （Ｑ４３）
とすると、トランジスタＱ２３へ供給される電流Ｉ
_C （Ｑ１２＋Ｑ４３）は、両者の和となる。したがっ
て、トランジスタＱ２３を十分導通させるために必要な
電流Ｉ_C （Ｑ１２）は、比較的低い値に保たれている。
なお、図中、Ｉ_C （Ｑ２３）は、トランジスタＱ２３の
負荷線である。Specifically, when the short circuit occurs,
The current is supplied from both the transistor Q12 of the detection unit 52 and the transistor Q43 of the constant current source 55 to the transistor Q23. Therefore, as shown in FIG. 7, the collector currents from the transistors Q12 and Q43 are changed to I _C (Q12) and I _C (Q43), respectively.
Then, the current I supplied to the transistor Q23 is
_C (Q12 + Q43) is the sum of the two. Therefore, the current I _C (Q12) required to make transistor Q23 sufficiently conductive is kept at a relatively low value.
In the figure, I _C (Q23) is a load line of the transistor Q23.

【００８１】一方、非短絡時では、定電流源５５は動作
しておらず、トランジスタＱ１２のみがトランジスタＱ
２３へ電流を供給している。したがって、図８に示すよ
うに、トランジスタＱ２３を十分導通させるために必要
な電流Ｉ_C （Ｑ１２）は、図７に示すＩ_C （Ｑ１２）に
比べて比較的大きくなる。On the other hand, at the time of non-short circuit, constant current source 55 is not operating, and only transistor Q12 is connected to transistor Q12.
23 is supplied with current. Therefore, as shown in FIG. 8, the current I _C (Q12) required to make transistor Q23 sufficiently conductive is relatively larger than I _C (Q12) shown in FIG.

【００８２】この結果、判定部５３は、短絡時におい
て、非短絡時に比べて、より少ないコレクタ電流Ｉ_C2で
あっても、出力部５４へ電流を供給する。したがって、
判定部５３が電流を供給し始めるコレクタ電流Ｉ_C2およ
び過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R は、短絡時の方
が非短絡時に比べて低くなる。As a result, the determination section 53 supplies a current to the output section 54 even when the collector current I _C2 is smaller in a short circuit than in a non-short circuit. Therefore,
The collector current I _C2 at which the judging section 53 starts to supply the current and the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37 are lower in the short circuit state than in the non-short circuit state.

【００８３】これにより、図１に示す過電流検出回路３
８は、コンパレータ４０から短絡を示す出力信号Ｖ_CMP
が通知された場合、過電流を検出する際の検出レベル
を、非短絡時に比べて低く設定できる。また、過電流検
出回路３８は、過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R に
基づいて、出力トランジスタ３１を流れる電流を検出
し、図９に示すように、現時点での検出レベルを越えた
場合、フリップフロップ３９のセット端子Ｓへハイレベ
ルのセット信号Ｖ_SET を印加できる。Thus, the overcurrent detection circuit 3 shown in FIG.
8 is an output signal V _CMP from the comparator 40 indicating a short circuit.
Is notified, the detection level for detecting the overcurrent can be set lower than when no short circuit occurs. Further, the overcurrent detection circuit 38 detects the current flowing through the output transistor 31 based on the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37, and, as shown in FIG. , A high-level set signal V _SET can be applied to the set terminal S of the flip-flop 39.

【００８４】一方、フリップフロップ３９において、リ
セット端子Ｒは、発振器３４に接続されており、三角波
Ｖ_OSC の１周期毎に、発振器３４からリセット信号を受
け取っている。また、フリップフロップ３９の反転出力
端子Ｑバーは、ＮＡＮＤ回路３６の入力の一方に接続さ
れている。これにより、フリップフロップ３９は、ハイ
レベルのセット信号Ｖ_SET を受け取ってから、リセット
信号を受け取るまでの間、ローレベルの信号をＮＡＮＤ
回路３６へ与えることができる。On the other hand, in the flip-flop 39, the reset terminal R is connected to the oscillator 34, and receives a reset signal from the oscillator 34 every one cycle of the triangular wave _VOSC . The inverted output terminal Q of the flip-flop 39 is connected to one input of the NAND circuit 36. As a result, the flip-flop 39 outputs the low-level signal from the reception of the high-level set signal V _SET to the reception of the reset signal.
Circuit 36.

【００８５】また、コンパレータ４０において、反転入
力端子は、フィードバック端子ＡＤＪに接続されてお
り、帰還電圧Ｖ_ADJ が印加されている。また、非反転入
力端子には、定電圧源４０ａから、一定の基準電圧Ｖ
_REF2が印加されている。これにより、コンパレータ４０
は、帰還電圧Ｖ_ADJ が基準電圧Ｖ_REF2よりも低下した場
合、発振器３４および過電流検出回路３８へハイレベル
の出力信号Ｖ_CMP を印加して、両部材３４・３８へ、負
荷端子Ｏの短絡を通知できる。In the comparator 40, the inverting input terminal is connected to the feedback terminal ADJ, and the feedback voltage V _ADJ is applied. The non-inverting input terminal receives a constant reference voltage V from the constant voltage source 40a.
_REF2 is applied. Thereby, the comparator 40
When the feedback voltage V _ADJ becomes lower than the reference voltage V _REF2 , a high-level output signal V _CMP is applied to the oscillator 34 and the overcurrent detection circuit 38 to short-circuit the load terminal O to both members 34 and 38. Can be notified.

【００８６】上記構成の定電圧電源回路１において、過
電流検出時における各部の動作について説明すると以下
の通りである。なお、説明の際には、定電圧電源回路１
の出力電圧Ｖ_O に対する出力電圧Ｉ_O の特性、すなわ
ち、過電流保護特性を示す図１０を参照する。The operation of each unit in the constant voltage power supply circuit 1 having the above configuration when overcurrent is detected will be described below. In the description, the constant voltage power supply circuit 1
FIG. 10 showing the characteristics of the output voltage I _O with respect to the output voltage V _O of FIG.

【００８７】まず、非短絡時において、レギュレータＩ
Ｃ３は、上述したように、帰還電圧Ｖ_ADJ に基づいて、
出力トランジスタ３１のデューティを制御して、出力電
圧Ｖ_O を一定の値Ｖ_C に保っている。この状態では、帰
還電圧Ｖ_ADJ がＶ_REF2を下回っていない。この結果、コ
ンパレータ４０は、出力信号Ｖ_CMP をローレベルにし
て、発振器３４および過電流検出回路３８へ、負荷端子
Ｏが短絡していないことを通知している。First, at the time of non-short circuit, the regulator I
C3 is based on the feedback voltage V _ADJ as described above.
The duty of the output transistor 31 is controlled to keep the output voltage V _O at a constant value V _C. In this state, the feedback voltage V _ADJ is not lower than V _REF2 . As a result, the comparator 40 sets the output signal V _CMP to the low level, and notifies the oscillator 34 and the overcurrent detection circuit 38 that the load terminal O is not short-circuited.

【００８８】したがって、発振器３４の発振周波数、す
なわち、出力トランジスタ３１のスイッチング周波数
は、短絡時よりも高い周波数に設定されている。また、
過電流検出回路３８では、図４に示す定電流源５５が電
流Ｉ_C3を供給していない。この結果、過電流検出時の検
出レベルは、短絡時の検出レベルよりも高いレベルに設
定されている。Therefore, the oscillation frequency of the oscillator 34, that is, the switching frequency of the output transistor 31, is set to a higher frequency than when the short circuit occurs. Also,
In the overcurrent detection circuit 38, the constant current source 55 shown in FIG. 4 does not supply the current I _C3 . As a result, the detection level at the time of overcurrent detection is set to a higher level than the detection level at the time of short circuit.

【００８９】過電流検出回路３８は、過電流検出用抵抗
３７の両端電圧Ｖ_R を監視して、出力トランジスタ３１
を流れる電流が過剰であるか否かを判定している。例え
ば、図１０に示す出力電流Ｉ_O がＩ_S0以下の領域では、
過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R は出力トランジス
タ３１を流れる電流によって増減しているが、上記検出
レベルを越えていない。したがって、図１に示すよう
に、過電流検出回路３８は、フリップフロップ３９へロ
ーレベルのセット信号Ｖ_SET を印加している。この結
果、出力トランジスタ３１の導通は、阻止されず、定電
圧電源回路１は、何ら支障なく、出力電圧Ｖ_O を所定の
値Ｖ_C に保つことができる。The overcurrent detection circuit 38 monitors the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37 and outputs
It is determined whether the current flowing through is excessive. For example, the output current I _O is I _S0 following areas shown in FIG. 10,
The voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37 is increased or decreased by the current flowing through the output transistor 31, but does not exceed the detection level. Therefore, as shown in FIG. 1, the overcurrent detection circuit 38 applies the low-level set signal V _SET to the flip-flop 39. As a result, the conduction of the output transistor 31 is not prevented, and the constant voltage power supply circuit 1 can keep the output voltage V _O at the predetermined value V _C without any problem.

【００９０】一方、入力電源２の電圧Ｖ_INが増加した
り、負荷６が重くなったりして、出力トランジスタ３１
を流れる電流が増加すると、これに伴って、過電流検出
用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R も増加する。過電流検出回路
３８は、両端電圧Ｖ_R が増加して、非短絡時の検出レベ
ルを越えた場合、フリップフロップ３９のセット端子Ｓ
へ、ハイレベルの信号を印加する。また、フリップフロ
ップ３９のリセット端子Ｒには、発振器３４から１周期
毎にリセット信号が印加されている。これにより、過電
流の検出時において、フリップフロップ３９は、パルス
・バイ・パルス動作を行い、１周期の間、ＮＡＮＤ回路
３６へローレベルの信号を印加し続ける。この結果、Ｎ
ＡＮＤ回路３６は、ＰＷＭコンパレータ３５の出力に関
わらず、ドライブ用トランジスタ３２のベース電位Ｖ_B
をハイレベルに保ち続ける。したがって、当該スイッチ
ング周期において、出力トランジスタ３１の導通は、阻
止される。なお、フリップフロップ３９は、１周期毎に
リセットされるが、過電流検出回路３８は、過電流を検
出し続けている間、フリップフロップ３９へローレベル
のセット信号Ｖ_SET を送り続けているので、検出してい
る間、出力トランジスタ３１の導通は阻止される。On the other hand, when the voltage V _IN of the input power supply 2 increases or the load 6 becomes heavy, the output transistor 31
Increases, the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37 also increases. The overcurrent detection circuit 38 sets the set terminal S of the flip-flop 39 when the voltage V _R increases and exceeds the non-short detection level.
, A high-level signal is applied. A reset signal is applied to the reset terminal R of the flip-flop 39 from the oscillator 34 every cycle. Thus, when an overcurrent is detected, the flip-flop 39 performs a pulse-by-pulse operation, and continuously applies a low-level signal to the NAND circuit 36 for one cycle. As a result, N
The AND circuit 36 controls the base potential V _B of the driving transistor 32 regardless of the output of the PWM comparator 35.
Keep high level. Accordingly, in the switching cycle, the conduction of the output transistor 31 is blocked. Although the flip-flop 39 is reset every cycle, the overcurrent detection circuit 38 continues to send the low-level set signal V _SET to the flip-flop 39 while detecting the overcurrent. , The conduction of the output transistor 31 is blocked.

【００９１】この状態では、出力トランジスタ３１の導
通時間は、ＰＷＭコンパレータ３５の指示よりも少なく
なる。この結果、定電圧電源回路１は、過電流から保護
される。その後、過電流の原因が解消されて、出力トラ
ンジスタ３１を流れる電流が検出レベルを下回ると、過
電流検出回路３８は、フリップフロップ３９へローレベ
ルのセット信号Ｖ_SET を印加する。この結果、出力トラ
ンジスタ３１の導通が再開され、定電圧電源回路１は、
正常状態に復帰する。In this state, the conduction time of the output transistor 31 is shorter than the instruction of the PWM comparator 35. As a result, the constant voltage power supply circuit 1 is protected from overcurrent. Thereafter, when the cause of the overcurrent is eliminated and the current flowing through the output transistor 31 falls below the detection level, the overcurrent detection circuit 38 applies the low-level set signal V _SET to the flip-flop 39. As a result, conduction of the output transistor 31 is resumed, and the constant voltage power supply circuit 1
Return to normal status.

【００９２】一般に、過電流の原因が、入力電圧Ｖ_INの
増加や負荷６の変動などの場合は、出力電流Ｉ_O の変化
が緩やかで、過電流状態の期間も短い。また、過電流の
状態が解消された場合、正常な状態へ速やかに復帰し
て、レギュレータＩＣ３は、デューティの制御を再開す
ることが要求されている。In general, when the cause of the overcurrent is an increase in the input voltage V _IN or a change in the load 6, the output current _IO changes slowly and the period of the overcurrent state is short. Further, when the overcurrent state is resolved, it is required that the regulator IC3 immediately returns to a normal state and resumes the duty control.

【００９３】本実施形態に係る定電圧電源回路１では、
コンパレータ４０が短絡を検出していない間、発振器３
４の発振周波数、および、過電流検出回路３８の検出レ
ベルは、従来と同じく高い値に保たれている。したがっ
て、過電流検出回路３８は、出力トランジスタ３１を流
れる電流の減少を、即座に検出できる。また、フリップ
フロップ３９がパルス・バイ・パルス動作する際の周期
は、従来と同様に短く設定されており、フリップフロッ
プ３９は、過電流検出回路３８から過電流状態の解消が
伝えられると、ＮＡＮＤ回路３６へデューティ制御の再
開を即座に指示できる。この結果、定電圧電源回路１
は、過電流状態が解消された場合、正常状態へ即座に復
帰できる。In the constant voltage power supply circuit 1 according to this embodiment,
While the comparator 40 does not detect a short circuit, the oscillator 3
The oscillation frequency of No. 4 and the detection level of the overcurrent detection circuit 38 are kept high as in the conventional case. Therefore, the overcurrent detection circuit 38 can immediately detect a decrease in the current flowing through the output transistor 31. Further, the cycle when the flip-flop 39 performs the pulse-by-pulse operation is set to be short as in the related art, and when the overcurrent detection circuit 38 reports that the overcurrent state has been eliminated, the flip-flop 39 performs the NAND operation. It is possible to immediately instruct the circuit 36 to restart the duty control. As a result, the constant voltage power supply circuit 1
Can immediately return to a normal state when the overcurrent state is resolved.

【００９４】一方、負荷端子Ｏが短絡された場合、定電
圧電源回路１の出力電圧Ｖ_O は、低下し、これに伴っ
て、帰還電圧Ｖ_ADJ も低下する。また、入力電圧Ｖ_INと
出力電圧Ｖ_O との差が大きくなるので、出力トランジス
タ３１を流れる電流は、大幅に増加する。したがって、
非短絡時の過電流状態と同様に、過電流検出回路３８
は、過電流を検出して、フリップフロップ３９に、出力
トランジスタ３１の導通を阻止させている。On the other hand, when the load terminal O is short-circuited, the output voltage V _O of the constant voltage power supply circuit 1 decreases, and accordingly, the feedback voltage V _ADJ also decreases. Further, since the difference between the input voltage V _IN and the output voltage V _O increases, the current flowing through the output transistor 31 greatly increases. Therefore,
Similarly to the overcurrent state at the time of non-short circuit, the overcurrent detection circuit 38
Detects an overcurrent and causes the flip-flop 39 to prevent the output transistor 31 from conducting.

【００９５】この状態では、出力トランジスタ３１の導
通時間が少なくなり、定電圧電源回路１は、出力電圧Ｖ
_O を一定の値Ｖ_C に保つことができない。また、出力ト
ランジスタ３１の導通が阻止されると、出力トランジス
タ３１を流れる電流が少なくなる。過電流検出回路３８
は、当該電流が検出レベルを下回ると、出力トランジス
タ３１の導通を再開させる。ところが、出力電圧Ｖ_O が
低下すると、ＰＷＭコンパレータ３５は、誤差増幅器３
３の指示に従い、出力トランジスタ３１のデューティを
高く制御しようとする。したがって、過電流時には、定
電圧電源回路１の出力電流Ｉ_O は、出力電圧Ｖ_O の低下
に伴って増加する（図１０において、出力電圧Ｖ_O がＶ
_C からＶ_REF2までの間）。In this state, the conduction time of output transistor 31 decreases, and constant voltage power supply circuit 1
_O and can not be kept at a constant value V _C. When the conduction of the output transistor 31 is blocked, the current flowing through the output transistor 31 decreases. Overcurrent detection circuit 38
Restarts conduction of the output transistor 31 when the current falls below the detection level. However, when the output voltage V _O decreases, the PWM comparator 35 sets the error amplifier 3
According to the instruction of No. 3, the duty of the output transistor 31 is controlled to be high. Therefore, at the time of overcurrent, the output current I _O of the constant voltage power supply circuit 1 increases as the output voltage V _O decreases (in FIG. 10, the output voltage V _O becomes V
_{From C} to _VREF2 ).

【００９６】さらに、出力電圧Ｖ_O および帰還電圧Ｖ
_ADJ が低下して、帰還電圧Ｖ_ADJ が基準電圧Ｖ_REF2を下
回った場合、コンパレータ４０は、出力信号Ｖ_CMP をハ
イレベルにして、発振器３４および過電流検出回路３８
へ短絡を通知する（図１０において、出力電圧Ｖ_O がＶ
_REF2の時点）。Further, the output voltage V _O and the feedback voltage V
_{When ADJ} decreases and the feedback voltage V _ADJ falls below the reference voltage V _REF2 , the comparator 40 sets the output signal V _CMP to a high level and sets the oscillator 34 and the overcurrent detection circuit 38.
(In FIG. 10, the output voltage V _O is V
_{At REF2} ).

【００９７】これに従い、発振器３４は、発振周波数を
変換し、非短絡時の周波数よりも低い周波数にて、フリ
ップフロップ３９のリセット端子Ｒへリセット信号を入
力する。これにより、フリップフロップ３９がパルス・
バイ・パルス動作する際の周期が長くなり、出力トラン
ジスタ３１の導通は、より長い期間、阻止される。この
結果、図１０に示すように、定電圧電源回路１の出力電
流Ｉ_O は、出力電圧Ｖ_O がＶ_REF2を下回った時点におい
て、大きく低下する。In accordance with this, the oscillator 34 converts the oscillation frequency and inputs a reset signal to the reset terminal R of the flip-flop 39 at a frequency lower than the frequency when no short circuit occurs. This causes the flip-flop 39 to output the pulse
The period during the bi-pulse operation becomes longer, and the conduction of the output transistor 31 is blocked for a longer period. As a result, as shown in FIG. 10, the output current I _O of the constant-voltage power supply circuit 1 drops significantly when the output voltage V _O falls below V _REF2 .

【００９８】一方、過電流検出回路３８は、出力信号Ｖ
_CMP がハイレベルになると、過電流検出時の検出レベル
を、非短絡時よりも低い値に変更する。さらに、過電流
検出回路３８は、過電流検出用抵抗３７の両端電圧Ｖ_R
が当該検出レベルを越えた場合に、出力トランジスタ３
１の導通を阻止する。On the other hand, the overcurrent detection circuit 38 outputs the output signal V
_{When the CMP} goes high, the detection level at the time of overcurrent detection is changed to a value lower than that at the time of non-short circuit. Further, the overcurrent detection circuit 38 detects the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37.
Exceeds the detection level, the output transistor 3
1 is blocked.

【００９９】ところで、過電流の検出レベルが低く設定
されている場合でも、出力電圧Ｖ_Oが低下するに従っ
て、出力電流Ｉ_O は増加する。ところが、検出レベルが
低く設定されているので、出力電流Ｉ_O がより低い値に
なるまで、過電流検出回路３８は、出力トランジスタ３
１の導通を抑制する。したがって、出力電圧Ｖ_O に対す
る出力電流Ｉ_O の傾きは、非短絡時に比べて、より急峻
になる。By the way, even when the overcurrent detection level is set low, the output current I _O increases as the output voltage V _O decreases. However, since the detection level is set low, the overcurrent detection circuit 38 outputs the output transistor 3 until the output current _IO becomes lower.
1 is suppressed. Therefore, the slope of the output current I _O with respect to the output voltage V _O becomes steeper than when no short circuit occurs.

【０１００】この結果、図１０に示す過電流保護特性に
おいて、すそ野の部分は、従来の特性（破線）に比べて
大幅に削減される。さらに、短絡時の電流Ｉ_S1は、従来
の短絡電流Ｉ_S2に比べて低減され、短絡検出時の出力電
流Ｉ_O 以下に抑えられている。As a result, in the overcurrent protection characteristic shown in FIG. 10, the skirt portion is greatly reduced as compared with the conventional characteristic (broken line). Further, the current I _S1 at the time of short-circuit is reduced as compared with the conventional short-circuit current I _S2 , and is suppressed to be equal to or less than the output current I _O at the time of short-circuit detection.

【０１０１】垂下特性での短絡電流を抑えることができ
るので、短絡時における出力トランジスタ３１の発熱
は、従来に比べて大幅に抑えられる。この結果、レギュ
レータＩＣ３の安全性が向上する。また、例えば、放熱
フィンなど、レギュレータＩＣ３を冷却するための部材
が、より小型に、あるいは不要になる。さらに、出力ト
ランジスタ３１の電流定格を下げることができるので、
例えば、誤差増幅器３３など、レギュレータＩＣ３を構
成する他の部材と出力トランジスタ３１とを同一のパッ
ケージに形成しやすくなる。また、例えば、平滑化回路
４を構成するキャッチダイオード１２やコイル１１な
ど、レギュレータＩＣ３に外付けする部材の電流定格を
下げることができる。この結果、より小型で、安価な定
電圧電源回路１を提供できる。Since the short-circuit current due to the drooping characteristic can be suppressed, the heat generation of the output transistor 31 at the time of the short-circuit can be greatly suppressed as compared with the related art. As a result, the safety of the regulator IC 3 is improved. Further, for example, a member for cooling the regulator IC 3 such as a radiation fin becomes smaller or unnecessary. Further, since the current rating of the output transistor 31 can be reduced,
For example, it becomes easy to form another member constituting the regulator IC 3 such as the error amplifier 33 and the output transistor 31 in the same package. Further, for example, the current rating of a member externally attached to the regulator IC 3 such as the catch diode 12 and the coil 11 constituting the smoothing circuit 4 can be reduced. As a result, a smaller and cheaper constant voltage power supply circuit 1 can be provided.

【０１０２】なお、本実施形態では、図４に示す過電流
検出回路３８を例に説明しているが、これに限るもので
はない。例えば、過電流検出回路３８は、コンパレータ
４０の指示に応じて、２つの異なる基準電圧のうちの一
方を出力し、当該基準電圧と、過電流検出用抵抗３７の
両端電圧Ｖ_R とを比較して、出力トランジスタ３１を流
れる電流が過剰であるか否かを判定してもよい。コンパ
レータ４０が短絡を通知した場合、過電流検出回路３８
が過電流を検出する際の検出レベルを非短絡時に比べて
低下させることができれば、本実施形態と同様の効果を
得られる。In the present embodiment, the overcurrent detection circuit 38 shown in FIG. 4 has been described as an example, but the present invention is not limited to this. For example, the overcurrent detection circuit 38 outputs one of two different reference voltages according to an instruction from the comparator 40, and compares the reference voltage with the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37. Thus, it may be determined whether the current flowing through the output transistor 31 is excessive. When the comparator 40 notifies the short circuit, the overcurrent detection circuit 38
If the detection level for detecting overcurrent can be reduced as compared with the case where no short circuit occurs, the same effect as that of the present embodiment can be obtained.

【０１０３】ただし、上記構成の場合、両基準電圧を低
くすることが難しいという問題がある。例えば、トラン
ジスタなどを用いて、両端電圧Ｖ_R と両基準電圧とを比
較する場合、トランジスタのベース−エミッタ間電圧に
制限されて、両基準電圧を余り低い値に設定できない。
したがって、高い方の基準電圧は、従来のチョッパレギ
ュレータで過電流を検出する際の基準電圧に比べて高く
なりがちである。この結果、過電流検出用抵抗３７の抵
抗値を従来より高く設定して、過電流検出用抵抗３７の
両端電圧Ｖ_R を上げる必要がある。ところが、過電流検
出用抵抗３７での電圧降下は、定電圧電源回路１の損失
となるため、過電流検出用抵抗３７の抵抗値を大きくす
ると、消費電力が増大する。However, the above configuration has a problem that it is difficult to lower both reference voltages. For example, by using a transistor, when comparing the end-to-end voltage V _R and the two reference voltages, the base of the transistor - is limited to emitter voltage can not be set both reference voltage too low.
Therefore, the higher reference voltage tends to be higher than the reference voltage when detecting an overcurrent with a conventional chopper regulator. As a result, it is necessary to set the resistance value of the overcurrent detection resistor 37 higher than before, and increase the voltage V _R across the overcurrent detection resistor 37. However, a voltage drop in the overcurrent detection resistor 37 causes a loss in the constant voltage power supply circuit 1. Therefore, when the resistance value of the overcurrent detection resistor 37 is increased, power consumption increases.

【０１０４】これに対して、図４に示す過電流検出回路
３８は、両端電圧Ｖ_R に応じた電流Ｉ_C2を出力する検出
部５２と、短絡時において、所定の電流Ｉ_C3を供給する
定電流源５５と、検出部５２および定電流源５５から供
給される電流が所定の値を越えるか否かによって、過電
流を検出する判定部５３とを備えている。On the other hand, the overcurrent detection circuit 38 shown in FIG. 4 includes a detection unit 52 that outputs a current I _C2 according to the voltage V _R between both ends, and a constant supply of a predetermined current I _C3 when a short circuit occurs. A current source 55 and a determination unit 53 that detects an overcurrent based on whether the current supplied from the detection unit 52 and the constant current source 55 exceeds a predetermined value are provided.

【０１０５】この構成では、短絡時において、検出部５
２および定電流源５５の双方から、判定部５３へ電流が
供給されるので、過電流検出用抵抗３７の抵抗値を従来
と同様に保ったまま、短絡時の検出レベルを非短絡時よ
りも低下させることができる。この結果、消費電力を増
大させることなく、互いに異なる２つの検出レベルにて
過電流を検出できる。In this configuration, when a short circuit occurs, the detecting unit 5
2 and the constant current source 55 supply a current to the determination unit 53. Therefore, while maintaining the resistance value of the overcurrent detection resistor 37 as in the related art, the detection level at the time of short-circuit is lower than that at the time of non-short-circuit Can be reduced. As a result, overcurrent can be detected at two different detection levels without increasing power consumption.

【０１０６】また、本実施形態に係る出力トランジスタ
３１は、レギュレータＩＣ３と一体に形成されている
が、これに限らず、出力トランジスタ３１を別に設けて
もよい。ただし、両者を一体に形成した方が、レギュレ
ータＩＣ３を構成する部品点数が少なくなるので、取扱
いや製造時の手間を削減できる。Although the output transistor 31 according to the present embodiment is formed integrally with the regulator IC 3, the present invention is not limited to this, and the output transistor 31 may be provided separately. However, when both are formed integrally, the number of components constituting the regulator IC 3 is reduced, so that it is possible to reduce labor in handling and manufacturing.

【０１０７】ところで、出力トランジスタ３１へ流れる
電流が大きい場合、発熱が大きくなり、例えば、誤差増
幅器３３など、レギュレータＩＣ３の残余の回路と出力
トランジスタ３１とを一体に形成することが困難であ
る。ところが、本実施形態では、従来に比べて、過電流
時の出力電流のすそ野を減少でき、短絡電流を削減でき
る。したがって、出力トランジスタ３１の発熱は、少な
くなり、電流定格を低く設定できる。この結果、出力ト
ランジスタ３１と上記残余の部材とを、何ら支障なく一
体に形成できる。When the current flowing to the output transistor 31 is large, heat is increased, and it is difficult to form the output transistor 31 and the remaining circuit of the regulator IC 3 such as the error amplifier 33, for example. However, in the present embodiment, the output current at the time of overcurrent can be reduced and the short-circuit current can be reduced as compared with the related art. Therefore, heat generation of the output transistor 31 is reduced, and the current rating can be set low. As a result, the output transistor 31 and the remaining members can be integrally formed without any problem.

【０１０８】さらに、本実施形態では、短絡電流が削減
されており、平滑化回路４を構成するコイルなどの電流
定格を下げることができる。したがって、レギュレータ
ＩＣ３へ外付けする部材も小型化できる。この結果、小
型で安価な定電圧電源回路１を実現できる。Furthermore, in this embodiment, the short-circuit current is reduced, and the current rating of the coil and the like constituting the smoothing circuit 4 can be reduced. Therefore, a member externally attached to the regulator IC 3 can also be reduced in size. As a result, a small and inexpensive constant voltage power supply circuit 1 can be realized.

【０１０９】[0109]

【発明の効果】請求項１の発明に係るチョッパレギュレ
ータの制御装置は、以上のように、出力電圧が安定する
ように、上記スイッチング素子のデューティを制御する
制御手段と、上記スイッチング素子へ過剰な電流が流れ
ていることを検出する過電流検出手段と、過電流の検出
時に、上記スイッチング素子を遮断させる期間を上記制
御手段へ指示する発振器と、出力電圧が所定のレベル以
下になった場合、上記発振器の発振周波数を低下させる
短絡検出手段とを備えており、上記過電流検出手段は、
短絡検出手段が短絡を検出した場合に、検出していない
場合に比べて、過電流を検出する際の検出レベルを低下
させる構成である。As described above, the control device for the chopper regulator according to the first aspect of the present invention controls the duty of the switching element so as to stabilize the output voltage, Overcurrent detection means for detecting that a current is flowing, and, when overcurrent is detected, an oscillator for instructing the control means for a period during which the switching element is cut off, and when the output voltage has fallen below a predetermined level, Short-circuit detection means for lowering the oscillation frequency of the oscillator, the overcurrent detection means,
In this configuration, when the short-circuit detecting means detects a short-circuit, the detection level for detecting an overcurrent is reduced as compared with the case where no short-circuit is detected.

【０１１０】上記構成では、従来に比べて、過電流保護
特性の、すそ野の部分を削減できるので、過電流時にお
けるスイッチング素子の発熱を抑えることができる。し
たがって、チョッパレギュレータの安全性を向上できる
という効果を奏する。In the above configuration, the hem portion of the overcurrent protection characteristic can be reduced as compared with the related art, so that heat generation of the switching element at the time of overcurrent can be suppressed. Therefore, there is an effect that the safety of the chopper regulator can be improved.

【０１１１】また、従来よりも、すそ野の部分が削減さ
れているので、短絡電流を削減でき、非短絡時に、チョ
ッパレギュレータが供給可能な電流より小さく抑えるこ
とができる。この結果、チョッパレギュレータを構成す
る部材の電流定格を、より低く設定できる。この結果、
チョッパレギュレータの低コスト化および小型化に大き
く寄与するという効果を奏する。Further, since the base portion is reduced as compared with the conventional case, the short-circuit current can be reduced, and the current that can be supplied by the chopper regulator can be suppressed when no short-circuit occurs. As a result, the current rating of the members constituting the chopper regulator can be set lower. As a result,
This has the effect of greatly contributing to cost reduction and size reduction of the chopper regulator.

【０１１２】請求項２の発明に係るチョッパレギュレー
タの制御装置は、以上のように、請求項１記載の発明の
構成において、上記過電流検出手段は、上記スイッチン
グ素子を流れる電流に伴って、通過する電流が増減する
過電流検出用抵抗と、上記過電流検出用抵抗の両端間電
圧に応じた電流を出力する検出部と、上記短絡検出手段
が短絡を検出した場合に、所定の値の電流を出力する定
電流源と、上記検出部および定電流源から与えられる電
流の合計が、所定の値を越えているか否かを判定して、
過電流を検出する判定部とを備えている構成である。As described above, in the control device for the chopper regulator according to the second aspect of the present invention, in the configuration of the first aspect of the present invention, the overcurrent detecting means is configured to pass the current through the switching element in accordance with the current flowing through the switching element. An overcurrent detection resistor that increases or decreases the current to be output, a detection unit that outputs a current corresponding to a voltage between both ends of the overcurrent detection resistor, and a current having a predetermined value when the short circuit detection unit detects a short circuit. A constant current source that outputs a signal, and determines whether or not the sum of the currents supplied from the detection unit and the constant current source exceeds a predetermined value.
And a determination unit for detecting an overcurrent.

【０１１３】上記構成では、短絡時において、定電流源
と検出部との双方から、判定部へ電流が供給されるの
で、過電流検出用抵抗の抵抗値を従来と同様に抑えるこ
とができる。この結果、消費電力を増大させることな
く、互いに異なる２つの検出レベルにて過電流を検出で
きるという効果を奏する。In the above configuration, when a short circuit occurs, the current is supplied from both the constant current source and the detection unit to the determination unit, so that the resistance value of the overcurrent detection resistor can be suppressed as in the conventional case. As a result, it is possible to detect an overcurrent at two different detection levels without increasing power consumption.

【０１１４】請求項３の発明に係るチョッパレギュレー
タは、以上のように、請求項１または２記載のチョッパ
レギュレータの制御装置と、上記スイッチング素子とを
１パッケージに形成した構成である。A chopper regulator according to a third aspect of the invention has a configuration in which the control device for the chopper regulator according to the first or second aspect and the switching element are formed in one package.

【０１１５】上記構成では、過電流特性において、すそ
野の部分が削減されているので、キャッチダイオードや
コイルなどの外付け部材の定格を低く設定できる。さら
に、チョッパレギュレータを構成する部品点数を削減で
きるので、取扱いや製造時の手間を削減できる。この結
果、従来に比べて、チョッパレギュレータ全体を小型化
できるという効果を奏する。In the above configuration, since the base portion is reduced in the overcurrent characteristics, the rating of the external members such as the catch diode and the coil can be set low. Furthermore, since the number of components constituting the chopper regulator can be reduced, the handling and manufacturing labor can be reduced. As a result, there is an effect that the entire chopper regulator can be reduced in size as compared with the related art.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、降圧型
チョッパレギュレータの要部を示すブロック図である。FIG. 1, showing an embodiment of the present invention, is a block diagram illustrating a main part of a step-down chopper regulator.

【図２】上記降圧型チョッパレギュレータのパッケージ
を示す概略図である。FIG. 2 is a schematic view showing a package of the step-down chopper regulator.

【図３】上記降圧型チョッパレギュレータにおいて、正
常状態の各部の動作を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation of each unit in a normal state in the step-down chopper regulator.

【図４】上記降圧型チョッパレギュレータにおいて、過
電流保護回路の構成例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of an overcurrent protection circuit in the step-down chopper regulator.

【図５】上記過電流保護回路において、判定部を構成す
るトランジスタのＩ_C −Ｖ_CE特性を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing I _C -V _CE characteristics of a transistor constituting a determination unit in the overcurrent protection circuit.

【図６】上記過電流保護回路において、検出部を構成す
るトランジスタのＩ_C −Ｖ_BE特性を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing I _C -V _BE characteristics of a transistor constituting a detection unit in the overcurrent protection circuit.

【図７】上記過電流保護回路において、上記検出部を構
成するトランジスタ、および、定電流源を構成するトラ
ンジスタのコレクタ特性と、判定部を構成するトランジ
スタの負荷線との関係を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing the relationship between the collector characteristics of the transistors forming the detection section and the transistors forming the constant current source, and the load lines of the transistors forming the determination section in the overcurrent protection circuit. .

【図８】上記過電流保護回路において、上記検出部を構
成するトランジスタのコレクタ特性と、上記判定部を構
成するトランジスタの負荷線との関係を示すグラフであ
る。FIG. 8 is a graph showing a relationship between a collector characteristic of a transistor included in the detection unit and a load line of a transistor included in the determination unit in the overcurrent protection circuit.

【図９】上記降圧型チョッパレギュレータのフリップフ
ロップにおいて、過電流検出時におけるセット端子への
入力信号を示す波形図である。FIG. 9 is a waveform diagram showing an input signal to a set terminal when an overcurrent is detected in the flip-flop of the step-down chopper regulator.

【図１０】上記降圧型チョッパレギュレータにおいて、
過電流保護特性を示すグラフである。FIG. 10 shows the step-down chopper regulator.
4 is a graph showing overcurrent protection characteristics.

【図１１】従来例を示すものであり、降圧型チョッパレ
ギュレータの要部を示すブロック図である。FIG. 11 shows a conventional example, and is a block diagram illustrating a main part of a step-down chopper regulator.

【図１２】上記降圧型チョッパレギュレータにおいて、
過電流保護特性を示すグラフである。FIG. 12 shows the step-down chopper regulator according to the present invention.
4 is a graph showing overcurrent protection characteristics.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 定電圧電源回路（チョッパレギュレータ） ３ 降圧型チョッパレギュレータ用集積回路（制御装
置） ４ 平滑化回路 ３１ 出力トランジスタ（スイッチング素子） ３３ 誤差増幅器（制御手段） ３４ 発振器（発振器；制御手段） ３５ ＰＷＭコンパレータ（制御手段） ３６ ＮＡＮＤ回路（制御手段） ３７ 過電流検出用抵抗 ３８ 過電流検出回路（過電流検出手段） ３９ フリップフロップ（制御手段） ４０ コンパレータ（短絡検出手段） ５２ 検出部 ５３ 判定部 ５５ 定電流源REFERENCE SIGNS LIST 1 constant voltage power supply circuit (chopper regulator) 3 integrated circuit for step-down type chopper regulator (control device) 4 smoothing circuit 31 output transistor (switching element) 33 error amplifier (control means) 34 oscillator (oscillator; control means) 35 PWM comparator (Control means) 36 NAND circuit (Control means) 37 Overcurrent detection resistor 38 Overcurrent detection circuit (Overcurrent detection means) 39 Flip-flop (Control means) 40 Comparator (Short circuit detection means) 52 Detection section 53 Judgment section 55 Constant Current source

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】入力側から供給される電流をスイッチング
素子にて断続した後、平滑化回路にて平滑化して出力す
るチョッパレギュレータの制御装置であって、 出力電圧が安定するように、上記スイッチング素子のデ
ューティを制御する制御手段と、 上記スイッチング素子へ過剰な電流が流れていることを
検出する過電流検出手段と、 過電流の検出時に、上記スイッチング素子を遮断させる
期間を上記制御手段へ指示する発振器と、 出力電圧が所定のレベル以下になった場合、上記発振器
の発振周波数を低下させる短絡検出手段とを備えてお
り、 上記過電流検出手段は、短絡検出手段が短絡を検出した
場合に、検出していない場合に比べて、過電流を検出す
る際の検出レベルを低下させることを特徴とするチョッ
パレギュレータの制御装置。1. A control device for a chopper regulator, wherein a current supplied from an input side is turned on and off by a switching element, and then smoothed by a smoothing circuit and output, wherein the switching is performed so that an output voltage is stabilized. Control means for controlling the duty of the element; overcurrent detection means for detecting that excess current is flowing to the switching element; and instructing the control means for a period during which the switching element is cut off when an overcurrent is detected. An overcurrent detection unit, and a short-circuit detection unit that reduces the oscillation frequency of the oscillator when the output voltage becomes equal to or lower than a predetermined level. Characterized in that the detection level for detecting overcurrent is reduced as compared with the case where no detection is performed. 【請求項２】上記過電流検出手段は、上記スイッチング
素子を流れる電流に伴って、通過する電流が増減する過
電流検出用抵抗と、 上記過電流検出用抵抗の両端間電圧に応じた電流を出力
する検出部と、 上記短絡検出手段が短絡を検出した場合に、所定の値の
電流を出力する定電流源と、 上記検出部および定電流源から与えられる電流の合計
が、所定の値を越えているか否かを判定して、過電流を
検出する判定部とを備えていることを特徴とする請求項
１記載のチョッパレギュレータの制御装置。2. The overcurrent detection means includes: an overcurrent detection resistor whose passing current increases and decreases according to a current flowing through the switching element; and a current corresponding to a voltage between both ends of the overcurrent detection resistor. A detection unit that outputs a constant current source that outputs a current of a predetermined value when the short circuit detection unit detects a short circuit; and a sum of currents supplied from the detection unit and the constant current source is a predetermined value. 2. The control device for a chopper regulator according to claim 1, further comprising: a determination unit configured to determine whether the current value has exceeded the threshold value and detect an overcurrent. 【請求項３】請求項１または２記載のチョッパレギュレ
ータの制御装置と、上記スイッチング素子とを１パッケ
ージに形成したことを特徴とするチョッパレギュレー
タ。3. A chopper regulator, wherein the control device for the chopper regulator according to claim 1 and the switching element are formed in one package.