JPH10127064A - Power conversion device - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To miniaturize a power conversion device, reduce its weight, and improve its efficiency by reducing a switching loss even if a switching frequency is not decreased. SOLUTION: In a three-level power conversion device for converting DC to AC, for PWM control a dipolar modulation mode for outputting pulses alternately in positive and negative directions over one cycle of the output voltage of the power conversion device and a unipolar modulation mode for outputting pulses with the same polarity during the half cycle of an output voltage are used. A means 21 is provided for enabling the dipolar modulation mode when an operation mode is in power-running operation mode or when the output voltage rises and for enabling the dipolar modulation mode when the operation mode is in a regeneration operation mode or when the output voltage decreases.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
する電力変換装置に係わり、特に、車両を駆動するため
の３レベルインバータからなる電力変換装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for converting direct current to alternating current, and more particularly to a power converter comprising a three-level inverter for driving a vehicle.

【０００２】[0002]

【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサによって２つ
の直流電圧に分圧し、正（高電位）、零（中間電位）及
び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回路スイ
ッチング素子のオン・オフ動作により、これら３レベル
の電圧をインバータ出力端子に選択的に導出し、出力電
圧を制御する。この３レベルインバータの出力電圧をＰ
ＷＭ制御する装置は、例えば特願平３−３０１５１２号
公報に記載されている。この公報の装置には、ＰＷＭモ
ードとして、ダイポーラ変調（出力電圧の半周期内にパ
ルスをゼロ電圧を介して正負交互に出力することにより
出力電圧を表現）、ユニポーラ変調（出力電圧の半周期
中に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を
表現）、部分ダイポーラ変調（上記ダイポーラ変調とユ
ニポーラ変調が１周期中に混在）を用いる方法が採用さ
れている。また、特願平５−１１９１６５号公報に示さ
れた装置には、装置の素子損失を抑制するため、ダイポ
ーラ変調のスイッチング周波数をユニポーラ変調のスイ
ッチング周波数より低く設定する方式が採用されてい
る。2. Description of the Related Art A three-level inverter divides a DC power supply voltage (an overhead line voltage) into two DC voltages by a capacitor connected in series, and outputs a positive (high potential), zero (intermediate potential) and negative (low potential). Three voltage levels are generated, and these three levels of voltages are selectively derived to an inverter output terminal by the on / off operation of the main circuit switching element to control the output voltage. The output voltage of this three-level inverter is P
An apparatus for performing WM control is described in, for example, Japanese Patent Application No. 3-301512. The apparatus disclosed in this publication has a PWM mode as a dipolar modulation (representing an output voltage by alternately outputting a pulse through a zero voltage within a half cycle of an output voltage to express an output voltage), a unipolar modulation (during a half cycle of an output voltage) In this case, a method of using a single-polarity pulse to express an output voltage) and partial dipolar modulation (the above-described dipolar modulation and unipolar modulation are mixed in one cycle) are employed. Further, in the device disclosed in Japanese Patent Application No. 5-119165, a method is adopted in which the switching frequency of dipolar modulation is set lower than the switching frequency of unipolar modulation in order to suppress element loss of the device.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】上記特願平３−３０１
５１２号公報の装置では、特定のＰＷＭモード（ダイポ
ーラ変調モード）においてスイッチングに起因する損失
が大きく、損失の均一化が課題であった。また、上記特
願平５−１１９１６５号公報の装置は、この課題を解決
する一方式であるが、ダイポーラ変調時のスイッチング
周波数を低減制御する必要があった。Problems to be Solved by the Invention Japanese Patent Application No. Hei 3-301
In the device disclosed in Japanese Patent Publication No. 512, loss caused by switching in a specific PWM mode (dipolar modulation mode) is large, and uniform loss has been a problem. The apparatus disclosed in Japanese Patent Application No. 5-119165 is one method for solving this problem, but it is necessary to reduce and control the switching frequency during dipolar modulation.

【０００４】本発明の課題は、スイッチング周波数を低
減しない場合でも、スイッチング損失の低減化を図り、
小形・軽量、高効率化が可能な電力変換装置を提供する
ことにある。An object of the present invention is to reduce the switching loss even when the switching frequency is not reduced,
An object of the present invention is to provide a small, lightweight, and highly efficient power converter.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】上記課題は、ダイポーラ
変調とユニポーラ変調を用いたＰＷＭ制御おいて、装置
の運転モードに応じてダイポーラ変調を選択的に使用不
可能とする手段を設けることにより、達成される。ここ
で、ダイポーラ変調を選択的に使用不可能とする手段
は、運転モードがカ行運転モードまたは出力電圧が上昇
時のとき、ダイポーラ変調を使用可能とし、回生運転モ
ードまたは出力電圧が下降時のとき、ダイポーラ変調を
使用不可とする。これにより、発生損失の平均値の低減
が可能となる。The above object is achieved by providing a means for selectively disabling dipolar modulation in accordance with an operation mode of a device in PWM control using dipolar modulation and unipolar modulation. Achieved. Here, the means for selectively disabling the dipolar modulation enables the dipolar modulation when the operation mode is the power operation mode or when the output voltage is increasing, and the regenerating operation mode or when the output voltage is decreasing. At this time, dipolar modulation cannot be used. This makes it possible to reduce the average value of the generated loss.

【０００６】[0006]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電
力変換装置を示す。図１において、５は直流電圧源であ
る電車線（架線）、６１、６２は直流電圧源５の電圧か
ら交流出力側の零電位に相当する中間電圧（中性点電
圧）を作り出すために分割したコンデンサ（分割コンデ
ンサ）、ここでは、分割コンデンサ電圧はＥｄ／２（Ｅ
ｄ：全直流電圧）とした。７０〜７３は還流用の整流素
子を備えた自己消弧可能なスイッチング素子（本実施形
態ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トランジスタ等でも
良い。）、７４、７５はコンデンサの中性点電圧を導出
する補助整流素子である。７ａはＵ相一相分の主回路を
構成し、７ｂ及び７ｃはそれぞれＶ相分及びＷ相分を構
成する。８は誘導電動機である。相単位の主回路７ａ〜
７ｃは、それぞれ相毎に独立に動作可能であり、スイッ
チング素子の選択的なオン・オフ制御により３レベルの
出力電圧を発生する。その基本的な動作を主回路７ａを
例に説明する。コンデンサ６１、６２の電圧Ｅｄ／２を
完全平滑な直流電圧源として、《表１》に示すように、
スイッチング素子７０〜７３をオン・オフ制御すると、
交流出力端子ＵにＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２の３レベル
の出力電圧ｅを得る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a power converter according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 5 denotes a train line (an overhead line) which is a DC voltage source, and reference numerals 61 and 62 divide the voltage of the DC voltage source 5 to generate an intermediate voltage (neutral point voltage) corresponding to zero potential on the AC output side. Capacitor (divided capacitor), where the divided capacitor voltage is Ed / 2 (E
d: total DC voltage). Reference numerals 70 to 73 denote self-extinguishing switching elements provided with a rectifying element for reflux (in the present embodiment, IGBTs are used, but GTOs and transistors may be used), and 74 and 75 derive neutral point voltages of capacitors. Auxiliary rectifier element. 7a constitutes a main circuit for one U-phase, and 7b and 7c constitute V-phase and W-phase components, respectively. 8 is an induction motor. Main circuit 7a for each phase
7c can operate independently for each phase, and generates three-level output voltages by selective on / off control of switching elements. The basic operation will be described using the main circuit 7a as an example. Using the voltage Ed / 2 of the capacitors 61 and 62 as a completely smooth DC voltage source, as shown in Table 1,
When the switching elements 70 to 73 are on / off controlled,
An AC output terminal U obtains a three-level output voltage e of Ed / 2, 0, and -Ed / 2.

【表１】 Ｓｐ〜Ｓｎ及びＳは、スイッチング素子７０〜７３の導
通状態を１、０、−１で表現するスイッチング関数であ
り、出力電圧ｅは、[Table 1] Sp to Sn and S are switching functions expressing the conduction state of the switching elements 70 to 73 as 1, 0, −1, and the output voltage e is

【数１】 ｅ＝ＳｐＥｄ／２−ＳｎＥｄ／２＝ＳＥｄ／２ （１） で表される。ｅは大きさがＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２の
パルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、
ｅが正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御する。ＰＷＭ制御は、ＳｐとＳｎを用意することに
より、スイッチング素子の導通状態を決定することがで
きる。## EQU1 ## e = SpEd / 2-SnEd / 2 = SEd / 2 (1) e is a waveform obtained by combining pulse-like voltages having magnitudes of Ed / 2, 0, and -Ed / 2.
Pulse width modulation (PWM) of S so that e approaches a sine wave
Control. In the PWM control, by preparing Sp and Sn, the conduction state of the switching element can be determined.

【０００７】ここで、本実施形態のＰＷＭ制御を説明す
るに先だって、図２を用いて、（イ）ダイポーラ変調、
（ロ）部分ダイポーラ変調及び（ハ）ユニポーラ変調に
ついて説明する。一般に、インバータ出力電圧実行値指
令Ｅ*と直流電圧Ｅｄより、基本波振幅指令Ａを次式に
示すように設定する。Here, before describing the PWM control of the present embodiment, (a) dipolar modulation,
(B) Partial dipolar modulation and (c) unipolar modulation will be described. In general, a fundamental wave amplitude command A is set from the inverter output voltage execution value command E * and the DC voltage Ed as shown in the following equation.

【数２】 Ａ＝２√２Ｅ*／Ｅｄ （２） インバータ出力電圧指令ａは、基本波振幅指令Ａ及び位
相θにより、A = 2√2E * / Ed (2) The inverter output voltage command a is obtained by the fundamental wave amplitude command A and the phase θ.

【数３】 ａ＝Ａｓｉｎθ （３） で与えられ、図３（ａ）に示す基本波振幅指令となる。## EQU00003 ## a = Asin .theta. (3), which is a fundamental wave amplitude command shown in FIG.

【０００８】（イ）ダイポーラ変調について インバータ出力電圧実行値指令Ｅ*が微小電圧である場
合に最小オンパルス幅を確保するため、図２（ｂ）、
（ｃ）に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バ
イアス指令ａｂｎを次式に従って作成する。(A) Dipolar modulation In order to secure the minimum on-pulse width when the inverter output voltage execution value command E * is a very small voltage, FIG.
As shown in (c), a positive bias command abp and a negative bias command abn are created according to the following equation.

【数４】 ａｂｐ＝（Ａ／２）ｓｉｎθ＋Ｂ ａｂｎ＝（Ａ／２）ｓｉｎθ−Ｂ （４） Ｂ：バイアス量 ここで、バイアス量Ｂによって所定の方向に偏位させ、
図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電圧指令ａｐ、負
電圧指令ａｎを作成する。Abp = (A / 2) sin θ + B abn = (A / 2) sin θ−B (4) B: Bias amount Here, the bias amount is shifted in a predetermined direction by the bias amount B,
As shown in FIGS. 2D and 2E, a positive voltage command ap and a negative voltage command an are created.

【０００９】（ロ）部分ダイポーラ変調について バイアス量Ｂの大きさによっては、図２（ｂ）、（ｃ）
に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス
指令ａｂｎをインバータ出力電圧において表現しうるス
イッチングパターンの実現が局所的に不可能な場合が生
じる。そこで、図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電
圧指令ａｐ、負電圧指令ａｎを次式に示すように設定す
る。これによって、インバータ出力電圧指令を忠実に出
力電圧として表現することができる。(B) Partial dipolar modulation FIGS. 2B and 2C depending on the magnitude of the bias amount B.
As shown in (1), there is a case where it is locally impossible to realize a switching pattern that can express the positive bias command abp and the negative bias command abn in the inverter output voltage. Therefore, as shown in FIGS. 2D and 2E, the positive voltage command ap and the negative voltage command an are set as shown in the following equations. Thus, the inverter output voltage command can be faithfully expressed as an output voltage.

【数５】 （Ａ／２）ｓｉｎθ＋Ｂ（期間I） ａｐ＝｛ Ａｓｉｎθ （期間II） （５） ０ （ａｎが期間IIのとき）(A / 2) sin θ + B (period I) ap = ｛Asin θ (period II) (5) 0 (when an is in period II)

【数６】 （Ａ／２）ｓｉｎθ−Ｂ（期間I） ａｎ＝｛ Ａｓｉｎθ （期間II） （６） ０ （ａｐが期間IIのとき） ここで、期間Iはダイポーラ変調、期間IIはユニポーラ
変調となる。(A / 2) sin θ−B (period I) an = ｛Asin θ (period II) (6) 0 (when ap is period II) Here, period I is dipolar modulation, and period II is unipolar modulation. Becomes

【００１０】（ハ）ユニポーラ変調について バイアス量Ｂを０にすると、図２（ｂ）、（ｃ）に示す
正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス指令ａｂｎの２
本の振幅指令は完全に一致し、図２（ｄ）、（ｅ）に示
すように、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎは、次式
に示すものとなる。(C) Unipolar modulation When the bias amount B is set to 0, the positive bias command abp and the negative bias command abn shown in FIGS.
The amplitude commands in the book completely match, and as shown in FIGS. 2D and 2E, the positive voltage command ap and the negative voltage command an are represented by the following equations.

【数７】 Ａｓｉｎθ（ａｂｐ≧０） ａｐ＝｛ （７） ０ （ａｂｐ＜０）Asin θ (abp ≧ 0) ap = ｛(7) 0 (abp <0)

【数８】 ０ （ａｂｎ＞０） ａｎ＝｛ （８） Ａｓｉｎθ（ａｂｎ≦０）8 (0) (abn> 0) an = ｛(8) Asin θ (abn ≦ 0)

【００１１】図２（ｈ）は、各変調による出力電圧を示
す。（イ）ダイポーラ変調は、出力電圧の一周期の全期
間においてダイポーラ変調制御が行われる。（ロ）部分
ダイポーラ変調は、インバータ出力電圧指令のピーク付
近ではユニポーラ変調制御が行われ、インバータ出力電
圧指令の裾野ではダイポーラ変調制御が行われる。ま
た、（ハ）ユニポーラ変調は、Ｂ＝０のとき、全期間に
おいてユニポーラ変調制御が行われる。FIG. 2H shows the output voltage of each modulation. (A) In dipolar modulation, dipolar modulation control is performed in the entire period of one cycle of the output voltage. (B) In partial dipolar modulation, unipolar modulation control is performed near the peak of the inverter output voltage command, and dipolar modulation control is performed at the base of the inverter output voltage command. In (c) unipolar modulation, when B = 0, unipolar modulation control is performed in all periods.

【００１２】次に、本実施形態のＰＷＭ制御部について
説明する。図１において、ＰＷＭ制御部は、基本波電圧
指令発生器１、振幅指令分配器２、極性判別分配器３、
パルス発生器４及びゲート論理部５を有する。基本波電
圧指令発生器１はｓｉｎθ発生器１１、振幅設定器１２
及び乗算器１３、振幅指令分配器２は除算器（１／２）
２０、バイアス設定器２１及び加算器２２、減算器２
３、極性判別分配器３は信号分配器３０、３１、３３、
３４及び加算器３２、３５からなる。基本波電圧指令発
生器１は、インバータ出力電圧の周波数指令Ｆｉ*をｓ
ｉｎθ発生器１１に入力し、ｓｉｎθを求め、インバー
タ出力電圧実行値指令Ｅ*及び直流電圧Ｅｄを振幅設定
器１２に入力し、基本波振幅指令値Ａを求め、乗算器１
３を介して瞬時のインバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを
求め、振幅指令分配器２に出力する。振幅指令分配器２
では、インバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを除算器（１
／２）２０により１／２とし、また、基本波振幅指令値
Ａ（変調率）と運転モード（力行／回生モード）に応じ
てバイアス設定器２１によってバイアス量Ｂを設定し、
除算器（１／２）２０の出力Ａｓｉｎθ・１／２に加算
器２２、減算器２３を介してバイアス量Ｂを加算または
減算して、正側バイアス指令ａｂｐ及び負側バイアス指
令ａｂｎを発生する。正側バイアス指令ａｂｐ及び負側
バイアス指令ａｂｎを極性判別分配器３に入力し、信号
分配器３０、３４及び加算器３２、信号分配器３１、３
３及び加算器３５を介してそれぞれ正負パルスのための
正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎに分配する。パルス
発生器４は、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎを入力
し、主回路スイッチング素子７０と７３のＰＷＭ信号を
作り、それらの信号を反転して１相分のＰＷＭ信号Ｓ１
〜Ｓ４を作る。ゲート論理部５は、これらのＰＷＭ信号
を受けて、最小オン・オフ時間の確保や素子短絡を防止
する非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス列を生成
し、図示してないゲートドライバを介して主回路スイッ
チング素子７０〜７３にゲート信号を送る。Next, the PWM control unit of the present embodiment will be described. In FIG. 1, a PWM control unit includes a fundamental wave voltage command generator 1, an amplitude command distributor 2, a polarity discriminating distributor 3,
It has a pulse generator 4 and a gate logic unit 5. The fundamental wave voltage command generator 1 includes a sin θ generator 11 and an amplitude setter 12
And the multiplier 13 and the amplitude command distributor 2 are dividers (1/2)
20, bias setting unit 21, adder 22, subtractor 2
3. The polarity discriminating distributor 3 includes signal distributors 30, 31, 33,
34 and adders 32 and 35. The fundamental wave voltage command generator 1 converts the frequency command Fi * of the inverter output voltage into s
input to the in.theta. generator 11 to determine sin.theta., the inverter output voltage execution value command E * and the DC voltage Ed to the amplitude setting device 12, and obtain the fundamental wave amplitude command value A.
3 to obtain an instantaneous inverter output voltage command Asinθ and output it to the amplitude command distributor 2. Amplitude command distributor 2
Then, the inverter output voltage command Asinθ is divided by the divider (1
/ 2) Set to 1/2 by 20 and set the bias amount B by the bias setting unit 21 according to the fundamental wave amplitude command value A (modulation rate) and the operation mode (powering / regeneration mode),
A bias amount B is added to or subtracted from the output Asin θ · 1/2 of the divider (1/2) 20 via an adder 22 and a subtractor 23 to generate a positive bias command abp and a negative bias command abn. . The positive bias command abp and the negative bias command abn are input to the polarity discriminating distributor 3, and the signal distributors 30, 34 and the adder 32, the signal distributors 31, 3
3 and a positive voltage command ap for the positive and negative pulses and a negative voltage command an for the negative pulse via the adder 35, respectively. The pulse generator 4 receives the positive voltage command ap and the negative voltage command an, generates PWM signals for the main circuit switching elements 70 and 73, inverts these signals, and outputs a PWM signal S1 for one phase.
Create ~ S4. The gate logic unit 5 receives these PWM signals, generates a PWM pulse train in which the minimum on / off time is secured and the non-wrap time for preventing element short-circuit is managed, and the like, and is mainly transmitted via a gate driver (not shown). A gate signal is sent to the circuit switching elements 70 to 73.

【００１３】本実施形態では、ダイポーラからユニポー
ラまでのＰＷＭモードを決定するバイアス設定器２１に
特徴を有する。図３に、バイアス設定器２１によってバ
イアスＢを設定するフローを示す。バイアス設定器２１
は、振幅設定器１２から変調率Ａと運転モードを読み込
み、運転モードが“カ行”の場合は、予め登録してある
変調率Ａに対するバイアステーブルを参照し、バイアス
Ｂを所定値に設定する。一方、運転モードが“回生”の
場合は、バイアスＢにゼロをセットし、処理を終了す
る。なお、この例では、カ行時のバイアス設定をテーブ
ル参照をベースとした処理で行っているが、バイアスＢ
を変調率Ａの関数として与えてもよいし、回生時のバイ
アス設定をテーブル参照（Ｂ＝０のテーブル）で行って
もよい。The present embodiment is characterized by a bias setting unit 21 that determines the PWM mode from dipolar to unipolar. FIG. 3 shows a flow of setting the bias B by the bias setting device 21. Bias setting unit 21
Reads the modulation factor A and the operation mode from the amplitude setting unit 12, and when the operation mode is "four rows", refers to a bias table for the modulation factor A registered in advance and sets the bias B to a predetermined value. . On the other hand, when the operation mode is “regeneration”, the bias B is set to zero, and the process ends. In this example, the bias setting at the time of scanning is performed by processing based on the table reference.
May be given as a function of the modulation factor A, or the bias setting at the time of regeneration may be performed by referring to a table (table of B = 0).

【００１４】ここで、本実施形態では、変調率Ａに対す
るバイアスＢを図４に示す３つの領域に限定する。 ダイポーラ変調領域 ：Ａ／２≦Ｂ＜０．５ 部分ダイポーラ変調領域 ：０＜Ｂ＜Ａ／２ ユニポーラ変調領域 ：Ｂ＝０Here, in the present embodiment, the bias B for the modulation factor A is limited to three regions shown in FIG. Dipolar modulation area: A / 2 ≦ B <0.5 Partial dipolar modulation area: 0 <B <A / 2 Unipolar modulation area: B = 0

【００１５】図５は、バイアス設定器２１の出力（バイ
アス値Ｂ）とスイッチング損失の関係を示す。図５
（ａ）において、バイアス値ＢをＢｐのように変調率Ａ
（出力電圧に比例する。）に応じてＢ０から徐々にゼロ
まで減少させると、変調率Ａ１でダイポーラ変調モード
から部分ダイポーラ変調モード、変調率Ａ２で部分ダイ
ポーラ変調モードからユニポーラ変調モードに切り替え
られる（バイアス値をＢ０からゼロに一気に変化させれ
ば、部分ダイポーラ変調モードを省略できる。）。ここ
で、図２に示す（ｂ）（ｃ）の正側、負側バイアス指令
のバイアス値Ｂを連続的に変化させることにより、同一
の構成で３つの変調によるＰＷＭモードに対応すること
が可能である。バイアスＢｐの時の主回路素子のスイッ
チング損失は、図５（ｂ）に示すように、ダイポーラ変
調モードのとき損失Ｌ１、部分ダイポーラ変調モードの
とき損失Ｌ１（Ｌ０）から損失Ｌ０（Ｌ１）へと変化
し、ユニポーラ変調モードのとき損失Ｌ０となる。すな
わち、車両駆動において、起動から高速運転する“カ
行”の運転モード時（または、出力電圧上昇時）には、
ＰＷＭモードがダイポーラ変調から部分ダイポーラ変調
さらにユニポーラ変調モードに切り替えられ、主回路素
子のスイッチング損失は、Ｌ１、Ｌ１からＬ０、そして
Ｌ０となる。一方、高速運転から停止する“回生”の運
転モード時（または、出力電圧下降時）には、Ｌ０、Ｌ
０からＬ１、そしてＬ１となる。特に、変調率Ａが低い
領域すなわち車両の低速度領域でスイッチング損失が大
きくなる。ところで、バイアス値をＢｂのようにゼロに
固定すると、スイッチング損失はＬ０でほぼ一定とな
る。FIG. 5 shows the relationship between the output (bias value B) of the bias setting unit 21 and the switching loss. FIG.
In (a), the bias value B is changed to the modulation rate A like Bp.
When gradually decreasing from B0 to zero in accordance with (proportional to the output voltage), the mode is switched from the dipolar modulation mode to the partial dipolar modulation mode at the modulation factor A1, and from the partial dipolar modulation mode to the unipolar modulation mode at the modulation factor A2 ( If the bias value is changed from B0 to zero at once, the partial dipolar modulation mode can be omitted.) Here, by continuously changing the bias values B of the positive and negative bias commands of (b) and (c) shown in FIG. 2, it is possible to cope with the PWM mode by three modulations with the same configuration. It is. As shown in FIG. 5B, the switching loss of the main circuit element at the time of the bias Bp changes from the loss L1 in the dipolar modulation mode to the loss L1 (L0) to the loss L0 (L1) in the partial dipolar modulation mode. And the loss L0 in the unipolar modulation mode. That is, in the driving mode of the vehicle, the operation mode (or the output voltage rise) of the “power line” in which the vehicle is driven at a high speed from the start is
The PWM mode is switched from the dipolar modulation to the partial dipolar modulation and further to the unipolar modulation mode, and the switching loss of the main circuit element becomes L1, L1 to L0, and L0. On the other hand, in the “regeneration” operation mode in which the operation is stopped from the high-speed operation (or when the output voltage decreases), L0, L0
From 0 to L1, then to L1. In particular, switching loss increases in a region where the modulation factor A is low, that is, in a low-speed region of the vehicle. By the way, if the bias value is fixed to zero like Bb, the switching loss becomes almost constant at L0.

【００１６】そこで、本実施形態では、この点に着目
し、カ行運転モードにおいては、起動時にダイポーラ変
調を選択するようにバイアスをＢｐに設定し、その値を
Ｂ０とし、高速運転に移行するに従ってすなわち変調率
Ａに応じてＢ０から徐々にゼロまで減少させ、部分ダイ
ポーラ変調からユニポーラ変調モードにＰＷＭモードの
切り替えを行うが、回生運転モードではバイアスをＢｂ
すなわちゼロに設定し、ＰＷＭモードの切り替えを行わ
ず、常にユニポーラ変調モードとし、ダイポーラ変調モ
ードを不使用とする。ここで、ダイポーラ変調は、３レ
ベルインバータにおいてゼロを含む微小電圧の制御に欠
かせないものであるが、車両駆動の用途では、ブレーキ
（回生運転）の際にはユニポーラ変調による電圧制御で
も十分対応することが可能である。これにより、回生運
転モードにおいては、図５（ｂ）に示す斜線部分のスイ
ッチング損失が無くなり、スイッチング損失を低減する
ことができる。これは、カ行と回生運転の全体的な観点
から、スイッチング損失を平均的に低減することにな
り、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。Therefore, in this embodiment, attention is paid to this point, and in the power operation mode, the bias is set to Bp so as to select the dipolar modulation at the time of starting, the value is set to B0, and the operation shifts to high-speed operation. In other words, the PWM mode is switched from the partial dipolar modulation to the unipolar modulation mode, and the bias is changed to Bb in the regenerative operation mode.
That is, it is set to zero, the PWM mode is not switched, the unipolar modulation mode is always used, and the dipolar modulation mode is not used. Here, the dipolar modulation is indispensable for the control of minute voltage including zero in the three-level inverter, but in the case of the vehicle driving application, the voltage control by the unipolar modulation is sufficient for the brake (regeneration operation). It is possible to As a result, in the regenerative operation mode, the switching loss in the hatched portion shown in FIG. 5B is eliminated, and the switching loss can be reduced. This means that from the overall viewpoint of power running and regenerative operation, the switching loss is reduced on average, heat generation of the switching element is suppressed, and the overall size and weight of the device can be reduced. Thus, the efficiency of the apparatus can be improved.

【００１７】なお、これらの特性は、主回路素子だけで
はなく、スナバ回路の損失でも同様の関係がある。These characteristics have a similar relationship not only in the main circuit element but also in the loss of the snubber circuit.

【００１８】以上の実施形態は、誘導電動機を例にとっ
て説明したが、この他の交流電動機でも同様である。当
然ながら、マイクロプロセッサ等を用いれば、図１のパ
ルス発生手段４の一部または全てをプログラム化し、ソ
フトウェア的に実現することが可能である。Although the above embodiment has been described taking an induction motor as an example, the same applies to other AC motors. Naturally, if a microprocessor or the like is used, a part or all of the pulse generating means 4 in FIG. 1 can be programmed and realized as software.

【００１９】[0019]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
運転モードに応じたＰＷＭモードの効果的な選択によ
り、スイッチング損失を低減することができる。この結
果、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。As described above, according to the present invention,
Switching loss can be reduced by effective selection of the PWM mode according to the operation mode. As a result, heat generation of the switching element is suppressed, and the overall size and weight of the device can be reduced, and the efficiency of the device can be increased.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置FIG. 1 is a power converter according to an embodiment of the present invention.

【図２】変調波形を説明する図FIG. 2 is a diagram illustrating a modulation waveform.

【図３】本発明のバイアスの設定フローFIG. 3 is a flowchart for setting a bias according to the present invention;

【図４】変調領域を説明する図FIG. 4 is a diagram illustrating a modulation area.

【図５】バイアスの設定とスイッチング損失の関係を示
す図FIG. 5 is a diagram showing a relationship between setting of bias and switching loss.

【図６】スイッチング素子の導通状態とスイッチング関
数の表図（表１）FIG. 6 is a table showing conduction states of switching elements and switching functions (Table 1).

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１：基本波電圧指令発生器 ２：振幅指令分
配器 ２１：バイアス設定器 ３：極性判別分
配器 ３０、３１、３３、３４：信号分配器 ４：パルス発生器 ５：ゲート論理
部 ５：直流電圧源（架線） ６１、６２：分
圧コンデンサ ７０〜７３：スイッチング素子 ７４、７５：補
助整流素子 ７ａ、７ｂ、７ｃ：スイッチングアーム ８：誘導電動機1: Basic wave voltage command generator 2: Amplitude command distributor 21: Bias setting device 3: Polarity discriminating distributor 30, 31, 33, 34: Signal distributor 4: Pulse generator 5: Gate logic unit 5: DC voltage Sources (overhead wires) 61, 62: voltage dividing capacitors 70 to 73: switching elements 74, 75: auxiliary rectifying elements 7a, 7b, 7c: switching arms 8: induction motor

─────────────────────────────────────────────────────
────────────────────────────────────────────────── ───

【手続補正書】[Procedure amendment]

【提出日】平成８年１２月１３日[Submission date] December 13, 1996

【手続補正１】[Procedure amendment 1]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】図面の簡単な説明[Correction target item name] Brief description of drawings

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction contents]

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置FIG. 1 is a power converter according to an embodiment of the present invention.

【図２】変調波形を説明する図FIG. 2 is a diagram illustrating a modulation waveform.

【図３】本発明のバイアスの設定フローFIG. 3 is a flowchart for setting a bias according to the present invention;

【図４】変調領域を説明する図FIG. 4 is a diagram illustrating a modulation area.

【図５】バイアスの設定とスイッチング損失の関係を示
す図FIG. 5 is a diagram showing a relationship between setting of bias and switching loss.

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、力行または回生
運転モードに応じて前記ダイポーラ変調モードを使い分
ける手段を備えることを特徴とする電力変換装置。1. A power conversion apparatus for converting a direct current into an alternating-current phase voltage having three levels of potentials, wherein in PWM control, a dipolar modulation mode in which a pulse is alternately output for at least one cycle of an output voltage of the power conversion apparatus. And a means for using a unipolar modulation mode for outputting pulses of the same polarity during a half cycle of the output voltage and selectively using the dipolar modulation mode according to a powering or regenerative operation mode. 【請求項２】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、前記出力電圧の
上昇時または下降時かに応じて前記ダイポーラ変調モー
ドを使い分ける手段を備えることを特徴とする電力変換
装置。2. A power conversion apparatus for converting a direct current into an alternating-current phase voltage having three levels of potentials, wherein at the time of PWM control, a dipolar modulation mode in which a pulse is alternately output for at least one cycle of an output voltage of the power conversion apparatus. A unipolar modulation mode that outputs pulses of the same polarity during a half cycle of the output voltage, and a means for selectively using the dipolar modulation mode depending on whether the output voltage rises or falls. Power converter. 【請求項３】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、運転モードがカ
行運転モードまたは前記出力電圧が上昇時のとき、ダイ
ポーラ変調モードを使用可能とし、運転モードが回生運
転モードまたは前記出力電圧が下降時のとき、ダイポー
ラ変調モードを使用不可とする手段を備えることを特徴
とする電力変換装置。3. A power conversion apparatus for converting a direct current into an alternating-current phase voltage having three levels of potentials, wherein in PWM control, a dipolar modulation mode in which pulses are alternately output for at least one cycle of an output voltage of the power conversion apparatus. And a unipolar modulation mode that outputs pulses of the same polarity during a half cycle of the output voltage, and when the operation mode is the power operation mode or when the output voltage is increasing, the dipolar modulation mode can be used. A power conversion device comprising means for disabling a dipolar modulation mode when the output voltage is falling or in a regenerative operation mode.