JPH10127048A - Power conversion device - Google Patents
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- JPH10127048A JPH10127048A JP8272729A JP27272996A JPH10127048A JP H10127048 A JPH10127048 A JP H10127048A JP 8272729 A JP8272729 A JP 8272729A JP 27272996 A JP27272996 A JP 27272996A JP H10127048 A JPH10127048 A JP H10127048A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、負荷へ送る電力を
スイッチング素子により制御する電力変換装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for controlling power transmitted to a load by a switching element.
【0002】[0002]
【従来の技術】図24はコンデンサ入力型の整流平滑回
路を用いた電源装置である。この装置では、交流電源P
Sの電圧のピーク付近でのみ入力電流が流れるため、低
力率で多くの高調波を含み、他の機器へ悪影響があっ
た。そこで、力率を改善し、高調波を抑える手段の1つ
を従来例1として図25に示す。この装置は特願昭63
−160163号に提案されており、交流電源PSを整
流回路Rec1で整流し、インダクタL0とコンデンサ
C0で平滑し、直流電源を作る。これをインバータ回路
INVに入力し、その交流出力を負荷(この場合は放電
灯)に供給するものである。このインバータ回路INV
の一部から帰還電流によってコンデンサC1を充電す
る。スイッチング素子S0をオンすることでインダクタ
L0にコンデンサC1の電圧を印加する。スイッチング
素子S0がオフすることでインダクタL0に蓄えられた
エネルギーが交流電源PS、整流回路Rec1を介し
て、コンデンサC0を充電する。このように、交流電源
PSの電圧VPSがコンデンサC0の電圧より低い場合で
もインダクタL0の誘導電圧が交流電源の全波整流波形
に重畳されるので、入力電流が流れる期間が長くなり、
力率と波形歪みが改善される。2. Description of the Related Art FIG. 24 shows a power supply device using a rectifying / smoothing circuit of a capacitor input type. In this device, the AC power supply P
Since the input current flows only near the peak of the voltage of S, it has a low power factor, contains many harmonics, and adversely affects other devices. Therefore, one of means for improving the power factor and suppressing harmonics is shown in FIG. This device is disclosed in Japanese Patent Application
The AC power supply PS is rectified by a rectifier circuit Rec1 and is smoothed by an inductor L0 and a capacitor C0 to produce a DC power supply. This is input to the inverter circuit INV, and the AC output is supplied to a load (in this case, a discharge lamp). This inverter circuit INV
, The capacitor C1 is charged by the feedback current. Turning on the switching element S0 applies the voltage of the capacitor C1 to the inductor L0. When the switching element S0 is turned off, the energy stored in the inductor L0 charges the capacitor C0 via the AC power supply PS and the rectifier circuit Rec1. As described above, even when the voltage V PS of the AC power supply PS is lower than the voltage of the capacitor C0, the induced voltage of the inductor L0 is superimposed on the full-wave rectified waveform of the AC power supply, so that the period during which the input current flows becomes longer,
Power factor and waveform distortion are improved.
【0003】図26に従来例2を示す。この装置は特開
平4−87567号に提案されている。スイッチング素
子Q1がオンすると、コンデンサC0、インダクタL
s、スイッチング素子Q1の経路で電流が流れる。スイ
ッチング素子Q1がオフすると、インダクタLsのエネ
ルギーがダイオードD0を介してコンデンサCsに蓄え
られる。このとき、コンデンサCsの電圧は矢印の極性
である。スイッチング素子Q1が再びオンして、コンデ
ンサC0、インダクタLs、スイッチング素子Q1の経
路で電流が流れ始めると共に、交流電源PSを全波整流
した電圧と、コンデンサCsの電圧が重畳されるので、
整流回路Rec1がオンし、コンデンサCs、スイッチ
ング素子Q1、整流回路Rec1、交流電源PSの経路
で、スイッチング素子Q1を介して交流電源PSに電流
が流れる。このように、交流電源PSに電流が流れる期
間が長くなるので、力率と波形歪みが改善できる。FIG. 26 shows a second conventional example. This device is proposed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-87567. When the switching element Q1 is turned on, the capacitor C0 and the inductor L
s, a current flows through the path of the switching element Q1. When the switching element Q1 is turned off, the energy of the inductor Ls is stored in the capacitor Cs via the diode D0. At this time, the voltage of the capacitor Cs has the polarity of the arrow. The switching element Q1 is turned on again, a current starts to flow through the path of the capacitor C0, the inductor Ls, and the switching element Q1, and the voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply PS and the voltage of the capacitor Cs are superimposed.
The rectifier circuit Rec1 turns on, and a current flows through the path of the capacitor Cs, the switching element Q1, the rectifier circuit Rec1, and the AC power supply PS to the AC power supply PS via the switching element Q1. As described above, since the period during which the current flows to the AC power supply PS becomes longer, the power factor and the waveform distortion can be improved.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上述の図25に示した
従来例1では、力率、効率の改善のために、スイッチン
グ素子S0が必要となり、コスト上昇の原因になる。ま
た、図26に示した従来例2では、スイッチング素子Q
1がオンし、コンデンサCsに蓄えられた電荷が整流回
路Rec1を介して交流電源PSに流れるとき、限流要
素が無いため、非常に大きな電流が流れることになり、
スイッチング素子Q1の素子耐量の大きなものが必要と
なる。In the above-mentioned prior art 1 shown in FIG. 25, the switching element S0 is required to improve the power factor and the efficiency, which causes an increase in cost. Further, in the conventional example 2 shown in FIG.
1 turns on, and when the electric charge stored in the capacitor Cs flows to the AC power supply PS via the rectifier circuit Rec1, a very large current flows because there is no current limiting element.
The switching element Q1 having a large withstand element is required.
【0005】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、負荷へ送る電力を
調整するためのスイッチング手段を有する電源装置にお
いて、複雑な付加回路や、別のスイッチング素子を付加
することなく、また、素子に不要な耐量を持たせないよ
うにして、入力力率や波形歪みを改善することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a power supply device having a switching means for adjusting power to be sent to a load, a complicated additional circuit, an additional An object of the present invention is to improve the input power factor and the waveform distortion without adding a switching element and without giving the element an unnecessary resistance.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図1に示すように、交流電源P
Sと、この交流電源PSを整流する整流回路Rec1
と、整流回路Rec1の出力を平滑する平滑コンデンサ
C0と、平滑コンデンサC0から負荷に電力を供給する
整流要素Rec2と限流要素Z1を含むインピーダンス
回路と、平滑コンデンサC0を直流電圧源としてインピ
ーダンス回路を介して負荷に送られる電力を調整するた
めのスイッチング動作を行うスイッチング素子S1とを
備える電力変換装置において、平滑コンデンサC0の一
端にスイッチング素子S1の一端を接続し、スイッチン
グ素子S1の他端と平滑コンデンサC0の他端との間に
は、インダクタLsが接続されており、このインダクタ
Lsと並列的に前記インピーダンス回路を介して負荷が
接続されており、前記交流電源PSを整流する整流回路
Rec1の一方の整流出力端はダイオードD0を介して
平滑コンデンサC0の前記他端に接続されており、この
ダイオードD0の極性は前記整流回路Rec1から平滑
コンデンサC0への充電が可能である向きとなってお
り、前記ダイオードD0と前記整流回路Rec1の整流
出力端との接続点は力率改善用のコンデンサCsを介し
てスイッチング素子S1の前記他端に接続されており、
スイッチング素子S1の両端に整流素子D1を逆並列に
備え、この整流素子D1の極性は、平滑コンデンサC0
からの電流が流れ出さない向きであることを特徴とする
ものである。According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, as shown in FIG.
S and a rectifier circuit Rec1 for rectifying the AC power supply PS.
A smoothing capacitor C0 for smoothing the output of the rectifier circuit Rec1, an impedance circuit including a rectifying element Rec2 and a current limiting element Z1 for supplying power from the smoothing capacitor C0 to the load, and an impedance circuit using the smoothing capacitor C0 as a DC voltage source. And a switching element S1 that performs a switching operation for adjusting the power transmitted to the load via the switching element S1. One end of the switching element S1 is connected to one end of the smoothing capacitor C0, and the other end of the switching element S1 is connected to the other end. An inductor Ls is connected between the other end of the capacitor C0 and a load is connected in parallel with the inductor Ls via the impedance circuit, and a rectifier circuit Rec1 for rectifying the AC power supply PS. One rectification output terminal is connected to a smoothing capacitor C via a diode D0. The polarity of the diode D0 is oriented so that the smoothing capacitor C0 can be charged from the rectifier circuit Rec1, and the diode D0 and the rectifier output terminal of the rectifier circuit Rec1 are connected to each other. Is connected to the other end of the switching element S1 via a power factor improving capacitor Cs.
A rectifying element D1 is provided at both ends of the switching element S1 in anti-parallel, and the polarity of the rectifying element D1 is
Characterized in that the current does not flow out of the device.
【0007】図6の実施例では、交流電源PSと、この
交流電源PSを整流する整流回路Rec1と、整流回路
Rec1の出力を平滑する平滑コンデンサC0とを備
え、この平滑コンデンサC0を直流電圧源とし、平滑コ
ンデンサC0とスイッチング素子S1とインダクタLs
によって第1の閉回路を形成して、スイッチング素子S
1がオンのときに、インダクタLsにエネルギーを蓄積
し、スイッチング素子S1がオフのときに、インダクタ
Lsに蓄積されたエネルギーが負荷側に伝達されるよう
な極性で、負荷とインダクタLsとを含む第2の閉回路
内に整流要素D2が接続されており、出力電圧が入力電
圧以下から入力電圧以上まで調整できる昇降圧型の電力
変換装置において、前記交流電源PSを整流する整流回
路Rec1の一方の整流出力端は、ダイオードD0を介
して平滑コンデンサC0とインダクタLsの接続点に接
続されており、このダイオードD0の極性は前記整流回
路Rec1から平滑コンデンサC0への充電が可能であ
る向きとなっており、前記ダイオードD0と前記整流回
路Rec1の整流出力端との接続点は力率改善用のコン
デンサCsを介してスイッチング素子S1とインダクタ
Lsの接続点に接続されており、スイッチング素子S1
の両端に整流素子D1を逆並列に備え、この整流素子D
1の極性は、平滑コンデンサC0からの電流が流れ出さ
ない向きであり、スイッチング素子S1がオフのとき
に、インダクタLsに蓄積されたエネルギーが負荷側に
伝達される第2の閉回路の中に限流要素L1が接続され
ている。The embodiment of FIG. 6 includes an AC power supply PS, a rectifier circuit Rec1 for rectifying the AC power supply PS, and a smoothing capacitor C0 for smoothing the output of the rectifier circuit Rec1, and the smoothing capacitor C0 is connected to a DC voltage source. And the smoothing capacitor C0, the switching element S1, and the inductor Ls
To form a first closed circuit, and the switching element S
When 1 is on, energy is stored in the inductor Ls. When the switching element S1 is off, the load and the inductor Ls are included in a polarity such that the energy stored in the inductor Ls is transmitted to the load side. In a step-up / step-down power converter in which a rectifying element D2 is connected in the second closed circuit and the output voltage can be adjusted from the input voltage or lower to the input voltage or higher, one of the rectifier circuits Rec1 for rectifying the AC power supply PS. The rectification output terminal is connected to the connection point between the smoothing capacitor C0 and the inductor Ls via the diode D0, and the polarity of the diode D0 is such that the rectification circuit Rec1 can charge the smoothing capacitor C0. The connection point between the diode D0 and the rectification output terminal of the rectifier circuit Rec1 is connected via a power factor improving capacitor Cs. It is connected to a connection point of the switching element S1 and the inductor Ls, the switching element S1
Rectifier elements D1 are provided in anti-parallel at both ends of the rectifier element D1.
The polarity of 1 is a direction in which the current from the smoothing capacitor C0 does not flow out. When the switching element S1 is off, the energy stored in the inductor Ls is transmitted to the load side in the second closed circuit. The current limiting element L1 is connected.
【0008】図17の実施例では、交流電源PSと、こ
の交流電源PSを整流する整流回路Rec1と、整流回
路Rec1の出力を平滑する平滑コンデンサC0とを備
え、平滑コンデンサC0を直流電圧源とし、スイッチン
グ素子S1と負荷及び負荷の直前に設けられた第1のイ
ンダクタL1によって第1の閉回路を形成し、スイッチ
ング素子S1がオンのときに、負荷にエネルギーを伝達
すると共に第1のインダクタL1にエネルギーを蓄積
し、スイッチング素子S1がオフのときに、第1のイン
ダクタL1に蓄積されたエネルギーが負荷側に流れ続け
るように第1のインダクタL1と負荷に対して第2の閉
回路を形成するように環流用ダイオードDfを接続し
て、出力電圧が入力電圧以下の範囲で調整できる降圧型
の電力変換装置において、前記平滑コンデンサC0及び
スイッチング素子S1と共に第2の閉回路を形成するよ
うに第2のインダクタLsを接続し、負荷側からスイッ
チング素子S1又は第2のインダクタLsに電流が流れ
込まないような極性で整流要素D2が第1のインダクタ
L1から負荷までの経路中に接続されており、前記交流
電源PSを整流する整流回路Rec1の一方の整流出力
端は、ダイオードD0を介して平滑コンデンサC0と第
2のインダクタLsの接続点に接続されており、このダ
イオードD0の極性は前記整流回路Rec1から平滑コ
ンデンサC0への充電が可能である向きとなっており、
前記ダイオードD0と前記整流回路Rec1の整流出力
端との接続点は力率改善用のコンデンサCsを介してス
イッチング素子S1と第2のインダクタLsの接続点に
接続されており、スイッチング素子S1の両端に整流素
子D1を逆並列に備え、この整流素子D1の極性は、平
滑コンデンサC0からの電流が流れ出さない向きである
ことを特徴とするものである。The embodiment of FIG. 17 includes an AC power supply PS, a rectifier circuit Rec1 for rectifying the AC power supply PS, and a smoothing capacitor C0 for smoothing the output of the rectifier circuit Rec1, and the smoothing capacitor C0 is used as a DC voltage source. A first closed circuit is formed by the switching element S1, the load, and the first inductor L1 provided immediately before the load. When the switching element S1 is on, energy is transmitted to the load and the first inductor L1 And a second closed circuit is formed for the first inductor L1 and the load so that the energy stored in the first inductor L1 continues to flow to the load side when the switching element S1 is off. In the step-down type power conversion device, the output voltage can be adjusted within the range of the input voltage or less by connecting the freewheeling diode Df so that A second inductor Ls is connected so as to form a second closed circuit together with the smoothing capacitor C0 and the switching element S1, and has a polarity such that no current flows from the load side into the switching element S1 or the second inductor Ls. A rectifying element D2 is connected in the path from the first inductor L1 to the load, and one rectifying output terminal of the rectifying circuit Rec1 for rectifying the AC power PS is connected to the smoothing capacitor C0 via the diode D0. And the polarity of this diode D0 is such that the rectifier circuit Rec1 can charge the smoothing capacitor C0.
A connection point between the diode D0 and the rectification output terminal of the rectifier circuit Rec1 is connected to a connection point between the switching element S1 and the second inductor Ls via a power factor improving capacitor Cs. The rectifier D1 is provided in anti-parallel, and the polarity of the rectifier D1 is such that the current from the smoothing capacitor C0 does not flow out.
【0009】図21の実施例では、交流電源PSと、こ
の交流電源PSを整流する整流回路Rec1と、整流回
路Rec1の出力を平滑する平滑コンデンサC0とを備
え、平滑コンデンサC0を直流電圧源とし、インダクタ
Lsと整流要素D2及び負荷と共に第1の閉回路を形成
し、スイッチング素子S1がオンしたとき、インダクタ
Lsにエネルギーを蓄積し、スイッチング素子S1がオ
フしたとき、インダクタLsに蓄積されたエネルギーに
よる誘導起電圧と平滑コンデンサC0の電圧を重畳した
電圧が負荷側に送られるようにして、出力電圧が入力電
圧以上の電圧で調整できる昇圧型の電力変換装置におい
て、前記交流電源PSを整流する整流回路Rec1の一
方の整流出力端は、ダイオードD0を介して平滑コンデ
ンサC0とインダクタLsの接続点に接続されており、
このダイオードD0の極性は前記整流回路Rec1から
平滑コンデンサC0への充電が可能である向きとなって
おり、前記ダイオードD0と前記整流回路Rec1の整
流出力端との接続点は力率改善用のコンデンサCsを介
してスイッチング素子S1とインダクタLsの接続点に
接続されており、スイッチング素子S1の両端に整流素
子D1を逆並列に備え、この整流素子D1の極性は、平
滑コンデンサC0からの電流が流れ出さない向きであ
り、平滑コンデンサC0とインダクタLs、整流要素D
2及び負荷を含む第1の閉回路内に限流要素L1が負荷
直前に接続されており、前記整流要素D2がオフ状態で
も前記限流要素L1のエネルギーが負荷に還流するよう
な第2の閉回路を形成するための環流用ダイオードDf
が接続されている。The embodiment of FIG. 21 includes an AC power supply PS, a rectifier circuit Rec1 for rectifying the AC power supply PS, and a smoothing capacitor C0 for smoothing the output of the rectifier circuit Rec1, and using the smoothing capacitor C0 as a DC voltage source. , Form a first closed circuit with the inductor Ls, the rectifying element D2 and the load, store energy in the inductor Ls when the switching element S1 is turned on, and store energy in the inductor Ls when the switching element S1 is turned off. Rectifies the AC power supply PS in a step-up power converter in which the output voltage can be adjusted to a voltage equal to or higher than the input voltage by sending a voltage obtained by superimposing the induced electromotive voltage caused by the above and the voltage of the smoothing capacitor C0 to the load side. One rectification output terminal of the rectification circuit Rec1 is connected to the smoothing capacitor C0 and the inductor via the diode D0. Is connected to the connection point of data Ls,
The polarity of the diode D0 is such that the smoothing capacitor C0 can be charged from the rectifier circuit Rec1, and the connection point between the diode D0 and the rectifier output terminal of the rectifier circuit Rec1 is a power factor improving capacitor. The switching element S1 is connected to the connection point of the inductor Ls via Cs, and a rectifying element D1 is provided in both ends of the switching element S1 in anti-parallel. The polarity of the rectifying element D1 is such that the current from the smoothing capacitor C0 flows. It is a direction that does not come out, the smoothing capacitor C0, the inductor Ls, and the rectifying element D
The second current limiting element L1 is connected immediately before the load in the first closed circuit including the load 2 and the load, and the energy of the current limiting element L1 is returned to the load even when the rectifying element D2 is off. Return diode Df for forming a closed circuit
Is connected.
【0010】いずれの場合も、力率改善用のコンデンサ
CsとインダクタLs及びダイオードD0を含む力率改
善用の回路は、平滑コンデンサC0の正側、負側の端子
のうち、少なくとも一方に付加すれば良い。回路定数と
スイッチング条件については、スイッチング素子S1が
オフした直後から力率改善用のコンデンサCsに流れ込
む充電電流が終了した後、力率改善用のコンデンサCs
から平滑コンデンサC0に充電する方向に電流が流れる
ときに、力率改善用のコンデンサCsの電圧極性が反転
するまで電流が流れ続けて、力率改善用のコンデンサC
sの反転電圧が交流電源PSの整流電圧以上になるよう
に設定するのが良い。そして、力率改善用のコンデンサ
Csの反転電圧が上昇し、スイッチング素子S1の両端
電圧が所定の電圧(略ゼロ電圧)にまで低下したとき
に、スイッチング素子S1をオンする機能を有すること
が好ましい。負荷への出力電圧は、直流であっても良い
し、また、負荷の直前にインバータ回路を接続し、負荷
への出力電圧を交流出力としても良い(図9、図1
9)。さらに、整流要素をコンデンサC2に置き換え
て、負荷への出力電圧を高周波出力としても良い(図1
6、図23)。また、インダクタLsに代えてトランス
T1を用いても良い(図11〜図14)。このトランス
T1は、スイッチング素子S1がオンしたときに、1次
側巻線に電流が流れても2次側巻線には電流が流れずに
トランスT1にエネルギーが蓄えられて、スイッチング
素子S1がオフしたときに、2次側巻線に電流が流れ
て、負荷に電力が供給されるようなフライバック動作を
行うもの(図11)でも良いし、あるいはまた、スイッ
チング素子S1がオンしたときに、1次側巻線に電流が
流れると2次側巻線にも電流が流れて負荷に電力が供給
され、スイッチング素子S1がオフすると、1次側、2
次側巻線共に電流は流れないようなフォワード動作を行
うもの(図14)でも良い。In any case, a power factor improving circuit including the power factor improving capacitor Cs, the inductor Ls and the diode D0 is added to at least one of the positive and negative terminals of the smoothing capacitor C0. Good. Regarding the circuit constants and the switching conditions, immediately after the switching element S1 is turned off, after the charging current flowing into the power factor improving capacitor Cs ends, the power factor improving capacitor Cs
, The current continues to flow until the voltage polarity of the power factor improving capacitor Cs is inverted, and the power factor improving capacitor Cs
The inverted voltage of s is preferably set to be equal to or higher than the rectified voltage of the AC power supply PS. Then, it is preferable to have a function of turning on the switching element S1 when the inversion voltage of the power factor improving capacitor Cs increases and the voltage across the switching element S1 decreases to a predetermined voltage (substantially zero voltage). . The output voltage to the load may be DC, or an inverter circuit may be connected immediately before the load, and the output voltage to the load may be AC output (FIGS. 9 and 1).
9). Further, the rectifying element may be replaced with a capacitor C2, and the output voltage to the load may be a high-frequency output (FIG. 1).
6, FIG. 23). Further, a transformer T1 may be used instead of the inductor Ls (FIGS. 11 to 14). In the transformer T1, when the switching element S1 is turned on, even if a current flows in the primary winding, no current flows in the secondary winding, and energy is stored in the transformer T1. When turned off, a current may flow through the secondary winding to perform a flyback operation such that power is supplied to the load (FIG. 11), or when the switching element S1 is turned on. When a current flows through the primary winding, a current also flows through the secondary winding and power is supplied to the load.
A device that performs a forward operation such that no current flows in both the secondary windings (FIG. 14) may be used.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】図1に本発明の基本的な原理図を
示す。交流電源PSは整流回路Rec1により整流さ
れ、ダイオードD0を介してコンデンサC0で平滑され
る。コンデンサC0を直流電圧源とし、スイッチング素
子S1をスイッチング動作することで電力がインピーダ
ンス回路Z1、整流回路Rec2を通って負荷に供給さ
れる。なお、コンデンサC1は負荷電圧の平滑用コンデ
ンサ、F1は高周波カット用フィルタである。FIG. 1 shows a basic principle diagram of the present invention. The AC power supply PS is rectified by the rectifier circuit Rec1, and is smoothed by the capacitor C0 via the diode D0. Power is supplied to the load through the impedance circuit Z1 and the rectifier circuit Rec2 by performing the switching operation of the switching element S1 using the capacitor C0 as a DC voltage source. The capacitor C1 is a load voltage smoothing capacitor, and F1 is a high frequency cut filter.
【0012】図2〜図5に動作を示す。スイッチング素
子S1がオンすると、図2のの経路で、コンデンサC
0、スイッチング素子S1、インダクタLsに電流が流
れる。スイッチング素子S1がオフすると、図3のの
経路でインダクタLsのエネルギーが放出される。つま
り、インダクタLs、ダイオードD0、コンデンサCs
の経路で電流が流れて、コンデンサCsに充電される。
負荷も含めた整流回路Rec2以降の回路には、スイッ
チング素子S1のオンあるいはオフ時のうち少なくとも
一方の経路で電流が流れる。2 to 5 show the operation. When the switching element S1 is turned on, the capacitor C
0, a current flows through the switching element S1 and the inductor Ls. When the switching element S1 is turned off, the energy of the inductor Ls is released through the path of FIG. That is, the inductor Ls, the diode D0, and the capacitor Cs
A current flows through the path, and the capacitor Cs is charged.
In the circuit after the rectifier circuit Rec2 including the load, a current flows through at least one of the paths when the switching element S1 is on or off.
【0013】その後、インダクタLsのエネルギーがコ
ンデンサCs及び整流回路Rec2以降の回路に全て放
出された後、コンデンサCs、整流回路Rec1、交流
電源PS、コンデンサC0、インダクタLsの経路(図
4のの経路)で電流が流れて、コンデンサCsの電荷
がコンデンサC0に充電される。Then, after all the energy of the inductor Ls is released to the circuit after the capacitor Cs and the rectifier circuit Rec2, the path of the capacitor Cs, the rectifier circuit Rec1, the AC power supply PS, the capacitor C0, and the inductor Ls (the path of FIG. 4) ), A current flows, and the charge of the capacitor Cs is charged in the capacitor C0.
【0014】コンデンサCsの充電電圧がゼロになり、
つづいてコンデンサCsに逆極性の電圧で充電されて行
き、その電圧が交流電源PSの整流電圧と等しくなった
とき、スイッチング素子S1の両端電圧がゼロになるの
で、ダイオードD1がオンし、インダクタLs、ダイオ
ードD1、コンデンサC0の経路(図5のの経路)で
電流が流れる。このとき、スイッチング素子S1をオン
すれば、オン時にゼロ電圧スイッチングが可能である。The charging voltage of the capacitor Cs becomes zero,
Subsequently, the capacitor Cs is charged with a voltage of opposite polarity, and when the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero, so that the diode D1 turns on and the inductor Ls , A diode D1 and a capacitor C0 (a path shown in FIG. 5). At this time, if the switching element S1 is turned on, zero voltage switching can be performed when the switching element S1 is turned on.
【0015】スイッチング素子S1がオフしたとき、コ
ンデンサCsの充電電圧は、コンデンサC0の充電電圧
よりも大きく、その後、図4のの経路で電流が流れ
て、コンデンサCsの電荷がコンデンサC0に充電され
るとき、その充電電流はコンデンサCsの電圧が反転す
るまで流れ続け、その反転電圧が交流電源PSの整流電
圧以上に達するように各定数は所定の値になっている。When the switching element S1 is turned off, the charging voltage of the capacitor Cs is higher than the charging voltage of the capacitor C0. Thereafter, a current flows through the path shown in FIG. 4, and the charge of the capacitor Cs is charged in the capacitor C0. At this time, the charging current continues to flow until the voltage of the capacitor Cs is inverted, and each constant has a predetermined value so that the inverted voltage reaches or exceeds the rectified voltage of the AC power supply PS.
【0016】このように、スイッチング素子S1をスイ
ッチングすることで、強制的に交流電源PSに電流を流
すことができ、これによって、交流電源PSから電流の
流れる期間を長くして、力率・波形を改善するものであ
る。また、図1のように、交流電源PSと整流回路Re
c1との間にフィルタF1を設け、交流電源PSの周波
数より高いスイッチング素子S1のスイッチング周波数
成分を除去してもよい。さらに、上述のように、図5の
の経路で電流が流れているときに、ゼロ電圧スイッチ
ングをすることで、従来例2のようにスイッチング素子
をオンしたときに過大な電流が流れる恐れが無い。As described above, by switching the switching element S1, the current can be forced to flow to the AC power supply PS, thereby extending the period during which the current flows from the AC power supply PS, thereby increasing the power factor / waveform. Is to improve. Also, as shown in FIG. 1, the AC power supply PS and the rectifier circuit Re.
A filter F1 may be provided between the switching element c1 and the switching frequency component of the switching element S1 higher than the frequency of the AC power supply PS. Further, as described above, zero voltage switching is performed when the current flows in the path shown in FIG. 5, so that there is no possibility that an excessive current flows when the switching element is turned on as in the second conventional example. .
【0017】[0017]
【実施例】図6に本発明の実施例1を示す。交流電源P
Sは、ダイオードDa〜Ddから成るダイオードブリッ
ジ回路Rec1で全波整流され、ダイオードD0を介し
てコンデンサC0で平滑される。スイッチング素子S1
がオンすると、コンデンサC0、スイッチング素子S
1、インダクタLsの経路で電流が流れ、インダクタL
sにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子S1が
オフすると、インダクタLsのエネルギーの一部は、イ
ンダクタLs、ダイオードD0、コンデンサCsの経路
でコンデンサCsに充電される。残りのエネルギーはイ
ンダクタLs、負荷・コンデンサC1、インダクタL
1、ダイオードD2の経路で負荷に送られる。インダク
タL1はスイッチング素子S1がオフしたとき、インダ
クタLsに蓄えられたエネルギーが負荷側だけに集中せ
ず、コンデンサCsにも充電されるように負荷側の電流
を制限するものである。その後、インダクタLsのエネ
ルギーが全て放出された後、コンデンサCs、ダイオー
ドDd(またはDb)、交流電源PS、ダイオードDa
(またはDc)、コンデンサC0、インダクタLsの経
路で電流が流れて、コンデンサCsの電荷がコンデンサ
C0に充電される。コンデンサCsの電荷が全て放電さ
れ、つづいてコンデンサCsが逆極性の電圧で充電され
て行き、その電圧が交流電源PSの整流電圧と等しくな
ったとき、スイッチング素子S1の両端電圧がゼロにな
るので、ダイオードD1がオンし、インダクタLs、ダ
イオードD1、コンデンサC0の経路で電流が流れる。
このとき、スイッチング素子S1をオンすることでオン
時ゼロ電圧スイッチングが可能となる。FIG. 6 shows a first embodiment of the present invention. AC power supply P
S is full-wave rectified by a diode bridge circuit Rec1 including diodes Da to Dd, and is smoothed by a capacitor C0 via a diode D0. Switching element S1
Is turned on, the capacitor C0 and the switching element S
1. A current flows through the path of the inductor Ls and the inductor L
Energy is stored in s. When the switching element S1 is turned off, part of the energy of the inductor Ls is charged in the capacitor Cs through a path including the inductor Ls, the diode D0, and the capacitor Cs. The remaining energy is inductor Ls, load / capacitor C1, inductor L
1. It is sent to the load through the path of the diode D2. The inductor L1 limits the current on the load side so that when the switching element S1 is turned off, the energy stored in the inductor Ls is not concentrated only on the load side, but is also charged on the capacitor Cs. Then, after all the energy of the inductor Ls is released, the capacitor Cs, the diode Dd (or Db), the AC power supply PS, and the diode Da
(Or Dc), a current flows through the path of the capacitor C0 and the inductor Ls, and the charge of the capacitor Cs is charged in the capacitor C0. Since all the charge of the capacitor Cs is discharged, the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity, and when the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero. , The diode D1 is turned on, and a current flows through the path of the inductor Ls, the diode D1, and the capacitor C0.
At this time, by turning on the switching element S1, on-time zero voltage switching becomes possible.
【0018】スイッチング素子S1がオフしたとき、コ
ンデンサCsの充電電圧は、コンデンサC0の充電電圧
よりも大きく、その後、コンデンサCsの電荷がコンデ
ンサC0に充電されるとき、その充電電流はコンデンサ
Csの電圧が反転するまで流れ続け、その反転電圧が交
流電源PSの整流電圧以上に達するように各定数は所定
の値になっている。When the switching element S1 is turned off, the charging voltage of the capacitor Cs is higher than the charging voltage of the capacitor C0. Thereafter, when the charge of the capacitor Cs is charged to the capacitor C0, the charging current is the voltage of the capacitor Cs. Each constant has a predetermined value so that the inverted voltage reaches the rectified voltage of the AC power supply PS or more.
【0019】負荷への電力調整はスイッチング素子S1
のスイッチング周波数やオン・デューティにより調整が
できる。すなわち、スイッチング素子S1とインダクタ
Ls、ダイオードD2、コンデンサC1、負荷によって
構成した回路部分で一種の昇降圧チョッパーを構成して
いるので、負荷電圧はゼロから入力電圧以上の範囲で調
整できる。The power to the load is adjusted by the switching element S1.
It can be adjusted by the switching frequency and the on duty. That is, the switching element S1, the inductor Ls, the diode D2, the capacitor C1, and the circuit portion configured by the load constitute a kind of step-up / step-down chopper, so that the load voltage can be adjusted in a range from zero to the input voltage or more.
【0020】スイッチング素子S1の状態と、スイッチ
ング素子S1の電流IS1、コンデンサCsの電流ICs、
整流回路Rec1の電流Iin、および、インダクタL
1に流れる電流IL1を図7に示す。また、交流電源PS
の電圧VPS、整流回路Rec1に入力される電流Ia
c、フィルタF1に入力される電流IPSを図8に示す。
このように、スイッチング素子S1をスイッチングする
ことで、強制的に交流電源PSに電流を流すことがで
き、交流電源PSに電流の流れる期間を長くして、力率
・波形を改善することができる。The state of the switching element S1, the current I S1 of the switching element S1, the current I Cs of the capacitor Cs ,
Current Iin of rectifier circuit Rec1 and inductor L
FIG. 7 shows the current I L1 flowing through No. 1. AC power supply PS
Voltage V PS, current Ia is input to the rectifier circuit Rec1 of
c, the current I PS input to the filter F1 is shown in FIG.
As described above, by switching the switching element S1, the current can be forced to flow to the AC power supply PS, and the period during which the current flows to the AC power supply PS can be lengthened to improve the power factor and the waveform. .
【0021】図9は負荷として放電灯負荷を用いた場合
の実施例であり、放電灯に交流を印加するために、スイ
ッチング素子Sa〜Sd、ダイオードD3a〜D3dか
ら構成されるフルブリッジインバータ回路が平滑コンデ
ンサC1の後段に接続されている。ランプ電圧とランプ
電流の各検出値に基づいて出力指令値演算器で演算され
た値が比較器に入力され、三角波高周波発振器からの信
号と比較されて、PWM制御信号が作成され、スイッチ
ング素子のオン・デューティが制御される。なお、図1
0のように、整流用ダイオードD2、インダクタL1の
位置を変更してもよい。FIG. 9 shows an embodiment in which a discharge lamp load is used as a load. In order to apply an alternating current to the discharge lamp, a full-bridge inverter circuit including switching elements Sa to Sd and diodes D3a to D3d is provided. It is connected to the subsequent stage of the smoothing capacitor C1. A value calculated by the output command value calculator based on each detected value of the lamp voltage and the lamp current is input to the comparator, and is compared with a signal from the triangular wave high-frequency oscillator to generate a PWM control signal. ON duty is controlled. FIG.
The position of the rectifier diode D2 and the inductor L1 may be changed as in 0.
【0022】次に、図11に本発明の実施例2を示す。
本実施例は、図6のインダクタLsをトランスT1で置
換したものである。このトランスT1について説明する
と、スイッチング素子S1がオンしたとき、トランスT
1の1次側巻線N1に電流が流れても、2次側巻線N2
には電流が流れず、トランスT1にエネルギーが蓄えら
れる。スイッチング素子S1がオフしたとき、トランス
T1の2次側巻線N2に電流が流れて、負荷に電力が供
給される。以上のようなフライバック動作をするトラン
スとなっている。Next, FIG. 11 shows a second embodiment of the present invention.
In the present embodiment, the inductor Ls in FIG. 6 is replaced with a transformer T1. The transformer T1 will be described. When the switching element S1 is turned on, the transformer T1 is turned on.
1 even if a current flows through the primary winding N1 of the secondary winding N2.
, No current flows, and energy is stored in the transformer T1. When the switching element S1 is turned off, a current flows through the secondary winding N2 of the transformer T1, and power is supplied to the load. The transformer performs the flyback operation as described above.
【0023】回路の動作については、基本的に実施例1
と同様であり、スイッチング素子S1がオンすると、コ
ンデンサC0、スイッチング素子S1、トランスT1の
1次側巻線N1の経路で電流が流れ、トランスT1にエ
ネルギーが蓄積される。スイッチング素子S1がオフす
ると、トランスT1のエネルギーの一部は、トランスT
1の1次側巻線N1、ダイオードD0、コンデンサCs
の経路でコンデンサCsに充電される。残りのエネルギ
ーはトランスT1の2次側巻線N2、ダイオードD2、
インダクタL1、負荷・コンデンサC1の経路で負荷に
送られる。トランスT1のエネルギーが全て放出された
後、コンデンサCs、ダイオードDd(またはDb)、
交流電源PS、ダイオードDa(またはDc)、コンデ
ンサC0、トランスT1の1次側巻線N1の経路でコン
デンサCsの電荷がコンデンサC0に充電される。コン
デンサCsの電荷が全て放電され、つづいてコンデンサ
Csが逆極性の電圧で充電されて行き、その電圧が交流
電源PSの整流電圧と等しくなったときに、スイッチン
グ素子S1の両端電圧がゼロになるので、ダイオードD
1がオンし、トランスT1の1次側巻線N1、ダイオー
ドD1、コンデンサC0の経路で電流が流れる。このと
き、スイッチング素子S1をオンすることでゼロ電圧ス
イッチングが可能となる。このように、スイッチング素
子S1をスイッチングすることで、強制的に交流電源P
Sに電流を流すことができ、これによって、交流電源P
Sに電流の流れる期間を長くして、力率・波形を改善す
ることができる。The operation of the circuit is basically the same as that of the first embodiment.
When the switching element S1 is turned on, a current flows through the path of the capacitor C0, the switching element S1, and the primary winding N1 of the transformer T1, and energy is stored in the transformer T1. When the switching element S1 is turned off, part of the energy of the transformer T1 is transferred to the transformer T1.
1, primary winding N1, diode D0, capacitor Cs
Is charged in the capacitor Cs along the path. The remaining energy is transferred from the secondary winding N2 of the transformer T1, the diode D2,
It is sent to the load through the path of the inductor L1 and the load / capacitor C1. After all the energy of the transformer T1 is released, the capacitor Cs, the diode Dd (or Db),
The capacitor Cs is charged with the electric charge of the capacitor Cs through the path of the AC power supply PS, the diode Da (or Dc), the capacitor C0, and the primary winding N1 of the transformer T1. All the charges of the capacitor Cs are discharged, and then the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity. When the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero. So the diode D
1 is turned on, and a current flows through the path of the primary winding N1, the diode D1, and the capacitor C0 of the transformer T1. At this time, turning on the switching element S1 enables zero voltage switching. By switching the switching element S1 in this manner, the AC power supply P
S, a current can be supplied to the AC power supply P
The power factor and the waveform can be improved by extending the period in which the current flows through S.
【0024】本実施例においても、インダクタL1はス
イッチング素子S1がオフしたとき、トランスT1に蓄
えられたエネルギーが2次側すなわち負荷側だけに集中
せず、コンデンサCsにも充電されるように、負荷側の
電流を制限するものである。Also in this embodiment, when the switching element S1 is turned off, the inductor L1 does not concentrate the energy stored in the transformer T1 only on the secondary side, that is, the load side, but also charges the capacitor Cs. This limits the current on the load side.
【0025】図12の回路は、図11におけるトランス
T1の2次側に接続されたインダクタL1を省略したも
のである。動作については基本的に上記図11の回路と
同様であるが、スイッチング素子S1のオン時にトラン
スT1に蓄えられたエネルギーが、スイッチング素子S
1のオフ時にトランスT1の2次側に送られると共に、
1次側漏れリアクタンスに蓄えられたエネルギーが、コ
ンデンサCsに充電される。The circuit shown in FIG. 12 is obtained by omitting the inductor L1 connected to the secondary side of the transformer T1 in FIG. The operation is basically the same as that of the circuit shown in FIG. 11, except that the energy stored in the transformer T1 when the switching element S1 is turned on is changed by the switching element S1.
1 is turned off and sent to the secondary side of the transformer T1.
The energy stored in the primary-side leakage reactance is charged in the capacitor Cs.
【0026】図13の回路は、図6におけるインダクタ
L1を単巻トランスT1で構成したものである。動作に
ついては基本的に上記図11の回路と同様である。The circuit shown in FIG. 13 is such that the inductor L1 shown in FIG. 6 is constituted by an autotransformer T1. The operation is basically the same as the circuit of FIG.
【0027】次に、図14に本発明の実施例3を示す。
本実施例は、図6のインダクタLsをトランスT1で置
換したものである。このトランスT1について説明する
と、スイッチング素子S1がオンしたとき、トランスT
1の1次側巻線N1に電流が流れると、2次側巻線N2
にも電流が流れ、負荷に電力が供給される。また、スイ
ッチング素子S1がオフすると、トランスT1の1次側
巻線N1、2次側巻線N2共に電流は流れない。以上の
ようなフォワード動作をするトランスとなっている。Next, FIG. 14 shows a third embodiment of the present invention.
In the present embodiment, the inductor Ls in FIG. 6 is replaced with a transformer T1. The transformer T1 will be described. When the switching element S1 is turned on, the transformer T1 is turned on.
1, when a current flows through the primary winding N1 of the secondary winding N2.
Current also flows to supply power to the load. When the switching element S1 is turned off, no current flows through the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T1. The transformer performs the forward operation as described above.
【0028】動作については基本的に実施例2と酷似し
ているが、スイッチング素子S1のオン時にトランスT
1の2次側にエネルギーが送られる点と、スイッチング
素子S1のオフ時にトランスT1の励磁エネルギーがコ
ンデンサCsに充電される点が特徴である。また、図1
3のような単巻トランスに変更したものでもよい。The operation is basically very similar to that of the second embodiment, but when the switching element S1 is turned on, the transformer T
It is characterized in that energy is sent to the secondary side of the capacitor 1 and that the capacitor Cs is charged with the excitation energy of the transformer T1 when the switching element S1 is turned off. FIG.
3 may be changed to a single-winding transformer.
【0029】次に、図15に本発明の実施例4を示す。
この図15の回路は、図6に示した実施例1の構成にお
いて、インダクタLs、コンデンサCs、ダイオードD
0、スイッチング素子S1で構成される力率改善用回路
の位置をコンデンサC0の正側から負側に変更したもの
である。Next, FIG. 15 shows a fourth embodiment of the present invention.
The circuit of FIG. 15 has the same configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 6 except that the inductor Ls, the capacitor Cs, and the diode D
0, the position of the power factor improving circuit composed of the switching element S1 is changed from the positive side to the negative side of the capacitor C0.
【0030】動作は基本的に実施例1と酷似しており、
スイッチング素子S1がオンすると、コンデンサC0、
インダクタLs、スイッチング素子S1の経路で電流が
流れ、インダクタLsにエネルギーが蓄積される。スイ
ッチング素子S1がオフすると、インダクタLsのエネ
ルギーの一部は、インダクタLs、コンデンサCs、ダ
イオードD0の経路でコンデンサCsに充電される。残
りのエネルギーは負荷側に送られる。その後、インダク
タLsのエネルギーが全て放出された後、コンデンサC
s、インダクタLs、コンデンサC0、ダイオードDd
(またはDb)、交流電源PS、ダイオードDa(また
はDc)の経路で電流が流れて、コンデンサCsの電荷
がコンデンサC0に充電される。コンデンサCsの電荷
が全て放電され、つづいてコンデンサCsが逆極性の電
圧で充電されて行き、その電圧が交流電源PSの整流電
圧と等しくなったときに、スイッチング素子S1の両端
電圧がゼロになるので、ダイオードD1がオンし、イン
ダクタLs、コンデンサC0、ダイオードD1の経路で
電流が流れる。このとき、スイッチング素子S1をオン
することでゼロ電圧スイッチングが可能となる。The operation is basically very similar to that of the first embodiment.
When the switching element S1 is turned on, the capacitors C0,
A current flows through the path of the inductor Ls and the switching element S1, and energy is stored in the inductor Ls. When the switching element S1 is turned off, a part of the energy of the inductor Ls is charged in the capacitor Cs through the path of the inductor Ls, the capacitor Cs, and the diode D0. The remaining energy is sent to the load side. Then, after all the energy of the inductor Ls is released, the capacitor C
s, inductor Ls, capacitor C0, diode Dd
(Or Db), a current flows through the path of the AC power supply PS and the diode Da (or Dc), and the charge of the capacitor Cs is charged in the capacitor C0. All the charges of the capacitor Cs are discharged, and then the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity. When the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero. Therefore, the diode D1 turns on, and a current flows through the path of the inductor Ls, the capacitor C0, and the diode D1. At this time, turning on the switching element S1 enables zero voltage switching.
【0031】次に、図16に本発明の実施例5を示す。
この図16の回路は、図6に示した実施例1の構成にお
いて、負荷側のダイオードD2をコンデンサC2に置換
したものである。このコンデンサC2は、直流成分を阻
止し、負荷にスイッチング周波数と同じ高周波を印加す
るものである。Next, FIG. 16 shows a fifth embodiment of the present invention.
The circuit of FIG. 16 is obtained by replacing the diode D2 on the load side with a capacitor C2 in the configuration of the first embodiment shown in FIG. The capacitor C2 blocks a DC component and applies a high frequency equal to a switching frequency to a load.
【0032】図17に本発明の実施例6を示す。交流電
源PSは、ダイオードDa〜Ddから成るダイオードブ
リッジ回路Rec1で全波整流され、ダイオードD0を
介しコンデンサC0で平滑される。スイッチング素子S
1がオンすると、コンデンサC0、スイッチング素子S
1、インダクタLsの経路で電流が流れ、インダクタL
sにエネルギーが蓄積される。また、ダイオードD2、
インダクタL1を介して負荷側へも電力が送られると同
時に、インダクタL1にもエネルギーが蓄積される。ス
イッチング素子S1がオフすると、インダクタLsに蓄
積されたエネルギーは、インダクタLs、ダイオードD
0、コンデンサCsの経路でコンデンサCsに充電され
る。また、インダクタL1に蓄積されたエネルギーはイ
ンダクタL1、負荷・コンデンサC1、ダイオードDf
の経路で負荷に送られる。その後、インダクタLsのエ
ネルギーがコンデンサCsに全て放出された後、コンデ
ンサCs、ダイオードDd(またはDb)、交流電源P
S、ダイオードDa(またはDc)、コンデンサC0、
インダクタLsの経路で電流が流れ、コンデンサCsの
電荷がコンデンサC0に充電される。コンデンサCsの
電荷が全て放電され、つづいてコンデンサCsが逆極性
の電圧で充電されて行き、その電圧が交流電源PSの整
流電圧と等しくなったときにスイッチング素子S1の両
端電圧がゼロになるので、ダイオードD1がオンし、イ
ンダクタLs、ダイオードD1、コンデンサC0の経路
で電流が流れる。このとき、スイッチング素子S1をオ
ンすることでオン時ゼロ電圧スイッチングが可能とな
る。FIG. 17 shows a sixth embodiment of the present invention. The AC power supply PS is full-wave rectified by a diode bridge circuit Rec1 including diodes Da to Dd, and is smoothed by a capacitor C0 via a diode D0. Switching element S
1 turns on, the capacitor C0 and the switching element S
1. A current flows through the path of the inductor Ls and the inductor L
Energy is stored in s. Also, a diode D2,
At the same time that power is transmitted to the load side via the inductor L1, energy is also stored in the inductor L1. When the switching element S1 is turned off, the energy stored in the inductor Ls is changed to the inductor Ls and the diode Ds.
0, the capacitor Cs is charged through the path of the capacitor Cs. The energy stored in the inductor L1 is equal to the inductor L1, the load / capacitor C1, and the diode Df.
Route to the load. Thereafter, after all the energy of the inductor Ls is released to the capacitor Cs, the capacitor Cs, the diode Dd (or Db), and the AC power supply P
S, diode Da (or Dc), capacitor C0,
A current flows through the path of the inductor Ls, and the charge of the capacitor Cs is charged in the capacitor C0. Since all the charge of the capacitor Cs is discharged, the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity, and when the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero. , The diode D1 is turned on, and a current flows through the path of the inductor Ls, the diode D1, and the capacitor C0. At this time, by turning on the switching element S1, on-time zero voltage switching becomes possible.
【0033】スイッチング素子S1がオフしたとき、コ
ンデンサCsの充電電圧は、コンデンサC0の充電電圧
よりも大きく、その後、上述のようにコンデンサCsの
電荷がコンデンサC0に充電されるとき、その充電電流
はコンデンサCsの電圧極性が反転するまで流れ続け、
その反転電圧が交流電源PSの整流電圧以上に達するよ
うに各定数は所定の値になっている。When the switching element S1 is turned off, the charging voltage of the capacitor Cs is higher than the charging voltage of the capacitor C0. Thereafter, when the charge of the capacitor Cs is charged to the capacitor C0 as described above, the charging current becomes It continues to flow until the voltage polarity of the capacitor Cs is inverted,
Each constant has a predetermined value so that the inverted voltage reaches the rectified voltage of the AC power supply PS or more.
【0034】負荷への電力調整はスイッチング素子S1
のスイッチング周波数やオンデューティにより調整がで
きる。すなわち、スイッチング素子S1とインダクタL
1、ダイオードDf、コンデンサC1、負荷によって構
成した回路部分で一種の降圧チョッパーを構成している
ので、負荷電圧はゼロから入力電圧の範囲で調整でき
る。The power adjustment to the load is performed by the switching element S1.
Can be adjusted by the switching frequency and the on-duty. That is, the switching element S1 and the inductor L
1, a circuit portion composed of the diode Df, the capacitor C1, and the load constitutes a kind of step-down chopper, so that the load voltage can be adjusted within a range from zero to the input voltage.
【0035】本実施例のスイッチング素子S1の状態
と、スイッチング素子S1の電流IS1、コンデンサCs
の電流ICs、整流回路Rec1の電流Iinを図18に
示す。また、交流電源PSの電源電圧VPS、整流回路R
ec1に入力される電流Iac、フィルタ回路F1に入
力される電流IPSを図8に示す。このように、スイッチ
ング素子S1をスイッチングすることで強制的に交流電
源PSに電流を流すことができ、これによって、交流電
源PSに電流の流れる期間を長くして、力率・波形を改
善することができる。The state of the switching element S1 of this embodiment, the current I S1 of the switching element S1 , the capacitor Cs
FIG. 18 shows the current I Cs and the current Iin of the rectifier circuit Rec1. The power supply voltage V PS of the AC power supply PS, the rectifier circuit R
Current is inputted to ec1 Iac, the current I PS to be inputted to the filter circuit F1 shown in FIG. As described above, by switching the switching element S1, it is possible to force the current to flow to the AC power supply PS, thereby increasing the period during which the current flows to the AC power supply PS and improving the power factor and waveform. Can be.
【0036】図19は負荷として放電灯負荷を用いた場
合の実施例であり、放電灯に交流を印加するために、ス
イッチング素子Sa〜Sd、ダイオードD3a〜D3d
から構成されるフルブリッジインバータ回路が平滑コン
デンサC1の後段に接続されている。FIG. 19 shows an embodiment in which a discharge lamp load is used as a load. In order to apply an alternating current to the discharge lamp, switching elements Sa to Sd and diodes D3a to D3d are used.
Is connected to the subsequent stage of the smoothing capacitor C1.
【0037】図20に本発明の実施例7を示す。図20
の回路は、図17に示した実施例6の構成において、イ
ンダクタLs、コンデンサCs、ダイオードD0、スイ
ッチング素子S1で構成される力率改善用回路の位置を
コンデンサC0の正側から負側に変更したものである。
動作は基本的に実施例6と酷似しているが、スイッチン
グ素子S1がオンすると、コンデンサC0、インダクタ
Ls、スイッチング素子S1の経路で電流が流れ、イン
ダクタLsにエネルギーが蓄積される。同時に負荷側に
電力が送られ、インダクタL1にエネルギーが蓄積され
る。スイッチング素子S1がオフすると、インダクタL
sのエネルギーは、インダクタLs、コンデンサCs、
ダイオードD0の経路でコンデンサCsに充電される。
また、インダクタL1のエネルギーはインダクタL1、
コンデンサC1・負荷、ダイオードDfの経路で負荷に
送られる。その後、インダクタLsのエネルギーが全て
放出された後、コンデンサCs、インダクタLs、コン
デンサC0、ダイオードDd(またはDb)、交流電源
PS、ダイオードDa(またはDc)の経路でコンデン
サCsの電荷がコンデンサC0に充電される。コンデン
サC0の電荷が全て放電され、つづいてコンデンサCs
が逆極性の電圧で充電されて行き、その電圧が交流電源
PSの整流電圧と等しくなったときに、スイッチング素
子S1の両端電圧がゼロになるので、ダイオードD1が
オンし、インダクタLs、コンデンサC0、ダイオード
D1の経路で電流が流れる。このとき、スイッチング素
子S1をオンすることで、ゼロ電圧スイッチングが可能
となる。FIG. 20 shows a seventh embodiment of the present invention. FIG.
17 changes the position of the power factor improving circuit including the inductor Ls, the capacitor Cs, the diode D0, and the switching element S1 from the positive side of the capacitor C0 to the negative side in the configuration of the sixth embodiment shown in FIG. It was done.
The operation is basically very similar to that of the sixth embodiment, but when the switching element S1 is turned on, a current flows through the path of the capacitor C0, the inductor Ls, and the switching element S1, and energy is accumulated in the inductor Ls. At the same time, power is sent to the load side, and energy is stored in the inductor L1. When the switching element S1 is turned off, the inductor L
energy of the inductor Ls, the capacitor Cs,
The capacitor Cs is charged through the path of the diode D0.
The energy of the inductor L1 is equal to the inductor L1,
It is sent to the load through the path of the capacitor C1 / load and the diode Df. Thereafter, after all the energy of the inductor Ls is released, the charge of the capacitor Cs is transferred to the capacitor C0 through the path of the capacitor Cs, the inductor Ls, the capacitor C0, the diode Dd (or Db), the AC power supply PS, and the diode Da (or Dc). Charged. All charges of the capacitor C0 are discharged, and then the capacitor Cs
Are charged with voltages of opposite polarities, and when the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero, so that the diode D1 turns on, the inductor Ls and the capacitor C0. , A current flows through the path of the diode D1. At this time, turning on the switching element S1 enables zero-voltage switching.
【0038】図21に本発明の実施例8を示す。交流電
源PSは、ダイオードDa〜Ddから成る整流回路Re
c1で全波整流され、ダイオードD0を介してコンデン
サC0で平滑される。スイッチング素子S1がオンする
と、コンデンサC0、インダクタLs、スイッチング素
子S1の経路で電流が流れ、インダクタLsにエネルギ
ーが蓄積される。スイッチング素子S1がオフすると、
インダクタLsに蓄積されたエネルギーの一部は、イン
ダクタLs、コンデンサCs、ダイオードD0の経路で
コンデンサCsに充電される。残りのエネルギーは、イ
ンダクタLsの誘導起電圧とコンデンサC0の電圧を重
畳した電圧の形で、インダクタLs、ダイオードD2、
インダクタL1、負荷・コンデンサC1、コンデンサC
0の経路を通って負荷に送られる。その後、インダクタ
Lsのエネルギーが全て放出された後、コンデンサC
s、インダクタLs、コンデンサC0、ダイオードDd
(またはDb)、交流電源PS、ダイオードDa(また
はDc)の経路でコンデンサCsの電荷がコンデンサC
0に充電される。コンデンサCsの電荷が全て放電さ
れ、つづいてコンデンサCsが逆極性の電圧で充電され
て行き、その電圧が交流電源PSの整流電圧と等しくな
ったときに、スイッチング素子S1の両端電圧がゼロに
なるので、ダイオードD1がオンし、インダクタLs、
コンデンサC0、ダイオードD1の経路で電流が流れ
る。このとき、スイッチング素子S1をオンすることで
ゼロ電圧スイッチングが可能となる。FIG. 21 shows an eighth embodiment of the present invention. The AC power supply PS includes a rectifier circuit Re including diodes Da to Dd.
It is full-wave rectified by c1 and smoothed by a capacitor C0 via a diode D0. When the switching element S1 is turned on, a current flows through the path of the capacitor C0, the inductor Ls, and the switching element S1, and energy is accumulated in the inductor Ls. When the switching element S1 is turned off,
Part of the energy stored in the inductor Ls is charged in the capacitor Cs through the path of the inductor Ls, the capacitor Cs, and the diode D0. The remaining energy is obtained by superimposing the induced electromotive voltage of the inductor Ls and the voltage of the capacitor C0 on the inductor Ls, the diode D2,
Inductor L1, load / capacitor C1, capacitor C
0 to the load. Then, after all the energy of the inductor Ls is released, the capacitor C
s, inductor Ls, capacitor C0, diode Dd
(Or Db), the path of the AC power supply PS and the diode Da (or Dc), the charge of the capacitor Cs is
It is charged to zero. All the charges of the capacitor Cs are discharged, and then the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity. When the voltage becomes equal to the rectified voltage of the AC power supply PS, the voltage across the switching element S1 becomes zero. Therefore, the diode D1 turns on, and the inductor Ls,
A current flows through the path of the capacitor C0 and the diode D1. At this time, turning on the switching element S1 enables zero voltage switching.
【0039】スイッチング素子S1がオフしたとき、コ
ンデンサCsの充電電圧は、コンデンサC0の充電電圧
よりも大きく、その後、コンデンサCsの電荷がコンデ
ンサC0に充電されるとき、その充電電流はコンデンサ
Csの電圧が反転するまで流れ続け、その反転電圧が交
流電源PSの整流電圧以上に達するように各定数は所定
の値になっている。When the switching element S1 is turned off, the charging voltage of the capacitor Cs is higher than the charging voltage of the capacitor C0. Thereafter, when the charge of the capacitor Cs is charged to the capacitor C0, the charging current is the voltage of the capacitor Cs. Each constant has a predetermined value so that the inverted voltage reaches the rectified voltage of the AC power supply PS or more.
【0040】負荷への供給電力は、スイッチング素子S
1のスイッチング周波数やオンデューティにより調整で
きる。スイッチング素子S1、インダクタL1、ダイオ
ードDf、コンデンサC1、負荷によって構成した回路
部分で一種の昇圧チョッパーを構成しているので、負荷
電圧は入力電圧以上の電圧で調整できる。The power supplied to the load is determined by the switching element S
It can be adjusted by the switching frequency and the on-duty of 1. Since a circuit portion composed of the switching element S1, the inductor L1, the diode Df, the capacitor C1, and the load constitutes a kind of boost chopper, the load voltage can be adjusted at a voltage higher than the input voltage.
【0041】本実施例のスイッチング素子S1の状態
と、スイッチング素子S1の電流IS1、コンデンサCs
の電流ICs、整流回路Rec1の電流Iinを図18に
示す。また、交流電源PSの電源電圧VPS、整流回路R
ec1に入力される電流Iac、フィルタ回路F1に入
力されるされる電流IPSを図8に示す。このように、ス
イッチング素子S1をスイッチングすることで強制的に
交流電源PSに電流を流すことができ、これによって、
交流電源PSに電流の流れる期間を長くして、力率・波
形を改善することができる。The state of the switching element S1, the current I S1 of the switching element S1 , the capacitor Cs
FIG. 18 shows the current I Cs and the current Iin of the rectifier circuit Rec1. The power supply voltage V PS of the AC power supply PS, the rectifier circuit R
Current is inputted to ec1 Iac, the current I PS to be inputted to the filter circuit F1 shown in FIG. As described above, by switching the switching element S1, a current can be forcibly passed to the AC power supply PS.
The power factor and the waveform can be improved by extending the period during which the current flows to the AC power supply PS.
【0042】図22に本発明の実施例9を示す。図22
の回路は、図21に示した実施例8の構成において、イ
ンダクタLs、コンデンサCs、ダイオードD0で構成
される力率改善用回路の位置を変更したものである。動
作は基本的に実施例8と酷似しているが、スイッチング
素子S1がオンすると、コンデンサC0、スイッチング
素子S1、インダクタLsの経路で電流が流れ、インダ
クタLsにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子
S1がオフすると、インダクタLsに蓄積されたエネル
ギーの一部は、インダクタLs、ダイオードD0、コン
デンサCsの経路でコンデンサCsに充電される。残り
のエネルギーは、インダクタLsの誘導起電圧とコンデ
ンサC0の電圧を重畳した電圧の形で、インダクタL
s、コンデンサC0、ダイオードD2、インダクタL
1、負荷・コンデンサC1の経路を通って負荷に送られ
る。その後、インダクタLsのエネルギーが全て放出さ
れた後、コンデンサCs、ダイオードDd(またはD
b)、交流電源PS、ダイオードDa(またはDc)、
コンデンサC0、インダクタLsの経路でコンデンサC
sの電荷がコンデンサC0に充電される。コンデンサC
sの電荷が全て放電され、つづいてコンデンサCsが逆
極性の電圧で充電されて行き、その電圧が交流電源PS
の整流電圧と等しくなったときに、スイッチング素子S
1の両端電圧がゼロになるので、ダイオードD1がオン
し、インダクタLs、ダイオードD1、コンデンサC0
の経路で電流が流れる。このとき、スイッチング素子S
1をオンすることでゼロ電圧スイッチングが可能とな
る。FIG. 22 shows a ninth embodiment of the present invention. FIG.
The circuit of FIG. 21 is obtained by changing the position of the power factor improving circuit including the inductor Ls, the capacitor Cs, and the diode D0 in the configuration of the eighth embodiment shown in FIG. The operation is basically very similar to that of the eighth embodiment, but when the switching element S1 is turned on, a current flows through the path of the capacitor C0, the switching element S1, and the inductor Ls, and energy is accumulated in the inductor Ls. When the switching element S1 is turned off, part of the energy stored in the inductor Ls is charged in the capacitor Cs through the path of the inductor Ls, the diode D0, and the capacitor Cs. The remaining energy is the inductor Ls in the form of a voltage obtained by superimposing the induced electromotive voltage of the inductor Ls and the voltage of the capacitor C0.
s, capacitor C0, diode D2, inductor L
1. It is sent to the load through the path of the load / capacitor C1. Then, after all the energy of the inductor Ls is released, the capacitor Cs and the diode Dd (or Dd
b), AC power supply PS, diode Da (or Dc),
In the path of the capacitor C0 and the inductor Ls, the capacitor C
The electric charge of s is charged in the capacitor C0. Capacitor C
s is discharged, and then the capacitor Cs is charged with a voltage of the opposite polarity, and the voltage is changed to the AC power supply PS.
Switching element S
1 becomes zero, the diode D1 turns on, the inductor Ls, the diode D1, and the capacitor C0.
The current flows through the path. At this time, the switching element S
Turning on 1 enables zero voltage switching.
【0043】図23に本発明の実施例10を示す。この
図23の回路は、図21に示した実施例8における負荷
側のダイオードD2をコンデンサC2に置換したもので
ある。このコンデンサC2は、直流成分を阻止し、負荷
にスイッチング周波数と同じ高周波を印加するものであ
る。FIG. 23 shows a tenth embodiment of the present invention. The circuit of FIG. 23 is obtained by replacing the diode D2 on the load side in the eighth embodiment shown in FIG. 21 with a capacitor C2. The capacitor C2 blocks a DC component and applies a high frequency equal to a switching frequency to a load.
【0044】[0044]
【発明の効果】本発明によれば、1つのスイッチング素
子で構成されるチョッパー回路等のような電力変換装置
において、ダイオード、インダクタ、コンデンサから成
る力率改善用回路を設けることで力率、波形が改善で
き、スイッチング素子の数を増やす必要がなく、比較
的、低コストで実現可能である。また、コンデンサの急
激な充放電もないため、スイッチング素子の電流耐量を
それほど上げなくても良い。According to the present invention, in a power converter such as a chopper circuit composed of one switching element, a power factor improving circuit comprising a diode, an inductor and a capacitor is provided to provide a power factor and a waveform. Can be improved, and it is not necessary to increase the number of switching elements, and it can be realized at a relatively low cost. Further, since there is no sudden charge / discharge of the capacitor, the current withstand capability of the switching element does not need to be increased so much.
【図1】本発明の基本的な原理を説明するための回路図
である。FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a basic principle of the present invention.
【図2】図1の回路の第1の動作を説明するための回路
図である。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining a first operation of the circuit of FIG. 1;
【図3】図1の回路の第2の動作を説明するための回路
図である。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining a second operation of the circuit of FIG. 1;
【図4】図1の回路の第3の動作を説明するための回路
図である。FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a third operation of the circuit of FIG. 1;
【図5】図1の回路の第4の動作を説明するための回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram for explaining a fourth operation of the circuit of FIG. 1;
【図6】本発明の実施例1の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図7】図6の回路の高周波的な動作を示す波形図であ
る。FIG. 7 is a waveform chart showing a high-frequency operation of the circuit of FIG. 6;
【図8】図6の回路の低周波的な動作を示す波形図であ
る。FIG. 8 is a waveform chart showing a low-frequency operation of the circuit of FIG. 6;
【図9】本発明の実施例1を放電灯点灯装置に適用した
例を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing an example in which the first embodiment of the present invention is applied to a discharge lamp lighting device.
【図10】本発明の実施例1の負荷側の整流要素と限流
要素の配置を変更した例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an example in which the arrangement of the load-side rectifying element and the current limiting element according to the first embodiment of the present invention is changed.
【図11】本発明の実施例2の回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図12】本発明の実施例2の負荷側の限流要素を省略
した例を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram illustrating an example in which a current limiting element on a load side according to a second embodiment of the present invention is omitted.
【図13】本発明の実施例2のトランスを単巻トランス
に変更した例を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing an example in which the transformer according to the second embodiment of the present invention is changed to an autotransformer.
【図14】本発明の実施例3の回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram according to a third embodiment of the present invention.
【図15】本発明の実施例4の回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図16】本発明の実施例5の回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図17】本発明の実施例6の回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram of a sixth embodiment of the present invention.
【図18】図6の回路の高周波的な動作を示す波形図で
ある。FIG. 18 is a waveform chart showing a high-frequency operation of the circuit of FIG. 6;
【図19】本発明の実施例6を放電灯点灯装置に適用し
た例を示す回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram showing an example in which Embodiment 6 of the present invention is applied to a discharge lamp lighting device.
【図20】本発明の実施例7の回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram of a seventh embodiment of the present invention.
【図21】本発明の実施例8の回路図である。FIG. 21 is a circuit diagram of an eighth embodiment of the present invention.
【図22】本発明の実施例9の回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram of a ninth embodiment of the present invention.
【図23】本発明の実施例10の回路図である。FIG. 23 is a circuit diagram of a tenth embodiment of the present invention.
【図24】従来のコンデンサ入力型の整流平滑回路の回
路図である。FIG. 24 is a circuit diagram of a conventional capacitor input type rectifying / smoothing circuit.
【図25】入力力率と波形歪みを改善した従来例1の回
路図である。FIG. 25 is a circuit diagram of Conventional Example 1 in which the input power factor and the waveform distortion are improved.
【図26】入力力率と波形歪みを改善した従来例2の回
路図である。FIG. 26 is a circuit diagram of a second conventional example in which the input power factor and the waveform distortion are improved.
PS 交流電源 Rec1 整流回路 D0 ダイオード D1 ダイオード C0 平滑コンデンサ Cs 力率改善用コンデンサ Ls インダクタ S1 スイッチング素子 Z1 限流要素 PS AC power supply Rec1 Rectifier circuit D0 Diode D1 Diode C0 Smoothing capacitor Cs Power factor improving capacitor Ls Inductor S1 Switching element Z1 Current limiting element
Claims (5)
整流回路と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、平滑コンデンサから負荷に電力を供給する整流要素
と限流要素を含むインピーダンス回路と、平滑コンデン
サを直流電圧源としてインピーダンス回路を介して負荷
に送られる電力を調整するためのスイッチング動作を行
うスイッチング素子とを備える電力変換装置において、
平滑コンデンサの一端にスイッチング素子の一端を接続
し、スイッチング素子の他端と平滑コンデンサの他端と
の間には、インダクタが接続されており、このインダク
タと並列的に前記インピーダンス回路を介して負荷が接
続されており、前記交流電源を整流する整流回路の一方
の整流出力端はダイオードを介して平滑コンデンサの前
記他端に接続されており、このダイオードの極性は前記
整流回路から平滑コンデンサへの充電が可能である向き
となっており、前記ダイオードと前記整流回路の整流出
力端との接続点は力率改善用のコンデンサを介してスイ
ッチング素子の前記他端に接続されており、スイッチン
グ素子の両端に整流素子を逆並列に備え、この整流素子
の極性は、平滑コンデンサからの電流が流れ出さない向
きであることを特徴とする電力変換装置。An AC power supply, a rectifier circuit for rectifying the AC power supply, a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier circuit, an impedance circuit including a rectifying element for supplying power from the smoothing capacitor to a load, and a current limiting element. A switching element that performs a switching operation for adjusting power transmitted to a load via an impedance circuit using a smoothing capacitor as a DC voltage source.
One end of the switching element is connected to one end of the smoothing capacitor, and an inductor is connected between the other end of the switching element and the other end of the smoothing capacitor. The inductor is connected in parallel with the inductor via the impedance circuit. Is connected, one rectification output terminal of the rectifier circuit for rectifying the AC power supply is connected to the other end of the smoothing capacitor via a diode, the polarity of the diode from the rectifier circuit to the smoothing capacitor. It is in a direction in which charging is possible, and a connection point between the diode and a rectification output terminal of the rectification circuit is connected to the other end of the switching element via a power factor improving capacitor, and Rectifiers are provided at both ends in anti-parallel, and the polarity of this rectifier is such that current does not flow from the smoothing capacitor. Electric power converter according to.
整流回路と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
とを備え、この平滑コンデンサを直流電圧源とし、平滑
コンデンサとスイッチング素子とインダクタによって第
1の閉回路を形成して、スイッチング素子がオンのとき
に、インダクタにエネルギーを蓄積し、スイッチング素
子がオフのときに、インダクタに蓄積されたエネルギー
が負荷側に伝達されるような極性で、負荷とインダクタ
とを含む第2の閉回路内に整流要素が接続されており、
出力電圧が入力電圧以下から入力電圧以上まで調整でき
る昇降圧型の電力変換装置において、 前記交流電源を整流する整流回路の一方の整流出力端
は、ダイオードを介して平滑コンデンサとインダクタの
接続点に接続されており、このダイオードの極性は前記
整流回路から平滑コンデンサへの充電が可能である向き
となっており、前記ダイオードと前記整流回路の整流出
力端との接続点は力率改善用のコンデンサを介してスイ
ッチング素子とインダクタの接続点に接続されており、
スイッチング素子の両端に整流素子を逆並列に備え、こ
の整流素子の極性は、平滑コンデンサからの電流が流れ
出さない向きであり、スイッチング素子がオフのとき
に、インダクタに蓄積されたエネルギーが負荷側に伝達
される第2の閉回路の中に限流要素が接続されているこ
とを特徴とする電力変換装置。2. An AC power source, a rectifier circuit for rectifying the AC power source, and a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier circuit. The smoothing capacitor is used as a DC voltage source. A closed circuit is formed to store energy in the inductor when the switching element is on and to transmit the energy stored in the inductor to the load side when the switching element is off, A rectifying element connected in a second closed circuit including a load and an inductor;
In a step-up / step-down power converter capable of adjusting an output voltage from an input voltage or lower to an input voltage or higher, one rectification output terminal of a rectifier circuit for rectifying the AC power is connected to a connection point between a smoothing capacitor and an inductor via a diode. The polarity of this diode is such that the smoothing capacitor can be charged from the rectifier circuit, and the connection point between the diode and the rectifier output terminal of the rectifier circuit is a power factor improving capacitor. Connected to the connection point between the switching element and the inductor via
A rectifying element is provided in both ends of the switching element in anti-parallel.The polarity of the rectifying element is such that current from the smoothing capacitor does not flow out, and when the switching element is off, energy stored in the inductor is transferred to the load side. A current limiting element is connected in a second closed circuit transmitted to the power converter.
整流回路と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
とを備え、平滑コンデンサを直流電圧源とし、スイッチ
ング素子と負荷及び負荷の直前に設けられた第1のイン
ダクタによって第1の閉回路を形成し、スイッチング素
子がオンのときに、負荷にエネルギーを伝達すると共に
第1のインダクタにエネルギーを蓄積し、スイッチング
素子がオフのときに、第1のインダクタに蓄積されたエ
ネルギーが負荷側に流れ続けるように第1のインダクタ
と負荷に対して第2の閉回路を形成するように環流用ダ
イオードを接続して、出力電圧が入力電圧以下の範囲で
調整できる降圧型の電力変換装置において、 前記平滑コンデンサ及びスイッチング素子と共に第2の
閉回路を形成するように第2のインダクタを接続し、負
荷側からスイッチング素子又は第2のインダクタに電流
が流れ込まないような極性で整流要素が第1のインダク
タから負荷までの経路中に接続されており、前記交流電
源を整流する整流回路の一方の整流出力端は、ダイオー
ドを介して平滑コンデンサと第2のインダクタの接続点
に接続されており、このダイオードの極性は前記整流回
路から平滑コンデンサへの充電が可能である向きとなっ
ており、前記ダイオードと前記整流回路の整流出力端と
の接続点は力率改善用のコンデンサを介してスイッチン
グ素子と第2のインダクタの接続点に接続されており、
スイッチング素子の両端に整流素子を逆並列に備え、こ
の整流素子の極性は、平滑コンデンサからの電流が流れ
出さない向きであることを特徴とする電力変換装置。3. An AC power supply, a rectifier circuit for rectifying the AC power supply, and a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier circuit, wherein the smoothing capacitor is a DC voltage source, and is provided immediately before the switching element, the load, and the load. A first closed circuit is formed by the first inductor, and when the switching element is on, energy is transmitted to the load and energy is stored in the first inductor. A reflux diode is connected to the first inductor and the load so as to form a second closed circuit so that the energy stored in the first inductor continues to flow to the load side, and the output voltage is lower than the input voltage. In a step-down power converter that can be adjusted in a range, a second closed circuit is formed so as to form a second closed circuit together with the smoothing capacitor and the switching element. A rectifier element is connected in a path from the first inductor to the load with a polarity such that current does not flow from the load side to the switching element or the second inductor, and a rectifier for rectifying the AC power supply. One rectification output terminal of the circuit is connected via a diode to a connection point between the smoothing capacitor and the second inductor, and the polarity of the diode is such that the rectifying circuit can charge the smoothing capacitor. A connection point between the diode and a rectification output terminal of the rectification circuit is connected to a connection point between the switching element and the second inductor via a power factor improving capacitor;
A power converter wherein rectifying elements are provided in both ends of the switching element in anti-parallel, and the polarity of the rectifying element is such that current from the smoothing capacitor does not flow out.
整流回路と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサ
とを備え、平滑コンデンサを直流電圧源とし、インダク
タと整流要素及び負荷と共に第1の閉回路を形成し、ス
イッチング素子がオンしたとき、インダクタにエネルギ
ーを蓄積し、スイッチング素子がオフしたとき、インダ
クタに蓄積されたエネルギーによる誘導起電圧と平滑コ
ンデンサの電圧を重畳した電圧が負荷側に送られるよう
にして、出力電圧が入力電圧以上の電圧で調整できる昇
圧型の電力変換装置において、 前記交流電源を整流する整流回路の一方の整流出力端
は、ダイオードを介して平滑コンデンサとインダクタの
接続点に接続されており、このダイオードの極性は前記
整流回路から平滑コンデンサへの充電が可能である向き
となっており、前記ダイオードと前記整流回路の整流出
力端との接続点は力率改善用のコンデンサを介してスイ
ッチング素子とインダクタの接続点に接続されており、
スイッチング素子の両端に整流素子を逆並列に備え、こ
の整流素子の極性は、平滑コンデンサからの電流が流れ
出さない向きであり、平滑コンデンサとインダクタ、整
流要素及び負荷を含む第1の閉回路内に限流要素が負荷
直前に接続されており、前記整流要素がオフ状態でも前
記限流要素のエネルギーが負荷に還流するような第2の
閉回路を形成するための環流用ダイオードが接続されて
いることを特徴とする電力変換装置。4. An AC power supply, a rectifier circuit for rectifying the AC power supply, and a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier circuit, wherein the smoothing capacitor is a DC voltage source, and a first capacitor is provided together with an inductor, a rectifying element and a load. A closed circuit is formed, when the switching element is turned on, energy is stored in the inductor, and when the switching element is turned off, a voltage obtained by superimposing the induced electromotive voltage due to the energy stored in the inductor and the voltage of the smoothing capacitor is applied to the load side. In a step-up power converter in which the output voltage can be adjusted at a voltage equal to or higher than the input voltage, one of the rectification output terminals of the rectification circuit for rectifying the AC power is connected to a smoothing capacitor and an inductor via a diode. Connected to the connection point, the polarity of this diode allows the smoothing capacitor to be charged from the rectifier circuit. That direction and are made, the connection point between the rectified output terminal of the diode and the rectifier circuit is connected to the connection point of the switching element and the inductor via a capacitor for power factor correction,
A rectifying element is provided in both ends of the switching element in anti-parallel, and the polarity of the rectifying element is such that the current from the smoothing capacitor does not flow out. A current limiting element is connected immediately before the load, and a circulating diode for forming a second closed circuit in which the energy of the current limiting element is returned to the load even when the rectifying element is in an off state. A power converter.
力率改善用のコンデンサに流れ込む充電電流が終了した
後、力率改善用のコンデンサから平滑コンデンサに充電
する方向に電流が流れるときに、力率改善用のコンデン
サの電圧極性が反転するまで電流が流れ続けて、力率改
善用のコンデンサの反転電圧が交流電源の整流電圧以上
になるように、回路定数とスイッチング条件を設定した
ことを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記
載の電力変換装置。5. After the charging current flowing into the power factor improving capacitor immediately after the switching element is turned off, when the current flows from the power factor improving capacitor to the smoothing capacitor in a direction of charging the smoothing capacitor, the power factor improving. Circuit constants and switching conditions are set so that the current continues to flow until the voltage polarity of the capacitor for use reverses, and the reversal voltage of the capacitor for power factor improvement is equal to or higher than the rectified voltage of the AC power supply. The power converter according to claim 1.
Priority Applications (1)
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JP8272729A JPH10127048A (en) | 1996-10-15 | 1996-10-15 | Power conversion device |
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JP8272729A JPH10127048A (en) | 1996-10-15 | 1996-10-15 | Power conversion device |
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Country | Link |
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JP (1) | JPH10127048A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014220913A (en) * | 2013-05-08 | 2014-11-20 | ビステオン グローバル テクノロジーズ インコーポレイテッド | Zero current switching circuit and full bridge circuit |
WO2017208420A1 (en) * | 2016-06-02 | 2017-12-07 | 日産自動車株式会社 | Power conversion device |
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1996
- 1996-10-15 JP JP8272729A patent/JPH10127048A/en active Pending
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JPWO2017208420A1 (en) * | 2016-06-02 | 2019-05-30 | 日産自動車株式会社 | Power converter |
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