JPH10126374A - Multi-carrier transmitter - Google Patents

Multi-carrier transmitter

Info

Publication number
JPH10126374A
JPH10126374A JP9232929A JP23292997A JPH10126374A JP H10126374 A JPH10126374 A JP H10126374A JP 9232929 A JP9232929 A JP 9232929A JP 23292997 A JP23292997 A JP 23292997A JP H10126374 A JPH10126374 A JP H10126374A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
transmission
received
reception
block signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP9232929A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP3462373B2 (en
Inventor
Shoichiro Yamazaki
彰一郎 山嵜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP23292997A priority Critical patent/JP3462373B2/en
Publication of JPH10126374A publication Critical patent/JPH10126374A/en
Priority to EP98938944A priority patent/EP0942547A4/en
Priority to CA002269549A priority patent/CA2269549A1/en
Priority to PCT/JP1998/003728 priority patent/WO1999012294A1/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3462373B2 publication Critical patent/JP3462373B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Television Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To estimate and eliminate signal distortion caused in a multi-carrier transmission signal, due to a nonlinearity of a transmission or reception circuit without causing increase in cost for the transmitter, a large sized transmitter and reduction in the transmission efficiency. SOLUTION: Clip distortion generated in the case of converting a reception multi-carrier signal into a digital signal by an A/D converter 22 to be regarded as additional noise, a DET 28 a generated position of clip distortion and its number from an output of the A/D converter 22. Then subtractors 26, 27 are used to obtain a difference between a known null symbol and an information symbol at both ends of a reception block signal on a frequency base, outputted from a DFT 24, and a CAN 25 estimates the magnitude of the clip distortion based on the difference and detection result of the clip distortion generating position and the number, so as to eliminate it.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばディジタ
ル・オーディオ放送やディジタル・テレビジョン放送、
無線ＬＡＮの情報伝送を行なうためのマルチキャリア伝
送システムとその伝送装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to digital audio broadcasting, digital television broadcasting,
The present invention relates to a multi-carrier transmission system for transmitting information of a wireless LAN and a transmission device thereof.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、例えばディジタル・テレビジョン
放送システムに使用するディジタル伝送方式として、マ
ルチキャリア伝送方式、つまりＯＦＤＭ（Orthogonal F
requency Division Multiplex ）が注目されている。マ
ルチキャリア伝送方式は、伝送データを一定のデータ数
ごとに区切ってブロック信号とし、このブロック信号ご
とにその信号を互いに直交する多数の搬送波（キャリ
ア）で伝送する方式である。この方式は、１キャリア当
たりのデータ伝送速度を遅くすることができるのでゴー
ストに強く、また伝送歪の影響を軽減できることから波
形等化処理を簡略化できるなどの特徴を有する。2. Description of the Related Art In recent years, as a digital transmission system used for a digital television broadcasting system, for example, a multicarrier transmission system, that is, an OFDM (Orthogonal F
requency Division Multiplex) is attracting attention. The multi-carrier transmission system is a system in which transmission data is divided into a certain number of data to form a block signal, and the block signal is transmitted for each block signal by a number of orthogonal carriers. This method is characterized in that the data transmission rate per carrier can be reduced, so that it is resistant to ghosts, and the effect of transmission distortion can be reduced, thereby simplifying waveform equalization processing.

【０００３】図１５は、マルチキャリア伝送装置の要部
構成を示す回路ブロック図であり、（ａ）は送信側の装
置の構成を、（ｂ）は受信側の装置の構成をそれぞれ示
している。[0005] FIG. 15 is a circuit block diagram showing a configuration of a main part of a multicarrier transmission apparatus. FIG. 15A shows the configuration of a transmission side apparatus, and FIG. 15B shows the configuration of a reception side apparatus. .

【０００４】まず送信側の装置では、情報ビット列をマ
ッピング回路（ＭＡＰ）１で変調方式に応じた信号点に
マッピングすることによりＮ個（図ではＮ＝８）ずつの
並列信号Ｘ0 〜Ｘ7 に変換し、この並列信号Ｘ0 〜Ｘ7
をＮ点の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）２により周
波数軸上の信号から時間軸上の信号ｘ0 〜ｘ7 に変換す
る。そして、この時間軸上の信号ｘ0 〜ｘ7 を並列直列
変換器（Ｐ／Ｓ）３で並列信号から直列信号ｘT に変換
し、さらにディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４で
アナログ信号に変換したのち、送信回路（ＴＸ）５にお
いて搬送波周波数にアップコンバートするとともに送信
電力増幅器で所定の送信電力レベルに増幅したのち、図
示しないアンテナから無線伝送路へ送信する。[0004] First, in the transmission side device, an information bit string is mapped to signal points corresponding to a modulation method by a mapping circuit (MAP) 1 to convert into N (N = 8 in the figure) parallel signals X0 to X7. The parallel signals X0 to X7
Is converted from a signal on the frequency axis into signals x0 to x7 on the time axis by an N-point inverse discrete Fourier transformer (IDFT) 2. The signals x0 to x7 on the time axis are converted from a parallel signal into a serial signal xT by a parallel / serial converter (P / S) 3, and further converted into an analog signal by a digital / analog converter (D / A) 4. Thereafter, the signal is up-converted to a carrier frequency in a transmission circuit (TX) 5 and amplified to a predetermined transmission power level by a transmission power amplifier, and then transmitted from an antenna (not shown) to a wireless transmission path.

【０００５】一方受信側の装置では、上記送信側の装置
から送られたマルチキャリア伝送信号を図示しないアン
テナを介して受信回路（ＲＸ）６に入力し、ここで高周
波増幅するとともにベースバンド信号にダウンコンバー
トする。そして、この受信信号をアナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）７でディジタル信号に変換し、さらに
直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ）でＮ個（Ｎ＝８）ずつの受
信ブロック信号ｖ0 〜ｖ7 に変換したのち、離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９に入力する。ＤＦＴ９は上記受信
ブロック信号ｖ0 〜ｖ7 を時間軸上の信号から周波数軸
上の信号Ｖ0 〜Ｖ7 に変換し、この信号Ｖ0 〜Ｖ7 をデ
マッピング回路（ＤＭＡＰ）１０に入力する。デマッピ
ング回路は、上記信号Ｖ0 〜Ｖ7 をデマッピング処理し
て情報データを再生する。On the other hand, the receiving device inputs the multicarrier transmission signal sent from the transmitting device to a receiving circuit (RX) 6 via an antenna (not shown), and amplifies the high frequency signal and converts it to a baseband signal. Downconvert. Then, the received signal is converted into a digital signal by an analog / digital converter (A / D) 7 and further N (N = 8) reception block signals v0 to n are serial / parallel converters (S / P). After being converted to v7, it is input to a discrete Fourier transformer (DFT) 9. The DFT 9 converts the received block signals v0 to v7 from signals on the time axis to signals V0 to V7 on the frequency axis, and inputs the signals V0 to V7 to a demapping circuit (DMAP) 10. The demapping circuit demaps the signals V0 to V7 to reproduce information data.

【０００６】なお、マルチキャリア伝送方式の基本技術
は、例えばBingham,J.A.C., 「Multicarrier Modulatio
n for Data Transmission :An Idea Whose Time Has Co
me」,IEEE Commu. Mag., vol.28,no.5,pp.5-14,May 199
0.に記されている。The basic technology of the multicarrier transmission system is described, for example, in Bingham, JAC, “Multicarrier Modulatio
n for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Co
me ", IEEE Commu. Mag., vol.28, no.5, pp.5-14, May 199
0.

【０００７】ところで、多数の搬送波成分からなるマル
チキャリア伝送信号は、雑音状であり大きな振幅変動を
伴う。このため、送受信装置に設けられている増幅器な
どのアナログ回路には、十分な線形動作範囲を持たせる
必要がある。しかし、増幅回路などのアナログ回路は一
般に線形動作する信号振幅範囲が限られているため、あ
る値を超えた振幅の信号には非線形歪みが発生して、こ
れが再生データの符号誤りの原因になる。また、線形動
作範囲の広いアナログ回路を使用することは、装置のコ
ストアップや回路規模の大型化を招き好ましくない。[0007] A multicarrier transmission signal composed of a large number of carrier components is noise-like and involves large amplitude fluctuations. For this reason, it is necessary that an analog circuit such as an amplifier provided in the transmission / reception device has a sufficient linear operation range. However, an analog circuit such as an amplifier circuit generally has a limited signal amplitude range in which a linear operation is performed. Therefore, a signal having an amplitude exceeding a certain value causes nonlinear distortion, which causes a code error in reproduced data. . Use of an analog circuit having a wide linear operation range is not preferable because it increases the cost of the device and increases the circuit scale.

【０００８】そこで、従来では一般に送信側装置で情報
信号に誤り訂正符号化を施して送信し、受信側装置で誤
り訂正復号処理を行なうことにより、上記非線形歪みに
よる符号誤りに対処している。しかし、この様な誤り対
策を実施するには伝送情報に冗長データを付加する必要
があり、この冗長データの付加により伝送効率の低下が
発生する。Therefore, in the prior art, the transmission side apparatus generally performs error correction coding on the information signal, transmits the information signal, and performs the error correction decoding processing on the reception side apparatus to cope with the code error due to the nonlinear distortion. However, in order to implement such an error countermeasure, it is necessary to add redundant data to transmission information, and the addition of the redundant data causes a reduction in transmission efficiency.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
のマルチキャリア伝送装置では、アナログ回路の線形動
作範囲に限りがあるため、伝送信号に非線形歪みが発生
して符号誤りを引き起こすという問題があり、またこの
問題を解決しようとすると装置のコストアップや回路規
模の大型化を招いたり、また誤り制御用の冗長データを
付加することで情報伝送効率の低下を招くという別の問
題を生じていた。As described above, in the conventional multicarrier transmission apparatus, since the linear operation range of the analog circuit is limited, there is a problem that a nonlinear distortion occurs in a transmission signal to cause a code error. To solve this problem, there is another problem that the cost of the device is increased and the circuit scale is increased, and the addition of redundant data for error control causes a decrease in information transmission efficiency. Was.

【００１０】この発明は上記事情に着目してなされたも
ので、その目的は、送信または受信回路の非線形特性に
よりマルチキャリア伝送信号に発生する信号歪みを、装
置のコストアップや大型化さらには伝送効率の低下を生
じることなく推定し除去することができるマルチキャリ
ア伝送装置を提供することである。The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to reduce the signal distortion generated in a multicarrier transmission signal due to the non-linear characteristics of a transmission or reception circuit, by increasing the cost and size of the apparatus and further transmitting the signal. An object of the present invention is to provide a multi-carrier transmission device that can estimate and remove a signal without lowering the efficiency.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に第１の発明は、複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送され
た送信マルチキャリア信号を受信するための受信回路
と、この受信回路により受信された受信マルチキャリア
信号から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロッ
ク信号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、
この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段とに加え、付加雑音除去手
段を新たに備えている。そして、付加雑音除去手段にお
いて、前記直交変換手段により変換された周波数軸上の
受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の
送信冗長信号との差分を求め、この差分値に基づいて、
前記信号歪みにより前記周波数軸上の受信ブロック信号
に発生した付加雑音成分を推定し除去するように構成し
たものである。According to a first aspect of the present invention, a transmission block signal is generated by adding a known transmission redundancy signal between transmission and reception to a plurality of transmission information signals. The transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis to generate a transmission multicarrier signal, and signal transmission is performed between the transmission circuit and a transmission device that transmits the transmission multicarrier signal to the transmission path. A receiving circuit for receiving a transmission multicarrier signal transmitted from the transmission device, and a reception block signal corresponding to the transmission block signal from the reception multicarrier signal received by the reception circuit. Receiving block signal reproducing means for reproducing
In addition to orthogonal transform means for converting the received block signal reproduced by the received block signal reproducing means from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis, an additional noise removing means is newly provided. Then, in the additional noise removing means, the difference between the received redundant signal included in the received block signal on the frequency axis converted by the orthogonal transform means and the known transmission redundant signal, based on the difference value,
An additional noise component generated in the reception block signal on the frequency axis due to the signal distortion is estimated and removed.

【００１２】したがってこの発明によれば、例えば送信
装置の送信回路や受信装置の受信回路が有する非線形特
性により受信マルチキャリア信号に信号歪みが発生し、
この信号歪みの影響により受信ブロック信号に付加雑音
が生じても、受信冗長信号と既知の送信冗長信号との差
分値とをもとに、上記付加雑音成分が推定されて除去さ
れる。したがって、結果的に上記信号歪みは除去される
ことになり、これにより線形動作範囲の大きい高価な送
受信回路を使用しなくても、受信情報信号を高品質に再
生することが可能となる。Therefore, according to the present invention, for example, signal distortion occurs in a received multicarrier signal due to nonlinear characteristics of a transmission circuit of a transmission device and a reception circuit of a reception device,
Even if additional noise occurs in the received block signal due to the influence of the signal distortion, the additional noise component is estimated and removed based on the difference between the received redundant signal and the known transmission redundant signal. Therefore, as a result, the signal distortion is removed, and thereby, the received information signal can be reproduced with high quality without using an expensive transmitting and receiving circuit having a large linear operation range.

【００１３】また第２の発明は、信号歪み推定手段によ
り、受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と既知の
送信冗長信号との差分値をもとに、受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの性質を推定する。そして、受
信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に信号歪
み補償手段を設け、この補償手段において、上記信号歪
み推定手段により推定された信号歪みの性質を基に、受
信マルチキャリア信号の信号歪みを補償するようにした
ものである。According to a second aspect of the present invention, the signal distortion estimating means detects the signal distortion generated in the received multicarrier signal based on the difference between the received redundant signal included in the received block signal and the known transmission redundant signal. Estimate properties. A signal distortion compensating means is provided between a receiving circuit and the received block signal reproducing means. In the compensating means, the signal of the received multicarrier signal is determined based on the signal distortion property estimated by the signal distortion estimating means. This is to compensate for distortion.

【００１４】したがってこの発明によれば、受信マルチ
キャリア信号に信号歪みが発生しても、受信マルチキャ
リア信号に対しこの信号歪みを等化するような補償処理
が行なわれることになる。このため、信号歪みが補償さ
れた受信マルチキャリア信号から受信情報信号の再生が
行なわれることになり、これにより前記第１の発明と同
様、線形動作範囲の大きい高価な送受信回路を使用しな
くても、受信情報信号を高品質に再生することが可能と
なる。Therefore, according to the present invention, even if signal distortion occurs in a received multicarrier signal, compensation processing for equalizing the signal distortion is performed on the received multicarrier signal. For this reason, the received information signal is reproduced from the received multicarrier signal in which the signal distortion has been compensated, thereby eliminating the need for using an expensive transmitting and receiving circuit having a large linear operation range as in the first invention. Also, it is possible to reproduce the received information signal with high quality.

【００１５】またこの発明によれば、付加雑音の推定結
果に基づいて、直交変換前の段階で補償手段により伝送
特性そのものを補償するようにしているので、受信マル
チキャリア信号にランダム雑音などが加わった場合で
も、推定誤りを起こすことなく安定した非線形歪みの除
去を行なうことができる。Further, according to the present invention, the transmission characteristic itself is compensated by the compensating means at the stage before the orthogonal transform based on the estimation result of the additional noise, so that random noise or the like is added to the received multicarrier signal. In this case, it is possible to remove the nonlinear distortion stably without causing an estimation error.

【００１６】上記第１および第２の発明は、特に次のよ
うな具体的手段を採用することでさらに有効性を増す。
すなわち、付加雑音または信号歪み推定のための冗長信
号として、近接帯域への干渉回避のために送信ブロック
信号の両端部に配置されている零シンボルもしくは制御
用のパイロットシンボルを使用するとよい。このように
すると、新たな冗長信号を付加することなく付加雑音ま
たは信号歪みの推定、除去を行なうことができ、これに
より伝送効率を低下させることなく信号歪みの影響のな
い高品質のマルチキャリア伝送が可能となる。The first and second aspects of the present invention are further enhanced by adopting the following specific means.
That is, as a redundant signal for estimation of additional noise or signal distortion, it is preferable to use zero symbols or control pilot symbols arranged at both ends of a transmission block signal in order to avoid interference with a nearby band. In this way, it is possible to estimate and remove additional noise or signal distortion without adding a new redundant signal, thereby achieving high-quality multicarrier transmission free from signal distortion without reducing transmission efficiency. Becomes possible.

【００１７】さらに、送信回路から受信回路までの伝送
区間において受信マルチキャリア信号に発生した信号歪
みの発生位置および数をそれぞれ検出する検出手段を設
け、この検出手段の検出結果と、直交変換手段により変
換された周波数軸上の受信ブロック信号に含まれる受信
冗長信号と前記既知の送信冗長信号との差分値とに基づ
いて、前記付加雑音または信号歪みを推定し除去すると
よい。このようにすると、信号歪みの発生位置を既知と
して付加雑音または信号歪みの推定演算を行なうことが
できるので、演算処理を簡単化することが可能となる。Further, detecting means for detecting the position and the number of signal distortions generated in the received multicarrier signal in the transmission section from the transmitting circuit to the receiving circuit are provided. The detection result of the detecting means and the orthogonal transform means The additional noise or signal distortion may be estimated and removed based on a difference value between the reception redundant signal included in the converted reception block signal on the frequency axis and the known transmission redundant signal. This makes it possible to estimate the additional noise or the signal distortion by assuming that the position where the signal distortion has occurred is known, so that the arithmetic processing can be simplified.

【００１８】さらに、上記付加雑音または信号歪みの推
定に際し、検出手段で検出された信号歪みの数が既知の
送信冗長信号により推定可能な数以下の場合にのみ上記
付加雑音成分または信号歪みの推定演算を行ない、信号
歪みの検出数が既知の送信冗長信号により推定可能な数
を越えている場合には付加雑音成分または信号歪みの推
定演算を行なわないようにするとよい。このようにする
と、推定可能な場合にのみ演算が行なわれることになる
ため、無駄な演算処理がさらに省かれて演算処理のより
一層の簡単化を図ることができる。Further, when estimating the additional noise or signal distortion, the estimation of the additional noise component or signal distortion is performed only when the number of signal distortions detected by the detecting means is equal to or less than the number that can be estimated by the known transmission redundant signal. When the number of detected signal distortions exceeds the number that can be estimated from the known transmission redundant signal, the calculation may be performed so that the estimation calculation of the additional noise component or the signal distortion is not performed. In this case, the calculation is performed only when estimation is possible, so that useless calculation processing is further omitted, and the calculation processing can be further simplified.

【００１９】一方第３の発明は、複数系列の第１の送信
情報信号と、この第１の送信情報信号より優先度の高い
複数系列の第２の送信情報信号とを合成して送信ブロッ
ク信号を生成したのち、この送信ブロック信号を周波数
軸上の信号から時間軸上の信号に変換して送信マルチキ
ャリア信号を生成し、この生成された送信マルチキャリ
ア信号を送信回路から伝送路へ送信する送信装置との間
で信号伝送を行なうマルチキャリア伝送装置において、
送信装置から伝送路を介して伝送された送信マルチキャ
リア信号を受信するための受信回路と、この受信回路に
より受信された受信マルチキャリア信号から、前記送信
ブロック信号に対応する受信ブロック信号を再生するた
めの受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信
号再生手段により再生された受信ブロック信号を、時間
軸上の信号から周波数軸上の信号に変換するための直交
変換手段と、この直交変換手段により変換された周波数
軸上の受信ブロック信号のうち、前記第２の送信情報信
号に対応する第２の受信情報信号に対し修正処理を施す
ための修正手段とに加えて、付加雑音除去手段を備えて
いる。そして、この付加雑音除去手段において、上記修
正手段で修正する前の第２の受信情報信号と、修正後の
第２の受信情報信号とに基づいて、前記信号歪みにより
前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付加雑音
成分を推定し除去するようにしたものである。On the other hand, a third invention combines a plurality of first transmission information signals with a plurality of second transmission information signals having a higher priority than the first transmission information signal to generate a transmission block signal. Is generated, the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis to generate a transmission multicarrier signal, and the generated transmission multicarrier signal is transmitted from the transmission circuit to the transmission path. In a multi-carrier transmission device that performs signal transmission with a transmission device,
A receiving circuit for receiving a transmission multicarrier signal transmitted from a transmission device via a transmission path, and reproducing a reception block signal corresponding to the transmission block signal from the reception multicarrier signal received by the reception circuit A receiving block signal reproducing means for converting the received block signal reproduced by the receiving block signal reproducing means from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis; and the orthogonal transform means. A correction means for performing a correction process on a second reception information signal corresponding to the second transmission information signal among the converted reception block signals on the frequency axis; and an additional noise removal means. ing. Then, in the additional noise removing means, based on the second received information signal before the correction by the correction means and the second received information signal after the correction, the reception block on the frequency axis by the signal distortion. This is to estimate and remove an additional noise component generated in a signal.

【００２０】また第４の発明は、信号歪み推定手段を設
けるとともに、受信回路と前記受信ブロック信号再生手
段との間に信号歪み補償手段を設け、信号歪み推定手段
により、修正手段で修正される前の第２の受信情報信号
と修正後の第２の受信情報信号とに基づいて、受信マル
チキャリア信号に発生した信号歪みの特性を推定する。
そして、この推定された信号歪みの特性に基づいて、信
号歪み補償手段により上記受信マルチキャリア信号の信
号歪みを補償するようにしたものである。According to a fourth aspect of the present invention, a signal distortion estimating means is provided, and a signal distortion compensating means is provided between a receiving circuit and the received block signal reproducing means. Based on the previous second received information signal and the corrected second received information signal, the characteristic of the signal distortion generated in the received multicarrier signal is estimated.
The signal distortion compensating means compensates for the signal distortion of the received multicarrier signal based on the estimated characteristic of the signal distortion.

【００２１】すなわち、第３および第４の発明は、一般
情報信号と、この一般情報信号よりも伝送路の品質劣化
に対する対抗能力を高めた優先情報信号とを階層伝送す
るシステムでは、受信側の伝送装置において優先情報信
号が高い確率で正しく再生できることに着目し、誤り修
正後の優先情報信号をあたかも既知の冗長信号として使
用することにより、受信ブロック信号に含まれる付加雑
音の推定除去あるいは受信マルチキャリア信号に発生し
た信号歪みの推定除去を行なうようにしたものである。That is, the third and fourth aspects of the present invention provide a system for hierarchically transmitting a general information signal and a priority information signal having a higher ability to withstand transmission line quality degradation than the general information signal. Paying attention to the fact that the priority information signal can be correctly reproduced with a high probability in the transmission device, by using the priority information signal after error correction as a known redundant signal, it is possible to estimate or remove additional noise contained in the reception block signal or to perform reception multiplication. In this method, signal distortion generated in a carrier signal is estimated and removed.

【００２２】したがってこれらの発明によれば、送信装
置の送信回路や受信装置の受信回路が有する非線形歪み
により受信マルチキャリア信号に信号歪みが発生して
も、この信号歪みを、新たな冗長信号を付加することな
く除去して高品質の受信情報信号の再生を行なうことが
できる。Therefore, according to these inventions, even if signal distortion occurs in a received multicarrier signal due to non-linear distortion of a transmission circuit of a transmission device or a reception circuit of a reception device, the signal distortion is reduced to a new redundant signal. It is possible to reproduce the received information signal of high quality by removing it without adding it.

【００２３】さらに第５の発明は、入力された受信ブロ
ック信号を時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換
するための直交変換手段と、この直交変換手段から出力
された周波数軸上の受信ブロック信号に含まれる情報信
号を復調して情報データを再生するための復調手段に加
えて、上記直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知の送信
冗長信号を基に生成した調整信号に置換するための置換
手段と、この置換手段により信号置換が行われた後の上
記周波数軸上の受信ブロック信号を、時間軸上の受信ブ
ロック信号に再変換するための逆直交変換手段と、上記
受信ブロック信号生成手段により生成された受信ブロッ
ク信号の各信号要素のうち、上記検出手段で所定量を超
える歪みが付加されていると推定された信号要素を、上
記逆直交変換手段から出力された受信ブロック信号の対
応する信号要素に置換するための修正手段を備え、さら
に上記受信ブロック信号生成手段で再生された受信ブロ
ック信号に含まれる複数の信号要素のうち、所定量を超
える歪みが付加されている信号要素の位置および数を推
定する検出手段と、制御手段とを備えている。そして、
この制御手段において、上記受信ブロック信号再生手段
から出力された受信ブロック信号を上記直交変換手段に
入力するとともに、当該直交変換手段から出力された受
信ブロック信号を上記置換手段を介して上記逆直交変換
手段に入力してその出力を基に上記修正手段に修正受信
ブロック信号を生成させ、この修正受信ブロック信号を
上記直交変換手段に入力するとともに、当該直交変換手
段から出力された受信ブロック信号を上記置換手段を介
して上記逆直交変換手段に入力してその出力を基に上記
修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる動作を、
所定回数繰り返し実行し、この繰り返し動作が終了した
後に、上記直交変換手段から出力された受信ブロック信
号を基に上記復調手段に情報データの復調を行わせるよ
うにしたものである。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an orthogonal transformation means for transforming an input received block signal from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis, and an orthogonal transformation means for outputting the signal on the frequency axis from the orthogonal transformation means. In addition to the demodulation means for demodulating the information signal contained in the reception block signal and reproducing the information data, the reception redundant signal contained in the reception block signal on the frequency axis output from the orthogonal transformation means is converted to a known signal. Replacement means for replacing the adjustment signal generated based on the transmission redundant signal, and the received block signal on the frequency axis after signal replacement by the replacement means is re-converted to a received block signal on the time axis. Inverse orthogonal transforming means for transforming, and among the signal elements of the reception block signal generated by the reception block signal generation means, distortion exceeding a predetermined amount is added by the detection means. Correction means for replacing the signal element estimated to have been replaced with a corresponding signal element of the reception block signal output from the inverse orthogonal transform means, and further comprising a reception block reproduced by the reception block signal generation means. The control device includes a detecting unit for estimating a position and a number of signal elements to which a distortion exceeding a predetermined amount is added among a plurality of signal elements included in the signal, and a control unit. And
In the control means, the received block signal output from the received block signal reproducing means is input to the orthogonal transform means, and the received block signal output from the orthogonal transform means is subjected to the inverse orthogonal transform through the replacement means. The modified receiving block signal is generated by the correcting means based on the output from the input means and the corrected receiving block signal is input to the orthogonal transform means, and the received block signal output from the orthogonal transform means is An operation of inputting to the inverse orthogonal transforming means through the replacing means and causing the correcting means to generate a corrected reception block signal based on the output thereof,
It is repeatedly executed a predetermined number of times, and after the repetition operation is completed, the demodulation means demodulates information data based on the reception block signal output from the orthogonal transformation means.

【００２４】したがってこの発明によれば、受信側の伝
送装置において、直交変換により周波数軸上の信号に変
換された受信ブロック信号中の既知の冗長信号を調整用
の信号に置換したのち逆直交変換により再度逆直交変換
し、かつ上記受信ブロック信号に非線形歪みが含まれて
いる場合にその位置を検出して、この非線形歪みが検出
された信号要素を上記逆直交変換後の受信ブロック信号
中の対応する信号要素に修正する動作が少なくとも１回
実行される。Therefore, according to the present invention, in the transmission device on the receiving side, the known redundant signal in the received block signal converted into the signal on the frequency axis by the orthogonal transform is replaced with the signal for adjustment, and then the inverse orthogonal transform is performed. The inverse orthogonal transform is performed again, and when the received block signal includes nonlinear distortion, its position is detected, and the signal element in which the nonlinear distortion is detected is included in the received block signal after the inverse orthogonal transform. An operation of modifying the corresponding signal element is performed at least once.

【００２５】すなわち、ＯＦＤＭ信号の生成と分離に用
いた直交変換と逆直交変換によって付加歪みの推定と除
去も行われる。このため、直線動作範囲の十分ではない
装置や伝送路を通過することで、受信ブロック信号に非
線形歪みが発生しても、この非線形歪みは受信側の伝送
装置で推定除去される。That is, estimation and removal of additional distortion are also performed by orthogonal transform and inverse orthogonal transform used for generation and separation of the OFDM signal. For this reason, even if a non-linear distortion is generated in the received block signal by passing through a device or a transmission line whose linear operation range is not sufficient, the non-linear distortion is estimated and removed by the transmission device on the receiving side.

【００２６】また、上記付加歪みの除去が、ＯＦＤＭ信
号に既に含まれている送受間で既知の冗長信号を利用し
て行われるので、新たな冗長信号を使用する必要がな
く、これにより伝送効率の低下も生じない。Further, since the above-described additional distortion is removed by using a known redundant signal between the transmission and reception already included in the OFDM signal, it is not necessary to use a new redundant signal, thereby reducing the transmission efficiency. Does not decrease.

【００２７】また上記第５の発明は、受信ブロック信号
の各信号要素を統合あるいは選択してそれよりも少数の
信号要素に減らすことで、付加歪みの除去に使用する直
交変換および逆直交変換の点数を削減して演算量を低減
することが可能である。In the fifth invention, each signal element of the received block signal is integrated or selected and reduced to a smaller number of signal elements, so that the orthogonal transform and the inverse orthogonal transform used for removing the additional distortion are removed. It is possible to reduce the score and the amount of calculation.

【００２８】[0028]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

（第１の実施の形態）この発明の第１の実施形態は、近
接帯域に対し干渉を与えないようにするために、送信側
の伝送装置が自身の伝送帯域の両端部分でヌル信号（零
シンボル）を送信するようにしているマルチキャリア伝
送システムにおいて、受信側の伝送装置で、Ａ／Ｄ変換
器の許容入力振幅レンジにより発生するクリップ歪みを
付加雑音と看做し、Ａ／Ｄ変換器の出力より上記クリッ
プ歪みの発生位置およびその数を検出し、その検出結果
と、直交変換後の受信ブロック信号の両端の受信冗長シ
ンボルと上記既知の零シンボルとの差分値とをもとに演
算を行なうことにより上記クリップ歪みを推定して除去
するようにしたものである。(First Embodiment) In a first embodiment of the present invention, a transmitting-side transmission device transmits a null signal (zero) at both ends of its own transmission band in order to prevent interference with a nearby band. Symbol), the clipping distortion generated by the allowable input amplitude range of the A / D converter is regarded as additional noise in the receiving-side transmission device, and the A / D converter The position and the number of the occurrence of the clip distortion are detected from the output of, and the calculation is performed based on the detection result and the difference between the received redundant symbol at both ends of the orthogonally transformed received block signal and the known zero symbol. Is performed to estimate and remove the clip distortion.

【００２９】なお、伝送帯域の両端部分でヌル信号（零
シンボル）を送信する技術については、例えばH.Sari,
G Karam,and I.Jeanclaude, "Transmission Techniques
for DigitalTerrestrial TV Broadcasting" ,IEEE Com
munication Magazine, Vol.33, No2,pp.100-109, Feb.1
995. に詳しく述べられている。The technique for transmitting a null signal (zero symbol) at both ends of the transmission band is described in, for example, H. Sari,
G Karam, and I. Jeanclaude, "Transmission Techniques
for DigitalTerrestrial TV Broadcasting ", IEEE Com
munication Magazine, Vol.33, No2, pp.100-109, Feb.1
995.

【００３０】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とするとともに、送受間で既知の制御用冗長信号として
２個のヌル信号を伝送帯域の両端部分に１個ずつ挿入す
るものとして説明を行なう。図１は、この実施の形態に
係わる送信側および受信側の伝送装置の要部構成を示す
回路ブロック図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、
（ｂ）が受信側の伝送装置をそれぞれ示している。Hereinafter, this embodiment will be described in detail with reference to the drawings. Here, the number of multicarriers N = 8
The description will be made assuming that two null signals are inserted one at each end of the transmission band as known control redundant signals between transmission and reception. FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a main configuration of a transmission device on a transmission side and a transmission device on a reception side according to this embodiment.
(B) shows the transmission device on the receiving side.

【００３１】まず送信側の伝送装置では、図示しないマ
ッピング回路において、送信情報データが例えばＰＳＫ
（Phase Shift Keying）方式またはＱＡＭ（Quadrature
Amplitude Modulation ）方式に応じて複素平面上の位
相位置にマッピングされ、このマッピングされた送信情
報信号Ｘ1 〜Ｘ6 が逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ；
Inverse Discrete Fourier Transform）１１に入力され
る。またこのときＩＤＦＴ１１には、信号ブロックの両
端の１シンボルを零シンボルとするためのヌル信号Ｘ0
，Ｘ7 が入力される。First, in the transmission device on the transmitting side, the transmission information data is, for example, PSK in a mapping circuit (not shown).
(Phase Shift Keying) method or QAM (Quadrature)
The transmission information signals X1 to X6 are mapped to phase positions on a complex plane according to an Amplitude Modulation (Amplitude Modulation) method, and are mapped to inverse discrete Fourier transformers (IDFT;
Inverse Discrete Fourier Transform) 11. At this time, the IDFT 11 includes a null signal X0 for setting one symbol at both ends of the signal block to a zero symbol.
, X7 are input.

【００３２】ＩＤＦＴ１１では、上記入力された６個の
送信情報信号Ｘ1 〜Ｘ6 と２個のヌル信号Ｘ0 ，Ｘ7 と
からなる送信ブロック信号Ｘを、周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換する処理が行なわれる。すなわ
ち、ＩＤＦＴ１１からは次のような時間軸上の送信ブロ
ック信号ｘが出力される。 ｘ＝（ｘ0 ｘ1 …ｘN-1 ）T ここで、The IDFT 11 converts the input transmission block signal X consisting of the six transmission information signals X1 to X6 and the two null signals X0 and X7 from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis. Is performed. That is, the transmission block signal x on the following time axis is output from the IDFT 11. x = (x0 x1... xN-1) T where

【数１】 (Equation 1)

【００３３】である。Is as follows.

【００３４】上記ＩＤＦＴ１１から出力された送信ブロ
ック信号ｘは、並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ；Parallel/S
erial Converter ）１２で並列信号から直列信号に変換
された後、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ；Digi
tal/Analog Converter）１３でアナログ信号に変換され
て送信信号となる。そして、この送信信号は、送信回路
（ＴＸ）１４で所定の無線周波数のマルチキャリア信号
に周波数変換され、さらに所定の送信レベルなるように
電力増幅された後、図示しないアンテナから無線伝送路
へ送信される。The transmission block signal x output from the IDFT 11 is converted to a parallel / serial converter (P / S; Parallel / S
e / D converter (D / A; Digi)
The signal is converted into an analog signal by a tal / Analog Converter 13 and becomes a transmission signal. Then, this transmission signal is frequency-converted by a transmission circuit (TX) 14 into a multi-carrier signal of a predetermined radio frequency, power-amplified to a predetermined transmission level, and then transmitted from an antenna (not shown) to a radio transmission path. Is done.

【００３５】図３は、この無線伝送路により伝送される
マルチキャリア伝送信号のスペクトラムを示すもので、
両端のシンボルにヌル信号を挿入したことで側帯波を含
め与えられた帯域幅内に収まっている。ちなみに、図２
は信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を挿入し
なかった場合のスペクトラム特性を示したものである。FIG. 3 shows a spectrum of a multi-carrier transmission signal transmitted by the wireless transmission path.
By inserting null signals into the symbols at both ends, it is within the given bandwidth including the sideband. By the way, Figure 2
Shows the spectrum characteristics when a null signal is not inserted into the symbol positions at both ends of the signal block.

【００３６】一方、受信側の伝送装置では、上記送信側
の伝送装置から送信された送信マルチキャリア信号が、
図示しないアンテナを介して受信回路（ＲＸ）２１に入
力される。この受信回路２１では、受信されたマルチキ
ャリア信号が高周波増幅されたのちベースバンド信号に
周波数変換され、さらにベースバンド増幅器で増幅され
る。そして、この受信回路２１から出力された受信信号
はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ；Analog / Dig
ital Converter）２２でディジタル信号に変換される。On the other hand, in the transmitting device on the receiving side, the transmission multicarrier signal transmitted from the transmitting device on the transmitting side is:
The signal is input to a receiving circuit (RX) 21 via an antenna (not shown). In the receiving circuit 21, the received multicarrier signal is subjected to high-frequency amplification, frequency-converted into a baseband signal, and further amplified by a baseband amplifier. The received signal output from the receiving circuit 21 is converted into an analog / digital converter (A / D; Analog / Dig).
It is converted into a digital signal by an ital converter 22.

【００３７】ところで、上記送信マルチキャリア信号は
先に述べたように周波数軸上のＮ（Ｎ＝８）個の信号を
時間軸上のＮ（Ｎ＝８）個の信号に変換したものである
ため振幅変動を伴なう。この振幅変動は、Ｎが大きいほ
ど大きなものとなる。このため、このような信号をその
信号波形を完全な形に保持したまま受信再生するには、
上記Ａ／Ｄ２２には多くのビット数が必要となる。しか
し、実際には回路規模などの事情からＡ／Ｄ２２のビッ
ト数は制限される。つまり許容入力振幅レンジが制限さ
れる。As described above, the transmission multicarrier signal is obtained by converting N (N = 8) signals on the frequency axis into N (N = 8) signals on the time axis. Therefore, there is amplitude fluctuation. This amplitude fluctuation increases as N increases. Therefore, to receive and reproduce such a signal while maintaining its signal waveform in perfect form,
The A / D 22 requires a large number of bits. However, the number of bits of the A / D 22 is actually limited due to circumstances such as the circuit scale. That is, the allowable input amplitude range is limited.

【００３８】このため、受信マルチキャリア信号は、Ａ
／Ｄ２２においてディジタル信号に変換される際に、許
容入力振幅レンジを超えた信号波形が例えば図４に示す
ごとくクリップされる。このクリップ動作は、図５に示
すごとく＋１．５Ｖの入力信号波形に−０．５Ｖの雑音
を付加したものとしてモデル化できる。したがって、上
記Ａ／Ｄ２２による振幅制限を付加雑音ｅの加算として
モデル化すると、Ａ／Ｄ２２の出力信号ブロックｖは、 ｖ＝ｘ＋ｅ と表せる。ただし、 ｖ＝（ｖ0 ｖ1 …ｖN-1 ） ｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ） である。Therefore, the received multicarrier signal is A
When converted into a digital signal in / D22, a signal waveform exceeding the allowable input amplitude range is clipped, for example, as shown in FIG. This clipping operation can be modeled as a waveform obtained by adding a noise of -0.5 V to an input signal waveform of +1.5 V as shown in FIG. Therefore, if the amplitude limitation by the A / D 22 is modeled as the addition of the additional noise e, the output signal block v of the A / D 22 can be expressed as v = x + e. Here, v = (v0 v1... VN-1) e = (e0 e1... EN-1).

【００３９】この受信ブロック信号は、直列／並列変換
器（Ｓ／Ｐ；Serial / Parallel Converter ）２３によ
りＮ（Ｎ＝８）個の並列信号ｖに変換され、ｖi （ｉ＝
0,1,…,7）を一つの信号ブロックとしてＮ点つまり８点
の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Tra
nsform）２４に入力される。離散フーリエ変換器２４
は、上記８個の受信ブロック信号を時間軸上の信号から
周波数軸上の信号に変換する。すなわち、ＤＦＴ２４で
はThe received block signal is converted into N (N = 8) parallel signals v by a serial / parallel converter (S / P) 23, and vi (i =
0, 1,..., 7) as one signal block, N points, that is, 8 points, a discrete Fourier transformer (DFT).
nsform) 24. Discrete Fourier Transformer 24
Converts the eight received block signals from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis. That is, in DFT24

【数２】 (Equation 2)

【００４０】で表わされる周波数軸上の受信ブロック信
号Ｖが生成される。A reception block signal V on the frequency axis represented by the following equation is generated.

【００４１】そしてこの受信ブロック信号Ｖは、除去器
（ＣＡＮ）２５および引算器２６，２７に入力される。
引算器２６，２７では、上記受信ブロック信号Ｖの両端
の２個の信号Ｖ0 ，Ｖ7 と、既知のヌル信号Ｘ0 ，Ｘ7
との差分値が求められ、これらの差分値はＣＡＮ２５に
与えられる。またＣＡＮ２５には、検出器（ＤＥＴ）２
８で検出された付加雑音の位置と数が与えられる。ＣＡ
Ｎ２５では、上記ＤＥＴ２８から与えられた付加雑音の
位置と数、および引算器２６，２７から与えられた差分
値を基に、上記周波数軸上の受信ブロック信号Ｖに含ま
れる付加雑音は推定され除去される。The received block signal V is input to a remover (CAN) 25 and subtracters 26 and 27.
In the subtracters 26 and 27, the two signals V0 and V7 at both ends of the reception block signal V and the known null signals X0 and X7
Are obtained, and these difference values are provided to the CAN 25. The CAN 25 has a detector (DET) 2
The position and number of the additional noise detected at 8 are given. CA
In N25, the additional noise included in the reception block signal V on the frequency axis is estimated based on the position and number of the additional noise given from the DET 28 and the difference value given from the subtracters 26 and 27. Removed.

【００４２】この付加雑音の推定除去動作を以下に詳し
く述べる。付加雑音ブロックｅは、先に述べたようにＡ
／Ｄ２２のクリップ動作をモデル化したものであり、し
たがってクリップが生じた信号の位置と数は特定でき
る。つまり、クリップが生じた位置に相当する要素が非
零で、他は零となる。これはＤＥＴ２８において検出で
きる。ただし、非零の要素もその大きさについてはここ
では不明である。しかし、これはＤＦＴ２４から出力さ
れる受信ブロック信号Ｖをもとに推定できる。以下にそ
の手順を述べる。The operation of estimating and removing the additional noise will be described in detail below. The additional noise block e is A as described above.
/ D22 is a model of the clipping operation, so that the position and number of the signal where the clip has occurred can be specified. That is, the element corresponding to the position where the clip has occurred is non-zero, and the other elements are zero. This can be detected at DET28. However, the size of non-zero elements is unknown here. However, this can be estimated based on the reception block signal V output from the DFT 24. The procedure is described below.

【００４３】すなわち、ＤＦＴ２４の出力信号ブロック
Ｖは、 Ｖ＝Ｘ＋Ｅ のように表される。ただし、 Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記クリップ歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリ
エ変換したものである。また （Ｘ0 Ｘ1 …Ｘt-1 ）T ， （ＸN-t ＸN-t+1 …ＸN-1 ）T は受信側で零と分かっている既知の冗長信号（ヌル信
号）である。That is, the output signal block V of the DFT 24 is expressed as V = X + E. Here, E = (E0 E1... EN-1) T is obtained by performing a discrete Fourier transform on the additional noise e corresponding to the clip distortion. (X0 X1... Xt-1) T and (XN-t XN-t + 1... XN-1) T are known redundant signals (null signals) known to be zero on the receiving side.

【００４４】したがって、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅt-1 ）T ，
（ＥN-t ＥN-t+1 …ＥN-1 ）Tは、 Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ， ｋ＝０，１，…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から推定される。Therefore, (E0 E1... Et-1) T,
(EN-t EN-t + 1... EN-1) T is estimated from Ek = Vk-Xk, k = 0, 1,..., N-1, Nt, N-t + 1,. Is done.

【００４５】前述したように付加雑音ｅは、Ａ／Ｄ２２
によるクリップ動作をモデル化したものであるため、ｅ
のＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、
非零の位置と数はＤＥＴ２８で検出できる。非零の要素
の数をν（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，２，
…，νとする。ここで、付加雑音の位置多項式Λ(x)
を、As described above, the additional noise e is represented by A / D22
Is a model of the clipping action by
Of the N elements (ei, i = 1, 2,..., N-1)
Non-zero positions and numbers can be detected by DET 28. The number of non-zero elements is ν (ν ≦ 2t), and the positions are iμ, μ = 1, 2,
..., ν. Where the additional noise position polynomial Λ (x)
To

【数３】 (Equation 3)

【００４６】のように定義する。但し、Λ0 ＝１であ
り、また他のｘの係数も付加雑音の位置から計算され
る。Is defined as follows. However, Λ0 = 1, and other coefficients of x are calculated from the position of the additional noise.

【００４７】（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）を離散フーリエ
変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i） である。このとき以下の関係が成立する。The discrete Fourier transform of (Λ0, Λ1,..., Λν) is λi = (1 / N) Λ (ω-i). At this time, the following relationship is established.

【数４】 (Equation 4)

【００４８】上式において、Λk ，ｋ＝０，１，…，ν
は算出されているため、このΛk とＥk ，ｋ＝０，１，
…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から、 Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が算出され、最終的に情報信号Ｘk Ｘk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が得られる。In the above equation, Λk, k = 0, 1,..., Ν
Λk and Ek, k = 0, 1,
, N-1, Nt, N-t + 1,..., N-1, Ek, k = t, t + 1,..., Nt-1 are calculated, and finally the information signals Xk, Xk, k = t, t + 1,..., Nt-1 are obtained.

【００４９】付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個以下
ならば、付加雑音Ｅk の大きさは推定されてＣＡＮ２５
で除去できる。一方、付加雑音の数が冗長データ数の２
ｔ個より大きい場合には、付加雑音は推定できないため
ＣＡＮ２５では推定除去のための処理を行なわない。If the number of additional noises is 2t or less of the number of redundant data, the magnitude of the additional noise Ek is estimated and the CAN 25
Can be removed. On the other hand, the number of additional noises is 2 which is the number of redundant data.
If the number is larger than t, the additional noise cannot be estimated, and the CAN 25 does not perform the process for removing the estimation.

【００５０】以上述べたようにこの実施の形態では、受
信マルチキャリア信号をＡ／Ｄ２２でディジタル信号に
変換する際に発生するクリップ歪みを付加雑音と看做
し、Ａ／Ｄ２２の出力よりＤＥＴ２８で上記クリップ歪
みの発生位置およびその数を検出するとともに、ＤＦＴ
２４から出力された周波数軸上の受信ブロック信号の両
端の情報シンボルと既知の零シンボルとの差分値を引算
器２６，２７で求め、ＣＡＮ２５において上記差分値と
上記クリップの発生位置および数の検出結果とから上記
クリップ歪みの大きさを推定してこれを除去するように
している。As described above, in this embodiment, clip distortion generated when a received multi-carrier signal is converted into a digital signal by the A / D 22 is regarded as additional noise, and the output of the A / D 22 is used by the DET 28 to output the clip distortion. In addition to detecting the position and number of occurrence of the clip distortion, the DFT
The difference values between the information symbols at both ends of the reception block signal on the frequency axis output from 24 and the known zero symbol are obtained by the subtracters 26 and 27, and the difference value and the occurrence position and the number of the clips in the CAN 25 are obtained. The magnitude of the clip distortion is estimated from the detection result and is removed.

【００５１】したがって第１の実施の形態によれば、Ａ
／Ｄ２２で受信マルチキャリア信号をディジタル信号に
変換する際にクリップ歪みが発生しても、その発生数が
既知の冗長データであるヌル信号の２ｔ個以下であれ
ば、このヌル信号をもとに上記クリップ歪みを推定して
除去することができる。このため、許容入力振幅レンジ
の大きい高価なＡ／Ｄを使用しなくても、高品質の受信
情報データの再生を行なうことができる。Therefore, according to the first embodiment, A
Even if clip distortion occurs when converting the received multi-carrier signal into a digital signal in / D22, if the number of occurrences is 2t or less of null signals which are known redundant data, based on this null signal, The clip distortion can be estimated and removed. Therefore, high-quality received information data can be reproduced without using an expensive A / D having a large allowable input amplitude range.

【００５２】また、近接帯域に対し干渉を与えないよう
にする目的で既に挿入されているヌル信号を冗長データ
として利用して上記クリップ歪みを推定するようにして
いるので、新たな冗長データを付加する必要がなく、こ
れにより伝送効率の低下を生じずに上記効果を得ること
ができる。Further, since the clip distortion is estimated by using the already inserted null signal as redundant data in order to prevent interference to the adjacent band, new redundant data is added. Therefore, it is possible to obtain the above-mentioned effect without lowering the transmission efficiency.

【００５３】さらに、クリップ歪みの発生数が既知の冗
長データであるヌル信号の２ｔ個以下である場合に限り
このヌル信号をもとにしたクリップ歪みの推定除去のた
めの演算を行ない、クリップ歪みの発生数がヌル信号の
２ｔ個を超えている場合には上記推定除去のための演算
を行なわないようにすることで、無駄な推定除去演算処
理を廃して演算処理の簡単化や消費電力の低減を図るこ
とができる。Further, only when the number of occurrences of clip distortion is equal to or less than 2t null signals, which are known redundant data, an operation for estimating and removing clip distortion based on the null signal is performed. When the number of occurrences exceeds 2t null signals, the above-described calculation for estimating and removing is not performed, so that unnecessary estimation and removing calculation processing is eliminated to simplify the calculation processing and reduce power consumption. Reduction can be achieved.

【００５４】なお、以上述べた第１の実施の形態では、
受信側の伝送装置に設けられているＡ／Ｄ２２で発生す
るクリップ歪みのみを対象として説明したが、送信側の
伝送装置においてもクリップ歪みが発生する場合にも、
これを上記Ａ／Ｄ２２で発生するクリップ歪みとともに
推定し除去することが可能である。この場合には、ＤＥ
Ｔ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レベル
が送信側のクリップ電圧値と等しいか、またはそれより
も若干小さい場合に、受信マルチキャリア信号に付加雑
音が加わったものと看做してその位置と数を検出すれば
よい。In the first embodiment described above,
Although only the clip distortion generated in the A / D 22 provided in the transmission device on the receiving side has been described as an object, even when clip distortion occurs in the transmission device on the transmission side,
This can be estimated and removed together with the clip distortion generated in the A / D 22. In this case, DE
At T28, if the signal level of the received multicarrier signal is equal to or slightly smaller than the clip voltage value on the transmitting side, it is considered that additional noise is added to the received multicarrier signal, and the position and number of Should be detected.

【００５５】また、上記第１の実施の形態では、クリッ
プ歪みによる付加雑音の推定に零シンボルを利用した
が、制御用のパイロットシンボルを利用してもよく、そ
のほか既知の制御用冗長データが伝送されている場合に
はこれを利用してもよい。In the first embodiment, zero symbols are used to estimate additional noise due to clipping distortion. However, pilot symbols for control may be used, and other known redundant data for control may be transmitted. If so, this may be used.

【００５６】（第２の実施の形態）この発明の第２の実
施の形態は、受信側の伝送装置において、受信回路の増
幅器等が持つ入出力特性の非線形性により発生する非線
形歪みを付加雑音と看做し、受信マルチキャリア信号よ
り上記非線形歪みの発生位置およびその数を検出する。
そして、その検出結果と、直交変換後の受信ブロック信
号の両端の受信冗長シンボルと既知の零シンボルとの差
分値とをもとに、上記非線形歪みの特性を推定する。そ
して、直交変換器の前段側に入出力特性を可変設定でき
る補償器を設け、この補償器に上記推定した非線形歪み
の特性を補償するための入出力特性を設定して、受信マ
ルチキャリア信号をこの補償器に通すことで、受信マル
チキャリア信号の非線形歪みを補償するようにしたもの
である。(Second Embodiment) In a second embodiment of the present invention, in a receiving-side transmission device, nonlinear distortion caused by nonlinearity of input / output characteristics of an amplifier or the like of a receiving circuit is added to an additional noise. The position and the number of the nonlinear distortion are detected from the received multicarrier signal.
Then, the characteristic of the non-linear distortion is estimated based on the detection result and the difference between the received redundant symbol at both ends of the orthogonally transformed received block signal and the known zero symbol. Then, a compensator capable of variably setting the input / output characteristics is provided on the front stage side of the orthogonal transformer, and input / output characteristics for compensating the characteristics of the estimated nonlinear distortion are set in the compensator, and the received multicarrier signal is set. By passing through this compensator, nonlinear distortion of the received multicarrier signal is compensated.

【００５７】図６は、この実施形態に係わる送信側およ
び受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図で
あり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）が受信側の
伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図において、
前記図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は
省略する。FIGS. 6A and 6B are circuit block diagrams showing the main parts of the transmission device on the transmission side and the reception side according to this embodiment. FIG. 6A shows the transmission device on the transmission side, and FIG. Each transmission device is shown. In the figure,
The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【００５８】受信回路（ＲＸ）２１内の増幅器等が非線
形性を有していると、受信マルチキャリア信号には非線
形歪みが発生する。例えば、増幅器の入出力特性が図７
に示すように＋１Ｖ以上および−１Ｖ以下で線形性を失
うような特性を有していると、受信マルチキャリア信号
の信号レベルが上記＋１Ｖ〜−１Ｖの線形動作範囲を超
えると、そこで非線形歪みが発生する。図９（ａ），
（ｂ）はその一例を示すもので、１．８Ｖの信号波は
１．４Ｖに振幅制限される。この増幅器等の非線形特性
による振幅制限動作は、図９（ｃ）に示すごとく＋１．
８Ｖの入力信号波形に−０．４Ｖの雑音を付加したもの
としてモデル化できる。したがって、このモデル化した
付加雑音をｅとすると、受信回路２１の出力信号ブロッ
クｖは、前記第１の実施の形態と同様に ｖ＝ｘ＋ｅ と表わせる。If an amplifier or the like in the receiving circuit (RX) 21 has nonlinearity, nonlinear distortion occurs in the received multicarrier signal. For example, FIG.
As shown in the above, when the signal level of the received multi-carrier signal exceeds the linear operation range of +1 V to -1 V when the signal level of the received multi-carrier signal is such that the linearity is lost at +1 V or more and -1 V or less, nonlinear distortion occurs there. Occur. FIG. 9 (a),
(B) shows an example of this, in which the amplitude of a 1.8V signal wave is limited to 1.4V. The amplitude limiting operation by the non-linear characteristic of the amplifier or the like is performed by adding +1.
It can be modeled as a waveform obtained by adding a noise of −0.4 V to an input signal waveform of 8 V. Therefore, assuming that the modeled additional noise is e, the output signal block v of the receiving circuit 21 can be expressed as v = x + e as in the first embodiment.

【００５９】この受信ブロック信号は、Ａ／Ｄ２２でデ
ィジタル信号に変換された後、後述する補償器（ＣＭ
Ｐ）２９を介してＳ／Ｐ２３に入力され、このＳ／Ｐ２
３でＮ（Ｎ＝８）個の並列信号ｖに変換されたのちｖi
（ｉ＝0,1,…,7）を一つの信号ブロックとしてＮ点つま
り８点のＤＦＴ２４に入力される。ＤＦＴ２４では、上
記８個の受信ブロック信号ｖを時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換するための処理が行なわれ、この周
波数軸上の受信ブロック信号Ｖから受信情報データＸが
再生される。The received block signal is converted into a digital signal by the A / D 22 and then converted into a compensator (CM) described later.
P) 29, and is input to S / P23, and this S / P2
After being converted into N (N = 8) parallel signals v in 3, vi
(I = 0, 1,..., 7) are input to N points, that is, eight points of the DFT 24 as one signal block. In the DFT 24, a process for converting the eight received block signals v from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis is performed, and the received information data X is reproduced from the received block signal V on the frequency axis. You.

【００６０】ところで、この周波数軸上の受信ブロック
信号Ｖから受信情報データＸを再生する際に、推定器
（ＥＳＴ）２０および引算器２６，２７により、受信ブ
ロック信号Ｖに含まれる上記非線形歪みによる付加雑音
Ｅを推定することができる。When the received information data X is reproduced from the received block signal V on the frequency axis, the estimator (EST) 20 and the subtracters 26 and 27 cause the nonlinear distortion included in the received block signal V to be reproduced. Can be estimated.

【００６１】すなわち、第１の実施の形態でも述べたよ
うに、ＤＦＴ２４の出力信号ブロックＶは、 Ｖ＝Ｘ＋Ｅ のように表される。ただし、 Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記非線形歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリエ
変換したものである。また、 （Ｘ0 Ｘ1 …Ｘt-1 ）T ， （ＸN-t ＸN-t+1 …ＸN-1 ）T は受信側で零と分かっている既知の冗長信号（ヌル信
号）である。したがって、 （Ｅ0 Ｅ1 …Ｅt-1 ）T ， （ＥN-t ＥN-t+1 …ＥN-1 ）T は、 Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ， ｋ＝０，１，…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から推定される。That is, as described in the first embodiment, the output signal block V of the DFT 24 is expressed as V = X + E. Here, E = (E0 E1... EN-1) T is obtained by performing a discrete Fourier transform on the additional noise e corresponding to the nonlinear distortion. (X0 X1... Xt-1) T and (XN-t XN-t + 1... XN-1) T are known redundant signals (null signals) known to be zero on the receiving side. Therefore, (E0 E1... Et-1) T and (EN-t EN-t + 1... EN-1) T are given by Ek = Vk-Xk, k = 0, 1,..., N-1, Nt, N Estimated from -t + 1, ..., N-1.

【００６２】前述したように付加雑音ｅは、受信回路２
１の非線形特性による振幅制限動作をモデル化したもの
である。このため、ｅのＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，
２，…，N-1 ）のうち、非零の位置と数は前記第１の実
施の形態と同様にＤＥＴ２８で検出できる。非零の要素
の数をν，（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，
２，…，νとすると、付加雑音の位置多項式Λ(x) は、
前記第(3) 式のように定義される。但し、Λ0 ＝１であ
り、また他のｘの係数も付加雑音の位置から計算され
る。As described above, the additional noise e is generated by the receiving circuit 2
This is a model of the amplitude limiting operation by the nonlinear characteristic of No. 1. Therefore, N elements of e (ei, i = 1,
2,..., N-1), the non-zero position and number can be detected by the DET 28 as in the first embodiment. The number of nonzero elements is ν, (ν ≦ 2t), and the position is iμ, μ = 1,
Assuming that 2, ..., ν, the position polynomial 付 加 (x) of the additive noise is
It is defined as in the above equation (3). However, Λ0 = 1, and other coefficients of x are calculated from the position of the additional noise.

【００６３】（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）を離散フーリエ
変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i） である。このとき、前記第(4) 式の関係が成立する。こ
の第(4) 式において、Λk ，ｋ＝０，１，…，νは算出
されているため、このΛk とＥk ，ｋ＝０，１，…，N-
1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から、 Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が算出される。The discrete Fourier transform of (Λ0, Λ1,..., Λν) is λi = (1 / N) Λ (ω-i). At this time, the relationship of the above equation (4) is established. In this equation (4), Λk, k = 0, 1,..., Ν are calculated, and thus Λk and Ek, k = 0, 1,.
Ek, k = t, t + 1, ..., Nt-1 are calculated from 1, Nt, N-t + 1, ..., N-1.

【００６４】付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個以下
ならば、付加雑音Ｅk の大きさはＥＳＴ２０で推定さ
れ、その推定値が正しければ、受信信号Ｖk ，ｋ＝ｔ，
t+1 ，…，N-t-1 から、推定雑音信号Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+
1 ，…，N-t-1 を減算することにより、情報信号Ｘk ，
ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 を得ることができる。一方、
付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個より大きい場合に
は、付加雑音は推定できないためＥＳＴ２０では推定の
ための処理を行なわない。If the number of additional noises is 2t or less of the number of redundant data, the magnitude of the additional noise Ek is estimated by EST 20, and if the estimated value is correct, the received signal Vk, k = t,
From t + 1,..., Nt-1, the estimated noise signal Ek, k = t, t +
By subtracting 1,..., Nt-1, the information signals Xk,
k = t, t + 1,..., Nt-1 can be obtained. on the other hand,
If the number of additional noises is larger than 2t of the number of redundant data, the EST 20 does not perform the estimation process because the additional noise cannot be estimated.

【００６５】しかしながら、以上のケースは、受信回路
２１の線形動作範囲では非線形性を全く持たず、かつ非
線形動作のモデル化による付加雑音のみを考慮した場合
を前提にしたものであり、実際のケースとは必ずしも一
致しない。実際のケースでは、受信回路２１の線形動作
範囲にも若干の非線形性があり、さらにランダム付加雑
音も存在するため、前記した付加雑音の推定値には誤差
がある。However, the above case is based on the premise that there is no nonlinearity in the linear operation range of the receiving circuit 21 and only the additional noise due to the modeling of the nonlinear operation is considered. Does not always match. In an actual case, the linear operation range of the receiving circuit 21 has some non-linearity and random additional noise is present, so that the above-mentioned estimated value of the additional noise has an error.

【００６６】そこで、この第２の実施の形態では、前記
第１の実施の形態で述べたように付加雑音をＣＡＮ２５
で直接減算せずに、次のような処理により非線形歪みの
除去を行なっている。Therefore, in the second embodiment, as described in the first embodiment, the additional noise is added to the CAN25.
, The non-linear distortion is removed by the following processing.

【００６７】すなわち、ＥＳＴ２０において、周波数領
域の推定雑音ブロック Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T にＩＤＦＴ処理を施し、時間軸上の ｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ）T を得る。これは、非線形特性の付加雑音モデルである。That is, in the EST 20, IDFT processing is performed on the estimated noise block E = (E0 E1... EN-1) T in the frequency domain to obtain e = (e0 e1... EN-1) T on the time axis. This is an additive noise model with nonlinear characteristics.

【００６８】Ｎ個の信号からなる信号ブロック内で、電
圧値ｘの信号が ｖ＝ｘ−ｅ として受信されたとすると、電圧値−ｅの雑音が付加さ
れたものとしてモデル化される。このとき、Ａ／Ｄ２２
とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）２９を設け、こ
のＣＭＰ２９において、上記受信信号値ｖに対し ｇ(v) ＝１＋ｅ／ｖ の利得を乗算すると、電圧値ｘは ｘ＝ｖ＋ｅ となり、正しい信号となる。Assuming that a signal having a voltage value x is received as v = x−e in a signal block including N signals, the signal is modeled as having noise of a voltage value −e added. At this time, A / D22
A compensator (CMP) 29 is provided between the S / P 23 and the S / P 23. When the received signal value v is multiplied by a gain of g (v) = 1 + e / v in the CMP 29, the voltage value x becomes x = v + e. , And the signal is correct.

【００６９】ここで、推定した雑音が誤差を含むことを
考慮して、 ｇ(v) ＝１＋αｅ／ｖ のように係数α（α＜１）を設定して徐々に修正してい
く。Here, in consideration of the fact that the estimated noise includes an error, a coefficient α (α <1) is set such that g (v) = 1 + αe / v and gradually corrected.

【００７０】複数の信号ブロックに対し、前述の雑音推
定を繰り返すと、例えば図８に示すような種々の受信電
圧値ｖに対する修正修正利得ｇ(v) の関係が得られる。
ｖに対するｇ(v) を滑らかに結ぶことにより、ＣＭＰ２
９の入出力特性を得ることができる。When the above-described noise estimation is repeated for a plurality of signal blocks, for example, a relationship between the corrected gain g (v) and various received voltage values v as shown in FIG. 8 is obtained.
By smoothly connecting g (v) to v, CMP2
9 input / output characteristics can be obtained.

【００７１】以上のように第２の実施の形態では、ＤＥ
Ｔ２８で検出された非線形歪みの位置と数、および既知
の零シンボルＸ0 ，Ｘ7 を用いて、推定器（ＥＳＴ）２
０において上記非線形歪みによる付加雑音を推定する。
またＡ／Ｄ２２とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）
２９を設けて、このＣＭＰ２９に上記ＥＳＴ２０による
付加雑音の推定結果をもとに受信回路２１の非線形特性
を補償するための修正入出力特性を設定し、このＣＭＰ
２９により受信マルチキャリア信号の非線形歪みを補償
するようにしている。As described above, in the second embodiment, the DE
Using the position and number of the nonlinear distortion detected at T28 and the known zero symbols X0 and X7, an estimator (EST) 2
At 0, the additional noise due to the nonlinear distortion is estimated.
A compensator (CMP) between A / D22 and S / P23
A modified input / output characteristic for compensating for the non-linear characteristic of the receiving circuit 21 is set in the CMP 29 based on the estimation result of the additional noise by the EST 20.
29 compensates for the nonlinear distortion of the received multicarrier signal.

【００７２】したがって第２の実施の形態によれば、受
信回路２１の非線形特性ばかりでなく、線形動作範囲に
存在する若干の非線形性や、さらにはランダム付加雑音
をも考慮して、受信マルチキャリア信号の非線形歪みを
補償することが可能となる。したがって、さらに高品質
の受信情報データの再生を行なうことができる。またこ
の第２の実施の形態においても、非線形歪みを推定する
ための冗長信号としては信号ブロックの両端に元来挿入
されている零シンボルを利用しているので、新たな冗長
信号を設ける必要がなく、これにより伝送効率の低下は
生じない。また、非線形特性を推定するためのトレーニ
ング信号も不要である。Therefore, according to the second embodiment, not only the non-linear characteristic of the receiving circuit 21 but also the non-linearity existing in the linear operation range and the random added noise are taken into consideration, and the receiving multi-carrier is considered. It is possible to compensate for nonlinear distortion of the signal. Therefore, it is possible to reproduce the reception information data of higher quality. Also in the second embodiment, since a zero symbol originally inserted at both ends of the signal block is used as a redundant signal for estimating nonlinear distortion, it is necessary to provide a new redundant signal. Therefore, the transmission efficiency does not decrease. Further, a training signal for estimating the nonlinear characteristic is not required.

【００７３】なお、上記第２の実施の形態では、受信側
の伝送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとし
て説明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが
発生する場合にもこれを受信側で発生する非線形歪みと
共に推定し除去することが可能である。この場合には、
ＤＥＴ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レ
ベルが送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と等し
いか、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マルチ
キャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑音が
加わっているものとしてその位置と数を検出すればよ
い。Although the second embodiment has been described on the assumption that non-linear distortion occurs only in the transmission device on the receiving side, even when non-linear distortion occurs in the transmission device on the transmitting side, the non-linear distortion is also detected. Can be estimated and removed together with the non-linear distortion that occurs in. In this case,
In the DET 28, when the signal level of the received multicarrier signal is equal to or slightly smaller than the voltage value at the boundary where nonlinear distortion occurs on the transmission side, additional noise due to nonlinear distortion on the transmission side is included in the received multicarrier signal. It is only necessary to detect the position and the number as being added.

【００７４】また、上記第２の実施の形態では非線形歪
みによる付加雑音の推定に零シンボルを利用したが、制
御用のパイロットシンボルを利用してもよく、その他既
知の制御用冗長データが伝送されている場合にはこれを
利用してもよい。In the second embodiment, zero symbols are used for estimation of additional noise due to nonlinear distortion. However, pilot symbols for control may be used, and other known control redundant data is transmitted. If so, this may be used.

【００７５】（第３の実施の形態）この発明の第３の実
施の形態は、一般情報信号とそれよりも重要性の高い優
先情報信号とを多重化して階層伝送するマルチキャリア
伝送システムにおいて、優先情報信号には伝送品質の劣
化に対し高い対抗能力が与えられることから受信側では
優先情報信号を高確率で正しく再生できることに着目
し、誤り修正後の優先情報信号をあたかも既知の冗長信
号として使用することにより、受信ブロック信号に含ま
れる付加雑音の推定除去を行なうようにしたものであ
る。(Third Embodiment) A third embodiment of the present invention relates to a multicarrier transmission system for multiplexing a general information signal and a priority information signal having a higher importance than the general information signal and hierarchically transmitting the multiplexed signal. Since the priority information signal is given high ability to counter the deterioration of transmission quality, the reception side pays attention to the fact that the priority information signal can be correctly reproduced with high probability, and the priority information signal after error correction is used as a known redundant signal. By using it, the additional noise included in the received block signal is estimated and removed.

【００７６】マルチキャリア階層伝送の用途としては、
例えば映像信号を放送するシステムへの適用が考えられ
ている。すなわち、映像信号の高周波成分を一般情報信
号として伝送し、映像信号の直流成分や低周波成分、各
種制御情報を優先情報信号として伝送する。このように
すると、伝送条件が劣悪な場合でも、受信側の伝送装置
では少なくとも映像信号の直流成分、低周波成分および
各種制御情報を再生することができ、これにより最低限
の映像情報を再生することができる。As an application of the multi-carrier hierarchical transmission,
For example, application to a system for broadcasting a video signal has been considered. That is, the high frequency component of the video signal is transmitted as a general information signal, and the DC component and low frequency component of the video signal and various control information are transmitted as a priority information signal. In this way, even if the transmission conditions are poor, the receiving-side transmission device can reproduce at least the DC component, low-frequency component, and various control information of the video signal, thereby reproducing the minimum video information. be able to.

【００７７】また、優先情報信号に伝送品質の劣化に対
し高い対抗能力を与えるための手段としては、例えば次
のようなものがある。 (1) 多値数を減らして信号点間距離を大きくした変調を
施す。 (2) 信号電力を大きくする。 (3) 強力な誤り訂正符号化を施す。Means for giving the priority information signal a high resistance to deterioration of transmission quality include, for example, the following. (1) Modulation is performed by reducing the number of values and increasing the distance between signal points. (2) Increase the signal power. (3) Apply strong error correction coding.

【００７８】なお、階層伝送に関しては、例えばK.Ramc
handran,A.Ortega,K.Metin Uz,andM.Varrerli "Multire
solution Broadcast for Digital HDTV Using Joint So
urce/Channel Coding ",IEEE Journal on Selected Are
as in Communications, Vol11, No1, pp.6-23 ,Jan. 19
93.に詳しく記されている。As for hierarchical transmission, for example, K. Ramc
handran, A.Ortega, K.Metin Uz, andM.Varrerli "Multire
solution Broadcast for Digital HDTV Using Joint So
urce / Channel Coding ", IEEE Journal on Selected Are
as in Communications, Vol11, No1, pp.6-23, Jan. 19
93.

【００７９】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とし、このうちの２個を使用して優先情報を伝送し、残
りの６個のを使用して非優先情報を伝送するものとして
説明を行なう。Hereinafter, this embodiment will be described in detail with reference to the drawings. Here, the number of multicarriers N = 8
Description will be made on the assumption that priority information is transmitted by using two of them and non-priority information is transmitted by using the remaining six.

【００８０】図１０は、この実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）が受信
側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図におい
て、前記図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説
明は省略する。FIGS. 10A and 10B are circuit block diagrams showing the main components of the transmission device on the transmission side and the reception side according to this embodiment. FIG. 10A shows the transmission device on the transmission side, and FIG. Are shown, respectively. In this figure, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【００８１】まず送信側の伝送装置において、送信しよ
うとする情報ビット列が、優先情報のビット列ａ ａ＝（ａ0 ａ1 ａ2 …） と、非優先情報のビット列ｂ ｂ＝（ｂ0 ｂ1 ｂ2 …） からなるものとする。First, in the transmission apparatus on the transmitting side, the information bit sequence to be transmitted is composed of the bit sequence aa = (a0 a1 a2...) Of the priority information and the bit sequence bb = (b0 b1 b2...) Of the non-priority information. Shall be.

【００８２】これらの優先情報のビット列ａおよび非優
先情報のビット列ｂは、それぞれ第１のマッピング回路
（ＭＡＰ１）３１および第２のマッピング回路（ＭＡＰ
２）３２にそれぞれ入力される。第１のマッピング回路
３１は、優先情報ビット列ａを２ビットずつＱＰＳＫの
信号点にマッピングする。これに対し第２のマッピング
回路３２は、非優先情報ビット列ｂを４ビットずつ１６
ＱＡＭの信号点にマッピングする。The bit string a of the priority information and the bit string b of the non-priority information correspond to a first mapping circuit (MAP1) 31 and a second mapping circuit (MAP), respectively.
2) Input to 32 respectively. The first mapping circuit 31 maps the priority information bit sequence “a” to QPSK signal points two bits at a time. On the other hand, the second mapping circuit 32 converts the non-priority information
Mapping to QAM signal points.

【００８３】ＱＰＳＫとＱＡＭとを、ピーク電力が同一
となる条件で比較すると、ＱＰＳＫの信号点間の距離は
ＱＡＭの信号点間の距離の３倍であるため、ＱＰＳＫの
ほうがＱＡＭよりも雑音や歪みに強い。したがって、１
６ＱＡＭで変調されたビット列ｂに符号誤りが発生する
伝送路の状況下においても、ＱＰＳＫで変調されたビッ
ト列ａには誤りが発生しない確率が高い。ただし、伝送
効率は１６ＱＡＭで変調したビット列ｂのほうが高い。When QPSK and QAM are compared under the condition that the peak power is the same, the distance between the signal points of QPSK is three times the distance between the signal points of QAM, so that QPSK has more noise and noise than QAM. Resistant to distortion. Therefore, 1
Even under the condition of a transmission path where a bit error occurs in the bit string b modulated by 6QAM, there is a high probability that no error occurs in the bit string a modulated by QPSK. However, the transmission efficiency of the bit string b modulated by 16QAM is higher.

【００８４】上記第１および第２のマッピング回路３
１，３２からＩＤＦＴ１１に入力される信号ブロックＸ
を Ｘ＝（Ｘ0 Ｘ1 Ｘ2 …ＸN-1 ）T とするとき、このうちの２ｔ個（図１０ではｔ＝１）の （Ｘ0 Ｘ1 Ｘ2 …Ｘ2t-1）T が優先情報ビット列ａにＱＰＳＫ変調を行なった情報信
号となり、また残りのＮ−２ｔ個の信号 （Ｘ2t Ｘ2t+1 …ＸN-1 ）T が非優先情報ビット列ｂに１６ＱＡＭ変調を行なった情
報信号となる。ここで、（ ）T はブロックの転置を意
味する。The first and second mapping circuits 3
Signal block X input to IDFT 11 from 1, 32
Let X = (X0 X1 X2... XN-1) T, 2t (t = 1 in FIG. 10) (X0 X1 X2... X2t-1) T are QPSK-modulated to the priority information bit sequence a. The resulting information signal, and the remaining N-2t signals (X2t X2t + 1... XN-1) T become information signals obtained by performing 16QAM modulation on the non-priority information bit string b. Here, () T means transposition of a block.

【００８５】上記Ｎ個の送信ブロック信号Ｘが入力され
るとＩＤＦＴ１１では、前記第１の実施の形態において
述べたように、上記送信ブロック信号Ｘを周波数軸上の
信号から時間軸上の信号に変換する処理が行なわれ、こ
れによりＩＤＦＴ１１からは第(1) 式に示した時間軸上
の送信ブロック信号ｘが出力される。When the N transmission block signals X are input, the IDFT 11 converts the transmission block signal X from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis as described in the first embodiment. A conversion process is performed, whereby the IDFT 11 outputs the transmission block signal x on the time axis shown in the equation (1).

【００８６】そして、このＩＤＦＴ１１から出力された
送信ブロック信号ｘは、並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ）１
２で並列信号から直列信号に変換された後、ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１３でアナログ信号に変換
されて送信マルチキャリア信号となる。そして、この送
信マルチキャリア信号は送信回路（ＴＸ）１４で所定の
無線周波数のマルチキャリア信号に周波数変換され、さ
らに所定の送信レベルなるように電力増幅されたのち、
図示しないアンテナから無線伝送路へ送信される。The transmission block signal x output from the IDFT 11 is supplied to the parallel / serial converter (P / S) 1
After being converted from a parallel signal to a serial signal in 2, the digital / analog converter (D / A) 13 converts the signal into an analog signal to become a transmission multicarrier signal. The transmission multi-carrier signal is frequency-converted by a transmission circuit (TX) 14 into a multi-carrier signal of a predetermined radio frequency, and further power-amplified to a predetermined transmission level.
The signal is transmitted from a not-shown antenna to a wireless transmission path.

【００８７】一方受信側の伝送装置では、上記送信側の
伝送装置から送信された送信マルチキャリア信号が、図
示しないアンテナで受信されて受信回路（ＲＸ）２１に
入力される。この受信回路２１では、受信されたマルチ
キャリア信号が高周波増幅されたのちベースバンド信号
に周波数変換され、さらにベースバンド増幅器で増幅さ
れる。そして、この受信回路２１から出力された受信信
号はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２２でディ
ジタル信号に変換される。On the other hand, in the transmitting device on the receiving side, the transmission multicarrier signal transmitted from the transmitting device on the transmitting side is received by an antenna (not shown) and input to the receiving circuit (RX) 21. In the receiving circuit 21, the received multicarrier signal is subjected to high-frequency amplification, frequency-converted into a baseband signal, and further amplified by a baseband amplifier. Then, the received signal output from the receiving circuit 21 is converted into a digital signal by an analog / digital converter (A / D) 22.

【００８８】ところで、受信回路（ＲＸ）２１内の増幅
器等が非線形入出力特性を有していると、前記第２の実
施の形態で述べたように受信マルチキャリア信号には例
えば図９（ｂ）に示したような非線形歪みが発生する。By the way, if the amplifier and the like in the receiving circuit (RX) 21 have nonlinear input / output characteristics, as described in the second embodiment, the received multi-carrier signal is, for example, as shown in FIG. Non-linear distortion as shown in FIG.

【００８９】この増幅器等の非線形特性による振幅制限
動作は、図９（ｃ）に示したように＋１．８Ｖの入力信
号波形に−０．４Ｖの雑音を付加したものとしてモデル
化できる。したがって、このモデル化した付加雑音をｅ
とすると、受信回路２１の出力信号ブロックｖは、 ｖ＝ｘ＋ｅ と表わせる。The amplitude limiting operation by the non-linear characteristic of the amplifier or the like can be modeled as a waveform obtained by adding a noise of −0.4 V to an input signal waveform of +1.8 V as shown in FIG. 9C. Therefore, this modeled additive noise is e
Then, the output signal block v of the receiving circuit 21 can be expressed as v = x + e.

【００９０】この受信ブロック信号は、Ａ／Ｄ２２でデ
ィジタル信号に変換され、さらにＳ／Ｐ２３でＮ（Ｎ＝
８）個の並列信号ｖに変換されたのち、 ｖi （ｉ＝0,1,…,7） を一つの信号ブロックとしてＮ点つまり８点のＤＦＴ２
４に入力される。ＤＦＴ２４では、上記８個の受信ブロ
ック信号ｖを時間軸上の信号から周波数軸上の信号Ｖに
変換するための処理が行なわれる。The received block signal is converted into a digital signal by the A / D 22 and further converted by the S / P 23 into N (N = N = N).
8) After being converted into parallel signals v, N (that is, 8 points) DFT2 is obtained by using vi (i = 0, 1,..., 7) as one signal block.
4 is input. In the DFT 24, a process for converting the eight received block signals v from a signal on the time axis to a signal V on the frequency axis is performed.

【００９１】そして、このＤＦＴ２４から出力された受
信ブロック信号Ｖは、後述する除去器（ＣＡＮ）４３を
介して受信情報信号Ｘとなり、このうち優先情報信号Ｘ
0 ，Ｘ1 は第１のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１）４１
に入力され、かつ非優先情報信号Ｘ2 〜Ｘ7 は第２のデ
マッピング回路（ＤＭＡＰ２）４２に入力される。第１
のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１）４１では、ＱＰＳＫ
により信号点配置された上記優先情報データＸ0 ，Ｘ1
のデマッピング処理が行なわれ、これにより優先情報デ
ータが再生される。これに対し第２のデマッピング回路
４２では、１６ＱＡＭにより信号点配置された非優先情
報信号Ｘ2 〜Ｘ7 のデマッピング処理が行なわれ、これ
により優先情報データが再生される。The reception block signal V output from the DFT 24 becomes a reception information signal X via a remover (CAN) 43 described later.
0 and X1 are the first demapping circuit (DMAP1) 41
And the non-priority information signals X2 to X7 are input to a second demapping circuit (DMAP2) 42. First
In the demapping circuit (DMAP1) 41, QPSK
Priority information data X0, X1 arranged at signal points
Is performed, whereby the priority information data is reproduced. On the other hand, the second demapping circuit 42 performs demapping processing of the non-priority information signals X2 to X7 arranged at signal points by 16QAM, thereby reproducing the priority information data.

【００９２】ところで、上記除去器（ＣＡＮ）４３で
は、上記受信ブロック信号Ｖから受信情報信号Ｘを推定
する際に、付加雑音を推定するための処理が行なわれ
る。以下、この推定処理の手順およびその内容について
説明する。When the remover (CAN) 43 estimates the received information signal X from the received block signal V, a process for estimating additional noise is performed. Hereinafter, the procedure and the contents of the estimation processing will be described.

【００９３】すなわち、ＤＦＴ２４の出力信号ブロック
Ｖは、 Ｖ＝Ｘ＋Ｅ のように表される。但し、 Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記非線形歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリエ
変換したものである。ここで、 （Ｖ0 Ｖ1 …Ｖ2t-1）T は、優先情報ビット列ａに対してＱＰＳＫ変調を行なっ
た信号成分であり、これから再生した情報ビット列は誤
りを含まないと仮定できる。なお、誤りを含むか否かの
判定は、例えば送信情報データに誤り検出のためのビッ
トを付加しておくことにより容易に行ない得る。That is, the output signal block V of the DFT 24 is expressed as V = X + E. Here, E = (E0 E1... EN-1) T is obtained by performing a discrete Fourier transform on the additional noise e corresponding to the nonlinear distortion. Here, (V0 V1... V2t-1) T is a signal component obtained by performing QPSK modulation on the priority information bit sequence a, and it can be assumed that the information bit sequence reproduced from this does not contain an error. The determination as to whether or not an error is included can be easily made, for example, by adding a bit for error detection to the transmission information data.

【００９４】第１のデマッピング回路４１で再生され
た、誤りを含まない優先情報データａは、再びマッピン
グ回路（ＭＡＰ）４４に入力され、ここでＱＰＳＫ信号
に再変調されたのち、上記ＣＡＮ４３に帰還供給され
る。ＣＡＮ４３では、この帰還された優先情報信号ａの
ＱＰＳＫ変調信号 （Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ2t-1）T を基に、 （Ｅ0 Ｅ1 …Ｅ2t-1）T を Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，2t-1 から推定される。The priority information data a reproduced by the first demapping circuit 41 and containing no error is input again to the mapping circuit (MAP) 44, where it is re-modulated into a QPSK signal, and then transmitted to the CAN 43. Returned and supplied. The CAN 43 converts (E0 E1... E2t-1) T into Ek = Vk-Xk, k = 0, 1, based on the QPSK modulated signal (X0 X1... X2t-1) T of the returned priority information signal a. …, Estimated from 2t-1.

【００９５】ここで、雑音ブロックｅのＮ個の要素（ｅ
i ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、非零の要素の数を
ν（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，２，…，ν
とする。そうすると、雑音の位置多項式Λ(x) は、前記
第１の実施の形態で示した第(3) 式のように定義され
る。但し、Λ0 ＝１である。（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）
を離散フーリエ変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i） である。このとき、前記第(4) 式に示した関係が成立す
る。Here, the N elements (e
i, i = 1, 2,..., N−1), the number of nonzero elements is ν (ν ≦ 2t), and the position is iμ, μ = 1, 2,.
And Then, the position polynomial 雑 音 (x) of the noise is defined as Expression (3) shown in the first embodiment. However, Λ0 = 1. (Λ0, Λ1,…, Λν)
Is a discrete Fourier transform of λi = (1 / N) Λ (ω-i). At this time, the relationship shown in the above equation (4) is established.

【００９６】前述したように Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，2t-1 は推定済みであるため、これより Λk ，ｋ＝０，１，…，ν を算出することができ、付加雑音の位置を特定できる。
次に、このΛk ，ｋ＝０，１，…，νと、Ｅk ，ｋ＝
０，１，…，2t-1とから、 Ｅk ，ｋ＝2t，2t+1，…，N-1 が算出される。Since Ek = Vk−Xk, k = 0, 1,..., 2t−1 have already been estimated as described above, Λk, k = 0, 1,. , The position of the additional noise can be specified.
Next, Λk, k = 0, 1,..., Ν and Ek, k =
Ek, k = 2t, 2t + 1, ..., N-1 are calculated from 0, 1, ..., 2t-1.

【００９７】付加雑音の数νがｔ個以下ならば、それら
の位置と大きさは除去器（ＣＡＮ）４３で推定される。
そして、受信信号Ｖk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 か
ら、推定雑音信号Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 を減
算することにより、非優先情報ビット列Ｘk ，ｋ＝２
ｔ，2t+1，…，N-1 を得ることができる。If the number ν of the additional noises is t or less, their positions and magnitudes are estimated by the canceller (CAN) 43.
Then, the estimated noise signal Ek, k = 2t, 2t + 1,..., N−1 is subtracted from the received signal Vk, k = 2t, 2t + 1,. , K = 2
t, 2t + 1, ..., N-1 can be obtained.

【００９８】ところで、以上の説明では、付加雑音の数
νがｔ以下の場合についての付加雑音の位置および大き
さを推定する手法を示した。以下では、付加雑音の数ν
が２ｔ以下であり、かつ雑音の位置が予め推定されてい
る場合に、上記２ｔ個の雑音の大きさを推定する手法に
ついて説明する。付加雑音ブロックｅは、受信回路２１
の増幅器の非線形動作をモデル化したものとすると、非
線形動作を生じた信号の位置と数は特定できる。つま
り、ｅのＮ個の要素のうち、非線形動作の生じた位置に
相当する要素が非零となり、その他は零となる。但し、
非零の要素もその大きさはここでは不明であり、以後の
推定処理により推定される。In the above description, the method of estimating the position and magnitude of the additional noise when the number ν of the additional noise is equal to or less than t has been described. In the following, the number of additive noises ν
Is less than or equal to 2t and the position of the noise is estimated in advance, a method of estimating the magnitude of the 2t noises will be described. The additional noise block e
If the non-linear operation of the amplifier is modeled, the position and the number of signals that have caused the non-linear operation can be specified. That is, of the N elements of e, the element corresponding to the position where the nonlinear operation has occurred is non-zero, and the other elements are zero. However,
The size of the non-zero element is also unknown here, and is estimated by subsequent estimation processing.

【００９９】上記したように付加雑音ブロックｅを、受
信回路２１の増幅器の非線形動作をモデル化したものと
すると、ｅのＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1
）のうち，非零の位置と数は検出器（ＤＥＴ）２８で
検出できる。なお、この検出手法としては、例えばある
レベル以上の信号が入力されたときに、これを非線形動
作が加わった信号と判定する手法が用いられる。As described above, if the additional noise block e is obtained by modeling the nonlinear operation of the amplifier of the receiving circuit 21, N elements of e (ei, i = 1, 2,..., N-1)
) Can be detected by the detector (DET) 28. As this detection method, for example, when a signal of a certain level or more is input, a method of determining this as a signal to which a non-linear operation is added is used.

【０１００】このとき、雑音ブロックｅのＮ個の要素
（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、非零の要素の
数をν，（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，…，
νとしたときの、雑音の位置多項式Λ(x) （第(3) 式）
の係数Λk ｋ＝０，１，…，νは直接算出することがで
きる。そして、この係数Λk ｋ＝０，１，…，νと、Ｅ
k ，ｋ＝０，１，…，2t-1とから、Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t
+1，…，N-1 を算出することができる。At this time, among the N elements (ei, i = 1, 2,..., N−1) of the noise block e, the number of nonzero elements is ν, (ν ≦ 2t), and the position is iμ, μ = 1, ...,
where ν is the noise position polynomial Λ (x) (Equation (3))
, Ν = 0 can be directly calculated. Then, the coefficients Λk k = 0, 1,..., Ν and E
From k, k = 0, 1,..., 2t-1, Ek, k = 2t, 2t
+1,..., N−1 can be calculated.

【０１０１】ここで、付加雑音の数が２ｔ個以下ならば
付加雑音Ｅk の位置と大きさはＣＡＮ４３で推定され、
受信信号Ｖk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 から、推定雑
音信号Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 を減算すること
により、非優先情報ビット列Ｘk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，
…，N-1 を得ることができる。一方、付加雑音の数が冗
長信号のシンボル数の２ｔ個より大きい場合には、付加
雑音は推定できないためＣＡＮ４３では推定除去のため
の処理を行なわない。Here, if the number of additional noises is 2t or less, the position and magnitude of the additional noise Ek are estimated by the CAN 43,
By subtracting the estimated noise signal Ek, k = 2t, 2t + 1, ..., N-1 from the received signal Vk, k = 2t, 2t + 1, ..., N-1, the non-priority information bit string Xk, k = 2t, 2t + 1,
…, N-1 can be obtained. On the other hand, when the number of additional noises is larger than 2t, which is the number of symbols of the redundant signal, the additional noise cannot be estimated, so that the CAN 43 does not perform the process for estimation removal.

【０１０２】以上述べたように第３の実施の形態では、
階層伝送される重要度の異なる情報データのうち伝送品
質の劣化に比較的強いＱＰＳＫ変調方式を用いて伝送さ
れる優先情報データを利用して、受信回路２１の非線形
特性により受信マルチキャリア信号に発生する非線形歪
みに相当する付加雑音を、ＤＦＴ２４の出力側に設けら
れたＣＡＮ４３で推定し除去するようにしている。As described above, in the third embodiment,
Utilizing priority information data transmitted using a QPSK modulation method that is relatively resistant to deterioration of transmission quality among information data of different importance transmitted in a hierarchical manner, a non-linear characteristic of the reception circuit 21 generates a received multicarrier signal. The additional noise corresponding to the nonlinear distortion is estimated and removed by the CAN 43 provided on the output side of the DFT 24.

【０１０３】したがって、この実施の形態によれば、受
信回路２１の増幅器等が有する非線形性により受信マル
チキャリア信号に非線形歪みが発生しても、この非線形
歪みを付加雑音として推定し除去することができる。し
たがって、線形動作範囲の大きい高価な増幅器などを用
いることなく、高品質の受信情報データの再生を行なう
ことができる。Therefore, according to the present embodiment, even if nonlinear distortion occurs in a received multicarrier signal due to nonlinearity of an amplifier or the like of receiving circuit 21, it is possible to estimate and remove the nonlinear distortion as additional noise. it can. Therefore, high-quality received information data can be reproduced without using an expensive amplifier having a large linear operation range.

【０１０４】また、信頼性の高い優先情報信号を冗長信
号として使用することにより付加雑音の推定処理を行な
っているので、トレーニング信号やその他の冗長信号を
新たに伝送する必要がなく、これにより伝送効率の低下
を生じずに上記効果を得ることができる。Further, since the additional noise estimation processing is performed by using a highly reliable priority information signal as a redundant signal, there is no need to newly transmit a training signal or other redundant signals. The above effect can be obtained without lowering the efficiency.

【０１０５】なお、上記第３の実施の形態では、受信側
の伝送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとし
て説明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが
発生する場合にも、これを受信側で発生する非線形歪み
と共に推定し除去することが可能である。この場合に
は、ＤＥＴ２８において、受信マルチキャリア信号の信
号レベルが送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と
等しいか、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マ
ルチキャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑
音が加わっているものとしてその位置と数を検出すれば
よい。Although the third embodiment has been described on the assumption that non-linear distortion occurs only in the transmission device on the receiving side, even when non-linear distortion occurs in the transmission device on the transmitting side, the non-linear distortion is received. It can be estimated and removed together with the non-linear distortion occurring on the side. In this case, in the DET 28, when the signal level of the received multicarrier signal is equal to or slightly smaller than the voltage value at the boundary where nonlinear distortion occurs on the transmitting side, the received multicarrier signal includes Assuming that additional noise due to distortion is added, the position and number of the noise may be detected.

【０１０６】また上記第３の実施形態では、１信号ブロ
ックのうちのＸk ，ｋ＝０，１，…，2t-1を優先度の高
い情報としたが、優先度の高い情報のブロック内におけ
る位置はこれに限定されることなく、連続した２ｔ個で
あれば任意に設定可能である。例えば、ＤＦＴの巡回構
造を考慮すると、ブロックの両端に分けて配置してもよ
い。Further, in the third embodiment, Xk, k = 0, 1,..., 2t-1 in one signal block is set as high-priority information. The position is not limited to this, and can be set arbitrarily as long as it is continuous 2t. For example, considering the cyclic structure of the DFT, the blocks may be arranged separately at both ends of the block.

【０１０７】さらに、優先度の高い情報のブロック内の
位置は時間経過に従って変化させるようにしてもよい。
このようにすると、伝送路に周波数選択性フェージング
などが発生し、その影響で特定の周波数の信号の劣化が
著しいような場合の特性を改善することができる。但
し、これを実現するには、優先情報の位置変化のルール
を送信側と受信側とで予め取り決めておくか、または変
化を表わす情報を送信側から受信側へあるいは受信側か
ら送信側へその都度伝達する必要がある。Further, the position of the high priority information in the block may be changed over time.
In this way, it is possible to improve the characteristics in the case where frequency selective fading or the like occurs in the transmission path and the signal of a specific frequency is significantly deteriorated due to the influence. However, in order to realize this, a rule for changing the position of the priority information is determined in advance between the transmitting side and the receiving side, or information indicating the change is transmitted from the transmitting side to the receiving side or from the receiving side to the transmitting side. It must be communicated each time.

【０１０８】さらに、優先情報データおよび非優先情報
データの変調方式についても、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭに
限ることはない。Furthermore, the modulation method of the priority information data and the non-priority information data is not limited to QPSK or 16QAM.

【０１０９】（第４の実施の形態）前記第３の実施の形
態では、１個の信号ブロックごとに付加雑音を推定し
て、減算により除去を行なったが、この方式は受信回路
２１の線形動作範囲では非線形性を全く持たず、かつ非
線形動作のモデル化による付加雑音のみを考慮した場合
を前提にしたものであり、実際のケースとは必ずしも一
致しない。実際のケースでは、受信回路２１の線形動作
範囲にも若干の非線形性があり、さらにランダム付加雑
音も存在するため、前記した付加雑音の推定値には誤差
がある。(Fourth Embodiment) In the third embodiment, the additional noise is estimated for each signal block and removed by subtraction. The operating range is based on the assumption that there is no non-linearity and only the additional noise due to the modeling of the non-linear operation is considered, and does not always match the actual case. In an actual case, the linear operation range of the receiving circuit 21 has some non-linearity and random additional noise is present, so that the above-mentioned estimated value of the additional noise has an error.

【０１１０】そこで、この発明の第４の実施の形態で
は、前記第３の実施の形態で述べたように付加雑音をＣ
ＡＮ４３で直接減算せずに、次のような処理により非線
形歪みの除去を行なっている。Therefore, in the fourth embodiment of the present invention, as described in the third embodiment, the additional noise
Non-linear distortion is removed by the following processing without directly subtracting in the AN 43.

【０１１１】図１１は、この第４の実施の形態に係わる
送信側および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブ
ロック図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）
が受信側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図
において、前記図１０と同一部分には同一符号を付して
詳しい説明は省略する。FIGS. 11A and 11B are circuit block diagrams showing the main parts of the transmission device on the transmission side and the reception side according to the fourth embodiment. FIG. 11A shows the transmission device on the transmission side, and FIG.
Indicates transmission devices on the receiving side. In this figure, the same parts as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【０１１２】すなわち、前記第２の実施の形態と同様
に、推定器（ＥＳＴ）４５おいて、周波数領域の推定雑
音ブロック Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T にＩＤＦＴ処理を施し、時間軸上の ｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ）T を得る。これは、非線形特性の付加雑音モデルである。That is, similarly to the second embodiment, the estimator (EST) 45 performs IDFT processing on the estimated noise block E = (E0 E1... The above e = (e0 e1... EN-1) T is obtained. This is an additive noise model with nonlinear characteristics.

【０１１３】Ｎ個の信号からなる信号ブロック内で、電
圧値ｘの信号が ｖ＝ｘ−ｅ として受信されたとすると、電圧値−ｅの雑音が付加さ
れたものとしてモデル化される。このとき、Ａ／Ｄ２２
とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）４６を設け、こ
のＣＭＰ４６において、上記受信信号値ｖに対し ｇ(v) ＝１＋ｅ／ｖ の利得を乗算すると、電圧値ｘは ｘ＝ｖ＋ｅ となり、正しい信号となる。ここで、推定した雑音が誤
差を含むことを考慮して、 ｇ(v) ＝１＋αｅ／ｖ のように係数α（α＜１）を設定して徐々に修正してい
く。Assuming that a signal having a voltage value x is received as v = x−e in a signal block including N signals, the signal is modeled as having noise of a voltage value −e added. At this time, A / D22
A compensator (CMP) 46 is provided between the S / P 23 and the S / P 23. When the received signal value v is multiplied by a gain of g (v) = 1 + e / v in the CMP 46, the voltage value x becomes x = v + e. , And the signal is correct. Here, in consideration of the fact that the estimated noise includes an error, a coefficient α (α <1) is set such that g (v) = 1 + αe / v and gradually corrected.

【０１１４】複数の信号ブロックに対し、前述の雑音推
定を繰り返すと、例えば図８に示したような種々の受信
電圧値ｖに対する修正修正利得ｇ(v) の関係が得られ
る。ｖに対するｇ(v) を滑らかに結ぶことにより、ＣＭ
Ｐ２９の入出力特性を得ることができる。When the above-described noise estimation is repeated for a plurality of signal blocks, for example, the relationship between the corrected gain g (v) and the various received voltage values v as shown in FIG. 8 is obtained. By smoothly connecting g (v) to v, CM
The input / output characteristics of P29 can be obtained.

【０１１５】以上のように第４の実施の形態では、デマ
ッピング回路４１で再生された優先情報データａをマッ
ピング回路４４で再マッピングして推定器（ＥＳＴ）４
５に供給し、このＥＳＴ４５において上記再マッピング
された優先情報データを用いて非線形歪みによる付加雑
音を推定する。また、Ａ／Ｄ２２とＳ／Ｐ２３との間に
補償器（ＣＭＰ）４６を設けて、このＣＭＰ４６に上記
ＥＳＴ４５による付加雑音の推定結果をもとに受信回路
２１の非線形特性を補償するための修正入出力特性を設
定し、このＣＭＰ４６により受信マルチキャリア信号の
非線形歪みを補償するようにしている。As described above, in the fourth embodiment, the priority information data a reproduced by the demapping circuit 41 is re-mapped by the mapping circuit 44 and the estimator (EST) 4
5 and the EST 45 estimates the additional noise due to the nonlinear distortion using the re-mapped priority information data. Further, a compensator (CMP) 46 is provided between the A / D 22 and the S / P 23, and the CMP 46 is modified to compensate for the nonlinear characteristic of the receiving circuit 21 based on the estimation result of the additional noise by the EST 45. Input / output characteristics are set, and the CMP 46 compensates for nonlinear distortion of the received multicarrier signal.

【０１１６】したがってこの実施形態によれば、受信回
路２１の非線形特性ばかりでなく、線形動作範囲に存在
する若干の非線形性や、さらにはランダム付加雑音をも
考慮して、受信マルチキャリア信号の非線形歪みを補償
することが可能となる。したがって、さらに高品質の受
信情報データの再生を行なうことができる。またこの実
施の形態においても、非線形歪みを推定するための冗長
データとしては、階層伝送される各情報データのうち伝
送品質の劣化に強い優先情報データａの再マッピングデ
ータを利用しているので、トレーニング信号や新たな冗
長データを用いる必要がなく、これにより伝送効率の低
下を生じることなく非線形歪みの推定除去を行なうこと
ができる。Therefore, according to this embodiment, not only the non-linear characteristic of the receiving circuit 21 but also the non-linearity existing in the linear operation range and the random added noise are taken into consideration, and the nonlinearity of the received multicarrier signal is considered. It is possible to compensate for distortion. Therefore, it is possible to reproduce the reception information data of higher quality. Also in this embodiment, as the redundant data for estimating the nonlinear distortion, the remapping data of the priority information data a, which is resistant to the deterioration of the transmission quality, among the information data transmitted hierarchically, is used. There is no need to use a training signal or new redundant data, so that the non-linear distortion can be estimated and removed without lowering the transmission efficiency.

【０１１７】なお、以上の実施形態では、優先情報デー
タを伝送品質の劣化に強くするために、ＱＰＳＫのよう
に多値数を減らして信号点間距離を大きくする変調方式
を採用したが、これには限定されず信号電力を大きく設
定したりより強力な誤り訂正符号化方式を採用するよう
にしてもよい。In the above embodiment, in order to make the priority information data resistant to the deterioration of the transmission quality, a modulation method such as QPSK in which the number of levels is reduced and the distance between signal points is increased is adopted. However, the present invention is not limited to this, and a large signal power may be set or a stronger error correction coding scheme may be adopted.

【０１１８】また、第４の実施の形態では、受信側の伝
送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとして説
明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが発生
する場合にもこれを受信側で発生する非線形歪みと共に
推定し除去することが可能である。この場合には、ＤＥ
Ｔ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レベル
が送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と等しい
か、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マルチキ
ャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑音が加
わっているものとしてその位置と数を検出すればよい。In the fourth embodiment, the description has been given assuming that nonlinear distortion occurs only in the transmission device on the receiving side. However, even when nonlinear distortion occurs in the transmission device on the transmitting side, the nonlinear distortion is generated on the receiving side. It can be estimated and removed together with the generated nonlinear distortion. In this case, DE
At T28, when the signal level of the received multicarrier signal is equal to or slightly smaller than the voltage value at the boundary where nonlinear distortion occurs on the transmission side, additional noise due to nonlinear distortion on the transmission side is included in the received multicarrier signal. It is only necessary to detect the position and the number as being added.

【０１１９】（第５の実施の形態）この発明の第５の実
施の形態は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）および離
散フーリエ変換（ＤＦＴ）をＮ個の搬送波信号からなる
ＯＦＤＭ信号の生成と分離に使用するだけでなく、受信
側の伝送装置において付加歪みの推定とその除去に使用
するようにし、この付加歪みの推定と除去をＯＦＤＭ信
号の両端部位に配置された零シンボルのキャリアを冗長
信号として利用することで行うようにしたものである。(Fifth Embodiment) In a fifth embodiment of the present invention, an inverse discrete Fourier transform (IDFT) and a discrete Fourier transform (DFT) are generated and separated from an OFDM signal composed of N carrier signals. In addition to the above, the transmission device on the receiving side is used for estimating and removing the additional distortion, and the estimation and removal of the additional distortion is performed by using the zero symbol carrier arranged at both ends of the OFDM signal as a redundant signal. This is done by using as.

【０１２０】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とするとともに、送受間で既知の冗長信号として４個の
ヌル信号を伝送帯域の両端部分に２個ずつ挿入するもの
として説明を行なう。Hereinafter, this embodiment will be described in detail with reference to the drawings. Here, the number of multicarriers N = 8
The description will be made assuming that four null signals are inserted into the two ends of the transmission band as redundant signals known between transmission and reception.

【０１２１】図１２および図１３はそれぞれ、この実施
の形態に係わる送信側および受信側の各伝送装置の要部
構成を示す回路ブロック図である。なお、同図におい
て、前記図１と同一部分には同一符号を付してある。FIGS. 12 and 13 are circuit block diagrams each showing a main configuration of each transmission apparatus on the transmission side and the reception side according to this embodiment. In the figure, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.

【０１２２】先ず送信側の伝送装置において、４個の情
報データは変調器（Ｍｏｄｕ）１０に入力され、ここで
ＰＳＫまたはＱＡＭなどの変調規則に従い複素数の信号
点空間にマッピングされる。そして、この変調された４
個の情報信号Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｘ4 ，Ｘ5 は、ヌル信号から
なる４個の冗長信号Ｘ0 ，Ｘ1 ，Ｘ6 ，Ｘ7 とともに、
８個の要素からなる送信ブロック信号（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ7
）として８点のＩＤＦＴ１１に入力される。ＩＤＦＴ
１１では、上記送信ブロック信号が周波数軸上の信号か
ら時間軸上の信号に変換され、送信ブロック信号（ｘ0
ｘ1 …ｘ7 ）となって出力される。但し、First, in the transmission device on the transmission side, four pieces of information data are input to a modulator (Modu) 10, where they are mapped to a complex signal point space according to a modulation rule such as PSK or QAM. And this modulated 4
Information signals X2, X3, X4, X5 are combined with four redundant signals X0, X1, X6, X7 consisting of null signals,
A transmission block signal composed of eight elements (X0 X1... X7
) Are input to the eight IDFTs 11. IDFT
At 11, the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis, and the transmission block signal (x0
x1... x7). However,

【数５】 (Equation 5)

【０１２３】である。Is as follows.

【０１２４】次に上記時間軸上の送信ブロック信号（ｘ
0 ｘ1 …ｘ7 ）は、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１２で並
列信号から直列信号に変換され、さらに図示しないディ
ジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）でアナログ信号に変
換され、しかるのち送信機（ＴＸ）１４において伝送帯
域の無線周波数に周波数変換され、かつ所定の送信電力
レベルに増幅されたのち、アンテナから伝送路へ送信さ
れる。Next, the transmission block signal (x
.. X7) is converted from a parallel signal to a serial signal by a parallel / serial converter (P / S) 12, further converted to an analog signal by a digital / analog converter (D / A) (not shown), and then transmitted. Machine (TX) 14 converts the frequency to a radio frequency of a transmission band, and amplifies the transmission power level to a predetermined transmission power level, and then transmits the signal from an antenna to a transmission path.

【０１２５】これに対し受信側の伝送装置では、上記伝
送路を経て送られたマルチキャリア信号は受信機（Ｒ
Ｘ）２１で受信されてベースバンド信号に周波数変換さ
れ、さらに図示しないアナログ・ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）でディジタル信号に変換されたのち、直列並列変
換器（Ｓ／Ｐ）２３に入力される。このＳ／Ｐ２３では
上記受信信号が並列の受信ブロック信号（ｗ0 ｗ1 …ｗ
7 ）に変換される。このとき、受信ブロック信号（ｗ0
ｗ1 …ｗ7 ）は、伝送系で雑音（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1）が
付加されているものとすると、 ｗm ＝ｘm ＋ｅm ，m ＝０，１，…，７ のように書き表される。On the other hand, in the transmitting apparatus on the receiving side, the multicarrier signal transmitted via the above-mentioned transmission path is transmitted to the receiver (R
X) is received at 21 and frequency-converted into a baseband signal.
/ D), and is input to a serial / parallel converter (S / P) 23. In this S / P 23, the reception signals are parallel reception block signals (w0 w1... W).
7) is converted. At this time, the reception block signal (w0
w1... w7) are expressed as wm = xm + em, m = 0, 1,..., 7 assuming that noise (e0 e1... eN-1) is added in the transmission system.

【０１２６】続いてこの受信ブロック信号ｗm は、８点
のＤＦＴ２４に（ｙ0 ｙ1 …ｙ7 ）として入力される。
すなわち、 ｙm ＝ｗm ，m ＝０，１，…，７ である。ＤＦＴ２４では、上記受信ブロック信号ｙm が
時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換され、（Ｙ
0 Ｙ1 …ＹN-1 ）となって出力される。但し、Subsequently, the reception block signal wm is input to the eight DFTs 24 as (y0 y1... Y7).
That is, ym = wm, m = 0, 1,..., 7. In the DFT 24, the reception block signal ym is converted from a signal on the time axis into a signal on the frequency axis, and
0 Y1... YN-1). However,

【数６】 (Equation 6)

【０１２７】である。Is as follows.

【０１２８】ここで、ＤＦＴ２４の出力は、 Ｙk ＝Ｘk ＋Ｅk ， ｋ＝０，１，…，７ のように書き表される。但し、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅ7 ）は、
付加雑音のＤＦＴ出力である。この付加雑音が零であれ
ば、 Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７ であり、Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 を復調器（Ｄｅｍｏ
ｄ）３０に入力することで、送信情報データが再生され
る。Here, the output of the DFT 24 is expressed as Yk = Xk + Ek, k = 0, 1,... However, (E0 E1 ... E7) is
This is the DFT output of the additional noise. If this additional noise is zero, Yk = Xk, k = 0, 1,..., 7, and Y2, Y3, Y4, Y5 are demodulated (Demo).
d) By inputting into 30, the transmission information data is reproduced.

【０１２９】ところで、送信ブロック信号は、周波数軸
上の８個の信号を多重して生成したものであり、多重信
号数（Ｎ）が大きいほど振幅変動が大きくなる。The transmission block signal is generated by multiplexing eight signals on the frequency axis. The larger the number of multiplexed signals (N), the greater the amplitude fluctuation.

【０１３０】一方、送信器や受信器は、ディジタル・ア
ナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、増幅器な
どの各種のアナログ回路を有する。これらのアナログ回
路は、線形に動作する信号振幅の範囲が限られており、
ある値を越えた振幅の信号に対しては、信号に歪みが生
じる。ディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジ
タル変換器においては、ビット数で動作範囲が限定され
る。アナログ回路の線形動作範囲や精度を拡大しようと
すると高価なものとなるため、非線形性による歪みは大
きな問題となる。On the other hand, the transmitter and the receiver have various analog circuits such as a digital / analog converter, an analog / digital converter, and an amplifier. These analog circuits have a limited range of linearly operating signal amplitudes,
For a signal having an amplitude exceeding a certain value, the signal is distorted. In digital-to-analog converters and analog-to-digital converters, the operating range is limited by the number of bits. An attempt to expand the linear operation range and accuracy of an analog circuit is expensive, and distortion due to non-linearity is a serious problem.

【０１３１】この非線形歪みによる振幅制限動作は、先
に図９に示したように入力信号に雑音が付加されたもの
としてモデル化できる。したがって、非線形性による振
幅制限を送信ブロック信号（ｘ0 ｘ1 …ｘ7 ）に対する
雑音（ｅ0 ｅ1 …ｅ7 ）の加算としてモデル化すると、
非線形回路の出力ブロック新号（ｗ0 ｗ1 …ｗ7 ）は、 ｗm ＝ｘm ＋ｅm ，ｍ＝０，１，…，７ と表せる。The amplitude limiting operation due to the non-linear distortion can be modeled as noise added to the input signal as shown in FIG. Therefore, if the amplitude limitation due to the nonlinearity is modeled as the addition of noise (e0 e1... E7) to the transmission block signal (x0 x1... X7),
The new output block of the nonlinear circuit (w0 w1... W7) can be expressed as wm = xm + em, m = 0, 1,.

【０１３２】ここで、一例として、付加雑音は、受信機
に設けられた増幅器の非線形動作をモデル化したものと
する。非線形動作は振幅の大きい信号に対して生じると
仮定できるため、非線形動作を生じた信号の位置と数は
特定できる。Here, as an example, it is assumed that the additional noise is obtained by modeling a nonlinear operation of an amplifier provided in a receiver. Since it can be assumed that the non-linear operation occurs for a signal having a large amplitude, the position and number of the signal that has caused the non-linear operation can be specified.

【０１３３】そこで、雑音の８個の要素（ｅ0 ｅ1 …ｅ
7 ）のうち非零の位置と数を、検出器（Ｄｅｔ）５６に
おいて、あるレベル以上の受信信号のサンプル点の位置
と数に等しいものとして推定する。但し、非零の要素の
大きさは不明であり、以後の処理で推定する。Therefore, the eight elements of noise (e0 e1... E)
In (7), the non-zero position and number are estimated by the detector (Det) 56 as being equal to the position and number of sample points of the received signal at a certain level or higher. However, the size of the non-zero element is unknown, and will be estimated in subsequent processing.

【０１３４】この実施の形態では、ＤＦＴ２４から出力
された受信ブロック信号Ｙk ，ｋ＝０，１，…，７か
ら、送信ブロック信号Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７を推定
する。図１３において、Ｓ／Ｐ２３から検出器５６に入
力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７の
全要素が所定のレベルよりも小さい場合には、非線形動
作が加わっていない、つまり雑音ｅm ＝０，ｍ＝０，
１，…，７として、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1 ）５１
の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て白丸で示す接
点に接続される。このため、ＤＦＴ２４へは ｙm ＝ｗm ＝ｘm ，ｍ＝０，１，…，７ が入力され、この結果ＤＦＴ２４からはIn this embodiment, the transmission block signals Xk, k = 0, 1,..., 7 are estimated from the reception block signals Yk, k = 0, 1,. In FIG. 13, when all the elements of the reception block signal wm, m = 0, 1,..., 7 input from the S / P 23 to the detector 56 are smaller than a predetermined level, the nonlinear operation is not added. That is, the noise em = 0, m = 0,
The first switch circuit (Sw1) 51 is designated as 1,.
, S17 are all connected to contacts indicated by white circles. Therefore, ym = wm = xm, m = 0, 1,..., 7 are input to the DFT 24, and as a result,

【数７】 (Equation 7)

【０１３５】より、Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７が
出力される。Thus, Yk = Xk, k = 0, 1,..., 7 are output.

【０１３６】また、このとき第２のスイッチ回路（Ｓｗ
2）５２の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ25はすべて
白丸側の接点に接続される。このため、上記ＤＦＴ２４
から出力された受信ブロック信号Ｙk のうち、情報信号
に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4，Ｙ5 が復調器（Ｄｅｍｏ
ｄ）３０に入力され、ここで復調されて情報データが再
生される。なお、上記第１および第２のスイッチ回路
（Ｓｗ１，Ｓｗ２）５１，５２の切り換えは、検出器５
６により制御される。At this time, the second switch circuit (Sw
2) All 52 switches S22, S23, S24, S25 are connected to the contacts on the white circle side. Therefore, the DFT 24
Y2, Y3, Y4, Y5 corresponding to the information signals among the reception block signals Yk output from the demodulator (Demo)
d) Input to 30 where it is demodulated to reproduce information data. The first and second switch circuits (Sw1, Sw2) 51, 52 are switched by the detector 5
6 is controlled.

【０１３７】一方、いま仮に上記Ｓ／Ｐ２３から検出器
５６に入力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，
…，７の各要素のうち、ｗ3 ，ｗ6 が所定の振幅レベル
を超えていたとする。つまり、要素ｗ3 ，ｗ6 に非線形
歪みによる付加雑音が含まれていたとする。On the other hand, the reception block signal wm, m = 0,1,1 which is temporarily input to the detector 56 from the S / P 23
.., 7 are assumed to have exceeded the predetermined amplitude level in w3 and w6. That is, it is assumed that the elements w3 and w6 include additional noise due to nonlinear distortion.

【０１３８】この場合、先ず第１のスイッチ回路（Ｓｗ
１）５１の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て一旦
白丸で示す接点に接続され、これにより ｙm ＝ｗm ，ｍ＝０，１，…，７ がＤＦＴ２４に初期値として入力される。そして、以下
のようにステップ１とステップ２が繰り返される。In this case, first, the first switch circuit (Sw
1) The switches S10, S11,..., S17 of 51 are all once connected to the contacts indicated by white circles, whereby ym = wm, m = 0, 1,..., 7 are input to the DFT 24 as initial values. Then, Step 1 and Step 2 are repeated as follows.

【０１３９】（ステップ１）第２のスイッチ回路（Ｓｗ
２）５２の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ25はすべて
黒丸側の接点に接続される。このため、上記ＤＦＴ２４
から出力された受信ブロック信号Ｙk の各要素Ｙ0 ，Ｙ
1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 ，Ｙ6 ，Ｙ7 はＩＤＦＴ５
４に入力される。但し、このとき上記受信ブロック信号
の各要素のうち、情報信号に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4
，Ｙ5 は直接ＩＤＦＴ５４に入力されるが、冗長信号
に相当するＹ0 ，Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 は掛算器５３におい
て係数εが乗算されて、 Ｖk ＝εＹk ，ｋ＝０，１，６，７ となってＩＤＦＴ５４に入力される。(Step 1) The second switch circuit (Sw
2) All the switches S22, S23, S24, S25 of 52 are connected to the contacts on the black circle side. Therefore, the DFT 24
Elements Y0, Y of the received block signal Yk output from
1, Y2, Y3, Y4, Y5, Y6, and Y7 are IDFT5
4 is input. However, at this time, among the elements of the reception block signal, Y2, Y3, Y4 corresponding to the information signal are used.
, Y5 are directly input to the IDFT 54. Y0, Y1, Y6, and Y7 corresponding to the redundant signals are multiplied by a coefficient .epsilon. In a multiplier 53 to obtain Vk = .epsilon.Yk, k = 0, 1, 6, and 7. Is input to the IDFT 54.

【０１４０】ここで、上記係数εは既知の冗長信号（ヌ
ル信号）に応じてε＝０に設定してある。したがって、
上記受信ブロック信号の各要素のうちＹ0 ，Ｙ1 ，Ｙ6
，Ｙ7 は、掛算器５３において上記ε＝０が乗算され
て、すべて０に設定されてＩＤＦＴ５４に入力されるこ
とになる。すなわち、ＤＦＴ２４から出力された要素Ｙ
0 ，Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 が非線形歪みに起因する付加雑音
を含んでいても、これらの要素は本来の値である既知の
冗長信号（ヌル信号）に置換される。Here, the coefficient ε is set to = 0 according to a known redundant signal (null signal). Therefore,
Y0, Y1, Y6 among the elements of the received block signal
, Y7 are multiplied by the above-mentioned ε = 0 in the multiplier 53, and are all set to 0 and input to the IDFT 54. That is, the element Y output from the DFT 24
Even if 0, Y1, Y6, and Y7 include additional noise caused by nonlinear distortion, these elements are replaced with known redundant signals (null signals) which are original values.

【０１４１】なお、実際の伝送においては、非線形動作
のモデル化による付加雑音以外に、伝送路の状況等によ
るランダム付加雑音が存在することを考慮して、ε≠０
として、微少値を与える。In actual transmission, ε ≠ 0 in consideration of the existence of random additional noise due to the condition of the transmission path, etc., in addition to the additional noise due to the modeling of the nonlinear operation.
To give a very small value.

【０１４２】（ステップ２）ＩＤＦＴ５４では、Ｙ0 ，
Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 が本来の値である冗長信号（ヌル信
号）に置換された上記受信ブロック信号 Ｖk ，ｋ＝０，１，…，７ が、周波数軸上の信号から再び時間軸上の信号に変換さ
れ、(Step 2) In the IDFT 54, Y0,
The received block signals Vk, k = 0, 1,..., 7 in which Y1, Y6, and Y7 have been replaced with redundant signals (null signals) having their original values are converted from signals on the frequency axis to signals on the time axis again. Is converted to

【数８】 (Equation 8)

【０１４３】となって出力される。Is output.

【０１４４】また、このとき第３のスイッチ回路（Ｓｗ
３）５５は、検出器５６の制御により、付加雑音が検出
された要素ｗ3 ，ｗ6 に対応するスイッチＳ33，Ｓ36の
みが黒丸側の接点に接続され、残りのスイッチが白丸側
の接点に接続される。またそれとともに第１のスイッチ
回路（Ｓｗ1 ）５１の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17
は全て黒丸側の接点に接続される。このため、ＤＦＴ２
４には ｙm ＝Ｗk ，ｋ＝０，１，２，４，５，７ と、 ｙm ＝Ｖk ，ｋ＝３，６ が入力される。At this time, the third switch circuit (Sw
3) Only the switches S33 and S36 corresponding to the elements w3 and w6 in which the additional noise is detected are connected to the contacts on the black circle side, and the remaining switches are connected to the contacts on the white circle side under the control of the detector 56. You. .., S17 of the first switch circuit (Sw1) 51.
Are all connected to the contacts on the black circle side. Therefore, DFT2
4, ym = Wk, k = 0, 1, 2, 4, 5, 7 and ym = Vk, k = 3, 6 are input.

【０１４５】すなわち、ＤＦＴ２４には、今度は、受信
ブロック信号ｗ0 ，ｗ1 ，…ｗ7 のうち、非線形動作の
影響を受けた信号要素ｗ3 ，ｗ6 を、掛算器５３により
冗長信号をヌル信号に置換した上でＩＤＦＴ５４で再変
換した信号要素ｖ3 ，ｖ6 に置き換えた信号ｙm が入力
され、時間軸上の信号に変換される。That is, in the DFT 24, the signal elements w3 and w6 affected by the non-linear operation among the reception block signals w0, w1,... W7 are replaced by the multiplier 53 with a redundant signal. The signal ym replaced by the signal elements v3 and v6 re-converted by the IDFT 54 is input and converted to a signal on the time axis.

【０１４６】以上のステップ１およびステップ２は、予
め設定された所定の回数繰り返される。そして、この繰
り返し処理が終了すると、検出器５６により第２のスイ
ッチ回路（Ｓｗ2 ）の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ
25は全て黒丸側の接点に切り換えられ、この結果ＤＦＴ
２４から出力された受信ブロック信号のうちの情報信号
に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が復調器（Ｄｅｍｏ
ｎｄ）３０にを入力されて情報データが再生される。The above steps 1 and 2 are repeated a predetermined number of times. When this repetition processing is completed, the detector 56 switches the switches S22, S23, S24, S24 of the second switch circuit (Sw2).
25 are all switched to the contacts on the black circle side.
Y2, Y3, Y4 and Y5 corresponding to the information signals of the reception block signals output from the demodulator (Demo)
nd) 30 is input to reproduce information data.

【０１４７】なお、検出器５６もしくはそれに代わる制
御部において、Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック
信号に含まれる各信号要素のうち、所定レベルを超える
非線形歪みが付加された信号要素の数が、送信側で挿入
される冗長信号数“４”よりも大きいかそれ以下である
かを判定する。そして、冗長信号数“４”以下の場合に
ステップ１およびステップ２による動作を実行させ、冗
長信号数“４”よりも大きい場合には推定誤差が大きく
なるため、上記したステップ１，２の処理を行わなずに
他の方策をとるようにしてもよい。In the detector 56 or a control unit in place of the detector 56, among the signal elements included in the reception block signal output from the S / P 23, the number of signal elements to which nonlinear distortion exceeding a predetermined level is added is It is determined whether the number is greater than or less than the number of redundant signals "4" inserted on the transmitting side. When the number of redundant signals is equal to or less than "4", the operations in steps 1 and 2 are executed. When the number of redundant signals is larger than "4", the estimation error increases. Alternatively, other measures may be taken without performing.

【０１４８】以上述べたように、本実施の形態では、Ｉ
ＤＦＴとＤＦＴをＮ個の信号の合成と分解だけではな
く、受信側の伝送装置における付加雑音の推定と除去に
も用いている。このため、伝送装置の非直線性等による
信号誤りが受信マルチキャリア信号に含まれていても、
この信号誤りはＤＦＴ２４およびＩＤＦＴ５４を用いた
修正処理によって修正される。またこの修正処理に使用
する２ｔ個の冗長信号は、元来送信ブロック信号に挿入
されているヌル信号であり、新たに加えられたものでは
ない。このため修正のために送信ブロック信号に別途ト
レ−ニング信号を挿入する必要はなく、これにより伝送
効率の低下も生じない。As described above, in the present embodiment, I
DFT and DFT are used not only for combining and decomposing N signals, but also for estimating and removing additional noise in a transmission device on the receiving side. For this reason, even if a signal error due to nonlinearity or the like of the transmission device is included in the received multicarrier signal,
This signal error is corrected by a correction process using the DFT 24 and the IDFT 54. The 2t redundant signals used in this correction process are null signals originally inserted in the transmission block signal, and are not newly added signals. For this reason, it is not necessary to separately insert a training signal into the transmission block signal for correction, so that the transmission efficiency does not decrease.

【０１４９】（第６の実施の形態）この発明の第６の実
施の形態は、上記第５の実施の形態で述べた装置をさら
に改良したもので、非直線性による信号誤りの修正処理
に使用するＤＦＴおよびＩＤＦＴの信号点数を削減する
ことで、修正処理に要する演算量を低減するようにした
ものである。(Sixth Embodiment) The sixth embodiment of the present invention is a further improvement of the device described in the fifth embodiment, and is applied to a process for correcting a signal error due to nonlinearity. By reducing the number of DFT and IDFT signal points to be used, the amount of calculation required for the correction processing is reduced.

【０１５０】すなわち、いまＮ個の要素から成る信号ブ
ロック（ｙ0 ｙ1 …ｙN-1 ）をＮ点のＤＦＴに入力し
て、時間軸上の受信ブロック信号（Ｙ0 Ｙ1 …ＹN-1 ）
を得るものとすると、That is, a signal block (y0 y1... YN-1) composed of N elements is input to the N-point DFT, and a reception block signal (Y0 Y1... YN-1) on the time axis is input.
If you get

【数９】 (Equation 9)

【０１５１】となる。Is obtained.

【０１５２】次に、Ｎ＝ＫＭの条件で、Next, under the condition of N = KM,

【数１０】 (Equation 10)

【０１５３】と置いたとき、Ｍ個の要素から成る信号ブ
ロック（ｕ0 ｕ1 …ｕM-1 ）をＭ点のＤＦＴに入力した
場合にＤＦＴから出力される信号ブロック（Ｕ0 Ｕ1 …
ＵM-1）は、When a signal block (u0 u1... UM-1) composed of M elements is input to the M-point DFT, a signal block (U0 U1.
UM-1)

【数１１】 [Equation 11]

【０１５４】で表される。Is represented by

【０１５５】この式は次のように変形できる。This equation can be modified as follows.

【数１２】 (Equation 12)

【０１５６】以上より、 Ｕk ＝Ｙk Ｋ，ｋ＝０，１，…，Ｍ−１ の関係を得られる。From the above, the relationship Uk = YkK, k = 0, 1,..., M-1 can be obtained.

【０１５７】これは、Ｎ個の要素から成る信号ブロック
（Ｙ0 Ｙ1 …ＹN-1 ）のうちのＭ個の要素（Ｙ0 Ｙk …
Ｙ(M-1)K）が、（ｕ0 ｕ1 …ｕM-1 ）をＭ点のＤＦＴに
入力したときのＤＦＴの出力（Ｕ0 Ｕ1 …ＵM-1 ）から
得られることを意味している。この実施の形態は、以上
の点に着目して演算量を削減するものである。This corresponds to M elements (Y0 Yk...) Of a signal block (Y0 Y1... YN-1) composed of N elements.
Y (M-1) K) is obtained from the output (U0 U1... UM-1) of the DFT when (u0 u1... UM-1) is input to the M-point DFT. This embodiment reduces the amount of calculation by focusing on the above points.

【０１５８】図１４は、この発明の第６の実施の形態に
係わる受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図である。なお、同図において前記図１５と同一部分に
は同一符号を付してある。また以下の説明では、Ｎ＝
８，Ｍ＝４，Ｋ＝Ｎ／Ｍ＝２の場合を例にとって説明す
る。FIG. 14 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on the receiving side according to the sixth embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals. In the following description, N =
A case where 8, M = 4 and K = N / M = 2 will be described as an example.

【０１５９】Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック信
号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は検出器（Ｄｅｔ）６５に
入力され、ここでその振幅レベルの判定が行われる。先
ず、上記受信ブロック信号ｗm のすべての要素が所定の
振幅レベルよりも小さい場合には、非線形動作が加わっ
ていない、つまりｅm ＝０，ｍ＝０，１，…，７と見な
され、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1 ）６１の各スイッチ
Ｓ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て白丸側の接点に接続され
る。このため、上記Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロ
ック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は、ｙm ，ｍ＝０，
１，…，７としてＤＦＴ２４に入力され、ここで時間軸
上の信号から周波数軸上の信号Ｙm ，ｍ＝０，１，…，
７に変換される。The received block signals wm, m = 0, 1,..., 7 output from the S / P 23 are input to a detector (Det) 65, where the amplitude level is determined. First, when all the elements of the reception block signal wm are smaller than a predetermined amplitude level, it is considered that no nonlinear operation is added, that is, em = 0, m = 0, 1,. , S17 of the switch circuit (Sw1) 61 are connected to the contacts on the white circle side. Therefore, the reception block signals wm, m = 0, 1,..., 7 output from the S / P 23 are ym, m = 0,
, 7 are input to the DFT 24, where the signals on the time axis are converted into signals Ym, m = 0, 1,.
7 is converted.

【０１６０】すなわち、この場合には、 ｙm ＝ｗm ＝ｘm ，ｍ＝０，１，…，７ となり、ＤＦＴ２４からは、That is, in this case, ym = wm = xm, m = 0, 1,..., 7

【数１３】 (Equation 13)

【０１６１】よりＹk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７が得
られる。そして、このＤＦＴ２４から出力された受信ブ
ロック信号Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７のうち、情
報信号に相当する４個の信号Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が
復調器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで復調され
て情報データが再生される。Thus, Yk = Xk, k = 0, 1,..., 7 are obtained. Of the received block signals Yk = Xk, k = 0, 1,..., 7 output from the DFT 24, four signals Y2, Y3, Y4, Y5 corresponding to information signals are demodulated (Demod) 30. And demodulated here to reproduce information data.

【０１６２】次に、Ｓ／Ｐ２３から検出器（Ｄｅｔ）６
５に入力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，
…，７のうちで、いずれかの要素が受信機２１の非線形
動作により所定の振幅レベルよりも大きかったとする。
ここでは、例えば要素ｗ3 ，ｗ6 が所定のレベルを超え
ているものとして説明を行う。Next, from the S / P 23, the detector (Det) 6
5, the received block signal wm, m = 0, 1,
.., 7 are assumed to be larger than a predetermined amplitude level due to the non-linear operation of the receiver 21.
Here, description will be made assuming that, for example, the elements w3 and w6 exceed a predetermined level.

【０１６３】この場合、先ず第３のスイッチ回路（Ｓｗ
３）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て一
旦白丸で示す接点に接続され、これにより ｕm ＝ｗm ＋ｗm+4，ｍ＝０，１，２，３ がＤＦＴ６７に初期値として入力される。そして、以下
のようにステップ１とステップ２が繰り返される。In this case, first, the third switch circuit (Sw
3) Each of the switches S30, S31, S32, S33 of 63 is once connected to a contact indicated by a white circle, whereby um = wm + wm + 4, m = 0, 1, 2, 3 are input to the DFT 67 as initial values. You. Then, Step 1 and Step 2 are repeated as follows.

【０１６４】（ステップ１）上記４点のＤＦＴ６７から
は、(Step 1) From the above four DFT 67,

【数１４】 [Equation 14]

【０１６５】が出力される。そして、このＤＦＴ６７の
出力信号は４点のＩＤＦＴ６９に入力される。但し、こ
の４点のＩＤＦＴ６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝０，
１，２，３のうち、中側の位置する２個の要素Ｕk ，ｋ
＝１，２はＶk ，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ６９入
力され、両端に位置する残りの２個の要素Ｕk ，ｋ＝
０，３は掛算器６８で係数εがかけられて、Ｖk ＝εＵ
k ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力される。Is output. The output signal of the DFT 67 is input to four IDFTs 69. However, the signals Uk, k = 0, input to the four IDFTs 69,
Of the elements 1, 2, and 3, two elements Uk, k located on the middle side
= 1,2 are directly input to the IDFT 69 as Vk, k = 1,2, and the remaining two elements Uk, k =
0 and 3 are multiplied by a coefficient ε in a multiplier 68, and Vk = εU
k, k = 0, 3 are input to the IDFT 69.

【０１６６】ここで、上記係数εは、上記ＤＦＴ６７の
出力のうちのＵk ，ｋ＝０，３を既知の冗長信号（ヌル
信号）に対応してＶ0 ＝Ｖ3 ＝０とするために、ε＝０
とする。しかし、伝送系の線形動作範囲では、全く非線
形特性を有せずかつ非線形動作のモデル化による付加雑
音のみを考慮する仮定が、実際の伝送路において厳密に
は成立しないことを考慮して、ε≠０として微少値を与
えるほうが好ましい。 （ステップ２）４点のＩＤＦＴ６９からは、Here, the above-mentioned coefficient ε is set to ε = 4 so that Uk, k = 0, 3 in the output of the DFT 67 are set to V0 = V3 = 0 in correspondence with a known redundant signal (null signal). 0
And However, in the linear operation range of the transmission system, it is considered that the assumption that there is no nonlinear characteristic at all and only the additional noise due to the modeling of the nonlinear operation is not strictly satisfied in an actual transmission path. It is preferable to give a minute value as ≠ 0. (Step 2) From the four IDFT 69s,

【数１５】 (Equation 15)

【０１６７】が出力される。このとき、第４のスイッチ
回路（Ｓｗ4 ）６４のスイッチＳ40，Ｓ41は白丸側の接
点に接続され、残りのスイッチＳ42，Ｓ43は黒丸側の接
点に接続される。また、第３のスイッチ（Ｓｗ3 ）６３
の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て黒丸側の接
点に接続される。これらのスイッチの切り換え設定は検
出器６５により制御される。Is output. At this time, the switches S40 and S41 of the fourth switch circuit (Sw4) 64 are connected to the contacts on the white circle side, and the remaining switches S42 and S43 are connected to the contacts on the black circle side. The third switch (Sw3) 63
Switches S30, S31, S32, and S33 are all connected to the contacts on the black circle side. The switching setting of these switches is controlled by the detector 65.

【０１６８】このため、４点のＤＦＴ６７に入力される
４個の信号のうちの２個は、 ｕm ＝ｗm ，ｍ＝０，１ となる。また残りの２個は、 ｕm ＝ｖm ，ｋ＝２，３ となる。以上のように第３および第４のスイッチ回路
（Ｓｗ3 ，Ｓｗ4 ）６３，６４を切り替え設定する理由
は次のようなものである。すなわち、４点のＩＤＦＴ６
９から出力された信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のう
ち、ｖ2 とｖ3 は非線形動作の加わった要素であるが、
残りのｖ0 ，ｖ1 は非線形動作の加わっていない要素で
ある。そして、真の値はｗ0 ＋ｗ4 ，ｗ1 ＋ｗ5 であ
り、それらに置き換えてＤＦＴ６７に入力するためであ
る。For this reason, two of the four signals input to the four-point DFT 67 are um = wm, m = 0,1. The remaining two are um = vm, k = 2,3. The reason why the third and fourth switch circuits (Sw3, Sw4) 63 and 64 are switched and set as described above is as follows. That is, four IDFT6
Among the signals vm, m = 0,1,2,3 output from 9, the signals v2 and v3 are elements to which the nonlinear operation is added.
The remaining v0 and v1 are elements to which no nonlinear operation is added. The true values are w0 + w4 and w1 + w5, which are input to the DFT 67 after replacing them.

【０１６９】以上のステップ１およびステップ２は、予
め定めた所定の回数繰り返される。そして、この繰り返
し処理が終了したのちに、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1
）の各スイッチのうち、Ｓ10，Ｓ11，Ｓ12，Ｓ14，Ｓ1
5，Ｓ17が白丸側の接点に接続され、またスイッチＳ13
は菱形接点に、さらにスイッチＳ16は黒丸側の接点に接
続される。またそれとともに、第２のスイッチ回路（Ｓ
ｗ2 ）のスイッチＳ23は菱形接点に、スイッチＳ22は黒
丸接点に接続される。The above steps 1 and 2 are repeated a predetermined number of times. Then, after this repetition processing is completed, the first switch circuit (Sw1
), S10, S11, S12, S14, S1
5, S17 is connected to the contact on the white circle side, and switch S13
Is connected to the rhombus contact, and the switch S16 is connected to the contact on the black circle side. At the same time, the second switch circuit (S
The switch S23 of w2) is connected to a rhombus contact, and the switch S22 is connected to a black circle contact.

【０１７０】したがって、ＤＦＴ２４にはｗ0 ，ｗ1 ，
ｗ2 ，ｕ3 ，ｗ4 ，ｗ5 ，ｕ2，ｗ7が入力され、ここで
時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換される。そ
して、このＤＦＴ２４の出力信号Ｙk ，ｋ＝０，１，
…，７のうち、情報信号に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，
Ｙ5 は復調器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで情
報データに復調される。Therefore, the DFT 24 has w0, w1,.
w2, u3, w4, w5, u2, w7 are input, where the signals on the time axis are converted into signals on the frequency axis. Then, the output signal Yk of this DFT 24, k = 0, 1, 1,
.., 7, Y2, Y3, Y4,.
Y5 is input to a demodulator (Demod) 30, where it is demodulated into information data.

【０１７１】ところで、この第６の実施の形態では、信
号要素ｕm ，ｍ＝０，１，２，３に対して、非線形動作
の加わった大きい振幅の要素の位置と数を検出する必要
がある。 ｕm ＝ｗm ＋ｗm+4 ，ｍ＝０，１，２，３ をもとに、非線形動作が加わったｗm (i) から、どのｕ
m に非線形動作が加わっているかがわかる。第２の実施
の形態におけるステップ１およびステップ２の繰り返し
処理によってｕm が修正されたとき、その修正結果をも
とにｗm を修正するには、ｕm に対応する（ｗm ｗm+
4 ）のうち、非線形動作が加わっている要素がいずれか
１個であれば、１対１の対応から修正することが可能で
ある。By the way, in the sixth embodiment, it is necessary to detect the position and the number of the element having the large amplitude to which the nonlinear operation is added with respect to the signal element um, m = 0, 1, 2, 3. . um = wm + wm + 4, m = 0,1,2,3 Based on wm (i) to which nonlinear operation is added,
It can be seen whether nonlinear action is added to m. When um is corrected by the repetition of steps 1 and 2 in the second embodiment, to correct wm on the basis of the correction result, the value corresponding to um (wm wm +
In the case of 4), if any one of the elements is subjected to the non-linear operation, the correction can be made from the one-to-one correspondence.

【０１７２】一般的には、ｕm (i) に対応する（ｗm ｗ
m+M … ｗm+(K-1)M）のうち、非線形動作が加わって
いる要素が１個であれば、１対１の対応から修正するこ
とができる。In general, (wm w) corresponds to um (i)
m + M... wm + (K-1) M), if there is one element to which the nonlinear operation is added, the correction can be made from the one-to-one correspondence.

【０１７３】また、Ｍを小さくするほど、ステップ１お
よびステップ２におけるＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９
の点数の削減による演算量の削減が図られるが、その一
方で上記の１対１の対応がとれる確率が低くなる。した
がって、検出器（Ｄｅｔ）６５で、非線形動作が加わっ
ている要素の数と位置を検出して、その結果に基づいて
最適なＭの値、すなわちステップ１およびステップ２に
おけるＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９の点数を選択する
ことにより、効率的な演算がなされる。Further, as M becomes smaller, DFT 67 and IDFT 69 in step 1 and step 2 become larger.
Although the amount of calculation can be reduced by reducing the number of points, the probability that the above-described one-to-one correspondence can be achieved is reduced. Therefore, the detector (Det) 65 detects the number and position of elements to which the non-linear operation is added, and based on the result, determines the optimum value of M, that is, the score of DFT 67 and IDFT 69 in step 1 and step 2. By making the selection, an efficient operation is performed.

【０１７４】（第７の実施の形態）この発明の第７の実
施の形態は、第６の実施の形態の装置をさらに簡略化し
たもので、信号点数の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを使
用して、受信マルチキャリア信号に含まれる複数の信号
要素のうちの特定の信号要素についてのみその非線形歪
みを修正して復調器で復調するようにしたものである。(Seventh Embodiment) A seventh embodiment of the present invention is a further simplification of the device of the sixth embodiment, and uses DFT and IDFT having a small number of signal points, and Only a specific signal element of a plurality of signal elements included in a received multicarrier signal is corrected for nonlinear distortion and demodulated by a demodulator.

【０１７５】図１５は、この発明の第７の実施の形態に
係わる受信側伝送装置の構成を示す回路ブロック図であ
る。なお、同図において前記図１４と同一部分には同一
符号を付して詳しい説明は省略する。FIG. 15 is a circuit block diagram showing a configuration of a receiving-side transmission device according to the seventh embodiment of the present invention. 14, the same parts as those in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【０１７６】同図において、Ｓ／Ｐ２３から出力された
受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は、そのま
ま８点のＤＦＴ２４に入力されて時間軸上の信号から周
波数軸上の信号Ｙk ，ｋ＝０，１，…，７に変換され
る。そして、このＤＦＴ２４から出力された受信ブロッ
ク信号Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７のうち、情報信
号に相当する４個の信号Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が復調
器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで復調されてす
べての情報データが再生される。但し、この復調データ
は、Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック信号に非線
形歪みが含まれていたとしても修正されずにそのまま復
調された信号である。In the figure, the received block signals wm, m = 0, 1,..., 7 output from the S / P 23 are input as they are to the eight-point DFT 24, and are converted from signals on the time axis to signals on the frequency axis. Yk, k = 0, 1,..., 7 are converted. Of the received block signals Yk = Xk, k = 0, 1,..., 7 output from the DFT 24, four signals Y2, Y3, Y4, Y5 corresponding to information signals are demodulated (Demod) 30. And demodulated here to reproduce all information data. However, this demodulated data is a signal that is demodulated without correction even if the received block signal output from the S / P 23 includes nonlinear distortion.

【０１７７】一方、スイッチ回路（Ｓｗ３）６３の各ス
イッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は、全て一旦白丸で示す
接点に初期設定され、これにより上記Ｓ／Ｐ２３から出
力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７
は、加算回路６６で加算されたのち ｕm ＝ｗm ＋ｗm+4，ｍ＝０，１，２，３ となってＤＦＴ６７に入力される。そして、前記第６の
実施の形態にて述べたステップ１による処理が行われ
る。On the other hand, the switches S30, S31, S32, and S33 of the switch circuit (Sw3) 63 are all initially set to the contacts indicated by white circles, whereby the reception block signals wm and m output from the S / P 23 are set. = 0,1, ..., 7
Are added by the adder circuit 66, and then um = wm + wm + 4, m = 0, 1, 2, 3 and input to the DFT 67. Then, the process of step 1 described in the sixth embodiment is performed.

【０１７８】すなわち、ＤＦＴ６７の出力信号は４点の
ＩＤＦＴ６９に入力される。但し、この４点のＩＤＦＴ
６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝０，１，２，３のう
ち、中側の位置する２個の要素Ｕk ，ｋ＝１，２はＶk
，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ６９入力され、両端
に位置する残りの２個の要素Ｕk ，ｋ＝０，３は掛算器
６８で調整信号としての係数εがかけられて、Ｖk ＝ε
Ｕk ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力される。That is, the output signal of the DFT 67 is input to the four IDFTs 69. However, these four points of IDFT
Of the signals Uk, k = 0, 1, 2, 3, input to 69, two elements Uk, k = 1, 2 located on the middle side are Vk.
, K = 1, 2 as input, and the other two elements Uk, k = 0, 3 located at both ends are multiplied by a coefficient ε as an adjustment signal in a multiplier 68, and Vk = ε
Uk, k = 0, 3 is input to the IDFT 69.

【０１７９】ここで、上記係数εは、前記第５および第
６の実施形態でも述べたように、上記ＤＦＴ６７の出力
のうちのＵk ，ｋ＝０，３を既知の冗長信号（ヌル信
号）に対応してＶ0 ＝Ｖ3 ＝０とするために、ε＝０に
設定してある。しかし、伝送系の線形動作範囲では、全
く非線形特性を有せずかつ非線形動作のモデル化による
付加雑音のみを考慮する仮定が、実際の伝送路において
厳密には成立しないことを考慮して、ε≠０として微少
値を与えるほうが好ましい。Here, as described in the fifth and sixth embodiments, the coefficient ε is obtained by converting Uk, k = 0, 3 of the output of the DFT 67 into a known redundant signal (null signal). Correspondingly, .epsilon. = 0 is set so that V0 = V3 = 0. However, in the linear operation range of the transmission system, it is considered that the assumption that there is no nonlinear characteristic at all and only the additional noise due to the modeling of the nonlinear operation is not strictly satisfied in an actual transmission path. It is preferable to give a minute value as ≠ 0.

【０１８０】次にステップ２による処理を実行する。す
なわち、４点のＩＤＦＴ６９からは、前記第（１５）式
に示した時間軸上の受信ブロック信号が出力される。こ
のとき、スイッチ回路（Ｓｗ4 ）６４のスイッチＳ40，
Ｓ41は白丸側の接点に接続され、残りのスイッチＳ42，
Ｓ43は黒丸側の接点に接続される。また、スイッチ（Ｓ
ｗ3 ）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て
黒丸側の接点に接続される。これらのスイッチの切り換
え設定は検出器６５により制御される。Next, the process of step 2 is executed. That is, from the four IDFTs 69, the reception block signal on the time axis shown in the above equation (15) is output. At this time, the switches S40, S40 of the switch circuit (Sw4) 64
S41 is connected to the contact on the white circle side, and the remaining switches S42,
S43 is connected to the contact on the black circle side. In addition, a switch (S
w3) The switches S30, S31, S32 and S33 of 63 are all connected to the contacts on the black circle side. The switching setting of these switches is controlled by the detector 65.

【０１８１】このため、４点のＤＦＴ６７に入力される
４個の信号のうちの２個は、 ｙm ＝ｗm ，ｍ＝０，１ となる。また残りの２個は、 ｙm ＝ｖm ，ｋ＝２，３ となる。以上のように各スイッチ回路（Ｓｗ3 ，Ｓｗ4
）６３，６４を切り替え設定する理由は次のようなも
のである。すなわち、４点のＩＤＦＴ６９から出力され
た信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のうち、ｖ2 とｖ3 は
非線形動作の加わった要素であるが、残りのｖ0 ，ｖ1
は非線形動作の加わっていない要素である。そして、真
の値はｗ0 ＋ｗ4 ，ｗ1 ＋ｗ5 であり、それらに置き換
えてＤＦＴ６７に入力するためである。Therefore, two of the four signals input to the four DFTs 67 are ym = wm, m = 0,1. The remaining two are ym = vm, k = 2,3. As described above, each switch circuit (Sw3, Sw4
The reason for switching and setting 63 and 64 is as follows. That is, among the signals vm, m = 0,1,2,3 output from the four IDFTs 69, v2 and v3 are the elements to which the non-linear operation is added, while the remaining v0 and v1
Is an element to which non-linear operation is not added. The true values are w0 + w4 and w1 + w5, which are input to the DFT 67 after replacing them.

【０１８２】以上のステップ１およびステップ２による
修正処理は、予め定めた所定の回数繰り返される。そし
て、この繰り返し修正処理が終了すると、ＤＦＴ６７か
ら出力された信号Ｕ0，Ｕ1，Ｕ2，Ｕ3のうち情報信号に
対応する２個の要素Ｕk ，ｋ＝１，２が復調器７０に入
力され、この復調器７０により復調される。この復調デ
ータは、上記ステップ１およびステップ２の繰り返し修
正処理により非線形歪みが修正されたものである。The above-described correction processing in steps 1 and 2 is repeated a predetermined number of times. When the repetitive correction process is completed, two elements Uk, k = 1, 2 corresponding to the information signal among the signals U0, U1, U2, U3 output from the DFT 67 are input to the demodulator 70. Demodulated by the demodulator 70. The demodulated data is data in which the nonlinear distortion has been corrected by the repetitive correction processing of the above steps 1 and 2.

【０１８３】したがってこの装置によれば、前記第６の
実施の形態のようにすべてのシンボルについては非線形
歪みによる誤りを修正できないものの、受信ブロック信
号中の特定の信号要素に対応するシンボルについては非
線形歪みによる誤りを訂正することができる。しかも、
第６の実施の形態で示した第１および第２のスイッチ回
路とその切り換え制御を不要にした分だけ、回路構成お
よび制御を簡略化することができる。Therefore, according to this apparatus, although errors due to nonlinear distortion cannot be corrected for all the symbols as in the sixth embodiment, the symbols corresponding to the specific signal elements in the received block signal are nonlinear. An error due to distortion can be corrected. Moreover,
The circuit configuration and control can be simplified by eliminating the need for the first and second switch circuits and the switching control thereof described in the sixth embodiment.

【０１８４】（第８の実施の形態）この発明の第８の実
施の形態は、送信側から受信側へ情報データを優先デー
タと非優先データとに分けて階層伝送を行う場合に、送
信側の伝送装置において、優先データを送信ブロック信
号の各信号要素のうちの予め定められた位置に配置して
これをＩＤＦＴで時間軸上の信号に変換してマルチキャ
リア送信する。一方、受信側の伝送装置において、時間
軸上の受信ブロック信号を上記ＩＤＦＴより信号点数の
少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴに入力して、これらのＤＦ
ＴおよびＩＤＦＴによる繰り返し修正処理により非線形
歪みによる信号誤りを修正したのち復調して優先データ
のみを再生するようにしたものである。(Eighth Embodiment) An eighth embodiment of the present invention is directed to a case where information data is divided into priority data and non-priority data from the transmitting side to the receiving side and hierarchical transmission is performed. In this transmission apparatus, priority data is arranged at a predetermined position in each signal element of a transmission block signal, which is converted into a signal on a time axis by IDFT and transmitted by multicarrier. On the other hand, in the transmission apparatus on the receiving side, the reception block signal on the time axis is input to DFT and IDFT having a smaller number of signal points than the IDFT, and
A signal error due to non-linear distortion is corrected by iterative correction processing using T and IDFT, and then demodulated to reproduce only priority data.

【０１８５】図１６および図１７は、この発明の第８の
実施形態に係わるマルチキャリア伝送システムの構成を
示すもので、図１６は送信側の伝送装置を、また図１７
は受信側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図
において前記図１２および図１５と同一部分には同一符
号を付して詳しい説明は省略する。FIGS. 16 and 17 show a configuration of a multicarrier transmission system according to the eighth embodiment of the present invention. FIG. 16 shows a transmission device on the transmission side, and FIG.
Indicates transmission devices on the receiving side. In this figure, the same parts as those in FIGS. 12 and 15 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【０１８６】送信側の伝送装置では、変調回路１０に入
力する４ビットの情報データＤ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の
うち、Ｄ０，Ｄ２に優先データを配置し、Ｄ１，Ｄ３に
非優先データを配置している。優先データとしては、例
えば符号復号化に必要な制御信号、映像信号の直流成分
や低周波成分の情報等のように、映像信号を再生する上
で必要不可欠な重要データが割り当てられ、非優先デー
タとしては映像信号の高周波成分等のような、映像を再
生する上で必要不可欠ではないが映像の品質をより良く
するための情報データが割り当てられる。In the transmission device on the transmission side, of the 4-bit information data D0, D1, D2, and D3 input to the modulation circuit 10, priority data is allocated to D0 and D2, and non-priority data is allocated to D1 and D3. doing. As priority data, important data indispensable for reproducing a video signal, such as a control signal required for code decoding and information on a DC component and a low frequency component of the video signal, are assigned. For example, information data such as a high-frequency component of a video signal, which is not indispensable for reproducing the video but is used to improve the quality of the video, is allocated.

【０１８７】そうして信号位置が割り当てられた優先デ
ータおよび非優先データは、変調器（Ｍｏｄｕ）１０に
おいてＰＳＫまたはＱＡＭなどの変調規則に従い複素数
の信号点空間にマッピングされたのち、ヌル信号からな
る４個の冗長信号 とともに、８個の要素からなる送信
ブロック信号（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ7 ）として８点のＩＤＦＴ
１１に入力される。ＩＤＦＴ１１では、上記送信ブロッ
ク信号が周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換さ
れ、この送信ブロック信号（ｘ0 ｘ1 …ｘ7 ）は並列直
列変換器（Ｐ／Ｓ）１２で並列信号から直列信号に変換
され、さらに図示しないディジタル・アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）でアナログ信号に変換されたのち、送信機
（ＴＸ）１４から伝送路へ送信される。The priority data and the non-priority data to which the signal positions are allocated are mapped to a complex signal point space in a modulator (Modu) 10 according to a modulation rule such as PSK or QAM, and then formed of a null signal. Along with the four redundant signals, eight IDFTs are used as transmission block signals (X0 X1... X7) composed of eight elements.
11 is input. The IDFT 11 converts the transmission block signal from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis. The transmission block signal (x0 x1... X7) is converted from a parallel signal to a serial signal by a parallel / serial converter (P / S) 12. After being converted to an analog signal by a digital / analog converter (D / A) (not shown), the signal is transmitted from a transmitter (TX) 14 to a transmission line.

【０１８８】これに対し受信側の伝送装置では、上記伝
送路を経て送られたマルチキャリア信号が受信機（Ｒ
Ｘ）２１で受信されてベースバンド信号に周波数変換さ
れ、さらに図示しないアナログ・ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）でディジタル信号に変換されたのち、直列並列変
換器（Ｓ／Ｐ）２３で並列の受信ブロック信号（ｗ0 ｗ
1 …ｗ7 ）に変換される。この受信ブロック信号（ｗ0
ｗ1 …ｗ7 ）は、検出器（Ｄｅｔ）６５に入力され、こ
こでその振幅レベルの判定が行われる。On the other hand, in the transmission device on the receiving side, the multicarrier signal transmitted via the transmission path is transmitted to the receiver (R
X) is received at 21 and frequency-converted into a baseband signal.
/ D) and then converted by the serial / parallel converter (S / P) 23 into parallel reception block signals (w0 w
1... W7). This reception block signal (w0
w1... w7) are input to a detector (Det) 65, where the amplitude level is determined.

【０１８９】また上記受信ブロック信号（ｗ0 ｗ1 …ｗ
7 ）は加算回路６６に入力され、ここで信号要素ｗ０と
ｗ４、ｗ１とｗ５、ｗ２とｗ６、およびｗ３とｗ７がそ
れぞれ相互に加算されて４個の信号要素からなる信号ｕ
０，ｕ１，ｕ２，ｕ３に統合される。そしてこの４個の
信号要素からなる信号ｕ０，ｕ１，ｕ２，ｕ３は、スイ
ッチ回路６３を介して４点のＤＦＴ６７に入力され、こ
こで周波数軸上の信号に変換される。The reception block signals (w0 w1... W
7) is input to the addition circuit 66, where the signal elements w0 and w4, w1 and w5, w2 and w6, and w3 and w7 are added to each other, and a signal u composed of four signal elements is added.
0, u1, u2, u3. Then, the signals u0, u1, u2, and u3 composed of the four signal elements are input to four DFTs 67 via the switch circuit 63, where they are converted into signals on the frequency axis.

【０１９０】ＤＦＴ６７の出力信号Ｕk ，ｋ＝０，１，
２，３は、４点のＩＤＦＴ６９に入力され、ここで周波
数軸上の信号から時間軸上の信号に変換される。但し、
この４点のＩＤＦＴ６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝
０，１，２，３のうち、中側の位置する２個の要素Ｕk
，ｋ＝１，２はＶk ，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ
６９入力され、両端に位置する残りの２個の要素Ｕk ，
ｋ＝０，３は掛算器６８で係数εが掛けられて、Ｖk ＝
εＵk ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力され
る。係数εは、冗長信号（ヌル信号）に対応してε＝０
に設定する。なお、実際の伝送条件では種々の雑音が含
まれるので、εはこの雑音成分を考慮して設定するとよ
い。Output signal Uk of DFT 67, k = 0, 1,
The signals 2, 3 are input to the four IDFTs 69, where the signals on the frequency axis are converted into signals on the time axis. However,
The signals Uk, k = inputted to the four IDFTs 69
Of the elements 0, 1, 2, and 3, two elements Uk located on the middle side
, K = 1,2 are Vk, k = 1,2 and IDFT
69, and the remaining two elements Uk,
k = 0,3 is multiplied by a coefficient ε in a multiplier 68, and Vk =
.epsilon.Uk, k = 0, 3 and input to the IDFT 69. The coefficient ε is ε = 0 corresponding to the redundant signal (null signal).
Set to. In addition, since various kinds of noises are included in actual transmission conditions, ε may be set in consideration of the noise components.

【０１９１】またこのとき、４点のＩＤＦＴ６９から出
力された信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のうち、ｖ2 と
ｖ3 は非線形動作の加わった要素であり、また残りのｖ
0 ，ｖ1 は非線形動作の加わっていない要素であるとす
ると、検出器６５により、スイッチ回路（Ｓｗ4 ）６４
のスイッチＳ40，Ｓ41は白丸側の接点に接続され、残り
のスイッチＳ42，Ｓ43は黒丸側の接点に接続される。ま
た、スイッチ（Ｓｗ3）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，
Ｓ32，Ｓ33は全て黒丸側の接点に接続される。このた
め、４点のＤＦＴ６７に入力される４個の信号のうちの
２個は、 ｕm ＝ｗm ，ｍ＝０，１ となる。また残りの２個は、 ｕm ＝ｖm ，ｋ＝２，３ となる。すなわち、上記スイッチ回路６４，６３の切り
替えにより、Ｓ／Ｐ２３から出力された信号のうち、非
線形歪みの影響を含む信号要素は、掛算器６８およびＩ
ＤＦＴ６９により修正された信号要素に置き換えられて
ＤＦＴ６７に入力される。At this time, of the signals vm, m = 0,1,2,3 output from the four IDFTs 69, v2 and v3 are elements to which nonlinear operation is added, and the remaining v
Assuming that 0 and v1 are elements to which no non-linear operation is added, the detector 65 switches the switch circuit (Sw4) 64
Switches S40 and S41 are connected to contacts on the white circle side, and the remaining switches S42 and S43 are connected to contacts on the black circle side. Further, each switch S30, S31, of the switch (Sw3) 63
S32 and S33 are all connected to the contacts on the black circle side. Therefore, two of the four signals input to the four DFT 67 are um = wm, m = 0,1. The remaining two are um = vm, k = 2,3. That is, the signal elements including the influence of the nonlinear distortion among the signals output from the S / P 23 by the switching of the switch circuits 64 and 63 are added to the multipliers 68 and I
The signal is replaced by the signal element corrected by the DFT 69 and input to the DFT 67.

【０１９２】そして、このＤＦＴ６７で周波数軸上の信
号に再度変換された信号のうち、信号要素Ｕ１，Ｕ２は
復調器７０に入力され、ここで優先情報の再生データに
復調される。[0192] Of the signals reconverted into signals on the frequency axis by the DFT 67, the signal elements U1 and U2 are input to the demodulator 70, where they are demodulated into reproduced data of priority information.

【０１９３】このような実施形態によれば、受信側の伝
送装置において、４点のＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９
を備えた修正回路によって優先データを修正した上で復
調することができる。すなわち、映像信号を構成する多
数の情報データのうち、少なくとも優先データを信号点
数の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを用いた少ない演算量
により修正演算して再生することができる。したがっ
て、優先情報をもとに少なくとも情報の再生を行えるよ
うにした上で、受信側伝送装置の演算量を大幅に低減す
ることが可能となる。According to such an embodiment, the four-point DFT 67 and the IDFT 69 are provided in the transmission device on the receiving side.
Can be demodulated after the priority data is corrected by the correction circuit having. That is, at least priority data of a large number of pieces of information data constituting a video signal can be corrected and reproduced with a small amount of computation using DFT and IDFT having a small number of signal points. Therefore, it is possible to at least reproduce information based on the priority information, and to significantly reduce the amount of calculation of the receiving-side transmission device.

【０１９４】なお、以上の説明では、送信側の伝送装置
において優先データをＤ０，Ｄ２に挿入した場合につい
て説明したが、優先データをＤ１，Ｄ３に挿入して伝送
するようにしてもよい。但し、この場合には、受信側の
伝送装置において加算器６６の前段に所定の係数を掛け
算するための掛算器を設ける必要がある。In the above description, the case where the priority data is inserted into D0 and D2 in the transmission apparatus on the transmission side has been described. However, the priority data may be inserted into D1 and D3 and transmitted. In this case, however, it is necessary to provide a multiplier for multiplying a predetermined coefficient at a stage preceding the adder 66 in the transmission device on the receiving side.

【０１９５】（その他の実施の形態）前記第５および第
６の実施形態では、ステップ１およびステップ２の繰り
返し処理の回数を予め設定した回数だけ行うようにした
が、上記繰り返し処理により、非線形動作のために所定
レベルを超えていた信号要素のレベルが上記所定レベル
以下に低下するか否かを監視し、低下したことが検出さ
れた時点で上記繰り返し処理を終了するようにしてもよ
い。(Other Embodiments) In the fifth and sixth embodiments, the number of repetitions of step 1 and step 2 is set to a predetermined number. Therefore, it may be monitored whether or not the level of the signal element that has exceeded the predetermined level drops below the predetermined level, and the repetition processing may be terminated when the level is detected.

【０１９６】また前記第６の実施の形態では、ステップ
１およびステップ２の繰り返し処理動作を、常に信号数
Ｎ（Ｎ＝８）よりも点数の少ない４点のＤＦＴ６７およ
びＩＤＦＴ６９を使用して実行するようにした。しか
し、加算器６６で加算する２つのシンボルのうちの一方
のみが非線形動作の影響を受けている場合に、上記点数
の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを選択して上記繰り返し
処理を実行し、両方とも非線形動作の影響を受けている
場合には、信号数Ｎと同数の点数（８点）を持つＤＦＴ
２４およびＩＤＦＴ５４を選択して上記繰り返し処理を
実行するように構成してもよい。Further, in the sixth embodiment, the repetitive processing operation of step 1 and step 2 is always performed using four DFT 67 and IDFT 69 having a smaller number of signals than N (N = 8). I did it. However, when only one of the two symbols added by the adder 66 is affected by the non-linear operation, the DFT and the IDFT with a small score are selected and the above-described repetition processing is executed. , A DFT having the same number of points (8 points) as the number of signals N
24 and the IDFT 54 may be selected to execute the above-described repetitive processing.

【０１９７】また、前記第６、第７および第８の各実施
形態では、送信および受信ブロック信号の信号要素数を
８とし、非線形歪みによる誤りを修正するための演算で
は４点のＤＦＴおよびＩＤＦＴを用いた場合を例にとっ
て説明したが、これらの信号点数に限らないことは云う
までもない。In each of the sixth, seventh, and eighth embodiments, the number of signal elements of the transmission and reception block signals is set to eight, and four points of DFT and IDFT are used in the operation for correcting an error due to nonlinear distortion. Has been described as an example, but it is needless to say that the number of signal points is not limited.

【０１９８】[0198]

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
逆離散フーリエ変換のような逆直交変換と離散フーリエ
変換のような直交変換を、Ｎ個のキャリアにより伝送さ
れるマルチキャリア伝送信号の合成と分離に用いるだけ
でなく、送信側装置または受信側装置が有する非線形特
性等によりマルチキャリア伝送信号に発生した信号歪み
を推定し除去するためにも使用したことによって、送信
側装置または受信側装置に線形動作範囲の十分広い高価
な回路を用いる必要がなくなり、これにより安価な構成
でありながら高品質の情報データの再生を行ない得るマ
ルチキャリア伝送装置を提供することができる。As described in detail above, according to the present invention,
An inverse orthogonal transform such as an inverse discrete Fourier transform and an orthogonal transform such as a discrete Fourier transform are used not only for synthesizing and separating a multicarrier transmission signal transmitted by N carriers, but also for a transmitting device or a receiving device. It is also used to estimate and remove the signal distortion generated in the multi-carrier transmission signal due to the nonlinear characteristics etc. of the transmission device, so that it is not necessary to use an expensive circuit having a sufficiently wide linear operation range in the transmitting device or the receiving device. Thus, it is possible to provide a multi-carrier transmission apparatus capable of reproducing high-quality information data while having an inexpensive configuration.

【０１９９】また、上記信号歪みの推定に使用する冗長
データとして、近接帯域に対する干渉を防止するために
各信号ブロックの両端部に配置される零シンボルを使用
したり、また階層伝送される各情報データのうち伝送誤
りに対し強く設計されている優先情報データを使用する
ようにしたことによって、特別なトレーニング信号や他
の冗長データを不要にすることができ、これにより伝送
効率の低下を招くことなく情報データの伝送品質を高く
保持できるマルチキャリア伝送装置を提供することがで
きる。As redundant data used for estimating the signal distortion, zero symbols arranged at both ends of each signal block to prevent interference with adjacent bands can be used. By using priority information data that is designed to be strong against transmission errors among data, special training signals and other redundant data can be eliminated, thereby lowering transmission efficiency. It is possible to provide a multi-carrier transmission apparatus that can maintain a high transmission quality of information data.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】この発明の第１の実施の形態に係わる送信側お
よび受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a main configuration of a transmission device on a transmission side and a transmission device on a reception side according to a first embodiment of the present invention.

【図２】信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を
挿入しなかった場合のスペクトラム特性を示す図。FIG. 2 is a diagram illustrating a spectrum characteristic when a null signal is not inserted into symbol positions at both ends of a signal block.

【図３】信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を
挿入した場合のスペクトラム特性を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a spectrum characteristic when a null signal is inserted into symbol positions at both ends of a signal block.

【図４】Ａ／Ｄ変換器におけるクリップ動作を説明する
ための信号波形図。FIG. 4 is a signal waveform diagram for explaining a clip operation in the A / D converter.

【図５】クリップ動作を付加雑音の加算としてモデル化
して示す図。FIG. 5 is a diagram illustrating a clip operation modeled as addition of additional noise.

【図６】この発明の第２の実施の形態に係わる送信側お
よび受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。FIG. 6 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmitting-side and receiving-side transmission device according to a second embodiment of the present invention.

【図７】受信回路における非線形入出力特性の一例を示
す図。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of nonlinear input / output characteristics in a receiving circuit.

【図８】補償器に設定される補償用の非線形入出力特性
の一例を示す図。FIG. 8 is a diagram showing an example of a non-linear input / output characteristic for compensation set in a compensator.

【図９】受信回路の非線形特性による振幅制限動作を説
明するための信号波形図。FIG. 9 is a signal waveform diagram for explaining an amplitude limiting operation based on nonlinear characteristics of a receiving circuit.

【図１０】この発明の第３の実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。FIG. 10 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on a transmission side and a transmission device on a reception side according to a third embodiment of the present invention.

【図１１】この発明の第４の実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。FIG. 11 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on a transmitting side and a transmitting device on a receiving side according to a fourth embodiment of the present invention.

【図１２】この発明の第５の実施の形態に係わる送信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 12 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmitting-side transmission device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図１３】この発明の第５の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 13 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on a receiving side according to a fifth embodiment of the present invention.

【図１４】この発明の第６の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 14 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on the receiving side according to a sixth embodiment of the present invention.

【図１５】この発明の第７の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 15 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmission device on a receiving side according to a seventh embodiment of the present invention.

【図１６】この発明の第８の実施の形態に係わる送信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 16 is a circuit block diagram showing a main configuration of a transmitting-side transmission device according to an eighth embodiment of the present invention.

【図１７】この発明の第８の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。FIG. 17 is a circuit block diagram showing a main configuration of a receiving-side transmission device according to an eighth embodiment of the present invention.

【図１８】従来のマルチキャリア伝送装置を説明するた
めの回路ブロック図。FIG. 18 is a circuit block diagram for explaining a conventional multicarrier transmission device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０…変調器（Ｍｏｄｕ） １１…逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ） １２…並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ） １３…ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １４…送信回路（ＴＸ） ２０…推定器（ＥＳＴ） ２１…受信回路（ＲＸ） ２２…アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） ２３…直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ） ２４…離散フーリエ変換器（ＤＦＴ） ２５…除去器（ＣＡＮ） ２６，２７…引算器 ２８…検出器（ＤＥＴ） ２９…補償器（ＣＭＰ） ３０…復調器（Ｄｅｍｏｄ） ３１…第１のマッピング回路（ＭＡＰ１） ３２…第２のマッピング回路（ＭＡＰ２） ４１…第１のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１） ４２…第２のデマッピング回路（ＤＭＡＰ２） ４３…除去器（ＣＡＮ） ４４…再マッピング回路（ＭＡＰ） ４５…推定器（ＥＳＴ） ４６…補償器（ＣＭＰ） ５１，６１…第１のスイッチ回路（Ｓｗ１） ５２，６２…第２のスイッチ回路（Ｓｗ２） ５３…掛算器 ５４…再変換用の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ） ５５…第３のスイッチ回路（Ｓｗ３） ５６…検出器（Ｄｅｔ） ６３…第３のスイッチ回路（Ｓｗ３） ６４…第４のスイッチ回路（Ｓｗ４） ６５…検出器（Ｄｅｔ） ６６…加算器 ６７…４点の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ） ６８…掛算器 ６９…４点の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ） ７０…復調器（Ｄｅｍｏｄ） DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Modulator (Modu) 11 ... Inverse discrete Fourier transformer (IDFT) 12 ... Parallel / serial converter (P / S) 13 ... Digital / analog converter (D / A) 14 ... Transmission circuit (TX) 20 ... Estimator (EST) 21 receiving circuit (RX) 22 analog / digital converter (A / D) 23 serial / parallel converter (S / P) 24 discrete Fourier transformer (DFT) 25 remover ( CAN) 26, 27 ... subtracter 28 ... detector (DET) 29 ... compensator (CMP) 30 ... demodulator (Demod) 31 ... first mapping circuit (MAP1) 32 ... second mapping circuit (MAP2) 41 first demapping circuit (DMAP1) 42 second demapping circuit (DMAP2) 43 remover (CAN) 44 remapping circuit (MAP) 45 estimator (ES) 46: Compensator (CMP) 51, 61: First switch circuit (Sw1) 52, 62: Second switch circuit (Sw2) 53: Multiplier 54: Inverse discrete Fourier transformer (IDFT) for reconversion 55 ... third switch circuit (Sw3) 56 ... detector (Det) 63 ... third switch circuit (Sw3) 64 ... fourth switch circuit (Sw4) 65 ... detector (Det) 66 ... adder 67 ... Four-point discrete Fourier transformer (DFT) 68 Multiplier 69 Four-point inverse discrete Fourier transformer (IDFT) 70 Demodulator (Demod)

Claims (22)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 複数系列の送信情報信号に送受間で既知
の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成した
のち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から時
間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生成
し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送路
へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチキ
ャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信号
を再生するための受信ブロック信号再生手段と、 この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、 この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗
長信号との差分を求め、この差分値をもとに、前記信号
歪みにより前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生し
た付加雑音成分を推定し除去するための付加雑音除去手
段とを具備したことを特徴とするマルチキャリア伝送装
置。1. A transmission block signal is generated by adding a known transmission redundant signal between transmission and reception to transmission information signals of a plurality of streams, and then the transmission block signal is converted from a signal on a frequency axis to a signal on a time axis. A multi-carrier transmission apparatus for transmitting a transmission multi-carrier signal and transmitting a transmission multi-carrier signal from a transmission circuit to a transmission path through a transmission path. A receiving circuit for receiving the transmitted multi-carrier signal, and a receiving block signal reproducing means for reproducing a receiving block signal corresponding to the transmitting block signal from the received multi-carrier signal obtained by the receiving circuit. The received block signal reproduced by the received block signal reproducing means is converted from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis. Orthogonal transforming means for obtaining a difference between the received redundant signal included in the received block signal on the frequency axis converted by the orthogonal transforming means and the known transmission redundant signal, based on the difference value, A multicarrier transmission apparatus comprising: an additional noise removing unit for estimating and removing an additional noise component generated in the reception block signal on the frequency axis due to signal distortion. 【請求項２】 前記付加雑音除去手段は、近接帯域への
干渉回避のために送信ブロック信号の両端部に配置され
ている零シンボルおよび制御用のパイロットシンボルの
うちの少なくとも一方を、冗長信号として使用して付加
雑音の推定除去処理を行なうことを特徴とする請求項１
記載のマルチキャリア伝送装置。2. The apparatus according to claim 1, wherein the additional noise removing unit sets at least one of a zero symbol and a control pilot symbol arranged at both ends of the transmission block signal as a redundant signal to avoid interference with a nearby band. 2. The method according to claim 1, wherein the additional noise is used to estimate and remove the additional noise.
The multi-carrier transmission device according to claim 1. 【請求項３】 前記付加雑音除去手段は、前記送信回路
から受信回路までの伝送区間において前記受信マルチキ
ャリア信号に発生した信号歪みの発生位置および数をそ
れぞれ検出する検出手段を備え、この検出手段の検出結
果と、前記直交変換手段により変換された周波数軸上の
受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の
送信冗長信号との差分値とに基づいて、前記信号歪みに
より前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付加
雑音成分を推定し除去することを特徴とする請求項１記
載のマルチキャリア伝送装置。3. The additional noise removing means includes a detecting means for detecting a position and a number of signal distortions generated in the received multicarrier signal in a transmission section from the transmitting circuit to the receiving circuit, respectively. On the frequency axis based on the signal distortion based on the detection result of the signal and the difference value between the received redundant signal included in the received block signal on the frequency axis converted by the orthogonal transform means and the known transmission redundant signal. 2. The multicarrier transmission apparatus according to claim 1, wherein an additional noise component generated in the received block signal is estimated and removed. 【請求項４】 前記付加雑音除去手段は、検出手段で検
出された信号歪みの数が既知の送信冗長信号により推定
可能な数以下の場合に前記付加雑音成分を推定して除去
するための演算を行ない、前記信号歪みの検出数が既知
の送信冗長信号により推定可能な数を越えている場合に
は前記付加雑音成分を推定して除去するための演算を行
なわないことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリ
ア伝送装置。4. An arithmetic unit for estimating and removing the additional noise component when the number of signal distortions detected by the detection unit is equal to or less than a number that can be estimated by a known transmission redundant signal. Performing an operation for estimating and removing the additional noise component when the number of detections of the signal distortion exceeds a number that can be estimated by a known transmission redundant signal. 3. The multicarrier transmission apparatus according to 3. 【請求項５】 複数系列の送信情報信号に送受間で既知
の複数系列の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号
を生成したのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の
信号から時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア
信号を生成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路
から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行な
うマルチキャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、 この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、 この直交変換手段により得られた周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗長
信号との差分を求め、この差分値を基に、前記受信マル
チキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定するた
めの信号歪み推定手段と、 前記受信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に
配設され、前記信号歪み推定手段により推定された信号
歪みの特性に基づいて、前記受信マルチキャリア信号の
信号歪みを補償する補償手段とを具備したことを特徴と
するマルチキャリア伝送装置。5. A transmission block signal is generated by adding a known plurality of transmission redundant signals between transmission and reception to a plurality of transmission information signals to generate a transmission block signal. A multi-carrier transmission device that performs signal transmission between a transmission device that generates a transmission multi-carrier signal by converting the transmission multi-carrier signal into a signal and transmits the transmission multi-carrier signal from a transmission circuit to a transmission line. A reception circuit for receiving a transmission multicarrier signal arriving via the reception circuit; and a reception block signal reproducing means for reproducing a reception block signal corresponding to the transmission block signal from the reception multicarrier signal received by the reception circuit. And the reception block signal reproduced by the reception block signal reproduction means is converted from the signal on the time axis to the signal on the frequency axis. Orthogonal transforming means for converting the received redundant signal included in the received block signal on the frequency axis obtained by the orthogonal transforming means and the known transmission redundant signal, based on the difference value A signal distortion estimating means for estimating the nature of signal distortion generated in the received multicarrier signal; and a signal distortion estimating means disposed between the receiving circuit and the received block signal reproducing means. And a compensating means for compensating for the signal distortion of the received multicarrier signal based on the characteristic of the signal distortion. 【請求項６】 前記信号歪み推定手段は、近接帯域への
干渉回避のために送信ブロック信号の両端部に配置され
ている零シンボルを、信号歪み推定のための冗長信号と
して使用して信号歪み推定処理を行なうことを特徴とす
る請求項５記載のマルチキャリア伝送装置。6. The signal distortion estimating means uses zero symbols arranged at both ends of a transmission block signal as redundant signals for signal distortion estimation in order to avoid interference with adjacent bands. The multicarrier transmission apparatus according to claim 5, wherein the estimation processing is performed. 【請求項７】 前記信号歪み推定手段は、前記送信回路
から受信回路までの伝送区間で前記受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの発生位置および数を検出する
ための検出手段を備え、この検出手段の検出結果と、前
記直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗長
信号との差分値とに基づいて、前記受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの性質を推定することを特徴と
する請求項５記載のマルチキャリア伝送装置。7. The signal distortion estimating means includes a detecting means for detecting a position and a number of signal distortions occurring in the received multicarrier signal in a transmission section from the transmitting circuit to a receiving circuit. Means for generating the received multicarrier signal based on a detection result of the means and a difference value between the received redundant signal included in the received block signal on the frequency axis converted by the orthogonal transforming means and the known transmission redundant signal. 6. The multi-carrier transmission apparatus according to claim 5, wherein a property of the obtained signal distortion is estimated. 【請求項８】 前記信号歪み推定手段は、検出手段で検
出された信号歪みの数が既知の送信冗長信号により推定
可能な数以下の場合に前記信号歪みを推定するための演
算を行ない、前記信号歪みの検出数が既知の送信冗長信
号により推定可能な数を越えている場合には前記信号歪
みを推定するための演算を行なわないことを特徴とする
請求項７記載のマルチキャリア伝送装置。8. The signal distortion estimating means performs an operation for estimating the signal distortion when the number of signal distortions detected by the detecting means is equal to or less than a number that can be estimated by a known transmission redundant signal. 8. The multicarrier transmission apparatus according to claim 7, wherein when the number of detected signal distortions exceeds a number that can be estimated by a known transmission redundant signal, the calculation for estimating the signal distortion is not performed. 【請求項９】 前記検出手段は、前記受信マルチキャリ
ア信号の信号レベルを、前記送信回路および受信回路の
少なくとも一方のダイナミックレンジに応じて予め設定
したしきい値と比較することにより、信号歪みの発生位
置および数を検出することを特徴とする請求項３又は７
記載のマルチキャリア伝送装置。9. The method according to claim 1, wherein the detecting unit compares a signal level of the received multicarrier signal with a threshold value set in advance according to a dynamic range of at least one of the transmitting circuit and the receiving circuit. 8. The position and number of occurrences are detected.
The multi-carrier transmission device according to claim 1. 【請求項１０】 前記補償手段は、入出力特性可変型の
レベル可変手段を有し、前記信号歪み推定手段による信
号歪み特性の推定結果に基づいて前記レベル可変手段の
入出力特性を可変設定することを特徴とする請求項５記
載のマルチキャリア伝送装置。10. The compensating means has a variable input / output characteristic type variable level means, and variably sets the input / output characteristics of the variable level means based on the estimation result of the signal distortion characteristic by the signal distortion estimating means. The multicarrier transmission apparatus according to claim 5, wherein: 【請求項１１】 複数系列の第１の送信情報信号と、こ
の第１の送信情報信号より優先度の高い複数系列の第２
の送信情報信号とを合成して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この生成された送信マルチキャリア信号を送信回
路から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行
なうマルチキャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、 この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、 この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号のうち、前記第２の送信情報信号に対応する
第２の受信情報信号に対し修正処理を施すための修正手
段と、 この修正手段で修正する前の第２の受信情報信号と、修
正後の第２の受信情報信号とに基づいて、前記信号歪み
により前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付
加雑音成分を推定し除去するための付加雑音除去手段と
を具備したことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。11. A plurality of streams of a first transmission information signal and a plurality of streams of a second stream of higher priority than the first transmission information signal.
A transmission block signal is generated by combining the transmission information signal with the transmission information signal, and the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis to generate a transmission multicarrier signal. In a multicarrier transmission apparatus for performing signal transmission between a transmission circuit and a transmission apparatus for transmitting a multicarrier signal from a transmission circuit to a transmission path, a reception circuit for receiving a transmission multicarrier signal arriving via the transmission path from the transmission apparatus And a receiving block signal reproducing means for reproducing a receiving block signal corresponding to the transmitting block signal from the received multicarrier signal received by the receiving circuit; and a receiving block signal reproduced by the receiving block signal reproducing means. Orthogonal transform means for converting a signal on the time axis into a signal on the frequency axis; Correction means for performing a correction process on a second reception information signal corresponding to the second transmission information signal among the reception block signals on the frequency axis converted by the stage; and before correction by the correction means. Additional noise for estimating and removing an additional noise component generated in a reception block signal on the frequency axis due to the signal distortion, based on the second reception information signal and the corrected second reception information signal A multicarrier transmission apparatus comprising: a removing unit. 【請求項１２】 前記付加雑音除去手段は、前記修正手
段により修正された第２の受信情報信号および修正前の
第２の受信情報信号のスペクトラム成分から、前記周波
数軸上の受信ブロック信号に発生した付加雑音成分を推
定し除去することを特徴とする請求項１１記載のマルチ
キャリア伝送装置。12. The reception block signal on the frequency axis is generated from the second reception information signal corrected by the correction unit and the spectrum component of the second reception information signal before correction. The multicarrier transmission apparatus according to claim 11, wherein the estimated additional noise component is estimated and removed. 【請求項１３】 前記付加雑音除去手段は、前記受信マ
ルチキャリア信号の信号レベルを、前記送信回路および
受信回路の少なくとも一方のダイナミックレンジに応じ
て予め設定したしきい値と比較することにより、信号歪
みの発生位置および発生数を検出する検出手段を有し、
この検出手段による検出結果と、前記修正手段により修
正された第２の受信情報信号および修正前の第２の受信
情報信号とを基に、付加雑音成分を推定し除去すること
を特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送装
置。13. The signal processing apparatus according to claim 1, wherein the additional noise removing unit compares the signal level of the received multicarrier signal with a threshold value set in advance according to a dynamic range of at least one of the transmitting circuit and the receiving circuit. Having a detecting means for detecting the position and number of occurrence of distortion,
An additional noise component is estimated and removed based on a detection result by the detection means, a second received information signal corrected by the correction means, and a second received information signal before correction. Item 12. The multicarrier transmission device according to item 11. 【請求項１４】 複数系列の第１の送信情報信号と、こ
の第１の送信情報信号より優先度の高い複数系列の第２
の送信情報信号とを合成して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この生成された送信マルチキャリア信号を送信回
路から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行
なうマルチキャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、 この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、 この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号のうち、前記第２の送信情報信号に対応する
第２の受信情報信号に対し修正処理を施すための修正手
段と、 この修正手段で修正される前の第２の受信情報信号と、
修正後の第２の受信情報信号とに基づいて、前記受信マ
ルチキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定する
ための信号歪み推定手段と、 前記受信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に
配設され、前記信号歪み推定手段により推定された信号
歪みの性質に基づいて、前記受信マルチキャリア信号の
信号歪みを補償するための補償手段とを具備したことを
特徴とするマルチキャリア伝送装置。14. A plurality of streams of a first transmission information signal and a plurality of streams of a second stream of higher priority than the first transmission information signal.
A transmission block signal is generated by combining the transmission information signal with the transmission information signal, and the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis to generate a transmission multicarrier signal. In a multicarrier transmission apparatus for performing signal transmission between a transmission circuit and a transmission apparatus for transmitting a multicarrier signal from a transmission circuit to a transmission path, a reception circuit for receiving a transmission multicarrier signal arriving via the transmission path from the transmission apparatus And a receiving block signal reproducing means for reproducing a receiving block signal corresponding to the transmitting block signal from the received multicarrier signal received by the receiving circuit; and a receiving block signal reproduced by the receiving block signal reproducing means. Orthogonal transform means for converting a signal on the time axis into a signal on the frequency axis; Correction means for performing correction processing on a second reception information signal corresponding to the second transmission information signal among reception block signals on the frequency axis converted by the stage; and correction by the correction means A previous second received information signal;
Signal distortion estimating means for estimating the nature of signal distortion generated in the received multicarrier signal based on the corrected second received information signal; and between the receiving circuit and the received block signal reproducing means. And a compensating means for compensating for the signal distortion of the received multicarrier signal based on the characteristic of the signal distortion estimated by the signal distortion estimating means. . 【請求項１５】 前記信号歪み推定手段は、前記修正手
段により修正された第２の受信情報信号および修正前の
第２の受信情報信号のスペクトラム成分から、前記受信
マルチキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定す
ることを特徴とする請求項１４記載のマルチキャリア伝
送装置。15. The signal distortion estimating means, based on a spectrum component of the second received information signal corrected by the correcting means and a spectrum component of the second received information signal before correction, generates a signal distortion generated in the received multicarrier signal. 15. The multicarrier transmission apparatus according to claim 14, wherein the characteristic of the multicarrier transmission is estimated. 【請求項１６】 前記信号歪み推定手段は、前記受信マ
ルチキャリア信号の信号レベルを、前記送信回路および
受信回路の少なくとも一方のダイナミックレンジに応じ
て予め設定したしきい値と比較することにより、信号歪
みの発生位置および発生数を検出する検出手段を有し、
この検出手段による検出結果と、前記修正手段により修
正された第２の受信情報信号および修正前の第２の受信
情報信号とを基に、信号歪みの特性を推定することを特
徴とする請求項１４記載のマルチキャリア伝送装置。16. The signal distortion estimating means compares a signal level of the received multi-carrier signal with a threshold value set in advance according to a dynamic range of at least one of the transmitting circuit and the receiving circuit. Having a detecting means for detecting the position and number of occurrence of distortion,
A characteristic of signal distortion is estimated based on a detection result by the detecting means, a second received information signal corrected by the correcting means, and a second received information signal before correction. 15. The multicarrier transmission apparatus according to 14. 【請求項１７】 前記補償手段は、入出力特性可変型の
レベル可変手段を有し、前記信号歪み推定手段による信
号歪み特性の推定結果に基づいて前記レベル可変手段の
入出力特性を可変設定することを特徴とする請求項１４
記載のマルチキャリア伝送装置。17. The compensating means includes an input / output characteristic variable type level varying means, and variably sets the input / output characteristic of the level varying means based on an estimation result of the signal distortion characteristic by the signal distortion estimating means. 15. The method according to claim 14, wherein
The multi-carrier transmission device according to claim 1. 【請求項１８】 複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信号
を再生するための受信ブロック信号再生手段と、 この受信ブロック信号生成手段により再生された受信ブ
ロック信号に含まれる複数の信号要素のうち、所定量を
超える歪みが付加されている信号要素の位置および数を
推定するための検出手段と、 入力された受信ブロック信号を時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換するための直交変換手段と、 この直交変換手段から出力された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる情報信号を復調して情報データを再
生するための復調手段と、 前記直交変換手段から出力された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号を、既知の送信冗長信
号を基に生成した調整信号に置換するための置換手段
と、 この置換手段により信号置換が行われた後の前記周波数
軸上の受信ブロック信号を、時間軸上の受信ブロック信
号に再変換するための逆直交変換手段と、 前記受信ブロック信号生成手段により生成された受信ブ
ロック信号の各信号要素のうち、前記検出手段で所定量
を超える歪みが付加されていると推定された信号要素
を、前記逆直交変換手段から出力された受信ブロック信
号の対応する信号要素に置換するための修正手段と、 制御手段とを具備し、 この制御手段は、 前記受信ブロック信号再生手段から出力された受信ブロ
ック信号を前記直交変換手段に入力するとともに、当該
直交変換手段から出力された受信ブロック信号を前記置
換手段を介して前記逆直交変換手段に入力してその出力
を基に前記修正手段に修正受信ブロック信号を生成させ
る第１の手段と、 この第１の手段により前記修正手段で得られた修正受信
ブロック信号を前記直交変換手段に入力するとともに、
当該直交変換手段から出力された受信ブロック信号を前
記置換手段を介して前記逆直交変換手段に入力してその
出力を基に前記修正手段に修正受信ブロック信号を生成
させる動作を、少なくとも１回実行する第２の手段と、 この第２の手段による動作が終了した後に、前記直交変
換手段から出力された受信ブロック信号を基に前記復調
手段に情報データの復調を行わせる第３の手段とを備え
たことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。18. A transmission block signal is generated by adding a known transmission redundant signal between transmission and reception to transmission information signals of a plurality of streams, and then the transmission block signal is converted from a signal on a frequency axis to a signal on a time axis. A multi-carrier transmission apparatus for transmitting a transmission multi-carrier signal and transmitting a transmission multi-carrier signal from a transmission circuit to a transmission path through a transmission path. A receiving circuit for receiving the transmitted multi-carrier signal, and a receiving block signal reproducing means for reproducing a receiving block signal corresponding to the transmitting block signal from the received multi-carrier signal obtained by the receiving circuit. Among a plurality of signal elements included in the reception block signal reproduced by the reception block signal generation means, a distortion exceeding a predetermined amount Detecting means for estimating the position and number of signal elements to which only the signal block has been added; orthogonal transform means for converting the input received block signal from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis; Demodulation means for demodulating an information signal included in a reception block signal on the frequency axis output from the orthogonal transformation means and reproducing information data, and a reception block signal on the frequency axis output from the orthogonal transformation means Replacement means for replacing a received redundant signal included with an adjustment signal generated based on a known transmission redundant signal, and a reception block signal on the frequency axis after signal replacement is performed by the replacement means. An inverse orthogonal transform unit for re-converting the received block signal into a received block signal on a time axis; Correcting means for replacing a signal element estimated to have added a distortion exceeding a predetermined amount by means with a corresponding signal element of the received block signal output from the inverse orthogonal transform means; andcontrolling means. The control unit includes: a reception block signal output from the reception block signal reproduction unit; and a reception block signal output from the orthogonal transformation unit. First means for inputting to the inverse orthogonal transform means and causing the correction means to generate a corrected reception block signal based on the output thereof; and converting the corrected reception block signal obtained by the correction means by the first means into the orthogonal signal. Input to the conversion means,
An operation of inputting the reception block signal output from the orthogonal transformation unit to the inverse orthogonal transformation unit via the substitution unit and causing the modification unit to generate a modified reception block signal based on the output is executed at least once. And second means for causing the demodulation means to demodulate information data based on the reception block signal output from the orthogonal transformation means after the operation by the second means is completed. A multi-carrier transmission device, comprising: 【請求項１９】 前記制御手段は、前記検出手段により
推定された所定量を超える歪みが付加された信号要素の
数が所定数以下であるか否かを判定する手段をさらに備
え、所定数以下の場合に前記第１、第２および第３の手
段を実行させることを特徴とする請求項１８記載のマル
チキャリア伝送装置。19. The control means further comprises means for determining whether or not the number of signal elements to which distortion exceeding a predetermined amount estimated by the detection means is added is not more than a predetermined number, and 19. The multicarrier transmission apparatus according to claim 18, wherein said first, second, and third means are executed in said case. 【請求項２０】 複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する第１の受信ブロッ
ク信号を再生するための第１の受信ブロック信号再生手
段と、 この第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号を基に当該第１の受信ブロック
信号よりも信号点数の少ない第２の受信ブロック信号を
生成するための第２の受信ブロック信号生成手段と、 前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号に含まれる複数の信号要素のう
ち、所定量を超える歪みが付加されている信号要素の位
置および数を推定するための検出手段と、 前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号の信号要素数に対応する入力信
号点数を有し、入力された信号を時間軸上の信号から周
波数軸上の信号に変換するための第１の直交変換手段
と、 この第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる情報信号を復調して情報デー
タを再生するための復調手段と、 前記第１の直交変換手段よりも少数の入力信号点を有
し、入力された前記第２の受信ブロック信号を時間軸上
の信号から周波数軸上の信号に変換するための第２の直
交変換手段と、 この第２の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
２の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の置換手段と、 前記第２の直交変換手段に対応する入力信号点数を有
し、前記置換手段により信号置換が行われた後の前記第
２の受信ブロック信号を時間軸上の信号に再変換するた
めの逆直交変換手段と、 前記第２の受信ブロック信号生成手段により生成された
第２の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素に対応する信号要素を、前記逆直交変換手段
から出力された第２の受信ブロック信号の対応する信号
要素に置換するための修正手段と、 制御手段とを具備し、 この制御手段は、 前記第２の受信ブロック信号再生手段から出力された第
２の受信ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力
するとともに、当該第２の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第２の受信ブロック信号を前記置換手段を
介して前記逆直交変換手段に入力してその出力を基に前
記修正手段に修正された第２の受信ブロック信号を生成
させる第１の手段と、 この第１の手段により前記修正手段で得られた修正受信
ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力するとと
もに、当該第２の直交変換手段から出力された受信ブロ
ック信号を前記置換手段を介して前記逆直交変換手段に
入力してその出力を基に前記修正手段に修正された第２
の受信ブロック信号を生成させる動作を、少なくとも１
回実行する第２の手段と、 この第２の手段による動作が終了した後に、前記第１の
受信ブロック信号生成手段により生成された第１の受信
ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出手段で所定
量を超える歪みが付加されていると推定された信号要素
を、前記逆直交変換手段から出力された第２の受信ブロ
ック信号の対応する信号要素に置換したのち前記第１の
直交変換手段に入力し、この第１の直交変換手段から出
力された周波数軸上の第１の受信ブロック信号を基に前
記復調手段に情報データの復調を行わせる第３の手段と
を備えたことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。20. A transmission block signal is generated by adding a known transmission redundant signal between transmission and reception to transmission information signals of a plurality of streams, and then the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis. A multi-carrier transmission apparatus for transmitting a transmission multi-carrier signal and transmitting a transmission multi-carrier signal from a transmission circuit to a transmission path through a transmission path. A receiving circuit for receiving the transmitted multi-carrier signal, and a first receiving block for reproducing a first received block signal corresponding to the transmitted block signal from the received multi-carrier signal obtained by the receiving circuit. Signal reproduction means, and the first reception block signal reproduced based on the first reception block signal reproduced by the first reception block signal generation means. A second reception block signal generating means for generating a second reception block signal having a smaller number of signal points than the first reception block signal; and a first reception block signal reproduced by the first reception block signal generation means. Detecting means for estimating the position and number of signal elements to which distortion exceeding a predetermined amount is added, among the plurality of included signal elements; and a first signal reproduced by the first reception block signal generating means. A first orthogonal transformation unit having an input signal number corresponding to the number of signal elements of the reception block signal, and for transforming the input signal from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis; Demodulation means for demodulating an information signal included in a reception block signal on the frequency axis output from the orthogonal transformation means and reproducing information data; and a smaller number of input signals than the first orthogonal transformation means A second orthogonal transformation means for converting the input second received block signal from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis, and output from the second orthogonal transformation means Replacement means for replacing the reception redundant signal included in the second reception block signal on the frequency axis with the adjustment signal generated based on the known transmission redundancy signal, and the second orthogonal transformation means. An inverse orthogonal transforming means having an input signal point and reconverting the second received block signal after the signal replacement is performed by the replacing means into a signal on a time axis; and the second receiving block. Of the signal elements of the second reception block signal generated by the signal generation means, the signal elements corresponding to the signal elements estimated to have a distortion exceeding a predetermined amount added by the detection means are converted to the inverse orthogonal signals. Output from the conversion means Correction means for replacing the received signal with a corresponding signal element of the second reception block signal, and control means, the control means comprising: a second reception block signal output from the second reception block signal reproduction means. A block signal is input to the second orthogonal transform means, and a second received block signal on the frequency axis output from the second orthogonal transform means is input to the inverse orthogonal transform means via the replacement means. First means for causing the correction means to generate a corrected second reception block signal based on the output thereof; and correcting the corrected reception block signal obtained by the correction means by the first means with the second reception block signal. And the received block signal output from the second orthogonal transforming means is input to the inverse orthogonal transforming means via the replacing means, and the received block signal is sent to the correcting means based on the output. Tadashisa the second
The operation for generating the reception block signal of at least one
A second means for executing the first reception block signal, and after the operation by the second means is completed, the detection means among the signal elements of the first reception block signal generated by the first reception block signal generation means. After replacing the signal element estimated to have added a distortion exceeding a predetermined amount with the corresponding signal element of the second reception block signal output from the inverse orthogonal transform means, the first orthogonal transform means And third means for causing the demodulation means to demodulate information data based on the first reception block signal on the frequency axis output from the first orthogonal transformation means. Multi-carrier transmission device. 【請求項２１】 送信装置が複数系列の送信情報信号の
うちの予め定められた所定の系列に優先情報信号を挿入
して送信している場合に、前記第２の受信ブロック信号
生成手段は、前記第１の受信ブロック信号生成手段によ
り生成された第１の受信ブロック信号の中から前記優先
情報信号に対応する所定の信号を選択してこれを第２の
受信ブロック信号として出力することを特徴とする請求
項２０記載のマルチキャリア伝送装置。21. When the transmitting apparatus inserts and transmits a priority information signal into a predetermined sequence of a plurality of transmission information signals, the second reception block signal generation means includes: A predetermined signal corresponding to the priority information signal is selected from among the first reception block signals generated by the first reception block signal generation means, and the selected signal is output as a second reception block signal. The multicarrier transmission apparatus according to claim 20, wherein: 【請求項２２】 複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、 前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、 この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する第１の受信ブロッ
ク信号を再生するための第１の受信ブロック信号再生手
段と、 この第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号を基に当該第１の受信ブロック
信号よりも信号点数の少ない第２の受信ブロック信号を
生成するための第２の受信ブロック信号生成手段と、 前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号に含まれる複数の信号要素のう
ち、所定量を超える歪みが付加されている信号要素の位
置および数を推定するための検出手段と、 前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号の信号要素数に対応する入力信
号点数を有し、入力された信号を時間軸上の信号から周
波数軸上の信号に変換するための第１の直交変換手段
と、 この第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる情報信号を復調して情報デー
タを再生するための復調手段と、 前記第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
１の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の第１の置換手段と、 この第１の置換手段により信号置換が行われた後の前記
周波数軸上の第１の受信ブロック信号を、時間軸上の受
信ブロック信号に再変換するための第１の逆直交変換手
段と、 前記第１の受信ブロック信号生成手段により生成された
第１の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素を、前記第１の逆直交変換手段から出力され
た受信ブロック信号の対応する信号要素に置換するため
の第１の修正手段と、 前記第１の直交変換手段よりも少数の入力信号点を有
し、入力された前記第２の受信ブロック信号を時間軸上
の信号から周波数軸上の信号に変換するための第２の直
交変換手段と、 この第２の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
２の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の第２の置換手段と、 前記第２の直交変換手段に対応する入力信号点数を有
し、前記第２の置換手段により信号置換が行われた後の
前記第２の受信ブロック信号を時間軸上の信号に再変換
するための第２の逆直交変換手段と、 前記第２の受信ブロック信号生成手段により生成された
第２の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素に対応する信号要素を、前記第２の逆直交変
換手段から出力された受信ブロック信号の対応する信号
要素に置換するための第２の修正手段と、 前記第１の受信ブロック信号再生手段から出力された第
１の受信ブロック信号を前記第１の直交変換手段に入力
するとともに、当該第１の直交変換手段から出力された
受信ブロック信号を前記第１の置換手段を介して前記第
１の逆直交変換手段に入力してその出力を基に前記第１
の修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる第１の
手段と、この第１の手段により前記第１の修正手段で得
られた修正受信ブロック信号を前記第１の直交変換手段
に入力するとともに、当該第１の直交変換手段から出力
された受信ブロック信号を前記第１の置換手段を介して
前記第１の逆直交変換手段に入力してその出力を基に前
記第１の修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる
動作を、少なくとも１回実行する第２の手段と、この第
２の手段による動作が終了した後に、前記第１の直交変
換手段から出力された第１の受信ブロック信号を基に前
記復調手段に情報データの復調を行わせる第３の手段と
を備えた第１の制御手段と、 前記第２の受信ブロック信号再生手段から出力された第
２の受信ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力
するとともに、当該第２の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第２の受信ブロック信号を前記第２の置換
手段を介して前記第２の逆直交変換手段に入力してその
出力を基に前記第２の修正手段に修正された第２の受信
ブロック信号を生成させる第１の手段と、この第１の手
段により前記第２の修正手段で得られた修正受信ブロッ
ク信号を前記第２の直交変換手段に入力するとともに、
当該第２の直交変換手段から出力された受信ブロック信
号を前記第２の置換手段を介して前記第２の逆直交変換
手段に入力してその出力を基に前記第２の修正手段に修
正された第２の受信ブロック信号を生成させる動作を、
少なくとも１回実行する第２の手段と、この第２の手段
による動作が終了した後に、前記第１の受信ブロック信
号生成手段により生成された第１の受信ブロック信号の
各信号要素のうち、前記検出手段で所定量を超える歪み
が付加されていると推定された信号要素を、前記第２の
逆直交変換手段から出力された第２の受信ブロック信号
の対応する信号要素に置換したのち前記第１の直交変換
手段に入力し、この第１の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第１の受信ブロック信号を基に前記復調手
段に情報データの復調を行わせる第３の手段とを備えた
第２の制御手段と、 前記検出手段により推定された、所定量を超える歪みが
付加されている信号要素の数が所定数より多いか否かを
判定し、所定数よりも多いと判定された場合には前記第
１の制御手段により制御を行わせ、一方所定数以下と判
定された場合には前記第２の制御手段に制御を行わせる
選択手段とを具備したことを特徴とするマルチキャリア
伝送装置。22. A transmission block signal is generated by adding a known transmission redundant signal between transmission and reception to transmission information signals of a plurality of streams, and then the transmission block signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis. A multi-carrier transmission apparatus for transmitting a transmission multi-carrier signal and transmitting a transmission multi-carrier signal from a transmission circuit to a transmission path through a transmission path. A receiving circuit for receiving the transmitted multi-carrier signal, and a first receiving block for reproducing a first received block signal corresponding to the transmitted block signal from the received multi-carrier signal obtained by the receiving circuit. Signal reproduction means, and the first reception block signal reproduced based on the first reception block signal reproduced by the first reception block signal generation means. A second reception block signal generating means for generating a second reception block signal having a smaller number of signal points than the first reception block signal; and a first reception block signal reproduced by the first reception block signal generation means. Detecting means for estimating the position and number of signal elements to which distortion exceeding a predetermined amount is added, among the plurality of included signal elements; and a first signal reproduced by the first reception block signal generating means. A first orthogonal transformation unit having an input signal number corresponding to the number of signal elements of the reception block signal, and for transforming the input signal from a signal on the time axis to a signal on the frequency axis; Demodulation means for demodulating an information signal included in a reception block signal on a frequency axis output from the orthogonal transformation means to reproduce information data; and a frequency outputted from the first orthogonal transformation means. First replacement means for replacing the received redundant signal included in the first received block signal on the axis with an adjustment signal generated based on a known transmission redundant signal; and signal replacement by the first replacement means. First inverse orthogonal transforming means for re-converting the first received block signal on the frequency axis after performing the above into a received block signal on the time axis; and the first received block signal generating means. Of the signal elements of the first received block signal generated by the above, the signal element estimated to have added a distortion exceeding a predetermined amount by the detection means is output from the first inverse orthogonal transformation means. Correcting means for replacing the received signal with a corresponding signal element of the received block signal, the signal having a smaller number of input signal points than the first orthogonal transform means, and Loop from signal on time axis A second orthogonal transform unit for converting into a signal on several axes, and a reception redundant signal included in the second reception block signal on the frequency axis output from the second orthogonal transform unit, which is transmitted by a known transmission method. A second substituting unit for substituting an adjustment signal generated based on the redundant signal, and an input signal point corresponding to the second orthogonal transforming unit, wherein the second substituting unit performs signal substitution. Second inverse orthogonal transform means for re-converting the second received block signal after being converted into a signal on the time axis, and a second received block signal generated by the second received block signal generating means Of the signal elements of the above, a signal element corresponding to a signal element estimated to have added a distortion exceeding a predetermined amount by the detection means is converted to a reception block signal output from the second inverse orthogonal transformation means. Replace with corresponding signal element Correction means for inputting the first reception block signal output from the first reception block signal reproducing means to the first orthogonal transformation means, and The output reception block signal is input to the first inverse orthogonal transform means via the first replacement means, and the first inverse orthogonal transform means is used to perform the first
A first means for causing the correction means to generate a corrected reception block signal, and a correction reception block signal obtained by the first correction means by the first means being input to the first orthogonal transformation means, The reception block signal output from the first orthogonal transformation means is input to the first inverse orthogonal transformation means via the first substitution means, and the modified reception signal is received by the first modification means based on the output. Second means for executing the operation of generating the block signal at least once, and, based on the first received block signal output from the first orthogonal transform means after the operation of the second means is completed. A first control means comprising: a third means for causing the demodulation means to demodulate information data; and a second reception block signal output from the second reception block signal reproducing means, Orthogonal transformation of Means, and the second received block signal on the frequency axis output from the second orthogonal transform means is input to the second inverse orthogonal transform means via the second replacing means, First means for causing the second correction means to generate a corrected second reception block signal based on the output, and converting the corrected reception block signal obtained by the second correction means by the first means. While input to the second orthogonal transformation means,
The received block signal output from the second orthogonal transform means is input to the second inverse orthogonal transform means via the second replacing means, and is corrected by the second correcting means based on the output. The operation of generating the second reception block signal,
Second means for executing at least once, and after the operation by the second means is completed, among the signal elements of the first reception block signal generated by the first reception block signal generation means, After replacing the signal element estimated by the detecting means to have added a distortion exceeding a predetermined amount with the corresponding signal element of the second received block signal output from the second inverse orthogonal transforming means, And a third means for inputting the data to the first orthogonal transformation means and causing the demodulation means to demodulate information data based on the first reception block signal on the frequency axis output from the first orthogonal transformation means. Determining whether the number of signal elements to which distortion exceeding a predetermined amount is added, estimated by the second control means, is greater than a predetermined number, and determining that the number is greater than the predetermined number. If said A multicarrier transmission apparatus comprising: a selection unit that controls the first control unit and controls the second control unit when the number is determined to be equal to or less than a predetermined number.
JP23292997A 1996-08-30 1997-08-28 Multi-carrier transmission equipment Expired - Fee Related JP3462373B2 (en)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP23292997A JP3462373B2 (en) 1996-08-30 1997-08-28 Multi-carrier transmission equipment
EP98938944A EP0942547A4 (en) 1997-08-28 1998-08-24 Multi-carrier transmitter
CA002269549A CA2269549A1 (en) 1997-08-28 1998-08-24 Multi-carrier transmitter
PCT/JP1998/003728 WO1999012294A1 (en) 1997-08-28 1998-08-24 Multi-carrier transmitter

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP23088896 1996-08-30
JP8-230888 1996-08-30
JP23292997A JP3462373B2 (en) 1996-08-30 1997-08-28 Multi-carrier transmission equipment

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH10126374A true JPH10126374A (en) 1998-05-15
JP3462373B2 JP3462373B2 (en) 2003-11-05

Family

ID=26529595

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP23292997A Expired - Fee Related JP3462373B2 (en) 1996-08-30 1997-08-28 Multi-carrier transmission equipment

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3462373B2 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003047142A1 (en) * 2001-11-26 2003-06-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio transmission apparatus and radio transmission method
WO2004002035A1 (en) * 2002-06-20 2003-12-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Ofdm receiving apparatus and ofdm signal correcting method
US7016298B2 (en) 2000-06-23 2006-03-21 Hitachi Kokusai Electric Inc. Signal transmission/reception system of orthogonal frequency division multiplexing
JP2008516499A (en) * 2004-10-06 2008-05-15 ノキア コーポレイション Recover clipped signal peaks at the receiver site

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7016298B2 (en) 2000-06-23 2006-03-21 Hitachi Kokusai Electric Inc. Signal transmission/reception system of orthogonal frequency division multiplexing
WO2003047142A1 (en) * 2001-11-26 2003-06-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio transmission apparatus and radio transmission method
US7298722B2 (en) 2001-11-26 2007-11-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio transmission apparatus and radio transmission method
WO2004002035A1 (en) * 2002-06-20 2003-12-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Ofdm receiving apparatus and ofdm signal correcting method
JP2008516499A (en) * 2004-10-06 2008-05-15 ノキア コーポレイション Recover clipped signal peaks at the receiver site

Also Published As

Publication number Publication date
JP3462373B2 (en) 2003-11-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5598436A (en) Digital transmission system with predistortion
JP4846715B2 (en) Power amplifier linearization method and apparatus using predistortion in frequency domain
US5406551A (en) Method and apparatus for digital signal transmission using orthogonal frequency division multiplexing
US8346292B2 (en) Method and system for reduction of peak-to-average power ratio of transmission signals comprising overlapping waveforms
US7924956B2 (en) System and method for compensation of non-linear transmitter distortion
CN101341677B (en) Inter-carrier interference removal device and reception device using the same
US5105445A (en) Predistortion arrangement for a digital transmission system
EP1037442B1 (en) OFDM communication apparatus
US20080008084A1 (en) Method and apparatus for performing digital communications
US7499509B2 (en) Receiver for compensating nonlinearly distorted multicarrier signals
JP2001069117A (en) Ofdm communication equipment and propagation path estimating method
TW200537822A (en) Peak-to-average power reduction for fm OFDM transmission
KR100763992B1 (en) Apparatus for creating, demodulating, transmitting and receiving othorgonal frequency division multiplexing symbol
EP1168746A2 (en) Data allocation to aid frequency-domain interpolation
JP3451947B2 (en) OFDM modulator
US7085327B2 (en) Phasor fragmentation circuitry and method for processing modulated signals having non-constant envelopes
US20180375706A1 (en) Method and apparatus for receiving a reduced peak to average power ratio signal
JP3521016B2 (en) Method and apparatus for receiving orthogonal frequency division multiplexed signal
JP3130716B2 (en) OFDM transmitter and OFDM receiver
JP3462373B2 (en) Multi-carrier transmission equipment
JP2001069118A (en) Ofdm communication equipment and propagation path estimating method
JP4153906B2 (en) Communication apparatus, transmission method, and reception method
US7308041B1 (en) Method and transmitter for transmitting radio signals
EP0942547A1 (en) Multi-carrier transmitter
JP3614451B2 (en) High-definition television signal processing system

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070815

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080815

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090815

Year of fee payment: 6

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees