JPH10117403A - Hybrid drive system for electric car - Google Patents
Hybrid drive system for electric carInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明はハイブリッド駆動
電気車に係わり、特に、ガソリンエンジン，発電機，電
動機そしてバッテリーで構成したハイブリッド駆動シス
テムに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a hybrid drive electric vehicle, and more particularly, to a hybrid drive system including a gasoline engine, a generator, an electric motor, and a battery.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電気車用ハイブリッド駆動システムは一
般に、エンジンによって駆動される発電機と、バッテリ
ーと、発電機もしくはバッテリーを電源とする車両駆動
用電動機と、発電機及び電動機の各駆動回路とで構成さ
れ、各駆動回路が電力変換器を含む構成となっている。
車両の駆動方式としては、エンジンと発電機及び電動機
が直列接続されるシリーズ型と、エンジンと発電機及び
電動機とが並列接続されるパラレル型とが知られてい
る。シリーズ型では、車両は常に電動機で駆動され、電
動機の電源をバッテリーもしくはエンジンに接続された
発電機から得ると共にエンジンに接続された発電機によ
りバッテリーを充電する。一方、パラレル型では、車両
が電動機もしくはエンジンで駆動され、電動機の電源は
バッテリーから得る。2. Description of the Related Art In general, a hybrid drive system for an electric vehicle includes a generator driven by an engine, a battery, a motor for driving a vehicle driven by the generator or the battery, and drive circuits for the generator and the motor. And each drive circuit includes a power converter.
As a vehicle driving system, a series type in which an engine, a generator, and an electric motor are connected in series and a parallel type in which an engine, a generator, and an electric motor are connected in parallel are known. In the series type, the vehicle is always driven by an electric motor, and the electric power of the electric motor is obtained from a battery or a generator connected to the engine, and the battery is charged by the generator connected to the engine. On the other hand, in the parallel type, the vehicle is driven by an electric motor or an engine, and the electric power of the electric motor is obtained from a battery.
【０００３】この種のハイブリッド駆動システムの公知
例として、たとえば特開平7−336809号公報に記載され
たものがある。上記公知例はシリーズ型のハイブリッド
駆動システムであり、エンジン，発電機そしてダイオー
ド整流回路によりバッテリーを充電する構成となってい
る。この構成では、発電機の出力応答特性は、エンジン
の応答性及び発電機の界磁電流の応答性で決まる。A known example of this kind of hybrid drive system is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-336809. The above-mentioned known example is a series-type hybrid drive system in which a battery is charged by an engine, a generator, and a diode rectifier circuit. In this configuration, the output response characteristic of the generator is determined by the response of the engine and the response of the field current of the generator.
【０００４】一般に、エンジンは電気機器に比べて応答
速度が遅い。また、界磁型の発電機は界磁巻線特有の応
答遅れが有る。そのため、電動機の駆動回路とインバー
タで構成した電動機制御系の応答性に比べて、発電機制
御系の応答性が低く、高応答化は期待できないと考えら
れる。[0004] Generally, the response speed of an engine is lower than that of an electric device. Further, the field-type generator has a response delay peculiar to the field winding. Therefore, it is considered that the responsiveness of the generator control system is lower than the responsiveness of the motor control system including the drive circuit of the motor and the inverter, and high response cannot be expected.
【０００５】また、交流発電機の電流制御のために、角
度センサや磁極位置センサの出力を利用するため、発電
機制御システムの構成が複雑になり、設置スペースを必
要としている。In addition, since the outputs of the angle sensor and the magnetic pole position sensor are used for controlling the current of the AC generator, the configuration of the generator control system is complicated, and an installation space is required.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ハイ
ブリッド駆動システムにおいて、バッテリーを充電する
発電機制御系を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高
応答化することにある。本発明の他の目的は、ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、発電機制御システムの構成
を簡単にして、省スペース化を図ることにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a hybrid drive system having a high response of a generator control system for charging a battery, which is equivalent to a motor control system for driving a vehicle. Another object of the present invention is to simplify the configuration of a generator control system in a hybrid drive system to save space.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、エンジ
ンに接続された発電機，バッテリー及び車両駆動用電動
機で構成された電気車用ハイブリッド駆動システムにお
いて、電動機及び発電機に交流機を用い、これら交流機
を駆動する電力変換器としての逆変換器，順変換器各々
を同一の主回路構成としたハイブリッド駆動システムに
ある。SUMMARY OF THE INVENTION A feature of the present invention is that in an electric vehicle hybrid drive system including a generator connected to an engine, a battery, and a motor for driving a vehicle, an AC machine is used for the motor and the generator. And a hybrid drive system in which each of an inverter and a forward converter as power converters for driving these AC machines has the same main circuit configuration.
【０００８】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、主回路構成として６ヶのパワー素
子を用いた３相ブリッチ回路とすることにある。Another feature of the present invention is that in the above-mentioned hybrid drive system, a three-phase rich circuit using six power elements as a main circuit configuration.
【０００９】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、これら主回路のパワー素子の変調
方式を同一とすることにある。Another feature of the present invention is that in the above-mentioned hybrid drive system, the modulation schemes of the power elements of these main circuits are the same.
【００１０】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、交流電動機と交流発電機の電流制
御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電流
制御とすることにある。Another feature of the present invention is that in the above-described hybrid drive system, the current control method of the AC motor and the AC generator is dq-axis current control represented by the same excitation component and torque component.
【００１１】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、両変換器の直流成分電流制御系の
応答を同一にすることにある。Another feature of the present invention is that in the hybrid drive system, the DC component current control systems of both converters have the same response.
【００１２】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、エンジンがアイドリング状態では
発電機の誘起電圧を、発電制御状態ではｄｑ軸電流制御
処理の内部データである交流電圧指令信号の位相信号を
用いて電流制御処理で使用する位相信号を作成すること
にある。Another feature of the present invention is that, in the above-mentioned hybrid drive system, the induced voltage of the generator is provided when the engine is idling, and the phase signal of the AC voltage command signal which is internal data of the dq-axis current control processing is provided when the engine is in the power generation control state. To generate a phase signal used in the current control processing.
【００１３】本発明によれば、交流機を駆動する逆変換
器，順変換器各々の電力変換器を同一主回路構成とした
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同じ程度に高応答化す
ることが可能となる。According to the present invention, the power converter of each of the inverter and the forward converter for driving the AC machine has the same main circuit configuration. Response can be made as high as that of a motor control system.
【００１４】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化が可能となる。Further, by making the control method of the same main circuit configuration the same, the response characteristics of the generator control system for charging the battery can be further improved. Further, by setting the current control method of the AC generator to sensorless control without using a rotation sensor constituted by an angle sensor and a magnetic pole position sensor, it is possible to save space in the hybrid drive system.
【００１５】[0015]
【発明の実施の形態】以下、図によって本発明の実施例
を説明する。まず、図１は、本発明の一実施例になる電
気車用シリーズ型ハイブリッド駆動システムの構成を示
すものである。電動機１は永久磁石型同期電動機であ
り、電力変換器として逆変換器すなわちインバータ２を
用いる。永久磁石型同期電動機１には、その回転角度セ
ンサであるエンコーダ３及び磁極位置を検出する磁極位
置検出器４が直結されている。電動機制御ユニット（Ｍ
ＣＵ）５は、エンコーダ３と磁極位置検出器４の出力及
び電流検出器６の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
インバータ２を制御する。発電機７は永久磁石型同期発
電機であり、電力変換器として順変換器すなわちコンバ
ータ８を用いる。発電機制御ユニット（ＧＣＵ）９は、
電流検出器１０の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
コンバータ８を制御する。発電機制御ユニット９は、永
久磁石型同期発電機７に回転センサを取り付けないセン
サレス制御方式とする。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, FIG. 1 shows a configuration of a series-type hybrid drive system for an electric vehicle according to an embodiment of the present invention. The motor 1 is a permanent magnet type synchronous motor, and uses an inverter, that is, an inverter 2 as a power converter. The encoder 3 as a rotation angle sensor and a magnetic pole position detector 4 for detecting a magnetic pole position are directly connected to the permanent magnet type synchronous motor 1. Motor control unit (M
CU) 5 generates a PWM signal based on the outputs of the encoder 3 and the magnetic pole position detector 4 and the output of the current detector 6,
The inverter 2 is controlled. The generator 7 is a permanent magnet type synchronous generator, and uses a forward converter, that is, a converter 8 as a power converter. The generator control unit (GCU) 9
Generating a PWM signal based on the output of the current detector 10;
The converter 8 is controlled. The generator control unit 9 employs a sensorless control system in which a rotation sensor is not attached to the permanent magnet type synchronous generator 7.
【００１６】図１のシリーズ型ハイブリッド駆動システ
ムにおいて、電気車は常に永久磁石型同期電動機１で駆
動され、この電動機１の電源を、バッテリー１２もしく
はガソリンエンジン１１で駆動される永久磁石型同期発
電機７から得る。また、永久磁石型同期発電機７により
バッテリー１２を充電する。エンジン１１は、エンジン
制御ユニット（ＥＣＵ）１３により制御される。１４は
コンタクタ、３０は車輪である。In the series-type hybrid drive system shown in FIG. 1, the electric vehicle is always driven by a permanent magnet synchronous motor 1, and the electric power of the electric motor 1 is supplied by a battery 12 or a gasoline engine 11. Obtain from 7. Further, the battery 12 is charged by the permanent magnet type synchronous generator 7. The engine 11 is controlled by an engine control unit (ECU) 13. 14 is a contactor and 30 is a wheel.
【００１７】ハイブリッド駆動システム制御部１５は、
アクセルペタル１６及びブレーキペタル１７の操作量に
応じて電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送り、電動機１がアクセルペタル１６及びブレーキペ
タル１７の操作量に対応したトルクを発生するように制
御する。ハイブリッド駆動システム制御部１５は、ま
た、発電機制御ユニット９及びエンジン制御ユニット１
３にそれぞれ、発電指令ＫＷ* ，エンジン回転数指令Ｎ
Ｅ* を送り、バッテリー１２もしくは電動機１に所定の
電力が供給されるように、発電機７の発電量及びエンジ
ン１１の回転数を制御する。The hybrid drive system control unit 15
The motor control unit 5 issues a motor torque command τM * according to the operation amounts of the accelerator petal 16 and the brake petal 17.
To control the motor 1 to generate a torque corresponding to the operation amount of the accelerator petal 16 and the brake petal 17. The hybrid drive system control unit 15 further includes a generator control unit 9 and an engine control unit 1.
3, a power generation command KW * and an engine speed command N
E * is sent to control the amount of power generated by the generator 7 and the number of revolutions of the engine 11 so that predetermined power is supplied to the battery 12 or the electric motor 1.
【００１８】図２に示すように、インバータ２とコンバ
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２０，８０と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２１，８１を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２の容量は、コンバータ８の容量の数倍あるので、
主回路を構成する各要素（２０と８０，２１と８１，２
３と８３）の容量はそれぞれ異なる。As shown in FIG. 2, the inverter 2 and the converter 8 have the same main circuit configuration. That is, each of the inverter 2 and the converter 8 is constituted by using six power elements (IGBTs) 20 and 80 and diodes 21 and 81 connected in parallel to each power element. The circuit includes three-phase rich circuits 22 and 82 for controlling the current flowing through the windings of the V and W phases, and one smoothing capacitor 23 and 83. However, since the capacity of the inverter 2 is several times the capacity of the converter 8,
Each element constituting the main circuit (20 and 80, 21 and 81 and 2)
3 and 83) have different capacities.
【００１９】電動機制御ユニット５は、電流検出器６，
磁極位置検出手段４及びエンコーダ３の各検出値と、ト
ルク指令発生手段１８から送られてきたトルク指令値τ
Ｍ*を基に、インバータ２のパワー素子を制御するＰＷ
Ｍ信号を生成する。The motor control unit 5 includes a current detector 6,
Each detected value of the magnetic pole position detecting means 4 and the encoder 3 and the torque command value τ sent from the torque command generating means 18
PW that controls the power element of inverter 2 based on M *
Generate an M signal.
【００２０】図３に、電動機制御ユニット５の内部処理
のブロック図を示す。電動機制御ユニット５は、ＩｄＩ
ｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４，２／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。電動
機制御ユニットはさらに、Ｉｑ制御手段２２４及びＩｄ
制御手段２２６を備えている。FIG. 3 is a block diagram showing the internal processing of the motor control unit 5. The motor control unit 5 uses IdI
q detector 202, IdIq current control means 204, 2/3
It comprises a phase converter 206, a PWM controller 208, a phase calculator 210, and a speed calculator 212. The speed calculating means 212 is connected to the encoder 3, and the phase calculating means 210 is connected to the magnetic pole position detecting means 4. The motor control unit further comprises Iq control means 224 and Id
Control means 226 is provided.
【００２１】電動機制御ユニット５において、トルク分
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＭ* をもとに算出するためのＩｑ制御手段２２４で
算出する。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*は、トルク指
令値τＭ*とエンコーダ２６からのパルス信号から速度
演算手段２１２で演算した回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６を介して算出する。このようにして、電動機制
御ユニットにおけるＩｄ，Ｉｑ制御手段は回転数をもと
に高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出
する。In the motor control unit 5, the command value Iq * of the q-axis current corresponding to the torque component current is calculated by Iq control means 224 for calculating based on the torque command value τM *. On the other hand, the command value Id * of the d-axis current is calculated via the Id control means 226 based on the rotational speed calculated by the speed calculation means 212 from the torque command value τM * and the pulse signal from the encoder 26. In this way, the Id, Iq control means in the motor control unit calculates the current command values Iq *, Id * required for high-efficiency control based on the rotation speed.
【００２２】ＩｄＩｑ検出手段２０２は、電流検出器６
で検出した電動機電流の３相交流電流について３相／２
相の座標変換処理を行い、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算
出する。これらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもと
に、ＩｄＩｑ電流制御手段２０４は、比例あるいは比例
積分電流制御処理を行い、電圧指令値Ｖｑ*，Ｖｄ*を算
出する。The IdIq detecting means 202 includes a current detector 6
The three-phase AC current of the motor current detected in step 3/2
A phase coordinate conversion process is performed to calculate d- and q-axis currents Id, Iq. Based on these detected values and the command values Iq *, Id *, the IdIq current control means 204 performs a proportional or proportional-integral current control process to calculate voltage command values Vq *, Vd *.
【００２３】さらに、２／３相変換手段２０６におい
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
ＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆動する。このよ
うにして電動機１にＰＷＭ制御された電圧を印加するこ
とにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制
御する。Further, the 2 / 3-phase conversion means 206 converts the coordinates of the 2-phase / 3-phase into three-phase AC voltage command values VU.
*, VV *, VW * are calculated. PWM control means 208
Performs a comparison process between the voltage command values VU *, VV *, and VW * with a carrier signal of a triangular wave signal, generates a PWM signal of the inverter 2, and drives the inverter 2. By applying the PWM-controlled voltage to the motor 1 in this manner, the motor current is controlled to the current command values Iq * and Id *.
【００２４】なお、２／３相変換処理２０６，ＩｄＩｑ
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１，
θ２は、位相演算手段２１０において、電動機１の誘起
電圧と同位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転
角度信号（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出
力から算出する。The 2/3 phase conversion processing 206, IdIq
The phase angles θ1,
θ2 is calculated from the outputs of the magnetic pole position detector 4 that outputs a signal having the same phase as the induced voltage of the electric motor 1 and the encoder 3 that outputs a rotation angle signal (pulse signal).
【００２５】この磁極位置検出器４の出力信号と電動機
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する、電動機制御ユニット
５内部の位相角θ１，θ２の位相関係を図５に示す。位
相信号は、エンコーダ３のパルス信号を累積する位相演
算手段２１０で演算され、鋸波状信号となる。磁極位置
検出器４の出力信号である磁極位置信号は、電動機１の
誘起電圧Ｅ０と同期させる。このような処理を行うこと
によって、電動機１は、トルク指令値τＭ* のトルク
で、かつ損失を最小とする、高効率で制御される。FIG. 5 shows the phase relationship of the phase angles θ1 and θ2 inside the motor control unit 5 with respect to the output signal of the magnetic pole position detector 4, the motor current I1 and the induced voltage E0. The phase signal is calculated by the phase calculating means 210 that accumulates the pulse signal of the encoder 3 and becomes a sawtooth signal. The magnetic pole position signal, which is the output signal of the magnetic pole position detector 4, is synchronized with the induced voltage E0 of the electric motor 1. By performing such a process, the electric motor 1 is controlled with high efficiency by using the torque of the torque command value τM * and minimizing the loss.
【００２６】そのときの電動機１のベクトル図を図６に
示す。高効率点を得るためのＩｑ*,Ｉｄ* により、最適
な進み角β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ* ／Ｉｑ* ））で制
御される。なお、進み角βの基準点は図５に示すｔ０時
点であり、このｔ０時点で制御されている電流Ｉ１を破
線で示す。FIG. 6 shows a vector diagram of the motor 1 at that time. The optimum lead angle β (β = tan-1 (Id * / Iq *)) is controlled by Iq * and Id * for obtaining a high efficiency point. The reference point of the advance angle β is the time point t0 shown in FIG. 5, and the current I1 controlled at the time point t0 is indicated by a broken line.
【００２７】電動機１の出力トルクは（１）式で示され
る。The output torque of the electric motor 1 is expressed by equation (1).
【００２８】 τＭ＝Ｐｎ［｛Ｅ０＋（１−ρ）ＬｄＩｄ｝Ｉｑ］ …（１） ただし、Ｐｎは定数、ρはＬｑとＬｄの比、Ｅ０は誘起
電圧である。ΤM = Pn [｛E0 + (1-ρ) LdId｝ Iq] (1) where Pn is a constant, ρ is a ratio between Lq and Ld, and E0 is an induced voltage.
【００２９】（１）式において、右辺第１項は同期トル
ク、第２項はリアクタンストルクと呼ばれている。In the equation (1), the first term on the right side is called synchronous torque, and the second term is called reactance torque.
【００３０】電動機への印加電圧一定とし、進み角βを
可変としたトルク特性は、図７に示すようになる。同期
トルク及びリアクタンストルクの和が発生トルクτＭで
ある。このように（１）式のρが１よりも大きい逆突極
特性をもつ同期電動機は進み角βが４５度付近で最大ト
ルクを発生するので、この角度以上で制御される。この
ような動作で電気自動車は駆動される。FIG. 7 shows torque characteristics in which the voltage applied to the motor is constant and the lead angle β is variable. The sum of the synchronous torque and the reactance torque is the generated torque τM. As described above, since the synchronous motor having the reverse salient pole characteristic in which the ρ of the equation (1) is larger than 1 generates the maximum torque when the lead angle β is around 45 degrees, the control is performed at the angle or more. The electric vehicle is driven by such an operation.
【００３１】図４は、発電機制御ユニット９の構成例を
示すブロック図である。発電機制御ユニット９は、Ｉｄ
Ｉｑ検出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／
３相変換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演
算手段３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相
演算手段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、
アイドリングモードと発電モードを切り替えるモード切
替手段３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８
に選択的に接続される。発電モード時において、ゼロ検
出器３１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交
流電圧指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、
ゼロ検出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発
電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧の
ゼロクロス点を検出する。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the generator control unit 9. The generator control unit 9 has the Id
Iq detector 302, IdIq current control means 304, 2 /
A three-phase converter 306, a PWM controller 308, a phase calculator 310, and a speed calculator 312 are provided. The input signals of the phase calculator 310 and the speed calculator 312 are:
Zero detector 316 or 318 via mode switching means 314 for switching between the idling mode and the power generation mode
Selectively connected to In the power generation mode, the zero detector 316 detects a zero cross point of the AC voltage command value VU * output from the 2/3 phase conversion means 306. Also,
The zero detector 318 detects a zero cross point of the generator induced voltage obtained from the output terminal 319 of the generator 7 in the idling mode.
【００３２】発電機制御ユニット９はさらに、Ｉｑ制御
手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えている。トル
ク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ* と速度演算手
段３１２で演算した発電機回転数ＮＧを基に、トルク指
令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成する。ただし、ｋは定
数。The generator control unit 9 further includes an Iq control means 324 and an Id control means 326. The torque command generator 19 generates a torque command τG * = k × KW * / NG based on the power generation amount command KW * and the generator speed NG calculated by the speed calculator 312. Here, k is a constant.
【００３３】発電機制御ユニット９において、トルク分
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２
４で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トル
ク指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数
ＮＧをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。In the generator control unit 9, the command value Iq * of the q-axis current corresponding to the torque component current is calculated by the Iq control means 32 based on the torque command value τG * and the generator speed NG.
Calculate with 4. The command value Id * of the d-axis current is also calculated via the Id control means 326 based on the torque command value τG * and the rotational speed NG calculated by the speed calculation means 312.
【００３４】発電機制御ユニット９におけるＩｑ制御手
段３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに
高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、セン
サレス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度
ＮＧは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算
処理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリング
モードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コ
ンバータ８を停止して発電制御を行わない。このとき
は、発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起
電圧のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行
う。エンジンがアイドリング回転数より大きな回転数の
ときは発電モードに切り替えて発電制御開始とするため
に、位相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* をもと
に位相演算を行う。このように、前記交流発電機の電流
制御方式として、直流成分すなわちｄｑ軸電流制御処理
の内部データである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用
いて、電流制御処理で使用する位相信号Ｅ１，Ｅ２を作
成する。The Iq control means 324 and Id control means 326 in the generator control unit 9 calculate current command values Iq * and Id * required for high-efficiency control based on the rotational speed NG. In the present invention, sensorless control is adopted in consideration of a simplified circuit configuration and a limited space factor of an engine room. That is, the speed NG of the generator 7 is determined by the following arithmetic processing without being detected using the rotation sensor. First, when the shift switch is in the idling mode, the engine is at the idling speed, and the converter 8 is stopped to perform no power generation control. At this time, phase calculation and speed calculation are performed based on the zero detection signal of the generator induced voltage obtained from the output terminal 319 of the generator 7. When the engine speed is higher than the idling speed, the phase calculating means 310 performs a phase calculation based on the AC voltage command Vu * to switch to the power generation mode and start the power generation control. As described above, as the current control method of the AC generator, the phase signals E1 and E2 used in the current control process are used by using the DC component, that is, the phase signal of the AC voltage command Vu * which is the internal data of the dq-axis current control process. Create
【００３５】ＩｄＩｑ検出手段３０２は、発電機電流の
３相交流電流をもとに位相信号θ２を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。The IdIq detecting means 302 calculates d- and q-axis currents Id and Iq by performing three-phase / two-phase coordinate conversion using the phase signal θ2 based on the three-phase alternating current of the generator current. Based on these detected values and the command values Iq * and Id *, IdIq
The current control unit 304 performs a proportional or proportional-integral compensation process to calculate voltage command values Vq * and Vd *.
【００３６】さらに、位相信号θ１を用いて２／３相変
換手段３０６において、２相／３相の座標変換処理を行
い、３相交流電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出
する。ＰＷＭ制御手段３０８はこの電圧指令値ＶＵ* ，
ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信号の搬送波信号との比較処
理を行って、コンバータ８のＰＷＭ信号を発生し、コン
バータ８を駆動する。このようにして発電機にＰＷＭ制
御された電圧を印加することにより、発電機電流を電流
指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制御する。Further, the 2 / 3-phase conversion means 306 performs a 2-phase / 3-phase coordinate conversion process using the phase signal θ1 to calculate three-phase AC voltage command values VU *, VV *, VW *. The PWM control means 308 outputs the voltage command value VU *,
The VV * and VW * are compared with a carrier signal of a triangular wave signal to generate a PWM signal of the converter 8 and drive the converter 8. By applying the PWM-controlled voltage to the generator in this manner, the generator current is controlled to current command values Iq * and Id *.
【００３７】次に、センサレス発電機制御の動作を図８
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負、進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。Next, the operation of the sensorless generator control will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a vector diagram of the generator 7. The generator system causes the motor system to perform a regenerative operation to charge the battery 12. Therefore,
The q-axis current Iq is negative and the lead angle β operates at an electrical angle of 90 degrees or more. Further, the generator terminal voltage V1 lags behind the induced voltage E0 by the phase difference angle δ.
【００３８】図９に示すように、３相交流電圧指令値Ｖ
Ｕ* のゼロクロス点ｔをゼロ検出手段３１１で検出す
る。位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位
相信号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮
想の磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角
δだけ遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ
１をもとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを
仮想信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉ
ｄ／Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作
を行わせる。As shown in FIG. 9, the three-phase AC voltage command value V
The zero cross point t of U * is detected by the zero detecting means 311. The phase calculator 310 corrects the phase signal θ1 to θ11 and θ12 at the zero-cross points t1 and t2, thereby converting the phase signal θ1 delayed by the phase difference angle δ from the virtual magnetic pole position signal PS-U (U-phase signal). calculate. This phase signal θ
4, the d-axis current control system in FIG. 4 converts the generator current iu with respect to the virtual signal PS-U into a lead angle β (β = ATAN (I
d / Iq)) to control the current to advance the generator control operation.
【００３９】相差角δは、図１０に示すように、発電量
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、位相
演算手段３１０にマップ化して記憶保持しておくことに
より、センサレス発電機制御が可能となる。図１０の相
差角特性において、同一回転数で発電量Ｐが小さい場合
は、相差角δも矢印のように小さくなる。発電量指令Ｋ
Ｗ*と発電機の回転数(min-1)が与えられれば、計算で求
められる。そして、位相θ１＝０あるいはθ２すなわ
ち、誘起電圧Ｅ０の位相を推定し、電流Ｉｑ*,Ｉｄ* の
制御処理で使用する位相信号βを作成する。As shown in FIG. 10, the phase difference angle δ is obtained by previously obtaining the values of the phase difference angles δ1 and δ2 with respect to the power generation amount P, mapping them to the phase calculation means 310, and storing and storing them. Sensorless generator control becomes possible. In the phase difference angle characteristics of FIG. 10, when the power generation amount P is small at the same rotation speed, the phase difference angle δ also becomes small as indicated by the arrow. Power generation amount command K
Given W * and the number of revolutions of the generator (min-1), it can be calculated. Then, the phase θ1 = 0 or θ2, that is, the phase of the induced voltage E0 is estimated, and the phase signal β used in the control processing of the currents Iq * and Id * is created.
【００４０】このときの発電機のベクトル図を図８に示
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ*／Ｉｑ* ））になるように
制御される。なお、進み角βの基準点は図９に示すｔ０
時点である。FIG. 8 shows a vector diagram of the generator at this time. The generator current is controlled to the current command values Iq * and Id * in order to always obtain a high efficiency point in each of the powering or regeneration operation modes. That is, control is performed so that Iq * and Id * become the optimum lead angle β (β = tan−1 (Id * / Iq *)). Note that the reference point of the advance angle β is t0 shown in FIG.
It is time.
【００４１】図１に戻り、ハイブリッド駆動システム制
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出し、エンジンが所定回転数になるよう
に制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応じ
て、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ* を
送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、バ
ッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ*
と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニッ
ト９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増加
或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、バ
ッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。Referring back to FIG. 1, the hybrid drive system control unit 15 issues an engine speed command NE * to the engine control unit 13 to control the engine to a predetermined speed. Further, it sends a motor torque command τM * to the motor control unit 5 according to the operation amount of the accelerator petal 16. Further, the engine speed command NE * is set in accordance with the state of the battery 12 with respect to the operation amount of the accelerator petal 16.
And the power generation command KW * of the generator control unit 9 are sent to the units 9 and 13, and when the operation amount of the accelerator petal 16 is increased or constant, the motor 1 is operated in the powering mode to charge the battery 12. Improve vehicle acceleration.
【００４２】アクセルペタル１６の操作量が減少した場
合には、電動機１を回生モードで動作させ、バッテリー
１２の充電動作を停止させるような操作を行わせる。When the operation amount of the accelerator petal 16 decreases, the motor 1 is operated in the regenerative mode, and an operation for stopping the charging operation of the battery 12 is performed.
【００４３】以上述べた実施例から明らかなとおり、本
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
は、たとえばＰＷＭ信号方式のように、インバータ２の
場合と同一の方式である。また、発電機制御ユニット９
は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。As is apparent from the above-described embodiment, in the present invention, the modulation method of the power element of the converter 8 is the same as that of the inverter 2, such as a PWM signal method. Also, the generator control unit 9
Has the same configuration and control system as the motor control unit 5. That is, the motor control unit 5 and the generator control unit 9 use the same current control method for the AC motor and the AC generator, and the current control method is dq-axis current control represented by an excitation component and a torque component. With the above-described configuration and control method, it is possible to make the responses of the dq-axis current control systems of both converters the same or to select an arbitrary characteristic. By performing the above configuration and operation, the response of the generator control system for charging the battery can be made as high as that of the motor control system for driving the vehicle.
【００４４】図１１及び図１２は、本発明と従来例によ
る電動機制御システムと発電制御システムの応答性を示
すものである。FIGS. 11 and 12 show the responsiveness of the motor control system and the power generation control system according to the present invention and the conventional example.
【００４５】まず、図１１は、応答性を比較するために
用いられる交流電動機の特性と運転パターンを示してい
る。Ａ点で交流電動機の回転数がＮＭＡ、路面勾配で決
まる負荷特性に見合ったトルクがτＭＡで走行中と仮定
する。図１２は、図１１の状態からアクセルペタルをさ
らに踏み込む中間加速を仮定している。First, FIG. 11 shows the characteristics and operation patterns of an AC motor used for comparing responsiveness. At the point A, it is assumed that the rotation speed of the AC motor is NMA, and that the running torque is τMA corresponding to the load characteristic determined by the road surface gradient. FIG. 12 assumes an intermediate acceleration in which the accelerator pedal is further depressed from the state of FIG.
【００４６】この時、車両駆動系の様子は、図１２に示
すとおりである。実線が本発明、破線が従来例を示して
いる。エンジンの回転数は、図１２（ａ）のように常に
ＮＧで一定に制御されている。アクセルペタル１６が
（ｆ）のようにｔ０時点で踏み込まれると、電動機は、
加速のためのトルク指令τＭ* を、τＭＡ，τＭＢ，τ
ＭＣと増加させ、（ｄ）に示すようにｔ１時点で電動機
回転数をＮＭＢまで増大させる。すなわち、電動機のト
ルクは（ｅ）のように一時的に増大し、その後減少して
τＭＢで釣り合う。一方、発電量指令ＫＷ* は（ｂ）に
示すように急速に立ち上がる。このとき、バッテリー電
圧ＶＢは、負荷の増加に伴って（ｃ）のように、若干減
少する。At this time, the state of the vehicle drive system is as shown in FIG. A solid line indicates the present invention, and a broken line indicates a conventional example. The rotation speed of the engine is constantly controlled to be NG as shown in FIG. When the accelerator pedal 16 is depressed at time t0 as shown in FIG.
The torque command τM * for acceleration is given by τMA, τMB, τ
The motor speed is increased to NMB at time t1 as shown in (d). That is, the torque of the electric motor temporarily increases as shown in (e), then decreases and balances at τMB. On the other hand, the power generation amount command KW * rises rapidly as shown in FIG. At this time, the battery voltage VB slightly decreases as the load increases, as shown in FIG.
【００４７】本発明によれば、電動機制御システムと発
電制御システムの応答特性をほぼ同一にできるので、回
転数ＮＭＡから中間加速しても、バッテリーを加速に必
要な電力となるよう速やかに充電することができるの
で、図１２（ｄ）に破線で示したようなバッテリー電圧
の大きな落ち込みがなく、電動機の回転数やトルクをス
ムーズに増大させることができ、高い加速応答性が得ら
れる。According to the present invention, since the response characteristics of the motor control system and the power generation control system can be made substantially the same, the battery is quickly charged so as to have the electric power required for acceleration even when the vehicle is intermediately accelerated from the rotational speed NMA. Therefore, there is no large drop in the battery voltage as shown by the broken line in FIG. 12D, the rotation speed and torque of the electric motor can be increased smoothly, and high acceleration response can be obtained.
【００４８】一方、従来の例において、界磁巻線で発電
電圧を可変する発電制御システムは、図１２に破線で示
したように、電動機制御システムの応答性に比べて同等
の応答性が得られないので、破線で示すように、高速応
答は期待出来ない。On the other hand, in the conventional example, as shown by the broken line in FIG. 12, the power generation control system that varies the generated voltage by the field winding has the same responsiveness as that of the motor control system. Therefore, high-speed response cannot be expected as shown by the broken line.
【００４９】図１４は、本発明を、電気車用パラレル型
ハイブリッド駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化するこ
とが可能である。FIG. 14 shows an example in which the present invention is applied to the configuration of a parallel hybrid drive system for an electric vehicle, in which a vehicle is driven by the driving force of a gasoline engine and the driving force of an electric motor driving system. 31 is a gear box.
Also in this embodiment, the motor control unit 5 and the generator control unit 9 are configured in the same manner as described in the previous embodiment, so that the response of the generator control system for charging the battery can be controlled by the motor for driving the vehicle. It is possible to achieve a high response equivalent to a control system.
【００５０】[0050]
【発明の効果】本発明によれば、ハイブリッド駆動シス
テムの発電機及び電動機を交流機とし、これら交流機を
駆動する逆変換器及び順変換器各々の電力変換器を同一
主回路構成としたことにより、バッテリーを充電する発
電機制御系の応答を、車両駆動用の電動機制御系と同じ
程度に高応答化することが可能となり、高い加速応答性
が得られる。According to the present invention, the generator and the electric motor of the hybrid drive system are AC machines, and the power converters of the inverter and the forward converter for driving the AC machine have the same main circuit configuration. Thereby, the response of the generator control system for charging the battery can be made as high as that of the motor control system for driving the vehicle, and a high acceleration response can be obtained.
【００５１】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化を図ることが可能となる。Further, by using the same control method for the same main circuit configuration, the response characteristics of the generator control system for charging the battery can be further improved. Further, by setting the current control method of the AC generator to sensorless control without using a rotation sensor constituted by an angle sensor and a magnetic pole position sensor, it is possible to save space in the hybrid drive system.
【図１】本発明の一実施例になる電気車用シリーズ型ハ
イブリッド駆動システムの構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a series-type hybrid drive system for an electric vehicle according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１の主回路の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a main circuit in FIG. 1;
【図３】図１の電動機制御ユニットＭＣＵの制御ブロッ
ク図である。FIG. 3 is a control block diagram of a motor control unit MCU of FIG. 1;
【図４】図１の発電機制御ユニットＧＣＵの制御ブロッ
ク図である。FIG. 4 is a control block diagram of a generator control unit GCU of FIG. 1;
【図５】磁極位置検出器の出力信号とエンコーダの出力
信号の位相関係を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a phase relationship between an output signal of a magnetic pole position detector and an output signal of an encoder.
【図６】図５に対応する電動機のベクトル図である。FIG. 6 is a vector diagram of the electric motor corresponding to FIG. 5;
【図７】電動機の進み角βとトルク特性の関係を示す図
である。FIG. 7 is a diagram showing a relationship between a lead angle β of an electric motor and a torque characteristic.
【図８】発電機電動機のベクトル図である。FIG. 8 is a vector diagram of a generator motor.
【図９】センサレス発電機制御の動作を説明するための
図である。FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of sensorless generator control.
【図１０】相差角δと発電量指令ＫＷ*と発電機の回転
数(rpm）の関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a relationship among a phase difference angle δ, a power generation amount command KW *, and a rotation speed (rpm) of a generator.
【図１１】図１２の応答性を比較するために用いられる
交流電動機の特性と運転パターンを示す図である。11 is a diagram showing characteristics and operation patterns of an AC motor used for comparing the responsiveness of FIG.
【図１２】本発明と従来例による制御による、加速時の
交流発電機の制御系の応答性を比較した図である。FIG. 12 is a diagram comparing the responsiveness of a control system of an AC generator during acceleration by control according to the present invention and a conventional example.
【図１３】本発明の他の実施例になるパラレル型ハイブ
リッド駆動システム図である。FIG. 13 is a diagram of a parallel hybrid drive system according to another embodiment of the present invention.
１…永久磁石型同期電動機、２…インバータ、５…電動
機制御ユニット、７…永久磁石型同期発電機、８…コン
バータ、９…発電機制御ユニット、１１…ガソリンエン
ジン、１２…バッテリー、１３…エンジン制御ユニッ
ト、２０…パワー素子。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Permanent magnet type synchronous motor, 2 ... Inverter, 5 ... Motor control unit, 7 ... Permanent magnet type synchronous generator, 8 ... Converter, 9 ... Generator control unit, 11 ... Gasoline engine, 12 ... Battery, 13 ... Engine Control unit, 20: power element.
─────────────────────────────────────────────────────
────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成８年１１月５日[Submission date] November 5, 1996
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１８[Correction target item name] 0018
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００１８】図２に示すように、インバータ２とコンバ
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２１，８１と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２０，８０を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２，コンバータ８の容量は電動機１及び発電機７の
出力容量により、主回路を構成する各要素（２０と８
０，２１と８１，２３と８３）の電圧，電流容量はそれ
ぞれ異なる。As shown in FIG. 2, the inverter 2 and the converter 8 have the same main circuit configuration. That is, each of the inverter 2 and the converter 8 is configured using six power elements (IGBTs) 21 and 81 and diodes 20 and 80 connected in parallel to each power element. The circuit includes three-phase rich circuits 22 and 82 for controlling the current flowing through the windings of the V and W phases, and one smoothing capacitor 23 and 83. However , the capacity of the inverter 2 and the converter 8 is the same as that of the motor 1 and the generator 7.
Depending on the output capacity , each element (20 and 8
0, 21 and 81, 23 and 83) have different voltage and current capacities, respectively.
【手続補正２】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１９[Correction target item name] 0019
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００１９】電動機制御ユニット５は、電流指令発生手
段１８とＰＳＭ制御手段５１で構成される。トルク指令
発生手段１８はハイブリット駆動システム制御部１５か
らの電動トルク指令値τＭ* をゲイン変換してトルク指
令発生手段１８にトルク指令を出力する。ＰＳＭ制御手
段５１はそのトルク指令値と、電流検出器６、磁極位置
検出手段４及びエンコーダ３の各検出値をもとにｄｑ軸
電流制御処理を行い、インバータ２の駆動信号（ＰＷＭ
信号）を出力する。発電制御ユニット９は発電トルク発
生手段１９とＰＳＧ制御手段９１で構成される。発電ト
ルク発生手段１９はハイブリット駆動システム制御部１
５から発電指令ＫＷ* と発電機回転数（図示せず）を元
に発電機７の発電トルク指令（回生動作）を出力する。
ＰＳＧ制御手段９１発電トルク指令と電流検出器１０の
検出を値もとにｄｑ軸電流制御処理を行い、コンバータ
８の駆動信号を出力する。 The motor control unit 5 includes a current command generator.
It comprises a stage 18 and PSM control means 51. Torque command
The generating means 18 is the hybrid drive system controller 15
These electric torque command values τM * are gain-converted
It outputs a torque command to the command generation means 18. PSM control hand
The stage 51 includes the torque command value, the current detector 6, and the magnetic pole position.
Dq axis based on each detection value of the detection means 4 and the encoder 3
The current control process is performed, and the drive signal (PWM
Signal). The power generation control unit 9 generates power generation torque.
It is composed of a generator 19 and a PSG controller 91. Power generation
The lux generating means 19 is a hybrid drive system control unit 1
5 based on the power generation command KW * and the generator speed (not shown)
, A power generation torque command (regeneration operation) of the power generator 7 is output.
PSG control means 91
Performs dq axis current control processing based on the detected
8 is output.
【手続補正３】[Procedure amendment 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２０[Correction target item name] 0020
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２０】図３に、電動機ユニット５のＰＳＭ制御手
段５１のブロック図を示す。ＰＳＭ制御手段５１は、Ｉ
ｄＩｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。さら
に速度演算を高効率制御し、最適なＩｑ*，Ｉｄ*指令値
を発生させるためにＩｑ制御手段２２４及びＩｄ制御手
段２２６を備えている。FIG. 3 shows a PSM controller for the motor unit 5.
FIG. 4 shows a block diagram of a stage 51 . The PSM control means 51
dIq detector 202, IdIq current control means 204/3
It comprises a phase converter 206, a PWM controller 208, a phase calculator 210, and a speed calculator 212. The speed calculating means 212 is connected to the encoder 3, and the phase calculating means 210 is connected to the magnetic pole position detecting means 4. Further
High speed efficiency control of speed calculation to optimize Iq * and Id * command values
Is provided with an Iq control means 224 and an Id control means 226 to generate the
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２１[Correction target item name] 0021
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２１】ＰＳ制御手段５１において、トルク分電流
に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ*は、トルク指令値τ
Ｍ * と電動機１の回転数をもとにＩｑ制御手段２２４で
算出する。同様に、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ * も、トルク
指令値τＭ* と電動機１の回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６で算出する。 In the PS control means 51 , a command value Iq * of a q-axis current corresponding to a torque component current is a torque command value τ
It is calculated by the Iq control means 224 based on M * and the rotation speed of the electric motor 1 . Similarly, the command value Id * of the d-axis current is
Based on the command value τM * and the rotation speed of the motor 1, the Id control
Calculated in step 226.
【手続補正５】[Procedure amendment 5]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２３[Correction target item name] 0023
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２３】さらに、２／３相変換手段２０６におい
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
駆動信号であるＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆
動する。このようにして電動機１にＰＷＭ制御された電
圧を印加することにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ
* ，Ｉｄ* に制御する。Further, the 2 / 3-phase conversion means 206 converts the coordinates of the 2-phase / 3-phase into three-phase AC voltage command values VU.
* , VV * , VW * are calculated. PWM control means 208
Compares the voltage command values VU * , VV * , VW * with the carrier signal of the triangular wave signal,
A PWM signal as a drive signal is generated to drive the inverter 2. By applying the PWM-controlled voltage to the motor 1 in this manner, the motor current is reduced to the current command value Iq.
* , Id * .
【手続補正６】[Procedure amendment 6]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２４[Correction target item name] 0024
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２４】なお、２／３相変換処理２０６，ＩｄＩｑ
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１は
位相演算手段２１０において、電動機１の誘起電圧と同
位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転角度信号
（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出力から算
出する。The 2/3 phase conversion processing 206, IdIq
The phase angle θ1 used in the coordinate conversion process of the detection means 202 is determined by the phase calculation means 210. The magnetic pole position detector 4 outputs a signal having the same phase as the induced voltage of the electric motor 1, and the rotation angle signal (pulse signal) Is calculated from each output of the encoder 3 that outputs.
【手続補正７】[Procedure amendment 7]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２５[Correction target item name] 0025
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２５】この磁極位置検出器４の出力信号と電動機
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する位相角θ１の位相関係
を図５に示す。位相信号は、エンコーダ３のパルス信号
を累積する位相演算手段２１０で演算され、鋸波状信号
となる。磁極位置検出器４の出力信号である磁極位置信
号は、電動機１の誘起電圧Ｅ０と同期させる。このよう
な処理を行うことによって、電動機１は、トルク指令値
τＭ* のトルクで、かつ損失を最小とする、高効率で制
御される。FIG. 5 shows the phase relationship between the output signal of the magnetic pole position detector 4 and the phase angle θ1 with respect to the motor current I1 and the induced voltage E0. The phase signal is calculated by the phase calculating means 210 that accumulates the pulse signal of the encoder 3 and becomes a sawtooth signal. The magnetic pole position signal, which is the output signal of the magnetic pole position detector 4, is synchronized with the induced voltage E0 of the electric motor 1. By performing such a process, the electric motor 1 is controlled with high efficiency by using the torque of the torque command value τM * and minimizing the loss.
【手続補正８】[Procedure amendment 8]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３０[Correction target item name] 0030
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３０】電動機への印加電圧一定とし、進み角βを
可変としたトルク特性を図７に示す。同期トルク及びリ
アクタンストルクの和が発生トルクτＭである。このよ
うに（１）式のρが１よりも大きい逆突極特性をもつ同
期電動機は進み角βが４５度付近で最大トルクを発生す
るので、この角度以上で制御される。このような動作で
電気自動車は駆動される。FIG. 7 shows a torque characteristic in which the applied voltage to the motor is constant and the lead angle β is variable. The sum of the synchronous torque and the reactance torque is the generated torque τM. As described above, since the synchronous motor having the reverse salient pole characteristic in which the ρ of the equation (1) is larger than 1 generates the maximum torque when the lead angle β is around 45 degrees, the control is performed at the angle or more. The electric vehicle is driven by such an operation.
【手続補正９】[Procedure amendment 9]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３１[Correction target item name] 0031
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３１】図４は、ＰＳＧ制御手段９１の構成例を示
すブロック図である。ＰＳＧ制御手段９１、ＩｄＩｑ検
出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／３相変
換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演算手段
３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相演算手
段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、アイド
リングモードと発電モードを切り替えるモード切替手段
３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８に選択
的に接続される。発電モード時において、ゼロ検出器３
１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交流電圧
指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、ゼロ検
出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発電機７
の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧のゼロク
ロス点を検出する。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the PSG control means 91 . The system includes a PSG control unit 91 , an IdIq detector 302, an IdIq current control unit 304, a 2/3 phase conversion unit 306, a PWM control unit 308, a phase calculation unit 310, and a speed calculation unit 312. The input signals of the phase calculation means 310 and the speed calculation means 312 are selectively connected to the zero detector 316 or 318 via the mode switching means 314 for switching between the idling mode and the power generation mode. In the power generation mode, the zero detector 3
16 detects a zero cross point of the AC voltage command value VU * output from the 2/3 phase conversion means 306. In addition, the zero detector 318 is connected to the generator 7 in the idling mode.
The zero cross point of the induced voltage of the generator obtained from the output terminal 319 is detected.
【手続補正１０】[Procedure amendment 10]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３２[Correction target item name] 0032
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３２】さらに、Ｉｑ*，Ｉｄ*指令値を出力するＩ
ｑ制御手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えてい
る。発電トルク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ*
と速度演算手段３１２で演算した発電機回転数ＮＧをも
とに、発電トルク指令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成す
る。ただし、ｋは定数。Further, Iq * and Id * for outputting the command values
A q control means 324 and an Id control means 326 are provided. The power generation torque command generation means 19 generates a power generation amount command KW *.
Also the generator rotation speed NG computed by the speed calculating means 312 and
Then, the power generation torque command τG * = k × KW * / NG is generated. Here, k is a constant.
【手続補正１１】[Procedure amendment 11]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３３[Correction target item name] 0033
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３３】ＰＳＧ制御手段９１において、トルク分電
流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令値
τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２４
で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トルク
指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数Ｎ
Ｇをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。In the PSG control means 91 , the q-axis current command value Iq * corresponding to the torque component current is calculated based on the torque command value τG * and the generator speed NG by the Iq control means 324.
Is calculated by The command value Id * of the d-axis current is also determined by the torque command value τG * and the rotation speed N calculated by the speed calculation means 312.
Based on G, it is calculated via the Id control means 326.
【手続補正１２】[Procedure amendment 12]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３４[Correction target item name] 0034
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３４】ＰＳＧ制御手段９１におけるＩｑ制御手段
３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに高
効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、回転
センサ（磁極位置検出器とエンコーダ）用いないセンサ
レス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度Ｎ
Ｇは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算処
理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリングモ
ードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コン
バータ８を停止して発電制御を行わない。このときは、
発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧
のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行う。
エンジンがアイドリング回転数より高い回転数になると
ともに発電モードに切り替えて発電制御を開始する。位
相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* のゼロクロス
点をもとに位相演算を行う。このように、前記交流発電
機の電流制御方式として、ｄｑ軸電流制御処理の内部デ
ータである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用いて、電
流制御処理で使用する位相信号θ1 を作成する。The Iq control means 324 and Id control means 326 in the PSG control means 91 calculate current command values Iq * and Id * necessary for high-efficiency control based on the rotational speed NG. In the present invention to simplify the circuit configuration, and in consideration of the space factor with a limited engine room, rotation
Sensorless control without sensors (magnetic pole position detector and encoder) is adopted. That is, the speed N of the generator 7
G is not detected by using a rotation sensor, but is obtained by arithmetic processing as follows. First, when the shift switch is in the idling mode, the engine is at the idling speed, and the converter 8 is stopped to perform no power generation control. At this time,
The phase calculation and the speed calculation are performed based on the zero detection signal of the generator induced voltage obtained from the output terminal 319 of the generator 7.
When the engine speed is higher than the idling speed
Both are switched to the power generation mode to start the power generation control. The phase calculation means 310 calculates the zero cross of the AC voltage command Vu * .
Perform phase calculation based on points . Thus, as the current control method of the AC generator, using an AC voltage command Vu * of the phase signal which is an internal data dq axis current control process, to create a phase signal theta 1 for use in the current control process .
【手続補正１３】[Procedure amendment 13]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３５[Correction target item name] 0035
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３５】ＩｄＩｑ検出手段３０２は、発電機電流の
３相交流電流をもとに位相信号θ1 を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。The IdIq detection means 302 calculates d- and q-axis currents Id and Iq by performing three-phase / two-phase coordinate conversion using the phase signal θ 1 based on the three-phase alternating current of the generator current. Based on these detected values and the command values Iq * and Id * , IdIq
The current control unit 304 performs a proportional or proportional-integral compensation process, and calculates voltage command values Vq * and Vd * .
【手続補正１４】[Procedure amendment 14]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３７[Correction target item name] 0037
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３７】次に、センサレス発電機制御の動作を図８
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負で進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。Next, the operation of the sensorless generator control will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a vector diagram of the generator 7. The generator system causes the motor system to perform a regenerative operation to charge the battery 12. Therefore,
q-axis current Iq is negative in advance viewed angle β operate at an electrical angle of 90 degrees or more. Further, the generator terminal voltage V1 lags behind the induced voltage E0 by the phase difference angle δ.
【手続補正１５】[Procedure amendment 15]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３８[Correction target item name] 0038
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３８】図９に示すように、３相交流電圧指令値Ｖ
Ｕ* のゼロクロス点をゼロ検出手段３１６で検出する。
位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位相信
号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮想の
磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角δだ
け遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ１を
もとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを仮想
信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉｄ／
Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作を行
わせる。As shown in FIG. 9, the three-phase AC voltage command value V
The zero crossing point of U * is detected by the zero detecting means 316 .
The phase calculator 310 corrects the phase signal θ1 to θ11 and θ12 at the zero-cross points t1 and t2, thereby converting the phase signal θ1 delayed by the phase difference angle δ from the virtual magnetic pole position signal PS-U (U-phase signal). calculate. Based on this phase signal θ1, the d-axis current control system shown in FIG. 4 changes the generator current iu from the virtual signal PS-U by a lead angle β (β = ATAN (Id /
Iq)) to control the current to advance the generator control operation.
【手続補正１６】[Procedure amendment 16]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３９[Correction target item name] 0039
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３９】相差角δは、図１０に示すように、発電量
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、発電
量ｐ１，ｐ２に対応した発電トルク指令値τＧ１* ，τ
Ｇ２* と相差角δ１，δ２を位相演算手段３１０にマッ
プ化しておくことにより、センサレス発電機制御が可能
となる。従って、このマップは発電トルク指令τＧ* と
回転数ＮＧを入力として、相差角δを出力する３次元マ
ップとなる。図１０の相差角特性において、同一回転数
で発電量Ｐが小さい場合は、相差角δも矢印のように小
さくなる。発電量指令ＫＷ*と発電機の回転数(min−１)
が与えられれば、マップ検索で相差角δが求められる。
そして、位相信号θ１、すなわち、誘起電圧Ｅ０の位相
を推定し、電流Ｉｑ*，Ｉｄ*の制御処理で使用する進み
角βの基準信号を算出する。 The phase difference angle δ, as shown in FIG. 10, with respect to power generation amount P, advance, phase difference angle .delta.1, obtains the value of .delta.2, power
Power generation torque command values τG1 * , τ corresponding to the quantities p1, p2
G2 * and the phase difference angles δ1 and δ2
By doing so , sensorless generator control becomes possible. Therefore, this map shows the power generation torque command τG *
A three-dimensional matrix that outputs the phase difference angle δ with the rotation speed NG as input.
It becomes a top. In the phase difference angle characteristics of FIG. 10, when the power generation amount P is small at the same rotation speed, the phase difference angle δ also becomes small as indicated by the arrow. Power generation amount command KW * and generator rotation speed (min-1)
Is given , a phase difference angle δ is obtained by a map search.
The phase signal .theta.1, i.e., estimates the phase of the induced voltage E0, current Iq *, the process proceeds used in the control process of the Id *
The reference signal of the angle β is calculated.
【手続補正１７】[Procedure amendment 17]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４０[Correction target item name] 0040
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００４０】このときの発電機のベクトル図を図８に示
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１(Ｉｄ*／Ｉｑ*)）になるように制御
される。なお、進み角βの基準点は図９に示す推定した
ｔ０時点である。FIG. 8 shows a vector diagram of the generator at this time. The generator current is controlled to the current command values Iq * and Id * in order to always obtain a high efficiency point in each operation mode of power running or regeneration. That is, control is performed so that Iq * and Id * have an optimum lead angle β (β = tan−1 (Id * / Iq * )). Note that the reference point of the advance angle β is the estimated time t0 shown in FIG.
【手続補正１８】[Procedure amendment 18]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４１[Correction target item name] 0041
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００４１】図１に戻り、ハイブリッド駆動システム制
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出力し、エンジンが所定回転数になるよ
うに制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応
じて、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、
バッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ
* と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニ
ット９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増
加或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、
バッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。Returning to FIG. 1, the hybrid drive system control unit 15 outputs an engine speed command NE * to the engine control unit 13 to control the engine to a predetermined speed. Further, according to the operation amount of the accelerator petal 16, the motor control unit 5 issues a motor torque command τM *
Send. Also, with respect to the operation amount of the accelerator petal 16,
Engine speed command NE according to the state of battery 12
* And the power generation amount command KW * of the generator control unit 9 are sent to the units 9 and 13, and when the operation amount of the accelerator petal 16 increases or is constant, the motor 1 is operated in the powering mode,
The battery 12 is charged to improve the acceleration of the vehicle.
【手続補正１９】[Procedure amendment 19]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４３[Correction target item name] 0043
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００４３】以上述べた実施例から明らかなとおり、本
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
が、たとえばＰＷＭ制御方式の場合、インバータ２の場
合も同一の変調方式とする。また、発電機制御ユニット
９は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。As is apparent from the embodiments described above, in the present invention, the modulation method of the power element of the converter 8 is used.
However, for example, in the case of the PWM control method,
In this case, the same modulation method is used . The generator control unit 9 has the same configuration and control system as the motor control unit 5. That is, the motor control unit 5 and the generator control unit 9 use the same current control method for the AC motor and the AC generator, and the current control method is dq-axis current control represented by an excitation component and a torque component. With the above-described configuration and control method, it is possible to make the responses of the dq-axis current control systems of both converters the same or to select an arbitrary characteristic. By performing the above configuration and operation, the response of the generator control system for charging the battery can be made as high as that of the motor control system for driving the vehicle.
【手続補正２０】[Procedure amendment 20]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４９[Correction target item name] 0049
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００４９】図１３は、本発明を電気車用パラレル型ハ
イブリット駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化すること
が可能である。FIG . 13 shows an example in which the present invention is applied to the configuration of a parallel hybrid drive system for an electric vehicle. The vehicle is driven by the driving force of a gasoline engine and the driving force of an electric motor driving system. 31 is a gear box.
Also in this embodiment, the motor control unit 5 and the generator control unit 9 are configured in the same manner as described in the previous embodiment, so that the response of the generator control system for charging the battery is controlled by the motor control for driving the vehicle. It is possible to increase the response as high as the system.
【手続補正２１】[Procedure amendment 21]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００５１[Correction target item name] 0051
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００５１】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサで
あるエンコーダや磁極位置センサで構成する回転センサ
を用いないセンサレス制御とすることにより、ハイブリ
ッド駆動システムの省スペース化を図ることが可能とな
る。Further, by using the same control method for the same main circuit configuration, the response characteristics of the generator control system for charging the battery can be further improved. In addition, the current control method of the AC generator is controlled by an angle sensor .
By performing sensorless control without using a rotation sensor constituted by a certain encoder or a magnetic pole position sensor, it is possible to save space in the hybrid drive system.
【手続補正２２】[Procedure amendment 22]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】全図[Correction target item name] All figures
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図１】 FIG.
【図５】 FIG. 5
【図２】 FIG. 2
【図６】 FIG. 6
【図７】 FIG. 7
【図８】 FIG. 8
【図９】 FIG. 9
【図１０】 FIG. 10
【図１１】 FIG. 11
【図３】 FIG. 3
【図４】 FIG. 4
【図１２】 FIG.
【図１３】 FIG. 13
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ 7/797 7/797 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３Ｖ (72)発明者 宮崎 泰三 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification symbol FI H02M 7/5387 H02M 7/5387 Z 7/797 7/797 H02P 7/63 303 H02P 7/63 303V 7-1-1, Omika-cho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture Within Hitachi Research Laboratory, Hitachi, Ltd.
Claims (8)
と、前記発電機もしくはバッテリーを主電源とする車両
駆動用交流電動機と、電力変換器を含む前記発電機及び
前記電動機の駆動回路とで構成された電気車用ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、 前記電力変換器は、前記発電機と前記バッテリー間に配
置され、交流を直流に変換する順変換器と、前記電動機
と前記バッテリー間に配置され、直流を交流に変換する
逆変換器とからなり、かつ同一の主回路構成から構成さ
れていることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆動シ
ステム。1. An AC generator driven by an engine, an AC motor for driving a vehicle using the generator or battery as a main power source, and a drive circuit for the generator and the motor including a power converter. In the hybrid drive system for an electric vehicle, the power converter is disposed between the generator and the battery, a forward converter that converts AC to DC, and disposed between the electric motor and the battery, and converts DC to AC. A hybrid drive system for an electric vehicle, comprising: an inverter for converting the electric power to an electric power; and the same main circuit configuration.
システムにおいて、前記主回路を、６個のパワー素子を
用いた３相ブリッチ回路で構成したことを特徴とする電
気車用ハイブリッド駆動システム。2. The hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein said main circuit is constituted by a three-phase rich circuit using six power elements.
システムにおいて、前記主回路のパワー素子の変調方式
を同一としたことを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。3. The hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein a modulation method of a power element of said main circuit is the same.
システムにおいて、前記交流電動機，交流発電機の電流
制御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電
流制御にすることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。4. A hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein a current control method of said AC motor and said AC generator is dq-axis current control represented by the same excitation component and torque component. Hybrid drive system for electric vehicles.
システムにおいて、前記主回路を、６個のパワー素子を
用いた３相ブリッチ回路で構成し、前記パワー素子の変
調方式を同一とし、前記交流電動機，交流発電機の電流
制御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電
流制御にすることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。5. A hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein said main circuit comprises a three-phase bridging circuit using six power elements, wherein said power elements have the same modulation method. A hybrid drive system for an electric vehicle, wherein a current control method of an AC motor and an AC generator is dq-axis current control represented by the same excitation component and torque component.
システムにおいて、前記両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答特性を同一にしたことを特徴とする電気車用ハイブ
リッド駆動システム。6. A hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein the dq-axis current control systems of both converters have the same response characteristics.
システムにおいて、前記交流発電機の電流制御方式とし
て、エンジンがアイドリング状態では前記発電機の誘起
電圧のゼロ検出信号をもとに電流制御処理で使用する位
相信号を生成することを特徴とする電気車用ハイブリッ
ド駆動システム。7. A hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein the current control method of the AC generator is a current control process based on a zero detection signal of an induced voltage of the generator when the engine is idling. A hybrid drive system for an electric vehicle, wherein the hybrid drive system generates a phase signal for use in a vehicle.
システムにおいて、前記交流発電機の電流制御方式とし
て、発電制御状態ではｄｑ軸電流制御処理の内部データ
である交流電圧指令信号の位相信号を用いて、電流制御
処理で使用する位相信号を作成することを特徴とする電
気車用ハイブリッド駆動システム。8. A hybrid drive system for an electric vehicle according to claim 1, wherein a phase signal of an AC voltage command signal, which is internal data of dq-axis current control processing in a power generation control state, is used as a current control method of the AC generator. A hybrid drive system for an electric vehicle, wherein a phase signal to be used in a current control process is generated using the phase signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8268264A JPH10117403A (en) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | Hybrid drive system for electric car |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8268264A JPH10117403A (en) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | Hybrid drive system for electric car |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10117403A true JPH10117403A (en) | 1998-05-06 |
Family
ID=17456164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8268264A Pending JPH10117403A (en) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | Hybrid drive system for electric car |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10117403A (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| JP2007074772A (en) * | 2005-09-05 | 2007-03-22 | Daikin Ind Ltd | Voltage converter and its control method, and hybrid system and its control method |
| US7362597B2 (en) | 2004-01-13 | 2008-04-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | AC voltage generating apparatus and motive power outputting apparatus |
| US7673713B2 (en) | 2006-10-26 | 2010-03-09 | Caterpillar Inc. | Multi-purpose mobile power generating machine |
| US7764051B2 (en) | 2004-11-30 | 2010-07-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Alternating voltage generation apparatus and power output apparatus |
| CN103395374A (en) * | 2013-08-20 | 2013-11-20 | 唐振平 | Electric vehicle provided with emergency charging device |
| WO2017041751A1 (en) * | 2015-09-11 | 2017-03-16 | 深圳市安顺节能科技发展有限公司 | Extended range all-electric drive low-speed tractor |
| WO2024037343A1 (en) * | 2022-08-17 | 2024-02-22 | 华为数字能源技术有限公司 | Power assembly, control method and hybrid electric vehicle |
-
1996
- 1996-10-09 JP JP8268264A patent/JPH10117403A/en active Pending
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