JPH0997086A - Active noise controller - Google Patents
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- JPH0997086A JPH0997086A JP7255255A JP25525595A JPH0997086A JP H0997086 A JPH0997086 A JP H0997086A JP 7255255 A JP7255255 A JP 7255255A JP 25525595 A JP25525595 A JP 25525595A JP H0997086 A JPH0997086 A JP H0997086A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、消音波で騒音波を
打ち消すことによって、騒音波を能動的に消去する能動
騒音制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active noise control device for actively canceling a noise wave by canceling the noise wave with a sound wave canceller.
【０００２】[0002]
【従来の技術】たとえば、掃除機のダクトから発生する
騒音の低減、閉空間に開けられている窓から放出される
騒音の低減、または３次元空間における消音などのため
に、能動騒音制御装置が用いられることがある。能動騒
音制御装置は、騒音源から発生される騒音波を打ち消す
ような消音波を発生させて、騒音を低減する装置であ
る。2. Description of the Related Art For example, an active noise control device is used to reduce noise generated from a duct of a vacuum cleaner, noise emitted from a window opened in a closed space, or noise reduction in a three-dimensional space. May be used. The active noise control device is a device that reduces noise by generating a sound wave that cancels a noise wave generated from a noise source.
【０００３】従来の能動騒音制御装置の構成を図４に示
す。騒音源１０１は、振動面１０１ａが振動することで
騒音波を発生する。振動面１０１ａには、騒音波を検出
するための検出センサ１０２が取り付けられている。検
出センサ１０２で検出された騒音波は、アナログ電気信
号に変換される。検出センサ１０２の出力信号は、プリ
アンプ１０３によって適切な電圧レベルに増幅される。
そして、プリアンプ１０３からアンチエイリアジングフ
ィルタ１０４に入力される。アンチエイリアジングフィ
ルタ１０４は、信号の周波数域を、後に行われるディジ
タル信号処理で扱うことができる範囲に制限する。周波
数域を制限されたアナログ信号は、サンプルホールド回
路１０５を介してＡＤ変換器１０６に入力され、ディジ
タル信号に変換される。サンプルホールド回路１０５
は、ＡＤ変換器１０６がアナログ信号をディジタル信号
に変換している間、入力アナログ信号電圧を不変に保
つ。ＡＤ変換器１０６が出力するディジタル信号は、Ｆ
ＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ）フィルタ１０７に入力される。The structure of a conventional active noise control system is shown in FIG. The noise source 101 generates a noise wave by vibrating the vibrating surface 101a. A detection sensor 102 for detecting a noise wave is attached to the vibrating surface 101a. The noise wave detected by the detection sensor 102 is converted into an analog electric signal. The output signal of the detection sensor 102 is amplified by the preamplifier 103 to an appropriate voltage level.
Then, it is input from the preamplifier 103 to the anti-aliasing filter 104. The anti-aliasing filter 104 limits the frequency range of the signal to a range that can be handled by digital signal processing performed later. The analog signal whose frequency range is limited is input to the AD converter 106 via the sample hold circuit 105 and converted into a digital signal. Sample hold circuit 105
Keeps the input analog signal voltage unchanged while the AD converter 106 converts the analog signal to a digital signal. The digital signal output from the AD converter 106 is F
IR (Finite Impulse Responses)
e) Input to the filter 107.
【０００４】ＦＩＲフィルタ１０７は、係数乗算回路や
加算回路などで構成されるディジタルフィルタである。
ＦＩＲフィルタ１０７は、ＡＤ変換器１０６の出力信号
と後述する信号処理制御部１１８によって設定されるフ
ィルタ係数とに基づいて、騒音波を打ち消すような消音
波を発生させるためのディジタル信号を作成して出力す
る。ＦＩＲフィルタ１０７における演算は、図外のＤＳ
Ｐ（ディジタルシグナルプロセッサ）によって行われ
る。The FIR filter 107 is a digital filter including a coefficient multiplication circuit and an addition circuit.
The FIR filter 107 creates a digital signal for generating a sound wave canceling a noise wave based on an output signal of the AD converter 106 and a filter coefficient set by a signal processing control unit 118 described later. Output. The calculation in the FIR filter 107 is a DS not shown.
P (digital signal processor).
【０００５】ＦＩＲフィルタ１０７より出力されたディ
ジタル信号は、ＤＡ変換器１０８によってアナログ信号
に変換された後、サンプルホールド回路１０９を介して
スムージングフィルタ１１０に入力される。スムージン
グフィルタ１１０で平滑化されて高周波成分が除去され
た信号は、パワーアンプ１１１によって増幅される。こ
の増幅された信号によって、騒音波の伝搬方向に関して
騒音源より下流側の所定位置に設置されたスピーカ１１
２が駆動され、消音波が発生される。The digital signal output from the FIR filter 107 is converted into an analog signal by the DA converter 108, and then input to the smoothing filter 110 via the sample hold circuit 109. The signal smoothed by the smoothing filter 110 and having the high-frequency component removed therefrom is amplified by the power amplifier 111. The amplified signal causes the speaker 11 installed at a predetermined position on the downstream side of the noise source in the propagation direction of the noise wave.
2 is driven and a sound wave is generated.
【０００６】一方、この能動騒音制御装置によって消音
された後の騒音波を検出するためのエラーマイク１１３
が、騒音波の伝搬方向に関して、消音波を発生するスピ
ーカ１１２よりも下流側の所定の位置に設けられてい
る。エラーマイク１１３は、消音後の騒音波を検出し、
電気信号に変換する。エラーマイク１１３の出力信号
は、プリアンプ１１４、アンチエイリアジングフィルタ
１１５およびサンプルホールド回路１１６によって上述
の騒音波と同様の処理が施された後に、ＡＤ変換器１１
７によってディジタル信号に変換される。このディジタ
ル信号は、信号処理制御部１１８に入力される。信号処
理制御部１１８は、入力信号に基づいてＦＩＲフィルタ
１０７のフィルタ係数を、エラーマイク１１３の出力が
なるべく小さくなるように設定する。これにより、最適
なＦＩＲフィルタ係数が決定されるから、騒音を効率良
く低減できる。なお、信号処理制御部１１８において使
用されているアルゴリズムは、たとえばＬＭＳ（Ｌｅａ
ｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムである。
ＬＭＳアルゴリズムについては、たとえば、「インター
フェース」（ＣＱ出版社，pp. 215-220, Sept. 1995）
に記載されている。On the other hand, the error microphone 113 for detecting the noise wave after being silenced by this active noise control device.
However, with respect to the propagation direction of the noise wave, it is provided at a predetermined position on the downstream side of the speaker 112 that generates the sound wave elimination. The error microphone 113 detects the noise wave after the muffling,
Convert to electrical signals. The output signal of the error microphone 113 is processed by the preamplifier 114, the anti-aliasing filter 115, and the sample hold circuit 116 in the same manner as the noise wave described above, and then the AD converter 11
It is converted into a digital signal by 7. This digital signal is input to the signal processing control unit 118. The signal processing control unit 118 sets the filter coefficient of the FIR filter 107 based on the input signal so that the output of the error microphone 113 is as small as possible. As a result, the optimum FIR filter coefficient is determined, so that noise can be efficiently reduced. The algorithm used in the signal processing control unit 118 is, for example, LMS (Lea
st Mean Square) algorithm.
Regarding the LMS algorithm, for example, "interface" (CQ publisher, pp. 215-220, Sept. 1995)
It is described in.
【０００７】上述の能動騒音制御装置における信号処理
のための遅延時間について説明する。遅延時間の大きな
割合を占める要素は、アンチエイリアジングフィルタ１
０４、スムージングフィルタ１１０およびサンプルホー
ルド回路１０９である。一方、遅延時間が短く、無視で
きる要素は、検出センサ１０２、プリアンプ１０３、パ
ワーアンプ１１１、スピーカ１１２である。The delay time for signal processing in the above active noise control device will be described. The factor that accounts for a large proportion of the delay time is the anti-aliasing filter 1.
04, a smoothing filter 110 and a sample and hold circuit 109. On the other hand, the elements that have a short delay time and can be ignored are the detection sensor 102, the preamplifier 103, the power amplifier 111, and the speaker 112.
【０００８】ディジタル信号処理におけるサンプリング
周波数を仮に６．４ｋＨｚとして、各構成要素の遅延時
間を計算する。アンチエイリアジングフィルタ１０４お
よびスムージングフィルタ１１０として、遮断周波数が
１．８ｋＨｚの４次ベッセル型のローパスフィルタを使
用すると、遅延時間はそれぞれ約０．１８ｍｓｅｃであ
る。また、サンプルホールド回路１０９は、サンプリン
グ周期の１／２の遅延をもたらすから、遅延時間は約
０．０８ｍｓｅｃである。さらに、サンプルホールド回
路１０５およびＡＤ変換器１０６による遅延時間ならび
にＤＡ変換器１０８による遅延時間は、使用されるＩＣ
（集積回路）の種類によって異なるが、たとえば、遅延
時間がそれぞれ約０．０２ｍｓｅｃである品種を選択す
るものとする。また、ＦＩＲフィルタ１０７がＡＤ変換
器１０６からのディジタル信号を受け取って、ＤＡ変換
器１０８に渡すまでの遅延時間も、システムの設計によ
って異なる。そこで、サンプルホールド回路１０５から
サンプルホールド回路１０９までの遅延時間の合計が、
サンプリング周期（１／サンプリング周波数＝０．１５
６２５ｍｓｅｃ）と一致するものとする。The delay time of each component is calculated assuming that the sampling frequency in the digital signal processing is 6.4 kHz. When a fourth-order Bessel type low-pass filter with a cutoff frequency of 1.8 kHz is used as the anti-aliasing filter 104 and the smoothing filter 110, the delay time is about 0.18 msec. Further, the sample hold circuit 109 causes a delay of ½ of the sampling period, so the delay time is about 0.08 msec. Furthermore, the delay time due to the sample and hold circuit 105 and the AD converter 106 and the delay time due to the DA converter 108 depend on the IC used.
Although it depends on the type of (integrated circuit), for example, it is assumed that a product type having a delay time of about 0.02 msec is selected. Further, the delay time until the FIR filter 107 receives the digital signal from the AD converter 106 and passes it to the DA converter 108 also differs depending on the system design. Therefore, the total delay time from the sample hold circuit 105 to the sample hold circuit 109 is
Sampling cycle (1 / sampling frequency = 0.15
625 msec).
【０００９】すなわち、アンチエイリアジングフィルタ
１０４の遅延時間は約０．１８ｍｓｅｃ、サンプルホー
ルド回路１０５からサンプルホールド回路１０９までの
遅延時間は約０．１６ｍｓｅｃ、スムージングフィルタ
１１０の遅延時間は約０．１８ｍｓｅｃであるから、従
来の能動騒音制御装置の遅延時間の合計は約０．５２ｍ
ｓｅｃとなる。音波の伝搬速度を１ｍｓｅｃにつき３４
ｃｍとすると、上記の遅延時間に対応する音波の伝搬距
離は、約１８ｃｍとなる。したがって、騒音波を消音す
るには、騒音源１０１とスピーカ１１２との空間距離
は、約１８ｃｍ以上必要である。That is, the delay time of the anti-aliasing filter 104 is about 0.18 msec, the delay time from the sample hold circuit 105 to the sample hold circuit 109 is about 0.16 msec, and the delay time of the smoothing filter 110 is about 0.18 msec. Therefore, the total delay time of the conventional active noise control system is about 0.52m.
It becomes sec. Sound wave propagation speed is 34 per 1 msec
In cm, the propagation distance of the sound wave corresponding to the above delay time is about 18 cm. Therefore, in order to silence the noise wave, the spatial distance between the noise source 101 and the speaker 112 needs to be about 18 cm or more.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】ところで、能動騒音制
御装置を特に３次元的に広がる騒音波の消音に使用する
場合、スピーカ１１２を騒音源１０１にできるだけ近づ
けることで、騒音波と消音波とが重なりやすくする必要
がある。そのためには、装置の遅延時間はできるだけ短
くしなければならない。また、３次元空間ではなく、能
動騒音制御装置をダクト内で使用する場合においても、
ダクトの長さを短くするためには、騒音源１０１とスピ
ーカ１１２との距離を短くする必要がある。しかし、従
来の装置の遅延時間は上述のとおりであるから、騒音源
１０１とスピーカ１１２との距離は、上述の値以下に縮
めることができなかった。By the way, when the active noise control device is used to muffle a noise wave that spreads in a three-dimensional manner, the noise wave and the muffling sound are separated by bringing the speaker 112 as close as possible to the noise source 101. Need to overlap easily. For that purpose, the delay time of the device must be as short as possible. Moreover, even when the active noise control device is used in the duct instead of the three-dimensional space,
In order to shorten the length of the duct, it is necessary to shorten the distance between the noise source 101 and the speaker 112. However, since the delay time of the conventional device is as described above, the distance between the noise source 101 and the speaker 112 cannot be shortened to the above value or less.
【００１１】そこで、遅延時間を短縮するために、アン
チエイリアジングフィルタおよびスムージングフィルタ
を取り除いた能動騒音制御装置が、「Active Control i
n aVacume Cleaner (Joo J., Park H., Kim Y. and Oh
S.) 」(Proceedings of The1994 International Congre
ss on Noise Control Engineering (INTER-NOISE 94),
pp. 1405-1408, Aug. 1994) に開示されている。Therefore, in order to reduce the delay time, an active noise control device without an anti-aliasing filter and a smoothing filter is called "Active Control i".
n aVacume Cleaner (Joo J., Park H., Kim Y. and Oh
S.) '' (Proceedings of The 1994 International Congre
ss on Noise Control Engineering (INTER-NOISE 94),
pp. 1405-1408, Aug. 1994).
【００１２】この装置は、図５に示すように、掃除機２
００に備えられているモータ２０１で発生する騒音を、
ダクト２０２内で消去するものである。騒音波の伝搬方
向の上流側に騒音検出マイク２０３が設置され、下流側
にエラーマイク２０４が設置されている。騒音検出マイ
ク２０３とエラーマイク２０４との間の所定位置には、
消音波を発生するスピーカ２０５が設置されている。This device, as shown in FIG.
The noise generated by the motor 201 included in
It is to be erased in the duct 202. The noise detection microphone 203 is installed on the upstream side in the propagation direction of the noise wave, and the error microphone 204 is installed on the downstream side. At a predetermined position between the noise detection microphone 203 and the error microphone 204,
A speaker 205 that generates a sound wave is installed.
【００１３】騒音検出マイク２０３で検出された騒音波
は、電気信号に変換された後、プリアンプ２０６で増幅
される。増幅された信号は、ＡＤ変換器２０７でディジ
タル信号に変換されて、ＤＳＰ２１０に入力される。一
方、スピーカ２０５から発生される消音波と合波された
騒音波は、エラーマイク２０４で検出され、プリアンプ
２０８およびＡＤ変換器２０９を介し、ディジタル信号
の形式でＤＳＰ２１０に入力される。ＤＳＰ２１０は、
入力されたディジタル信号を基に、ＥＰＲＯＭ２１１に
記憶されているプログラムに従って、発生すべき消音波
に対応する信号を出力する。この出力信号は、ＤＡ変換
器２１２でアナログ信号に変換された後に、パワーアン
プ２１３で増幅される。パワーアンプ２１３の出力信号
によってスピーカ２０５が駆動されることにより、消音
波が発生される。The noise wave detected by the noise detection microphone 203 is converted into an electric signal and then amplified by the preamplifier 206. The amplified signal is converted into a digital signal by the AD converter 207 and input to the DSP 210. On the other hand, the noise wave generated by the speaker 205 and combined with the sound wave is detected by the error microphone 204, and is input to the DSP 210 in the form of a digital signal via the preamplifier 208 and the AD converter 209. DSP210,
A signal corresponding to the sound wave to be generated is output according to the program stored in the EPROM 211 based on the input digital signal. This output signal is converted into an analog signal by the DA converter 212 and then amplified by the power amplifier 213. The speaker 205 is driven by the output signal of the power amplifier 213 to generate a sound wave.
【００１４】この能動騒音制御装置は、ダクトの断面積
が小さいために、ダクト内に１ｋＨｚ以上の周波数域の
平面波が存在しないことを前提とし、高周波成分を除去
するフィルタの代わりに、ダクトの内面に騒音吸収材を
貼り付けることによって、高周波数成分を減衰してい
る。そのため、フィルタを用いていない分、遅延時間が
短縮される反面、３次元空間のように１ｋＨｚ以上の周
波数の平面波が存在する空間においては、効果的な消音
作用を期待することができない。つまり、ダクト内での
消音以外の用途には実質的に適していない。This active noise control device is premised on the fact that there is no plane wave in the frequency range of 1 kHz or higher in the duct because of the small cross-sectional area of the duct. High frequency components are attenuated by attaching a noise absorbing material to the. Therefore, although the filter is not used, the delay time is shortened, but in a space where a plane wave having a frequency of 1 kHz or higher exists, such as a three-dimensional space, an effective silencing effect cannot be expected. That is, it is practically unsuitable for applications other than silencing in the duct.
【００１５】そこで、本発明の目的は、上述の技術的課
題を解決し、信号処理のための遅延時間を短くすること
ができ、かつ、用途が制限されることもない能動騒音制
御装置を提供することである。Therefore, an object of the present invention is to solve the above technical problems and to provide an active noise control device which can shorten the delay time for signal processing and which is not limited in its use. It is to be.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めの請求項１記載の能動騒音制御装置は、消音波で騒音
波を打ち消すことによって、騒音波を能動的に消去する
能動騒音制御装置であって、騒音波と相関のある信号を
検出して電気信号に変換し、検出信号として出力する検
出手段と、上記検出手段が出力する検出信号を加工し
て、消音波に対応した消音信号を作成する信号処理手段
と、上記信号処理手段によって作成された消音信号を消
音波に変換する電気音響変換手段とを含み、上記信号処
理手段は、上記検出信号をディジタル処理によって加工
し、加工結果を出力するディジタル信号処理手段と、上
記ディジタル信号処理手段による処理と並行して実行さ
れるアナログ処理によって上記検出信号を加工し、加工
結果を出力するもので、上記ディジタル信号処理手段よ
りも遅延時間が短いアナログ信号処理手段と、上記ディ
ジタル信号処理手段およびアナログ信号処理手段の各加
工結果に基づいて、消音信号を作成する消音信号作成手
段とを含むものであることを特徴とするものである。In order to achieve the above object, an active noise control device according to claim 1 is an active noise control device for canceling a noise wave by a sound deadening wave to actively cancel the noise wave. In addition, a detection means for detecting a signal having a correlation with a noise wave and converting it into an electric signal and outputting it as a detection signal, and a detection signal output by the detection means are processed to produce a muffling signal corresponding to a sound deadening wave. And a signal processing means for creating a sound signal, and an electroacoustic conversion means for converting the muffling signal created by the signal processing means into a sound wave, the signal processing means processing the detection signal by digital processing, and processing results Which outputs the processed result by processing the detection signal by a digital signal processing means for outputting and an analog processing executed in parallel with the processing by the digital signal processing means. An analog signal processing means having a delay time shorter than that of the digital signal processing means, and a muffling signal generating means for generating a muffling signal based on each processing result of the digital signal processing means and the analog signal processing means. It is characterized by.
【００１７】請求項１記載の構成によれば、検出手段
は、騒音波と相関のある信号を検出して電気信号に変換
し、検出信号として出力する。出力された検出信号は、
信号処理手段に含まれているディジタル信号処理手段に
よって加工される。また、それと並行して、検出信号が
遅延時間の短いアナログ信号処理手段によって加工され
る。消音信号作成手段は、それぞれの信号処理手段によ
って加工された結果に基づいて、消音信号を作成する。
作成された消音信号は、電気音響変換手段によって消音
波に変換される。According to the structure of the first aspect, the detecting means detects a signal having a correlation with the noise wave, converts it into an electric signal, and outputs it as a detection signal. The output detection signal is
It is processed by digital signal processing means included in the signal processing means. In parallel with this, the detection signal is processed by the analog signal processing means having a short delay time. The muffling signal creating means creates a muffling signal based on the results processed by the respective signal processing means.
The generated muffling signal is converted into a sound wave by the electroacoustic conversion means.
【００１８】このように、ディジタル信号処理手段によ
って複雑な加工を行い、ディジタル信号処理手段よりも
遅延時間の短いアナログ信号処理手段によって簡単な加
工を並行して行なうことにより、検出信号の加工のため
の遅延時間を短縮することができる。よって、騒音波の
発生源と電気音響変換手段との距離を短くすることがで
きる。As described above, by performing complicated processing by the digital signal processing means and performing simple processing in parallel by the analog signal processing means having a delay time shorter than that of the digital signal processing means, it is possible to process the detection signal. The delay time can be reduced. Therefore, the distance between the noise wave generation source and the electroacoustic conversion means can be shortened.
【００１９】また、請求項２記載の発明は、上記ディジ
タル信号処理手段は、所定のサンプリング周期で上記検
出手段が出力する検出信号をサンプリングして、ディジ
タル信号に変換する手段を備えており、上記ディジタル
信号処理手段と上記アナログ信号処理手段との遅延時間
の差は、上記サンプリング周期の整数倍であることを特
徴とする請求項１記載の能動騒音制御装置である。According to a second aspect of the present invention, the digital signal processing means includes means for sampling the detection signal output by the detection means at a predetermined sampling period and converting it into a digital signal. The active noise control device according to claim 1, wherein a difference in delay time between the digital signal processing means and the analog signal processing means is an integral multiple of the sampling period.
【００２０】請求項２記載の構成によれば、ディジタル
信号処理手段は、検出手段が出力する検出信号を所定の
サンプリング周期でサンプリングし、ディジタル信号に
変換することができる。また、ディジタル信号処理手段
とアナログ信号処理手段との遅延時間の差は、ディジタ
ル信号処理手段におけるサンプリング周期の整数倍であ
るから、検出信号の加工において、従来から知られてい
る手法を用いることができる。According to the second aspect of the invention, the digital signal processing means can sample the detection signal output by the detection means at a predetermined sampling period and convert it into a digital signal. Further, since the difference in delay time between the digital signal processing means and the analog signal processing means is an integral multiple of the sampling cycle in the digital signal processing means, it is possible to use a conventionally known method in processing the detection signal. it can.
【００２１】従来から、検出信号の加工のためには、一
定の周期で信号をサンプリングして処理を行うディジタ
ル信号処理が用いられている。仮に、サンプリング周期
から外れたタイミングの信号を扱う場合は、マルチレー
トディジタル信号処理と呼ばれる手法が必要となる。す
なわち、サンプリング周期を整数分の１に減らすオーバ
ーサンプリング処理で、サンプリング周期の間の信号値
を算出するなどの必要がある。しかし、請求項２記載の
構成によれば、アナログ信号処理手段の結果は、ディジ
タル信号処理手段の結果とサンプリング周期と同期して
いるので、かかるマルチレートディジタル信号処理を新
たに用いる必要がない。したがって、一定サンプリング
周期に関するディジタル信号処理に基づく検出信号の加
工処理を、短い遅延時間が必要な部分と、長い遅延時間
でもよい部分とに分割し、それぞれ、アナログ信号処理
手段とディジタル信号処理手段とに振り分ければよい。Conventionally, in order to process the detection signal, digital signal processing for sampling and processing the signal at a constant cycle has been used. If a signal with a timing out of the sampling cycle is to be handled, a method called multi-rate digital signal processing is required. That is, it is necessary to calculate the signal value during the sampling period by oversampling processing that reduces the sampling period to an integer fraction. However, according to the configuration of the second aspect, the result of the analog signal processing means is synchronized with the result of the digital signal processing means and the sampling period, so that it is not necessary to newly use such multi-rate digital signal processing. Therefore, the processing of the detection signal based on the digital signal processing relating to the constant sampling period is divided into a part requiring a short delay time and a part requiring a long delay time, and the analog signal processing means and the digital signal processing means respectively. All you have to do is
【００２２】請求項３記載の発明は、上記アナログ信号
処理手段の周波数域を上記ディジタル信号処理手段の周
波数域と同等に制限するローパスフィルタをさらに有
し、上記信号処理手段によって実現されるＦＩＲフィル
タのうち、最初の一部の段がアナログ信号処理で、残り
の段がディジタル信号処理で実現されることを特徴とす
る請求項２記載の能動騒音制御装置。According to a third aspect of the present invention, there is further provided a low pass filter for limiting the frequency range of the analog signal processing means to the same as the frequency range of the digital signal processing means, and an FIR filter realized by the signal processing means. The active noise control device according to claim 2, wherein the first part of the stages is realized by analog signal processing and the remaining stages are realized by digital signal processing.
【００２３】請求項３記載の構成によれば、周波数域
が、アナログ信号処理手段とディジタル信号処理手段で
同等になっている。さらに、最近のサンプリング周期の
検出信号の加工をアナログ信号処理手段によって実行さ
れるとともに、それ以前のサンプリング周期の検出信号
の加工をディジタル信号処理手段に担当させたＦＩＲフ
ィルタを実現している。この際、アナログ信号処理手段
とディジタル信号処理手段との各遅延時間の差がサンプ
リング周期の整数倍にされており、かつ、周波数域も両
者の差がないようにされている。したがって、信号処理
の遅延時間が短いことを除けば、請求項３記載の構成に
よる信号処理の結果は、同じ係数のＦＩＲフィルタを全
てディジタル信号処理によって実現した場合と同じにな
る。それゆえ、従来から知られている能動騒音制御のた
めのＦＩＲフィルタ処理をそのまま、請求項３記載の構
成に適用することができる。According to the third aspect of the invention, the frequency range is the same in the analog signal processing means and the digital signal processing means. Furthermore, the FIR filter is realized in which the processing of the detection signal of the latest sampling cycle is executed by the analog signal processing means and the processing of the detection signal of the sampling cycle before that is performed by the digital signal processing means. At this time, the difference between the delay times of the analog signal processing means and the digital signal processing means is set to an integral multiple of the sampling period, and the frequency range is also set so that there is no difference between the two. Therefore, except that the delay time of the signal processing is short, the result of the signal processing according to the third aspect is the same as when all the FIR filters with the same coefficient are realized by digital signal processing. Therefore, the conventionally known FIR filter processing for active noise control can be directly applied to the configuration according to claim 3.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態
に係る能動騒音制御装置の構成を示すブロック図であ
る。この能動騒音制御装置は、騒音源１から発生される
騒音波を打ち消すような消音波を電気音響変換素子１２
から発生させて、騒音を消去する装置である。1 is a block diagram showing the configuration of an active noise control system according to a first embodiment of the present invention. This active noise control device uses an electroacoustic conversion element 12 to eliminate a sound wave that cancels a noise wave generated from the noise source 1.
This is a device that eliminates noise by generating noise from.
【００２５】騒音源１は、振動面１ａが振動することで
騒音波を発生する。振動面１ａには、検出センサ２が取
り付けられている。検出センサ２は、たとえば加速度ピ
ックアップであり、騒音波と相関の高い振動によって得
られる加速度を検出し、アナログ電気信号に変換する。
また、検出センサ２は、騒音波を直接検出するマイクロ
フォンであってもよい。ただし、このときは、騒音波の
みならず消音波もマイクロフォンに到達することになる
ので、この消音波の影響を軽減する措置を講じておくこ
とが望ましい。この措置としては、マイクロフォンの出
力から消音波の成分を差し引く、いわゆるエコーキャン
セル方法とか、マイクロフォンとして指向性マイクロフ
ォンを用いてその感度のある方向を騒音源１に向け、感
度のない方向を電気音響変換素子１２に向ける方法など
がある。検出センサ２の出力電圧レベルは低いので、プ
リアンプ３によって、適切な電圧レベルに増幅する。増
幅された信号Ｘは、信号処理部２１に入力される。The noise source 1 generates a noise wave by vibrating the vibrating surface 1a. The detection sensor 2 is attached to the vibrating surface 1a. The detection sensor 2 is, for example, an acceleration pickup, detects acceleration obtained by vibration having a high correlation with a noise wave, and converts the acceleration into an analog electric signal.
Further, the detection sensor 2 may be a microphone that directly detects a noise wave. However, at this time, not only the noise wave but also the sound wave will reach the microphone, so it is desirable to take measures to reduce the influence of the sound wave. As a measure for this, a so-called echo canceling method, in which the component of the sound wave is subtracted from the output of the microphone, or a directional microphone is used as the microphone, the sensitive direction is directed to the noise source 1, and the insensitive direction is electroacoustic converted. There is a method of directing the element 12. Since the output voltage level of the detection sensor 2 is low, the preamplifier 3 amplifies it to an appropriate voltage level. The amplified signal X is input to the signal processing unit 21.
【００２６】信号処理部２１は、ディジタル信号処理部
２２、アナログ信号処理部２３、および消音信号作成手
段の主要部をなすアナログ加算器２４を有している。プ
リアンプ３の出力信号Ｘは、ディジタル信号処理部２２
およびアナログ信号処理部２３の両方に入力される。プ
リアンプ３からディジタル信号処理部２２に入力された
信号Ｘは、アンチエイリアジングフィルタ４に入力され
る。アンチエイリアジングフィルタ４は、信号Ｘの周波
数域を後に行われるディジタル信号処理で扱うことがで
きる範囲に制限する。周波数域を制限された信号Ｘは、
サンプルホールド回路５を介してＡＤ変換器６に入力さ
れ、ディジタル信号に変換される。サンプルホールド回
路５は、アナログ信号がディジタル信号に変換されてい
る間、入力アナログ信号電圧を不変に保つ。なお、サン
プルホールド回路５とＡＤ変換器６とは、単一のＩＣ
（集積回路）で実現されてもよい。The signal processing section 21 has a digital signal processing section 22, an analog signal processing section 23, and an analog adder 24 which is a main part of the mute signal producing means. The output signal X of the preamplifier 3 is the digital signal processing unit 22.
And the analog signal processing unit 23. The signal X input from the preamplifier 3 to the digital signal processing unit 22 is input to the anti-aliasing filter 4. The anti-aliasing filter 4 limits the frequency range of the signal X to a range that can be handled by digital signal processing performed later. The frequency-limited signal X is
It is input to the AD converter 6 via the sample hold circuit 5 and converted into a digital signal. The sample hold circuit 5 keeps the input analog signal voltage unchanged while the analog signal is being converted into a digital signal. The sample hold circuit 5 and the AD converter 6 are integrated into a single IC.
It may be realized by (integrated circuit).
【００２７】ＡＤ変換器６は、入力されるアナログ信号
Ｘをサンプリングし、ディジタル信号Ｘn 、Ｘn-1 、Ｘ
n-2 、・・・・・・、Ｘn-I を得る。ここで、Ｘn は現在入力
されている信号を表し、Ｘn-i はｉサンプリング周期前
の入力信号である。ディジタル信号Ｘn 、Ｘn-1 、Ｘ
n-2 、・・・・・・、Ｘn-I は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍ
ｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ７に入力され
る。The AD converter 6 samples the input analog signal X and outputs digital signals X n , X n-1 , X.
n-2 , ..., XnI is obtained. Here, X n represents the currently input signal, and X ni is the input signal before i sampling periods. Digital signals X n , X n-1 , X
n-2 , ..., X nI is FIR (Finite Im
It is input to the pulse response filter 7.
【００２８】ＦＩＲフィルタ７には、後述する信号処理
制御部１８が出力する係数Ａ0 、Ａ 1 、Ａ2 、・・・・・・、
ＡI のうち、係数Ａ1 、Ａ2 、・・・・・・、ＡI が設定され
る。ＦＩＲフィルタ７では、ＡＤ変換器６の出力信号Ｘ
n-1 、Ｘn-2 、・・・・・・、Ｘn- I と、係数Ａ1 、Ａ2 、・・
・・・・、ＡI とにより、Ａ1 Ｘn-1 ＋Ａ2 Ｘn-2 ＋・・・・・・
＋ＡI Ｘn-I なる演算が、図示しないＤＳＰ（ディジタ
ルシグナルプロセッサ）によって行われる。演算結果
は、ＤＡ変換器８によってアナログ信号に変換されて、
サンプルホールド回路９に入力される。ＤＡ変換器８の
出力は、サンプルホールド回路９によって次の変換時ま
で保持される。サンプルホールド回路９の出力信号は、
スムージングフィルタ１０で平滑化されて高周波成分が
除去された後、アナログ加算器２４に入力される。The FIR filter 7 has a signal processing described later.
Coefficient A output by the control unit 180, A 1, A2, ...
AIOf which coefficient A1, A2..... AIIs set
You. In the FIR filter 7, the output signal X of the AD converter 6
n-1, Xn-2, ..., Xn- IAnd the coefficient A1, A2, ...
.... AIAnd by A1Xn-1+ A2Xn-2+ ...
+ AIXnIIs a DSP (digital) not shown.
Signal processor). Calculation result
Is converted into an analog signal by the DA converter 8,
It is input to the sample hold circuit 9. DA converter 8
The output is output by the sample hold circuit 9 until the next conversion.
Is held. The output signal of the sample hold circuit 9 is
The high-frequency component is smoothed by the smoothing filter 10
After being removed, it is input to the analog adder 24.
【００２９】また、プリアンプ３からアナログ信号処理
部２３に入力された信号Ｘは、ローパスフィルタ２６に
入力されて高周波成分が除去される。ローパスフィルタ
２６の出力信号Ｐは、アナログ乗算器２７に入力され
る。アナログ乗算器２７には、さらに、信号処理制御部
１８が出力する係数Ａ0 をＤＡ変換器２８によってアナ
ログ変換して得られた係数Ｑが入力される。そして、ア
ナログ信号Ｐおよびアナログ係数Ｑは、アナログ乗算器
２７において掛け合わされてＰ＊Ｑとなり、ローパスフ
ィルタ２９を介してアナログ加算器２４に入力される。Further, the signal X input from the preamplifier 3 to the analog signal processing unit 23 is input to the low pass filter 26 to remove high frequency components. The output signal P of the low pass filter 26 is input to the analog multiplier 27. The analog multiplier 27 is further input with the coefficient Q obtained by analog-converting the coefficient A 0 output from the signal processing control unit 18 by the DA converter 28. Then, the analog signal P and the analog coefficient Q are multiplied by each other in the analog multiplier 27 to become P * Q, and input to the analog adder 24 via the low-pass filter 29.
【００３０】ローパスフィルタ２６および２９は、アナ
ログ信号処理部２３で処理される信号の周波数域をディ
ジタル信号処理部２２で処理される信号の周波数域と同
じにするためのものである。したがって、ディジタル信
号処理部２２とアナログ信号処理部２３との周波数特性
および遅延特性に関する整合性を取りやすくするために
は、ローパスフィルタ２６はアンチエイリアジングフィ
ルタ４と、ローパスフィルタ２９はスムージングフィル
タ１０と、それぞれほぼ同じ特性のフィルタを用いるこ
とが好ましい。The low-pass filters 26 and 29 are for making the frequency range of the signal processed by the analog signal processing section 23 the same as the frequency range of the signal processed by the digital signal processing section 22. Therefore, in order to facilitate the matching of the frequency characteristics and the delay characteristics of the digital signal processing unit 22 and the analog signal processing unit 23, the low-pass filter 26 is the anti-aliasing filter 4, and the low-pass filter 29 is the smoothing filter 10. It is preferable to use filters having substantially the same characteristics.
【００３１】このようにして、ディジタル信号処理部２
２およびアナログ信号処理部２３で行われた演算結果が
アナログ加算器２４に入力され、足し合わされること
で、消音信号Ｙn となる。本実施形態においては、後述
するように、ディジタル信号処理部２２による処理のた
めの遅延時間が、アナログ信号処理部２３による処理の
ための遅延時間よりも１サンプリング周期だけ長くなる
ようにシステムが設けられている。そのため、信号処理
部２１においては、消音信号Ｙn を得るために、下記演
算式で表す演算が行われていることになる。In this way, the digital signal processing unit 2
2 and the calculation results performed by the analog signal processing unit 23 are input to the analog adder 24 and added together to form the mute signal Y n . In the present embodiment, as will be described later, the system is provided such that the delay time for the processing by the digital signal processing unit 22 is longer than the delay time for the processing by the analog signal processing unit 23 by one sampling period. Has been. Therefore, in the signal processing unit 21, the calculation represented by the following calculation formula is performed in order to obtain the muffling signal Y n .
【００３２】 Ｙn ＝Ａ0 Ｘn ＋Ａ1 Ｘn-1 ＋Ａ2 Ｘn-2 ＋・・・・・・＋ＡI Ｘn-I （演算式） ここで、アナログ信号処理部２３で行われているＰ＊Ｑ
が、上記演算式の第１項目の演算に相当している。ま
た、ディジタル信号処理部２２は、上記演算式の第２項
目以下の演算を実行していることになる。上述のように
して得られた消音信号Ｙn は、パワーアンプ１１で増幅
されて、たとえばスピーカのような電気音響変換素子１
２に入力される。入力された消音信号は消音波に変換さ
れて、出力される。なお、電気音響変換素子１２は、騒
音波の伝搬方向に騒音源１から所定の距離を隔てて設置
されている。Y n = A 0 X n + A 1 X n-1 + A 2 X n-2 + ... + A I X nI (calculation formula) Here, the analog signal processing unit 23 performs the calculation. P * Q
Corresponds to the calculation of the first item of the above calculation formula. In addition, the digital signal processing unit 22 is executing the arithmetic operations of the second item and the following items of the arithmetic expression. The mute signal Y n obtained as described above is amplified by the power amplifier 11, and the electroacoustic conversion element 1 such as a speaker is amplified.
2 is input. The input silencing signal is converted into a silencing wave and output. The electroacoustic conversion element 12 is installed at a predetermined distance from the noise source 1 in the noise wave propagation direction.
【００３３】騒音波の伝搬方向に関して、電気音響変換
素子１２よりも下流側の所定の位置には、エラーマイク
１３が設けられている。エラーマイク１３は、消音波が
合波された後の騒音波を検出し、アナログ信号に変換す
るものである。エラーマイク１３の出力電圧レベルは、
検出センサ２と同様に低いので、プリアンプ１４によっ
て適切な電圧レベルに増幅される。そして、プリアンプ
１４からアンチエイリアジングフィルタ１５に入力さ
れ、信号の周波数域は後に行われるディジタル信号処理
で扱うことができる範囲に制限される。周波数域を制限
されたアナログ信号は、サンプルホールド回路１６を介
してＡＤ変換器１７に入力されて、ディジタル信号に変
換される。サンプルホールド回路１６は、ＡＤ変換器１
７でのアナログ−ディジタル変換の間、入力アナログ信
号電圧を不変に保つ。ＡＤ変換器１７から出力されるデ
ィジタル信号は、信号処理制御部１８に入力される。An error microphone 13 is provided at a predetermined position on the downstream side of the electroacoustic transducer 12 with respect to the propagation direction of the noise wave. The error microphone 13 detects a noise wave after the sound wave is multiplexed and converts it into an analog signal. The output voltage level of the error microphone 13 is
Since it is low like the detection sensor 2, it is amplified to an appropriate voltage level by the preamplifier 14. Then, the signal is input from the preamplifier 14 to the anti-aliasing filter 15, and the frequency range of the signal is limited to a range that can be handled by digital signal processing performed later. The analog signal whose frequency range is limited is input to the AD converter 17 via the sample hold circuit 16 and converted into a digital signal. The sample hold circuit 16 includes the AD converter 1
Keep the input analog signal voltage unchanged during the analog-to-digital conversion at 7. The digital signal output from the AD converter 17 is input to the signal processing control unit 18.
【００３４】信号処理制御部１８は、たとえばＬＭＳア
ルゴリズムなどの手法によって、ＡＤ変換器１７から入
力される信号に基づいて、上述の係数Ａ0 、Ａ1 、
Ａ2 、・・・・・・、ＡI を作成して出力する。係数Ａ0 、Ａ
1 、Ａ2 、・・・・・・、ＡI は、エラーマイク１３の出力が
なるべく小さくなるような消音波が電気音響変換素子１
２から発生されるように決定される。これにより、騒音
波を効果的に低減できる。The signal processing control unit 18 uses the LMS algorithm or the like, based on the signal input from the AD converter 17, to generate the above-mentioned coefficients A 0 , A 1 ,
A 2 , ..., A I is created and output. Coefficients A 0 , A
1 , A 2 , ..., A I are the electroacoustic transducers 1 that eliminate the sound waves so that the output of the error microphone 13 is as small as possible.
It is decided to be generated from 2. As a result, noise waves can be effectively reduced.
【００３５】上述のように構成されている能動騒音制御
装置における信号処理のための遅延時間について、以下
に説明する。ディジタル信号処理におけるサンプリング
周波数を仮に６．４ｋＨｚとして、ディジタル信号処理
部２２における遅延時間を考える。ディジタル信号処理
部２２の構成要素のうちで、遅延時間の大きな割合を占
める要素は、アンチエイリアジングフィルタ４、スムー
ジングフィルタ１０およびサンプルホールド回路９であ
る。The delay time for signal processing in the active noise control device configured as described above will be described below. Let us assume that the sampling frequency in digital signal processing is 6.4 kHz and the delay time in the digital signal processing unit 22 is considered. Among the constituent elements of the digital signal processing section 22, the elements that occupy a large proportion of the delay time are the anti-aliasing filter 4, the smoothing filter 10 and the sample and hold circuit 9.
【００３６】アンチエイリアジングフィルタ４およびス
ムージングフィルタ１０に、たとえば、遮断周波数が
１．８ｋＨｚの４次ベッセル型のローパスフィルタを使
用すると、遅延時間はそれぞれ約０．１８ｍｓｅｃであ
る。また、サンプルホールド回路９は、サンプリング周
期の約１／２の遅延をもたらすから、遅延時間は約０．
０８ｍｓｅｃである。サンプルホールド回路５とＡＤ変
換器６とによる遅延時間およびＤＡ変換器８による遅延
時間は、使用されるＩＣの種類によって異なるが、たと
えば、それぞれ０．０２ｍｓｅｃである品種を選択する
ものとする。また、ＦＩＲフィルタ７がＡＤ変換器６か
らディジタル信号を受け取り、ＤＡ変換器８に渡すまで
の遅延時間もシステムの設計によって異なる。そこで、
本実施形態においては、サンプルホールド回路５からサ
ンプルホールド回路９までの遅延時間の合計が、サンプ
リング周期（１／サンプリング周波数＝０．１５６２５
ｍｓｅｃ）と一致するように設計されている。If a fourth-order Bessel type low-pass filter having a cutoff frequency of 1.8 kHz is used for the anti-aliasing filter 4 and the smoothing filter 10, the delay time is about 0.18 msec. Further, since the sample hold circuit 9 causes a delay of about 1/2 of the sampling period, the delay time is about 0.
It is 08 msec. The delay time by the sample hold circuit 5 and the AD converter 6 and the delay time by the DA converter 8 differ depending on the type of IC used, but for example, it is assumed that 0.02 msec of each type is selected. Further, the delay time until the FIR filter 7 receives the digital signal from the AD converter 6 and passes it to the DA converter 8 also differs depending on the system design. Therefore,
In this embodiment, the total delay time from the sample hold circuit 5 to the sample hold circuit 9 is the sampling period (1 / sampling frequency = 0.15625).
msec).
【００３７】すなわち、アンチエイリアジングフィルタ
４で０．１８ｍｓｅｃ、サンプルホールド回路５からサ
ンプルホールド回路９までで約０．１６ｍｓｅｃ、スム
ージングフィルタ１０で０．１８ｍｓｅｃの遅延時間が
それぞれ生じるから、ディジタル信号処理部２２におけ
る遅延時間の合計は約０．５２ｍｓｅｃとなる。次に、
アナログ信号処理部２３における遅延時間について考え
る。ローパスフィルタ２６および２９の遅延時間は、そ
れぞれアンチエイリアジングフィルタ４およびスムージ
ングフィルタ１０の遅延時間に等しい。また、アナログ
乗算器２７の遅延時間は短いので、無視できる。これら
を考慮すると、アナログ信号処理部２３の遅延時間の合
計は、０．３６ｍｓｅｃである。That is, the anti-aliasing filter 4 produces a delay time of 0.18 msec, the sample-hold circuit 5 to the sample-hold circuit 9 produces a delay time of about 0.16 msec, and the smoothing filter 10 produces a delay time of 0.18 msec. The total delay time at 22 is about 0.52 msec. next,
Consider the delay time in the analog signal processing unit 23. The delay times of the low-pass filters 26 and 29 are equal to the delay times of the anti-aliasing filter 4 and the smoothing filter 10, respectively. Further, since the delay time of the analog multiplier 27 is short, it can be ignored. Considering these, the total delay time of the analog signal processing unit 23 is 0.36 msec.
【００３８】ディジタル信号処理部２２の遅延時間とア
ナログ信号処理部２３の遅延時間とを比較すると、アナ
ログ信号処理部２３の遅延時間は、ディジタル信号処理
部２２のサンプルホールド回路５からサンプルホールド
回路９までの遅延時間分だけ短いことがわかる。すなわ
ち、アナログ信号処理部２３の遅延時間は、ディジタル
信号処理部２２の遅延時間よりも、１サンプリング周期
分だけ短い。Comparing the delay time of the digital signal processing unit 22 and the delay time of the analog signal processing unit 23, the delay time of the analog signal processing unit 23 is determined by the sample hold circuit 5 to the sample hold circuit 9 of the digital signal processing unit 22. It can be seen that the delay time is up to. That is, the delay time of the analog signal processing unit 23 is shorter than the delay time of the digital signal processing unit 22 by one sampling period.
【００３９】上記の演算式から理解されるとおり、この
能動騒音制御装置における遅延時間は、アナログ信号処
理部２３の遅延時間０．３６ｍｓｅｃに等しくなり、検
出センサ２の出力信号をディジタル処理のみで加工する
従来技術に比べ、１サンプリング周期分だけ短くなる。
よって、音波の伝搬速度を１ｍｓｅｃにつき３４ｃｍと
すると、この遅延時間に対応する伝搬距離は約１２ｃｍ
である。よって、騒音源１と電気音響変換素子１２との
空間的距離は約１２ｃｍでよい。As can be understood from the above arithmetic expression, the delay time in this active noise control device becomes equal to the delay time 0.36 msec of the analog signal processing unit 23, and the output signal of the detection sensor 2 is processed only by digital processing. It is shortened by one sampling period as compared with the related art.
Therefore, assuming that the propagation velocity of sound waves is 34 cm per 1 msec, the propagation distance corresponding to this delay time is about 12 cm.
It is. Therefore, the spatial distance between the noise source 1 and the electroacoustic conversion element 12 may be about 12 cm.
【００４０】また、上述のとおり、上記演算式の第１項
目をアナログ信号処理部２３において演算し、第２項目
以下をディジタル信号処理部２２で演算しているが、ア
ナログ信号処理部２３の遅延時間とディジタル信号処理
部２２の遅延時間との差は、ちょうど１サンプリング周
期であるから、公知のＦＩＲフィルタの係数の計算方法
をそのまま用いることができる。As described above, the first item of the above equation is calculated by the analog signal processing unit 23, and the second and subsequent items are calculated by the digital signal processing unit 22, but the delay of the analog signal processing unit 23 is delayed. Since the difference between the time and the delay time of the digital signal processing unit 22 is exactly one sampling cycle, the known FIR filter coefficient calculation method can be used as it is.
【００４１】図２は、本発明の第２の実施形態に係る能
動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。上述の
図１に示された各部と同等の部分には同一の参照符号を
付して示す。図２を参照して、検出センサ２から出力さ
れる電気信号は、プリアンプ３を介して、アンチエイリ
アジングフィルタ４に入力される。アンチエイリアジン
グフィルタ４を通過した信号は、信号処理部２１Ａに入
力される。信号処理部２１Ａは、ディジタル信号処理部
２２Ａ、アナログ信号処理部２３Ａおよびアナログ加算
器２４を含んでいる。ディジタル信号処理部２２Ａに入
力された信号は、サンプルホールド回路５に入力され
る。サンプルホールド回路５以降のディジタル信号処理
に関しては、上述の第１実施形態の場合と同様である。
すなわち、ＡＤ変換器６、ＦＩＲフィルタ７、ＤＡ変換
器８およびサンプルホールド回路９を順に介して、アナ
ログ加算器２４に、上記演算式の第２項以下の演算結果
が入力される。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an active noise control system according to the second embodiment of the present invention. Portions equivalent to the respective portions shown in FIG. 1 described above are designated by the same reference numerals. Referring to FIG. 2, the electric signal output from detection sensor 2 is input to anti-aliasing filter 4 via preamplifier 3. The signal that has passed through the anti-aliasing filter 4 is input to the signal processing unit 21A. The signal processing section 21A includes a digital signal processing section 22A, an analog signal processing section 23A, and an analog adder 24. The signal input to the digital signal processing unit 22A is input to the sample hold circuit 5. The digital signal processing after the sample hold circuit 5 is the same as in the case of the above-described first embodiment.
That is, the calculation result of the second term and the following items of the above calculation formula is input to the analog adder 24 through the AD converter 6, the FIR filter 7, the DA converter 8, and the sample hold circuit 9 in order.
【００４２】一方、アナログ信号処理部２３Ａに入力さ
れた信号は、乗算型ＤＡ変換器２５に入力される。乗算
型ＤＡ変換器２５は、アンチエイリアジングフィルタ４
から入力される信号Ｖr と、信号処理制御部１８から入
力される係数Ａ0 （ディジタル入力）との積をアナログ
出力する。すなわち、乗算型ＤＡ変換器２５では、上記
演算式の第１項の演算が行われる。そして、乗算型ＤＡ
変換器２５の出力Ｖoが、アナログ加算器２４に入力さ
れる。つまり、乗算型ＤＡ変換器２５は、上述の第１の
実施形態におけるアナログ乗算器２７とＤＡ変換器２８
とを合わせた機能を有しているものである。On the other hand, the signal input to the analog signal processing section 23A is input to the multiplication DA converter 25. The multiplication DA converter 25 includes the anti-aliasing filter 4
The analog output of the product of the signal V r input from the above and the coefficient A 0 (digital input) input from the signal processing control unit 18 is performed. That is, in the multiplication DA converter 25, the operation of the first term of the above-described arithmetic expression is performed. And the multiplication type DA
The output V o of the transducer 25 is input to analog adder 24. That is, the multiplication DA converter 25 is the analog multiplier 27 and the DA converter 28 in the above-described first embodiment.
It has a combined function of.
【００４３】アナログ加算器２４は、入力された２つの
信号を足し合わせて、消音信号Ｙnを出力する。消音信
号Ｙn は、スムージングフィルタ１０、パワーアンプ１
１を介して、電気音響変換素子１２に入力される。上述
の構成による能動騒音制御装置の遅延時間について考察
する。乗算型ＤＡ変換器２５はアナログ信号のまま乗算
を行っているので、遅延時間を無視できる。したがっ
て、アナログ信号処理部２３Ａの遅延時間は、ディジタ
ル信号処理部２２Ａの遅延時間よりも、１サンプリング
周期分だけ短い。The analog adder 24 adds the two input signals and outputs a mute signal Y n . The muffling signal Y n is supplied to the smoothing filter 10 and the power amplifier 1
1 is input to the electroacoustic conversion element 12. The delay time of the active noise control device having the above configuration will be considered. Since the multiplication DA converter 25 performs multiplication as it is as an analog signal, the delay time can be ignored. Therefore, the delay time of the analog signal processing unit 23A is shorter than the delay time of the digital signal processing unit 22A by one sampling period.
【００４４】よって、この装置の遅延時間は、アンチエ
イリアジングフィルタ４およびスムージングフィルタ１
０の遅延時間の合計０．３６ｍｓｅｃと等しくなり、第
１の実施形態と同様に、検出センサ２の出力信号をディ
ジタル処理のみで加工する従来技術と比べ、１サンプリ
ング周期分だけ短くなる。このように、本実施形態に係
る装置においても、第１の実施形態に係る装置と同様の
作用および効果を奏することができる。Therefore, the delay time of this device is determined by the anti-aliasing filter 4 and the smoothing filter 1.
The total delay time of 0 is equal to 0.36 msec, which is shortened by one sampling period as compared with the conventional technique in which the output signal of the detection sensor 2 is processed only by digital processing, as in the first embodiment. As described above, also in the device according to the present embodiment, the same operation and effect as those of the device according to the first embodiment can be obtained.
【００４５】図３は、本発明の第３の実施形態に係る能
動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。上述の
図１および２に示された各部と同等の部分には同一の参
照符号を付して示す。検出センサ２の出力信号は、プリ
アンプ３、アンチエイリアジングフィルタ４およびサン
プルホールド回路５を介してＡＤ変換器６に入力され、
ディジタル信号に変換された後、ＦＩＲフィルタ７に入
力される。ＦＩＲフィルタ７には、ＡＤ変換器６の出力
信号Ｘn-2 、・・・・・・、Ｘn-I と、信号処理制御部１８か
らの係数Ａ2 、・・・・・・、ＡI とが入力されて、図示しな
いＤＳＰによりＡ2 Ｘn-2 ＋・・・・・・＋ＡI Ｘn-I なる演
算が行われる。つまり、サンプルホールド回路５からサ
ンプルホールド回路９までがディジタル信号処理部２２
Ｂであり、上記演算式の第３項以下の演算と同じ演算が
実行される。演算結果は、ＤＡ変換器８およびサンプル
ホールド回路９を介して、アナログ加算器２４に入力さ
れる。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an active noise control system according to the third embodiment of the present invention. The same parts as those shown in FIGS. 1 and 2 are designated by the same reference numerals. The output signal of the detection sensor 2 is input to the AD converter 6 via the preamplifier 3, the anti-aliasing filter 4, and the sample hold circuit 5,
After being converted into a digital signal, it is input to the FIR filter 7. The FIR filter 7 outputs the output signals X n-2 , ..., X nI of the AD converter 6 and the coefficients A 2 , ..., A I from the signal processing control unit 18. Is input, and a DSP (not shown) performs an operation of A 2 X n-2 + ... + A I X nI . That is, the sample and hold circuit 5 to the sample and hold circuit 9 are the digital signal processing unit 22.
B, and the same calculation as the calculation of the third and subsequent terms of the above calculation formula is executed. The calculation result is input to the analog adder 24 via the DA converter 8 and the sample hold circuit 9.
【００４６】また、検出センサ２の出力信号は、プリア
ンプ３およびアンチエイリアジングフィルタ４を通過し
た後、乗算型ＤＡ変換器４１に入力される。乗算型ＤＡ
変換器４１には、信号処理制御部１８から係数Ａ1 が入
力される。係数Ａ1 とアンチエイリアジングフィルタ４
の出力Ｖr2との積ＶO2が、乗算型ＤＡ変換器４１からア
ナログ出力され、アナログ加算器２４に入力される。つ
まり、上記演算式の第２項目の演算と同等の演算が実行
されることになる。The output signal of the detection sensor 2 passes through the preamplifier 3 and the anti-aliasing filter 4, and then is input to the multiplication type DA converter 41. Multiplying DA
The coefficient A 1 is input to the converter 41 from the signal processing control unit 18. Coefficient A 1 and anti-aliasing filter 4
The output V r2 of the product V O2 is analog-outputted from the multiplication DA converter 41 and input to the analog adder 24. That is, the same operation as the operation of the second item of the above-mentioned arithmetic expression is executed.
【００４７】アナログ加算器２４に入力された２つの信
号は足し合わされ、スムージングフィルタ１０を介し
て、アナログ加算器３２に入力される。さらに、検出セ
ンサ２の出力信号は、プリアンプ３を介してローパスフ
ィルタ３０にも入力される。ローパスフィルタ３０を通
過した信号Ｖr1は、乗算型ＤＡ変換器３１に入力され
る。乗算型ＤＡ変換器３１には、信号処理制御部１８か
ら係数Ａ0 が入力される。係数Ａ0 とローパスフィルタ
３０の出力Ｖr1との積ＶO1が、乗算型ＤＡ変換器３１か
らアナログ出力され、アナログ加算器３２に入力され
る。つまり、乗算型ＤＡ変換器３１において、上記演算
式の第１項と同等の演算が実行されている。上述の乗算
型ＤＡ変換器４１および３１ならびにローパスフィルタ
３０がアナログ信号処理部２３Ｂであり、ディジタル信
号処理部２２Ｂとともに、信号処理部２１Ｂに含まれ
る。The two signals input to the analog adder 24 are added and input to the analog adder 32 via the smoothing filter 10. Further, the output signal of the detection sensor 2 is also input to the low pass filter 30 via the preamplifier 3. The signal V r1 that has passed through the low-pass filter 30 is input to the multiplication DA converter 31. The coefficient A 0 is input from the signal processing control unit 18 to the multiplication DA converter 31. The product V O1 of the coefficient A 0 and the output V r1 of the low-pass filter 30 is analog-outputted from the multiplication DA converter 31 and input to the analog adder 32. That is, in the multiplication type DA converter 31, an operation equivalent to the first term of the above-mentioned arithmetic expression is executed. The multiplication DA converters 41 and 31 and the low-pass filter 30 described above are the analog signal processing unit 23B, and are included in the signal processing unit 21B together with the digital signal processing unit 22B.
【００４８】スムージングフィルタ１０の出力信号と乗
算型ＤＡ変換器３１の出力信号は、アナログ加算器３２
で加算されて、消音信号Ｙn となる。消音信号Ｙn は、
パワーアンプ１１を介して電気音響変換素子１２に入力
されて、消音波に変換される。本実施形態では、ローパ
スフィルタ３０および乗算型ＤＡ変換器３１を介してア
ナログ加算器３２に至る処理における遅延時間を、アン
チエイリアジングフィルタ４、乗算型ＤＡ変換器４１、
アナログ加算器２４およびスムージングフィルタ１０を
介して、アナログ加算器３２に至る処理における遅延時
間よりも、１サンプリング周期短くなるように、システ
ムが設計されている。また、ディジタル信号処理部２２
Ｂでの処理のための遅延時間が、乗算型ＤＡ変換器４１
での遅延時間よりも、１サンプリング周期だけ長くなる
ように、システムが設計されている。したがって、公知
のＦＩＲフィルタの係数の計算方法を用いることができ
る。具体的には、遮断周波数が１．７ｋＨｚの４次ベッ
セル型のローパスフィルタの遅延時間は０．２ｍｓｅｃ
であるから、これをローパスフィルタ３０として適用す
ればよい。The output signal of the smoothing filter 10 and the output signal of the multiplication DA converter 31 are the analog adder 32.
Is added to obtain a mute signal Y n . The silence signal Y n is
It is input to the electroacoustic conversion element 12 via the power amplifier 11 and converted into a sound wave. In the present embodiment, the delay time in the process of reaching the analog adder 32 via the low-pass filter 30 and the multiplication DA converter 31 is calculated by the anti-aliasing filter 4, the multiplication DA converter 41,
The system is designed so that it is one sampling period shorter than the delay time in the processing that reaches the analog adder 32 via the analog adder 24 and the smoothing filter 10. In addition, the digital signal processing unit 22
The delay time for the processing at B is determined by the multiplication DA converter 41.
The system is designed to be one sampling period longer than the delay time at. Therefore, a known FIR filter coefficient calculation method can be used. Specifically, the delay time of a fourth-order Bessel type low-pass filter with a cutoff frequency of 1.7 kHz is 0.2 msec.
Therefore, this may be applied as the low-pass filter 30.
【００４９】本実施形態によれば、装置全体の遅延時間
は、上述の第１または第２の実施形態の装置の遅延時間
よりも、さらに１サンプリング周期分短くすることがで
きる。したがって、本実施形態の能動騒音制御装置の遅
延時間は０．２ｍｓｅｃとなるから、音波の伝搬速度を
１ｍｓｅｃにつき３４ｃｍとすると、この遅延時間に対
応する音波の伝搬距離は約７ｃｍである。よって、騒音
源１と電気音響変換素子１２との間の距離は約７ｃｍと
すればよい。According to the present embodiment, the delay time of the entire apparatus can be further shortened by one sampling period than the delay time of the apparatus of the first or second embodiment described above. Therefore, since the delay time of the active noise control device of the present embodiment is 0.2 msec, if the propagation speed of the sound wave is 34 cm per 1 msec, the propagation distance of the sound wave corresponding to this delay time is about 7 cm. Therefore, the distance between the noise source 1 and the electroacoustic conversion element 12 may be about 7 cm.
【００５０】なお、この装置においては、アナログ信号
処理の周波数域（ローパスフィルタ３０の遮断周波数
１．７ｋＨｚ）と、ディジタル信号処理の周波数域（ア
ンチエイリアジングフィルタ４およびスムージングフィ
ルタ１０の遮断周波数１．８ｋＨｚ）とは若干異なる
が、消音対象とする周波数域（たとえば、１００〜５０
０Ｈｚ）に対しては、両者は同等の特性を有するので、
支障はない。In this device, the frequency range of analog signal processing (cutoff frequency of low-pass filter 30 is 1.7 kHz) and the frequency range of digital signal processing (cutoff frequency of antialiasing filter 4 and smoothing filter 10 are 1. 8 kHz), but a frequency range (for example, 100 to 50) to be muted
For 0 Hz), both have the same characteristics,
There is no hindrance.
【００５１】以上のように、第１、第２または第３の実
施形態に係る能動騒音制御装置は、信号処理部２１、２
１Ａおよび２１Ｂにおける複雑な演算をディジタル処理
し、それと並行して簡単な演算をアナログ処理すること
によって、装置全体の遅延時間を従来と比べて、大幅に
短縮することができる。したがって、騒音源１と、消音
波を発生する電気音響変換素子１２との距離を短くする
ことができる。よって、この能動騒音制御装置を掃除機
などのダクト内で使用するときは、ダクトの長さを短縮
することができ、ダクトの設置を容易にすることができ
る。また、３次元的に広がる騒音の消音に使用するとき
は、騒音波と消音波とを良好に合波させることができる
ので、より広い空間において効果的な消音を実現でき
る。As described above, the active noise control device according to the first, second, or third embodiment has the signal processing units 21, 2
By digitally processing the complicated calculation in 1A and 21B and analog processing in parallel with the simple calculation, the delay time of the entire apparatus can be greatly shortened compared to the conventional case. Therefore, the distance between the noise source 1 and the electroacoustic conversion element 12 that generates a sound wave can be shortened. Therefore, when the active noise control device is used in a duct such as a vacuum cleaner, the length of the duct can be shortened and the duct can be easily installed. Further, when used for silencing noise that spreads three-dimensionally, the noise wave and the silencing wave can be combined well, so that effective silencing can be realized in a wider space.
【００５２】本発明の実施形態の説明は以上の通りであ
るが、本発明は上述の実施の形態に限定されるものでは
なく、特許請求の範囲に記載された範囲で種々の変更を
施すことが可能である。たとえば、上記の実施形態で
は、ディジタル信号処理部とアナログ信号処理部との遅
延時間の差を１サンプリング周期分または２サンプリン
グ周期分としたが、装置の構成に応じて３サンプリング
周期分以上の遅延時間の差が生じるようにしてもよい。Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and various modifications can be made within the scope of the claims. Is possible. For example, in the above-described embodiment, the difference in delay time between the digital signal processing unit and the analog signal processing unit is one sampling period or two sampling periods, but a delay of three sampling periods or more is required depending on the configuration of the device. There may be a time difference.
【００５３】[0053]
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、ディジタ
ル信号処理手段によって複雑な加工を行い、ディジタル
信号処理手段よりも遅延時間の短いアナログ信号処理手
段によって簡単な加工を並行して行なうことにより、検
出信号の加工のための遅延時間を短縮することができ
る。よって、騒音波の発生源と電気音響変換手段との距
離を短くすることができる。これにより、たとえば掃除
機のダクト内で使用するときは、ダクトの長さを短くす
ることができ、ダクトの設置を容易にすることができ
る。さらに、３次元的に広がる空間内での騒音の消音に
使用するときは、騒音波と消音波とを良好に合波させる
ことができるので、より広い空間において効果的な消音
を実現できる。According to the first aspect of the present invention, complicated processing is performed by the digital signal processing means, and simple processing is performed in parallel by the analog signal processing means having a delay time shorter than that of the digital signal processing means. Thereby, the delay time for processing the detection signal can be shortened. Therefore, the distance between the noise wave generation source and the electroacoustic conversion means can be shortened. Thus, for example, when used in a duct of a vacuum cleaner, the length of the duct can be shortened and the duct can be easily installed. Furthermore, when used to muffle noise in a three-dimensionally expanding space, noise waves and muffling waves can be combined well, so effective muffling can be realized in a wider space.
【００５４】請求項２記載の発明によれば、また、ディ
ジタル信号処理手段とアナログ信号処理手段との遅延時
間の差が、ディジタル信号処理手段におけるサンプリン
グ周期の整数倍であるので、アナログ信号処理手段のた
めにサンプリング周期の間の値を算出するという新たな
手間をかけることなく、ディジタル信号処理に関する手
法を適用することができる。According to the second aspect of the invention, since the difference in delay time between the digital signal processing means and the analog signal processing means is an integral multiple of the sampling period in the digital signal processing means, the analog signal processing means. Therefore, it is possible to apply the method related to digital signal processing without taking the trouble of calculating the value during the sampling period.
【００５５】請求項３記載の発明によれば、１つのＦＩ
Ｒフィルタをアナログ信号処理とディジタル信号処理と
に分割して処理することができ、その処理結果は、遅延
時間が短縮されるという以外は、従来と同様にディジタ
ル信号処理のみでＦＩＲフィルタを実現した場合と異な
る点がない。したがって、従来から知られている手法を
用いてＦＩＲフィルタの係数を定めることができる。According to the invention of claim 3, one FI
The R filter can be divided into analog signal processing and digital signal processing for processing, and the processing result is the FIR filter realized only by digital signal processing, except that the delay time is shortened. There is no difference from the case. Therefore, the coefficient of the FIR filter can be determined by using a conventionally known method.
【図１】本発明の第１の実施形態に係る能動騒音制御装
置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an active noise control device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施形態に係る能動騒音制御装
置の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an active noise control device according to a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３の実施形態に係る能動騒音制御装
置の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an active noise control device according to a third embodiment of the present invention.
【図４】従来の能動騒音制御装置の構成を示すブロック
図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional active noise control device.
【図５】従来の他の能動騒音制御装置の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of another conventional active noise control device.
１ 騒音源 ２ 検出センサ ７ ＦＩＲフィルタ １２ 電気音響変換素子 １８ 信号処理制御部 ２１，２１Ａ，２１Ｂ 信号処理部 ２２，２２Ａ，２２Ｂ ディジタル信号処理部 ２３，２３Ａ．２３Ｂ アナログ信号処理部 ２４，３１ アナログ加算器 ２７ アナログ乗算器 ２５，３１，４１ 乗算型ＤＡ変換器 1 noise source 2 detection sensor 7 FIR filter 12 electroacoustic conversion element 18 signal processing control section 21, 21A, 21B signal processing section 22, 22A, 22B digital signal processing section 23, 23A. 23B Analog signal processing unit 24,31 Analog adder 27 Analog multiplier 25,31,41 Multiplying DA converter
Claims (3)
騒音波を能動的に消去する能動騒音制御装置であって、 騒音波と相関のある信号を検出して電気信号に変換し、
検出信号として出力する検出手段と、 上記検出手段が出力する検出信号を加工して、消音波に
対応した消音信号を作成する信号処理手段と、 上記信号処理手段によって作成された消音信号を消音波
に変換する電気音響変換手段とを含み、 上記信号処理手段は、 上記検出信号をディジタル処理によって加工し、加工結
果を出力するディジタル信号処理手段と、 上記ディジタル信号処理手段による処理と並行して実行
されるアナログ処理によって上記検出信号を加工し、加
工結果を出力するもので、上記ディジタル信号処理手段
よりも遅延時間が短いアナログ信号処理手段と、 上記ディジタル信号処理手段およびアナログ信号処理手
段の各加工結果に基づいて、消音信号を作成する消音信
号作成手段とを含むものであることを特徴とする能動騒
音制御装置。1. By canceling a noise wave with a sound wave canceller,
An active noise control device that actively eliminates noise waves, detects signals that correlate with noise waves, and converts them into electrical signals,
A detection means for outputting as a detection signal, a signal processing means for processing the detection signal output by the detection means to create a muffling signal corresponding to the muffling sound, and a muffling signal for muffling the muffling signal created by the signal processing means. And an electro-acoustic conversion means for converting the detection signal into a digital signal processing means for processing the detection signal by digital processing and outputting a processing result, and the signal processing means executes the processing in parallel with the processing by the digital signal processing means. The detected signal is processed by the analog processing performed and the processing result is output. The analog signal processing means has a delay time shorter than that of the digital signal processing means, and each processing of the digital signal processing means and the analog signal processing means. A mute signal creating means for creating a mute signal based on the result Sound control device.
ンプリング周期で上記検出手段が出力する検出信号をサ
ンプリングして、ディジタル信号に変換する手段を備え
ており、 上記ディジタル信号処理手段と上記アナログ信号処理手
段との遅延時間の差は、上記サンプリング周期の整数倍
であることを特徴とする請求項１記載の能動騒音制御装
置。2. The digital signal processing means comprises means for sampling the detection signal output by the detection means at a predetermined sampling period and converting it into a digital signal. The digital signal processing means and the analog signal. The active noise control device according to claim 1, wherein the difference in delay time from the processing means is an integral multiple of the sampling period.
記ディジタル信号処理手段の周波数域と同等に制限する
ローパスフィルタをさらに有し、 上記信号処理手段によって実現されるＦＩＲフィルタの
うち、最初の一部の段がアナログ信号処理で、残りの段
がディジタル信号処理で実現されることを特徴とする請
求項２記載の能動騒音制御装置。3. A FIR filter among the FIR filters realized by the signal processing means, further comprising a low-pass filter for limiting the frequency range of the analog signal processing means to the frequency range of the digital signal processing means. 3. The active noise control device according to claim 2, wherein the stages of the parts are realized by analog signal processing and the remaining stages are realized by digital signal processing.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7255255A JPH0997086A (en) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | Active noise controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7255255A JPH0997086A (en) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | Active noise controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0997086A true JPH0997086A (en) | 1997-04-08 |
Family
ID=17276208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7255255A Pending JPH0997086A (en) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | Active noise controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0997086A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013238870A (en) * | 2013-07-01 | 2013-11-28 | Sony Corp | Noise cancelling system |
| US9236041B2 (en) | 2006-11-13 | 2016-01-12 | Sony Corporation | Filter circuit for noise cancellation, noise reduction signal production method and noise canceling system |
-
1995
- 1995-10-02 JP JP7255255A patent/JPH0997086A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9236041B2 (en) | 2006-11-13 | 2016-01-12 | Sony Corporation | Filter circuit for noise cancellation, noise reduction signal production method and noise canceling system |
| US10297246B2 (en) | 2006-11-13 | 2019-05-21 | Sony Corporation | Filter circuit for noise cancellation, noise reduction signal production method and noise canceling system |
| JP2013238870A (en) * | 2013-07-01 | 2013-11-28 | Sony Corp | Noise cancelling system |
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