JPH0993930A

JPH0993930A - スイッチング電源装置およびその制御方法

Info

Publication number: JPH0993930A
Application number: JP7242969A
Authority: JP
Inventors: Masuo Okazawa; 益雄岡沢
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1995-09-21
Filing date: 1995-09-21
Publication date: 1997-04-04
Anticipated expiration: 2015-09-21
Also published as: JP3403555B2

Abstract

(57)【要約】【課題】コンデンサへの充電電力を平均化し、小型、
安価なフラッシュ定着用に使用できる電源装置を提供す
る。【解決手段】制御パルスに基づいて交流を出力する第
１および第２のインバータ部３０ａおよび３０ｂと、こ
れらと出力トランス１２ａおよび１２ｂを介して接続さ
れた第１および第２の整流部１３ａおよび１３ｂとを設
け、これらの整流部の出力側を並列に接続し、出力トラ
ンスの一方の側を接続する。位相制御部５０によって上
記のインバータ部３０ａおよび３０ｂに供給される制御
パルス４１および４２の位相差を反転させ第１および第
２の整流部１３ａおよび１３ｂの接続を並列から直列に
切り替え可能とする。そして、充電初期は、低電圧・大
電流を供給し、充電後期には、高電圧・小電流を供給す
ることによって充電電力の均一化を図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子式複写機など
に用いられるフラッシュランプ発光用のコンデンサを充
電するフラッシュ用電源装置等に好適なスイッチング電
源装置およびその制御方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１２に、フラッシュランプにエネルギ
を供給するコンデンサを充電する電源装置の一例を示し
てある。この充電装置１０は、スイッチング方式等を用
いて交流出力の制御が可能な電源部１１と、電源部１１
の交流出力を変圧するトランス１２と、変圧された交流
を整流する整流回路１３を備えており、整流回路１３の
出力側には、さらに、平滑回路１４と平滑コンデンサ１
５が設けられている。電源部１１の出力は、出力端子Ｏ
₁の電圧と、整流回路１３の出力電流を検出抵抗１６を
介して制御部１７によって検出制御されている。この充
電装置１０の出力端子Ｏ₁、Ｏ₂にコンデンサ２が接続
され、さらに、このコンデンサ２にＸｅ等のフラッシュ
ランプ３が接続される。充電装置１０によって、コンデ
ンサ２が定電流で規定電圧まで充電されると、トリガー
回路４によってトリガーがかかり、フラッシュランプ３
がコンデンサ２からのエネルギーを受けて発光する。

【０００３】図１３に、コンデンサ２の充電電圧および
電流の変化を示してある。時刻ｔ１に充電が開始される
と、充電装置１０から一定の電流Ｉ₀がコンデンサ２に
供給される。そして、時刻ｔ１から時間Ｔ₀後の時刻ｔ
２に、コンデンサ２が規定の電圧Ｖ₀に達すると充電が
完了し、その後、時刻ｔ３にトリガーがかかると、フラ
ッシュランプが発光しコンデンサ２は放電される。時刻
ｔ４にコンデンサ２の電圧は０に戻るので、時刻ｔ１と
同様の方法で再充電が行われる。

【０００４】このような充電装置１０において、電流値
Ｉ₀が一定となる条件で充電が行われるので、充電装置
１０の出力電圧は時間に比例して増大する。すなわち、
コンデンサ２の充電初期である時刻ｔ１近傍では、電圧
が低いので充電装置１０の出力電力は小さいが、充電が
完了する時刻ｔ２近傍では電圧が高くなるので出力電力
が大きくなる。従って、充電が完了する直前の出力電力
が最大となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従って、この充電装置
では充電の完了する直前の出力が最大出力電力であり、
この最大出力電力に見合った規格で装置の電源部、整流
回路、その他の回路を設計し、さらに、その規格に適合
した素子等を選択する必要がある。このため、充電途上
において電源装置から供給される電力を考慮すると、電
源装置が大型で高価格なものとなる。コンデンサの充電
等に用いられるこのような電源装置は、安価で小型なも
のが望まれている。しかしながら、従来の電源装置では
そのような要望に答えるのは困難である。そこで、本発
明においては、コンデンサ等へ充電する際の電力を平均
化できる電源装置を実現することによって、小型で安価
な電源装置を提供することを目的としている。さらに、
本発明においては、出力側に抵抗やスイッチなどの損失
の発生し易い素子等を用いることなく出力電力の平均化
できるようにし、簡易な構成で、損失の少ない電源装置
を提供することを目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明では、パルス幅制
御（ＰＷＭ）など行う制御部から供給される制御パルス
に基づいて電力制御が可能なスイッチング電源におい
て、制御パルスの位相差を変更可能としている。そし
て、位相差を変更することによって出力電圧と出力電流
を制御し、充電の途中で低電圧−高電流の状態から高電
圧−低電流の状態に変更し、充電中の電力の平均化を図
ると共に、充電時間を短縮できるようにしている。

【０００７】すなわち、本発明の電源装置は、第１およ
び第２の制御パルスにそれぞれ基き交流を出力する第１
および第２の電源部と、これら第１および第２の電源部
の出力トランスに接続され全波整流を行った直流を出力
する第１および第２の整流部とを備えており、これら第
１および第２の整流部の出力を並列に接続し、また、第
１および第２の電源部の出力トランスの一方の２次巻線
の一方の側を他方の出力トランスの２次巻線の一方の側
に接続するようにしている。さらに、第１および第２の
制御パルスは制御部によって位相差を変更できるように
している。このような本発明の電源装置においては、第
１および第２の制御パルスの位相差を制御することによ
って第１および第２の電源部の出力トランスの接続され
た側を同位相にでき、この場合、第１および第２の整流
部の各々からは同一電圧の出力が得られる。その結果、
電源装置からは第１および第２の整流部を並列に接続し
た電圧および電流が得られる。これに対し、第１および
第２の制御パルスを制御することによって第１および第
２の電源部の出力トランスの接続された側を逆位相にも
でき、この場合、第１および第２の整流部の入力側は直
列に接続された状態となる。従って、同位相の場合と比
較し、本発明の電源装置の出力電圧はほぼ倍となり、電
流はほぼ半分となる。さらに、第１および第２の制御パ
ルスの位相差を連続的に変化させることによって、これ
らの中間的な出力電圧および電流を得ることができる。
このように、本発明の電源装置は、制御パルス同士の位
相差を制御することによって出力電圧および電流の値を
自由に制御できる。

【０００８】本発明のスイッチング電源装置は、フラッ
シュ発光用のコンデンサを充電するのに好適であり、充
電を開始した初期は第１および第２の電源部の出力トラ
ンスの接続された側が同位相となるように制御する。こ
れによってコンデンサに対し低電圧で高電流の電力を供
給できる。一方、電圧が高くなる充電後期は第１および
第２の入力トランスの接続された側が逆位相となるよう
に制御する。これによってコンデンサに対し高電圧で低
電流の電力を出力できる。従って、本発明のスイッチン
グ電源装置は充電する間の出力電力を平均化できるの
で、最大出力電力を低減でき、電源装置の小型化および
低価格化を図ることができる。逆に、最大出力電力を同
じとすれば、充電する間の出力電力を増加できるので、
充電を短時間で完了可能となる。さらに、インピーダン
ス素子やスイッチなどの複雑化し損失の発生し易い回路
を整流の出力側に設けずに出力電力の平均化を図ること
が可能となっており、電源部の負荷をさらに低減し、い
っそう小型で安価なスイッチング電源装置を提供でき
る。

【０００９】第１および第２の制御パルスの位相差を変
えるタイミングは、充電開始から所定の時間経過後であ
っても良く、また、所定の充電電圧に達した後であって
も良い。

【００１０】

【発明の実施の形態】

〔実施例１〕図１に、本発明の実施例に係る電源装置１
０を示してある。本例の電源装置１０は、第１および第
２のスイッチングレギュレータ部２０ａおよび２０ｂを
備えており、それぞれのスイッチングレギュレータ部２
０ａおよび２０ｂは、１次側となる第１および第２のイ
ンバータ部３０ａおよび３０ｂ、第１および第２の出力
トランス１２ａおよび１２ｂ、その２次側となり全波整
流を行う第１および第２の整流部１３ａおよび１３ｂを
備えている。これらの整流部１３ａおよび１３ｂの出力
端２１ａおよび２１ｂ、さらに２２ａおよび２２ｂはそ
れぞれ接続されており、整流部１３の出力側は電源装置
１０の出力端Ｏ₁およびＯ₂に対し並列に接続されてい
る。一方、第１および第２の整流部１３ａおよび１３ｂ
の入力側である第１および第２の出力トランスの各々の
極２３ａおよび２４ａ、２３ｂおよび２４ｂについて
は、第１の出力トランス１２ａの一方の出力端２４ａと
第２の出力トランス１２ｂの一方の出力端２４ｂが接続
されている。さらに、並列に接続されたこれらの整流部
１３ａおよび１３ｂの出力側と電源装置１０の出力端Ｏ
₁およびＯ₂の間にはコイル１４および平滑コンデンサ
１５からなる平滑回路が設けられている。この電源装置
１０の出力端子Ｏ₁、Ｏ₂にはコンデンサ２が接続さ
れ、このコンデンサ２に接続されたＸｅ等のフラッシュ
ランプ３がトリガー回路４によってトリガーがかかり、
発光する。

【００１１】本例の第１および第２のインバータ部３０
ａおよび３０ｂはプッシュ・プル方式が採用されてお
り、それぞれのインバータ部３０ａおよび３０ｂは出力
トランスの一次側を駆動する２つのスイッチングトラン
ジスタ３１ａおよび３１ｂ、３２ａおよび３２ｂを備え
ている。これらのスイッチングトランジスタを駆動する
制御パルスはＰＷＭ制御部４０から供給されており、第
１のインバータ部３０ａにはＰＷＭ制御部４０の出力が
第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂとして供給され、
第２のインバータ部３０ｂにはセレクタ回路５５を経た
第２の制御パルス４２ａおよび４２ｂとして供給されて
いる。このセレクタ回路５５においては、位相制御部５
０から供給されるセレクト信号ＳＴによって、第１の制
御パルス４１ａおよび４１ｂのいずれか一方が第２の制
御パルス４２ａとして選択され、他方が第２の制御パル
ス４２ｂとして選択される。また、位相制御部５０に
は、電源装置１０の出力電圧および、または出力電流が
フィードバックされており、これらの値に応じて同期信
号ＳＮとフィードバック入力信号ＦＩをＰＷＭ制御部４
０に対し出力する。

【００１２】図２に、ＰＷＭ制御部４０の一例を示して
ある。また、図３に、ＰＷＭ制御部４０の内部信号およ
び出力信号の波形を示してある。ＰＷＭ制御部４０は、
位相制御部５０から供給された同期信号ＳＮに基づいて
鋸波状のパルスを出力する発振回路４５と、この発振回
路４５の出力パルスと位相制御部５０から供給されたフ
ィードバック入力信号ＦＩのレベルに基づいてＰＷＭ制
御パルスを出力するＰＷＭ変調器４６を備えている。Ｐ
ＷＭ変調器４６の出力はそれぞれドライブ回路４７ａお
よび４７ｂによって増幅され本例では第１の制御パルス
４１ａおよび４１ｂとして出力される。図３に示してあ
るように、同期信号ＳＮによって制御パルス４１ａおよ
び４１ｂの周期が制御され、フィードバック入力信号Ｆ
Ｉのレベルによって制御パルス４１ａおよび４１ｂのパ
ルス幅が制御される。図３に示した例は、負荷がほぼ５
０％のものである。第２の制御パルス４２ａおよび４２
ｂは、セレクタ回路５５によって第１の制御パルス４１
ａおよび４１ｂから選択される。

【００１３】図４にセレクタ回路５５に用いられるセレ
クタ５６の構成の一例を示してある。本例のセレクタ回
路５５は、図４に示すレセクタ５６を２つ備えており、
それぞれに対し第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂが
逆の順番で接続されている。

【００１４】従って、セレクト信号ＳＴのレベルの高低
によって第２の制御パルス４２ａとして第１の制御パル
ス４１ａおよび４１ｂのいずれか一方が選択され、第２
の制御パルス４２ｂとして他方が選択される。例えば、
図３に示すように、セレクト信号ＳＴが高レベルである
と第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂと同位相の第２
の制御パルス４２ａおよび４２ｂが出力され、時刻ｔ１
０にセレクト信号ＳＴが低レベルとなると第１の制御パ
ルス４１ａおよび４１ｂと逆位相の第２の制御パルス４
２ａおよび４２ｂが出力される。

【００１５】図５および図６に基づき本例の電源装置１
０の動作を説明する。なお、以下においては、本例の電
源装置１０を構成する第１および第２のスイッチングレ
ギュレータ部２０ａおよび２０ｂは略同じ電圧Ｖ₁およ
び定電流Ｉ₁を供給できるものとして説明する。また、
ＰＷＭ制御部４０はほぼ１００％負荷で制御されている
場合を示してある。

【００１６】まず、時刻ｔ１１にコンデンサ２への充電
を開始し、この開始された時点ではセレクト信号ＳＴは
高レベルとしてある。従って、図５に示したように第１
および第２のインバータ部３０ａおよび３０ｂに供給さ
れる第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂと、第２の制
御パルス４２ａおよび４２ｂは同位相である。このた
め、第１および第２の出力トランス１２ａおよび１２ｂ
の接続された側２４ａと２４ｂには同じ位相の交流が発
生する。この結果、第１および第２の整流部１３ａおよ
び１３ｂの入力側は並列に接続された状態となり、それ
ぞれに供給された同位相の交流入力が第１および第２の
整流部１３ａおよび１３ｂによって全波整流され、電源
装置１０の出力端Ｏ₁およびＯ₂からは各々のスイッチ
ングレギュレータ２０ａおよび２０ｂの定格の２倍の電
流Ｉ₂が出力される。

【００１７】図６において、時刻ｔ１２に位相制御部５
０によって電源装置１０の出力電圧がＶ₁に達したこと
が検出されると、セレクト信号ＳＴが低レベルになる。
これによって、図５に示したよう第１の制御パルス４１
ａおよび４１ｂと、第２の制御パルス４２ａおよび４２
ｂが逆位相になる。従って、第１および第２の出力トラ
ンス１２ａおよび１２ｂの接続された側２４ａと２４ｂ
には逆位相の交流が発生する。接続されている出力トラ
ンスの極２４ａと２４ｂは同電位となるので、第１およ
び第２の整流部１３ａおよび１３ｂの入力側は直列に接
続された状態となる。従って、第１の整流部１３ａの入
力側２３ａと第２の整流部１３ｂの入力側２３ｂに２倍
の交流電圧が印加される。このため、例えば、出力端２
３ａ、出力端２４ａ間において、出力端２３ａ側がプラ
ス、また同様に出力端２３ｂ、出力端２４ｂの間におい
て、出力端２４ｂ側がプラスを発生している場合は、出
力端２３ａおよび２３ｂの間に各スイッチングレギュレ
ータ部の発生する２倍の電圧が発生しており、このとき
の出力電流経路は、第１のトランスの非接続側２３ａ、
第１の整流部１３ａの出力側２１ａ、電源装置の出力端
子Ｏ₁、出力端子Ｏ₂、第２の整流部１３ｂの出力側２
２ｂ、第２のトランスの非接続側２３ｂとなる。従っ
て、電源装置１０の出力端Ｏ₁およびＯ₂からは第１お
よび第２のスイッチングレギュレータ部２０ａおよび２
０ｂの定格と同じ定電流Ｉ₁が供給され、それぞれのス
イッチングレギュレータ部の定格電圧Ｖ₁の２倍の電圧
Ｖ₂まで昇圧することが可能となる。

【００１８】なお、制御パルスの位相をシフトするタイ
ミングは、上記のように電圧を監視して決定する代わり
に、所定の時間の経過を待って、すなわち、時刻ｔ１２
に達した時点で行ってももちろん良い。

【００１９】図６において、充電が開始された時刻ｔ１
１からＴ₀時間後の時刻ｔ１３にコンデンサ２が規定の
電圧Ｖ₂まで充電されると、充電は完了し、時刻ｔ１４
にトリガーがかかり、フラッシュランプ３が発光する。
これによって、コンデンサ２は放電されるので、時刻ｔ
１５には充電電圧は０に戻り、この時点から時刻ｔ１１
と同様に充電が開始される。すなわち、時刻ｔ１５で
は、時刻ｔ１１と同様に同位相の第１の制御パルス４１
および第２の制御パルス４２がそれぞれのインバータ部
３０ａおよび３０ｂに供給される。

【００２０】このように、本例の電源装置１０において
は、充電初期には、低い電圧Ｖ₁下で大電流Ｉ₂をコン
デンサ２に供給できる。逆に、充電後期には、高い電圧
Ｖ₂下で低電流Ｉ₁を供給できる。従って、電源装置１
０からの出力電力、すなわち、電圧×電流を平均化する
ことが可能である。

【００２１】図７に、従来の電源装置を用いた場合の充
電電圧の変化と、本発明に係る電源装置１０を用いた場
合の充電電圧の変化を示してある。本図は、充電期間Ｔ
₀が等しくなるように、充電電流、電圧が選択された装
置の例を示してある。まず、図１２に示した電源装置に
おいては、一点鎖線で示したように充電が行われ、充電
期間Ｔ₀の間、定電流Ｉ₀がコンスタントに供給され
る。従って、充電電圧は時間に比例して上昇し、充電期
間の完了時に電圧Ｖ₀に達して充電を完了する。

【００２２】この時の最大出力Ｗ₀は、Ｉ₀×Ｖ₀であ
る。

【００２３】一方、本発明に係る充電装置１０において
は、実線で示したように充電が行われる。すなわち、充
電開始から１／３Ｔ₀の期間は、定電流Ｉ₂で充電が行
われ、１／３Ｔ₀からＴ₀の期間は定電流Ｉ₁で充電が
行われる。充電期間Ｔ₀の終了時に、電圧Ｖ₂が電圧Ｖ
₀と同じ値となるようにするためには、定電流Ｉ₀を１
とした場合、定電流Ｉ₂は１．５、定電流Ｉ₁は０．７
５とすれば良い。従って、充電が完了する時の最大出力
Ｗ₁は、Ｉ₁×Ｖ₂＝０．７５×Ｉ₀×Ｖ₀、すなわ
ち、０．７５Ｗ₀となる。この図７に示すようなケース
の場合は、本発明に係る電源装置の最大出力は、図１２
に示した従来の電源装置の最大出力の７５％で済むこと
になる。

【００２４】このように、本例の電源装置を用いること
により、２次側の整流部や１次側のインバータなどの電
源部の出力容量を大幅にダウンさせることが可能であ
り、スイッチング電源装置の小型化および軽量化を実現
することができる。さらに、これらの整流部、電源部に
限らず、スイッチング電源装置を構成する他の素子など
の定格値を下げることができるので、安価にスイッチン
グ電源を組み立て、提供することが可能となる。

【００２５】逆に、図１２に示した従来の電源装置と同
様の出力の整流部や電源部を採用するすれば、スイッチ
ング電源装置の平均出力を増大することができ、コンデ
ンサの充電時間を大幅に短縮して、フラッシュの間隔の
短い定着装置を提供することが可能となる。

【００２６】さらに、本例のスイッチング電源装置は、
電源装置の１次側を制御する制御パルスの位相を変える
ことによって出力電流および電圧を制御し、コンデンサ
を充電するための出力を平均化している。従って、整流
された直流出力の側にインピーダンス素子などの損失が
発生する回路はなく、これらの損失をカバーするような
出力を見込む必要もない。整流部の出力側を直列あるい
は並列に切り替えるスイッチ等の回路も不要なので簡易
な構成ですみ、スイッチ等による損失もなく、また、信
頼性も高い。このように、本例のスイッチング電源装置
は、内部における損失を非常に小さくすることが可能で
あり、さらに、出力電流を切り替える等のスイッチ類も
不要なので、これらの点でも電源装置の小型化を図るこ
とができる。

【００２７】〔実施例２〕図８に、本発明の実施例２に
係る電源装置１０の構成を示してある。本例の電源装置
１０も第１および第２のスイッチングレギュレータ部２
０ａおよび２０ｂを備えており、それぞれのスイッチン
グレギュレータ部２０ａおよび２０ｂは、１次側となる
第１および第２のインバータ部３０ａおよび３０ｂ、第
１および第２の出力トランス１２ａおよび１２ｂ、その
２次側となり全波整流を行う第１および第２の整流部１
３ａおよび１３ｂを備えている。従って、実施例１と共
通する部分については同じ符号を付して説明を省略す
る。

【００２８】本例の第１および第２のインバータ部３０
ａおよび３０ｂはハーフブリッジ方式が採用されてお
り、それぞれのインバータ部３０ａおよび３０ｂは、パ
ルス状の電圧波形を生成するスイッチングトランジスタ
３３ａおよび３３ｂをそれぞれ備えている。スイッチン
グトランジスタ３３ａおよび３３ｂは、各々のインバー
タ部３０ａおよび３０ｂ毎にＰＷＭ制御部４０ａおよび
４０ｂから供給される第１および第２の制御パルス４１
および４２によって制御される。それぞれのＰＷＭ制御
部４０ａおよび４０ｂに、位相制御部５０から同期信号
ＳＮ１およびＳＮ２と、フィードバック入力信号ＦＩが
供給される。位相制御部５０には、実施例１と同様に電
源装置１０の出力電圧および、または出力電流の検出回
路が接続されており、同期信号ＳＮ１およびＳＮ２、フ
ィードバック入力信号ＦＩを介して出力電圧と出力電流
を制御する。本例の位相制御部５０は例えばマイクロコ
ンピュータ等によって実現できる。

【００２９】図９および図１０に同期信号ＳＮ１および
ＳＮ２、フィードバック入力信号ＦＩを制御する様子を
示してある。図９は、同位相の同期信号ＳＮ１およびＳ
Ｎ２が位相制御部５０からＰＷＭ制御部４０ａおよび４
０ｂに供給されている場合を示してある。このケースで
は、ＰＷＭ制御部４０ａおよび４０ｂの発振器から同じ
位相のパルスが出力され、フィードバック入力信号ＦＩ
のレベルに見合った幅の同じ位相の第１および第２の制
御パルス４１および４２が生成される。そして、これら
の制御パルス４１および４２がインバータ部３０ａおよ
び３０ｂに供給され、同じ位相の交流出力が整流部１３
ａおよび１３ｂに出力される。従って、整流部１３ａお
よび１３ｂは並列に接続された状態となり、電源装置１
０の出力端Ｏ₁およびＯ₂から各々のスイッチングレギ
ュレータ２０ａおよび２０ｂの定格の２倍の電流Ｉ₂が
出力され、低電圧−高電流が供給可能な状態となる。

【００３０】図１０に同期信号ＳＮ１およびＳＮ２の位
相を９０°ずらした状態を示してある。同期信号ＳＮ１
およびＳＮ２の位相がずれると、それぞれのＰＷＭ制御
部４０ａおよび４０ｂの発振器からは同期信号に従って
位相のずれたパルスが出力され、フィードバック入力信
号ＦＩのレベルに見合った幅の位相のずれた制御パルス
４１および４２が生成される。例えば、ＰＷＭ制御部４
０ａおよび４０ｂから１００％負荷の制御パルスが出力
されている場合、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の間は、第
１の制御パルス４１と第２の制御パルス４２は同位相と
なる。従って、整流部１３ａおよび１３ｂは並列に接続
された状態となり、電源装置１０は低電圧−高電流が供
給可能な状態となる。これに対し、時刻ｔ２２から時刻
ｔ２３の間は、第１の制御パルス４１と第２の制御パル
ス４２は逆位相となる。従って、整流部１３ａおよび１
３ｂは直列に接続された状態となり、電源装置１０は高
電圧−低電流が供給可能な状態となる。さらに、時刻ｔ
２３から時刻ｔ２４の間は、第１の制御パルス４１と第
２の制御パルス４２は同位相となるので電源装置１０は
低電圧−高電流が供給可能な状態となり、時刻ｔ２４か
ら時刻ｔ２５の間は、第１の制御パルス４１と第２の制
御パルス４２は逆位相となるので電源装置１０は高電圧
−低電流が供給可能な状態となる。このように、１周期
の間に整流部１３ａと１３ｂは、並列に接続された状態
と直列に接続された状態となり、電源装置１０からこれ
らの状態の出力の合成した出力を得ることができる。こ
のように位相を９０°ずらした場合の合成出力は、出力
電圧が√２倍、出力電流が√２倍となり、同相、逆位相
に対し位相差が９０°の場合は中間的な出力を得ること
ができる。

【００３１】位相制御部５０からＰＷＭ制御部４０ａお
よび４０ｂに供給される同期信号ＳＮ１およびＳＮ２の
位相が１８０°ずれて、逆位相になった場合は、実施例
１で説明したように整流部１３ａと１３ｂは直列に接続
された状態となる。従って、電源装置１０の出力端Ｏ₁
およびＯ₂からは第１および第２のスイッチングレギュ
レータ部２０ａおよび２０ｂの定格と同じ定電流Ｉ₁が
供給され、それぞれのスイッチングレギュレータ部の定
格電圧Ｖ₁の２倍の電圧Ｖ₂まで昇圧できるので、高電
圧−低電流が供給可能な状態となる。

【００３２】このように本例の電源装置は、位相制御部
５０によって同期信号ＳＮ１およびＳＮ２を制御し、電
源装置の状態を定格の電流の２倍の電流が流せる低電圧
−高電流の状態から定格の電圧の２倍の電圧を印加でき
る高電圧−低電流の状態まで連続的に変化させることが
できる。従って、コンデンサに充電する際に図１１に示
すような電圧−電流を実現するように位相制御部５０で
プログラム制御することが可能となる。図１１に示した
充電工程では、以下に示す（１）式に従って電流Ｉを制
御する。ただし、充電初期の時刻ｔ３０からｔ３１まで
は過大な電流を出力することになるため、電源装置が許
容する最大出力電流値で定電流制御を行う。また、出力
の制御は位相のプログラム制御とパルス幅制御（ＰＷ
Ｍ）を併用することにより行っている。なお、（１）式
のＫ１は電源装置の出力電力、接続されるコンデンサの
容量により定まる定数である。

【００３３】Ｉ＝Ｋ１／√ｔ・・・・・（１）ただし、ｔは経過時間である。

【００３４】また、以下に示す（２）式に従って電圧Ｖ
を制御する。ただし、充電初期の時刻ｔ３０からｔ３１
までは上述したように定電流制御が行われる。また、出
力の制御は位相のプログラム制御とパルス幅制御（ＰＷ
Ｍ）を併用することにより行っている。なお、（２）式
のＫ２は電源装置の出力電力、接続されるコンデンサの
容量により定まる定数である。

【００３５】Ｖ＝Ｋ２×√ｔ・・・・・（２）従って、電源装置１０から供給される電力ＶＩは充電期
間中ほぼ一定となり、スイッチング電源装置の小型化お
よび軽量化を実現することができる。本例の電源装置１
０では、同期信号を制御するだけで上記のような出力電
流および出力電圧の制御が可能であり、スイッチング素
子等を増やさずに簡易な構成によって高性能のスイッチ
ング電源を実現することができる。

【００３６】なお、上記の例においては、２つのスイッ
チングレギュレータ部を用いたスイッチング電源装置を
記載してあるが、２つに限らず、３つあるいはそれ以上
のスイッチングレギュレータ部を用いて電源装置を構成
してももちろん良い。このような装置においては、それ
ぞれの整流部の入力側が直列あるいは並列に接続される
ようにそれぞれのインバータ部、すなわち電源部に供給
される制御パルスの位相を制御すれば良い。例えば、３
つのスイッチングレギュレータ部を用いて電源装置を構
成することにより、初期の充電電流と、後期の充電電流
との比を３対１にすることができる。

【００３７】また、インバータ部の構成や、整流部の構
成も本例に限定されるものではない。例えば、インバー
タ部にはフルブリッジタイプの回路を採用しても良い。
さらに、本例ではＰＷＭ制御方式で変調された制御パル
スに基づき説明しているが、これに限定されずパルス周
波数変調（ＰＦＭ）制御などを用いても良いことはもち
ろんである。

【００３８】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明に係るス
イッチング電源装置は、第１および第２の電源部、およ
びこれらに対応した第１および第２の整流部を備えてお
り、これらの電源部に供給される制御パルスの位相を変
えるだけで第１および第２の整流部の接続を並列から直
列に、あるいはその逆に変えることができる電源装置で
ある。従って、例えば、フラッシュ定着用のコンデンサ
を充電する際に、第１および第２の整流部が並列に接続
された状態から直列に接続された状態に変更することが
可能であり、電源装置の出力を平均化できる。このた
め、本発明に係る電源装置の電源部、および整流部の出
力容量を大幅に下げることが可能となり、電源装置の小
型化および低価格化を図れる。

【００３９】また、本発明に係るスイッチング電源装置
は、制御パルスの位相を変えるだけで電流および電圧の
制御が行えるので、機構は非常に簡単になり損失が少な
く信頼性が高い。このように本発明により、小型・高速
化された電子複写装置などに好適な小型で高性能のスイ
ッチング電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示す
ブロック図である。

【図２】図１に示す電源装置のＰＷＭ制御部の構成を示
すブロック図である。

【図３】図１に示す電源装置において制御パルスが生成
される状態を示すタイミングチャートである。

【図４】図１に示す電源装置のセレクタの構成を示すブ
ロック図である。

【図５】図１に示す電源装置において出力電圧および出
力電流が制御される状態を示すタイミングチャートであ
る。

【図６】図１に示す電源装置により充電されるコンデン
サの電圧、および電流の変化を示す説明図である。

【図７】図１に示す電源装置による充電電圧の変化を、
従来の電源装置による充電電圧と比較して示すグラフで
ある。

【図８】本発明の実施例２に係る電源装置の構成を示す
ブロック図である。

【図９】図８に示す電源装置において制御パルスが生成
される状態を示すタイミングチャートである。

【図１０】図８に示す電源装置において出力電圧および
出力電流が制御される状態を示すタイミングチャートで
ある。

【図１１】図８に示す電源装置により充電されるコンデ
ンサの電圧、および電流の変化を示す説明図である。

【図１２】従来の電源装置の構成を示すブロック図であ
る。

【図１３】図１２に示す電源装置により充電されるコン
デンサの電圧、および電流の変化を示す説明図である。

【符号の説明】

２・・コンデンサ３・・フラッシュランプ４・・トリガー回路１０・・電源装置１２・・トランス１３・・整流部１４・・平滑回路１５・・平滑コンデンサ２０・・スイッチングレギュレータ部３０・・インバータ部４０・・ＰＷＭ制御部５０・・位相制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０５Ｂ 41/32 Ｈ０５Ｂ 41/32 Ｌ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の制御パルスに基づき交流を出力す
る第１の電源部と、第２の制御パルスに基づき交流を出力する第２の電源部
と、前記第１の電源部の出力トランスと接続され、全波整流
を行い直流を出力する第１の整流部と、前記第２の電源部の出力トランスと接続され、全波整流
を行い直流を出力する第２の整流部とを有し、これら第１および第２の整流部の出力が並列に接続さ
れ、一方の前記出力トランスの２次巻線の一方の側と他
方の前記出力トランスの２次巻線の一方の側が接続され
ており、さらに、前記第１および第２の制御パルスの位相差を制御する位
相制御部を有することを特徴とするスイッチング電源装
置。
【請求項２】請求項１において、前記第１および第２
の整流部の出力はフラッシュ発光用のコンデンサの充電
に用いられ、前記位相制御部は、その充電中に前記位相
差を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】請求項２において、前記位相制御部は充
電開始から所定の時間の経過後に前記位相差を変えるこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】請求項２において、前記位相制御部は所
定の充電電圧に達した後に前記位相差を変えることを特
徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】第１および第２の制御パルスに基づき交
流を出力する第１および第２の電源部と、前記第１の電
源部の出力トランスおよび前記第２の電源部の出力トラ
ンスにそれぞれ接続され全波整流を行う第１および第２
の整流部とを有し、これら第１および第２の整流部の出
力側が並列に接続され、一方の前記出力トランスの２次
巻線の一方の側と他方の前記出力トランスの２次巻線の
一方の側が接続されているスイッチング電源装置の制御
方法であって、前記スイッチング電源装置を用いて充電を行う途上にお
いて、前記第１および第２の制御パルスの位相差を変更
することを特徴とするスイッチング電源装置の制御方
法。
【請求項６】請求項５において、充電の開始から所定
の時間経過後に前記第１および第２の制御パルスの位相
差を反転することを特徴とするスイッチング電源装置の
制御方法。
【請求項７】請求項５において、前記コンデンサの充
電電圧が所定の電圧に達した後に前記第１および第２の
制御パルスの位相差を反転することを特徴とするスイッ
チング電源装置の制御方法。