JPH099174A - スイッチング型の電源装置 - Google Patents
スイッチング型の電源装置Info
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- JPH099174A JPH099174A JP7178235A JP17823595A JPH099174A JP H099174 A JPH099174 A JP H099174A JP 7178235 A JP7178235 A JP 7178235A JP 17823595 A JP17823595 A JP 17823595A JP H099174 A JPH099174 A JP H099174A
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- horizontal synchronizing
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 表示装置を有するコンピュ−タシステムのス
イッチング電源装置における待機状態における電力損失
の低減及びノイズの除去を容易に達成する。 【構成】 直流電圧をスイッチングトランジスタ７でオ
ン・オフし、出力トランス５を介して主回路３０及び副
回路３４に電力を供給するスイッチング電源装置におい
て、主回路３０を正常に駆動する時には水平同期信号と
同一の周波数でスイッチングトランジスタ７をオン・オ
フする。待機時には水平同期信号よりも低い周波数でス
イッチングトランジスタ７をオン・オフする。
イッチング電源装置における待機状態における電力損失
の低減及びノイズの除去を容易に達成する。 【構成】 直流電圧をスイッチングトランジスタ７でオ
ン・オフし、出力トランス５を介して主回路３０及び副
回路３４に電力を供給するスイッチング電源装置におい
て、主回路３０を正常に駆動する時には水平同期信号と
同一の周波数でスイッチングトランジスタ７をオン・オ
フする。待機時には水平同期信号よりも低い周波数でス
イッチングトランジスタ７をオン・オフする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンピュ−タシステムの
表示装置、リモ−トコントロ−ル機能を持つテレビジョ
ン受像機（ＴＶ）等のためのスイッチング型電源装置に
関する。
表示装置、リモ−トコントロ−ル機能を持つテレビジョ
ン受像機（ＴＶ）等のためのスイッチング型電源装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】パ−ソナルコンピュ−タ等のコンピュ−
タシステムの表示装置（モニタ−またはディスプレイ）
の電源装置としてスイッチング型電源装置の１種である
ＲＣＣ（リンギング・チョ−ク・コンバ−タ）型のスイ
ッチングレギュレ−タが使用されている。このＲＣＣ型
スイッチングレギュレ−タは、回路構成が比較的簡単で
あるという特長を有する。しかし、このＲＣＣ型スイッ
チングレギュレ−タは出力電圧を一定値に制御している
状態で入力電圧又は負荷が変化するとスイッチング素子
のオン・オフ周波数が大幅に変動するという欠点を有す
る。
タシステムの表示装置（モニタ−またはディスプレイ）
の電源装置としてスイッチング型電源装置の１種である
ＲＣＣ（リンギング・チョ−ク・コンバ−タ）型のスイ
ッチングレギュレ−タが使用されている。このＲＣＣ型
スイッチングレギュレ−タは、回路構成が比較的簡単で
あるという特長を有する。しかし、このＲＣＣ型スイッ
チングレギュレ−タは出力電圧を一定値に制御している
状態で入力電圧又は負荷が変化するとスイッチング素子
のオン・オフ周波数が大幅に変動するという欠点を有す
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、コンピュ−
タの不要な電力消費を低減させるために、コンピュ−タ
を使用しない時間が一定時間以上継続すると、比較的消
費電力の大きい表示装置の電源をオフにし、比較的消費
電力の小さいＣＰＵ（中央処理装置）、ＲＡＭ（ランダ
ム・アクセス・メモリ）、キ−ボ−ド等の制御回路部分
の電源はオンに保つことが行われる。コンピュ−タにお
いて上述のような節電制御が実行され、これによってＲ
ＣＣ型スイッチングレギユレ−タの負荷が軽くなると、
スイッチング素子のオン・オフ周波数が非常に高くな
り、スイッチング素子のスイッチング損失が大きくな
り、軽負荷時の効率が悪くなる。また、表示装置を使用
している時に負荷が変化すると、ＲＣＣ型スイッチング
レギュレ−タのスイッチング素子のオン・オフ周波数が
変化し、スイッチング素子のオン・オフに基づく表示画
面上のノイズが問題になる。今、コンピュ−タの表示装
置の問題点を述べたが、リモ−ト・コントロ−ル装置を
有するテレビジョン受像機においても同様な問題があ
る。
タの不要な電力消費を低減させるために、コンピュ−タ
を使用しない時間が一定時間以上継続すると、比較的消
費電力の大きい表示装置の電源をオフにし、比較的消費
電力の小さいＣＰＵ（中央処理装置）、ＲＡＭ（ランダ
ム・アクセス・メモリ）、キ−ボ−ド等の制御回路部分
の電源はオンに保つことが行われる。コンピュ−タにお
いて上述のような節電制御が実行され、これによってＲ
ＣＣ型スイッチングレギユレ−タの負荷が軽くなると、
スイッチング素子のオン・オフ周波数が非常に高くな
り、スイッチング素子のスイッチング損失が大きくな
り、軽負荷時の効率が悪くなる。また、表示装置を使用
している時に負荷が変化すると、ＲＣＣ型スイッチング
レギュレ−タのスイッチング素子のオン・オフ周波数が
変化し、スイッチング素子のオン・オフに基づく表示画
面上のノイズが問題になる。今、コンピュ−タの表示装
置の問題点を述べたが、リモ−ト・コントロ−ル装置を
有するテレビジョン受像機においても同様な問題があ
る。
【０００４】そこで、本発明の目的は軽負荷時における
効率を高めることができ且つ正常負荷時のノイズ成分の
除去が容易なスイッチング型電源装置を提供することに
ある。
効率を高めることができ且つ正常負荷時のノイズ成分の
除去が容易なスイッチング型電源装置を提供することに
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、実施例の図面の符号を参照して説明する
と、表示装置を構成するための水平同期信号発生回路２
９ａを含んでいる主回路３０とこの主回路３０よりも消
費電力の少ない副回路３４とに電力を供給するための電
源装置であって、直流電源２の一端３と他端４との間に
接続されたトランス５の１次巻線６と制御端子を有する
スイッチング素子７との直列回路と、前記１次巻線６に
電磁結合された第１の出力巻線８と、前記１次巻線６に
電磁結合された第２の出力巻線９と、前記第１の出力巻
線８と前記主回路３０との間に接続された第１の整流平
滑回路２６と、前記第２の出力巻線９と前記副回路３４
との間に接続された第２の整流平滑回路３３と、前記主
回路３０の駆動状態と非駆動状態とを選択的に得るため
の制御手段３４、４２と、前記第１の整流平滑回路２６
の出力電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する
電圧制御信号形成手段５０と、前記電圧制御信号形成回
路５０と前記水平同期信号発生回路２９ａとに結合さ
れ、前記水平同期信号発生回路２９ａから水平同期信号
が発生している時にはこの水平同期信号と同一の周波数
を有し且つ前記第１の整流平滑回路２６の出力電圧を所
定値に制御するためのパルス幅を有する第１のパルス列
を形成し、この第１のパルス列によって前記スイッチン
グ素子７をオン・オフ制御し、前記水平同期信号発生回
路２９ａから水平同期信号が発生していない時には前記
水平同期信号よりも低い周波数を有し且つ前記第１の整
流平滑回路２６の出力電圧を前記所定値に制御するため
のパルス幅を有する第２のパルス列を形成し、この第２
のパルス列によって前記スイッチング素子７をオン・オ
フ制御するパルス発生回路１３とを備えた電源装置に係
わるものである。なお、請求項２に示すようにパルス発
生回路１３を、のこぎり波発生回路５６と、参照信号発
生手段５７と、コンパレ−タ５５で構成することが望ま
しい。また、請求項３に示すように副回路３４をマイク
ロコンピュ−タを含む制御回路とすることができる。ま
た、請求項４に示すように副回路をテレビジョン受像機
のリモ−トコントロ−ル回路とすることができる。
の本発明は、実施例の図面の符号を参照して説明する
と、表示装置を構成するための水平同期信号発生回路２
９ａを含んでいる主回路３０とこの主回路３０よりも消
費電力の少ない副回路３４とに電力を供給するための電
源装置であって、直流電源２の一端３と他端４との間に
接続されたトランス５の１次巻線６と制御端子を有する
スイッチング素子７との直列回路と、前記１次巻線６に
電磁結合された第１の出力巻線８と、前記１次巻線６に
電磁結合された第２の出力巻線９と、前記第１の出力巻
線８と前記主回路３０との間に接続された第１の整流平
滑回路２６と、前記第２の出力巻線９と前記副回路３４
との間に接続された第２の整流平滑回路３３と、前記主
回路３０の駆動状態と非駆動状態とを選択的に得るため
の制御手段３４、４２と、前記第１の整流平滑回路２６
の出力電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する
電圧制御信号形成手段５０と、前記電圧制御信号形成回
路５０と前記水平同期信号発生回路２９ａとに結合さ
れ、前記水平同期信号発生回路２９ａから水平同期信号
が発生している時にはこの水平同期信号と同一の周波数
を有し且つ前記第１の整流平滑回路２６の出力電圧を所
定値に制御するためのパルス幅を有する第１のパルス列
を形成し、この第１のパルス列によって前記スイッチン
グ素子７をオン・オフ制御し、前記水平同期信号発生回
路２９ａから水平同期信号が発生していない時には前記
水平同期信号よりも低い周波数を有し且つ前記第１の整
流平滑回路２６の出力電圧を前記所定値に制御するため
のパルス幅を有する第２のパルス列を形成し、この第２
のパルス列によって前記スイッチング素子７をオン・オ
フ制御するパルス発生回路１３とを備えた電源装置に係
わるものである。なお、請求項２に示すようにパルス発
生回路１３を、のこぎり波発生回路５６と、参照信号発
生手段５７と、コンパレ−タ５５で構成することが望ま
しい。また、請求項３に示すように副回路３４をマイク
ロコンピュ−タを含む制御回路とすることができる。ま
た、請求項４に示すように副回路をテレビジョン受像機
のリモ−トコントロ−ル回路とすることができる。
【０００６】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、実質
的に副回路３４のみを駆動する時にスイッチング周波数
を低下させると、単位時間当りのスイッチング回数が少
なくなり、スイッチング損失が少なくなり、効率が高く
なる。また、副回路３４のみの軽負荷（消費電力の小さ
い負荷）時に周波数を低下させると、所定の出力電圧を
得る場合に、周波数の高い時に比べてスイッチング素子
をオンにするためのパルスの幅を広げることが可能にな
り、パルスを安定的に発生させることができる。なお、
主回路３０の駆動時には水平同期信号と同一の高い周波
数でスイッチンク素子７がオン・オフするので、トラン
スの損失が少なくなり、トランスの小型化が可能に成
る。また、各請求項の発明では、主回路３０を駆動させ
る時に、水平同期信号と同一の周波数でスイッチング素
子７をオン・オフする。従って、スイッチング素子７の
オン・オフに基づいて生じるノイズ成分の周波数がほぼ
一定になり、このノイズを容易に除去することができ
る。この結果、表示装置の表示画面上のノイズを大幅に
抑制することができる。請求項２の発明によれば、第１
及び第２のパルス列を容易に得ることができる。
的に副回路３４のみを駆動する時にスイッチング周波数
を低下させると、単位時間当りのスイッチング回数が少
なくなり、スイッチング損失が少なくなり、効率が高く
なる。また、副回路３４のみの軽負荷（消費電力の小さ
い負荷）時に周波数を低下させると、所定の出力電圧を
得る場合に、周波数の高い時に比べてスイッチング素子
をオンにするためのパルスの幅を広げることが可能にな
り、パルスを安定的に発生させることができる。なお、
主回路３０の駆動時には水平同期信号と同一の高い周波
数でスイッチンク素子７がオン・オフするので、トラン
スの損失が少なくなり、トランスの小型化が可能に成
る。また、各請求項の発明では、主回路３０を駆動させ
る時に、水平同期信号と同一の周波数でスイッチング素
子７をオン・オフする。従って、スイッチング素子７の
オン・オフに基づいて生じるノイズ成分の周波数がほぼ
一定になり、このノイズを容易に除去することができ
る。この結果、表示装置の表示画面上のノイズを大幅に
抑制することができる。請求項２の発明によれば、第１
及び第２のパルス列を容易に得ることができる。
【０００７】
【実施例】次に、本発明の実施例に係わるコンピュ−タ
・システムの陰極線管（ＣＲＴ）表示装置（ディスプレ
イ）の電源装置を説明する。
・システムの陰極線管（ＣＲＴ）表示装置（ディスプレ
イ）の電源装置を説明する。
【０００８】図１において、一対の交流電源端子１に接
続された整流平滑回路から成る直流電源２の出力端子即
ち直流電源端子３とグランド端子４との間には、トラン
ス５の１次巻線６とスイッチング素子としてのトランジ
スタ７との直列回路が接続されている。トランス５は１
次巻線６に電磁結合された２次巻線として第１、第２及
び第３の出力巻線８、９及び１０を有する。第１の出力
巻線８にはダイオ−ド２４とコンデンサ２５とから成る
第１の整流平滑回路２６が接続されている。第１の整流
平滑回路２６は第１の出力端子２７に例えば１６０Ｖを
出力する。第１の出力端子２７にはＤＣ／ＤＣコンバ−
タ２８と水平偏向回路２９を含む主回路３０が接続され
ている。主回路３０はコンピュ−タシステムの表示装置
であってＤＣ／ＤＣコンバ−タ２８及び水平偏向回路２
９以外の種々の回路も含むが、ここでは省略されてい
る。ＤＣ／ＤＣコンバ−タ２８は、水平偏向回路２９で
必要な直流電圧を形成するものである。水平偏向回路２
９は表示装置の陰極線管による表示を行うために必要な
水平同期パルス即ち水平同期信号を発生するための水平
同期信号発生回路２９ａ、水平偏向電圧発生回路（図示
せず）等を含む。
続された整流平滑回路から成る直流電源２の出力端子即
ち直流電源端子３とグランド端子４との間には、トラン
ス５の１次巻線６とスイッチング素子としてのトランジ
スタ７との直列回路が接続されている。トランス５は１
次巻線６に電磁結合された２次巻線として第１、第２及
び第３の出力巻線８、９及び１０を有する。第１の出力
巻線８にはダイオ−ド２４とコンデンサ２５とから成る
第１の整流平滑回路２６が接続されている。第１の整流
平滑回路２６は第１の出力端子２７に例えば１６０Ｖを
出力する。第１の出力端子２７にはＤＣ／ＤＣコンバ−
タ２８と水平偏向回路２９を含む主回路３０が接続され
ている。主回路３０はコンピュ−タシステムの表示装置
であってＤＣ／ＤＣコンバ−タ２８及び水平偏向回路２
９以外の種々の回路も含むが、ここでは省略されてい
る。ＤＣ／ＤＣコンバ−タ２８は、水平偏向回路２９で
必要な直流電圧を形成するものである。水平偏向回路２
９は表示装置の陰極線管による表示を行うために必要な
水平同期パルス即ち水平同期信号を発生するための水平
同期信号発生回路２９ａ、水平偏向電圧発生回路（図示
せず）等を含む。
【０００９】第２の出力巻線９にはダイオ−ド３１とコ
ンデンサ３２とから成る第２の整流平滑回路３３が接続
されている。この第２の整流平滑回路３３に接続された
第２の出力端子５４にはコンピュ−タシステムにおける
ＣＰＵ（中央処理装置）とＲＡＭ（ランダム・アクセス
・メモリ）とＲＯＭ（リ−ド・オンリ−・メモリ）とか
ら成るマイクロプロセッサ即ちマイクロコンピュ−タ、
及びキ−ボ−ド等から成る副回路３４が接続されてい
る。副回路３４の消費電力は主回路３０の消費電力より
も大幅に少ない。従ってコンピュ−タシステムを実質的
に使用しない期間即ち待機期間において副回路３４に対
する電力供給を継続しても、これによる電力損失は小さ
い。しかし、主回路３０は消費電力が大きいので、コン
ピュ−タシステムを実質的に使用しない時には、主回路
３０を非駆動状態にすることが望ましい。
ンデンサ３２とから成る第２の整流平滑回路３３が接続
されている。この第２の整流平滑回路３３に接続された
第２の出力端子５４にはコンピュ−タシステムにおける
ＣＰＵ（中央処理装置）とＲＡＭ（ランダム・アクセス
・メモリ）とＲＯＭ（リ−ド・オンリ−・メモリ）とか
ら成るマイクロプロセッサ即ちマイクロコンピュ−タ、
及びキ−ボ−ド等から成る副回路３４が接続されてい
る。副回路３４の消費電力は主回路３０の消費電力より
も大幅に少ない。従ってコンピュ−タシステムを実質的
に使用しない期間即ち待機期間において副回路３４に対
する電力供給を継続しても、これによる電力損失は小さ
い。しかし、主回路３０は消費電力が大きいので、コン
ピュ−タシステムを実質的に使用しない時には、主回路
３０を非駆動状態にすることが望ましい。
【００１０】この目的を達成するために副回路３４は、
キ−ボ−ドが一定時間（例えば５分間）以上操作されな
かったか否かを判断する手段を含み、キ−ボ−ドが一定
時間以上操作されなかった時に節電指令信号（パワ−セ
−ブ指令信号）を出力端子４２に送出する。この実施例
では自動的に節電指令信号が発生するが、この代りにキ
−ボ−ド又はスイッチの操作によって手動で節電指令信
号を形成し、これを端子４２に与えることもできる。端
子４２は水平偏向回路２９に接続され、水平偏向回路２
９を節電指令信号で選択的に駆動するためのスイッチ
（図示せず）をオン・オフする。なお、端子４２をＤＣ
−ＤＣコンバ−タ２８に接続し、これを節電指令信号で
選択的にオン・オフしてもよい。
キ−ボ−ドが一定時間（例えば５分間）以上操作されな
かったか否かを判断する手段を含み、キ−ボ−ドが一定
時間以上操作されなかった時に節電指令信号（パワ−セ
−ブ指令信号）を出力端子４２に送出する。この実施例
では自動的に節電指令信号が発生するが、この代りにキ
−ボ−ド又はスイッチの操作によって手動で節電指令信
号を形成し、これを端子４２に与えることもできる。端
子４２は水平偏向回路２９に接続され、水平偏向回路２
９を節電指令信号で選択的に駆動するためのスイッチ
（図示せず）をオン・オフする。なお、端子４２をＤＣ
−ＤＣコンバ−タ２８に接続し、これを節電指令信号で
選択的にオン・オフしてもよい。
【００１１】第３の出力巻線１０はＰＷＭパルス発生回
路１３及び駆動回路１５の電源電圧を得るためのもので
あり、ここにはダイオード１７を介してコンデンサ１８
が接続されている。コンデンサ１８の電圧は定電圧回路
１９ａを介してＰＷＭパルス発生回路１３、及び駆動回
路１５に供給される。なお、１９は起動抵抗であって、
電源端子３とコンデンサ１８との間に接続されている。
路１３及び駆動回路１５の電源電圧を得るためのもので
あり、ここにはダイオード１７を介してコンデンサ１８
が接続されている。コンデンサ１８の電圧は定電圧回路
１９ａを介してＰＷＭパルス発生回路１３、及び駆動回
路１５に供給される。なお、１９は起動抵抗であって、
電源端子３とコンデンサ１８との間に接続されている。
【００１２】第１、第２及び第３の出力巻線８、９、１
０の極性は、１次巻線６に直列に接続されたトランジス
タ７がオンの期間にダイオ−ド２４、３１、１７がオフ
に保たれ、トランジスタ７がオフの期間にダイオ−ド２
４、３１、１７がオンになるように設定されている。従
って、この実施例の電源装置はフライバック型又はリバ
−ス型スイッチングレギュレ−タである。
０の極性は、１次巻線６に直列に接続されたトランジス
タ７がオンの期間にダイオ−ド２４、３１、１７がオフ
に保たれ、トランジスタ７がオフの期間にダイオ−ド２
４、３１、１７がオンになるように設定されている。従
って、この実施例の電源装置はフライバック型又はリバ
−ス型スイッチングレギュレ−タである。
【００１３】第１の出力端子２７の電圧を一定に制御す
るために、出力端子２７に電圧制御信号形成回路５０が
接続され、ここで形成された電圧制御信号を伝送するた
めに出力端子２７と電圧制御信号形成回路５０の出力端
子との間に抵抗５１を介して発光ダイオ−ド１２が接続
されている。また、ＰＷＭパルス発生回路１３は、発光
ダイオ−ド１２に光結合されたホトトランジスタ１４を
含む。従って、ＰＷＭパルス発生回路１３は発光ダイオ
−ド１２の放射光量に応じてパルス幅の異なるＰＷＭパ
ルスを発生する。ＰＷＭ発生回路１３から発生したパル
スは駆動回路１５を介してトランジスタ７のベ−スに与
えられる。
るために、出力端子２７に電圧制御信号形成回路５０が
接続され、ここで形成された電圧制御信号を伝送するた
めに出力端子２７と電圧制御信号形成回路５０の出力端
子との間に抵抗５１を介して発光ダイオ−ド１２が接続
されている。また、ＰＷＭパルス発生回路１３は、発光
ダイオ−ド１２に光結合されたホトトランジスタ１４を
含む。従って、ＰＷＭパルス発生回路１３は発光ダイオ
−ド１２の放射光量に応じてパルス幅の異なるＰＷＭパ
ルスを発生する。ＰＷＭ発生回路１３から発生したパル
スは駆動回路１５を介してトランジスタ７のベ−スに与
えられる。
【００１４】この実施例では、水平偏向回路２９から導
出された水平同期信号ライン１６がＰＷＭパルス発生回
路１３に接続されている。水平同期信号ライン１６はト
ランスによって絶縁分離した状態で抽出された水平同期
信号をＰＷＭパルス発生回路１３に与える。ＰＷＭパル
ス発生回路１３は、ライン１６から水平同期信号が供給
されている時には、水平同期信号と同一の周波数で第１
のパルス列を発生し、水平同期信号が発生していない時
には、水平同期信号の周波数よりも低い周波数で第２の
パルス列を発生する。なお、水平偏向回路２９は、２４
ｋＨｚ、３８ｋＨｚ、４８ｋＨｚ等の複数種類の周波数
信号の水平同期信号を選択的に発生するように形成され
ている。また、水平偏向回路２９における偏向電圧は水
平同期信号の周波数の変化に応じてＤＣ／ＤＣコンバ−
タ３０に基づいて異なる値に切り換えられる。
出された水平同期信号ライン１６がＰＷＭパルス発生回
路１３に接続されている。水平同期信号ライン１６はト
ランスによって絶縁分離した状態で抽出された水平同期
信号をＰＷＭパルス発生回路１３に与える。ＰＷＭパル
ス発生回路１３は、ライン１６から水平同期信号が供給
されている時には、水平同期信号と同一の周波数で第１
のパルス列を発生し、水平同期信号が発生していない時
には、水平同期信号の周波数よりも低い周波数で第２の
パルス列を発生する。なお、水平偏向回路２９は、２４
ｋＨｚ、３８ｋＨｚ、４８ｋＨｚ等の複数種類の周波数
信号の水平同期信号を選択的に発生するように形成され
ている。また、水平偏向回路２９における偏向電圧は水
平同期信号の周波数の変化に応じてＤＣ／ＤＣコンバ−
タ３０に基づいて異なる値に切り換えられる。
【００１５】出力端子２７の電圧の変化に応じて図１の
ホトトランジスタ１４を制御するための電圧制御信号形
成回路５０は、図２に示すように出力電圧検出抵抗４
５、４６と基準電圧源用ツエナーダイオード４７と誤差
増幅用トランジスタ４８と抵抗４９とから成る。電圧検
出抵抗４５、４６は出力端子２７とグランド端子２８間
に接続され、この電圧分割点が誤差増幅用トランジスタ
４８のベースに接続されている。ツエナーダイオード４
７は抵抗４９を介して出力端子２７、２８間に接続さ
れ、ここに得られる基準電圧をトランジスタ４８のエミ
ッタに与える。この実施例では出力電圧が高くなると誤
差増幅用トランジスタ４８のコレクタ電位が低くなる。
ホトトランジスタ１４に光結合されている発光ダイオー
ド１２のアノードは電流制限用の抵抗５１を介して出力
端子２７に接続され、カソードは誤差増幅用トランジス
タ４８のコレクタに接続されている。
ホトトランジスタ１４を制御するための電圧制御信号形
成回路５０は、図２に示すように出力電圧検出抵抗４
５、４６と基準電圧源用ツエナーダイオード４７と誤差
増幅用トランジスタ４８と抵抗４９とから成る。電圧検
出抵抗４５、４６は出力端子２７とグランド端子２８間
に接続され、この電圧分割点が誤差増幅用トランジスタ
４８のベースに接続されている。ツエナーダイオード４
７は抵抗４９を介して出力端子２７、２８間に接続さ
れ、ここに得られる基準電圧をトランジスタ４８のエミ
ッタに与える。この実施例では出力電圧が高くなると誤
差増幅用トランジスタ４８のコレクタ電位が低くなる。
ホトトランジスタ１４に光結合されている発光ダイオー
ド１２のアノードは電流制限用の抵抗５１を介して出力
端子２７に接続され、カソードは誤差増幅用トランジス
タ４８のコレクタに接続されている。
【００１６】図１のＰＷＭパルス発生回路１３は図３に
示すように、大別してコンパレ−タ即ち電圧比較器５５
と、のこぎり波発生手段を含むオフ幅決定回路５６と、
参照信号発生手段を含むオン幅制御回路５７と、基準電
圧源５８とを有し、ＰＷＭパルスを形成し、これを駆動
回路１５に送る。各部を更に詳しく説明すると、オフ幅
決定回路５６は、コンデンサＣ1 と、第１、第２、第３
及び第４の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 と、トランジス
タＱ10、Ｑ11と、３つのダイオードＤ1 、Ｄ2、Ｄ3 と
から成る。のこぎり波発生用のコンデンサＣ1 は電源端
子５９とグランドとの間にトランジスタＱ11とダイオー
ドＤ1 とを介して接続されている。第１の抵抗Ｒ1 は放
電回路を形成するためにコンデンサＣ1 に並列に接続さ
れている。コンデンサＣ1 の上端は、比較器５５の負入
力端子に接続されている。トランジスタＱ11のベースは
抵抗Ｒ3 を介して基準電圧源５８に接続されていると共
に、抵抗Ｒ2 とダイオードＤ2 とから成る回路を介して
比較器５５の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ2 とダ
イオ−ドＤ2 は比較器５５の出力が低レベルになった時
にトランジスタＱ11をオフに制御し、コンデンサＣ1 の
充電を停止させる機能を有する。比較器５５の正入力端
子は抵抗Ｒ3 を介して基準電圧源５８に接続されている
と共に、抵抗Ｒ2 とダイオードＤ2 を介して比較器５５
の出力端子にも接続されている。トランジスタＱ10はコ
ンデンサＣ1 の放電時定数を切換えるために抵抗Ｒ4 を
介してコンデンサＣ1 に並列に接続されている。トラン
ジスタＱ10のベ−スは水平同期信号ライン１６に接続さ
れている。なお、抵抗Ｒ4 は抵抗Ｒ1 よりも大幅に小さ
い値に設定されている。
示すように、大別してコンパレ−タ即ち電圧比較器５５
と、のこぎり波発生手段を含むオフ幅決定回路５６と、
参照信号発生手段を含むオン幅制御回路５７と、基準電
圧源５８とを有し、ＰＷＭパルスを形成し、これを駆動
回路１５に送る。各部を更に詳しく説明すると、オフ幅
決定回路５６は、コンデンサＣ1 と、第１、第２、第３
及び第４の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 と、トランジス
タＱ10、Ｑ11と、３つのダイオードＤ1 、Ｄ2、Ｄ3 と
から成る。のこぎり波発生用のコンデンサＣ1 は電源端
子５９とグランドとの間にトランジスタＱ11とダイオー
ドＤ1 とを介して接続されている。第１の抵抗Ｒ1 は放
電回路を形成するためにコンデンサＣ1 に並列に接続さ
れている。コンデンサＣ1 の上端は、比較器５５の負入
力端子に接続されている。トランジスタＱ11のベースは
抵抗Ｒ3 を介して基準電圧源５８に接続されていると共
に、抵抗Ｒ2 とダイオードＤ2 とから成る回路を介して
比較器５５の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ2 とダ
イオ−ドＤ2 は比較器５５の出力が低レベルになった時
にトランジスタＱ11をオフに制御し、コンデンサＣ1 の
充電を停止させる機能を有する。比較器５５の正入力端
子は抵抗Ｒ3 を介して基準電圧源５８に接続されている
と共に、抵抗Ｒ2 とダイオードＤ2 を介して比較器５５
の出力端子にも接続されている。トランジスタＱ10はコ
ンデンサＣ1 の放電時定数を切換えるために抵抗Ｒ4 を
介してコンデンサＣ1 に並列に接続されている。トラン
ジスタＱ10のベ−スは水平同期信号ライン１６に接続さ
れている。なお、抵抗Ｒ4 は抵抗Ｒ1 よりも大幅に小さ
い値に設定されている。
【００１７】オン幅制御回路５７は、参照信号発生手段
と呼ぶこともできるものであり、コンデンサＣ2 と、ト
ランジスタＱ12と、トランジスタＱ13と、ＮＯＴ回路
（インバータ）６０と、出力電圧制御のための充電制御
素子としてのホトトランジスタ１４とから成る。なお、
ホトトランジスタ１４は参照信号の電圧レベルを調整す
る手段としての働きを有する。
と呼ぶこともできるものであり、コンデンサＣ2 と、ト
ランジスタＱ12と、トランジスタＱ13と、ＮＯＴ回路
（インバータ）６０と、出力電圧制御のための充電制御
素子としてのホトトランジスタ１４とから成る。なお、
ホトトランジスタ１４は参照信号の電圧レベルを調整す
る手段としての働きを有する。
【００１８】コンデンサＣ2 の上端はホトトランジスタ
１４を介して電源端子５９に接続され、下端はグランド
に接続されている。このコンデンサＣ2 の電圧ＶC2を比
較器５５に関係付けるために、比較器５５の正入力端子
とグランドとの間にトランジスタＱ12が接続され、この
トランジスタＱ12のベースがコンデンサＣ2 の上端に接
続されている。また、コンデンサＣ2 の放電を比較器５
５の出力に関係付けるために、コンデンサＣ2 に対して
並列に放電制御素子としてトランジスタＱ13が接続さ
れ、比較器５５の出力端子がＮＯＴ回路６０を介してト
ランジスタＱ13のベースに接続されている。
１４を介して電源端子５９に接続され、下端はグランド
に接続されている。このコンデンサＣ2 の電圧ＶC2を比
較器５５に関係付けるために、比較器５５の正入力端子
とグランドとの間にトランジスタＱ12が接続され、この
トランジスタＱ12のベースがコンデンサＣ2 の上端に接
続されている。また、コンデンサＣ2 の放電を比較器５
５の出力に関係付けるために、コンデンサＣ2 に対して
並列に放電制御素子としてトランジスタＱ13が接続さ
れ、比較器５５の出力端子がＮＯＴ回路６０を介してト
ランジスタＱ13のベースに接続されている。
【００１９】次に、図４の波形図を参照して図３の回路
の動作を説明する。図４において（Ａ）は水平同期信号
を示し、（Ｂ）は比較器５５の両入力電圧Ｖ1 、Ｖ2 を
示し、（Ｃ）はコンデンサＣ2 の電圧を示し、（Ｄ）は
比較器５５の出力を示す。まず、ｔ1 〜ｔ2 期間では、
ツエナーダイオード等で構成された基準電圧源５８から
基準電圧Ｖr （約６．３Ｖ）が得られ、これが演算増幅
器から成るコンパレ−タ即ち比較器５５の正入力端子に
与えられる。また、第１のトランジスタＱ11を通る第１
のコンデンサＣ1 の充電回路が形成される。この第１の
コンデンサＣ1は、基準電圧ＶｒからトランジスタＱ11
のベース・エミッタ間電圧ＶBEとダイオードＤ1 の電圧
Ｖf との和（ＶBE＋Ｖf ) を差し引いた値（約５Ｖ）即
ちＶr −（ＶBE＋Ｖｆ）まで充電される。比較器５５の
正入力端子には、参照信号として基準電圧源５８の電圧
Ｖr （６．３Ｖ）即ち電圧Ｖ1 が印加される。図４の
（Ｂ）で実線で示す電圧Ｖ1 の最大振幅は約６．３Ｖで
あり、破線で示すのこぎり波から成る比較器１５の負入
力端子の電圧Ｖ2 の最大振幅は約５Ｖであるので、比較
器５５の出力は高レベル（Ｈ）に保たれる。なお、両入
力電圧Ｖ1 、Ｖ2 の差は約１．３Ｖであるので、ノイズ
による誤動作を十分に防ぐことができる。一方、第２の
コンデンサＣ2 とホトトランジスタ１４の抵抗とで決ま
るＣＲ時定数は第１のコンデンサＣ1 とこの充電回路の
抵抗とで決まるＣＲ時定数よりも十分に大きく設定され
ているので、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2は図４の
（Ｃ）のｔ0 〜ｔ2 区間に示すようにトランジスタ７の
オン期間Ｔonにおいて傾斜を有してゆっくり上昇する。
なお、オン期間Ｔonには比較器５５の出力が高レベル、
ＮＯＴ回路６０の出力が低レベル、第３のトランジスタ
Ｑ13がオフであるので、第２のコンデンサＣ2 の放電回
路は形成されない。第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2が
０．７５Ｖ程度になると、第２のトランジスタＱ12がオ
ンになり、比較器５５の正入力端子の参照信号としての
電圧Ｖ1 が低下し、のこぎり波から成る負入力端子の電
圧Ｖ2 よりも低くなり、ｔ2 で比較器５５の出力は低レ
ベル（Ｌ）に転換する。これにより、第２のダイオード
Ｄ2 がオンになり、トランジスタ７のオフ期間Ｔoff に
は比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 が ｛（Ｖr −Ｖf ）（Ｒ2 ）／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）｝＋Ｖf になり、約３Ｖに固定される。なお、Ｖf はダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 のそれぞれの順方向電圧を示す。また、ＮＯ
Ｔ回路６０の出力が高レベル、第３のトランジスタＱ3
がオンになるので、第２のコンデンサＣ2 の電荷がトラ
ンジスタＱ13を介して急激に放出され、この電圧Ｖc2は
急激に低下する。ｔ2 〜ｔ3 のオフ期間Ｔoff には、比
較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 即ち参照信号が負入力
端子の電圧Ｖ2 即ちのこぎり波よりも低いので、第１の
トランジスタＱ11及び第１のダイオードＤ1 が逆バイア
ス状態となり、それぞれオフ状態になるの。このため、
第１のコンデンサＣ1 の充電が停止される。これによ
り、主回路３０の駆動時には、第１のコンデンサＣ1 の
電荷が抵抗Ｒ1 を通って放出され、第１のコンデンサＣ
1 の電圧及び比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ2 は傾斜
を有して低下する。ｔ3 〜ｔ4 期間に図４（Ａ）に示す
水平同期パルスが発生すると、トランジスタＱ10がオン
になり、抵抗Ｒ4 がコンデンサＣ1 に並列に接続され
る。抵抗Ｒ4 は抵抗Ｒ1 よりも大幅に小さい値に設定さ
れているので、コンデンサＣ1 の放電が急速に進む。こ
れにより、ほぼｔ3 時点でコンデンサＣ2の電圧Ｖ2 が
比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 よりも低くなる。比
較器５５の負入力端子の電圧Ｖ2 が正入力端子の電圧Ｖ
1 よりも低くなると、比較器５５の出力は再び高レベル
になり、同じ動作が繰返される。なお、ｔ3 〜ｔ4 期間
には、トランジスタＱ10がオンになってコンデンサＣ1
の放電回路が形成されると共に、トランジスタＱ11がオ
ンになってコンデンサＣ1 の充電回路も形成される。従
って、ｔ3 〜ｔ4 期間のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ2 は電
圧Ｖ1 よりも幾らか低い値に保たれる。比較器５５の出
力パルス列はトランジスタ７に与えられるので、トラン
ジスタ７は図４の（Ｄ）に示す出力パルス列に対応して
オン・オフにする。主回路３０が正常に動作している期
間には図４（Ａ）に示すように一定の周期Ｔ1 を有して
水平同期パルス（水平同期信号）が繰返して発生するの
で、図４（Ｄ）のＰＷＭパルスの繰返し周波数及び周期
は水平同期パルスと同一になる。この結果、トランジス
タ７のオン・オフによるノイズ成分の周波数も一定にな
り、このノイズ成分を簡単な除去回路によって容易に除
去することができる。一方ｔ5 時点よりも後の待機期間
には水平同期信号が発生しないので、図３のトランジス
タＱ10は常にオフに保たれる。このため、第１のコンデ
ンサＣ1 の放電が抵抗Ｒ1 のみを通して行われるので、
第１のコンデンサＣ1 の電圧即ち比較器５５の負入力端
子の電圧Ｖ2 の低下する速度（傾き）が図４（Ｂ）のｔ
6 〜ｔ7 に示すようにゆるやかになり、オフ期間Ｔoff
が主回路３０の駆動時よりも長くなり、スイッチング・
トランジスタ７のオン・オフ繰返し周波数が例えば１８
ｋＨｚのように低くなり、トランジスタ７の損失が小さ
くなる。ｔ5 時点よりも前の主回路３０の駆動期間にお
いて、出力端子２７の電圧が所望値（１２０Ｖ）よりも
高くなると、ホトトランジスタ１４の抵抗が小さくな
り、第２のコンデンサＣ2 の充電電流が大きくなる。こ
の結果、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の充電速度が
速くなり、比較器５５の出力電圧が高レベルに転換した
時点から短い期間内に第２のトランジスタＱ12がオンに
転換し、図４（Ｄ）で点線で示すように出力パルスのオ
ン期間Ｔonが短くなり、デュ−テイ（ｄｕｔｙ）比が小
さくなり、出力端子２７の電圧は所望電圧値に戻され
る。
の動作を説明する。図４において（Ａ）は水平同期信号
を示し、（Ｂ）は比較器５５の両入力電圧Ｖ1 、Ｖ2 を
示し、（Ｃ）はコンデンサＣ2 の電圧を示し、（Ｄ）は
比較器５５の出力を示す。まず、ｔ1 〜ｔ2 期間では、
ツエナーダイオード等で構成された基準電圧源５８から
基準電圧Ｖr （約６．３Ｖ）が得られ、これが演算増幅
器から成るコンパレ−タ即ち比較器５５の正入力端子に
与えられる。また、第１のトランジスタＱ11を通る第１
のコンデンサＣ1 の充電回路が形成される。この第１の
コンデンサＣ1は、基準電圧ＶｒからトランジスタＱ11
のベース・エミッタ間電圧ＶBEとダイオードＤ1 の電圧
Ｖf との和（ＶBE＋Ｖf ) を差し引いた値（約５Ｖ）即
ちＶr −（ＶBE＋Ｖｆ）まで充電される。比較器５５の
正入力端子には、参照信号として基準電圧源５８の電圧
Ｖr （６．３Ｖ）即ち電圧Ｖ1 が印加される。図４の
（Ｂ）で実線で示す電圧Ｖ1 の最大振幅は約６．３Ｖで
あり、破線で示すのこぎり波から成る比較器１５の負入
力端子の電圧Ｖ2 の最大振幅は約５Ｖであるので、比較
器５５の出力は高レベル（Ｈ）に保たれる。なお、両入
力電圧Ｖ1 、Ｖ2 の差は約１．３Ｖであるので、ノイズ
による誤動作を十分に防ぐことができる。一方、第２の
コンデンサＣ2 とホトトランジスタ１４の抵抗とで決ま
るＣＲ時定数は第１のコンデンサＣ1 とこの充電回路の
抵抗とで決まるＣＲ時定数よりも十分に大きく設定され
ているので、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2は図４の
（Ｃ）のｔ0 〜ｔ2 区間に示すようにトランジスタ７の
オン期間Ｔonにおいて傾斜を有してゆっくり上昇する。
なお、オン期間Ｔonには比較器５５の出力が高レベル、
ＮＯＴ回路６０の出力が低レベル、第３のトランジスタ
Ｑ13がオフであるので、第２のコンデンサＣ2 の放電回
路は形成されない。第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2が
０．７５Ｖ程度になると、第２のトランジスタＱ12がオ
ンになり、比較器５５の正入力端子の参照信号としての
電圧Ｖ1 が低下し、のこぎり波から成る負入力端子の電
圧Ｖ2 よりも低くなり、ｔ2 で比較器５５の出力は低レ
ベル（Ｌ）に転換する。これにより、第２のダイオード
Ｄ2 がオンになり、トランジスタ７のオフ期間Ｔoff に
は比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 が ｛（Ｖr −Ｖf ）（Ｒ2 ）／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）｝＋Ｖf になり、約３Ｖに固定される。なお、Ｖf はダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 のそれぞれの順方向電圧を示す。また、ＮＯ
Ｔ回路６０の出力が高レベル、第３のトランジスタＱ3
がオンになるので、第２のコンデンサＣ2 の電荷がトラ
ンジスタＱ13を介して急激に放出され、この電圧Ｖc2は
急激に低下する。ｔ2 〜ｔ3 のオフ期間Ｔoff には、比
較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 即ち参照信号が負入力
端子の電圧Ｖ2 即ちのこぎり波よりも低いので、第１の
トランジスタＱ11及び第１のダイオードＤ1 が逆バイア
ス状態となり、それぞれオフ状態になるの。このため、
第１のコンデンサＣ1 の充電が停止される。これによ
り、主回路３０の駆動時には、第１のコンデンサＣ1 の
電荷が抵抗Ｒ1 を通って放出され、第１のコンデンサＣ
1 の電圧及び比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ2 は傾斜
を有して低下する。ｔ3 〜ｔ4 期間に図４（Ａ）に示す
水平同期パルスが発生すると、トランジスタＱ10がオン
になり、抵抗Ｒ4 がコンデンサＣ1 に並列に接続され
る。抵抗Ｒ4 は抵抗Ｒ1 よりも大幅に小さい値に設定さ
れているので、コンデンサＣ1 の放電が急速に進む。こ
れにより、ほぼｔ3 時点でコンデンサＣ2の電圧Ｖ2 が
比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ1 よりも低くなる。比
較器５５の負入力端子の電圧Ｖ2 が正入力端子の電圧Ｖ
1 よりも低くなると、比較器５５の出力は再び高レベル
になり、同じ動作が繰返される。なお、ｔ3 〜ｔ4 期間
には、トランジスタＱ10がオンになってコンデンサＣ1
の放電回路が形成されると共に、トランジスタＱ11がオ
ンになってコンデンサＣ1 の充電回路も形成される。従
って、ｔ3 〜ｔ4 期間のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ2 は電
圧Ｖ1 よりも幾らか低い値に保たれる。比較器５５の出
力パルス列はトランジスタ７に与えられるので、トラン
ジスタ７は図４の（Ｄ）に示す出力パルス列に対応して
オン・オフにする。主回路３０が正常に動作している期
間には図４（Ａ）に示すように一定の周期Ｔ1 を有して
水平同期パルス（水平同期信号）が繰返して発生するの
で、図４（Ｄ）のＰＷＭパルスの繰返し周波数及び周期
は水平同期パルスと同一になる。この結果、トランジス
タ７のオン・オフによるノイズ成分の周波数も一定にな
り、このノイズ成分を簡単な除去回路によって容易に除
去することができる。一方ｔ5 時点よりも後の待機期間
には水平同期信号が発生しないので、図３のトランジス
タＱ10は常にオフに保たれる。このため、第１のコンデ
ンサＣ1 の放電が抵抗Ｒ1 のみを通して行われるので、
第１のコンデンサＣ1 の電圧即ち比較器５５の負入力端
子の電圧Ｖ2 の低下する速度（傾き）が図４（Ｂ）のｔ
6 〜ｔ7 に示すようにゆるやかになり、オフ期間Ｔoff
が主回路３０の駆動時よりも長くなり、スイッチング・
トランジスタ７のオン・オフ繰返し周波数が例えば１８
ｋＨｚのように低くなり、トランジスタ７の損失が小さ
くなる。ｔ5 時点よりも前の主回路３０の駆動期間にお
いて、出力端子２７の電圧が所望値（１２０Ｖ）よりも
高くなると、ホトトランジスタ１４の抵抗が小さくな
り、第２のコンデンサＣ2 の充電電流が大きくなる。こ
の結果、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の充電速度が
速くなり、比較器５５の出力電圧が高レベルに転換した
時点から短い期間内に第２のトランジスタＱ12がオンに
転換し、図４（Ｄ）で点線で示すように出力パルスのオ
ン期間Ｔonが短くなり、デュ−テイ（ｄｕｔｙ）比が小
さくなり、出力端子２７の電圧は所望電圧値に戻され
る。
【００２０】ｔ5 よりも後の節電時に主回路３０が非駆
動となり、水平同期信号が発生しないと、図３のトラン
ジスタＱ10がオフに保たれるので、コンデンサＣ1 の強
制的放電が行われない。このため、図４（Ｂ）のｔ5 以
後に示すようにのこぎり波即ち電圧Ｖ2 の周波数が水平
同期信号の周波数より低くなる。これにより、ＰＷＭパ
ルスの周波数も低くなり、スイッチングトランジスタ７
の損失が小さくなる。また、ＰＷＭパルスの周波数が低
下すると、一定の出力電圧を得る時にＰＷＭパルスの幅
を広げることが可能になり、ＰＷＭパルスを安定的に発
生させることができる。なお、トランジスタ７のオン・
オフ周波数が低くなっても、この時にトランス５の巻線
６、８に流れる電流が主回路３０の駆動時よりも大幅に
小さいので、高い周波数を前提として設計されたトラン
ス５において温度上昇等の問題が全く生じない。
動となり、水平同期信号が発生しないと、図３のトラン
ジスタＱ10がオフに保たれるので、コンデンサＣ1 の強
制的放電が行われない。このため、図４（Ｂ）のｔ5 以
後に示すようにのこぎり波即ち電圧Ｖ2 の周波数が水平
同期信号の周波数より低くなる。これにより、ＰＷＭパ
ルスの周波数も低くなり、スイッチングトランジスタ７
の損失が小さくなる。また、ＰＷＭパルスの周波数が低
下すると、一定の出力電圧を得る時にＰＷＭパルスの幅
を広げることが可能になり、ＰＷＭパルスを安定的に発
生させることができる。なお、トランジスタ７のオン・
オフ周波数が低くなっても、この時にトランス５の巻線
６、８に流れる電流が主回路３０の駆動時よりも大幅に
小さいので、高い周波数を前提として設計されたトラン
ス５において温度上昇等の問題が全く生じない。
【００２１】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 出力電圧を出力端子２７から検出する代りにト
ランス５に電圧検出巻線を設けるか又は巻線１１の電圧
を検出することとによって出力電圧を間接的に検出し、
これに基づいて定電圧制御を行うことができる。巻線１
１を電圧検出に兼用する場合には、コンデンサ１８に対
して電圧制御信号形成回路即ち誤差増幅回路を接続し、
この出力に基づいてＰＷＭパルスを実施例と同様に作成
する。 （２） トランジスタ７を電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）等の半導体スイッチにすることができる。 （３） 副回路３４をテレビジョン受像機のリモコン制
御回路とし、主回路３０をテレビジョン受像機のＣＲＴ
又は液晶表示回路とすることができる。 （４） トランジスタ７がオンの時にダイオ−ド２４も
オンになるように形成することもできる。 （５） 水平偏向回路２９を含む表示装置をＣＲＴ以外
の液晶表示装置とすることができる。即ち本発明は走査
型の表示装置のすべてに適用可能である。 （６） 図４では（Ａ）の水平同期パルスの立上りに同
期して図４（Ｄ）のＰＷＭパルスを発生させているが、
この代りに、水平同期パルスの立下りに同期してＰＷＭ
パルスを発生させることができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 出力電圧を出力端子２７から検出する代りにト
ランス５に電圧検出巻線を設けるか又は巻線１１の電圧
を検出することとによって出力電圧を間接的に検出し、
これに基づいて定電圧制御を行うことができる。巻線１
１を電圧検出に兼用する場合には、コンデンサ１８に対
して電圧制御信号形成回路即ち誤差増幅回路を接続し、
この出力に基づいてＰＷＭパルスを実施例と同様に作成
する。 （２） トランジスタ７を電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）等の半導体スイッチにすることができる。 （３） 副回路３４をテレビジョン受像機のリモコン制
御回路とし、主回路３０をテレビジョン受像機のＣＲＴ
又は液晶表示回路とすることができる。 （４） トランジスタ７がオンの時にダイオ−ド２４も
オンになるように形成することもできる。 （５） 水平偏向回路２９を含む表示装置をＣＲＴ以外
の液晶表示装置とすることができる。即ち本発明は走査
型の表示装置のすべてに適用可能である。 （６） 図４では（Ａ）の水平同期パルスの立上りに同
期して図４（Ｄ）のＰＷＭパルスを発生させているが、
この代りに、水平同期パルスの立下りに同期してＰＷＭ
パルスを発生させることができる。
【図１】実施例のスイッチングタイプの電源装置示す回
路図である。
路図である。
【図２】図１の電圧制御信号形成回路を詳しく示す回路
図である。
図である。
【図３】図１のＰＷＭパルス発生回路とこの出力段を示
す回路図である。
す回路図である。
【図４】ＰＷＭパルス発生回路の各部の状態を示す波形
図である。
図である。
７ スイッチングトランジスタ １３ ＰＷＭパルス発生回路 １６ 水平同期信号ライン ３０ 主回路 ３４ 副回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年８月２６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】次に、図４の波形図を参照して図３の回路
の動作を説明する。図４において（Ａ）は水平同期信号
を示し、（Ｂ）は比較器５５の両入力電圧Ｖ１、Ｖ２を
示し、（Ｃ）はコンデンサＣ２の電圧を示し、（Ｄ）は
比較器５５の出力を示す。まず、ｔ１〜ｔ２期間では、
ツエナーダイオード等で構成された基準電圧源５８から
基準電圧Ｖｒ（約６．３Ｖ）が得られ、これが演算増幅
器から成るコンパレータ即ち比較器５５の正入力端子に
与えられる。また、第１のトランジスタＱ１１を通る第
１のコンデンサＣ１の充電回路が形成される。この第１
のコンデンサＣ１は、基準電圧ＶｒからトランジスタＱ
１１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥとダイオードＤ１
の電圧Ｖｆとの和（ＶＢＥ＋Ｖｆ）を差し引いた値（約
５Ｖ）即ちＶｒ−（ＶＢＥ ＋Ｖｆ）まで充電される。
比較器５５の正入力端子には、参照信号として基準電圧
源５８の電圧Ｖｒ（６．３Ｖ）即ち電圧Ｖ１が印加され
る。図４の（Ｂ）で実線で示す電圧Ｖ１の最大振幅は約
６．３Ｖであり、破線で示すのこぎり波から成る比較器
１５の負入力端子の電圧Ｖ２の最大振幅は約５Ｖである
ので、比較器５５の出力は高レベル（Ｈ）に保たれる。
なお、両入力電圧Ｖ１、Ｖ２の差は約１．３Ｖであるの
で、ノイズによる誤動作を十分に防ぐことができる。一
方、第２のコンデンサＣ２とホトトランジスタ１４の抵
抗とで決まるＣＲ時定数は第１のコンデンサＣ１とこの
充電回路の抵抗とで決まるＣＲ時定数よりも十分に大き
く設定されているので、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖ
ｃ２は図４の（Ｃ）のｔ０〜ｔ２区間に示すようにトラ
ンジスタ７のオン期間Ｔｏｎにおいて傾斜を有してゆっ
くり上昇する。なお、オン期間Ｔｏｎには比較器５５の
出力が高レベル、ＮＯＴ回路６０の出力が低レベル、第
３のトランジスタＱ１３がオフであるので、第２のコン
デンサＣ２の放電回路は形成されない。第２のコンデン
サＣ２の電圧Ｖｃ２が０．７５Ｖ程度になると、第２の
トランジスタＱ１２がオンになり、比較器５５の正入力
端子の参照信号としての電圧Ｖ１が低下し、のこぎり波
から成る負入力端子の電圧Ｖ２よりも低くなり、ｔ２で
比較器５５の出力は低レベル（Ｌ）に転換する。これに
より、第２のダイオードＤ２がオンになり、トランジス
タ７のオフ期間Ｔｏｆｆには比較器５５の正入力端子の
電圧Ｖ１が ｛（Ｖｒ−Ｖｆ）（Ｒ２）／（Ｒ２＋Ｒ３）｝＋Ｖｆ になり、約３Ｖに固定される。なお、Ｖｆはダイオード
Ｄ１、Ｄ２のそれぞれの順方向電圧を示す。また、ＮＯ
Ｔ回路６０の出力が高レベル、第３のトランジスタＱ３
がオンになるので、第２のコンデンサＣ２の電荷がトラ
ンジスタＱ１３を介して急激に放出され、この電圧Ｖｃ
２は急激に低下する。ｔ２〜ｔ３のオフ期間Ｔｏｆｆに
は、比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ１即ち参照信号が
負入力端子の電圧Ｖ２即ちのこぎり波よりも低いので、
第１のトランジスタＱ１１及び第１のダイオードＤ１が
逆バイアス状態となり、それぞれオフ状態になる。この
ため、第１のコンデンサＣ１の充電が停止される。これ
により、主回路３０の駆動時には、第１のコンデンサＣ
１の電荷が抵抗Ｒ１を通って放出され、第１のコンデン
サＣ１の電圧及び比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ２は
傾斜を有して低下する。ｔ３〜ｔ４期間に図４（Ａ）に
示す水平同期パルスが発生すると、トランジスタＱ１０
がオンになり、抵抗Ｒ４がコンデンサＣ１に並列に接続
される。抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ１よりも大幅に小さい値に設
定されているので、コンデンサＣ１の放電が急速に進
む。これにより、ほぼｔ３時点でコンデンサＣ２の電圧
Ｖ２が比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ１よりも低くな
る。比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ２が正入力端子の
電圧Ｖ１よりも低くなると、比較器５５の出力は再び高
レベルになり、同じ動作が繰返される。なお、ｔ３〜ｔ
４期間には、トランジスタＱ１０がオンになってコンデ
ンサＣ１の放電回路が形成されると共に、トランジスタ
Ｑ１１がオンになってコンデンサＣ１の充電回路も形成
される。従って、ｔ３〜ｔ４期間のコンデンサＣ１の電
圧Ｖ２は電圧Ｖ１よりも幾らか低い値に保たれる。比較
器５５の出力パルス列はトランジスタ７に与えられるの
で、トランジスタ７は図４の（Ｄ）に示す出力パルス列
に対応してオン・オフにする。主回路３０が正常に動作
している期間には図４（Ａ）に示すように一定の周期Ｔ
１を有して水平同期パルス（水平同期信号）が繰返して
発生するので、図４（Ｄ）のＰＷＭパルスの繰返し周波
数及び周期は水平同期パルスと同一になる。この結果、
トランジスタ７のオン・オフによるノイズ成分の周波数
も一定になり、このノイズ成分を簡単な除去回路によっ
て容易に除去することができる。一方ｔ５時点よりも後
の待機期間には水平同期信号が発生しないので、図３の
トランジスタＱ１０は常にオフに保たれる。このため、
第１のコンデンサＣ１の放電が抵抗Ｒ１のみを通して行
われるので、第１のコンデンサＣ１の電圧即ち比較器５
５の負入力端子の電圧Ｖ２の低下する速度（傾き）が図
４（Ｂ）のｔ６〜ｔ７に示すようにゆるやかになり、オ
フ期間Ｔｏｆｆが主回路３０の駆動時よりも長くなり、
スイッチング・トランジスタ７のオン・オフ繰返し周波
数が例えば１８ｋＨｚのように低くなり、トランジスタ
７の損失が小さくなる。ｔ５時点よりも前の主回路３０
の駆動期間において、出力端子２７の電圧が所望値（１
２０Ｖ）よりも高くなると、ホトトランジスタ１４の抵
抗が小さくなり、第２のコンデンサＣ２の充電電流が大
きくなる。この結果、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ
２の充電速度が速くなり、比較器５５の出力電圧が高レ
ベルに転換した時点から短い期間内に第２のトランジス
タＱ１２がオンに転換し、図４（Ｄ）で点線で示すよう
に出力パルスのオン期間Ｔｏｎが短くなり、デューテイ
（ｄｕｔｙ）比が小さくなり、出力端子２７の電圧は所
望電圧値に戻される。
の動作を説明する。図４において（Ａ）は水平同期信号
を示し、（Ｂ）は比較器５５の両入力電圧Ｖ１、Ｖ２を
示し、（Ｃ）はコンデンサＣ２の電圧を示し、（Ｄ）は
比較器５５の出力を示す。まず、ｔ１〜ｔ２期間では、
ツエナーダイオード等で構成された基準電圧源５８から
基準電圧Ｖｒ（約６．３Ｖ）が得られ、これが演算増幅
器から成るコンパレータ即ち比較器５５の正入力端子に
与えられる。また、第１のトランジスタＱ１１を通る第
１のコンデンサＣ１の充電回路が形成される。この第１
のコンデンサＣ１は、基準電圧ＶｒからトランジスタＱ
１１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥとダイオードＤ１
の電圧Ｖｆとの和（ＶＢＥ＋Ｖｆ）を差し引いた値（約
５Ｖ）即ちＶｒ−（ＶＢＥ ＋Ｖｆ）まで充電される。
比較器５５の正入力端子には、参照信号として基準電圧
源５８の電圧Ｖｒ（６．３Ｖ）即ち電圧Ｖ１が印加され
る。図４の（Ｂ）で実線で示す電圧Ｖ１の最大振幅は約
６．３Ｖであり、破線で示すのこぎり波から成る比較器
１５の負入力端子の電圧Ｖ２の最大振幅は約５Ｖである
ので、比較器５５の出力は高レベル（Ｈ）に保たれる。
なお、両入力電圧Ｖ１、Ｖ２の差は約１．３Ｖであるの
で、ノイズによる誤動作を十分に防ぐことができる。一
方、第２のコンデンサＣ２とホトトランジスタ１４の抵
抗とで決まるＣＲ時定数は第１のコンデンサＣ１とこの
充電回路の抵抗とで決まるＣＲ時定数よりも十分に大き
く設定されているので、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖ
ｃ２は図４の（Ｃ）のｔ０〜ｔ２区間に示すようにトラ
ンジスタ７のオン期間Ｔｏｎにおいて傾斜を有してゆっ
くり上昇する。なお、オン期間Ｔｏｎには比較器５５の
出力が高レベル、ＮＯＴ回路６０の出力が低レベル、第
３のトランジスタＱ１３がオフであるので、第２のコン
デンサＣ２の放電回路は形成されない。第２のコンデン
サＣ２の電圧Ｖｃ２が０．７５Ｖ程度になると、第２の
トランジスタＱ１２がオンになり、比較器５５の正入力
端子の参照信号としての電圧Ｖ１が低下し、のこぎり波
から成る負入力端子の電圧Ｖ２よりも低くなり、ｔ２で
比較器５５の出力は低レベル（Ｌ）に転換する。これに
より、第２のダイオードＤ２がオンになり、トランジス
タ７のオフ期間Ｔｏｆｆには比較器５５の正入力端子の
電圧Ｖ１が ｛（Ｖｒ−Ｖｆ）（Ｒ２）／（Ｒ２＋Ｒ３）｝＋Ｖｆ になり、約３Ｖに固定される。なお、Ｖｆはダイオード
Ｄ１、Ｄ２のそれぞれの順方向電圧を示す。また、ＮＯ
Ｔ回路６０の出力が高レベル、第３のトランジスタＱ３
がオンになるので、第２のコンデンサＣ２の電荷がトラ
ンジスタＱ１３を介して急激に放出され、この電圧Ｖｃ
２は急激に低下する。ｔ２〜ｔ３のオフ期間Ｔｏｆｆに
は、比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ１即ち参照信号が
負入力端子の電圧Ｖ２即ちのこぎり波よりも低いので、
第１のトランジスタＱ１１及び第１のダイオードＤ１が
逆バイアス状態となり、それぞれオフ状態になる。この
ため、第１のコンデンサＣ１の充電が停止される。これ
により、主回路３０の駆動時には、第１のコンデンサＣ
１の電荷が抵抗Ｒ１を通って放出され、第１のコンデン
サＣ１の電圧及び比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ２は
傾斜を有して低下する。ｔ３〜ｔ４期間に図４（Ａ）に
示す水平同期パルスが発生すると、トランジスタＱ１０
がオンになり、抵抗Ｒ４がコンデンサＣ１に並列に接続
される。抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ１よりも大幅に小さい値に設
定されているので、コンデンサＣ１の放電が急速に進
む。これにより、ほぼｔ３時点でコンデンサＣ２の電圧
Ｖ２が比較器５５の正入力端子の電圧Ｖ１よりも低くな
る。比較器５５の負入力端子の電圧Ｖ２が正入力端子の
電圧Ｖ１よりも低くなると、比較器５５の出力は再び高
レベルになり、同じ動作が繰返される。なお、ｔ３〜ｔ
４期間には、トランジスタＱ１０がオンになってコンデ
ンサＣ１の放電回路が形成されると共に、トランジスタ
Ｑ１１がオンになってコンデンサＣ１の充電回路も形成
される。従って、ｔ３〜ｔ４期間のコンデンサＣ１の電
圧Ｖ２は電圧Ｖ１よりも幾らか低い値に保たれる。比較
器５５の出力パルス列はトランジスタ７に与えられるの
で、トランジスタ７は図４の（Ｄ）に示す出力パルス列
に対応してオン・オフにする。主回路３０が正常に動作
している期間には図４（Ａ）に示すように一定の周期Ｔ
１を有して水平同期パルス（水平同期信号）が繰返して
発生するので、図４（Ｄ）のＰＷＭパルスの繰返し周波
数及び周期は水平同期パルスと同一になる。この結果、
トランジスタ７のオン・オフによるノイズ成分の周波数
も一定になり、このノイズ成分を簡単な除去回路によっ
て容易に除去することができる。一方ｔ５時点よりも後
の待機期間には水平同期信号が発生しないので、図３の
トランジスタＱ１０は常にオフに保たれる。このため、
第１のコンデンサＣ１の放電が抵抗Ｒ１のみを通して行
われるので、第１のコンデンサＣ１の電圧即ち比較器５
５の負入力端子の電圧Ｖ２の低下する速度（傾き）が図
４（Ｂ）のｔ６〜ｔ７に示すようにゆるやかになり、オ
フ期間Ｔｏｆｆが主回路３０の駆動時よりも長くなり、
スイッチング・トランジスタ７のオン・オフ繰返し周波
数が例えば１８ｋＨｚのように低くなり、トランジスタ
７の損失が小さくなる。ｔ５時点よりも前の主回路３０
の駆動期間において、出力端子２７の電圧が所望値（１
２０Ｖ）よりも高くなると、ホトトランジスタ１４の抵
抗が小さくなり、第２のコンデンサＣ２の充電電流が大
きくなる。この結果、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ
２の充電速度が速くなり、比較器５５の出力電圧が高レ
ベルに転換した時点から短い期間内に第２のトランジス
タＱ１２がオンに転換し、図４（Ｄ）で点線で示すよう
に出力パルスのオン期間Ｔｏｎが短くなり、デューテイ
（ｄｕｔｙ）比が小さくなり、出力端子２７の電圧は所
望電圧値に戻される。
Claims (4)
- 【請求項１】 表示装置を構成するための水平同期信号
発生回路（２９ａ）を含んでいる主回路（３０）とこの
主回路（３０）よりも消費電力の少ない副回路（３４）
とに電力を供給するための電源装置であって、 直流電源（２）の一端（３）と他端（４）との間に接続
されたトランス（５）の１次巻線（６）と制御端子を有
するスイッチング素子（７）との直列回路と、 前記１次巻線（６）に電磁結合された第１の出力巻線
（８）と、 前記１次巻線（６）に電磁結合された第２の出力巻線
（９）と、 前記第１の出力巻線（８）と前記主回路（３０）との間
に接続された第１の整流平滑回路（２６）と、 前記第２の出力巻線（９）と前記副回路（３４）との間
に接続された第２の整流平滑回路（３３）と、 前記主回路（３０）の駆動状態と非駆動状態とを選択的
に得るための制御手段（３４、４２）と、 前記第１の整流平滑回路（２６）の出力電圧を一定にす
るための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段
（５０）と、 前記電圧制御信号形成回路（５０）と前記水平同期信号
発生回路（２９ａ）とに結合され、前記水平同期信号発
生回路（２９ａ）から水平同期信号が発生している時に
はこの水平同期信号と同一の周波数を有し且つ前記第１
の整流平滑回路（２６）の出力電圧を所定値に制御する
ためのパルス幅を有する第１のパルス列を形成し、この
第１のパルス列によって前記スイッチング素子（７）を
オン・オフ制御し、前記水平同期信号発生回路（２９
ａ）から水平同期信号が発生していない時には前記水平
同期信号よりも低い周波数を有し且つ前記第１の整流平
滑回路（２６）の出力電圧を前記所定値に制御するため
のパルス幅を有する第２のパルス列を形成し、この第２
のパルス列によって前記スイッチング素子（７）をオン
・オフ制御するパルス発生回路（１３）とを備えた電源
装置。 - 【請求項２】 前記パルス発生回路（１３）は、 前記主回路（３０）から水平同期信号が正常に発生して
いる時には、この水平同期信号に応答して、この水平同
期信号と同一の周波数を有する第１の周波数で第１のの
こぎり波を発生し、前記水平同期信号が発生していない
時には前記水平同期信号の周波数よりも低い第２の周波
数で第２ののこぎり波を発生するのこぎり波発生回路
（５６）と、 前記電圧制御信号に応答して前記第１の整流平滑回路
（２６）の出力電圧を前記所定値に制御するための参照
信号を発生する参照信号発生手段（５７）と、 前記のこぎり波発生回路（５６）と前記参照信号発生手
段（５７）と前記スイッチング素子（７）の制御端子と
に接続され、前記第１ののこぎり波が発生している時に
は前記第１ののこぎり波と前記参照信号との比較に基づ
いて前記水平同期信号と同一の周波数を有する前記第１
のパルス列を形成し、前記第２ののこぎり波が発生して
いる時には前記第２ののこぎり波と前記参照信号との比
較に基づいて前記水平同期信号よりも低い周波数を有す
る前記第２のパルス列を形成して前記スイッチング素子
（７）の前記制御端子に供給するコンパレ−タ（５５）
と、から成ることを特徴とする請求項１記載の電源装
置。 - 【請求項３】 前記副回路（３４）はマイクロコンピュ
−タを含む制御回路である請求項１又は２記載の電源装
置。 - 【請求項４】 前記副回路はテレビジョン受像機のリモ
−トコントロ−ル回路であることを特徴とする請求項１
又は２記載の電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7178235A JPH099174A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | スイッチング型の電源装置 |
| KR1019960009949A KR100225311B1 (ko) | 1995-06-21 | 1996-04-03 | 스위칭형 전원 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7178235A JPH099174A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | スイッチング型の電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH099174A true JPH099174A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=16044963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7178235A Pending JPH099174A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | スイッチング型の電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH099174A (ja) |
| KR (1) | KR100225311B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0942518A2 (en) * | 1998-03-10 | 1999-09-15 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| EP1355410A1 (en) * | 1997-04-30 | 2003-10-22 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| JP2014110696A (ja) * | 2012-12-03 | 2014-06-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電源装置及び照明装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100603421B1 (ko) | 1999-08-24 | 2006-07-20 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 오차증폭기를 이용하여 버스트 모드를 구현한 스위칭 모드 파워서플라이 |
| KR100586988B1 (ko) | 2004-08-09 | 2006-06-08 | 삼성전자주식회사 | 전자장치 |
Citations (8)
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| JPS63151278A (ja) * | 1986-12-05 | 1988-06-23 | エヌ・ベー・フィリップス・フルーイランペンファブリケン | テレビジョン受像機のスイッチモード電力供給装置 |
| JPS63503426A (ja) * | 1986-01-31 | 1988-12-08 | ドイチエ トムソン−ブラント ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | テレビジヨン機器用のスイツチング電源装置 |
| JPH01501591A (ja) * | 1986-12-03 | 1989-06-01 | ドイチエ トムソン―ブラント ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | マイクロプロセツサ制御の操作部とスイツチング電源回路部を有するテレビジヨン受信機 |
| JPH02284587A (ja) * | 1989-03-07 | 1990-11-21 | Rca Licensing Corp | スイッチモード電源 |
| JPH0429482A (ja) * | 1990-05-23 | 1992-01-31 | Sharp Corp | 低出力対応スイッチングレギュレータ |
| JPH0576175A (ja) * | 1991-09-13 | 1993-03-26 | Sony Corp | スイツチング電源装置 |
| JPH05508977A (ja) * | 1990-07-10 | 1993-12-09 | ドイチエ トムソン―ブラント ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | テレビ受像機用スイッチング電源回路装置 |
| JPH0680385B2 (ja) * | 1989-11-14 | 1994-10-12 | 三洋電機株式会社 | ショーケース |
-
1995
- 1995-06-21 JP JP7178235A patent/JPH099174A/ja active Pending
-
1996
- 1996-04-03 KR KR1019960009949A patent/KR100225311B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (8)
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| EP1355410A1 (en) * | 1997-04-30 | 2003-10-22 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| EP0942518A2 (en) * | 1998-03-10 | 1999-09-15 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| EP0942518A3 (en) * | 1998-03-10 | 2000-08-30 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| JP2014110696A (ja) * | 2012-12-03 | 2014-06-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電源装置及び照明装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100225311B1 (ko) | 1999-10-15 |
| KR970004252A (ko) | 1997-01-29 |
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